[go: up one dir, main page]

WO2010041354A9 - 誘導加熱装置 - Google Patents

誘導加熱装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2010041354A9
WO2010041354A9 PCT/JP2009/002084 JP2009002084W WO2010041354A9 WO 2010041354 A9 WO2010041354 A9 WO 2010041354A9 JP 2009002084 W JP2009002084 W JP 2009002084W WO 2010041354 A9 WO2010041354 A9 WO 2010041354A9
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching element
unit
resonance
heated
switching elements
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2009/002084
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2010041354A1 (ja
Inventor
藤田篤志
今井慎
定方秀樹
三浦祐太
住吉眞一郎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp filed Critical Panasonic Corp
Priority to CN2009801400066A priority Critical patent/CN102177765B/zh
Priority to US13/123,339 priority patent/US8957354B2/en
Priority to JP2010532772A priority patent/JP5309148B2/ja
Priority to EP09818895.6A priority patent/EP2334142B1/en
Publication of WO2010041354A1 publication Critical patent/WO2010041354A1/ja
Publication of WO2010041354A9 publication Critical patent/WO2010041354A9/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
    • H05B6/02—Induction heating
    • H05B6/06—Control, e.g. of temperature, of power
    • H05B6/062—Control, e.g. of temperature, of power for cooking plates or the like
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B2213/00—Aspects relating both to resistive heating and to induction heating, covered by H05B3/00 and H05B6/00
    • H05B2213/05—Heating plates with pan detection means

Definitions

  • the present invention relates to an induction heating device that can be used in general homes, offices, restaurants, factories, and the like, and in particular can heat aluminum, copper, and the like.
  • this type of induction heating device has, for example, two switching units for an induction heating cooker, each of which has a variable conduction ratio, and a low on-voltage power element in the switching unit having a longer conduction time.
  • a technique for reducing the loss by using a high-speed switching power element in the switching unit having a shorter conduction time is known (see, for example, Patent Document 1).
  • a plurality of switching elements are connected in parallel, one switching element uses a fast switching IGBT, the other switching element uses a low on-voltage MCT, and at turn-off, an IGBT.
  • a technique for reducing loss by operating the MCT and operating the MCT when it is on is known (see, for example, Patent Document 2).
  • FIG. 9 is a diagram showing a circuit diagram of a conventional induction heating cooker described in Patent Document 2.
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing the operation of the circuit of the conventional induction heating cooker described in Patent Document 2.
  • the control circuit 37 first turns on the second switching element 35-b, which is the MCT of the low on-voltage power element, for a predetermined time (18 ⁇ s). Subsequently, 1 ⁇ s before the second switching element 35-b is turned off, the first switching element 35-a is turned on for 3 ⁇ s, and then the first switching element 35-a is turned off.
  • the load circuit 34 including the heating coil 32 and the resonance capacitor 33 is resonated. A high frequency current is supplied to the heating coil 32, and a high frequency magnetic field is generated from the heating coil 32. The high frequency magnetic field supplies power to the pan placed on the heating coil 32.
  • the present invention solves the above-described conventional problems, and a set in which two unipolar switching elements capable of high-speed operation are connected in series according to the material of the object to be heated or the size of the heating output, Low loss of the switching element of the device is achieved by performing control by selecting a series of two bipolar switching elements that can be turned on or can be obtained at a relatively low cost. It is an object of the present invention to provide an induction heating apparatus that can be reduced in cost or cost and can be easily designed for cooling.
  • an induction heating device of the present invention includes a smoothing unit, a series circuit of first and second switching elements connected between output terminals of the smoothing unit, and the output terminal.
  • a series circuit of third and fourth switching elements connected to each other, a heating coil for inductively heating an object to be heated, a connection point of the first and second switching elements, and the third and fourth The first capacitor in a state where one of the third and fourth switching elements is electrically connected and the other is shut off, and a resonance capacitor connected to a connection point of the switching elements and forming a resonance circuit with the heating coil.
  • a first control mode in which a control operation for alternately conducting the second switching elements is performed, or conduction of the first and fourth switching elements and conduction of the second and third switching elements.
  • a control unit for controlling the magnitude of the resonance current supplied to the resonance circuit in a second control mode in which the first and second switching elements are alternately configured, wherein the first and second switching elements are unipolar, 3 and the fourth switching element are bipolar types, and the control unit operates in the first control mode when heating the heated object made of aluminum, and heats the heated object made of iron.
  • the induction heating device operates in the second control mode.
  • a first control mode is selected in which first and second switching elements in which two unipolar switching elements are connected in series are alternately conducted.
  • the object to be heated is iron, it does not require high-speed operation compared to aluminum, but the voltage duty becomes large, so high-speed operation as the first switching element and unipolar type cannot be expected, but low on-voltage
  • the voltage of the switching element is controlled by a control operation for selecting a second control mode in which conduction of the bipolar type fourth switching element and conduction of the second switching element and the bipolar type third switching element are alternately performed. It is possible to increase the output of the induction heating device while suppressing an increase in duty.
  • the present invention prevents the loss and voltage duty of the switching element of the induction heating device from becoming excessive regardless of whether the object is a low-resistance nonmagnetic metal such as aluminum or a high-resistance magnetic metal such as iron. However, it is possible to increase the heating output while providing an induction heating device at a low cost.
  • the first invention is a smoothing unit, a series circuit of first and second switching elements connected between output terminals of the smoothing unit, and third and fourth switching elements connected between the output terminals. Are connected between a connection point of the first and second switching elements and a connection point of the third and fourth switching elements.
  • the first and second switching elements are alternately conducted in a state in which one of the third and fourth switching elements is turned on and the other is shut off, and the resonance capacitor forming a resonance circuit with the heating coil.
  • the resonance circuit in a first control mode for performing a control operation or in a second control mode in which conduction of the first and fourth switching elements and conduction of the second and third switching elements are alternately performed
  • a control unit that controls the magnitude of the resonance current to be supplied to be variable, wherein the first and second switching elements are unipolar, and the third and fourth switching elements are bipolar.
  • the control unit operates in the first control mode when heating the heated object made of aluminum, and operates in the second control mode when heating the heated object made of iron. It is what.
  • the object to be heated is made of a low-resistance nonmagnetic metal such as aluminum, it is necessary to supply a high-frequency current of 50 kHz or more to the heating coil, and a high-frequency operation is required for the switching element.
  • an IGBT which is a bipolar switching element that utilizes electrons and holes when an electric current is passed inside as this switching element, holes are injected into the IGBT at the time of turning on, and the on-voltage is lowered.
  • the voltage applied to the IGBT rises during turn-off, the injected holes flow out with a delay (generally called tail current). Therefore, when the operation is performed at a high frequency as described above, the turn-off loss due to the tail current becomes very large.
  • MOS-FET which is a unipolar switching element that uses only electrons when current flows inside
  • holes are not injected into the MOS-FET when it is turned on. It does not occur and turn-off loss is suppressed.
  • the control unit of the present invention alternates between the first and second switching elements in a state where one of the third and fourth switching elements is turned on and the other is cut off.
  • the first control mode for performing the control operation to conduct to is selected. In the first control mode, two unipolar first and second switching elements capable of high-speed operation are alternately conducted, so that a reduction in device loss can be realized.
  • the voltage applied to the heating coil and the resonance capacitor is 0 to the smoothing capacitor voltage with respect to one end. Therefore, there is a limit to the resonance current that can be supplied to the heating coil. In particular, when the number of windings of the heating coil is determined, a desired output may not be obtained.
  • the voltage applied to the heating coil and the resonant capacitor is twice the smoothing capacitor voltage with respect to one end. Therefore, the resonance current that can be supplied to the heating coil can be further increased, and the output can be set large.
  • the frequency of 20 to 30 kHz is lower than the high frequency current required for heating the object to be heated made of a low resistance nonmagnetic metal such as aluminum.
  • Inductive heating can be performed at a high output by supplying the current to the heating coil.
  • the control unit of the present invention when heating such an iron object to be heated, performs a second control mode in which the conduction of the first and fourth switching elements and the conduction of the second and third switching elements are alternately performed. By performing the control operation with, high output is possible.
  • the unipolar switching element can easily operate at a high frequency as described above, but has a larger on-voltage and larger on-loss than the bipolar switching element.
  • There are also unipolar switching elements such as SiC (silicon carbide) switching elements that can have a relatively low on-voltage, but they are more expensive than silicon switching elements because of their material or difficulty in processing. Therefore, it is desirable that the number of unipolar switching elements is as small as possible in the path through which the resonance current flows.
  • the four switching elements of the present invention are limited to two unipolar switching elements.
  • the remaining bipolar switching elements are used. Since the high output is obtained by alternately operating, the undesired influence on the loss or cost of the entire device caused by the on-loss of the unipolar switching element is suppressed.
  • a smoothing unit a series circuit of first and second switching elements connected between output ends of the smoothing unit, and third and fourth switching elements connected between the output ends. Are connected between a connection point of the first and second switching elements and a connection point of the third and fourth switching elements.
  • a control having a resonance capacitor that forms a resonance circuit with the heating coil, and a second control mode in which conduction of the first and fourth switching elements and conduction of the second and third switching elements are alternately performed A relay contact connected in parallel to either the third or the fourth switching element, wherein the first and second switching elements are unipolar, and the first And the fourth switching element is of a bipolar type, and the control unit conducts the relay contact and shuts off the third or fourth switching element that is not connected in parallel.
  • the third or fourth switching element remains in a conductive state. Since the resonance current flowing through the heating coil flows through the third or fourth switching element that is in a conductive state, conduction loss occurs.
  • the present invention is a configuration in which the relay contact is connected to the switching element in parallel.
  • the control unit keeps the relay contact in a conductive state instead of conducting the third or fourth switching element. Even if the resonance current flows, only conduction loss proportional to the relay contact resistance occurs.
  • the opening / closing of the relay does not need to be synchronized with the driving frequency of the first and second switching elements, and is limited to, for example, when the user determines the material to be heated after the start of heating or when the object to be heated is removed.
  • the number of times of relay opening / closing can be made sufficiently smaller than the number of times of opening / closing, and the possibility of welding due to aging deterioration can be reduced.
  • the rectifier in particular, in the first or second aspect of the invention, the rectifier, a choke coil having one end connected to the output high potential side of the rectifier, and an anode connected to the other end of the choke coil A diode having a cathode connected to the high potential side of the smoothing unit; and a fifth switching element connected between the anode of the diode and the output low potential side terminal of the rectifying unit;
  • the first and second switching elements of the first or second invention are made of a wide band gap semiconductor material such as SiC (silicon carbide).
  • SiC silicon carbide
  • a silicon unipolar switching element is easy to operate at a high frequency, but has no on-voltage reduction effect when turned on, and therefore has a higher on-voltage than a bipolar switching element. Also, the on-loss is large.
  • the wide bandgap semiconductor material can reduce the thickness of the semiconductor portion of the element required to ensure the switching element withstand voltage, and can increase the impurity concentration, so compared with a unipolar switching element made of silicon, The on-voltage of the switching element can be kept very low, and the on-loss can be reduced.
  • wide band gap semiconductor materials are very expensive, it is difficult to reduce the cost of the device when the number of use increases.
