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WO2015052895A1 - 光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法 - Google Patents

光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法 Download PDF

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WO2015052895A1
WO2015052895A1 PCT/JP2014/005002 JP2014005002W WO2015052895A1 WO 2015052895 A1 WO2015052895 A1 WO 2015052895A1 JP 2014005002 W JP2014005002 W JP 2014005002W WO 2015052895 A1 WO2015052895 A1 WO 2015052895A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
coefficient
optical
tap
crosstalk
signals
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2014/005002
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English (en)
French (fr)
Inventor
学 有川
タヤンディエ ドゥ ガボリ エマニュエル ル
俊治 伊東
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Priority to JP2015541433A priority Critical patent/JP6458733B2/ja
Publication of WO2015052895A1 publication Critical patent/WO2015052895A1/ja
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/04—Mode multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2581—Multimode transmission
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/05—Spatial multiplexing systems
    • H04J14/052—Spatial multiplexing systems using multicore fibre

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver, an optical transmission system, and an optical reception method for receiving a plurality of optical signals respectively transmitted through different paths close to each other.
  • a transmission capacity that is N times that of a single mode fiber can be achieved by transmitting different optical signals to the respective cores.
  • the distance between the cores arranged in the multicore fiber is reduced in order to increase the space utilization efficiency, crosstalk occurs between the cores, and the received signal quality is deteriorated.
  • Non-Patent Document 1 discloses MIMO processing in coupled three-core multicore fiber transmission.
  • Non-Patent Document 2 discloses MIMO processing for three-mode multimode fiber transmission.
  • an N ⁇ N matrix type FIR (Finite Impulse Response) filter is generally used.
  • the N signals separated from each other can be obtained by giving the reverse characteristics of the transmission path to the N signals including crosstalk by using an N ⁇ N matrix type FIR filter.
  • the coefficient of each FIR filter is obtained by training using a known pattern or CMA (Constant Modulus Algorithm) / DDLMS (Decision Directed Least Mean). Square) and the like are determined by adaptive equalization. Assuming that the number of taps of the FIR filter is M, the output of the above MIMO processing is described by equation (1).
  • the number of taps M of the FIR filter in order to appropriately perform the crosstalk compensation by the MIMO processing, it is necessary to select the number of taps M of the FIR filter so that the time width that can be expressed by the FIR filter exceeds the time spread generated in the transmission path.
  • the difference in propagation delay between cores in multi-core fiber and propagation delay difference between modes in multi-mode fiber is large. Therefore, when long-distance transmission is assumed, the number of taps of FIR filter It is necessary to increase M.
  • the number of taps M of the FIR filter should be designed to the maximum value so as to cope with the maximum time spread that occurs in the target transmission path. Is desirable.
  • the coefficients of each FIR filter are adaptively equalized due to the influence of the noise components. It will be slightly different from the reverse characteristics of the transmission line later.
  • the number of taps M of the FIR filter is large, errors in each tap are accumulated and become large, and the signal quality is deteriorated. This deterioration in signal quality is noticeable when a digital signal processing circuit designed to maximize the number of taps M of the FIR filter is applied to a transmission line with a small time spread.
  • FIG. 16 shows the relationship between the number of taps M of the FIR filter and the signal quality.
  • FIG. 16 is a simulation result when a signal obtained by transmitting two 128 Gb / s polarization multiplexed QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) signals through respective cores of a two-core multicore fiber is subjected to MIMO processing.
  • the total distance of the multi-core fiber transmission line is set to 700 km
  • the propagation delay difference between the two cores is set to 1 ns
  • the total amount of crosstalk is set to -10 dB. Assumed to occur in a distributed manner. Non-linear effects associated with fiber propagation are not considered.
  • the received OSNR Optical Signal-to-Noise Ratio
  • the oversampling was performed twice after coherent detection
  • the MIMO processing using CMA was performed in the digital signal processing.
  • Patent Document 1 in the equalization processing using the FIR filter, when the error rate is equal to or lower than the reference value, the tap is bypassed, and power consumption and delay are allowed while increasing the error rate within the range equal to or lower than the reference value.
  • a method for reducing time is disclosed.
  • long-distance transmission is realized by setting the delay time between each tap of the FIR filter to an integral multiple of the group delay difference of the optical signal received by each optical receiver and performing MIMO processing. A method is disclosed.
  • Patent Document 1 is based on the premise that the error rate decreases monotonously with respect to the number of taps, and is difficult to apply widely to general transmission.
  • Patent Document 2 uses only a tap having a delay amount that is an integral multiple of a specific time, it is difficult to apply when crosstalk occurs in a distributed manner in the longitudinal direction of the transmission path. It is difficult to respond flexibly to the transmission path.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and is an optical receiver that can be applied flexibly to various transmission paths and can accurately compensate for crosstalk of a plurality of optical signals transmitted through different paths close to each other.
  • An object of the present invention is to provide an optical transmission system and an optical receiving method.
  • an optical receiving apparatus receives k multiplexed optical signals including crosstalk, performs digital coherent processing, and outputs the digital coherent processing unit, and adaptively equalized coefficients.
  • a reception processing unit that processes and outputs a plurality of signals compensated for crosstalk as reception signals.
  • an optical transmission system generates and outputs k multiplexed optical signals by modulating and multiplexing output light from a first light source with a plurality of data, respectively.
  • An optical transmitter a transmission path having k or more paths for propagating the output k multiplexed optical signals, and a multiplexed optical signal input from the transmission path from the second light source.
  • optical coherent processing and compensates for crosstalk and outputs a received signal.
  • the optical receiver compensates for crosstalk added to the multiplexed optical signal by transmitting the transmission path.
  • an optical reception method is an optical reception method using k ⁇ k filters having coefficients to be equalized adaptively, and includes k multiplexed lights including crosstalk.
  • the signal is received, digitally coherently processed and output, k ⁇ k filters are adjusted according to the coefficients after the initial convergence of adaptive equalization, and the digitally coherently processed signals between the adjusted filters are used.
  • Crosstalk is compensated, and a plurality of signals with compensated crosstalk are processed and output as reception signals.
  • 1 is a system configuration diagram of an optical transmission system 60 according to a first embodiment. It is a system configuration figure of optical transmission system 100 concerning a 2nd embodiment. It is a block block diagram of the optical transmitter 200 which concerns on 2nd Embodiment. It is sectional drawing of the multi-core fiber transmission line 400 which concerns on 2nd Embodiment. It is a block block diagram of the optical receiver 600 which concerns on 2nd Embodiment. It is a block diagram of the MIMO process part 650 which concerns on 2nd Embodiment.
  • FIR filter hpq concerning 2nd Embodiment. It is a block diagram of a general FIR filter h ′ pq . It is a simulation result which illustrates tap coefficient h pq [m] after initial convergence.
  • 3 is an example of a channel response of a multi-core fiber transmission line 400. This is a constellation when the FIR filter h pq of FIG. 8 is applied. 10 is a constellation when the FIR filter h ′ pq of FIG. 9 is applied.
  • MIMO process part 650B which concerns on 3rd Embodiment. It is the figure which showed the setting procedure of tap coefficient Hpq [l] which concerns on 3rd Embodiment. It is the figure which showed the relationship between the tap number M of a general FIR filter, and signal quality.
  • FIG. 1A shows a block diagram of the optical receiver according to the present embodiment.
  • the optical receiving device 10 includes a digital coherent processing unit 20, a MIMO processing unit 30, and a reception processing unit 40.
  • the digital coherent processing unit 20 receives k multiplexed optical signals including crosstalk, which are mixed with each other by transmitting transmission paths close to each other.
  • the coherent processing unit 20 performs coherent detection on the input k multiplexed optical signals using a 90-degree optical hybrid or a photodetector included in an optical-electrical converter (OEC). Further, the digital coherent processing unit 20 quantizes the coherently detected signal by digital processing and outputs the quantized signal to the MIMO processing unit 30.
  • OEC optical-electrical converter
  • the coefficients of the FIR filter hpq are adaptively equalized by CMA control.
  • the MIMO processing unit 30 monitors the tap coefficient after the initial convergence of adaptive equalization, selects a tap coefficient to be used based on the monitoring result, and uses the FIR filter in which the tap coefficient is selected, The crosstalk of the input signal is compensated and output to the reception processing unit 40.
  • the reception processing unit 40 processes and outputs k signals with compensated crosstalk as reception signals.
  • a configuration diagram of the FIR filter 50 is shown in FIG. 1B.
  • each FIR filter 50 includes (M ⁇ 1) delay elements 51, M tap coefficients 52, an adaptive equalization unit 53, a coefficient monitor 54, and a coefficient selection unit 55.
  • the delay element 51 gives a predetermined delay time to the input signal.
  • the tap coefficient 52 corresponds to the signal to which the delay time is not given and the (M ⁇ 1) signals to which the delay time is given by the delay element 51, and the crosstalk of the signal input by the adaptive equalization unit 53. It is set to an appropriate value depending on The signal input to the FIR filter h pq is adjusted according to the magnitude set in the tap coefficient 52.
  • the adaptive equalization unit 53 controls the tap coefficient 52 by adaptive equalization using CMA.
  • the coefficient monitor 54 monitors the tap coefficient 52 initially converged by the adaptive equalization unit 53, and extracts a tap coefficient 52 whose magnitude is smaller than a predetermined threshold as a tap coefficient 52 that is not used for crosstalk compensation.
  • the coefficient selection unit 55 is notified.
  • the coefficient selection unit 55 reduces the size of the tap coefficient 52 notified from the coefficient monitor 54. As a result, only taps whose initially converged tap coefficients 52 are larger than a predetermined threshold are used for crosstalk compensation.
