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WO2016152110A1 - 光伝送システム、光受信装置、および光信号情報検出方法 - Google Patents

光伝送システム、光受信装置、および光信号情報検出方法 Download PDF

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WO2016152110A1
WO2016152110A1 PCT/JP2016/001543 JP2016001543W WO2016152110A1 WO 2016152110 A1 WO2016152110 A1 WO 2016152110A1 JP 2016001543 W JP2016001543 W JP 2016001543W WO 2016152110 A1 WO2016152110 A1 WO 2016152110A1
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WO
WIPO (PCT)
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data signal
optical
paths
frequency components
training
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2016/001543
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English (en)
French (fr)
Inventor
学 有川
タヤンディエ ドゥ ガボリ エマニュエル ル
俊治 伊東
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Priority to US15/559,150 priority Critical patent/US10361779B2/en
Priority to JP2017507484A priority patent/JP6750610B2/ja
Publication of WO2016152110A1 publication Critical patent/WO2016152110A1/ja
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
    • H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
    • H04B10/079—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using measurements of the data signal
    • H04B10/0795—Performance monitoring; Measurement of transmission parameters
    • H04B10/07951—Monitoring or measuring chromatic dispersion or PMD
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/07—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems
    • H04B10/075—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal
    • H04B10/077—Arrangements for monitoring or testing transmission systems; Arrangements for fault measurement of transmission systems using an in-service signal using a supervisory or additional signal
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    • H04B—TRANSMISSION
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    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
    • H04B10/2513—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion due to chromatic dispersion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2581—Multimode transmission

Definitions

  • the present invention relates to an optical transmission system, an optical receiver, and an optical signal information detection method, and more particularly to an optical transmission system, an optical receiver, and an optical signal information detection method that transmit optical signals using a plurality of paths.
  • a multi-core fiber having a plurality of cores in a single fiber cladding has been proposed and developed.
  • a transmission capacity different from that of a normal single-core fiber of one core is achieved by transmitting different optical signals in each core. Can do.
  • Non-Patent Document 1 the same signal in a plurality of paths or the same signal subjected to different known scrambling for each path is transmitted, and the received signals are combined to thereby improve the signal characteristics due to the diversity effect.
  • a method for improving is described. According to the method described in Non-Patent Document 1, the transmission capacity cannot be improved as compared with the case of using a single-core fiber with one core, but the same signal is transmitted using N cores. As a result, the distance that can be transmitted is approximately N times, so that long distance transmission is possible.
  • Non-Patent Document 1 The method described in Non-Patent Document 1 is based on the following principle. That is, when the same signal divided into N is synthesized by matching the timing and phase, the intensity becomes N 2 times, but even when N uncorrelated noises are synthesized, the intensity becomes N times Therefore, it is based on the principle that an improvement effect of the signal-to-noise ratio can be obtained.
  • the signals are combined, if there is a timing shift between the signals even if it is about the symbol time, an increase in signal strength cannot be obtained, which may be a cause of deterioration. Therefore, in such a transmission system in which signals transmitted and received through a plurality of paths are linked, it is important to estimate a delay difference between the signals and compensate for the difference.
  • the propagation delay difference between the cores is caused by variations in manufacturing of each core, optical amplifiers, fan-out components, and path lengths inside each transceiver. It is caused by differences.
  • the fan-out is an optical component having a function of coupling an optical signal input / output to / from the multi-core fiber to a single mode fiber-based transmission / reception device.
  • This propagation delay difference is considered to be significantly smaller than when N single-mode fibers are used, but is larger than the symbol time.
  • the amount of timing deviation when a signal propagated through a plurality of paths is shifted on the receiving side due to a slight difference in path length or the like is referred to as a delay difference between the plurality of signals.
  • a method for estimating and compensating for a delay difference between a plurality of signals there is a method of framing a signal and providing a specific overhead signal.
  • a timing shift is obtained by detecting and comparing a specific pattern from a plurality of received signals.
  • a plurality of signals can be aligned based on the information.
  • the timing alignment is performed after the decoding of each of the plurality of signals is completed, the decoding process itself needs to be performed without using timing shift information. For this reason, it is difficult to employ this method as a method of combining a plurality of signals described in Non-Patent Document 1 and combining them before decoding.
  • the chromatic dispersion estimation technique is a technique for detecting chromatic dispersion by detecting propagation delay differences between a plurality of optical signals having slightly different wavelengths that propagate through a fiber.
  • An example of such a chromatic dispersion estimation technique is described in Patent Document 1.
  • a training signal whose intensity is concentrated on two specific frequency components is periodically inserted into a signal to be transmitted.
  • the training signal whose intensity is concentrated on the two specific frequency components is referred to as a frequency signal.
  • a frequency signal having a length corresponding to L symbols is inserted after R symbols of data signals are continued.
  • FIG. 13 shows a configuration of the chromatic dispersion calculation unit 100 included in the related optical signal receiving device described in Patent Document 1. All processing in the chromatic dispersion calculation unit is performed by digital signal processing.
  • the received signal is branched into two, one of which passes through a band-pass filter (BPF) 111 having a pass frequency of + f 0 , and the intensity calculation circuit 121 calculates the intensity thereof.
  • the other passes through the bandpass filter 112 having a pass frequency of ⁇ f 0 , and the intensity is calculated by the intensity calculation circuit 122.
  • the delay time calculation circuit 130 calculates the propagation delay difference between the two frequency components by, for example, comparing the peak timings of the calculated intensities of the two frequency components.
  • This propagation delay difference is determined by the frequency difference between the two frequency components and the amount of chromatic dispersion accumulated in the transmission line. Therefore, the chromatic dispersion amount calculation circuit 140 calculates the chromatic dispersion amount from the calculated propagation delay difference and the known frequency difference.
  • the first problem is a problem due to crosstalk between multiple paths.
  • space multiplexing transmission high space utilization efficiency is desired.
  • crosstalk between signals transmitted through a plurality of paths is unavoidable. Due to the crosstalk generated in the transmission path, the frequency signals inserted into the signals propagating through a plurality of paths are also mixed to obtain the delay difference. Therefore, when frequency components are inserted into a plurality of signals, the accuracy of estimating the delay difference due to crosstalk is greatly reduced.
  • the second problem is that chromatic dispersion itself in the transmission path affects detection of delay differences between a plurality of paths. For this reason, the influence of chromatic dispersion may be greater than the influence of differences between paths.
  • the amount of chromatic dispersion of a normally used single mode fiber is about 17 ps / nm / km. Therefore, the time spread due to chromatic dispersion accumulated while a signal having a wavelength of 1550 nm and a bandwidth of 50 GHz is transmitted through the single mode fiber for 1000 km becomes a large value of about 6.8 ns. Further, the accumulated chromatic dispersion amount may be different between a plurality of paths. In this case, even if a slight chromatic dispersion amount is 1 ps / nm / km, the time spread of about 400 ps is obtained under the above-described conditions. It makes a difference.
  • the delay difference between paths can be detected independently of the highly accurate estimation of chromatic dispersion, the influence of chromatic dispersion can be corrected by the estimation result.
  • crosstalk occurs between multiple paths, it is difficult to accurately detect the delay difference between the multiple paths because the effects of chromatic dispersion and the delay differences between the multiple paths are mixed. It is. If the chromatic dispersion amount cannot be estimated with high accuracy, it is difficult to determine an optimum chromatic dispersion compensation amount.
  • An object of the present invention is the above-described problem, in an optical transmission system that transmits an optical signal using a plurality of adjacent paths, because of the influence of crosstalk, the delay difference between the plurality of paths and the chromatic dispersion are highly accurate. It is an object to provide an optical transmission system, an optical receiver, and an optical signal information detection method that solve the problem that it is difficult to detect the optical signal.
  • the optical signal information detection method of the present invention is a data signal sequence in which training signals having a plurality of frequency components are periodically inserted into a data signal, and a plurality of data signal sequences corresponding to a plurality of spatially multiplexed paths
  • a plurality of data signal sequences, at least the training signals included in the data signal sequences propagating on adjacent paths have different frequency components at the same timing, and the plurality of data signal sequences are included in one data signal sequence.
  • the training signal has a plurality of frequency components having different frequency differences depending on the insertion position. From the plurality of frequency components included in the training signal after propagating the plurality of routes by the optical signal, between the plurality of routes. Differences in propagation delay and chromatic dispersion amounts in a plurality of paths are calculated.
  • An optical transmission system receives a spatial multiplexing transmission path including a plurality of spatially multiplexed paths, an optical transmission device that transmits optical signals to the plurality of paths, and an optical signal that has propagated through the plurality of paths.
  • An optical receiver, and the optical transmitter is a data signal sequence in which a training signal having a plurality of frequency components is periodically inserted into a data signal, and a plurality of data signal sequences corresponding to a plurality of paths
  • Data signal generation means for generating the optical signal, and optical modulation means for generating a plurality of optical signals by respectively modulating the optical carrier waves by the plurality of data signal sequences, and the plurality of data signal sequences are at least adjacent paths
  • a plurality of training signals included in each of the data signal sequences propagating in the same signal have different frequency components at the same timing and are included in one data signal sequence
  • the training signal has a plurality of frequency components having different frequency differences depending on the position where the training signal is inserted, and the optical receiving apparatus receives and detects a plurality of optical signals propagated through a plurality of paths, and a plurality of data signal sequences.
  • Optical signal information detecting means for calculating.
  • An optical receiving apparatus of the present invention receives and detects a plurality of optical signals propagated through a plurality of spatially multiplexed paths and outputs a plurality of data signal sequences, and a propagation delay difference between the plurality of paths.
  • optical signal information detection means for calculating chromatic dispersion amounts in a plurality of paths, respectively, and the data signal sequence is a data signal sequence in which training signals having a plurality of frequency components are periodically inserted into the data signal
  • the plurality of data signal sequences corresponding to the plurality of routes are such that the training signals included in the data signal sequences propagating through at least adjacent routes have different frequency components at the same timing, and one data signal sequence
  • the plurality of training signals included in the optical signal information detecting means have a plurality of frequency components having different frequency differences depending on the insertion positions. It is calculated from a plurality of frequency components included in the training signal constituting the data signal sequence that optical detection means outputs, propagation delay differences, and the amount of chromatic dispersion.
  • the optical receiver, and the optical signal information detection method of the present invention even if crosstalk occurs in an optical transmission system that transmits an optical signal using a plurality of adjacent paths, A delay difference and chromatic dispersion between a plurality of paths can be detected with high accuracy.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an optical transmission system according to a first embodiment of the present invention. It is sectional drawing of the multi-core fiber transmission line with which the optical transmission system which concerns on the 1st Embodiment of this invention is provided. It is a block diagram which shows the structure of the optical transmitter with which the optical transmission system which concerns on the 1st Embodiment of this invention is provided. It is a figure for demonstrating the training signal inserted by the optical transmitter with which the optical transmission system which concerns on the 1st Embodiment of this invention is provided. It is a block diagram which shows the structure of the optical receiver which concerns on the 1st Embodiment of this invention.
  • FIG. 1A is a block diagram showing a configuration of an optical transmission system 1000 according to the first embodiment of the present invention.
  • the optical transmission system 1000 includes an optical transmission device 1100, an optical reception device 1200, and a multi-core fiber transmission line 1300 as a spatial multiplexing transmission line including a plurality of spatially multiplexed paths.