  • the four switching elements of the present invention are limited to two switching elements made of a wide band gap semiconductor material, and the remainder is a bipolar type, thereby realizing low device loss and suppressing an increase in cost. It becomes possible.
  • a rectifying unit for rectifying a commercial power source and supplying a DC voltage to the smoothing unit, and an input current detecting unit for detecting an input current of the rectifying unit
  • the control unit operates in the second control mode when the input current detection signal of the input current detection unit is greater than a threshold value stored in advance, and the threshold value stored in advance is the input current detection signal. In the following case, the mode is switched to the first control mode.
  • the heating power of the object to be heated is the impedance (resistance) of the object to be heated including the heating coil and the heating coil. Since it is almost determined by the flowing current, if the relationship between the heating coil and the object to be heated and the heating power of the object to be heated are determined, the current that must be passed through the heating coil can also be determined. Therefore, when it is necessary to increase the voltage applied to the heating coil and the resonant capacitor to increase the resonance current flowing in the heating coil, it is not necessary to operate in the second control mode to suppress the voltage duty and increase it. In this case, the number of switching elements in the path through which the resonance current flows can be reduced as much as possible to suppress the loss of the switching elements.
  • the control unit of the present invention operates in the second control mode when the input current is larger than a predetermined value and suppresses the voltage duty of the switching element, and when the input current is less than the predetermined value, the output is increased. Since it is not necessary, switching to the first control mode in which only the first and second switching elements having a low switching loss are alternately conducted can suppress the loss of the switching elements and the voltage duty of the switching elements.
  • the switching element current detection unit is provided, and the control unit has a detection signal of the switching element current detection unit larger than a threshold value stored in advance. Operates in the second control mode, and switches to the first control mode when the detection signal of the switching element current detection unit falls below a threshold value stored in advance.
  • a resonance output detection unit that detects the magnitude of the resonance current is provided, and the control unit stores in advance a detection signal of the detection signal of the resonance output detection unit.
  • the control unit stores in advance a detection signal of the detection signal of the resonance output detection unit.
  • the resonance output detector that detects the magnitude of the resonance current is, for example, a heating coil current, a heating coil voltage, a resonance capacitor current, a resonance capacitor voltage, or the like.
  • a rectifying unit for rectifying a commercial power supply and supplying a DC voltage to the smoothing unit, and an input current detecting unit for detecting an input current of the rectifying unit,
  • a switching element current detection unit that detects a current of the first, second, third, or fourth switching element, and a magnitude of the detection signal of the resonance output detection unit with respect to the magnitude of the detection signal of the input current detection unit
  • a material discriminating unit that discriminates the material of the object to be heated by comparing the magnitude of the detection signal of the input current detection unit with respect to the magnitude of the detection signal of the switching element current detection unit and a threshold value stored in advance for each of them.
  • the controller determines that at least one of the first, second, third, and fourth switching elements when the material determining unit determines that the material to be heated is aluminum. Trying to control longer than the resonance current one period through the period the heating coil.
  • the control unit of the present invention determines the material of the object to be heated, and when the object to be heated is aluminum, which is a low-resistivity nonmagnetic metal, a very high frequency capable of obtaining a sufficient heating output, for example, It is possible to supply a resonance current that is about three times as large as when iron is heated and to reduce the switching element loss by making the drive frequency of the switching element lower than the frequency of the resonance current.
  • a rectifying unit for rectifying a commercial power source and supplying a DC voltage to the smoothing unit, and an input current detecting unit for detecting an input current of the rectifying unit,
  • a resonance output detection unit for detecting a magnitude of the resonance current; a magnitude of the detection signal of the resonance output detection unit with respect to a magnitude of the detection signal of the input current detection unit; and a magnitude of the detection signal of the resonance output detection unit
  • a material determination unit that determines the material of the object to be heated by comparing the magnitude of the input current detection signal of the input current detection unit with respect to each of the threshold values stored in advance, and the control unit is configured to determine the material determination
  • the conduction period of at least one of the first, second, third and fourth switching elements is controlled to be longer than one period of the resonance current flowing in the heating coil. You It is set to.
  • a rectifying unit for rectifying a commercial power supply and supplying a DC voltage to the smoothing unit, and an input current detecting unit for detecting an input current of the rectifying unit,
  • a switching element current detection unit that detects a current of the first, second, third, or fourth switching element, and a magnitude of the detection signal of the switching element current detection unit with respect to the magnitude of the detection signal of the input current detection unit
  • a material discrimination that discriminates the material of the object to be heated by comparing the magnitude of the detection signal of the input current detector with respect to the magnitude of the detection signal of the switching element current detector and a threshold value stored in advance for each of them.
  • a switching unit for switching the capacity of the resonant capacitor and the control unit determines that the material determination unit is configured to move the material to be heated when the material determination unit determines that the material to be heated is iron. Capacitance of the resonant capacitor as compared with the case where the thermophysical material was determined that aluminum is a to operate the switching unit to be larger.
  • the heated object made of aluminum which is a low resistivity non-magnetic metal and the heated object made of iron which is a high resistivity metal have very different characteristics, that is, impedance in the frequency range of the resonance current, the same heating coil and the same A resonant capacitor may not heat well.
  • the impedance (resistance) of the object to be heated including the heating coil is too low to generate Joule heat, and a large resonance current is required to obtain a high output, or conversely, the impedance is too high. This is a phenomenon in which an induced current having a required magnitude cannot be passed.
  • the control unit of the present invention controls the range of the heated object that can be induction-heated with the required output while controlling the voltage duty applied to the switching element by controlling the resonant capacitor capacity according to the heated material. It is possible to expand.
  • a rectifying unit for rectifying a commercial power supply and supplying a DC voltage to the smoothing unit, and an input current detecting unit for detecting an input current of the rectifying unit,
  • a resonance output detection unit for detecting a magnitude of the resonance current; a magnitude of the detection signal of the resonance output detection unit with respect to a magnitude of the detection signal of the input current detection unit; and a magnitude of the detection signal of the resonance output detection unit
  • a material discrimination unit for discriminating the material of the object to be heated by comparing the magnitude of the detection signal of the input current detection unit and the threshold value stored in advance for each, and a switching unit for switching the capacity of the resonance capacitor,
  • the control unit determines whether the resonance capacitor has a higher capacity than when the material determining unit determines that the material to be heated is aluminum. The amount is set to operate the switching unit to be larger.
  • FIG. 1 shows a schematic circuit diagram of an induction heating apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • a choke coil 103 and a fifth switching element 104 are connected in series between output side terminals of a rectifying unit 102 formed of a diode bridge that rectifies an AC voltage from a commercial AC power supply 101. Further, the anode side of the diode 105 is connected to a connection point between the choke coil 103 and the fifth switching element 104.
  • a smoothing unit 106 made of an electrolytic capacitor, a series connection body of the first switching element 107 and the second switching element 108, and a third switching A series connection body of the element 109 and the fourth switching element 110 is connected in parallel.
  • the first switching element 107, the second switching element 108, and the fifth switching element 104 employ unipolar SiC MOS-FETs having a characteristic that no tail current is generated during turn-off.
  • SiC means silicon carbide, which is a wide band gap semiconductor material, and has features as a very excellent switching element such as low loss during switching and low turn-on voltage.
  • GaN or diamond made of gallium nitride can be used.
  • the third switching element 109 and the fourth switching element 110 employ bipolar silicon IGBTs having a characteristic that the on-voltage becomes low when turned on, and include a reverse conducting diode inside.
  • the first switching element 107, the second switching element 108, and the fifth switching element 104 are structurally formed with reverse conducting diodes, they may be added separately.
  • Smoothing section 106 acts as a DC power source for inverter 111, which will be described later, and is composed of an electrolytic capacitor having a sufficiently large capacity so as to suppress voltage fluctuations as much as possible.
  • four smoothing sections are provided with four 560 ⁇ F electrolytic capacitors. I use it.
  • a heating coil 112 and a resonant capacitor 113 are connected in series between the connection point of the first switching element 107 and the second switching element 108 and the connection point of the third switching element 109 and the fourth switching element 110. Yes.
  • a top plate (not shown) made of a heat-resistant ceramic is provided on the top of the heating coil 112, and the object to be heated 114 is placed on the top plate so as to face the heating coil 112. .
  • the heating coil 112 is formed by winding a stranded wire bundled with strands on a flat plate, and has a substantially donut shape with an inner diameter of 80 mm and an outer diameter of 180 mm.
  • the resonant capacitor 113 is composed of a plurality of capacitors 113a, 113b, 113c, 113d, and 113e.
  • the switching unit 115 is composed of a relay contact that is connected in parallel to the capacitor 113e.
  • the inverter 111 includes a first switching element 107, a second switching element 108, a third switching element 109, a fourth switching element 110, a heating coil 112, a resonance capacitor 113, and a switching unit 115.
  • Reference numeral 116 denotes a control unit, which is based on detection signals from various detection units, user operations, and the like, the first switching element 107, the second switching element 108, the third switching element 109, and the fourth switching element. By controlling the conduction and interruption of 110, the output of the inverter 111 is controlled. In other words, the control unit 116 controls the first switching element 107 and the second switching element 108 alternately in a state where one of the third switching element 109 and the fourth switching element 110 is turned on and the other is shut off.
  • control part 116 includes the material discrimination
  • the input current detection unit 118 is configured with a current transformer and detects an input current of the rectification unit 102 that rectifies the commercial power supply 101.
  • the input current detection unit 118 detection signal is connected to be output to the control unit 116.
  • the current transformer 119 that detects the current of the heating coil 112 is a resonance output detection unit that detects the magnitude of the resonance current generated by the resonance operation of the heating coil 112 and the resonance capacitor 113.
  • the resonance output detection unit 119 detects the magnitude of the current of the heating coil 112 proportional to the magnitude of the output of the inverter 111 and outputs a detection signal having a magnitude proportional to the size of the heating coil 112 to the control unit 116. To do.
  • the second control unit 120 that controls the driving of the fifth switching element 104 detects the voltage across the smoothing unit 106, the input current, and the like (not shown), while the input current becomes substantially sinusoidal, and the smoothing unit 106 voltage
  • the drive frequency and conduction ratio of the fifth switching element 104 are controlled so that becomes a predetermined value.
  • control unit 116 controls the first switching element 107 and the second switching element 108 to conduct exclusively based on the operation by the user, and the third switching element 109 is cut off.
  • a drive signal is output so that 110 remains conductive, and detection signals from the input current detection unit 118 and the resonance output detection unit 119 are input.
  • FIG. 2 is a diagram showing the material discrimination region of the object to be heated 114 in the relationship between the detection output of the input current detection unit 118 and the detection output of the resonance output detection unit 119 held inside the control unit 116 and the material discrimination unit 117.
  • the material discriminating unit 117 has a resonance output corresponding to the magnitude of the detection signal of the input current detection unit 118 and the magnitude of the detection signal of the input current detection unit 118 with respect to the magnitude of the detection signal of the resonance output detection unit 119.
  • the material of the article to be heated 114 is determined by comparing the magnitude of the detection signal of the detection unit 119 and a predetermined threshold value for each.