  • the MIMO processing unit 30 (k ⁇ k matrix type FIR filter h pq ) configured as described above operates, for example, as follows. That is, the coefficient monitor 54 extracts a tap coefficient h pq [m] whose magnitude is smaller than the threshold value h th after the initial convergence of adaptive equalization, and notifies the coefficient selection unit 55 of the tap coefficient h pq [m]. The coefficient selection unit 55 changes the value of the notified tap coefficient h pq [m] to “0” and disables the tap.
  • the tap coefficient h pq [m] includes an error due to the influence of noise or the like, but the coefficient monitor 54 extracts the tap coefficient h pq [m] that does not contribute much to the crosstalk compensation, and the coefficient selection unit 55 By reducing the extracted tap coefficient h pq [m], it is possible to reduce the influence due to errors of taps that do not contribute much to crosstalk compensation.
  • the optical receiver 10 configured as described above monitors the tap coefficient h pq [m] of the FIR filter h pq set after the initial convergence and the like, and does not contribute much to the crosstalk compensation.
  • the tap coefficient h pq [m] is reduced. In this case, only taps effective for decoding are selectively used regardless of the characteristics of the transmission path through which the input signal has passed. Therefore, the optical receiver 10 according to the present embodiment can compensate for crosstalk between a plurality of signals input in various transmission paths with high accuracy.
  • FIG. 2 shows a system configuration diagram of an optical transmission system in which the optical receiver 10 according to the present embodiment is arranged.
  • the optical transmission system 60 includes an optical transmission device 70, a transmission path 80, and an optical reception device 10.
  • the optical transmitter 70 generates and outputs k multiplexed optical signals to the transmission line 80 by modulating and multiplexing the output light from the first light source with a plurality of data, respectively.
  • the transmission path 80 propagates k multiplexed optical signals input from the optical transmitter 70 to the optical receiver 10.
  • the transmission line 80 is constituted by, for example, one multi-core fiber in which the same number or more cores as the input multiplexed optical signal are arranged in parallel in the clad.
  • the above-described optical receiver 10 shown in FIG. 1 can be applied to the optical receiver 10.
  • the optical receiver 10 digitally coherently receives k multiplexed optical signals input from the transmission line 80 using local light from the second light source, compensates for crosstalk, and outputs the received signals as received signals. .
  • FIG. 3 shows a system configuration diagram of the optical transmission system according to the present embodiment.
  • the optical transmission system 100 includes an optical transmission device 200, a fan-in 300, a multi-core fiber transmission line 400, a fan-out 500, and an optical reception device 600.
  • the optical transmission device 200 generates and outputs modulated light including various types of information.
  • the modulated light output from the optical transmitter 200 is input to the optical receiver 600 via the fan-in 300, the multi-core fiber transmission line 400, and the fan-out 500.
  • FIG. 4 shows a block configuration diagram of the optical transmission apparatus 200 according to the present embodiment.
  • the optical transmission device 200 includes a light source 210 and optical modulators 221 and 222.
  • the light source 210 generates and outputs a single light that is a source of modulated light.
  • the single light output from the light source 210 is branched into two and input to the optical modulators 221 and 222, respectively.
  • the light modulator 221 receives one single light from the light source 210 and a data signal representing various information from the outside.
  • the optical modulator 221 modulates one single light input from the light source 210 based on a data signal input from the outside, and outputs the modulated light to the core 420 described later via the fan-in 300.
  • the light modulator 221 modulates the other single light input from the light source 210 based on the data signal input from the outside, and outputs the modulated light to the core 430 described later via the fan-in 300.
  • the optical modulators 221 and 222 generate a 128 Gb / s polarization multiplexed QPSK signal as modulated light.
  • the fan-in 300 couples the modulated light input from the optical transmission device 200 to the core 420 and the core 430 of the multi-core fiber constituting the multi-core fiber transmission line 400, respectively.
  • the multi-core fiber transmission line 400 is formed by arranging a plurality of cores in a common clad.
  • a cross-sectional view of the multi-core fiber transmission line 400 according to the present embodiment is shown in FIG.
  • the multi-core fiber transmission line 400 is configured by a multi-core fiber in which two cores 420 and 430 are disposed in a clad 410.
  • the multi-core fiber transmission line 400 propagates the modulated light coupled to the cores 420 and 430 by the fan-in 300 to the fan-out 500.
  • the number of cores may be three or more.
  • an optical amplifier or the like can be disposed in the multi-core fiber transmission line 400 in order to compensate for optical loss accompanying fiber propagation.
  • the fan-out 500 separates the modulated light propagated through the multi-core fiber transmission line 400 from the core 420 and the core 430 and outputs the separated light to the optical receiver 600.
  • the optical receiver 600 digitally coherently processes the modulated light input from the optical transmitter 200 via the fan-in 300, the multi-core fiber transmission line 400, and the fan-out 500, and compensates for crosstalk between the modulated lights. Is output as received information.
  • FIG. 6 shows a block configuration diagram of the optical receiving device 600 according to the present embodiment.
  • an optical receiver 600 includes a light source 610, optical front ends 621 and 622, analog-digital converters (ADCs) 631 and 632, chromatic dispersion compensators 641 and 642, a MIMO processor 650, a carrier. Phase compensation units 661 and 662 and symbol identification units 671 and 672 are provided.
  • the light source 610 generates and outputs local light.
  • the local light output from the light source 610 is branched into two and input to the optical front ends 621 and 622, respectively.
  • the modulated light generated in the optical modulators 221 and 222 of the optical transmission device 200 that has propagated through the cores 420 and 430 of the multi-core fiber transmission line 400 and the light source 610 Local light emission is input.
  • the optical front ends 621 and 622 coherently detect the input modulated light using local light and output the detected modulated light to the ADCs 631 and 632.
  • the optical front ends 621 and 622 include a polarization multiplexed 90-degree optical hybrid, a balanced photodiode, a transimpedance amplifier, and the like.
  • the polarization multiplexed QPSK signal input to the optical front ends 621 and 622 is detected by a 90-degree optical hybrid and a photodetector included in the photoelectric conversion unit, and the in-phase component (I) of two polarizations (X, Y) is detected. , Four electric signals corresponding to the quadrature component (Q) are extracted.
  • signals are expressed in the form of complex numbers with the in-phase component in the real part and the quadrature component in the imaginary part, and two outputs corresponding to the X and Y polarized waves are respectively displayed.
  • the ADCs 631 and 632 quantize four electrical signals corresponding to the in-phase component (I) and quadrature component (Q) of the two polarized waves (X and Y) input from the optical front ends 621 and 622 to compensate for chromatic dispersion.
  • the data are output to the units 641 and 642, respectively.
  • the chromatic dispersion compensators 641 and 642 correspond to the X polarization component and the Y polarization component of the core 420 and the X polarization component and the Y polarization component of the core 430 that are quantized by the ADCs 631 and 632, respectively.
  • the chromatic dispersion accumulated in the multi-core fiber transmission line 400 is compensated and output to the MIMO processing unit 650.
  • the chromatic dispersion compensators 641 and 642 compensate the chromatic dispersion of the four signals, respectively, by digital signal processing applied at the time of general coherent reception.
  • the MIMO processing unit 650 compensates for crosstalk between the four signals input from the chromatic dispersion compensation units 641 and 642, and outputs the compensated crosstalk to the carrier phase compensation units 661 and 662.
  • the MIMO processing unit 650 includes a 4 ⁇ 4 matrix filter corresponding to the number of input signals.
  • FIG. 7 shows a configuration diagram of the MIMO processing unit 650 according to the present embodiment.
  • the tap coefficient of each FIR filter hpq is appropriately subjected to adaptive processing using CMA by an adaptive equalization unit (not shown in FIG. 7).
  • the X polarization component E in1 of the core 420, the Y polarization component E in2 of the core 420, the X polarization component E in3 of the core 430, and the Y polarization component E in4 of the core 430 input to the MIMO processing unit 650 are MIMO
  • the crosstalk between the four signals is compensated by passing through the processing unit 650, and the X polarization component E out1 of the core 420, the Y polarization component E out2 of the core 420, and the X polarization component of the core 430 separated from each other.
  • E out3 and the Y polarization component E out4 of the core 430 are output.
  • the FIR filter hpq will be described later.
  • the carrier phase compensators 661 and 662 compensate the frequency difference between the optical signal and the local light, the phase offset, and the like for the four signals input from the MIMO processor 650 and separated from each other, and the symbol identifiers 671 and 672. Output to.
  • carrier phase compensation for example, M-th Power Algorithm, PLL (Phase Locked Loop) using temporary determination, or the like can be applied.
  • the coefficient control of the MIMO processing unit 650 is performed by CMA that makes the amplitude of the output signal constant.
  • the coefficient control algorithm used in the MIMO processing unit 650 is sensitive to the phase of the output signal such as DDLMS. If it is, the functions of the carrier phase compensation units 661 and 662 can be provided inside the MIMO processing unit 650.
  • the symbol identification units 671 and 672 perform symbol identification for the four signals input from the carrier phase compensation units 661 and 662, and output the four identified data streams.
  • FIG. 8 shows a configuration diagram of the FIR filter hpq according to the present embodiment.
  • FIG. 9 shows a configuration diagram of a general FIR filter h ′ pq .
  • the number of taps M is set to a value obtained by dividing the maximum time spread generated in the multi-core fiber transmission line 400 by the sampling interval, or a value larger than that.
  • the weight w pq [m] weights the corresponding tap coefficient h pq [m] and selects the tap to be used.
  • all the weights w pq [m] are set to “1” in the FIR filter h pq (FIG. 8) according to the present embodiment, the same as the general FIR filter h ′ pq (FIG. 9).