  • the optical transmitter 1100 transmits optical signals to a plurality of paths of the multi-core fiber transmission path 1300, and the optical receiver 1200 receives optical signals propagated through the plurality of paths.
  • FIG. 1B shows a cross-sectional view of the multi-core fiber transmission line 1300 of the present embodiment.
  • a case where a multi-core fiber transmission line having two cores, a first core 1301 and a second core 1302, as shown in FIG. 1B is used will be described as an example.
  • a case where wavelength division multiplexing (Wavelength Division Multiplexing: WDM) is not performed will be described as an example.
  • WDM Wavelength Division Multiplexing
  • the optical transmitter 1100 generates two optical signals to be sent to the first core 1301 and the second core 1302.
  • An optical component based on a general single mode fiber is used for the optical transmitter.
  • the two optical signals generated by the optical transmitter 1100 are coupled to the multi-core fiber transmission line 1300 by the fan-out unit 1401.
  • the fan-out units 1401 and 1402 are devices that combine a plurality of single-mode fibers into one multi-core fiber, or the reverse process, and are specifically configured by a thin fiber bundle or the like.
  • the multi-core fiber transmission line 1300 includes a 2-core multi-core fiber and an optical amplifier that compensates for the transmission loss.
  • the optical signal propagated through the multi-core fiber transmission line 1300 is coupled to two single mode fibers by the fan-out unit 1402, and each optical signal is input to the optical receiving device 1200 and received.
  • FIG. 2 shows the configuration of the optical transmission apparatus 1100 according to the present embodiment.
  • the optical transmission device 1100 includes a data signal input unit 1110, an encoding unit 1120, a first training signal insertion unit 1131, a second training signal insertion unit 1132, optical modulators 1141 and 1142, and a light source 1150.
  • the data signal input unit 1110, the encoding unit 1120, the first training signal insertion unit 1131, and the second training signal insertion unit 1132 constitute a data signal sequence generation unit.
  • the data signal sequence generation means generates a plurality of data signal sequences corresponding to a plurality of paths (cores), which is a data signal sequence in which training signals having a plurality of frequency components are periodically inserted into the data signal.
  • the optical modulators 1141 and 1142 and the light source 1150 constitute an optical modulation unit, and a plurality of optical signals are generated by modulating an optical carrier by a plurality of data signal sequences.
  • the data signal to be transmitted is encoded by the encoding unit 1120 and becomes two data signals for generating an optical signal to be sent to each core.
  • an example will be described in which two data signals described in Non-Patent Document 1 are exactly the same, and a diversity effect by a plurality of paths can be obtained.
  • the first training signal is inserted into the data signal for generating the optical signal to be sent to the first core 1301 by the first training signal insertion unit 1131. Further, the second training signal is inserted by the second training signal insertion unit 1132 into the data signal for generating the optical signal to be transmitted to the second core 1302.
  • the plurality of data signal sequences into which the training signals are inserted in this way at least the training signals included in the data signal sequences propagating through the adjacent paths (cores) have different frequency components at the same timing.
  • the plurality of training signals included in one data signal sequence have a plurality of frequency components having different frequency differences depending on the insertion positions.
  • Two optical modulators 1141 and 1142 are driven by such a data signal sequence, respectively, and two optical signals to be transmitted to the first core 1301 and the second core 1302, respectively, that is, the first core optical transmission signal. S11 and the second core optical transmission signal S12 are generated.
  • the two light modulators 1141 and 1142 receive laser beams obtained by branching the output from one laser light source as the light source 1150 into two.
  • each of the optical transmission signals S11 and S12 transmitted to the first core 1301 and the second core 1302 training signals that continue for L symbols every R symbols are inserted at the same timing. That is, the training signal starts periodically every R + L symbol.
  • the frequency signal having the frequency ⁇ f 1 and the frequency signal having the frequency ⁇ f 2 are alternately inserted. That is, when the frequency of the optical carrier wave of the optical transmission signal is f 0 , frequency signals having frequencies f 0 ⁇ f 1 and f 0 ⁇ f 2 are alternately inserted.
  • a frequency signal having such a specific frequency component can be generated using a digital-to-analog converter (DAC). Alternatively, as described in Patent Document 1 described above, it can be generated by repeating a specific symbol such as [+1, -1] or [+1, +1, -1, -1].
  • a frequency signal having a frequency ⁇ f 1 and a frequency signal having a frequency ⁇ f 2 are alternately inserted into the optical transmission signal S 12 transmitted to the second core 1302.
  • the frequency signal of the frequency ⁇ f 1 to the optical transmission signal S11 to be sent to the first core at a timing that is inserted the frequency signal of the frequency ⁇ f 2 is inserted.
  • the frequency signal of frequency ⁇ f 1 is inserted at the timing at which the frequency signal of frequency ⁇ f 2 is inserted into the optical transmission signal S 11 transmitted to the first core.
  • the symbol rate of the optical transmission signal is f
  • f 1 f / 2
  • f 2 f / 4.
  • route has a different frequency component which can be identified at each timing.
  • a training signal (frequency signal of frequency ⁇ f 1 ) having a frequency component having a set having a maximum frequency difference for each fixed period appears in the training signal periodically inserted into each optical signal. be able to.
  • the frequency signal of frequency ⁇ f 1 appears every 2 (R + L) symbols, which is twice the period in which the training signal is inserted.
  • N types of frequencies having frequencies ⁇ f 1 , ⁇ f 2 ,..., ⁇ f N (f n f / (n + 1))
  • signals are repeatedly inserted in the order of ⁇ f 1 , ⁇ f 2 ,..., ⁇ f N starting from the frequency f 1 .
  • insertion is repeated in the order of ⁇ f k , ⁇ f k + 1 ,..., ⁇ f k + N starting from the frequency f k .
  • the subscript is an integer modulo N.
  • the training signal having different frequency components that can be identified at each timing, and the training signal periodically inserted into each optical signal has a training signal having a frequency component having a set having a maximum frequency difference for each fixed period. It can be configured to appear. Also, the pattern of the training signal to be inserted is the same in the optical signals transmitted to all the cores although the timing is different.
  • FIG. 4 shows a configuration of an optical receiver 1200 included in the optical transmission system 1000 according to the present embodiment.
  • the optical receiver 1200 includes a local light source 1210, optical front-end units 1221 and 1222, and analog-to-digital converters (ADCs) 1231 and 1232. These constitute optical detection means, receive and detect a first core optical reception signal S21 and a second core optical reception signal S22, which are a plurality of optical signals respectively propagated through a plurality of paths, and detect a plurality of data signal sequences. Is output.
  • ADCs analog-to-digital converters
  • the optical receiver 1200 further includes a delay difference detection unit 1240, a chromatic dispersion estimation unit 1250, waveform distortion compensation units 1261 and 1262, timing adjustment units 1271 and 1272, and a decoding unit 1280.
  • the delay difference detection unit 1240 propagation delay difference calculation unit
  • the chromatic dispersion estimation unit 1250 chromatic dispersion amount calculation unit
  • the optical signal information detection means calculates the propagation delay difference between the multiple paths and the chromatic dispersion amount in the multiple paths from the multiple frequency components included in the training signal that constitutes the data signal sequence output by the optical detection means. To do.
  • the propagation delay difference calculating means calculates a propagation delay difference between a plurality of paths from detection times of different frequency components included in the training signal at the same timing in a plurality of data signal sequences output from the optical detection means. It can be.
  • the chromatic dispersion amount calculating means uses a training signal in which the frequency difference between the plurality of frequency components included in the data signal sequence output from the optical detection means is the maximum, and delays from the difference in detection time between the plurality of frequency components. Ask for time. And thereby, it can be set as the structure which calculates the chromatic dispersion amount in a some path
  • the optical reception signals S21 and S22 received from the first core and the second core are input to the optical front end units 1221 and 1222, respectively, and subjected to coherent detection.
  • Laser light obtained by branching the output of the local light source 1210 into two is input to the optical front end units 1221 and 1222 as local oscillation light.
  • the optical front end units 1221 and 1222 include a polarization multiplexing type 90-degree optical hybrid, a balanced photodetector, a transimpedance amplifier, and the like.
  • the optical front end unit using the polarization multiplexing type 90-degree optical hybrid outputs a total of four types of signals of the in-phase (I) component and the quadrature (Q) component of each of the X polarization and the Y polarization. In this figure, it is represented by a single line for convenience.
  • Each output of the optical front end units 1221 and 1222 is sampled by analog-to-digital converters (ADC) 1231 and 1232, and timing adjustment is performed to compensate for waveform distortion compensation by digital signal processing and delay difference between cores. Then decrypted.
  • Waveform distortion compensation units 1261 and 1262 perform chromatic dispersion compensation, polarization mode dispersion compensation, and polarization separation.
  • FIG. 4 shows a configuration in which waveform distortion compensation processing is performed independently for each received signal from each core.
  • the present invention is not limited to this, and when crosstalk between multiple paths becomes a problem, waveform distortion compensation processing is performed on a plurality of received signals at once as in MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) processing. Is possible. In this case, all or part of the timing adjustment function can be performed within the MIMO process.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • the decoding unit 1280 determines data using a plurality of received signals. At this time, as described in Non-Patent Document 1 described above, it is possible to adopt a configuration in which two received signals having the same timing are added together including the phase and then discriminated.
  • the delay difference detection unit 1240 serves as a propagation delay difference calculation unit, which is a different frequency component included in the first training signal constituting the first data signal sequence of the plurality of data signal sequences and has the same absolute value and sign.
  • the first average detection time which is the average value of the detection times of the frequency components having the opposite values, is calculated.
  • different frequency components included in the second training signal constituting the second data signal sequence different from the first data signal sequence among the plurality of data signal sequences, having the same absolute value and opposite signs A second average detection time that is an average value of the detection times of the frequency components is calculated. Then, a propagation delay difference is calculated by obtaining a difference between the first average detection time and the second average detection time.
  • FIG. 5 shows the configuration of the delay difference detection unit 1240.
  • the delay difference detection unit 1240 includes a band pass filter (BPF) 1241, an intensity calculation unit 1242, a peak detection unit 1243, an averaging processing unit 1244, and an inter-core delay time calculation unit 1245.
  • BPF band pass filter
  • the first core reception signal S31 and the second core reception signal S32 which are the outputs of the analog-to-digital converters (ADC) 1231 and 1232, are branched into two.
  • One of the two branches is transmitted through a bandpass filter 1241 having a center frequency of + f 1 , and then the intensity is calculated by the intensity calculator 1242.
  • the peak detector 1243 detects the timing at which the intensity calculated by the intensity calculator 1242 peaks.
  • the other received signal that has been branched passes through the band-pass filter 1241 having a center frequency of ⁇ f 1 , and similarly, the intensity is calculated by the intensity calculator 1242 and the peak is detected by the peak detector 1243. Is detected.
  • This series of processing can also be performed in the frequency domain.
  • the signal from the sample time t 0 to t 0 + L 0 T S is converted into the frequency domain by performing fast Fourier transform (FFT).
  • FFT fast Fourier transform
  • T S is the symbol time
  • L 0 is the number of symbols included in one FFT frame.
  • the averaging processor 1244 performs an averaging process on the detected timing values of the two peaks.
  • the amount of delay of the frequency component due to chromatic dispersion is approximately proportional to the frequency difference and is antisymmetric about the frequency 0. Therefore, the timing value after the averaging process is performed represents a propagation delay in the first core with respect to the component of frequency 0 regardless of the frequency component of the frequency signal.