  • the input current and the resonance output are changed to become a low-resistance nonmagnetic metal region such as aluminum or copper set in the upper part of FIG.
  • the control unit 116 shifts to the first control mode, shuts off the third switching element, and keeps the fourth switching element 110 conductive, the first switching element 107 and the second switching element 108. Are alternately driven to control the output of the inverter 111 so as to obtain a predetermined input power.
  • control unit 116 and the material discrimination unit 117 discriminate the material of the object 114 to be heated from a low-resistance nonmagnetic metal based on the output signals from the input current detection unit 118 and the resonance output detection unit 119. Control is performed to open the relay contact of the switching unit 115 so as to reduce the capacity.
  • the combined capacity of the resonant capacitor 113 is selected to be 0.02 ⁇ F when the contact of the switching unit 115 is opened, and the inductance of the heating coil 112 when the object to be heated 114 is placed is about 160 ⁇ H. Since it is designed, the resonance frequency of the heating coil 112, the resonance capacitor 113, and the object to be heated 114 is about 90 kHz.
  • FIG. 3 is a diagram showing a voltage current waveform of each part when the object to be heated 114 made of a low-resistance nonmagnetic metal is induction-heated.
  • the input power is 2 kW.
  • the first switching element 107 and the second switching element 108 are exclusively turned on / off by the control in the first control mode of the control unit 116, and the inverter 111 is determined by the heating coil 112, the resonance capacitor 113, and the object to be heated 114.
  • a resonance current having a resonance frequency is supplied to the heating coil 112.
  • the heating coil 112 generates a high-frequency magnetic field and induction-heats the object 114 to be heated.
  • the control unit 116 performs control so that the drive frequencies of the first switching element 107 and the second switching element 108 are substantially the same as the resonance current frequency.
  • the first switching element 107 becomes conductive (the third switching element 109 is cut off and the fourth switching element 110 remains conductive), and the resonance circuit 130 formed by the heating coil 112 and the resonance capacitor 113 is formed.
  • the smoothing unit 106 voltage is applied to both ends of the. During this period, electrical energy is supplied to the resonant circuit 130.
  • the resonance current flows in the direction of the smoothing section 106 ⁇ the first switching element 107 ⁇ the heating coil 112 ⁇ the resonance capacitor 113 ⁇ (the fourth switching element 110) ⁇ the smoothing section 106.
  • the second switching element 107 becomes conductive (the third switching element 109 is cut off and the fourth switching element 110 remains conductive), the second switching element 108, the heating coil 112, the resonance capacitor 113, The (fourth switching element 110) constitutes a closed loop. A resonance current flows through the heating coil 112 and the resonance capacitor 113 based on the electrical energy supplied during the period when the first switching element 107 is conductive.
  • the resonance current flows in the direction of the second switching element 108 ⁇ (the fourth switching element 110 and the built-in reverse conducting diode) ⁇ the resonance capacitor 113 ⁇ the heating coil 112.
  • the fourth switching element 110 Since the fourth switching element 110 is controlled to remain conductive, the voltage of the fourth switching element 110 remains substantially zero, and the current of the fourth switching element is the same as the current of the heating coil 112.
  • the third switching element 109 is controlled to remain cut off, the voltage of the third switching element 109 is the same as that of the smoothing capacitor 106, and the current remains zero.
  • control unit 116 repeats the alternating conduction of the first switching element 107 and the second switching element 108, and conducts the fourth switching element 110 while keeping the third switching element 109 blocked. It is possible to shift to the first control mode in which induction heating is performed by supplying resonance current to the heating coil 112 as it is controlled.
  • FIG. 4 is an enlarged waveform diagram showing changes in current and voltage over time when the first switching element 107 is turned off.
  • 4A shows the case where the first switching element 107 is a bipolar IGBT
  • FIG. 4B shows the case where the first switching element 107 is a unipolar MOS-FET. Show.
  • the resonance current frequency is 90 kHz
  • the drive frequencies of the first switching element 107 and the second switching element 108 are also about 90 kHz.
  • the first switching element 107 and the second switching element 108 use unipolar MOS-FETs that do not generate a tail current, the turn-off loss becomes very small and the loss of the device can be suppressed. .
  • the first switching element 107, the second switching element 108, and SiC which is a wide band gap semiconductor material, are used. Since SiC has a dielectric breakdown electric field 10 times higher than that of silicon, it is possible to reduce the thickness of the semiconductor portion of the element required for securing the switching element breakdown voltage to 1/10. Further, since the impurity concentration can be increased by 100 times, when the SiC switching element and the silicon switching element having the same structure are formed, the switching element resistance (ON voltage) can be ideally reduced to 1/1000.
  • the ON voltage of the first switching element 107 and the second switching element 108 can be kept very low, and the ON loss can be reduced.
  • the object to be heated 114 when the object to be heated 114 is a low-resistance nonmagnetic metal, an eddy current is induced inside the object to be heated 114 with respect to the high-frequency magnetic field generated from the heating coil 112. This eddy current acts so that the object to be heated 114 repels the heating coil 112 due to the interaction with the high frequency magnetic field from the heating coil 112, and the magnitude of the peak value corresponds to the ripple of the smoothing unit 106. Therefore, the object to be heated 114 itself vibrates.
  • the capacity of the smoothing unit 106 is set to be sufficiently large to suppress fluctuations in the power supply of the inverter 111 so that no pan sound is generated.
  • the input current from the commercial AC power supply 101 becomes distorted, resulting in a waveform different from the original sinusoidal shape and the power factor is lowered. Since this input current includes a harmonic component, it may affect other devices connected to the same commercial AC power supply 101.
  • the choke coil 103, the fifth switching element 104, and the diode 105 are provided with a booster 121 that also functions as a power factor improving unit.
  • the control unit 116 starts the operation of the inverter 111 based on a user operation, and outputs an operation start signal to the second control unit 120.
  • the second control unit 120 detects the voltage of the smoothing unit 106, the input current, and the like (not shown), and the fifth switching element so that the input current becomes a substantially sine wave and the voltage of the smoothing unit 106 becomes a predetermined value.
  • the drive frequency and conduction ratio of 104 are controlled.
  • the fifth switching element 104 When the fifth switching element 104 is turned on, a short-circuit current flows through the choke coil 103 and energy is accumulated in the choke coil 103. While the fifth switching element 104 is cut off, the energy stored in the choke coil 103 is sent to the smoothing unit 106 through the diode 105 to increase the voltage.
  • the second control unit 120 holds a reference voltage therein and performs control so as to be the same value as compared with the voltage detection signal of the smoothing unit 106, but the voltage detection of the smoothing unit 106 is also performed from the control unit 116. Since the voltage is applied for changing the reference voltage or the dividing resistor is switched to correct the signal, the smoothing unit 106 voltage is controlled by the control unit 116 as a result.
  • the control unit 116 operates the voltage detection signal of the smoothing unit 106 according to the output signals of the input current detection unit 118 and the resonance output detection unit 119, and indirectly controls the boosting amount of the boosting unit 121 to control the smoothing unit 106.
  • the voltage has been changed.
  • the frequency range in which the heating coil 112 and the resonance capacitor 113 can continue to resonate is very narrow, so that the control of the output of the inverter 111 is very difficult.
  • the smoothing unit 106 also acts as a power supply for the inverter 111, the output of the inverter 111 can be controlled by changing the voltage of the smoothing unit 106.
  • a second control mode that is an operation mode in which the control unit 116 shifts when the control unit 116 and the material determination unit 117 determine that the material to be heated 114 is a high resistance metal such as iron.
  • control unit 116 When the control unit 116 starts the operation of the inverter 111, the control unit 116 and the material discriminating unit 117 cause the object to be heated in the relationship of the input current detection unit 118 detection output-resonance output detection unit 119 detection output as shown in FIG.
  • the control unit 116 temporarily stops the operation of the inverter 111 (about 2 seconds). Then, control is performed to short-circuit the output of the switching unit 115 so that the combined capacity of the resonant capacitor 113 is increased.
  • the combined capacitance of the resonant capacitor 113 is set to be 0.22 ⁇ F.
  • the control unit 116 starts the operation of the inverter 111 again. At that time, the control unit 116 performs not only the alternate conduction control of the first switching element 107 and the second switching element 108 but also the alternate conduction of the third switching element 109 and the fourth switching element 110 according to the operation. Shifts to the second control mode that also starts.
  • FIG. 5 is a diagram showing the voltage current waveform of each part when the object to be heated 114 made of high resistance metal such as iron is inductively heated. It is similar to the waveform of each part when heating a low-resistance nonmagnetic metal, but the major differences are the resonant current frequency and the number of switching elements that are driven.
  • the input power is 3 kW.
  • the first switching element 107 and the fourth switching element 110 are brought into conduction, and the voltage of the smoothing unit 106 is applied to both ends of the resonance circuit 130 formed by the heating coil 112 and the resonance capacitor 113. During this period, electrical energy is supplied to the resonant circuit 130.
  • the resonance current flows in the direction of the smoothing section 106 ⁇ the first switching element 107 ⁇ the heating coil 112 ⁇ the resonance capacitor 113 ⁇ the fourth switching element 110 ⁇ the smoothing section 106.
  • the resonance current flows in the direction of the smoothing section 106 ⁇ the third switching element 109 ⁇ the resonance capacitor 113 ⁇ the heating coil 112 ⁇ the second switching element 108 ⁇ the smoothing section 106.
  • control unit 116 exclusively and alternately repeats the conduction between the first switching element 107 and the fourth switching element 110 and the conduction between the second switching element 108 and the third switching element 109.
  • induction heating by supplying a resonance current to the heating coil 112 can be performed.
  • the control unit 116 switches so that the capacitance of the resonance capacitor 113 is increased so that the resonance frequency of the heating coil 112, the resonance capacitor 113, and the object to be heated 114 is lowered (in this embodiment, about 20 kHz).
  • the resistance of the object to be heated 114 as viewed from the heating coil 112 is set to be low.
  • the control unit 116 not only performs the first conduction of the first switching element 107 and the second switching element 108 in the first control mode, but also the first switching element 107 and the fourth switching element 110. And driving only the first switching element 107 and the second switching element 108 by alternately driving the second switching element 108 and the third switching element 109.
  • the voltage applied to the resonance circuit 130 is doubled. Therefore, a sufficient resonance current can flow even when the resistance of the object to be heated 114 is high.
  • the third switching element 109 and the fourth switching element 110 are bipolar IGBTs, it is difficult to drive at a high frequency to the extent that a unipolar switching element can be used. Since the frequency is low, an increase in turn-off loss can be suppressed within an allowable range even if the drive frequency of the switching element is substantially the same as the resonance frequency. Further, since the Joule heat increases because the resistance of the object to be heated 114 is high, the required high-frequency resonance current is small, and the turn-off loss and the on-loss during conduction can be kept low.
  • the choke coil 103, the fifth switching element 104, and the diode 105 are provided with a boosting unit 121 that also functions as a power factor improving unit, and the output voltage (smoothing capacitor 106 voltage) is controlled by the control unit 116 and the second control unit 120. ) Is being controlled.