  • the coefficient monitor 650a extracts a tap coefficient h pq [m] that is not significant for decoding and deteriorates the signal quality, and sets the filter position (p, q) and tap position (m) of the extracted tap coefficient h pq [m]. Output to the weight control 650b.
  • a tap extraction method that is not significant for decoding will be described later.
  • Weight control 650b is weighting w pq corresponding to the extracted tap coefficient h pq [m] to [m] is set to "0".
  • the MIMO processing unit 650 configured as described above improves the signal quality by reducing the tap weight w pq [m] that is not significant for decoding and reduces the signal quality. For example, tap coefficient h after initial convergence of adaptive equalization when crosstalk compensation is performed by MIMO processing in 2-core multiplex transmission in which a 128 Gb / s polarization multiplexed QPSK signal is transmitted through each core of a 2-core multicore fiber.
  • the simulation result of pq [m] is shown in FIG. Further, FIG. 11 shows channel responses when components related to crosstalk and inter-core propagation delay are displayed in the channel response of the multi-core fiber transmission line 400 except for chromatic dispersion.
  • the tap coefficient h pq [m] and the channel response of the multi-core fiber transmission line 400 are in an inverse matrix relationship, in FIGS. 10 and 11, the corresponding coefficients are arranged at the same position. did.
  • the vertical axis represents dB.
  • the tap coefficient h pq [m] after the initial convergence shown in FIG. 10 reflects the channel response of the multicore fiber transmission line 400 shown in FIG. A small value remains in the tap that should be (infinite in the negative direction in dB). Therefore, signal quality can be improved by setting an appropriate weighting w pq [m] and selectively using significant tap coefficients for decoding.
  • FIG. 12A shows a constellation when the FIR filter h pq of FIG. 8 in which the weight w pq [m] is appropriately set is applied, and the general FIR filter h ′ pq of FIG. 9 without the weight w pq [m].
  • FIG. 12B shows a constellation in the case where the above is applied.
  • the threshold value is set to ⁇ 40 dB by using averaged threshold judgment for the polarization described later.
  • the Q value can be improved by 1.4 dB, and transmission over a longer distance can be supported.
  • a method for setting the weighting w pq [m] by selecting a tap coefficient significant for decoding will be described.
  • a known training signal is transmitted from the optical transmission device 200 to the multi-core fiber transmission line 400 and received by the optical reception device 600.
  • the channel response of the multi-core fiber transmission line 400 is obtained, and the inter-core propagation delay difference and the tap significant for decoding are selected.
  • a tap coefficient h pq [m] whose value corresponding to the obtained channel response is equal to or greater than a predetermined threshold is extracted to select a tap significant for inter-core propagation delay difference and decoding.
  • adaptive equalization is performed. This reduces noise accumulation from taps that are not significant for decoding and improves signal quality.
  • a second setting method of weighting w pq [m] for selecting a tap coefficient significant for decoding there is a method that does not use a training signal.
  • the operation procedure of the second setting method is shown in FIG. As shown in FIG. 13, first, all weights w pq [m] are set to “1” (S101), and adaptive equalization by CMA is started to perform initial convergence of the tap coefficient h pq [m] ( S102). Since the tap number M equal to or greater than the propagation delay difference between the cores is set, the tap coefficient h pq [m] should be “0” in some taps, but the noise component is added. By performing adaptive equalization on the received signals, a minute value remains in those taps.
  • each tap coefficient h pq [m] is sequentially monitored by the coefficient monitor 650a (S103), and the magnitude of the monitored tap coefficient h pq [m] is smaller than the threshold value h th (YES in S104). That is, when the expression (2) is satisfied, it is determined that the tap is not significant for decoding.
  • ⁇ h th formula (2) The coefficient monitor 650a notifies the weight control 650b of the filter position (p, q) and the tap position (m) of the tap that satisfy Expression (2).
  • the weight control 650b sets the corresponding weight w pq [m] to “ It is set to “0” (S105).
  • the accuracy of the coefficient monitor 650a can be improved by using various types of averaging. That is, for the tap coefficient h pq [m] to be monitored, the moving average of the coefficient magnitude with 2R taps before and after the coefficient is calculated, and the calculation result is compared with the threshold value h th .
  • the weight control 650b when notified from the coefficient monitor 650a of the filter position (p, q) and the tap position (m) of the tap coefficient h pq [m] corresponding to the expression (3), the weight w of the tap Set pq [m] to “0”.
  • Equation (4) it is also possible to apply Equation (4) to threshold determination by focusing on only a component that is averaged for polarization and moves between cores s and t by MIMO processing.
  • adaptive equalization is performed on the received signal with the noise level of the magnitude of the tap coefficient, that is, the noise component.
  • the threshold value h th can be set by detecting the level of the small coefficient size of the tap that should be “0”.
  • the tap coefficients are typically 4 located in the diagonal elements of the 4 ⁇ 4 matrix filter. Initially, only the center tap of one filter hpq is set to “1”, and the other taps are set to “0”. That is, when initial convergence of adaptive equalization is performed with an FIR filter having a tap number M equal to or greater than the propagation delay difference between cores, taps located near the ends of each FIR filter, that is, in the first stage There is a high possibility that h pq [1] located and h pq [M] located in the final stage are insignificant taps for decoding.
  • the noise level of the tap coefficient magnitude can be calculated. Can be estimated.
  • a value obtained by adding a margin to this as the threshold value h th it becomes possible to perform determination with higher reliability.
  • the MIMO processing unit 650 constructs a similar system for each wavelength, wavelength-multiplexes optical signals to be sent to the respective cores, and then couples the optical signals to the respective cores after transmission.
  • the present invention can also be applied to the case where wavelength multiplexing is performed by wavelength-separating a signal and inputting it to each optical receiver.
  • the present invention can be applied to a case where spatial multiplexing transmission is performed using more cores.
  • a third embodiment will be described.
  • the MIMO processing unit 650 a 4 ⁇ 4 matrix type FIR filter hpq is applied, the number of taps M is set for each FIR filter hpq , a delay element, a tap coefficient hpq [m], The weight w pq [m], the coefficient monitor 650a, and the weight control 650b are used (FIGS. 7 and 8).
  • the optical receiving device 600B applies the MIMO processing unit 650B shown in FIG.
  • the MIMO processing unit 650B of FIG. 14 includes a fast Fourier transform circuit (FFT: Fast Fourier Transform), a 4 ⁇ 4 matrix filter H pq, and an inverse transform circuit (IFFT: Inverse FFT).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • IFFT inverse transform circuit
  • the MIMO processing unit 650 according to the second embodiment performs time domain MIMO processing
  • the MIMO processing unit 650B according to the present embodiment performs frequency domain MIMO processing.
  • the optical receiving apparatus 600B according to the present embodiment is configured in the same manner as the optical receiving apparatus 600 of the second embodiment, except that the frequency domain MIMO processing unit 650B is applied.
  • the frequency domain filter is more advantageous than the time domain filter from the viewpoint of circuit scale.
  • frame processing frame length L
  • FFT frequency domain signal
  • the frequency domain signal is filtered H pq.
  • the coefficient is adaptively set by a coefficient control unit (not shown). That is, even when frequency domain MIMO processing is applied, the coefficient is calculated from an input signal including a noise component, so that signal quality degradation similar to that in the time domain MIMO processing described in the second embodiment occurs.
  • the optical receiving device 600B according to the present embodiment alleviates this signal quality degradation by the process shown in FIG.
  • the coefficient H pq [l] of the filter H pq in the frequency domain and the tap coefficient h pq [l] of the corresponding FIR filter h pq in the time domain are connected to each other in a Fourier transform / inverse transform relationship. ing. Accordingly, in the processing of FIG. 15, the frequency domain coefficient H pq [l] is converted into a time domain tap coefficient h pq [l] by FFT, and is similar to the time domain weight control described in the second embodiment. Perform the operation.
  • the magnitude and extracts the position of the threshold value h th is smaller than the coefficient h pq [l] and notifies the weight control 650Bb.
  • the weight control 650Bb decreases the weight w pq [l] corresponding to the notified position.
  • the tap coefficients h pq [l] and w pq [l] are respectively multiplied to calculate a new time domain coefficient, which is then FFTed again and converted to the frequency domain to obtain a new frequency domain coefficient. Calculate filter coefficients.
  • the MIMO processing unit 650B sets this as the coefficient of each filter H pq in FIG. 14 and performs adaptive equalization to mitigate noise accumulation due to deviation from the optimum value of each filter coefficient. This improves the signal quality.
  • the transmission method of the optical signal transmitted through the multimode fiber or the multicore fiber is constant, and the initial setting is performed using the training signal.
  • the present invention is not limited to this.
  • the tap coefficient weighting may be controlled again at that timing. Thereby, quality degradation of the optical transmission signal in operation can be suppressed.
  • a plurality of initial setting tables are prepared in advance using training signals corresponding to each spatial pattern of the multiplexed optical signal transmitted through the multimode fiber or multicore fiber.
  • the initial setting table may be switched accordingly. Thereby, quality degradation of the optical transmission signal in operation can be suppressed.
  • the optical receiving apparatus can be applied to a 100 Gb / s system, a 400 Gb / s system, and the like that handle QPSK signals, 16 QAM (Quadrature Amplitude Modulation) signals, and the like.
  • Optical receiver 20 Digital coherent processing part 30 MIMO processing part 40 Reception processing part 50 FIR filter 51 Delay element 52 Tap coefficient 53 Adaptive equalization part 54 Coefficient monitor 55 Coefficient selection part 60 Optical transmission system 70 Optical transmission apparatus 80 Transmission path 100 Optical transmission system 200 Optical transmission device 210 Light source 221, 222 Optical modulator 300 Fine 400 Multi-core fiber transmission line 410 Cladding 420, 430 Core 500 Fanout 600, 600B Optical receiver 610 Light source 621, 622 Optical front end 631, 632 ADC 641, 642 Chromatic dispersion compensation unit 650, 650B MIMO processing unit 650a, 650Ba Coefficient monitor 650b, 650Bb Weight control 661, 662 Carrier phase compensation unit 671, 672 Symbol identification unit