  • the second core received signal S32 that is the output of the analog-to-digital converter (ADC) 1232, a quantity representing the propagation delay in the second core for the frequency 0 component is calculated.
  • a band pass filter having a center frequency of + f 2 or ⁇ f 2 is used for the received signal S32 propagated through the second core. Therefore, even if a frequency signal of frequency ⁇ f 1 inserted into the first core at the same timing is mixed due to crosstalk being propagated, calculation of the amount representing the propagation delay in the second core is not affected. This also holds true when calculating the propagation delay in the first core.
  • the propagation delay amount calculated here does not represent the absolute amount of propagation delay, but the difference between the propagation delay amount in the first core calculated in this way and the propagation delay amount in the second core is obtained. Thus, a relative propagation delay difference can be obtained.
  • a propagation delay difference between a plurality of paths can be obtained without being affected by chromatic dispersion while having crosstalk resistance.
  • the detectable propagation delay difference at this time is determined by the period in which the training signal is inserted. Considering the mixing of frequency components due to crosstalk, the detectable propagation delay difference is about ⁇ R symbols.
  • FIG. 6 shows the configuration of the chromatic dispersion estimation unit 1250 included in the optical receiver 1200 according to the present embodiment.
  • the chromatic dispersion estimation unit 1250 includes a bandpass filter (BPF) 1251, an intensity calculation unit 1252, a peak detection unit 1253, a delay time calculation unit 1254, and a chromatic dispersion calculation unit 1255.
  • BPF bandpass filter
  • the chromatic dispersion estimation processing in the chromatic dispersion estimation unit 1250 is performed independently on the received signal received by each core.
  • the first core reception signal S31 and the second core reception signal S32 that are the outputs of the analog-to-digital converters (ADCs) 1231 and 1232 are branched and input to the chromatic dispersion estimation unit 1250, respectively.
  • the output of the chromatic dispersion estimation unit 1250 is sent to the waveform distortion compensation units 1261 and 1262, and the compensation amount of chromatic dispersion in the received signals S31 and S32 received by the respective cores is determined.
  • One of the two-branched received signals passes through a band pass filter 1251 having a center frequency of + f 1 , and the other passes through a band pass filter having a center frequency of ⁇ f 1 , and thereafter the intensity is calculated by an intensity calculator 1252. Is calculated.
  • the peak detector 1253 detects the timing when the intensity calculated by the intensity calculator 1252 peaks.
  • the delay time calculation unit 1254 calculates a delay time between two types of frequency components from the difference in timing detected by the peak detection unit 1253.
  • the chromatic dispersion calculation unit 1255 converts the chromatic dispersion amount obtained from the delay time into a desired format and outputs it to the waveform distortion compensation units 1261 and 1262.
  • the chromatic dispersion estimation unit 1250 uses, as a training signal, a frequency signal having a frequency ⁇ f 1 that is the maximum frequency difference for both the first core reception signal S31 and the second core reception signal S32.
  • FIG. 7 shows a simulation result by numerical calculation of the propagation delay difference detected by the delay difference detection unit 1240 according to the present embodiment.
  • the transmission is performed using a multi-core fiber having two cores.
  • the horizontal axis represents the propagation delay difference between the simulated cores, and the vertical axis represents the estimated propagation delay difference.
  • a simulation was performed for a case where there was no crosstalk between cores accumulated during transmission and a case where crosstalk with a total amount of ⁇ 10 dB was present.
  • the simulation conditions are as follows.
  • the modulation method of an optical signal transmitted to each core is a polarization multiplexing QPSK method, and the symbol rate f is 32 GHz.
  • the first core training signals for 256 symbols are inserted every 2 14 symbols. The same training signal was used for both polarizations.
  • the training signal inserted in the first core has a frequency signal of 128 symbols of frequency ⁇ f / 2 and a frequency signal of 64 symbols of frequency ⁇ f / 8 as guard intervals at both ends thereof. .
  • Patent Document 1 As described in Patent Document 1 described above, by adopting such a configuration, it is possible to improve the detection accuracy of the timing at which the intensity of the frequency component peaks.
  • the training signal to be inserted into the second core has a frequency signal of frequency ⁇ f / 4 for 128 symbols and a frequency signal of frequency ⁇ f / 8 for 64 symbols as guard intervals at both ends.
  • the characteristics of the multi-core fiber transmission line were simulated by connecting chromatic dispersion accumulation and polarization state change independent of each core and crosstalk between the cores as a unit and connecting them in 100 columns. The total amount of chromatic dispersion accumulation in each core was 17000 ps / nm.
  • training signals having different frequency components that can be identified are inserted between transmission signals transmitted to different paths.
  • the mixed signal component has a different frequency, so that it is separated and removed. Is possible. Therefore, high crosstalk resistance can be obtained.
  • the accuracy of chromatic dispersion estimation decreases as the frequency difference between two specific frequency components used for the training signal decreases. Therefore, if training signals having different frequencies are used uniformly in a plurality of paths, a training signal having a small frequency difference must be used in a certain path, and the accuracy of chromatic dispersion estimation decreases. As a result, there is a possibility that the estimation accuracy of the delay difference between the paths is also lowered.
  • the optical transmission system 1000 according to the present embodiment is configured to use a training signal having a frequency component composed of a set having a maximum frequency difference every fixed period. By using such a training signal for chromatic dispersion estimation, it is possible to estimate the amount of chromatic dispersion with high accuracy and remove the influence.
  • the delay difference between the plurality of signals propagated through the plurality of paths is determined by the crosstalk between the plurality of paths and It is possible to detect without being greatly affected by chromatic dispersion in the path.
  • delay differences between a plurality of signals can be compensated, and thus a plurality of signals propagated through a plurality of paths can be linked.
  • a data signal sequence in which training signals having a plurality of frequency components are periodically inserted into a data signal, and a plurality of signals corresponding to a plurality of spatially multiplexed paths The data signal sequence is generated.
  • the plurality of data signal sequences at least the training signals included in the data signal sequences propagating through the adjacent paths have different frequency components at the same timing.
  • the plurality of training signals included in one data signal sequence have a plurality of frequency components having different frequency differences depending on the insertion positions. Then, the propagation delay difference between the plurality of paths and the chromatic dispersion amount in the plurality of paths are calculated from the plurality of frequency components included in the training signal after propagating through the plurality of paths with the optical signal.
  • the calculation of the propagation delay difference between the plurality of paths uses the detection times of the different frequency components included in the training signal at the same timing in the plurality of data signal sequences after propagating the plurality of paths by the optical signal. It can be carried out.
  • the calculation of the chromatic dispersion amount in the plurality of paths can be performed by obtaining the delay time from the difference in detection time of the plurality of frequency components using a training signal in which the frequency difference between the plurality of frequency components is maximum. it can.
  • the calculation of the propagation delay difference may be performed as follows. First, detection times of different frequency components included in the first training signal constituting the first data signal sequence of the plurality of data signal sequences and having the same absolute value and opposite signs. A first average detection time that is an average value of is calculated. Similarly, different frequency components included in the second training signal constituting the second data signal sequence different from the first data signal sequence among the plurality of data signal sequences, having the same absolute value and opposite signs A second average detection time that is an average value of the detection times of the frequency components is calculated. And it can be set as the structure which calculates a propagation delay difference by calculating
  • crosstalk occurs in the optical transmission system that transmits an optical signal using a plurality of adjacent paths. Even in this case, it is possible to detect the delay difference and chromatic dispersion between a plurality of paths with high accuracy.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an optical receiver 2200 according to the second embodiment of the present invention.
  • An optical transmission system includes the optical receiver 2200 according to the present embodiment, the optical transmitter 1100 according to the first embodiment, and the multi-core fiber transmission line 1300.
  • the optical receiver 2200 includes a local light source 1210, optical front end units 1221 and 1222, and analog-digital converters (ADCs) 1231 and 1232.
  • ADCs analog-digital converters
  • the optical receiver 2200 further includes a chromatic dispersion / delay difference detector 2240, waveform distortion compensators 2251 and 2252, timing adjusters 2261 and 2262, and a decoder 2270.
  • the chromatic dispersion / delay difference detector 2240 constitutes an optical signal information detector provided with a propagation delay difference calculator and a chromatic dispersion amount calculator. Similar to the first embodiment, the chromatic dispersion amount calculation means uses a training signal in which the frequency difference of the plurality of frequency components included in the data signal sequence output by the optical detection means is the largest, The delay time is obtained from the difference in detection time of frequency components. And thereby, it can be set as the structure which calculates the chromatic dispersion amount in a some path
  • the propagation delay difference calculating means can be configured to calculate the propagation delay difference by the following operation. That is, the detection time of the frequency component included in the first training signal that constitutes the first data signal sequence among the plurality of data signal sequences is used as the chromatic dispersion amount in the path through which the first data signal sequence propagates. The first correction detection time corrected in this way is calculated. Similarly, the detection time of the frequency component included in the second training signal constituting the second data signal sequence different from the first data signal sequence among the plurality of data signal sequences is expressed by the second data signal sequence. A second correction detection time corrected using the chromatic dispersion amount in the propagation path is calculated. And it can be set as the structure which calculates a propagation delay difference by calculating
  • the optical receiver 1200 according to the first embodiment described above is configured to independently detect the propagation delay difference between a plurality of paths and estimate the chromatic dispersion, as shown in FIG.
  • a part of the function of extracting the intensity of a specific frequency component and detecting the timing when the intensity reaches a peak is performed in both the propagation delay difference detection process and the chromatic dispersion estimation process, and thus can be shared.
  • the optical receiver 2200 according to the present embodiment is configured to perform these processes in the chromatic dispersion / delay difference detector 2240, thereby reducing the required circuit resources.
  • FIG. 9 shows the configuration of the chromatic dispersion / delay difference detector 2240.
  • the chromatic dispersion / delay difference detection unit 2240 includes a bandpass filter (BPF) 2241, a power calculation unit 2242, a peak detection unit 2243, a delay time calculation unit 2244, a chromatic dispersion calculation unit 2245, a time correction unit 2246, and an inter-core delay time.
  • BPF bandpass filter
  • a calculation unit 2247 is provided.
  • the first core reception signal S31 and the second core reception signal S32 that are the outputs of the analog-digital converters (ADC) 1231 and 1232 are input to the chromatic dispersion / delay difference detection unit 2240.
  • the chromatic dispersion estimation process by using a frequency signal having a frequency ⁇ f 1 is performed.
  • the power calculation unit 2242 and the peak detection unit 2243 further detect the timing at which the frequency component of the frequency + f 2 output from the bandpass filter (BPF) 2241 peaks. .
  • the process of detecting the timing at which the frequency component of the frequency + f 1 peaks with respect to the first core received signal S31 that is paired with this is included in the process of estimating the chromatic dispersion in the first core. Accordingly, with such a configuration, the timing at which the frequency component of the frequency + f 1 included in the first core reception signal S31 peaks and the frequency component of the frequency + f 2 included in the second core reception signal S32 are peaks. The following timing is obtained.