  • Resonance current frequency is lowered by largely switching the capacity of the resonance capacitor 113 by switching the relay contact of the switching unit 115 from open to closed, and all switching elements included in the inverter 111 are driven from the first control mode.
  • the output can be easily secured by performing the control to increase the voltage of the smoothing capacitor 106 by the boosting unit 121.
  • the control unit 116 detects that the detection signal of the input current detection unit 118 or the resonance current detection unit 119 is equal to or higher than a threshold value stored in advance, and determines that the heating output is equal to or higher than a predetermined level.
  • the second control mode detects that the detection signal of the input current detection unit 118 or the detection signal of the resonance current detection unit 119 is smaller than a pre-stored threshold value, and the heating output is When it is determined that the temperature is lower than the predetermined level, the number of switching elements included in the current path is reduced as compared with the case where the heating output is higher than the predetermined level by shifting to the first control mode. Reduce device loss.
  • control unit 116 and the material determination unit 117 determine that the material to be heated 114 is a low-resistance nonmagnetic metal and the output setting by the user is high will be described.
  • the control unit 116 controls the first switching element 107 and the second switching element. While continuing to drive the element 108, the mode shifts to the second control mode and starts to drive the third switching element 109 and the fourth switching element 110 to control the output of the inverter 111 so that the predetermined input power is obtained. .
  • the controller 116 and the material discriminating unit 117 discriminate the material of the object to be heated 114 as a low-resistance nonmagnetic metal based on the output signals of the input current detecting unit 118 and the resonant output detecting unit 119. Control is performed to open the output of the switching unit 115 so as to reduce the combined capacity, and the resonance frequency of the heating coil 112, the resonance capacitor 113, and the object to be heated 114 is set to about 90 kHz.
  • FIG. 6 is a diagram showing a voltage current waveform of each part when the object to be heated 114 made of a low-resistance nonmagnetic metal is induction-heated with high output.
  • the input power is 2.5 kW. Roughly similar to the waveform of each part when heating a low-resistance nonmagnetic metal at 2 kW and the waveform of each part when heating a high-resistance metal at 3 kW, the major difference is the current flowing through the switching element. It is a waveform.
  • the conduction of the first switching element 107 and the fourth switching element 110 and the conduction of the second switching element 108 and the third switching element 109 are alternately performed, and the inverter 111 includes the heating coil 112. Then, a resonance current having a resonance frequency determined by the resonance capacitor 113 and the object to be heated 114 is supplied to the heating coil 112.
  • the heating coil 112 generates a high frequency magnetic field and heats the article to be heated 114.
  • control unit 116 generates a resonance current during conduction between the first switching element 107 and the fourth switching element 110 and during the conduction period between the second switching element 108 and the third switching element 109.
  • the conduction period of the first switching element 107 and the fourth switching element 110 is set so that the resonance current flows for about 1.5 cycles, so that a parasitic diode included in the internal structure of the first switching element 107, A current also flows through the reverse conducting diode included in the fourth switching element 110.
  • the resonance current flows so as to circulate through the smoothing unit 106 -the first switching element 107 -the heating coil 112 -the resonance capacitor 113 -the fourth switching element 110 -the smoothing unit 106.
  • the conduction period of the second switching element 108 and the third switching element 109 is also set so that the resonance current flows for about 1.5 cycles, and thus the parasitic diode included in the internal structure of the second switching element 108.
  • a current also flows through the reverse conducting diode included in the third switching element 109.
  • the resonance current flows so as to circulate through the third switching element 109, the resonance capacitor 113, the heating coil 112, the second switching element 108, and the smoothing unit 106.
  • control unit 116 repeats the conduction of the first switching element 107 and the fourth switching element 110 and the alternate conduction of the second switching element 108 and the third switching element 109, whereby the heating coil It is possible to shift to the second control mode in which induction heating is performed by supplying resonance current to 112.
  • This operation is effective when the object to be heated 114 is a low-resistance nonmagnetic metal.
  • the resistance is low, so that the high-frequency resonance current is less attenuated. Therefore, resonance continues even if the drive time of the first switching element 107, the second switching element 108, the third switching element 109, and the fourth switching element 110 is set longer than the resonance frequency.
  • the frequency of the resonance current is determined by the heating coil 112, the resonance capacitor 113, and the object to be heated 114, and is about 90 kHz as described above, while the driving frequency of the switching element is about 30 kHz in the present embodiment.
  • the drive frequency is lower than the resonance current frequency, so that an increase in turn-off loss is suppressed. Is possible.
  • the first and second switching elements 107 and 108 are alternately turned on, the third switching element 109 is cut off, and the fourth switching element 110 is turned on.
  • a second control mode in which conduction of the first switching element 107 and the fourth switching element 110 and conduction of the second switching element 108 and the third switching element 109 are alternately performed. is doing. In the first control mode, the same operation can be performed even when the third switching element 109 is turned on and the fourth switching element 110 is turned off.
  • first and second unipolar switching elements capable of high-speed operation are connected in series.
  • the first control mode in which the two switching elements 107 and 108 are alternately conducted is selected.
  • the bipolar third and fourth switching elements capable of lowering the resonance frequency and reducing the on-voltage can be obtained.
  • the second control mode in which the first and second switching elements 107 and 108 are alternately conducted is selected in accordance with the alternate conduction of the first and second switching elements 107 and 108.
  • the first control mode in which the first and second switching elements 107 and 108 are alternately conducted is selected.
  • the second control mode for driving all the switching elements is selected, and the switching element conduction period is determined from one period of the resonance current flowing through the heating coil 112. Also control for a long time.
  • an example in which the first control mode is selected depending on when the output setting is low or depending on the state of the object to be heated 114 is not limited to this.
  • one of the first switching element 107 and the second switching element is cut off, and the other is kept conducting, and the third switching element 109 and the fourth switching element 110 are alternately conducted.
  • the second control mode may be selected.
  • the switching unit 115 is a relay.
  • the present invention is not limited to this, and a semiconductor switching element may be used as long as the withstand voltage, current capacity, and the like are allowed.
  • the resonance capacitor 113 voltage may be detected, or the smoothing unit 106 current that becomes the DC power source of the inverter 111 is detected.
  • the same effect can be obtained.
  • the operation of the second control unit 120 can also serve as the control unit 116.
  • control unit 116 that selects the first control mode or the second control mode by discriminating the low-resistance nonmagnetic metal such as aluminum and the high-resistance magnetic metal such as iron as the object to be heated 114 has been given.
  • Nonmagnetic stainless steel which is a nonmagnetic metal but has a higher resistance than aluminum, may be discriminated from a low resistance nonmagnetic metal and a magnetic material such as iron and a metal having higher resistance.
  • the material may be discriminated to distinguish the magnetic metal from a steel plate and cast iron or magnetic stainless steel having higher resistance than the steel plate.
  • the material discrimination is not limited to two types, but may be discriminated as three types or four types, and the necessary inverter 111 output may be obtained by combining the switching element conduction period control, the switching unit 115 control, and the like.
  • the pot sound is a phenomenon that appears particularly conspicuously in a low-resistance non-magnetic metal such as aluminum and is made of a light material. Therefore, if the object to be heated is limited to an object 114 to be heated other than that, the smooth portion 106 is used. What is necessary is just to make capacity
  • the conduction periods of the first switching element 107 and the second switching element 108 that are alternately conducted are substantially the same, but the present invention is not limited to this.
  • the conduction period of the first switching element 107 is controlled to be shorter than one period of the resonance current, and the object to be heated 114 other than the low-resistance nonmagnetic metal is heated.
  • the second switching element 108 may be controlled so that the conduction period of the second switching element 108 is longer than one period of the resonance current.
  • the conduction periods of the first switching element 107 and the second switching element 108 may be different, the conduction periods may be controlled to be switched. The same applies to the third switching element 109 and the fourth switching element 110.
  • the resonance current is n periods (n is one or more). Period), the ratio of the time during which power is supplied from the smoothing unit 106, which is the power source of the inverter 111, during one switching element driving period is reduced, and the heating power that can be input in principle is reduced. descend.
  • the conduction period of the first switching element 107 is shorter than one period of the resonance current, and the conduction period of the second switching element 108 is controlled to be one period or more of the resonance current (or vice versa), thereby smoothing. It is possible to increase the heating power that can be input in principle by increasing the time ratio for supplying power from the unit 106.
  • FIG. 7 is a schematic circuit diagram of the induction heating apparatus in the second embodiment of the present invention. Since the configuration is almost the same as that of FIG. 1 as an example of the first embodiment, only different parts will be described.
  • control unit 116 includes a first switching element 107, a second switching element 108, a third switching element 109, and a fourth switching element based on detection signals from various detection units, user operations, and the like.
  • the control unit 116 includes a first switching element 107, a second switching element 108, a third switching element 109, and a fourth switching element based on detection signals from various detection units, user operations, and the like.
  • control part 116 includes the material discrimination
  • the input current detection unit 118 is specifically composed of a current transformer.
  • the input current detection unit 118 detection signal is connected to be output to the control unit 116.
  • the switching element current detection unit 122 is a detection unit for a current flowing through the second switching element 108 and is configured of a shunt resistor, detects the second switching element 108 current, and outputs a detection signal to the control unit 116.
  • the current that flows through the second switching element 108 is the current that flows through the heating coil 112 intermittently, and the heating coil 112 current that is closely related to the magnitude of the resonance output from its amplitude. Therefore, the switching element current detection unit 122 can be used in place of the resonance output detection unit 119 that detects the magnitude of the resonance current in the first embodiment.
  • control unit 116 alternately turns on the first switching element 107 and the second switching element 108 and blocks the third switching element 109. Driving is performed so that the first control mode in which the fourth switching element 110 is kept conductive, the conduction of the first and fourth switching elements, and the conduction of the second and third switching elements are alternately performed. Has a second control mode.
  • the switching element current detection unit 122 detects the current of the second switching element 108.
  • the switching element current detection unit 122 detects the current of the second switching element 108.
  • the control unit 116 can urgently stop driving all the switching elements and prevent the switching elements from being destroyed.
  • the switching element current detection unit 122 is provided so as to detect the current of the second switching element 108.
  • the switching element current detection unit includes the first switching element 107 and the third switching element. Even if it is provided so as to detect the current of the element 109 or the fourth switching element 110, it can be similarly employed instead of the resonance output detection unit 119 for detecting the magnitude of the resonance current in the first embodiment.
  • FIG. 8 is a schematic circuit diagram of the induction heating apparatus in the third embodiment of the present invention. Since the configuration is almost the same as that of FIG. 1 as an example of the first embodiment, only different parts will be described.
  • the contact point of the relay 123 is connected in parallel to the fourth switching element 110, and conduction and interruption are controlled by a signal from the control unit 116.
  • control unit 116 controls the first switching element 107, the second switching element 108, the third switching element 109, and the fourth switching element 110.
  • the output of the inverter 111 is controlled by controlling conduction and interruption.
  • control part 116 includes the material discrimination
  • the input current detection unit 118 is specifically composed of a current transformer.
  • the input current detection unit 118 detection signal is connected to be output to the control unit 116.
  • the current transformer 119 which is the heating coil 112 current detection unit, is a resonance output detection unit that detects the magnitude of the resonance output.