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Abstract

　種々の伝送路に柔軟に適用でき、互いに近接する異なる経路を伝送してきた複数の光信号のクロストークを高精度に補償できるようにする。　本発明の光受信装置は、クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力するデジタルコヒーレント処理部と、適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを備え、適応等化の初期収束後の係数に応じてｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いてデジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償するＭＩＭＯ処理部と、クロストークが補償された複数の信号を受信信号として処理して出力する受信処理部と、を備える。

Description

光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法
　本発明は、互いに近接する異なる経路をそれぞれ伝送してきた複数の光信号を受信する光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法に関する。
　長距離光伝送において伝送容量の大容量化が強く要請されている。近年、さらなる伝送容量の大容量化のために、空間の自由度を利用して信号を多重化する空間多重伝送技術が検討されている。空間多重伝送のための伝送路として、１本のクラッド中に複数のコアを有するマルチコアファイバや、複数の伝播モードを持つコアが配置されたマルチモードファイバなどの利用が検討されている。
　特に、Ｎ個のコアを有するマルチコアファイバを用いた空間多重伝送においては、それぞれのコアに異なる光信号を伝送させることにより、シングルモードファイバと比較してＮ倍の伝送容量が達成できる。しかし、空間利用効率を高くするためにマルチコアファイバ内に配置するコア間距離を小さくする場合、コア間でクロストークが生じ、受信信号品質が低下する。
　そこで、空間多重した信号間のクロストークを補償し、それぞれを分離するために、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）処理を適用することが提案されている。例えば、非特許文献１には結合型３コアマルチコアファイバ伝送におけるＭＩＭＯ処理が開示されている。また、非特許文献２には３モードマルチモードファイバ伝送のＭＩＭＯ処理が開示されている。
　Ｎ個の信号間のクロストークを補償するＭＩＭＯ処理においては、一般的に、Ｎ×Ｎ行列型のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタが用いられる。クロストークを含むＮ個の信号について、Ｎ×Ｎ行列型のＦＩＲフィルタを用いて伝送路の逆特性を付与することにより、互いに分離されたＮ個の信号を得ることができる。
　ここで、マルチコアファイバ伝送において伝送路の状態は時間的に変動するため、個々のＦＩＲフィルタの係数は、既知のパターンを用いたトレーニング、または、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）・ＤＤＬＭＳ（Decision Directed Least Mean Square）等のアルゴリズムによる適応等化によって決定される。ＦＩＲフィルタのタップ数をＭとすると、上記のＭＩＭＯ処理の出力は式（１）で記載される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　ここで、ＭＩＭＯ処理によるクロストーク補償を適切に行うには、ＦＩＲフィルタで表現可能な時間幅が伝送路で生じる時間広がりを上回るように、ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍを選ぶ必要がある。シングルモードファイバでの偏波モード分散に比べて、マルチコアファイバでのコア間伝播遅延差やマルチモードファイバでのモード間伝播遅延差は大きいため、長距離伝送を想定する場合はＦＩＲフィルタのタップ数Ｍを大きくとる必要がある。また、１つのデジタル信号処理回路で様々な伝送路に対応できることが望ましいことから、ターゲットとする伝送路で生じる最大の時間広がりに対応できるようにＦＩＲフィルタのタップ数Ｍを最大値に設計することが望ましい。
　一方、入力する信号には伝送路中で付加されるＡＳＥ（Amplified Spontaneous Emission）雑音等の雑音成分が含まれていることを考えると、雑音成分の影響により、各ＦＩＲフィルタの係数は適応等化後にも伝送路の逆特性からわずかに異なる。ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍが大きい場合、各タップにおける誤差が累積されて大きくなり、信号品質が低下する。この信号品質の低下は、ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍを最大値に設計したデジタル信号処理回路を、時間広がりが小さい伝送路に適用した場合に顕著に表れる。
　ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍと信号品質との関係を図１６に示す。図１６は、２つの１２８Ｇｂ／ｓ 偏波多重ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）信号を２コアマルチコアファイバのそれぞれのコアで伝送した信号をＭＩＭＯ処理した場合のシミュレーション結果である。なお、マルチコアファイバ伝送路の総距離を７００ｋｍ、２つのコア間の伝播遅延差を１ｎｓ、クロストークの総量を－１０ｄＢに設定し、コア間のクロストークがマルチコアファイバ伝送路の長手方向にわたって一様に分散的に生じると仮定した。ファイバ伝播に伴う非線形効果については考慮しない。受信ＯＳＮＲ（Optical Signal-to-Noise Ratio）を１５ｄＢ／０．１ｎｍとし、コヒーレント検波後に２倍のオーバーサンプリングを行い、デジタル信号処理においてＣＭＡを用いたＭＩＭＯ処理を施した。
　図１６から分かるように、ＦＩＲフィルタのタップ数Ｍが増加するにつれて、各タップのタップ係数の最適値からのずれによる雑音が蓄積され、受信信号品質が低下する。
　そこで、特許文献１には、ＦＩＲフィルタを用いた等化処理において、誤り率が基準値以下の場合にタップをバイパスし、基準値以下の範囲内で誤り率の増加を許しつつ消費電力と遅延時間を低減する方法が開示されている。また、特許文献２には、ＦＩＲフィルタの各タップ間の遅延時間を各光受信機が受信した光信号の群遅延差の整数倍に設定してＭＩＭＯ処理を行うことにより、長距離伝送を実現する方法が開示されている。
特開２００６－３３２９２０号公報 特開２０１２－２２７７６５号公報
　しかし、特許文献１の技術は、誤り率がタップ数に対して単調減少することが前提となっており、一般的な伝送に広く適用することは困難である。また、特許文献２の技術は、特定の時間の整数倍の遅延量のタップのみが用いられるため、クロストークが伝送路の長手方向にわたって分散的に生じる場合に適用することが困難であり、各種伝送路への柔軟な対応が困難である。
　本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、種々の伝送路に柔軟に適用でき、互いに近接する異なる経路を伝送してきた複数の光信号のクロストークを高精度に補償できる光受信装置、光伝送システムおよび光受信方法を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために本発明に係る光受信装置は、クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力するデジタルコヒーレント処理部と、適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを備え、適応等化の初期収束後の係数に応じてｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いてデジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償するＭＩＭＯ処理部と、クロストークが補償された複数の信号を受信信号として処理して出力する受信処理部と、を備える。
　上記目的を達成するために本発明に係る光伝送システムは、第１の光源からの出力光を複数のデータによりそれぞれ変調および多重化することによってｋ個の多重化光信号を生成して出力する光送信装置と、出力されたｋ個の多重化光信号をそれぞれ伝播するｋ本以上の経路を備えた伝送路と、伝送路から入力された多重化光信号を第２の光源からの局発光を用いて受信し、デジタルコヒーレント処理すると共にクロストークを補償して受信信号を出力する上記の光受信装置と、を備える。ここで、光受信装置は、伝送路を伝送することによって多重化光信号に付与されたクロストークを補償する。
　上記目的を達成するために本発明に係る光受信方法は、適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを用いた光受信方法であって、クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力し、適応等化の初期収束後の係数に応じてｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いてデジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償し、クロストークが補償された複数の信号を処理して受信信号として出力する。
　上述した本発明の態様によれば、種々の伝送路に柔軟に適用でき、互いに近接する異なる経路を伝送してきた複数の光信号のクロストークを高精度に補償できる。
第１の実施形態に係る光受信装置１０のブロック構成図である。 第１の実施形態に係るＦＩＲフィルタ５０の構成図である。 第１の実施形態に係る光伝送システム６０のシステム構成図である。 第２の実施形態に係る光伝送システム１００のシステム構成図である。 第２の実施形態に係る光送信装置２００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るマルチコアファイバ伝送路４００の断面図である。 第２の実施形態に係る光受信装置６００のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０の構成図である。 第２の実施形態に係るＦＩＲフィルタｈpqの構成図である。 一般的なＦＩＲフィルタｈ’pqの構成図である。 初期収束後のタップ係数ｈpq[ｍ]を例示するシミュレーション結果である。 マルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答の一例である。 図８のＦＩＲフィルタｈpqを適用した場合のコンスタレーションである。 図９のＦＩＲフィルタｈ’pqを適用した場合のコンスタレーションである。 第２の実施形態に係る重み付けｗpq[ｍ]の設定手順を示す図である。 第３の実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０Ｂの構成図である。 第３の実施形態に係るタップ係数Ｈpq[ｌ]の設定手順を示した図である。 一般的なＦＩＲフィルタのタップ数Ｍと信号品質との関係を示した図である。
（第１の実施形態）
　本発明の第１の実施形態について説明する。本実施形態に係る光受信装置のブロック構成図を図１Ａに示す。図１Ａにおいて、光受信装置１０は、デジタルコヒーレント処理部２０、ＭＩＭＯ処理部３０および受信処理部４０を備える。
　デジタルコヒーレント処理部２０には、互いに近接した伝送路を伝送することによって互いの信号が混合した、クロストークを含むｋ個の多重化光信号が入力する。コヒーレント処理部２０は、入力されたｋ個の多重化光信号を、９０度光ハイブリッドや光電変換部（ＯＥＣ：ｏｐｔｉｃａｌ－ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に含まれる光検出器等によってコヒーレント検波する。さらに、デジタルコヒーレント処理部２０は、コヒーレント検波した信号をデジタル処理することによって量子化してＭＩＭＯ処理部３０へ出力する。
　ＭＩＭＯ処理部３０は、入力される信号の数ｋに応じたｋ×ｋ個の行列型のＦＩＲフィルタｈpq（p=1～k、q=1～k）を備える。ＦＩＲフィルタｈpqは、その係数がＣＭＡ制御によって適応等化される。本実施形態に係るＭＩＭＯ処理部３０は、適応等化の初期収束後のタップ係数をモニタし、モニタ結果に基づいて使用するタップ係数を選択し、タップ係数が選択されたＦＩＲフィルタを用いて、入力された信号のクロストークを補償して受信処理部４０へ出力する。
　受信処理部４０は、クロストークが補償されたｋ個の信号を受信信号として処理して出力する。
　ここで、ＭＩＭＯ処理部３０を構成するｋ×ｋ個のＦＩＲフィルタｈpqはそれぞれ、クロストークを発生する伝送路で生じる時間広がりに応じたタップ数Ｍのタップ係数ｈpq[ｍ]（p=1～k、q=1～k、ｍ＝１～Ｍ）を備える。ＦＩＲフィルタ５０の構成図を図１Ｂに示す。
　図１Ｂに示すように、ＦＩＲフィルタ５０はそれぞれ、（Ｍ－１）個の遅延素子５１、Ｍ個のタップ係数５２、適応等化部５３、係数モニタ５４および係数選択部５５を備える。
　遅延素子５１は、入力された信号に所定の遅延時間を付与する。