  • the wavelength dispersion / delay difference detection unit 2240 is configured to include the time correction unit 2246, it is possible to avoid the influence of such wavelength dispersion. That is, the time correcting unit 2246 uses the time delay amount calculated from the amount of wavelength dispersion and the frequency + f 1 Metropolitan wavelength dispersion calculating unit 2245 is estimated, the frequency of the frequency + f 1 included in the first core received signal S31 It was set as the structure which correct
  • the optical receiver and the optical transmission system of the present embodiment even if crosstalk occurs in an optical transmission system that transmits an optical signal using a plurality of adjacent paths, a plurality of The delay difference and the chromatic dispersion between the paths can be detected with high accuracy.
  • the optical transmission system according to the present embodiment differs from the optical transmission system 1000 according to the first embodiment in the configuration of the multicore fiber transmission path and the configuration of the training signal inserted by the optical transmission device. Since other configurations are the same as those of the optical transmission system 1000, the description thereof is omitted.
  • FIG. 10 shows a cross-sectional view of the multi-core fiber transmission line 1310 of the present embodiment.
  • the multi-core fiber transmission line 1310 has a configuration in which seven cores 1311 to 1317 are arranged in a hexagonal shape.
  • the crosstalk generated between the non-adjacent core 1312 and the core 1315 is small.
  • the crosstalk that occurs between cores 1312 and 1313 is small.
  • the influence of signal mixing due to crosstalk between non-adjacent cores can be considered small. Therefore, a frequency signal having the same frequency can be used as a training signal between non-adjacent cores. With such a configuration, it is possible to reduce the types of frequency signals to be inserted into signals propagating through the respective cores, so that circuit resources can be reduced.
  • the first core is adjacent to all of the other second to seventh cores, and the even-numbered core is not adjacent to at least the other even-numbered cores. Similarly, the odd-numbered cores excluding the first core are not adjacent to at least the other odd-numbered cores excluding the first core.
  • the pattern of the training signal to be inserted can be determined in consideration of the structural characteristics of the multi-core fiber transmission line 1310.
  • training signals that continue for L symbols every R symbols are inserted at the same timing into all the transmission signals sent to the core. Then, frequency signals of frequencies ⁇ f 1 , ⁇ f 2 , ⁇ f 3 are inserted in this order in the transmission signal sent to the first core. Also, frequency signals of frequencies ⁇ f 3 , ⁇ f 1 , ⁇ f 2 are inserted in this order in the transmission signals sent to the second, fourth, and sixth cores. Then, frequency signals of frequencies ⁇ f 2 , ⁇ f 3 , ⁇ f 1 are inserted in this order in the transmission signals sent to the third, fifth, and seventh cores.
  • a training signal for example, a frequency signal of frequency ⁇ f 1
  • a frequency component having a set having a maximum frequency difference for each fixed period appears in the training signal periodically inserted in each transmission signal. It can be.
  • the optical transmission system of the present embodiment even in the case where crosstalk occurs in an optical transmission system that transmits an optical signal using a plurality of adjacent paths, a plurality of paths are connected.
  • the delay difference and chromatic dispersion can be detected with high accuracy.
  • Optical transmission system 1100 Optical transmitter 1110 Data signal input part 1120 Encoding part 1131 1st training signal insertion part 1132 2nd training signal insertion part 1141, 1142 Optical modulator 1150 Light source 1200, 2200 Optical receiver 1210 Local light source 1221, 1222 Optical front end parts 1231, 1232 Analog-digital converter 1240 Delay difference detection parts 1241, 1251, 2241 Band pass filters (BPF) 1242, 1252 Intensity calculator 1243, 1253, 2243 Peak detector 1244 Averaging processor 1245, 2247 Inter-core delay time calculator 1254, 2244 Delay time calculator 1250 Chromatic dispersion estimator 1255, 2245 Chromatic dispersion calculator 1261, 1262 , 2251, 2252 Waveform distortion compensation unit 1271, 1272, 2261, 2262 Timing adjustment unit 1280, 2270 Decoding unit 1300, 1310 Multi-core fiber transmission line 1301 First core 1302 Second core 1311-1317 Core

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Abstract

　複数の近接した経路を用いて光信号を伝送する光伝送システムにおいては、クロストークの影響により、複数の経路間の遅延差および波長分散を高精度で検出することが困難であるため、本発明の光信号情報検出方法は、データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であって、空間多重された複数の経路に対応した複数のデータ信号列を生成し、複数のデータ信号列は、少なくとも隣接する経路を伝播するデータ信号列にそれぞれ含まれるトレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有し、一のデータ信号列に含まれる複数のトレーニング信号が、挿入される位置により、周波数の差が異なる複数の周波数成分を有し、光信号によって複数の経路を伝播した後のトレーニング信号に含まれる複数の周波数成分から、複数の経路間の伝播遅延差、および複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する。

Description

光伝送システム、光受信装置、および光信号情報検出方法
　本発明は、光伝送システム、光受信装置、および光信号情報検出方法に関し、特に、複数の経路を用いて光信号を伝送する光伝送システム、光受信装置、および光信号情報検出方法に関する。
　通信データトラフィックは、近年増加の一途を辿っている。このような通信データトラフィックを効率的に収容するために、長距離の光伝送に対しても大容量化が求められている。近年、シングルモードファイバの１個のコアに入力できる光強度がファイバ中の非線形効果等によって制限されることから、シングルモードファイバ１本当たりの伝送容量に限界があることが報告されている。そのため、さらなる大容量化のために、空間の自由度を利用して信号を多重する空間多重伝送技術の検討が行われている。
　空間多重伝送を実現する伝送路として例えば、１本のファイバのクラッド中に複数のコアを有するマルチコアファイバが提案、開発されている。Ｎ個のコアを有するマルチコアファイバを用いた空間多重伝送では、それぞれのコアで異なる光信号を伝送させることによって、通常の１コアのシングルモードファイバと比較してＮ倍の伝送容量を達成することができる。
　また、このような複数の非常に近接した経路を利用して、伝送特性の向上を図る検討も行われている。非特許文献１には、複数の経路で同一の信号、もしくは経路ごとに異なる既知のスクランブリングを施した同一の信号を伝送し、受信した信号の合成を行うことによって、ダイバーシティ効果により信号特性を向上させる方法が記載されている。非特許文献１に記載された方法によれば、１コアのシングルモードファイバを用いた場合と比較して、伝送容量の向上は図れないが、同じ信号をＮ個のコアを使用して伝送することによって、伝送可能な距離は約Ｎ倍となるので長距離伝送が可能となる。
　非特許文献１に記載された方法は以下の原理に基づいている。すなわち、Ｎ個に分割した同一信号をタイミングと位相を合わせて合成すると、その強度はＮ２倍となるのに対して、Ｎ個の無相関な雑音を合成してもその強度はＮ倍にしかならないため、信号対雑音比の改善効果が得られる、という原理に基づいている。しかし、信号の合成を行う際に、信号間にシンボル時間程度であってもタイミングのずれが生じていると、信号強度の増大が得られず、むしろ劣化要因となる場合がある。したがって、このような複数の経路で伝送し受信した信号を連携させる伝送システムにおいては、信号間の遅延差の推定とその補償が重要となる。