  • the resonance output detection unit 119 detects the heating coil 112 current that is the magnitude of the output of the inverter 111, and outputs a detection signal to the control unit 116.
  • the control unit 116 starts heating the article to be heated 114 based on an operation by the user or the like with the contact of the relay 123 cut off.
  • the material determination unit 117 determines that the material to be heated 114 is appropriate for the first control mode in which only the first switching element 107 and the second switching element 108 are alternately conducted
  • the control unit 116 temporarily After stopping all the switching elements, the third switching element 109 is shut off and the relay 123 is controlled to be conductive. Thereafter, the control unit 116 performs control so that the first switching element 107 and the second switching element 108 are alternately turned on again.
  • the control unit 116 when the object 114 to be heated made of a low-resistance nonmagnetic metal is induction-heated with an input power of 2 kW, the control unit 116. Performs control so that the drive frequency of the first switching element 107 and the second switching element 108 is substantially the same as the resonance current frequency.
  • the third switching element 109 remains cut off as in the first embodiment, but the fourth switching element 110 is also controlled to remain cut off. Instead, the contact of the relay 123 connected in parallel to the fourth switching element 110 is controlled to conduct, and the resonance current flows through the contact of the relay 123.
  • the contact point of the relay 123 since the contact point of the relay 123 is made conductive, no resonance current flows through the fourth switching element 110. Further, if a contact of the relay 123 having a small contact resistance is selected and connected, the conduction loss generated in the relay 123 can be sufficiently reduced. For example, in the case of a bipolar switching element having a withstand voltage of 600 V and a current rating of 60 A that is generally used, the voltage between terminals when a current of 30 A is passed is about 1.5 V (50 m ⁇ in terms of resistance). For example, since the maximum is about 20 m ⁇ , the conduction loss can be reduced to 1 ⁇ 2 or less.
  • the induction heating apparatus can reduce the loss of the apparatus, and can provide an induction heating apparatus that facilitates cooling design. It can also be applied to uses such as induction heating water heaters, induction heating irons, and other induction heating heating devices.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Induction Heating Cooking Devices (AREA)
  • General Induction Heating (AREA)

Abstract

装置の低損失化が可能であり冷却設計が容易となる本発明の誘導加熱装置においては、制御部１１６は、アルミニウム製の被加熱物１１４を加熱する場合にバイポーラ型である第３のスイッチング素子１０９及び第４のスイッチング素子１１０の一方を導通させ他方を遮断した状態でユニポーラ型である第１のスイッチング素子１０７及び第２のスイッチング素子１０８を交互に導通させる制御動作を行う第１制御モードで動作し、鉄製の被加熱物１１４を加熱する場合には第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０の導通と第２のスイッチング素子１０８と第３のスイッチング素子１０９の導通を交互に行う第２制御モードで動作する。

Description

誘導加熱装置
　本発明は、一般家庭やオフィス、レストラン、工場などで使用され、特にアルミニウムや銅などを加熱可能とする誘導加熱装置に関するものである。
　従来、この種の誘導加熱装置は、例えば、誘導加熱調理器に関して、２個のスイッチング部を有し、それぞれの導通比を可変させるとともに、導通時間の長い方のスイッチング部に低オン電圧パワー素子を、導通時間の短い方のスイッチング部に高速スイッチングパワー素子を用いることにより、損失を低減する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。
　また、例えば、誘導加熱調理器に関して、複数のスイッチング素子を並列に接続し、一方のスイッチング素子にはスイッチング速度の速いＩＧＢＴ、もう一方のスイッチング素子にはオン電圧の低いＭＣＴを用い、ターンオフ時にはＩＧＢＴを動作させ、オン時にはＭＣＴを動作させることにより、損失を低減する技術が知られている（例えば、特許文献２参照）。
　図９は、特許文献２に記載された従来の誘導加熱調理器の回路図を示す図である。また、図１０は、特許文献２に記載された従来の誘導加熱調理器の回路の動作を示す波形図である。
　図９に示すように、制御回路３７は、まず低オン電圧パワー素子のＭＣＴである第２のスイッチング素子３５－ｂを所定時間（１８μｓ）オンさせる。続いて、第２のスイッチング素子３５－ｂがオフする１μｓ前に、第１のスイッチング素子３５－ａを３μｓオンさせた後、第１のスイッチング素子３５－ａをターンオフする。これを繰り返して、加熱コイル３２と共振コンデンサ３３からなる負荷回路３４を共振させる。加熱コイル３２に高周波電流が供給され、加熱コイル３２からは高周波磁界が発生する。この高周波磁界によって、加熱コイル３２上に置かれた鍋にパワーを供給するようにしている。
特開平３－２６９９８８号公報 特開平６－１１１９２８号公報
　しかしながら、前記従来の構成では、第１及び第２のスイッチング素子３５－ａ、３５－ｂがオフ時に、加熱コイル３２に大きな共振電圧が発生する。特に、加熱コイル３２出力を大きくする際には、第１及び第２のスイッチング素子３５－ａ、３５－ｂの高耐圧化が必要となって、スイッチング素子の損失低減が犠牲になるという課題を有していた。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　また、加熱コイル３２出力を大きくするには、誘導加熱調理器の電源の高圧化（例えば、１００Ｖ商用電源から２００Ｖ商用電源への変更）が有効であるが、先に述べた第１及び第２のスイッチング素子３５－ａ、３５－ｂの高耐圧化が必要となる。そのため、一般には、スイッチング素子電圧が電源電圧より大きくならないインバータ方式である２個のスイッチング素子を直列接続した組を１つ以上使用する方式が採用される。
　しかしながら、特許文献２のような構成を採用すると、使用するスイッチング素子数が多くなるという課題を有していた。
　本発明は、前記従来の課題を解決するもので、被加熱物の材質または加熱出力の大きさなどに応じて、高速動作が可能なユニポーラ型の２個のスイッチング素子を直列接続した組と、低オン電圧化が可能なまたは比較的低コストで入手可能なバイポーラ型の２個のスイッチング素子を直列接続した組とを選択して、動作させる制御を行うことにより、装置のスイッチング素子の低損失化または低コスト化が可能であり、冷却設計が容易となる誘導加熱装置を提供することを目的とする。
　前記従来の課題を解決するために、本発明の誘導加熱装置は、平滑部と、前記平滑部の出力端間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、前記出力端間に接続された第３及び第４のスイッチング素子の直列回路と、被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、前記第１及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、前記第３及び前記第４のスイッチング素子の一方を導通させ他方を遮断した状態で前記第１及び前記第２のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第１制御モードまたは前記第１及び前記第４のスイッチング素子の導通と前記第２及び前記第３のスイッチング素子の導通を交互に行う第２制御モードで前記共振回路に供給する共振電流の大きさを可変するように制御する制御部とを備え、前記第１及び前記第２のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第３及び前記第４のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第１制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第２制御モードで動作する誘導加熱装置としたものである。
　これによって、被加熱物がアルミニウムの場合に、スイッチング素子の高周波動作が必要であるので、第３または第４のスイッチング素子の一方を導通し他方を遮断したままの状態で、高速動作が可能なユニポーラ型の２個のスイッチング素子を直列接続した第１及び第２のスイッチング素子が交互導通する第１制御モードを選択する。また、被加熱物が鉄である場合に、アルミニウムに比べ、高速動作を必要としないが電圧責務が大きくなるので、第１のスイッチング素子及びユニポーラ型ほどの高速動作が期待できないが低オン電圧化が可能なバイポーラ型の第４のスイッチング素子の導通と、第２のスイッチング素子及びバイポーラ型の第３のスイッチング素子の導通を交互に行う第２制御モードを選択する制御動作により、スイッチング素子の電圧責務の増加を抑制しつつ、誘導加熱装置の高出力化が可能となる。
　本発明は、アルミニウムなどの低抵抗非磁性金属の被加熱物であっても鉄などの高抵抗磁性金属であっても、誘導加熱装置のスイッチング素子の損失及び電圧責務が過大になるのを防止しつつ加熱出力を大きくすることが可能で低コストで誘導加熱装置を提供することができる。
本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の概略回路図。 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の制御部１１６及び材質判別部１１７内部に保持している入力電流検知部１１８検知出力－共振出力検知部１１９検知出力の関係における被加熱物１１４材質判別領域を示した図。 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の低抵抗非磁性金属の被加熱物１１４を誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図。 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の第１のスイッチング素子のターンオフ時の拡大波形を示した図。 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の低抵抗非磁性金属以外の被加熱物１１４を誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図。 本発明の実施の形態１における誘導加熱装置の低抵抗非磁性金属の被加熱物１１４を高出力で誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図。 本発明の実施の形態２における誘導加熱装置の概略回路図。 本発明の実施の形態３における誘導加熱装置の概略回路図。 従来の誘導加熱調理器の回路図。 従来の誘導加熱調理器の回路の動作を示す波形図。