　タップ係数５２は、遅延時間が付与されていない信号および遅延素子５１により遅延時間が付与された（Ｍ－１）個の信号とそれぞれ対応し、適応等化部５３によって入力される信号のクロストークに応じて適切な値に設定される。ＦＩＲフィルタｈpqに入力された信号は、タップ係数５２に設定されている大きさに応じて調整される。
　適応等化部５３は、ＣＭＡによる適応等化によってタップ係数５２を制御する。
　係数モニタ５４は、適応等化部５３によって初期収束されたタップ係数５２をモニタし、その大きさが所定の閾値よりも小さいタップ係数５２を、クロストークの補償に使用しないタップ係数５２として抽出し、係数選択部５５へ通知する。
　係数選択部５５は、係数モニタ５４から通知されたタップ係数５２の大きさを小さくする。これにより、初期収束されたタップ係数５２の大きさが所定の閾値よりも大きいタップのみがクロストークの補償に使用される。
　上記のように構成されたＭＩＭＯ処理部３０（ｋ×ｋ行列型ＦＩＲフィルタｈpq）は、例えば、次のように動作する。すなわち、係数モニタ５４は、適応等化の初期収束後にその大きさが閾値ｈthよりも小さいタップ係数ｈpq[ｍ]を抽出して係数選択部５５へ通知する。係数選択部５５は、通知されたタップ係数ｈpq[ｍ]の値を「０」に変更し、そのタップを不使用とする。
　タップ係数ｈpq[ｍ]は雑音等の影響による誤差を含んでいるが、係数モニタ５４がクロストークの補償にあまり寄与していないタップ係数ｈpq[ｍ]を抽出し、係数選択部５５が抽出されたタップ係数ｈpq[ｍ]を小さくすることにより、クロストーク補償にあまり寄与していないタップが有する誤差による影響を低減することができる。
　上記のように構成された光受信装置１０は、初期収束の後などに設定されているＦＩＲフィルタｈpqのタップ係数ｈpq[ｍ]を監視し、クロストークの補償にあまり寄与していないタップのタップ係数ｈpq[ｍ]を小さくする。この場合、入力される信号が通過して来た伝送路の特性に関わらず、復号に有効なタップのみが選択的に使用される。従って、本実施形態に係る光受信装置１０は、種々の伝送路において入力された複数の信号間のクロストークを高精度に補償することができる。
　ここで、本実施形態に係る光受信装置１０は、マルチコアファイバを用いた空間多重伝送に適用することができる。本実施形態に係る光受信装置１０が配置された光伝送システムのシステム構成図を図２に示す。図２において、光伝送システム６０は、光送信装置７０、伝送路８０および光受信装置１０を備える。
　光送信装置７０は、第１の光源からの出力光を複数のデータによりそれぞれ変調および多重化することによってｋ個の多重化光信号を生成し、伝送路８０へ出力する。
　伝送路８０は、光送信装置７０から入力されたｋ個の多重化光信号を光受信装置１０まで伝播させる。伝送路８０は、例えば、入力された多重化光信号と同数以上のコアがクラッド内に並列配置された、１本のマルチコアファイバによって構成される。
　光受信装置１０は、図１に示した上述の光受信装置１０を適用することができる。光受信装置１０は、伝送路８０から入力されたｋ個の多重化光信号を第２の光源からの局発光を用いてそれぞれデジタルコヒーレント受信し、クロストークを補償した後、受信信号として出力する。
　（第２の実施形態）
　第２の実施形態について説明する。本実施形態に係る光伝送システムのシステム構成図を図３に示す。図３において、光伝送システム１００は、光送信装置２００、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００、ファンアウト５００および光受信装置６００を備える。
　光送信装置２００は、各種情報を含む変調光を生成して出力する。光送信装置２００から出力された変調光は、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００およびファンアウト５００を介して光受信装置６００に入力される。本実施形態に係る光送信装置２００のブロック構成図を図４に示す。図４において、光送信装置２００は、光源２１０および光変調器２２１、２２２を備える。
　光源２１０は、変調光の元となる単一光を生成して出力する。光源２１０から出力された単一光は２分岐されて光変調器２２１、２２２へそれぞれ入力される。
　光変調器２２１には、光源２１０から一方の単一光が、外部から各種情報を表すデータ信号が、入力される。光変調器２２１は、光源２１０から入力された一方の単一光を外部から入力されたデータ信号に基づいて変調し、変調光をファンイン３００を介して後述するコア４２０へ出力する。同様に、光変調器２２１は、光源２１０から入力された他方の単一光を外部から入力されたデータ信号に基づいて変調し、変調光をファンイン３００を介して後述するコア４３０へ出力する。本実施形態においては、光変調器２２１、２２２は変調光として、１２８Ｇｂ／ｓの偏波多重ＱＰＳＫ信号を生成する。
　ファンイン３００は、光送信装置２００から入力された変調光を、マルチコアファイバ伝送路４００を構成するマルチコアファイバのコア４２０およびコア４３０へそれぞれ結合させる。
　マルチコアファイバ伝送路４００は、複数のコアを共通のクラッド内に配置することによって形成される。本実施形態に係るマルチコアファイバ伝送路４００の断面図を図５に示す。図５において、マルチコアファイバ伝送路４００は、クラッド４１０内に２つのコア４２０、４３０が配置されたマルチコアファイバによって構成される。マルチコアファイバ伝送路４００は、ファンイン３００によってコア４２０、コア４３０に結合された変調光をファンアウト５００まで伝播する。なお、コアの数は３以上であっても良い。また、ファイバ伝播に伴う光学ロスを補償するために、マルチコアファイバ伝送路４００に光増幅器等を配置することもできる。
　ファンアウト５００は、マルチコアファイバ伝送路４００により伝播されてきた変調光をコア４２０、コア４３０から分離して光受信装置６００へ出力する。
　光受信装置６００は、ファンイン３００、マルチコアファイバ伝送路４００およびファンアウト５００を介して光送信装置２００から入力された変調光をデジタルコヒーレント処理すると共に変調光間のクロストークを補償し、処理結果を受信情報として出力する。本実施形態に係る光受信装置６００のブロック構成図を図６に示す。図６において、光受信装置６００は、光源６１０、光フロントエンド６２１、６２２、アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ：Analog Digital Converter）６３１、６３２、波長分散補償部６４１、６４２、ＭＩＭＯ処理部６５０、キャリア位相補償部６６１、６６２およびシンボル識別部６７１、６７２を備える。
　光源６１０は、局発光を生成して出力する。光源６１０から出力された局発光は２分岐されて光フロントエンド６２１、６２２へそれぞれ入力される。
　光フロントエンド６２１、６２２には、マルチコアファイバ伝送路４００のコア４２０、４３０を伝播して来た光送信装置２００の光変調器２２１、２２２において生成された変調光と、光源６１０において生成された局発光と、がそれぞれ入力される。光フロントエンド６２１、６２２は、入力された変調光を局発光を用いてコヒーレント検波してＡＤＣ６３１、６３２へ出力する。
　ここで、光フロントエンド６２１、６２２は、偏波多重ＱＰＳＫ信号が入力される場合、偏波多重型９０度光ハイブリッド、バランス型フォトダイオード、トランスインピーダンスアンプ等を含む。光フロントエンド６２１、６２２に入力された偏波多重ＱＰＳＫ信号は、９０度光ハイブリッドと光電変換部に含まれる光検出器により検波され、２つの偏波（Ｘ、Ｙ）の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）に相当する４つの電気信号が取り出される。なお、図６では、同相成分を実部に、直交成分を虚部にとった複素数の形で信号を表して、Ｘ、Ｙ偏波に相当する２つの出力をそれぞれ表示した。
　ＡＤＣ６３１、６３２は、光フロントエンド６２１、６２２から入力された２つの偏波（Ｘ、Ｙ）の同相成分（Ｉ）、直交成分（Ｑ）に相当する４つの電気信号を量子化して波長分散補償部６４１、６４２へそれぞれ出力する。
　波長分散補償部６４１、６４２は、ＡＤＣ６３１、６３２において量子化された、受信側でのコア４２０のＸ偏波成分およびＹ偏波成分、コア４３０のＸ偏波成分およびＹ偏波成分に対応する４つの信号について、マルチコアファイバ伝送路４００で蓄積された波長分散を補償し、ＭＩＭＯ処理部６５０へ出力する。本実施形態に係る波長分散補償部６４１、６４２は、一般的なコヒーレント受信時に適用されるデジタル信号処理により、４つの信号の波長分散をそれぞれ補償する。
　ＭＩＭＯ処理部６５０は、波長分散補償部６４１、６４２から入力された４つの信号間のクロストークを補償し、キャリア位相補償部６６１、６６２へ出力する。ＭＩＭＯ処理部６５０は、入力される信号の数に応じた４×４の行列フィルタによって構成される。本実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０の構成図を図７に示す。
　図７に示すように、本実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０は、４×４のＦＩＲフィルタｈpq（p=1～4、q=1～4）から成る。各ＦＩＲフィルタｈpqのタップ係数は、図７に図示しない適応等化部により、適宜、ＣＭＡを用いた適応処理が施される。ＭＩＭＯ処理部６５０に入力されたコア４２０のＸ偏波成分Ｅin1、コア４２０のＹ偏波成分Ｅin2、コア４３０のＸ偏波成分Ｅin3およびコア４３０のＹ偏波成分Ｅin4は、ＭＩＭＯ処理部６５０を通過することによって４つの信号間のクロストークが補償され、互いに分離されたコア４２０のＸ偏波成分Ｅout1、コア４２０のＹ偏波成分Ｅout2、コア４３０のＸ偏波成分Ｅout3およびコア４３０のＹ偏波成分Ｅout4が出力される。ＦＩＲフィルタｈpqについては後述する。
　キャリア位相補償部６６１、６６２は、ＭＩＭＯ処理部６５０から入力された互いに分離された４つの信号について、光信号と局発光間の周波数差や位相オフセット等を補償して、シンボル識別部６７１、６７２へ出力する。キャリア位相補償として、例えば、M-th Power Algorithmや仮判定を用いたＰＬＬ（Phase Locked Loop)等を適用することができる。なお、本実施形態においては、ＭＩＭＯ処理部６５０の係数制御は出力信号の振幅を一定にするＣＭＡによって行うが、ＭＩＭＯ処理部６５０で用いられる係数制御アルゴリズムがＤＤＬＭＳなどの出力信号の位相に敏感なものである場合、ＭＩＭＯ処理部６５０の内部にキャリア位相補償部６６１、６６２の機能を設けることもできる。
　シンボル識別部６７１、６７２は、キャリア位相補償部６６１、６６２から入力された４つの信号についてシンボル識別を行い、識別された４つのデータストリームとして出力する。
　次に、ＭＩＭＯ処理部６５０を構成するＦＩＲフィルタｈpqについて詳細に説明する。本実施形態に係るＦＩＲフィルタｈpqの構成図を図８に示す。また、比較のため、一般的なＦＩＲフィルタｈ’pqの構成図を図９に示す。本実施形態に係るＦＩＲフィルタｈpqおよび一般的なＦＩＲフィルタｈ’pqはそれぞれタップ係数ｈpq[ｍ]（p=1～k、q=1～k、ｍ＝１～Ｍ）およびタップ係数ｈ’pq[ｍ]（p=1～k、q=1～k、ｍ＝１～Ｍ）をそれぞれ有する。ここで、kは信号の多重数(k=4)、Ｍはタップ数である。本実施形態において、タップ数Ｍにはマルチコアファイバ伝送路４００で生じる最大の時間広がりをサンプリング間隔で割った値、もしくはそれより大きい値が設定される。
　図８および図９から分かるように、本実施形態に係るＦＩＲフィルタは、一般的なＦＩＲフィルタｈ’pqに、重み付けｗpq[ｍ] （p=1～k、q=1～k、ｍ＝１～Ｍ）、係数モニタ６５０ａおよび重み制御６５０ｂを追加することによって構成される。
　重み付けｗpq[ｍ]は、対応するタップ係数ｈpq[ｍ]に重み付けを行い、使用するタップの選択を行う。本実施形態に係るＦＩＲフィルタｈpq（図８）において全ての重み付けｗpq[ｍ]を「１」に設定した時、一般的なＦＩＲフィルタｈ’pq（図９）と同じになる。
　係数モニタ６５０ａは、復号に有意でなく信号品質を低下させるタップ係数ｈpq[ｍ]を抽出し、抽出したタップ係数ｈpq[ｍ]のフィルタ位置(ｐ，ｑ)およびタップ位置(ｍ)を重み制御６５０ｂへ出力する。復号に有意でないタップの抽出方法については後述する。
　重み制御６５０ｂは、抽出されたタップ係数ｈpq[ｍ]に対応する重み付けｗpq[ｍ]を「０」に設定する。
　上記のように構成されたＭＩＭＯ処理部６５０は、復号に有意でなく信号品質を低下させるタップの重み付けｗpq[ｍ]を小さくすることによって、信号品質を改善する。例えば、１２８Ｇｂ／ｓ 偏波多重ＱＰＳＫ信号を２コアマルチコアファイバのそれぞれのコアで伝送した２コア多重伝送において、ＭＩＭＯ処理によるクロストーク補償を行った場合の適応等化の初期収束後のタップ係数ｈpq[ｍ]のシミュレーション結果を図１０に示す。また、マルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答のうち、波長分散を除き、クロストークとコア間伝播遅延に関係する成分を表示した場合のチャネル応答を図１１に示す。
　ここで、タップ係数ｈpq[ｍ]とマルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答とは互いに逆行列の関係になることから、図１０、図１１では、対応する係数が同じ位置に配置されるようにした。また、簡単化のため、コア２→２間、コア１→２間、コア２→１間、コア１→１間を移動する成分にのみ着目し、偏波については平均化してその大きさを縦軸ｄＢにて表した。