　Ｎ個のコアを有するマルチコアファイバを用いた長距離空間多重伝送の場合、コア間の伝播遅延差は、各コアの製造上のばらつきや、光増幅器、ファンアウト部品や各送受信機内部の経路長の違いなどによって生じる。ここで、ファンアウトとは、マルチコアファイバに入出力する光信号をシングルモードファイバベースの送受信機器に結合させる機能を有する光部品である。この伝播遅延差は、Ｎ本のシングルモードファイバを使用する場合と比べると著しく小さいと考えられるが、シンボル時間よりは大きい。以下の説明では、このような、複数の経路を伝播した信号が、経路長のわずかな相違などによって受信側でタイミングがずれた場合におけるタイミングのずれの量を、複数の信号間の遅延差と呼ぶ。
　複数の信号間の遅延差を推定し、補償する方法の一例として、信号をフレーム化し特定のオーバーヘッド信号を設ける方法がある。この方法においては、受信した複数の信号から特定のパターンを検出して比較することによりタイミングのずれを求める。そして、その情報に基づいて複数の信号を整列させることができる。ただし、この方法では、複数の信号それぞれの復号が完了した後にタイミングの整列を行うことになるため、復号処理自体はタイミングのずれの情報を用いることなく行う必要がある。そのため、非特許文献１に記載された複数の信号を復号前に合成して連携させる方法に、この方法を採用することは困難である。また、ある調整値でタイミングの調整を行った信号に対して復号を行う処理を、良好な復号信号が得られるまで調整値を変えながら繰り返す方法もある。しかし、この方法では、最適値に関する情報が全くない場合には多大な繰り返し回数が必要となる。
　一方、各信号の復号を行うことなく、複数の波長間の遅延差を推定する方法として、波長分散推定技術がある。波長分散推定技術は、ファイバを伝播する、波長がわずかに異なる複数の光信号間の伝播遅延差を検出することによって波長分散を検出する技術である。このような波長分散推定技術の一例が特許文献１に記載されている。
　特許文献１に記載された関連する波長分散量算出方法においては、図１２に模式的に示すように、送信する信号に周期的に特定の２個の周波数成分に強度が集中したトレーニング信号を挿入する。ここでは、この特定の２個の周波数成分に強度が集中したトレーニング信号を周波数信号と言う。図１２に示した例では、データ信号がＲシンボル個続いた後に、Ｌシンボル分の長さの周波数信号が挿入される。周波数信号は±ｆ０の周波数成分のみを有する。
　図１３に、特許文献１に記載された関連する光信号受信装置が備える波長分散算出部１００の構成を示す。波長分散算出部における処理は全てデジタル信号処理によって行われる。受信した信号は２個に分岐され、一方は通過周波数が＋ｆ０であるバンドパスフィルタ（Ｂａｎｄ－Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＢＰＦ）１１１を通過し、強度算出回路１２１によりその強度が算出される。他方は通過周波数が－ｆ０であるバンドパスフィルタ１１２を通過し、強度算出回路１２２によりその強度が算出される。遅延時間算出回路１３０は、算出された２個の周波数成分の強度について、例えばそのピークとなるタイミングを比較することによって２個の周波数成分の伝播遅延差を算出する。この伝播遅延差は、２個の周波数成分の周波数差と、伝送路で蓄積した波長分散量によって決まる。そこで、波長分散量算出回路１４０は、算出した伝播遅延差と既知である周波数差とから波長分散量を算出する。
　また、関連技術としては、特許文献２、３に記載された技術がある。
特許第５１５９９５３号明細書 国際公開第２０１４／１１２５１６号 特開２０１３－２２９７８３号公報
　上述した関連する波長分散量算出方法を複数の経路に適用することにより、それらにおける遅延差を求めることとした場合、以下に述べる課題が生じる。
　第１の課題は、複数経路間におけるクロストークによる問題である。空間多重伝送においては高い空間利用効率が望まれるが、空間利用効率が高い伝送路では一般に、複数の経路を伝送する信号間のクロストークが避けられない。この伝送路で生じるクロストークにより、遅延差を求めるために複数の経路を伝播するそれぞれの信号に挿入した周波数信号も混合される。そのため、周波数成分の挿入を複数の信号に行った場合、クロストークにより遅延差を推定する精度が大きく低下してしまう。
　第２の課題は、伝送路中における波長分散自体が複数の経路間の遅延差の検出に影響を及ぼすという問題である。このため、波長分散の影響の方が経路間の差による影響よりも大きくなる可能性がある。具体的には、通常用いられるシングルモードファイバの波長分散量は１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ程度である。したがって、波長１５５０ｎｍで５０ＧＨｚの帯域をもつ信号がシングルモードファイバ中を１０００ｋｍ伝送する間に蓄積される波長分散による時間広がりは、約６．８ｎｓと大きな値になる。さらに、複数の経路間で蓄積される波長分散量が異なる場合もあり、この場合、１ｐｓ／ｎｍ／ｋｍのわずかな波長分散量の相違であっても、上述した条件では約４００ｐｓの時間広がりの差となる。
　経路間の遅延差を、波長分散の高精度な推定と独立に検出できる場合は、波長分散の影響を推定結果によって補正することが可能である。しかしながら、複数の経路間でクロストークが発生する場合には、波長分散による影響と複数の経路間の遅延差による影響が交じり合うので、複数の経路間の遅延差を精確に検出することは困難である。また、波長分散量を高精度に推定することができないと、最適な波長分散補償量を定めることも困難になる。
　このように、複数の近接した経路を用いて光信号を伝送する光伝送システムにおいては、クロストークの影響により、複数の経路間の遅延差および波長分散を高精度で検出することが困難である、という問題があった。
　本発明の目的は、上述した課題である、複数の近接した経路を用いて光信号を伝送する光伝送システムにおいては、クロストークの影響により、複数の経路間の遅延差および波長分散を高精度で検出することが困難である、という課題を解決する光伝送システム、光受信装置、および光信号情報検出方法を提供することにある。
　本発明の光信号情報検出方法は、データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であって、空間多重された複数の経路に対応した複数のデータ信号列を生成し、複数のデータ信号列は、少なくとも隣接する経路を伝播するデータ信号列にそれぞれ含まれるトレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有し、一のデータ信号列に含まれる複数のトレーニング信号が、挿入される位置により、周波数の差が異なる複数の周波数成分を有し、光信号によって複数の経路を伝播した後のトレーニング信号に含まれる複数の周波数成分から、複数の経路間の伝播遅延差、および複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する。
　本発明の光伝送システムは、空間多重された複数の経路を含む空間多重伝送路と、複数の経路に光信号をそれぞれ送出する光送信装置と、複数の経路をそれぞれ伝播した光信号を受信する光受信装置、とを有し、光送信装置は、データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であって、複数の経路に対応した複数のデータ信号列を生成するデータ信号列生成手段と、複数のデータ信号列によって光搬送波をそれぞれ変調することによって複数の光信号を生成する光変調手段、とを備え、複数のデータ信号列は、少なくとも隣接する経路を伝播するデータ信号列にそれぞれ含まれるトレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有し、一のデータ信号列に含まれる複数のトレーニング信号が、挿入される位置により、周波数の差が異なる複数の周波数成分を有し、光受信装置は、複数の経路をそれぞれ伝播した複数の光信号を受け付けて検波し、複数のデータ信号列を出力する光検波手段と、光検波手段が出力するデータ信号列を構成するトレーニング信号に含まれる複数の周波数成分から、複数の経路間の伝播遅延差、および複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する光信号情報検出手段、とを備える。
　本発明の光受信装置は、空間多重された複数の経路をそれぞれ伝播した複数の光信号を受け付けて検波し、複数のデータ信号列を出力する光検波手段と、複数の経路間の伝播遅延差、および複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する光信号情報検出手段、とを有し、データ信号列は、データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であり、複数の経路に対応した複数のデータ信号列は、少なくとも隣接する経路を伝播するデータ信号列にそれぞれ含まれるトレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有し、一のデータ信号列に含まれる複数のトレーニング信号が、挿入される位置により、周波数の差が異なる複数の周波数成分を有し、光信号情報検出手段は、光検波手段が出力するデータ信号列を構成するトレーニング信号に含まれる複数の周波数成分から、伝播遅延差、および波長分散量を算出する。
　本発明の光伝送システム、光受信装置、および光信号情報検出方法によれば、複数の近接した経路を用いて光信号を伝送する光伝送システムにおいて、クロストークが発生する場合であっても、複数の経路間の遅延差および波長分散を高精度で検出することができる。
本発明の第１の実施形態に係る光伝送システムの構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る光伝送システムが備えるマルチコアファイバ伝送路の断面図である。 本発明の第１の実施形態に係る光伝送システムが備える光送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る光伝送システムが備える光送信装置によって挿入されるトレーニング信号を説明するための図である。 本発明の第１の実施形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る光受信装置が備える遅延差検出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る光受信装置が備える波長分散推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る光受信装置が備える遅延差検出部の動作をシミュレーションした結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る光受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る光受信装置が備える波長分散・遅延差検出部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る光伝送システムが備えるマルチコアファイバ伝送路の断面図である。 本発明の第３の実施形態に係る光伝送システムが備える光送信装置によって挿入されるトレーニング信号を説明するための図である。 関連する波長分散量算出方法で用いられる送信信号フレームフォーマットを示す図である。 関連する光信号受信装置が備える波長分散算出部の構成を示すブロック図である。
　以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。なお、図面中の矢印の向きは、一例を示すものであり、ブロック間の信号の向きを限定するものではない。
　〔第１の実施形態〕
　図１Ａは、本発明の第１の実施形態に係る光伝送システム１０００の構成を示すブロック図である。光伝送システム１０００は、光送信装置１１００、光受信装置１２００、および空間多重された複数の経路を含む空間多重伝送路としてのマルチコアファイバ伝送路１３００を有する。光送信装置１１００はマルチコアファイバ伝送路１３００の複数の経路に光信号をそれぞれ送出し、光受信装置１２００は複数の経路をそれぞれ伝播した光信号を受信する。
　図１Ｂに本実施形態のマルチコアファイバ伝送路１３００の断面図を示す。本実施形態では、図１Ｂに示すような、第１のコア１３０１と第２のコア１３０２の２個のコアを有するマルチコアファイバ伝送路を用いた場合を例として説明する。また、波長分割多重（Ｗａｖｅｌｅｎｇｔｈ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＷＤＭ）を行わない場合を例として説明する。また、図１Ａでは、ファンアウト部１４０１、１４０２を備えた構成を示した。
　光送信装置１１００は、第１のコア１３０１および第２のコア１３０２に送出する２個の光信号を生成する。光送信装置には、一般的なシングルモードファイバをベースとした光学部品が使用されている。
　光送信装置１１００が生成した２個の光信号は、ファンアウト部１４０１によってマルチコアファイバ伝送路１３００に結合される。ファンアウト部１４０１、１４０２は、複数本のシングルモードファイバを１本のマルチコアファイバに結合する、または、その逆の過程を実現するデバイスであり、具体的には細径ファイババンドルなどによって構成される。マルチコアファイバ伝送路１３００は、２コアのマルチコアファイバと、その伝送損失を補償する光増幅器などによって構成される。マルチコアファイバ伝送路１３００を伝播した光信号は、ファンアウト部１４０２によって２本のシングルモードファイバに結合され、各光信号は光受信装置１２００に入力し受信される。
　図２に、本実施形態による光送信装置１１００の構成を示す。
　光送信装置１１００は、データ信号入力部１１１０、符号化部１１２０、第１のトレーニング信号挿入部１１３１、第２のトレーニング信号挿入部１１３２、光変調器１１４１、１１４２、および光源１１５０を備える。データ信号入力部１１１０、符号化部１１２０、第１のトレーニング信号挿入部１１３１、および第２のトレーニング信号挿入部１１３２がデータ信号列生成手段を構成する。データ信号列生成手段は、データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であって、複数の経路（コア）に対応した複数のデータ信号列を生成する。また、光変調器１１４１、１１４２と光源１１５０が光変調手段を構成し、複数のデータ信号列によって光搬送波をそれぞれ変調することによって複数の光信号を生成する。