　第１の発明は、平滑部と、前記平滑部の出力端間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、前記出力端間に接続された第３及び第４のスイッチング素子の直列回路と、被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、前記第１及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、前記第３及び前記第４のスイッチング素子の一方を導通させ他方を遮断した状態で前記第１及び前記第２のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第１制御モードまたは前記第１及び前記第４のスイッチング素子の導通と前記第２及び前記第３のスイッチング素子の導通を交互に行う第２制御モードで前記共振回路に供給する共振電流の大きさを可変するように制御する制御部とを備え、前記第１及び前記第２のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第３及び前記第４のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第１制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第２制御モードで動作する誘導加熱装置としたものである。
　被加熱物がアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属製である場合には、加熱コイルに５０ｋＨｚ以上の高周波電流を供給する必要があり、スイッチング素子に高周波動作が要求される。このスイッチング素子として内部に電流を流す際に電子と正孔を利用するバイポーラ型のスイッチング素子であるＩＧＢＴが用いられている場合、オン時にＩＧＢＴ内部に正孔が注入され、オン電圧が下がるが、ターンオフ時にＩＧＢＴに加わる電圧が上昇すると、注入されていた正孔が遅れて流れ出る（一般にテール電流と呼ばれる）。そのため、動作が上記のように高周波化した際には、テール電流によるターンオフ損失が非常に大きくなる。
　一方、内部に電流を流す際に電子のみを利用するユニポーラ型のスイッチング素子であるＭＯＳ－ＦＥＴが用いられている場合、オン時にＭＯＳ－ＦＥＴ内部に正孔は注入されないので、ターンオフ時にはテール電流が発生せず、ターンオフ損失が抑えられる。
　本発明の制御部はこのような高周波動作が要求されるような場合には、第３及び第４のスイッチング素子の一方を導通させ他方を遮断した状態で第１及び第２のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第１制御モードが選択する。この第１制御モードでは、高速動作が可能なユニポーラ型の２個の第１及び第２のスイッチング素子が交互導通することで、装置の低損失化を実現することが出来る。
　２個のスイッチング素子を直列接続した組だけを交互導通させた場合、加熱コイルと共振コンデンサに加えられる電圧は、一端を基準にすると０～平滑コンデンサ電圧までとなる。そのため、加熱コイルに供給出来る共振電流に限界があり、特に、加熱コイルの巻き線数が決まっている場合には、所望の出力が得られない場合がある。
　これに対し、２個のスイッチング素子を直列接続した組を、２組動作させた場合、加熱コイルと共振コンデンサに加えられる電圧は、一端を基準にすると、平滑コンデンサ電圧の２倍になる。そのため、加熱コイルに供給出来る共振電流をさらに大きく出来、出力を大きく設定することが可能である。
　また、被加熱物が鉄などの高抵抗磁性金属製である場合には、アルミニウムなどの低抵抗非磁性金属製の被加熱物を加熱するのに必要な高周波電流に比べ低い２０～３０ｋＨｚの周波数の電流を加熱コイルに供給することにより高出力で誘導加熱することができる。
　本発明の制御部は、このような鉄製の被加熱物を加熱する場合に、第１及び第４のスイッチング素子の導通と第２及び第３のスイッチング素子の導通を交互に行う第２制御モードで制御動作を行うことにより、高出力化を可能としている。
　ユニポーラ型のスイッチング素子は、上述のように高周波動作が容易である一方、バイポーラ型のスイッチング素子に比べて、オン電圧が大きく、オン損失も大きい場合がある。またＳｉＣ（シリコンカーバイド）スイッチング素子のようにオン電圧を比較的低くできるユニポーラ型のスイッチング素子もあるが、その材料、または加工の難しさからシリコンスイッチング素子に比べ高価格なものとなっている。そのため、共振電流が流れる経路には、出来るだけユニポーラ型のスイッチング素子の数が少ない方が望ましい。
　本発明の４個のスイッチング素子は、ユニポーラ型のスイッチング素子を２個に限定し、被加熱物がアルミニウムである場合のような高周波動作が要求されない場合には、残りのバイポーラ型のスイッチング素子を交互動作させて高出力を得ているため、ユニポーラ型のスイッチング素子のオン損失が与える装置全体の損失またはコストへの好ましくない影響を抑えている。
　第２の発明は、平滑部と、前記平滑部の出力端間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、前記出力端間に接続された第３及び第４のスイッチング素子の直列回路と、被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、前記第１及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、前記第１及び前記第４のスイッチング素子の導通と前記第２及び前記第３のスイッチング素子の導通を交互に行う第２制御モードを有する制御部とを備え、前記第３または前記第４のスイッチング素子のいずれか一方に並列に接続されたリレー接点を有し、前記第１及び前記第２のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第３及び前記第４のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、前記リレー接点を導通させ前記リレー接点が並列に接続されていない前記第３または前記第４のスイッチング素子を遮断した状態で前記第１及び前記第４のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第１制御モードをさらに有し、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第１制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第２制御モードで動作する誘導加熱装置としたものである。
　第１の発明の場合、例えば第１及び第２のスイッチング素子のみが交互に導通する制御モードの場合、第３又は第４のスイッチング素子が導通した状態のままになる。加熱コイルに流れる共振電流は、導通したままの状態である第３又は第４のスイッチング素子に流れるため、導通損失が発生する。
　本発明は、スイッチング素子にリレー接点を並列接続させる構成として、第１の発明で、制御部が第３又は第４のスイッチング素子を導通させることに代え、リレー接点を導通した状態のままとするものであり、共振電流が流れても、リレー接点抵抗に比例した導通損失が発生するだけである。スイッチング素子の導通抵抗に対し、十分小さい接点抵抗を持つリレーを選択して、接続することにより、導通損失を低減することが可能である。
　また、リレーの開閉は、第１及び第２のスイッチング素子の駆動周波数に同期する必要はなく、例えば、使用者による加熱開始後の被加熱物材質判定時、被加熱物の取り除き時等に限って、実使用上不都合が生じないようにすることができるため、リレー開閉回数は開閉可能回数にくらべ十分少なくすることができ、経年劣化による溶着の恐れも小さくすることができる。
　第３の発明は、特に、第１又は第２の発明において、整流部と、前記整流部の出力高電位側に一端を接続したチョークコイルと、前記チョークコイルの他端にアノードが接続され前記平滑部の高電位側にカソードが接続されたダイオードと、前記ダイオードのアノードと前記整流部の出力低電位側端子間に接続された第５のスイッチング素子とを備え、制御部は、前記第５のスイッチング素子のオンオフを制御して前記整流部の出力電圧を昇圧して前記平滑部に供給することにより、共振電流を発生するインバータの入力電圧を昇圧出来るので、さらに加熱出力の変化幅を大きくすることが可能となる。
　第４の発明は、特に、第１又は第２の発明の第１及び第２のスイッチング素子をＳｉＣ（シリコンカーバイド）などのワイドバンドギャップ半導体材料で構成している。一般的に、シリコン製のユニポーラ型のスイッチング素子は、高周波動作が容易であるが、オン時にオン電圧低減効果のある正孔注入がないため、バイポーラ型のスイッチング素子に比べて、オン電圧が大きく、オン損失も大きい。
　これに対しワイドバンドギャップ半導体材料は、スイッチング素子耐圧を確保するために必要となる素子の半導体部分の厚みを非常に薄く、不純物濃度を高く出来るので、シリコン製のユニポーラ型のスイッチング素子に比べ、スイッチング素子のオン電圧を非常に低く抑え、オン損失を低減することが可能となる。しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体材料は非常に高価であるため、使用数が増えると装置の低コスト化を実現し難くなる。
　本発明の４個のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体材料からなるスイッチング素子を２個に限定し、残りをバイポーラ型とすることにより、装置の低損失化を実現し、コスト上昇を抑えることが可能となる。
　第５の発明は、特に、第１又は第２の発明において、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部を備え、制御部は、前記入力電流検知部の入力電流検知信号が予め記憶しているしきい値より大きいと第２制御モードで動作し、前記入力電流検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第１制御モードに切り換えるようにしている。
　加熱コイルと被加熱物を、直列接続されたインダクタンスと抵抗で形成される等価回路としてみた場合、被加熱物の加熱電力は、加熱コイルを含む被加熱物のインピーダンス（抵抗）と、加熱コイルに流れる電流でほぼ決定されるので、加熱コイルと被加熱物の関係と、被加熱物の加熱電力が決定されれば、加熱コイルに流さなければならない電流も決定することができる。そのため、加熱コイルと共振コンデンサに加える電圧を高くして、加熱コイルに流れる共振電流を大きくする必要がある場合には、第２制御モードで動作させて電圧責務を抑制し、大きくする必要がないのであれば、共振電流の流れる経路のスイッチング素子の数を極力少なくしてスイッチング素子の損失を抑えることができる。
　本発明の制御部は、入力電流が所定の値より大きい場合は第２制御モードで動作してスイッチング素子の電圧責務を抑制し、入力電流が所定の値以下の場合には、高出力化が必要でないため、スイッチング損失の低い第１及び第２のスイッチング素子のみが交互導通する第１制御モードに切り換えることにより、スイッチング素子の損失及びスイッチング素子の電圧責務を抑制することが出来る。
　第６の発明は、特に、第１又は第２の発明において、スイッチング素子電流検知部を備え、制御部は、前記スイッチング素子電流検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値より大きい場合は第２制御モードで動作し、前記スイッチング素子電流検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第１制御モードに切り換えるようにしている。
　これによって、スイッチング素子の電流が小の場合に、オンオフ時のスイッチング損失がバイポーラ型スイッチング素子より小さなユニポーラ型スイッチング素子のみ交互にスイッチング動作させることにより、スイッチング素子の損失をスイッチング素子の電流が小さいときに効率よく抑制することが出来る。
　第７の発明は、特に、第１又は第２の発明において、共振電流の大きさを検出する共振出力検知部を備え、制御部は、前記共振出力検知部の検知信号の検知信号が予め記憶しているしきい値より大きい場合に第２制御モードで動作し、前記共振出力検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第１制御モードに切り換えるようにしている。
　共振電流の大きさを検出する共振出力検知部は、たとえば、加熱コイル電流、加熱コイル電圧、共振コンデンサ電流、共振コンデンサ電圧等である。共振電流の大きさに強い相関関係を持つ共振出力の大きさを検知することにより、スイッチング素子に流れる電流を推定することが可能となり、スイッチング素子に流れる電流が大きく、第１制御モードで動作させると第１及び第２のスイッチング素子オン損失が過大になると判断される場合には、バイポーラ型の第３及び第４のスイッチング素子をも交互動作させる第２制御モードを選択し、装置の損失を低減することが可能である。
　第８の発明は、特に、第１又は第２の発明において、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、第１、第２、第３または第４のスイッチング素子の電流を検知するスイッチング素子電流検知部と、前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部とを備え、制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に、第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子の少なくともいずれか１つの導通期間を加熱コイルに流れる共振電流１周期よりも長く制御するとしている。
　本発明の制御部は、被加熱物の材質を判断して、被加熱物が低抵抗率非磁性金属であるアルミニウムであった場合、十分な加熱出力を得ることのできる非常に高周波の、例えば鉄を加熱する場合の３倍程度の大きな共振電流を供給するとともに、スイッチング素子の駆動周波数を共振電流の周波数より低くして、スイッチング素子の損失を抑制することが可能である。
　第９の発明は、特に、第１又は第２の発明に、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、共振電流の大きさを検出する共振出力検知部と、前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記共振出力検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の入力電流検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部とを備え、制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に、第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子の少なくともいずれか１つの導通期間を加熱コイルに流れる共振電流１周期よりも長く制御するとしている。