　また、マルチコアファイバ伝送路４００の総距離を７００ｋｍ、２つのコア４２０、４３０間の伝播遅延差を１ｎｓ、クロストークの総量を－１０ｄＢに設定し、コア４２０、４３０間のクロストークがマルチコアファイバ伝送路４００の長手方向にわたって一様に分散的に生じると仮定した。さらに、受信ＯＳＮＲを１５ｄＢ／０．１ｎｍとし、コヒーレント検波後に２倍のオーバーサンプリングを行い、デジタル信号処理による波長分散補償を行った後にＣＭＡを用いたＭＩＭＯ処理によるクロストーク補償を行った。なお、ＦＩＲフィルタのタップ数はＭ＝８０１とした。
　図１０および図１１から分かるように、図１０に示した初期収束後のタップ係数ｈpq[ｍ]は、図１１に示したマルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答を反映しているものの、本来０(dB表示では負方向に無限大)となるべきタップにも微小な値が残っている。従って、適切な重み付けｗpq[ｍ]を設定して、復号に有意なタップ係数を選択的に使用することにより、信号品質を改善することができる。
　重み付けｗpq[ｍ]を適切に設定した図８のＦＩＲフィルタｈpqを適用した場合のコンスタレーションを図１２Ａに、重み付けｗpq[ｍ]を備えない図９の一般的なＦＩＲフィルタｈ’pqを適用した場合のコンスタレーションを図１２Ｂに示す。なお、復号に有意でないタップの判別方法として、後述する偏波については平均化した閾値判定を用いて、閾値を－４０ｄＢとした。
　図１２Ａ、図１２Ｂから分かるように、適切に設定された重み付けｗpq[ｍ]を備えることによって、復号に有意でなく信号品質を低下させるタップの影響が低減され、品質の高い信号を得ることができる。
　すなわち、重み付けｗpq[ｍ]を備えない図９の一般的なＦＩＲフィルタｈ’pqを適用した場合の受信Ｑ値は、背景技術の図１６に示したように、タップ数Ｍ＝８０１の場合は８．１ｄＢであったのに対して、適切に設定された重み付けｗpq[ｍ]を備える図８のＦＩＲフィルタｈpqを適用した場合の受信Ｑ値はタップ数Ｍ＝８０１の場合、９．５ｄＢとなった。重み付けｗpq[ｍ]を適切に設定することによってＱ値が１．４ｄＢ改善し、より長距離の伝送に対応することができる。
　次に、復号に有意なタップ係数を選択して重み付けｗpq[ｍ]を設定する方法について説明する。重み付けｗpq[ｍ]の第１の設定方法として、例えば、信号の送受信に先立って、光送信装置２００から既知のトレーニング信号をマルチコアファイバ伝送路４００に送出し、光受信装置６００においてそれを受信した結果から、マルチコアファイバ伝送路４００のチャネル応答を求め、コア間伝播遅延差および復号に有意なタップを選択する。具体的には、求めたチャネル応答に対応する値が所定の閾値以上であるタップ係数ｈpq[ｍ]を抽出することにより、コア間伝播遅延差および復号に有意なタップを選択する。そして、選択されたタップの重み付けｗpq[ｍ]を「１」に、それ以外のタップの重み付けｗpq[ｍ]を「０」に設定した後、適応等化を行う。これにより、復号に有意でないタップからの雑音の蓄積が低減され、信号品質が改善される。
　また、復号に有意なタップ係数を選択するための重み付けｗpq[ｍ]の第２の設定方法として、トレーニング信号を使用しない方法がある。第２の設定方法の動作手順を図１３に示す。図１３に示すように、先ず、全ての重み付けｗpq[ｍ]を「１」に設定し（Ｓ１０１）、ＣＭＡによる適応等化を開始してタップ係数ｈpq[ｍ]の初期収束を行う（Ｓ１０２）。コア間伝播遅延差に比べて同等以上のタップ数Ｍが設定されているため、いくつかのタップではそのタップ係数ｈpq[ｍ]は本来「０」であるべきであるが、雑音成分の加わった受信信号に対して適応等化が行われることにより、それらのタップにも微小な値が残る。
　そこでさらに、係数モニタ６５０ａによって各タップ係数ｈpq[ｍ]を順次モニタし（Ｓ１０３）、モニタしているタップ係数ｈpq[ｍ]の大きさが閾値ｈthよりも小さい場合（Ｓ１０４のＹＥＳ）、すなわち、式（２）に該当する場合、そのタップが復号に有意でないと判断する。
｜ｈpq[ｍ]｜＜ｈth　　　式（２）
　係数モニタ６５０ａは、式（２）を満足するタップのフィルタ位置(ｐ，ｑ)およびタップ位置(ｍ)を、重み制御６５０ｂに通知する。重み制御６５０ｂは、式（２）に該当するタップ係数ｈpq[ｍ]のフィルタ位置(ｐ，ｑ)およびタップ位置(ｍ)が通知された場合、それに対応する重み付けｗpq[ｍ]を「０」に設定する（Ｓ１０５）。
　そして、全てのｈpq[ｍ]をモニタして重み付けｗpq[ｍ]を設定した後（Ｓ１０６のＹＥＳ）、再度、適応等化を開始することにより（Ｓ１０７）、復号に有意でないタップからの雑音の蓄積が低減され、信号品質が改善される。
　さらに、重み付けｗpq[ｍ]の第３の設定方法として、各種の平均化を利用することによって係数モニタ６５０ａの精度を向上させることができる。すなわち、監視対象のタップ係数ｈpq[ｍ]について、係数の大きさをその前後２Ｒ個のタップとの移動平均を演算し、演算結果を閾値ｈthと比較する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　そして、重み制御６５０ｂは、式（３）に該当するタップ係数ｈpq[ｍ]のフィルタ位置(ｐ，ｑ)およびタップ位置(ｍ)が係数モニタ６５０ａから通知された場合、そのタップの重み付けｗpq[ｍ]を「０」に設定する。式（３）を適用することにより、初期収束時に、あるタップが雑音成分の影響により大きな係数を持ち、誤って有意なタップと判定される頻度を低減することができる。
　さらに、第４の設定方法として、偏波については平均化してＭＩＭＯ処理によりコアｓ－コアt間を移動する成分にのみ着目し、閾値の判定に式（４）を適用することもできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　重み制御６５０ｂは、式（４）に該当するコア（ｓ,ｔ）およびタップ位置(ｍ)が通知された場合、ｗst[ｍ]＝ｗs(t+N)[ｍ]＝ｗ(s+N)t[ｍ]＝ｗ(s+N)(t+N)[ｍ]＝０に設定する。これにより、マルチコアファイバ伝送路４００中での大きい偏波状態変動の判定への影響を低減することができる。
　ここで、上述の判定式において、所定の閾値ｈthを適用する代わりに、タップ係数の大きさの雑音レベル、すなわち、雑音成分の加わった受信信号に対して適応等化が行われることよって本来「０」であるべきタップがもつ微小な係数の大きさのレベルを検出して閾値ｈthを設定することができる。
　初期収束を開始する前は光受信装置６００がマルチコアファイバ伝送路４００の応答に関する情報を持っていないことから、典型的にはタップ係数は、４×４行列型フィルタの対角要素に位置する４つのフィルタｈpqの中央のタップのみ「１」、ほかのタップは「０」となるように初期設定される。つまり、コア間伝播遅延差に比べて同等以上のタップ数Ｍを用意しているＦＩＲフィルタで適応等化の初期収束を行うと、各ＦＩＲフィルタの端付近に位置するタップ、つまり、最初段に位置するｈpq[１]や最終段に位置するｈpq[Ｍ]は復号に有意でないタップとなる可能性が高い。
　そこで、ｈpq[１]やｈpq[Ｍ]などのＦＩＲフィルタの端付近のタップの初期収束後のタップ係数の大きさの平均値を算出することで、タップ係数の大きさの雑音レベルを推定することができる。これにあるマージンを加えたものを閾値ｈthとして適用することにより、より信頼性の高い判別が可能となる。
　ここで、本実施形態に係るＭＩＭＯ処理部６５０は、波長ごとに同様のシステムを構築し、それぞれのコアに送出する光信号を波長多重した後に各コアに結合し、伝送後の各コアの光信号を波長分離して各光受信装置に入力することで波長多重を行う場合にも、適用できる。同様に、より多くのコアを使用して空間多重伝送を行う場合にも適用できる。
　（第３の実施形態）
　第３の実施形態について説明する。第２の実施形態では、ＭＩＭＯ処理部６５０として、４×４行列型ＦＩＲフィルタｈpqを適用し、各ＦＩＲフィルタｈpqにタップ数Ｍを設定し、遅延素子、タップ係数ｈpq[ｍ]、重み付けｗpq[ｍ]、係数モニタ６５０ａおよび重み制御６５０ｂによって構成した（図７、図８）。
　これに対して、本実施形態に係る光受信装置６００Ｂは、図１４に示すＭＩＭＯ処理部６５０Ｂを適用する。図１４のＭＩＭＯ処理部６５０Ｂは、高速フーリエ変換回路（FFT ：Fast Fourier Transform）、４×４行列型フィルタＨpqおよび逆変換回路（IFFT：Inverse FFT)を備える。第２の実施形態のＭＩＭＯ処理部６５０が時間領域のＭＩＭＯ処理を行うのに対し、本実施形態のＭＩＭＯ処理部６５０Ｂは周波数領域のＭＩＭＯ処理を行う。なお、本実施形態に係る光受信装置６００Ｂは、周波数領域用のＭＩＭＯ処理部６５０Ｂを適用する以外は、第２の実施形態の光受信装置６００と同様に構成される。
　大きな時間広がり効果を補償する場合、回路規模の観点から、時間領域のフィルタより周波数領域のフィルタの方がメリットのあることが知られている。図１４に示した周波数領域のＭＩＭＯ処理部６５０Ｂにおいては、先ず、入力された４つの信号Ｅin1～Ｅin4にフレーム処理（フレーム長Ｌ）を施してＦＦＴを行い、周波数領域信号をフィルタＨpqへ入力させる。フィルタＨpqの係数Ｈpq[ｌ]（ｌ＝１～Ｌ）は周波数領域で演算され、４×４行列型フィルタＨpqからの４つの出力は、再度ＩＦＦＴされることによって時間領域に復元されて出力される。
　周波数領域でのＭＩＭＯ処理の場合も、その係数は図示しない係数制御部によって適応的に設定される。つまり、周波数領域のＭＩＭＯ処理を適用する場合でも、その係数は雑音成分を含む入力信号から算出されるため、第２の実施形態で説明した時間領域のＭＩＭＯ処理と同様の信号品質低下が生じる。本実施形態に係る光受信装置６００Ｂは、図１５に示した処理によってこの信号品質低下を緩和する。
　図１５において、周波数領域のフィルタＨpqの係数Ｈpq[ｌ]と、相当する時間領域のＦＩＲフィルタｈpqのタップ係数ｈpq[ｌ]とは、互いにフーリエ変換／逆変換の関係で結ばれている。従って、図１５の処理では、周波数領域の係数Ｈpq[ｌ]をＦＦＴによって時間領域のタップ係数ｈpq[ｌ]に変換し、第２の実施形態で説明した時間領域での重み制御と同様の操作を行う。
　すなわち、係数モニタ６５０Ｂａによって変換した時間領域で係数ｈpq [ｌ]をモニタし、その大きさが閾値ｈthより小さい係数ｈpq [ｌ]の位置を抽出して重み制御６５０Ｂｂに通知する。重み制御６５０Ｂｂは、通知された位置に対応する重み付けｗpq[ｌ]を小さくする。重みの決定後、タップ係数ｈpq [ｌ]とｗpq[ｌ]をそれぞれ掛け合わせて新たな時間領域の係数を算出し、それを再度ＦＦＴして周波数領域に変換して新たな周波数領域のフィルタ係数を算出する。
　ＭＩＭＯ処理部６５０Ｂは、これを図１４の各フィルタＨpqの係数に設定し、適応等化を行うことによって各フィルタ係数の最適値からのずれによる雑音の蓄積を緩和させる。これにより、信号品質が改善される。
　なお、上述の実施形態では、マルチモードファイバやマルチコアファイバを伝送する光信号の伝送方式が一定である場合を想定し、トレーニング信号等を用いて初期設定を行ったが、それに限るものではない。例えば、マルチモードファイバやマルチコアファイバを伝送する多重化のパターン、すなわち使用するコア（モード）や偏波が運用中に切り替わる場合は、そのタイミングで再度タップ係数の重みづけの制御を行えば良い。これにより、運用中の光伝送信号の品質劣化を抑制することができる。
　また、マルチモードファイバやマルチコアファイバを伝送する多重化された光信号の各空間的パターンに対応するトレーニング信号を用いて、初期設定のテーブルを予め複数用意し、マルチモードファイバまたはマルチコアファイバにおいて空間的に多重化された光信号が、運用中に異なる空間的な多重パターンへ切り替わる場合、それに応じて初期設定のテーブルを切り替えても良い。これにより、運用中の光伝送信号の品質劣化を抑制することができる。
　本願発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。
　本願発明は、２０１３年１０月１１日に出願された日本出願特願２０１３－２１３５１５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　本願発明に係る光受信装置は、ＱＰＳＫ信号や１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号等を扱う１００Ｇｂ／ｓシステムや４００Ｇｂ／ｓシステムに等に適用することができる。
　１０　　光受信装置
　２０　　デジタルコヒーレント処理部
　３０　　ＭＩＭＯ処理部
　４０　　受信処理部
　５０　　ＦＩＲフィルタ
　５１　　遅延素子
　５２　　タップ係数
　５３　　適応等化部
　５４　　係数モニタ
　５５　　係数選択部
　６０　　光伝送システム
　７０　　光送信装置
　８０　　伝送路
　１００　　光伝送システム
　２００　　光送信装置
　２１０　　光源
　２２１、２２２　　光変調器
　３００　　ファイン
　４００　　マルチコアファイバ伝送路
　４１０　　クラッド
　４２０、４３０　　コア
　５００　　ファンアウト
　６００、６００Ｂ　　光受信装置
　６１０　　光源
　６２１、６２２　　光フロントエンド
　６３１、６３２　　ＡＤＣ
　６４１、６４２　　波長分散補償部
　６５０、６５０Ｂ　　ＭＩＭＯ処理部
　６５０ａ、６５０Ｂａ　　係数モニタ
　６５０ｂ、６５０Ｂｂ　　重み制御
　６６１、６６２　　キャリア位相補償部
　６７１、６７２　　シンボル識別部