　送信するデータ信号は符号化部１１２０によって符号化され、それぞれのコアに送出する光信号を生成するための２個のデータ信号となる。本実施形態では、非特許文献１に記載された２個のデータ信号が全く同一であり、複数の経路によるダイバーシティ効果が得られる場合を例として説明する。
　第１のコア１３０１に送出する光信号を生成するためのデータ信号には、第１のトレーニング信号挿入部１１３１によって第１のトレーニング信号が挿入される。また、第２のコア１３０２に送出する光信号を生成するためのデータ信号には、第２のトレーニング信号挿入部１１３２によって第２のトレーニング信号が挿入される。このようにトレーニング信号がそれぞれ挿入された複数のデータ信号列は、少なくとも隣接する経路（コア）を伝播するデータ信号列にそれぞれ含まれるトレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有する。また、一のデータ信号列に含まれる複数のトレーニング信号は、挿入される位置により、周波数の差が異なる複数の周波数成分を有している。
　このようなデータ信号列によって２個の光変調器１１４１、１１４２がそれぞれ駆動され、第１のコア１３０１および第２のコア１３０２にそれぞれ送出する２個の光信号、すなわち第１のコア光送信信号Ｓ１１と第２のコア光送信信号Ｓ１２が生成される。２個の光変調器１１４１、１１４２には、光源１１５０としての一個のレーザー光源からの出力を２個に分岐したレーザー光がそれぞれ入力される。
　本実施形態の光送信装置１１００によって挿入される上述したトレーニング信号について、図３を用いてさらに詳細に説明する。
　第１のコア１３０１および第２のコア１３０２に送出するそれぞれの光送信信号Ｓ１１、Ｓ１２に、ＲシンボルおきにＬシンボル続くトレーニング信号が同じタイミングで挿入されている。すなわち、トレーニング信号はＲ＋Ｌシンボルごとに周期的に始まる。第１のコア１３０１に送出する光送信信号Ｓ１１には、周波数±ｆ１を有する周波数信号と周波数±ｆ２を有する周波数信号が交互に挿入される。すなわち、光送信信号の光搬送波の周波数をｆ０としたとき、周波数ｆ０±ｆ１、ｆ０±ｆ２を有する周波数信号が交互に挿入される。このような特定の周波数成分を有する周波数信号は、デジタル－アナログ変換器（Ｄｉｇｉｔａｌ－ｔｏ－Ａｎａｌｏｇ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＤＡＣ）を用いて生成することができる。または、上述した特許文献１に記載されているように、〔＋１，－１〕や〔＋１，＋１，－１，－１〕のような特定のシンボルの繰り返しによって生成することができる。
　第２のコア１３０２に送出する光送信信号Ｓ１２にも同様に、周波数±ｆ１を有する周波数信号と周波数±ｆ２を有する周波数信号が交互に挿入される。しかし、この場合は、第１のコアに送出する光送信信号Ｓ１１に周波数±ｆ１の周波数信号が挿入されるタイミングで、周波数±ｆ２の周波数信号が挿入される。また逆に、第１のコアに送出する光送信信号Ｓ１１に周波数±ｆ２の周波数信号が挿入されるタイミングで、周波数±ｆ１の周波数信号が挿入される。ここで、光送信信号のシンボルレートをｆとしたとき、ｆ１＝ｆ／２、ｆ２＝ｆ／４とした。
　これにより、異なる経路に送出する光信号間に挿入されるトレーニング信号が、各タイミングにおいて識別可能な異なる周波数成分を有する構成とすることができる。同時に、各光信号に周期的に挿入されるトレーニング信号には一定周期ごとに最大の周波数差となる組を有する周波数成分を持つトレーニング信号（周波数±ｆ１の周波数信号）が出現する構成とすることができる。この場合、周波数±ｆ１の周波数信号は、トレーニング信号が挿入される周期の２倍である２（Ｒ＋Ｌ）シンボルごとに現れる。
　Ｎ個のコアを有するマルチコアファイバ伝送路を用いる場合も同様に、例えば周波数±ｆ１，±ｆ２，・・・，±ｆＮ（ｆｎ＝ｆ／（ｎ＋１））であるＮ種類の周波数信号を、第１のコアでは周波数ｆ１から始めて±ｆ１，±ｆ２，・・・，±ｆＮの順に繰り返し挿入する。そして、ｋ番目のコアでは、周波数ｆｋから始めて±ｆｋ，±ｆｋ＋１，・・・，±ｆｋ＋Ｎの順に繰り返し挿入する。なお、下付きの添え字はＮを法とした整数である。これにより、各タイミングにおいて識別可能な異なる周波数成分を有し、各光信号に周期的に挿入されるトレーニング信号には一定周期ごとに最大の周波数差となる組を有する周波数成分を持つトレーニング信号が出現する構成とすることができる。また、挿入されるトレーニング信号のパターンは、タイミングは異なるが全てのコアに送出する光信号において同じである。
　図４に、本実施形態による光伝送システム１０００が備える光受信装置１２００の構成を示す。
　光受信装置１２００は、局所光源１２１０、光フロントエンド部１２２１、１２２２、およびアナログ－デジタル変換器（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）１２３１、１２３２を備える。これらが光検波手段を構成し、複数の経路をそれぞれ伝播した複数の光信号である第１のコア光受信信号Ｓ２１および第２のコア光受信信号Ｓ２２を受け付けて検波し、複数のデータ信号列を出力する。
　光受信装置１２００はさらに、遅延差検出部１２４０、波長分散推定部１２５０、波形歪補償部１２６１、１２６２、タイミング調整部１２７１、１２７２、および復号部１２８０を備える。ここで、遅延差検出部１２４０（伝播遅延差算出手段）および波長分散推定部１２５０（波長分散量算出手段）が光信号情報検出手段を構成する。光信号情報検出手段は、光検波手段が出力するデータ信号列を構成するトレーニング信号に含まれる複数の周波数成分から、複数の経路間の伝播遅延差、および複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する。
　ここで、伝播遅延差算出手段は、光検波手段が出力する複数のデータ信号列における、同一タイミングにおけるトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分の検出時間から複数の経路間の伝播遅延差を算出する構成とすることができる。また、波長分散量算出手段は、光検波手段が出力するデータ信号列に含まれる複数の周波数成分の周波数の差が最大であるトレーニング信号を用いて、複数の周波数成分の検出時間の差から遅延時間を求める。そして、これにより複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する構成とすることができる。
　次に、光受信装置１２００の動作について、さらに詳細に説明する。
　第１のコアおよび第２のコアから受信した光受信信号Ｓ２１、Ｓ２２は、それぞれ光フロントエンド部１２２１、１２２２に入力しコヒーレント検波される。光フロントエンド部１２２１、１２２２にはそれぞれ、局所光源１２１０の出力を２つに分岐したレーザー光が局所発振光として入力される。光フロントエンド部１２２１、１２２２は、偏波多重型９０度光ハイブリッド、バランス型光検出器、およびトランスインピーダンスアンプなどによって構成される。偏波多重型９０度光ハイブリッドを使用した光フロントエンド部は、Ｘ偏波、Ｙ偏波のそれぞれの同相（Ｉ）成分および直交（Ｑ）成分の合計４種の信号を出力するが、図４では簡便のため一本の線で表わしている。
　光フロントエンド部１２２１、１２２２の各出力は、アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）１２３１、１２３２によってサンプリングされ、デジタル信号処理による波形歪み補償とコア間の遅延差を補償するためのタイミング調整が行われ、その後に復号される。波形歪補償部１２６１、１２６２は、波長分散補償や偏波モード分散補償、および偏波分離を行う。図４では、各コアからの受信信号に対して、それぞれ独立に波形歪み補償処理を行う構成を示した。しかし、これに限らず、複数経路間のクロストークが問題となる場合には、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ－Ｏｕｔｐｕｔ）処理のように、複数の受信信号に一括して波形歪み補償処理を行うことが可能である。この場合、タイミング調整機能の全てまたは一部をＭＩＭＯ処理内で行うことができる。
　復号部１２８０は、複数の受信信号を用いてデータの判別を行う。このとき、上述した非特許文献１に記載されているように、タイミングを合わせた２個の受信信号を、位相を含めて足し合わせた後に判別する構成とすることができる。
　遅延差検出部１２４０は伝播遅延差算出手段として、複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列を構成する第１のトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分であって、絶対値が等しく符号が反対である周波数成分のそれぞれの検出時間の平均値である第１の平均検出時間を算出する。同様に、複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列と異なる第２のデータ信号列を構成する第２のトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分であって、絶対値が等しく符号が反対である周波数成分のそれぞれの検出時間の平均値である第２の平均検出時間を算出する。そして、第１の平均検出時間と第２の平均検出時間との差分を求めることにより伝播遅延差を算出する。
　図５に、遅延差検出部１２４０の構成を示す。遅延差検出部１２４０は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２４１、強度算出部１２４２、ピーク検出部１２４３、平均化処理部１２４４、およびコア間遅延時間算出部１２４５を備える。
　アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）１２３１、１２３２の出力である第１のコア受信信号Ｓ３１および第２のコア受信信号Ｓ３２はそれぞれ２分岐される。２分岐されたうちの一方は、中心周波数が＋ｆ１であるバンドパスフィルタ１２４１を透過した後に、強度算出部１２４２によってその強度が算出される。ピーク検出部１２４３は、強度算出部１２４２によって算出された強度がピークとなるタイミングを検出する。分岐されたもう一方の受信信号は、中心周波数が－ｆ１であるバンドパスフィルタ１２４１を透過した後に、同様にして、強度算出部１２４２によって強度が算出され、ピーク検出部１２４３によってピークとなるタイミングが検出される。
　この一連の処理は、周波数領域で行うこともできる。その場合には、まず、サンプル時間ｔ０からｔ０＋Ｌ０ＴＳまでの信号を高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）することにより周波数領域に変換する。ここで、ＴＳはシンボル時間、Ｌ０はＦＦＴの１フレームに含まれるシンボル数である。そして、周波数＋ｆ１の成分の強度を取り出す処理を、サンプル時間ｔ０を変化させながら行うことにより、ピークとなるタイミングを検出することができる。
　平均化処理部１２４４は、検出された２個のピークのタイミング値に対して平均化処理を行う。波長分散による周波数成分の遅延量は周波数差にほぼ比例し、周波数０を中心として反対称的である。したがって、平均化処理が行われた後のタイミング値は、周波数信号が有する周波数成分に関わらず、周波数０の成分に対する第１のコアにおける伝播遅延を表わす。同様に、アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）１２３２の出力である第２のコア受信信号Ｓ３２から、周波数０の成分に対する第２のコアにおける伝播遅延を表わす量が算出される。
　ここで、第２のコアを伝播した受信信号Ｓ３２に対しては、中心周波数が＋ｆ２または－ｆ２であるバンドパスフィルタが使用される。そのため、同じタイミングで第１のコアに挿入された周波数±ｆ１の周波数信号が伝播中のクロストークによって混入しても、第２のコアにおける伝播遅延を表わす量の算出には影響しない。このことは、第１のコアにおける伝播遅延の算出時にも同様に成り立つ。ここで算出された伝播遅延量は、伝播遅延の絶対量を表わすものではないが、このようにして算出された第１のコアにおける伝播遅延量と第２のコアにおける伝播遅延量の差分を求めることによって、相対的な伝播遅延差を得ることができる。
　上述したように、複数の経路間の伝播遅延差を、クロストーク耐力を有しつつ波長分散の影響を受けることなく得ることができる。このとき検出可能な伝播遅延差は、トレーニング信号が挿入される周期によって決まる。クロストークによる周波数成分の混入を考慮すると、検出可能な伝播遅延差は約±Ｒシンボル分程度である。
　図６に、本実施形態による光受信装置１２００が備える波長分散推定部１２５０の構成を示す。波長分散推定部１２５０は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１２５１、強度算出部１２５２、ピーク検出部１２５３、遅延時間算出部１２５４、および波長分散算出部１２５５を備える。
　波長分散推定部１２５０における波長分散推定処理は、それぞれのコアで受信した受信信号に対して独立に行われる。波長分散推定部１２５０には、アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）１２３１、１２３２の出力である第１のコア受信信号Ｓ３１および第２のコア受信信号Ｓ３２がそれぞれ分岐して入力される。そして、波長分散推定部１２５０の出力は波形歪補償部１２６１、１２６２に送られ、それぞれのコアで受信した受信信号Ｓ３１、Ｓ３２における波長分散の補償量が決定される。
　２分岐された受信信号の一方は、中心周波数が＋ｆ１であるバンドパスフィルタ１２５１を通過し、他方は中心周波数が－ｆ１であるバンドパスフィルタを通った後に、強度算出部１２５２によってその強度が算出される。ピーク検出部１２５３は、強度算出部１２５２によって算出された強度がピークとなるタイミングをそれぞれ検出する。遅延時間算出部１２５４は、ピーク検出部１２５３で検出されたそれぞれのタイミングの差から、２種の周波数成分間における遅延時間を算出する。波長分散算出部１２５５は、遅延時間から求まる波長分散量を所望の形式に変換して波形歪補償部１２６１、１２６２に出力する。波長分散推定部１２５０では、第１のコア受信信号Ｓ３１および第２のコア受信信号Ｓ３２のいずれに対しても、最大の周波数差となる周波数±ｆ１を有する周波数信号をトレーニング信号として用いる。