　本発明では、第８の発明と同様の効果を得ることが可能である。
　第１０の発明は、特に、第１又は第２の発明において、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、第１、第２、第３または第４のスイッチング素子の電流を検知するスイッチング素子電流検知部と、前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさ及び前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部と、共振コンデンサの容量を切り換える切り換え部を備え、制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質を鉄と判別した場合に、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に比べて前記共振コンデンサの容量が大きくなるよう切り換え部を動作させるとしている。
　低抵抗率非磁性金属であるアルミニウム製の被加熱物と、高抵抗率金属である鉄製の被加熱物では、特性、すなわち共振電流の周波数域におけるインピーダンスが非常に異なるため、同じ加熱コイル、同じ共振コンデンサでは、うまく加熱出来ない場合がある。つまり、加熱コイルを含む被加熱物のインピーダンス（抵抗）が低すぎてジュール熱が発生しにくく、高出力を得るためには大きな共振電流が必要となったり、逆にインピーダンスが高すぎたりして、必要な大きさの誘導電流を流すことが出来なくなるという現象である。
　本発明の制御部は、被加熱物材質に合わせた共振コンデンサ容量を選択できるように制御することにより、スイッチング素子に加わる電圧責務を抑制しながら、必要な出力で誘導加熱出来る被加熱物範囲を拡げることが可能である。
　第１１の発明は、特に、第１又は第２の発明に、商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、共振電流の大きさを検出する共振出力検知部と、前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記共振出力検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部と、共振コンデンサの容量を切り換える切り換え部を備え、制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質を高抵抗率金属と判別した場合に、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に比べて前記共振コンデンサの容量が大きくなるよう切り換え部を動作させるとしている。
　本発明では、第１０の発明と同様の効果を得ることが可能である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の第１の実施の形態における誘導加熱装置の概略回路図を示すものである。
　図１において、商用交流電源１０１からの交流電圧を整流するダイオードブリッジからなる整流部１０２の出力側端子間には、チョークコイル１０３及び第５のスイッチング素子１０４が直列接続されている。さらにチョークコイル１０３及び第５のスイッチング素子１０４の接続点にはダイオード１０５のアノード側が接続されている。
　ダイオード１０５のカソード側と整流部１０２の出力低電位側端子間には、電解コンデンサからなる平滑部１０６、第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８の直列接続体、及び第３のスイッチング素子１０９と第４のスイッチング素子１１０の直列接続体が並列に接続されている。
　第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８、第５のスイッチング素子１０４は、ターンオフ時にテール電流が発生しない特性を持つユニポーラ型のＳｉＣ製ＭＯＳ－ＦＥＴを採用している。ＳｉＣとは、シリコンカーバイドを意味しており、ワイドバンドギャップ半導体材料であり、スイッチング時の損失が低く、ターンオン電圧が低いなど非常に優れたスイッチング素子としての特長を有する。他のワイドバンドギャップ半導体材料として窒化ガリウムからなるＧａＮやダイヤモンドを使用することができる。
　また、第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０は、オン時にオン電圧が低くなる特性を持つバイポーラ型のシリコン製ＩＧＢＴを採用しており、内部に逆導通ダイオードを内包している。なお、第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８、第５のスイッチング素子１０４は、構造的に逆導通ダイオードが内部に形成されるが、別途逆導通ダイオードを付加してもよい。
　平滑部１０６は、後述するインバータ１１１の直流電源となるよう作用しており、電圧変動を極力抑制するよう十分大きな容量の電解コンデンサで構成され、本実施の形態においては５６０μＦの電解コンデンサを４本使用している。
　第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８の接続点と、第３のスイッチング素子１０９と第４のスイッチング素子１１０の接続点間には、加熱コイル１１２と共振コンデンサ１１３が直列接続されている。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　加熱コイル１１２上部には、絶縁体であり、耐熱セラミックス製のトッププレート（図示せず）が設けられており、被加熱物１１４はトッププレート上に加熱コイル１１２と対向するように載置される。
　加熱コイル１１２は、素線を束ねた撚り線を多層にして平板上に巻き回されて構成されており、内径８０ｍｍ、外径１８０ｍｍの略ドーナツ形状をなしている。
　共振コンデンサ１１３は複数のコンデンサ１１３ａ、１１３ｂ、１１３ｃ、１１３ｄ、１１３ｅで構成されており、コンデンサ１１３ａ及び１１３ｂの並列接続体、コンデンサ１１３ｃ及び１１３ｄの並列接続体の直列接続と、その直列接続体に対して並列に接続するリレー接点からなる切り換え部１１５とコンデンサ１１３ｅとの直列接続体で構成している。
　コンデンサ１１３ａ、１１３ｂ、１１３ｃ、１１３ｄはそれぞれ０．０２μＦ、コンデンサ１１３ｅはそれぞれ０．２μＦの容量のものが選定されている。従って、切り換え部１１５が開放されている際は、共振コンデンサ１１３の合成容量は０．０２μＦ、短絡されている際は、０．２２μＦとなる。
　インバータ１１１は、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８、第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０、加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３、及び切り換え部１１５を含む。
　１１６は制御部であり、各種検知部からの検知信号、使用者による操作等に基づいて、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８、第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０の導通及び遮断を制御することにより、インバータ１１１出力を制御する。すなわち、制御部１１６は、第３のスイッチング素子１０９及び第４のスイッチング素子１１０の一方を導通させ他方を遮断した状態で第１のスイッチング素子１０７及び第２のスイッチング素子１０８を交互に導通させる制御動作を行う第１制御モードまたは第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０の導通と第２のスイッチング素子１０８及び第３のスイッチング素子１０９の導通を交互に行う第２制御モードで共振回路１３０に供給する共振電流の大きさを可変するように制御する。
　また、制御部１１６は、内部に材質判別部１１７を内包しており、各種検知部からの検知信号から被加熱物１１４の材質を判別する。
　入力電流検知部１１８は、カレントトランスで構成され商用電源１０１を整流する整流部１０２の入力電流を検出している。入力電流検知部１１８検知信号は、制御部１１６に出力されるよう接続されている。
　加熱コイル１１２の電流を検知するカレントトランス１１９は、加熱コイル１１２と共振コンデンサ１１３の共振動作により発生する共振電流の大きさを検知する共振出力検知部である。共振出力検知部１１９は、インバータ１１１の出力の大きさに比例する加熱コイル１１２の電流の大きさを検知して、制御部１１６へ加熱コイル１１２の大きさに比例する大きさの検知信号を出力する。
　第５のスイッチング素子１０４を駆動制御する第２の制御部１２０は、平滑部１０６の両端電圧、入力電流等を検知しながら（図示せず）、入力電流が略正弦波状となり、平滑部１０６電圧が所定値となるよう第５のスイッチング素子１０４の駆動周波数及び導通比を制御する。
　以上のように構成された誘導加熱装置について、以下その動作、作用を説明する。
　まず、制御部１１６は、使用者による操作に基づいて第１のスイッチング素子１０７及び第２のスイッチング素子１０８が排他的に導通するよう、また第３のスイッチング素子１０９が遮断、第４のスイッチング素子１１０が導通したままとなるよう駆動信号を出力して、入力電流検知部１１８及び共振出力検知部１１９からの検知信号を入力する。
　図２は、制御部１１６及び材質判別部１１７の内部に保持している入力電流検知部１１８検知出力－共振出力検知部１１９検知出力の関係における被加熱物１１４材質判別領域を示した図である。図に示すように、材質判別部１１７は、共振出力検知部１１９の検知信号の大きさに対する入力電流検知部１１８の検知信号の大きさ及び入力電流検知部１１８の検知信号の大きさに対する共振出力検知部１１９の検知信号の大きさとそれぞれについて予め決められたしきい値と比較することで被加熱物１１４の材質を判別する。
　第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８の駆動によって、入力電流及び共振出力が変化し、図２の上方に設定されたアルミニウムまたは銅などの低抵抗非磁性金属領域になった場合、制御部１１６は、第１制御モードに移行し、第３のスイッチング素子を遮断し、第４のスイッチング素子１１０を導通させたままの状態で、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８の交互駆動を継続して、所定の入力電力となるようインバータ１１１出力を制御する。
　同時に、制御部１１６及び材質判別部１１７は、入力電流検知部１１８及び共振出力検知部１１９の出力信号に基づいて被加熱物１１４の材質を低抵抗非磁性金属と判別したため、共振コンデンサ１１３の合成容量が小さくなるよう切り換え部１１５のリレー接点を開放とする制御を行う。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　共振コンデンサ１１３の合成容量は、切り換え部１１５の接点が開放時に０．０２μＦとなるよう選定されており、また被加熱物１１４が載置された際の加熱コイル１１２のインダクタンスは約１６０μＨとなるよう設計されているため、加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３及び被加熱物１１４の共振周波数は約９０ｋＨｚとなる。
　図３は、低抵抗非磁性金属製の被加熱物１１４を誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図である。ここでは、入力電力が２ｋＷとなる例を示している。
　制御部１１６の第１制御モードによる制御により第１のスイッチング素子１０７及び第２のスイッチング素子１０８が排他的に導通／遮断され、インバータ１１１は加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３及び被加熱物１１４で決まる共振周波数の共振電流を加熱コイル１１２に供給する。
　加熱コイル１１２は、高周波磁界を発生して被加熱物１１４を誘導加熱する。また、制御部１１６は、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８の駆動周波数が、共振電流周波数と略同一となるよう制御を行っている。
　以下、共振電流の流れる経路を示しながら、制御部１１６が第１制御モードに移行した場合におけるインバータ１１１のおおまかな動作を説明する。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　まず、第１のスイッチング素子１０７が導通し（第３のスイッチング素子１０９は遮断しかつ第４のスイッチング素子１１０は導通したままである）、加熱コイル１１２と共振コンデンサ１１３で形成される共振回路１３０の両端に平滑部１０６電圧を印加する。この期間中に、共振回路１３０に電気的エネルギーが供給される。共振電流は、平滑部１０６→第１のスイッチング素子１０７→加熱コイル１１２→共振コンデンサ１１３→（第４のスイッチング素子１１０）→平滑部１０６の向きに流れる。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　次に、第２のスイッチング素子１０７が導通し（第３のスイッチング素子１０９は遮断しかつ第４のスイッチング素子１１０は導通したまま）、第２のスイッチング素子１０８、加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３、（第４のスイッチング素子１１０）で閉ループを構成する。加熱コイル１１２及び共振コンデンサ１１３には第１のスイッチング素子１０７が導通していた期間に供給された電気的エネルギーを元に共振電流が流れる。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　共振電流は、第２のスイッチング素子１０８→（第４のスイッチング素子１１０及び内蔵の逆導通ダイオード）→共振コンデンサ１１３→加熱コイル１１２の向きに流れる。
　第４のスイッチング素子１１０は、導通したままとなるよう制御されるため、第４のスイッチング素子１１０電圧は略０のまま、第４のスイッチング素子の電流は加熱コイル１１２の電流と同一となる。
　また、第３のスイッチング素子１０９は、遮断したままとなるよう制御されるため、第３のスイッチング素子１０９電圧は平滑コンデンサ１０６と同一で、電流は０のままとなる。