Claims (10)

  1. クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力するデジタルコヒーレント処理部と、
    適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを備え、適応等化の初期収束後の係数に応じて前記ｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いて前記デジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償するＭＩＭＯ処理部と、
    前記クロストークが補償された複数の信号を受信信号として処理して出力する受信処理部と、
    を備えることを特徴とする光受信装置。
  2. 前記ＭＩＭＯ処理部は、ＦＩＲフィルタｈpq（p=1～k、q=1～k）を備えると共にタップ数Ｍが設定され、
    前記ＦＩＲフィルタｈpqのタップ係数ｈpq[ｍ]（ｍ=1～Ｍ）を適応等化する適応等化部と、
    前記適応等化の初期収束後のタップ係数ｈpq[ｍ]をモニタし、その大きさが所定の閾値よりも小さいタップを抽出する係数モニタと、
    前記抽出されたタップのタップ係数ｈpq[ｍ]の大きさを小さくすることによって、前記ＦＩＲフィルタｈpqを調整する係数選択部と、
    を備える、
    請求項１記載の光受信装置。
  3. 前記係数モニタは、タップ係数ｈpq[ｍ]の大きさの移動平均を演算し、演算結果が前記所定閾値よりも小さいタップを抽出する、請求項２記載の光受信装置。
  4. 前記係数モニタは、最初段および最終段に位置するタップ係数ｈpq[１]およびタップ係数ｈpq[Ｍ]の係数に基づいて係数に含まれている雑音レベルを推定し、推定した雑音レベルに基づいて取得した閾値を前記所定の閾値として用いる、請求項２または３に記載の光受信装置。
  5. 前記係数モニタは、前記ＭＩＭＯ処理部が所定の特性が付与されたトレーニング信号を受信した場合、タップ係数ｈpq[ｍ]の大きさが所定の閾値よりも小さいタップを抽出する代わりに、前記トレーニング信号の受信結果と前記所定の特性との比較結果に基づいてタップを抽出する、
    請求項２記載の光受信装置。
  6. 前記ＦＩＲフィルタｈpqは、タップ係数ｈpq[ｍ]にそれぞれ掛け合わされるＭ個の重み付けｗpq[ｍ]（ｍ＝１～Ｍ）をさらに備え、
    前記係数選択部は、抽出されたタップのタップ係数ｈpq[ｍ]の大きさを小さくする代わりに、抽出されたタップに対応する重み付けｗpq[ｍ]の大きさを０に設定する、
    請求項２乃至５のいずれか１項記載の光受信装置。
  7. 前記ＭＩＭＯ処理部は、周波数領域フィルタＨpq（p=1～k、q=1～k）を備えると共にフレーム長Ｌが設定され、
    前記周波数領域フィルタＨpqの係数Ｈpq[ｌ]（ｌ=1～Ｌ）を適応等化する適応等化部と、
    前記係数Ｈpq[ｌ]を高速フーリエ逆変換して係数の時間領域表現ｈpq[ｌ]（ｌ=1～Ｌ）を得るＩＦＦＴ回路と、
    前記適応等化の初期収束後の時間領域表現ｈpq[ｌ]をモニタし、その大きさが所定の閾値よりも小さい時間領域表現ｈpq[ｌ]を抽出する係数モニタと、
    前記抽出された時間領域表現ｈpq[ｌ]の大きさを小さくすることによって、前記時間領域表現ｈpq[ｌ]を調整する係数選択部と、
    係数調整後の時間領域表現ｈpq[ｌ]を高速フーリエ変換して前記周波数領域係数Ｈpq[ｌ]を得るＦＦＴ回路と、
    を備える、
    請求項１記載の光受信装置。
  8. 第１の光源からの出力光を複数のデータによりそれぞれ変調および多重化することによってｋ個の多重化光信号を生成して出力する光送信装置と、
    前記出力されたｋ個の多重化光信号をそれぞれ伝播する数ｋ以上の経路を備えた伝送路と、
    前記伝送路から入力された多重化光信号を第２の光源からの局発光を用いて受信し、デジタルコヒーレント処理すると共に前記クロストークを補償して受信信号を出力する請求項１乃至７のいずれか１項記載の光受信装置と、
    を備え、
    前記光受信装置は、前記伝送路を伝送することによって前記多重化光信号に付与されたクロストークを補償する、
    光伝送システム。
  9. 前記伝送路はマルチコアファイバ伝送路である、請求項８記載の光伝送システム。
  10. 適応等化される係数を有するｋ×ｋ個のフィルタを用いた光受信方法であって、
    クロストークを含むｋ個の多重化光信号を受信し、デジタルコヒーレント処理して出力し、
    適応等化の初期収束後の係数に応じて前記ｋ×ｋ個のフィルタを調整し、該調整したフィルタを用いて前記デジタルコヒーレント処理された信号間のクロストークを補償し、
    前記クロストークが補償された複数の信号を処理して受信信号として出力する、
    光受信方法。
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Cited By (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5795669B1 (ja) * 2014-07-28 2015-10-14 日本電信電話株式会社 空間多重光伝送システム
JP2016225900A (ja) * 2015-06-02 2016-12-28 日本電信電話株式会社 光伝送システム及びクロストーク測定方法
JP2017041855A (ja) * 2015-08-21 2017-02-23 日本電信電話株式会社 空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法
CN106850035A (zh) * 2016-12-15 2017-06-13 四川九洲电器集团有限责任公司 一种多通道幅相失真校正的方法
WO2017122667A1 (ja) * 2016-01-12 2017-07-20 日本電信電話株式会社 光伝送システム、光送信装置及び光受信装置
JP2017152811A (ja) * 2016-02-23 2017-08-31 日本電信電話株式会社 光伝送システム
US10348407B2 (en) 2017-02-07 2019-07-09 Fujitsu Limited Receiving device and receiving method
JP2019186912A (ja) * 2018-04-09 2019-10-24 富士通株式会社 損傷監視測定装置、損傷監視測定と補償システム及び方法
JPWO2021234771A1 (ja) * 2020-05-18 2021-11-25
CN114303329A (zh) * 2019-09-17 2022-04-08 日本电信电话株式会社 信号处理装置、信号处理方法和程序
JPWO2022137299A1 (ja) * 2020-12-21 2022-06-30
WO2024029031A1 (ja) * 2022-08-04 2024-02-08 日本電信電話株式会社 信号処理装置、信号処理方法及びプログラム
WO2024053059A1 (ja) * 2022-09-08 2024-03-14 日本電信電話株式会社 信号処理装置及び信号処理方法
JPWO2024185070A1 (ja) * 2023-03-08 2024-09-12
WO2025079254A1 (ja) * 2023-10-13 2025-04-17 日本電気株式会社 通信装置、通信システム、通信制御方法、及びプログラム