　このように、各コアを伝播した各受信信号の全てに対して、最大の周波数差となる周波数成分のペア（組）を有し、一定周期ごとに挿入されたトレーニング信号を使用することができる。そのため、従来と同様に高精度な波長分散補償が可能である。以上より、複数の経路を伝播した複数の受信信号間の遅延差を、それぞれの信号の復号を行う前に、複数経路間のクロストークおよび各経路における波長分散による大きな影響を受けることなく検出することが可能となる。
　図７に、本実施形態による遅延差検出部１２４０が検出する伝播遅延差の数値計算によるシミュレーション結果を示す。ここでは、２個のコアを有するマルチコアファイバを用いて伝送する構成とした。横軸は模擬したコア間の伝播遅延差であり、縦軸は推定された伝播遅延差を示す。伝送中に蓄積されるコア間のクロストークが存在し無い場合と、総量が－１０ｄＢのクロストークが存在する場合についてシミュレーションを行った。
　シミュレーションの条件は以下の通りである。２個のコアを有するマルチコアファイバの、それぞれのコアに送出する光信号の変調方式は偏波多重ＱＰＳＫ方式とし、シンボルレートｆは３２ＧＨｚとした。第１のコアには、２１４シンボルおきに２５６シンボル分のトレーニング信号を挿入した。両偏波について、同じトレーニング信号を使用した。
　第１のコアに挿入したトレーニング信号は、１２８シンボル分の周波数±ｆ／２の周波数信号と、その両端にガードインターバルとして６４シンボル分の周波数±ｆ／８の周波数信号をそれぞれ設けた構成とした。上述した特許文献１に記載されているように、このような構成とすることにより、周波数成分の強度がピークとなるタイミングの検出精度を高めることができる。
　第２のコアに挿入するトレーニング信号は、１２８シンボル分の周波数±ｆ／４の周波数信号と、その両端にガードインターバルとして６４シンボル分の周波数±ｆ／８の周波数信号をそれぞれ設けた構成とした。マルチコアファイバ伝送路の特性は、それぞれのコアで独立な波長分散蓄積および偏波状態変化と、コア間のクロストークを一単位として、これを１００回縦列につなげて模擬した。それぞれのコアにおける波長分散蓄積の総量は１７０００ｐｓ／ｎｍとした。
　図７に示した結果から、コア間クロストークが無い場合と、－１０ｄＢのクロストークが存在する場合のいずれにおいても、模擬したコア間の伝播遅延差とほぼ同じ値が推定の結果得られていることがわかる。このシミュレーションでは、ガードインターバルとして周波数の異なる低速の周波数信号を使用した。これに限らず、予め定めたＰＲＢＳ（Ｐｓｅｕｄｏ　Ｒａｎｄｏｍ　Ｂｉｎａｒｙ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）などの相互相関関数の大きさが遅延差によって急激に変化するパターンを追加することによっても、遅延差検出の精度を高めることができる。
　上述したように、本実施形態による光伝送システム１０００においては、異なる経路に送出する送信信号間に識別可能な異なる周波数成分を持つトレーニング信号を挿入する。これにより、一の経路を通して受信した受信信号に他の経路からのクロストークによってトレーニング信号が混入している場合であっても、混入した信号成分の周波数が異なるため、それを分離し除去することが可能である。そのため、高いクロストーク耐力が得られる。
　また、複数の経路に異なる周波数を持つトレーニング信号を使用する構成としているが、トレーニング信号の周波数は予め分かっているので、波長分散の影響を推定しそれを補正することが可能である。これにより、波長分散および波長分散のばらつきに対する高い耐力を備えることができる。
　ここで一般に、波長分散推定の精度は、トレーニング信号に使用する２個の特定の周波数成分の周波数差が小さいほど低下する。したがって、複数の経路に異なる周波数を持つトレーニング信号を一律に使用すると、ある経路では周波数差が小さいトレーニング信号を使用せざるを得ないこととなり、波長分散推定の精度が低下してしまう。その結果、経路間の遅延差の推定精度も低下する可能性がある。しかし、本実施形態による光伝送システム１０００においては、一定周期ごとに最大の周波数差となる組からなる周波数成分を有するトレーニング信号を用いる構成としている。そして、このようなトレーニング信号を波長分散推定に使用することにより、波長分散量を高精度に推定し、その影響を取り除くことが可能になる。
　このように、本実施形態による光伝送システムおよび光受信装置によれば、複数の経路を伝播した複数の信号間の遅延差を、各信号を復号する前に、複数経路間のクロストークと各経路における波長分散の大きな影響を受けることなく検出することが可能である。これにより、複数の信号間の遅延差を補償することができるので、複数の経路を伝播した複数の信号の連携が可能となる。その結果、伝送容量および伝送距離について柔軟な選択が可能な複数の経路を使った光伝送システムを構築することができる。
　次に、本実施形態による光信号情報検出方法について説明する。
　本実施形態の光信号情報検出方法においては、まず、データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であって、空間多重された複数の経路に対応した複数のデータ信号列を生成する。ここで、複数のデータ信号列は、少なくとも隣接する経路を伝播するデータ信号列にそれぞれ含まれるトレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有する。さらに、一のデータ信号列に含まれる複数のトレーニング信号が、挿入される位置により、周波数の差が異なる複数の周波数成分を有する。そして、光信号によって複数の経路を伝播した後のトレーニング信号に含まれる複数の周波数成分から、複数の経路間の伝播遅延差、および複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する。
　ここで、複数の経路間の伝播遅延差の算出は、光信号によって複数の経路を伝播した後の複数のデータ信号列における、同一タイミングにおけるトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分の検出時間を用いて行うことができる。また、複数の経路における波長分散量の算出は、複数の周波数成分の周波数の差が最大であるトレーニング信号を用いて、複数の周波数成分の検出時間の差から遅延時間を求めることにより行うことができる。
　また、伝播遅延差の算出は、以下のように行うこととしてもよい。まず、複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列を構成する第１のトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分であって、絶対値が等しく符号が反対である周波数成分のそれぞれの検出時間の平均値である第１の平均検出時間を算出する。同様に、複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列と異なる第２のデータ信号列を構成する第２のトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分であって、絶対値が等しく符号が反対である周波数成分のそれぞれの検出時間の平均値である第２の平均検出時間を算出する。そして、第１の平均検出時間と第２の平均検出時間との差分を求めることにより、伝播遅延差の算出を行う構成とすることができる。
　上述したように、本実施形態による光伝送システム、光受信装置、および光信号情報検出方法によれば、複数の近接した経路を用いて光信号を伝送する光伝送システムにおいて、クロストークが発生する場合であっても、複数の経路間の遅延差および波長分散を高精度で検出することができる。
　〔第２の実施形態〕
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図８は、本発明の第２の実施形態に係る光受信装置２２００の構成を示すブロック図である。本実施形態による光受信装置２２００と、第１の実施形態による光送信装置１１００およびマルチコアファイバ伝送路１３００とから光伝送システムが構成される。
　光受信装置２２００は、局所光源１２１０、光フロントエンド部１２２１、１２２２、およびアナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）１２３１、１２３２を備える。ここまでの構成は、第１の実施形態による光受信装置１２００と同様であり、光検波手段を構成する。
　光受信装置２２００はさらに、波長分散・遅延差検出部２２４０、波形歪補償部２２５１、２２５２、タイミング調整部２２６１、２２６２、および復号部２２７０を備える。
　ここで、波長分散・遅延差検出部２２４０が伝播遅延差算出手段と波長分散量算出手段を備えた光信号情報検出手段を構成する。波長分散量算出手段は、第１の実施形態によるものと同様に、光検波手段が出力するデータ信号列に含まれる複数の周波数成分の周波数の差が最大であるトレーニング信号を用いて、複数の周波数成分の検出時間の差から遅延時間を求める。そして、これにより複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する構成とすることができる。
　また、伝播遅延差算出手段は、以下の動作により伝播遅延差を算出する構成とすることができる。すなわち、複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列を構成する第１のトレーニング信号に含まれる周波数成分の検出時間を、第１のデータ信号列が伝播する経路における波長分散量を用いて補正した第１の補正検出時間を算出する。同様に、複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列と異なる第２のデータ信号列を構成する第２のトレーニング信号に含まれる周波数成分の検出時間を、第２のデータ信号列が伝播する経路における波長分散量を用いて補正した第２の補正検出時間を算出する。そして、第１の補正検出時間と第２の補正検出時間の差分を求めることにより、伝播遅延差の算出を行う構成とすることができる。
　上述した第１の実施形態による光受信装置１２００は、図４に示したように、複数の経路間の伝播遅延差の検出と、波長分散の推定を独立に行う構成とした。ここで、特定の周波数成分の強度を抽出し、強度がピークとなるタイミングを検出する機能の一部は、伝播遅延差検出処理と波長分散推定処理の両方で行われるため共通化が可能である。本実施形態による光受信装置２２００は、波長分散・遅延差検出部２２４０において、これらの処理を行う構成としたものであり、これにより必要となる回路リソースを低減することができる。
　図９に、波長分散・遅延差検出部２２４０の構成を示す。波長分散・遅延差検出部２２４０は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２２４１、電力算出部２２４２、ピーク検出部２２４３、遅延時間算出部２２４４、波長分散算出部２２４５、時間補正部２２４６、およびコア間遅延時間算出部２２４７を備える。
　アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）１２３１、１２３２の出力である第１のコア受信信号Ｓ３１および第２のコア受信信号Ｓ３２が波長分散・遅延差検出部２２４０に入力される。第１のコア受信信号Ｓ３１および第２のコア受信信号Ｓ３２のそれぞれに対し、周波数±ｆ１を有する周波数信号を用いて波長分散推定処理が行われる。
　第２のコア受信信号Ｓ３２に対しては、さらに、電力算出部２２４２およびピーク検出部２２４３によって、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２２４１が出力する周波数＋ｆ２の周波数成分がピークとなるタイミングが検出される。これと対をなす、第１のコア受信信号Ｓ３１に対して周波数＋ｆ１の周波数成分がピークとなるタイミングを検出する処理は、第１のコアにおける波長分散を推定する処理に含まれている。したがって、このような構成により、第１のコア受信信号Ｓ３１に含まれる周波数＋ｆ１の周波数成分がピークとなるタイミングと、第２のコア受信信号Ｓ３２に含まれる周波数＋ｆ２の周波数成分がピークとなるタイミングが得られる。
　ここで、これらのタイミング値は、周波数が相違していることから波長分散による影響を受けている。しかし、本実施形態による波長分散・遅延差検出部２２４０は、時間補正部２２４６を備えた構成としているので、このような波長分散による影響を回避することができる。すなわち、時間補正部２２４６は、波長分散算出部２２４５が推定した波長分散量と周波数＋ｆ１とから算出される時間遅延量を用いて、第１のコア受信信号Ｓ３１に含まれる周波数＋ｆ１の周波数成分がピークとなるタイミングを補正する構成とした。また、第２のコア受信信号Ｓ３２に含まれる周波数＋ｆ２の周波数成分がピークとなるタイミングも同様に補正する構成とした。そして、コア間遅延時間算出部２２４７は、時間補正部２２４６によってそれぞれ補正されたタイミングの差分を求めることにより、第１のコア受信信号Ｓ３１と第２のコア受信信号Ｓ３２との間の遅延時間を算出する。
　このような構成とすることにより、複数の経路を伝播した複数の受信信号間の遅延差と、それぞれの経路における波長分散のいずれも精度よく推定することが可能となる。
　上述したように、本実施形態の光受信装置および光伝送システムによれば、複数の近接した経路を用いて光信号を伝送する光伝送システムにおいて、クロストークが発生する場合であっても、複数の経路間の遅延差および波長分散を高精度で検出することができる。
　〔第３の実施形態〕
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本実施形態による光伝送システムは、マルチコアファイバ伝送路の構成および光送信装置によって挿入されるトレーニング信号の構成が、第１の実施形態による光伝送システム１０００と異なる。その他の構成は、光伝送システム１０００と同様であるので、その説明は省略する。