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010057016A (ja) * 2008-08-29 2010-03-11 Fujitsu Ltd 光受信機の電力供給制御方法、並びに、デジタル信号処理回路および光受信機
US20130236195A1 (en) * 2012-03-08 2013-09-12 Alcatel-Lucent Usa Inc. Optical feed-forward equalizer for mimo signal processing

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8761609B1 (en) * 2009-11-02 2014-06-24 Clariphy Communications, Inc. High-speed optical communications system
WO2014060031A1 (en) * 2012-10-17 2014-04-24 Huawei Technologies Co.,Ltd. Method and apparatus for estimating channel coefficients of a mimo communications channel

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010057016A (ja) * 2008-08-29 2010-03-11 Fujitsu Ltd 光受信機の電力供給制御方法、並びに、デジタル信号処理回路および光受信機
US20130236195A1 (en) * 2012-03-08 2013-09-12 Alcatel-Lucent Usa Inc. Optical feed-forward equalizer for mimo signal processing

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BERIL INAN ET AL.: "DSP complexity of mode- division multiplexed receivers", OPTICS EXPRESS, vol. 20, no. ISSUE., 23 April 2012 (2012-04-23), pages 10859 - 10869, Retrieved from the Internet <URL:http://www.opticsinfobase.org/view_article.cfm?gotourl=http%3A%2F%2Fwww.opticsinfobase.org%2FDirectPDFAccess%2F5DB2E708-DA75-17FD-5B53F2F8D8706936_232908%2Foe-20-10-10859.pdf%3Fda%3D1%26id%3D232908%26seq%3DO%26mobile%3Dno&org=> *
R.RYF ET AL.: "Space-division multiplexed transmission over 4200-km 3-core microstructured fiber, Optical Fiber Communication Conference and Exposition (OFC/NFOEC", 2012 AND THE NATIONAL FIBER OPTIC ENGINEERS CONFERENCE, 4 March 2012 (2012-03-04), pages 1 - 3 *
SEBASTIAN RANDEL ET AL.: "6x56-Gb/s mode- division multiplexedtransmission over 33-km few-mode fiberenabled by 6x6 MIMO equalization", OPTICS EXPRESS, vol. 19, no. 17, 15 August 2011 (2011-08-15), pages 16697 - 16707, Retrieved from the Internet <URL:http://www.opticsinfobase.org/view_article.cfm?gotourl=http%3A%2F%2Fwww.opticsinfobase.org%2FDirectPDFAccess%2F5B4F0815-B89A-D267-DDD885022BBFD17F_221855%2Foe-19-17-16697.pdf%3Fda%3D1%26id%3D221855%26seq%3DO%26mobile%3Dno&org=> *

Cited By (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5795669B1 (ja) * 2014-07-28 2015-10-14 日本電信電話株式会社 空間多重光伝送システム
JP2016225900A (ja) * 2015-06-02 2016-12-28 日本電信電話株式会社 光伝送システム及びクロストーク測定方法
JP2017041855A (ja) * 2015-08-21 2017-02-23 日本電信電話株式会社 空間多重光伝送システム及び空間多重光伝送方法
WO2017122667A1 (ja) * 2016-01-12 2017-07-20 日本電信電話株式会社 光伝送システム、光送信装置及び光受信装置
JPWO2017122667A1 (ja) * 2016-01-12 2018-06-21 日本電信電話株式会社 光伝送システム、光送信装置及び光受信装置
US10536238B2 (en) 2016-01-12 2020-01-14 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Optical transmission system, optical transmission apparatus, and optical reception apparatus
JP2017152811A (ja) * 2016-02-23 2017-08-31 日本電信電話株式会社 光伝送システム
CN106850035A (zh) * 2016-12-15 2017-06-13 四川九洲电器集团有限责任公司 一种多通道幅相失真校正的方法
US10348407B2 (en) 2017-02-07 2019-07-09 Fujitsu Limited Receiving device and receiving method
JP2019186912A (ja) * 2018-04-09 2019-10-24 富士通株式会社 損傷監視測定装置、損傷監視測定と補償システム及び方法
JP7427866B2 (ja) 2018-04-09 2024-02-06 富士通株式会社 損傷監視測定装置、損傷監視測定と補償システム及び方法
CN114303329A (zh) * 2019-09-17 2022-04-08 日本电信电话株式会社 信号处理装置、信号处理方法和程序
JP7420238B2 (ja) 2020-05-18 2024-01-23 日本電気株式会社 Ｍｉｍｏ処理装置、信号受信装置、信号伝送システム、及びフィルタ係数更新方法
JPWO2021234771A1 (ja) * 2020-05-18 2021-11-25
WO2021234771A1 (ja) * 2020-05-18 2021-11-25 日本電気株式会社 Ｍｉｍｏ処理装置、信号受信装置、信号伝送システム、及びフィルタ係数更新方法
JP7568951B2 (ja) 2020-12-21 2024-10-17 日本電信電話株式会社 信号検出装置、キャリア位相回復装置、キャリア位相回復方法及びキャリア位相回復プログラム
JPWO2022137299A1 (ja) * 2020-12-21 2022-06-30
WO2022137299A1 (ja) * 2020-12-21 2022-06-30 日本電信電話株式会社 信号検出装置、キャリア位相回復装置、キャリア位相回復方法及びキャリア位相回復プログラム
US12395248B2 (en) 2020-12-21 2025-08-19 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Signal detector, carrier phase retrieval apparatus, carrier phase retrieval method and carrier phase retrieval program
JPWO2024029031A1 (ja) * 2022-08-04 2024-02-08
WO2024029031A1 (ja) * 2022-08-04 2024-02-08 日本電信電話株式会社 信号処理装置、信号処理方法及びプログラム
JPWO2024053059A1 (ja) * 2022-09-08 2024-03-14
WO2024053059A1 (ja) * 2022-09-08 2024-03-14 日本電信電話株式会社 信号処理装置及び信号処理方法
JP7759008B2 (ja) 2022-09-08 2025-10-23 Ｎｔｔ株式会社 信号処理装置及び信号処理方法
JPWO2024185070A1 (ja) * 2023-03-08 2024-09-12
WO2024185070A1 (ja) * 2023-03-08 2024-09-12 日本電気株式会社 通信装置及び通信システム
WO2025079254A1 (ja) * 2023-10-13 2025-04-17 日本電気株式会社 通信装置、通信システム、通信制御方法、及びプログラム

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