　図１０に、本実施形態のマルチコアファイバ伝送路１３１０の断面図を示す。マルチコアファイバ伝送路１３１０は、７個のコア１３１１～１３１７が六角形状に配置された構成を有している。
　マルチコアファイバ伝送路１３１０においては、例えば、隣接するコア１３１１とコア１３１２との間に生じるクロストークと比較すると、隣接していないコア１３１２とコア１３１５との間に生じるクロストークは小さい。同様に、隣接するコア１３１２とコア１３１３との間に生じるクロストークと比較すると、隣接していないコア１３１２とコア１３１６の間に生じるクロストークは小さい。このように、隣接していないコア間のクロストークによる信号の混合の影響は小さいと見なすことができる。したがって、隣接していないコア間では同じ周波数を持つ周波数信号をトレーニング信号として使用することも可能である。このような構成とすることにより、それぞれのコアを伝播する信号に挿入する周波数信号の種類を減らすことができるので、回路リソースを削減することができる。
　本実施形態の光送信装置によって挿入されるトレーニング信号について、図１１を用いて説明する。
　マルチコアファイバ伝送路１３１０において、第１のコアは他の第２～第７のコアの全てと隣接し、偶数番目のコアは少なくとも他の偶数番目のコアとは隣接しない。同様に、第１のコアを除く奇数番目のコアは、少なくとも第１のコアを除く他の奇数番目のコアとは隣接しない。このようなマルチコアファイバ伝送路１３１０の構成上の特徴を考慮して、挿入するトレーニング信号のパターンを決定することができる。
　図１１に示すように、コアに送出する各送信信号の全てに、ＲシンボルおきにＬシンボル続くトレーニング信号が同じタイミングで挿入されている。そして、第１のコアに送出する送信信号には、周波数±ｆ１、±ｆ２、±ｆ３の周波数信号がこの順番に挿入される。また、第２、４、６のコアに送出する送信信号には、周波数±ｆ３、±ｆ１、±ｆ２の周波数信号がこの順番に挿入される。そして、第３、５、７のコアに送出する送信信号には、周波数±ｆ２、±ｆ３、±ｆ１の周波数信号がこの順番に挿入される。
　このようにトレーニング信号を挿入することによって、３種類の周波数信号のみを使用して、隣接するコア間では同じタイミングにおいて異なる周波数成分を有する構成とすることができる。同時に、各送信信号に周期的に挿入されるトレーニング信号には一定周期ごとに最大の周波数差となる組を有する周波数成分を持つトレーニング信号（例えば、周波数±ｆ１の周波数信号)が出現する構成とすることができる。
　上述したように、本実施形態の光伝送システムによれば、複数の近接した経路を用いて光信号を伝送する光伝送システムにおいて、クロストークが発生する場合であっても、複数の経路間の遅延差および波長分散を高精度で検出することができる。
　以上、上述した実施形態を模範的な例として本発明を説明した。しかしながら、本発明は、上述した実施形態には限定されない。即ち、本発明は、本発明のスコープ内において、当業者が理解し得る様々な態様を適用することができる。
　この出願は、２０１５年３月２５日に出願された日本出願特願２０１５－０６２６７０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１０００　　光伝送システム
　１１００　　光送信装置
　１１１０　　データ信号入力部
　１１２０　　符号化部
　１１３１　　第１のトレーニング信号挿入部
　１１３２　　第２のトレーニング信号挿入部
　１１４１、１１４２　　光変調器
　１１５０　　光源
　１２００、２２００　　光受信装置
　１２１０　　局所光源
　１２２１、１２２２　　光フロントエンド部
　１２３１、１２３２　　アナログ－デジタル変換器
　１２４０　　遅延差検出部
　１２４１、１２５１、２２４１　　バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
　１２４２、１２５２　　強度算出部
　１２４３、１２５３、２２４３　　ピーク検出部
　１２４４　　平均化処理部
　１２４５、２２４７　　コア間遅延時間算出部
　１２５４、２２４４　　遅延時間算出部
　１２５０　　波長分散推定部
　１２５５、２２４５　　波長分散算出部
　１２６１、１２６２、２２５１、２２５２　　波形歪補償部
　１２７１、１２７２、２２６１、２２６２　　タイミング調整部
　１２８０、２２７０　　復号部
　１３００、１３１０　　マルチコアファイバ伝送路
　１３０１　　第１のコア
　１３０２　　第２のコア
　１３１１～１３１７　　コア
　１４０１、１４０２　　ファンアウト部
　２２４０　　波長分散・遅延差検出部
　２２４２　　電力算出部
　２２４６　　時間補正部
　１００　　関連する波長分散算出部
　１１１、１１２　　バンドパスフィルタ
　１２１、１２２　　強度算出回路
　１３０　　遅延時間算出回路
　１４０　　波長分散量算出回路

Claims (10)

  1. 　データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であって、空間多重された複数の経路に対応した複数の前記データ信号列を生成し、
    　前記複数のデータ信号列は、
    　少なくとも隣接する前記経路を伝播する前記データ信号列にそれぞれ含まれる前記トレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有し、
    　一の前記データ信号列に含まれる複数の前記トレーニング信号が、挿入される位置により、周波数の差が異なる前記複数の周波数成分を有し、
    　光信号によって前記複数の経路を伝播した後の前記トレーニング信号に含まれる前記複数の周波数成分から、前記複数の経路間の伝播遅延差、および前記複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する
    　光信号情報検出方法。
  2. 　請求項１に記載した光信号情報検出方法において、
    　前記複数の経路間の伝播遅延差の算出は、前記光信号によって前記複数の経路を伝播した後の前記複数のデータ信号列における、同一タイミングにおける前記トレーニング信号に含まれる異なる周波数成分の検出時間を用いて行い、
    　前記複数の経路における波長分散量の算出は、前記複数の周波数成分の周波数の差が最大である前記トレーニング信号を用いて、前記複数の周波数成分の検出時間の差から遅延時間を求めることにより行う
    　光信号情報検出方法。
  3. 　請求項１または２に記載した光信号情報検出方法において、
    　前記伝播遅延差の算出は、
    　前記複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列を構成する第１のトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分であって、絶対値が等しく符号が反対である周波数成分のそれぞれの検出時間の平均値である第１の平均検出時間と、
    　前記複数のデータ信号列のうちの前記第１のデータ信号列と異なる第２のデータ信号列を構成する第２のトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分であって、絶対値が等しく符号が反対である周波数成分のそれぞれの検出時間の平均値である第２の平均検出時間、との差分を求めることにより行う
    　光信号情報検出方法。
  4. 　請求項１または２に記載した光信号情報検出方法において、
    　前記伝播遅延差の算出は、
    　前記複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列を構成する第１のトレーニング信号に含まれる周波数成分の検出時間を、前記第１のデータ信号列が伝播する前記経路における前記波長分散量を用いて補正した第１の補正検出時間と、
    　前記複数のデータ信号列のうちの前記第１のデータ信号列と異なる第２のデータ信号列を構成する第２のトレーニング信号に含まれる周波数成分の検出時間を、前記第２のデータ信号列が伝播する前記経路における前記波長分散量を用いて補正した第２の補正検出時間、との差分を求めることにより行う
    　光信号情報検出方法。
  5. 　空間多重された複数の経路を含む空間多重伝送路と、
    　前記複数の経路に光信号をそれぞれ送出する光送信装置と、
    　前記複数の経路をそれぞれ伝播した前記光信号を受信する光受信装置、とを有し、
    　前記光送信装置は、
    　　データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であって、前記複数の経路に対応した複数の前記データ信号列を生成するデータ信号列生成手段と、
    　　前記複数のデータ信号列によって光搬送波をそれぞれ変調することによって複数の前記光信号を生成する光変調手段、とを備え、
    　　前記複数のデータ信号列は、
    　　少なくとも隣接する前記経路を伝播する前記データ信号列にそれぞれ含まれる前記トレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有し、
    　　一の前記データ信号列に含まれる前記複数のトレーニング信号が、挿入される位置により、周波数の差が異なる前記複数の周波数成分を有し、
    　前記光受信装置は、
    　　前記複数の経路をそれぞれ伝播した前記複数の光信号を受け付けて検波し、前記複数のデータ信号列を出力する光検波手段と、
    　前記光検波手段が出力する前記データ信号列を構成する前記トレーニング信号に含まれる前記複数の周波数成分から、前記複数の経路間の伝播遅延差、および前記複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する光信号情報検出手段、とを備える
    　光伝送システム。
  6. 　請求項５に記載した光伝送システムにおいて、
    　前記光信号情報検出手段は、伝播遅延差算出手段と波長分散量算出手段を備え、
    　前記伝播遅延差算出手段は、前記光検波手段が出力する前記複数のデータ信号列における、同一タイミングにおける前記トレーニング信号に含まれる異なる周波数成分の検出時間から前記複数の経路間の伝播遅延差を算出し、
    　前記波長分散量算出手段は、前記光検波手段が出力する前記データ信号列に含まれる前記複数の周波数成分の周波数の差が最大である前記トレーニング信号を用いて、前記複数の周波数成分の検出時間の差から遅延時間を求めることにより前記複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する
    　光伝送システム。
  7. 　請求項５または６に記載した光伝送システムにおいて、
    　前記伝播遅延差算出手段は、前記複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列を構成する第１のトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分であって、絶対値が等しく符号が反対である周波数成分のそれぞれの検出時間の平均値である第１の平均検出時間と、
    　前記複数のデータ信号列のうちの前記第１のデータ信号列と異なる第２のデータ信号列を構成する第２のトレーニング信号に含まれる異なる周波数成分であって、絶対値が等しく符号が反対である周波数成分のそれぞれの検出時間の平均値である第２の平均検出時間、との差分を求めることにより前記伝播遅延差を算出する
    　光伝送システム。
  8. 　請求項５または６に記載した光伝送システムにおいて、
    　前記伝播遅延差算出手段は、前記複数のデータ信号列のうちの第１のデータ信号列を構成する第１のトレーニング信号に含まれる周波数成分の検出時間を、前記第１のデータ信号列が伝播する前記経路における前記波長分散量を用いて補正した第１の補正検出時間と、
    　前記複数のデータ信号列のうちの前記第１のデータ信号列と異なる第２のデータ信号列を構成する第２のトレーニング信号に含まれる周波数成分の検出時間を、前記第２のデータ信号列が伝播する前記経路における前記波長分散量を用いて補正した第２の補正検出時間、との差分を求めることにより前記伝播遅延差を算出する
    　光伝送システム。
  9. 　空間多重された複数の経路をそれぞれ伝播した複数の光信号を受け付けて検波し、複数のデータ信号列を出力する光検波手段と、
    　前記複数の経路間の伝播遅延差、および前記複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する光信号情報検出手段、とを有し、
    　前記データ信号列は、データ信号に、複数の周波数成分を有するトレーニング信号を周期的に挿入したデータ信号列であり、
    　前記複数の経路に対応した複数の前記データ信号列は、
    　少なくとも隣接する前記経路を伝播する前記データ信号列にそれぞれ含まれる前記トレーニング信号が、同一タイミングにおいて互いに異なる周波数成分を有し、
    　一の前記データ信号列に含まれる前記複数のトレーニング信号が、挿入される位置により、周波数の差が異なる前記複数の周波数成分を有し、
    　前記光信号情報検出手段は、前記光検波手段が出力する前記データ信号列を構成する前記トレーニング信号に含まれる前記複数の周波数成分から、前記伝播遅延差、および前記波長分散量を算出する
    　光受信装置。
  10. 　請求項９に記載した光受信装置において、
    　前記光信号情報検出手段は、伝播遅延差算出手段と波長分散量算出手段を備え、
    　前記伝播遅延差算出手段は、前記光検波手段が出力する前記複数のデータ信号列における、同一タイミングにおける前記トレーニング信号に含まれる異なる周波数成分の検出時間から前記複数の経路間の伝播遅延差を算出し、
    　前記波長分散量算出手段は、前記光検波手段が出力する前記データ信号列に含まれる前記複数の周波数成分の周波数の差が最大である前記トレーニング信号を用いて、前記複数の周波数成分の検出時間の差から遅延時間を求めることにより前記複数の経路における波長分散量をそれぞれ算出する
    　光受信装置。
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