　以上のように、制御部１１６は、第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８の交互導通を繰り返すと共に、第３のスイッチング素子１０９を遮断したまま、第４のスイッチング素子１１０を導通したままに制御し、加熱コイル１１２への共振電流供給による誘導加熱を行う第１の制御モードに移行することが可能である。
　図４は、第１のスイッチング素子１０７のターンオフ時の電流と電圧の時間経過に伴う変化を示す拡大波形を示した図である。図４（ａ）は、第１のスイッチング素子１０７がバイポーラ型であるＩＧＢＴであった場合、図４（ｂ）は、第１のスイッチング素子１０７がユニポーラ型であるＭＯＳ－ＦＥＴであった場合を示している。
　バイポーラ型のＩＧＢＴは、オン時にゲートから半導体内部へ正孔が注入され、電子と結合することにより、電流が流れやすく、オン電圧を下げる効果が得られる。しかしながら、ターンオフ時に、ＩＧＢＴ電圧が上昇すると、内部に残留していた正孔が遅れて流れ出るため、図４（ａ）に示すようなテール電流が流れる。このテール電流により、ターンオフ時の損失が増大する。特に駆動周波数が高いときに影響が顕著になる。
　一方で、ユニポーラ型のＭＯＳ－ＦＥＴは、電流を流す際に、電子のみを利用するため、ＩＧＢＴのようにターンオフ時のテール電流が発生しない。したがって、図４（ｂ）に示すように、過渡的な現象の発生しない理想的なスイッチに近い状態となって、ターンオフ時の損失が非常に小さい。高周波駆動に適したパワーデバイスとも言える。
　本実施の形態では、低抵抗率非磁性金属製の被加熱物１１４を加熱する際、共振電流周波数が９０ｋＨｚ、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８の駆動周波数も約９０ｋＨｚとなる。しかしながら、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８は、テール電流の発生しないユニポーラ型のＭＯＳ－ＦＥＴを用いているため、ターンオフ損失が非常に小さくなり、装置の損失を抑えることが出来る。
　また、本実施の形態では、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８、ワイドバンドギャップ半導体材料であるＳｉＣで構成されている。ＳｉＣはシリコンに比べ、絶縁破壊電界が１０倍高いため、スイッチング素子耐圧を確保するために必要となる素子の半導体部分の厚みを１／１０にすることが出来る。また、不純物濃度も１００倍に出来るため、同じ構造のＳｉＣスイッチング素子とシリコンスイッチング素子を作成した場合、理想的にはスイッチング素子抵抗（オン電圧）を１／１０００にすることが可能である。
　したがって、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８のオン電圧を非常に低く抑え、オン損失も低減することが可能である。
　また、被加熱物１１４が低抵抗非磁性金属である場合、加熱コイル１１２から発生する高周波磁界に対して被加熱物１１４内部に渦電流が誘起される。この渦電流は、加熱コイル１１２からの高周波磁界との相互作用により加熱コイル１１２に対して被加熱物１１４が反発するように作用し、かつピーク値の大きさが平滑部１０６のリップルに対応して周期的に変動するため、被加熱物１１４自体が振動する。
　インバータ１１１に入力される直流電源となる平滑部１０６の電圧が商用交流電源１０１電圧に同期して変動するリップルを有する場合、被加熱物１１４も同期した振動を生じるため、使用者が不快に感じる鍋音が発生する。本実施の形態では、平滑部１０６の容量を十分大きく設定してインバータ１１１電源の変動を抑制し、鍋音が発生しないようにしている。
　しかしながらその一方で、平滑部１０６の容量を大きく設定すると、商用交流電源１０１からの入力電流が歪んだ形になってしまい、本来の正弦波状とは異なった波形になって力率が低下する。この入力電流は高調波成分を含んでいるために、同じ商用交流電源１０１に接続された他機器に影響を与える場合もある。
　本実施の形態では、チョークコイル１０３、第５のスイッチング素子１０４及びダイオード１０５が力率改善部としても作用する昇圧部１２１を備えている。制御部１１６は、使用者の操作に基づいてインバータ１１１の動作を開始するとともに、第２の制御部１２０に動作開始信号を出力する。
　第２の制御部１２０は、平滑部１０６の電圧、入力電流等を検知しながら（図示せず）、入力電流が略正弦波状となり、平滑部１０６電圧が所定値となるよう第５のスイッチング素子１０４の駆動周波数、導通比を制御する。
　第５のスイッチング素子１０４が導通すると、チョークコイル１０３の短絡電流が流れ、チョークコイル１０３にエネルギーが蓄積される。第５のスイッチング素子１０４が遮断されるとともに、チョークコイル１０３に蓄積されたエネルギーはダイオード１０５を通して平滑部１０６へ送られて電圧を上昇させる。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　第２の制御部１２０は、内部に基準電圧を保持しており、平滑部１０６の電圧検知信号と比較して同じ値になるよう制御を行うが、制御部１１６からも平滑部１０６の電圧検知信号の補正をするよう、前記基準電圧の変更のための電圧印加又は分割抵抗の切り換えがなされるために、結果として制御部１１６によって平滑部１０６電圧が制御されることになる。
　制御部１１６は、入力電流検知部１１８及び共振出力検知部１１９の出力信号に応じて、平滑部１０６の電圧検知信号を操作し、間接的に昇圧部１２１の昇圧量を制御して平滑部１０６電圧を変更している。
　被加熱物１１４が低抵抗非磁性金属であった場合、加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３が共振を継続できる周波数領域が非常に狭いため、インバータ１１１出力の制御が非常に難しい。
　しかしながら、平滑部１０６はインバータ１１１電源としても作用しているため、平滑部１０６電圧を変更することによってもインバータ１１１出力の制御が可能である。
　次に、制御部１１６及び材質判別部１１７が、被加熱物１１４材質を鉄などの高抵抗金属と判別した場合に、制御部１１６が移行する動作モードである第２制御モードについて説明する。
　制御部１１６によってインバータ１１１が動作開始をした際、制御部１１６及び材質判別部１１７が、図２に示すような入力電流検知部１１８検知出力－共振出力検知部１１９検知出力の関係における被加熱物１１４の材質判別領域に基づいて、被加熱物１１４の材質を低抵抗非磁性金属以外である高抵抗金属と判別した場合、制御部１１６はインバータ１１１の動作を一時（約２秒間）停止して、共振コンデンサ１１３の合成容量が大きくなるよう切り換え部１１５出力を短絡とする制御を行う。
　本実施の形態では、前述の通り、共振コンデンサ１１３合成容量は０．２２μＦとなるよう設定されている。
　切り換え部１１５の切り換え完了後、制御部１１６は再度インバータ１１１の動作を開始させる。その際、制御部１１６は、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８の交互導通制御だけでなく、その動作に合わせた第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０の交互導通も開始する第２制御モードに移行する。
　図５は、鉄などの高抵抗金属製の被加熱物１１４を誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図である。おおよそは低抵抗非磁性金属を加熱している際の各部波形と似ているが、大きく異なる点は共振電流周波数と、駆動されるスイッチング素子の数である。また、ここでは、入力電力が３ｋＷとなる例を示している。
　以下、共振電流の流れる経路を示しながら、制御部１１６が第２制御モードに移行した場合におけるインバータ１１１のおおまかな動作を説明する。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　まず、第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０が導通し、加熱コイル１１２と共振コンデンサ１１３で形成される共振回路１３０の両端に平滑部１０６の電圧を印加する。この期間中に、共振回路１３０に電気的エネルギーが供給される。共振電流は、平滑部１０６→第１のスイッチング素子１０７→加熱コイル１１２→共振コンデンサ１１３→第４のスイッチング素子１１０→平滑部１０６の向きに流れる。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　次に、第２のスイッチング素子１０８及び第３のスイッチング素子１０９が導通し、加熱コイル１１２及び共振コンデンサ１１３間に逆向きに平滑部１０６電圧を印加する。この期間中にも、共振回路１３０に電気的エネルギーが供給される。
　共振電流は、平滑部１０６→第３のスイッチング素子１０９→共振コンデンサ１１３→加熱コイル１１２→第２のスイッチング素子１０８→平滑部１０６の向きに流れる。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　以上のように、制御部１１６は、第１のスイッチング素子１０７と第４のスイッチング素子１１０の導通と、第２のスイッチング素子１０８と第３のスイッチング素子１０９の導通を排他的に交互に繰り返すことにより、加熱コイル１１２への共振電流供給による誘導加熱を行うことが可能である。
　鉄などの高抵抗金属の被加熱物１１４を加熱する際は、被加熱物１１４自体が抵抗が高いために磁界周波数が高い場合、十分な共振電流を流すことが出来ない。したがって制御部１１６は、まず第１に、共振コンデンサ１１３容量が大きくなるよう切り換えて、加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３及び被加熱物１１４の共振周波数を低くなるよう（本実施の形態では約２０ｋＨｚ）設定して、加熱コイル１１２から見た被加熱物１１４の抵抗が低くなるようにしている。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　また、第２に、制御部１１６は、第１制御モードでの第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８の交互導通だけでなく、第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０の導通と、第２のスイッチング素子１０８及び第３のスイッチング素子１０９の導通を交互におこなうように駆動することにより、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８のみを駆動させていた場合に比べ、共振回路１３０に印加される電圧を倍にしている。したがって被加熱物１１４抵抗が高くても十分な共振電流を流すことが可能になっている。
　ここで、第３のスイッチング素子１０９と第４のスイッチング素子１１０は、バイポーラ型のＩＧＢＴであるため、ユニポーラ型のスイッチング素子で行えるほどの高周波駆動は困難であるが、第１制御モードに比べ共振周波数が低いために、スイッチング素子の駆動周波数を共振周波数と略同一としてもターンオフ損失の増加を許容範囲に抑制することができる。また、被加熱物１１４の抵抗が高いためにジュール熱が増加するため、必要となる高周波共振電流も少なく、ターンオフ損失、導通時のオン損失も低く抑えられる。
　また、チョークコイル１０３、第５のスイッチング素子１０４及びダイオード１０５が力率改善部としても作用する昇圧部１２１を備えており、制御部１１６及び第２の制御部１２０によって出力電圧（平滑コンデンサ１０６電圧）の制御が行われている。
　切り換え部１１５のリレー接点を開から閉とすることによる共振コンデンサ１１３容量を大きく切り換えることによる共振電流周波数の低周波化、第１の制御モードからインバータ１１１に含まれる全てのスイッチング素子の駆動する第２の制御モードへのモード移行だけで必要となる出力が得られない場合には、昇圧部１２１による平滑コンデンサ１０６電圧を上昇させる制御を行うことにより、出力確保が容易となる。
　特に図示しないが、出力設定が低い場合や、被加熱物１１４が鋼板など少ない電流で発熱しやすい金属の場合には、全てのスイッチング素子を駆動させる必要はない。制御部１１６は、入力電流検知部１１８、または共振電流検知部１１９の検知信号が予め記憶しているしきい値以上であることを検知して、加熱出力が所定のレベル以上であると判断した場合には、第２制御モードで動作し、入力電流検知部１１８の検知信号、または共振電流検知部１１９の検知信号が予め記憶しているしきい値より小さいことを検知して、加熱出力が所定のレベルより低いと判断した場合には、第１制御モードに移行することにより、加熱出力が、所定のレベルより低い場合には高い場合に比べ電流経路に含まれるスイッチング素子の個数を減らし、装置の損失を低減する。
　次に、制御部１１６及び材質判別部１１７が、被加熱物１１４材質を低抵抗非磁性金属でかつ、使用者による出力設定が高いと判別した場合について説明する。
　第１制御モードで第１のスイッチング素子１０７及び第２のスイッチング素子１０８を駆動することによって、入力電流及び共振出力が変化し、図２において共振出力検知部１１９の検知出力が所定値より大きくかつ入力電流検知部１１８の検知出力が所定値以下に設定されたアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属領域になり、かつ出力設定が高い場合、制御部１１６は第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８の駆動を継続しつつ、第２の制御モードに移行して第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０の駆動も開始し、所定の入力電力となるようインバータ１１１出力を制御する。
　また同時に、制御部１１６及び材質判別部１１７は、入力電流検知部１１８及び共振出力検知部１１９の出力信号に基づいて被加熱物１１４の材質を低抵抗非磁性金属と判別したため、共振コンデンサ１１３の合成容量が小さくなるよう切り換え部１１５出力を開放とする制御を行い、加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３及び被加熱物１１４の共振周波数は約９０ｋＨｚに設定される。
　図６は、低抵抗非磁性金属製の被加熱物１１４を高出力で誘導加熱している際の各部電圧電流波形を示した図である。ここでは、入力電力が２．５ｋＷとなる例を示している。おおよそは低抵抗非磁性金属を２ｋＷで加熱している際の各部波形及び高抵抗金属を３ｋＷで加熱している際の各部波形と似ているが、大きく異なる点はスイッチング素子に流れている電流波形である。
　制御部１１６の制御により第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０の導通と、第２のスイッチング素子１０８及び第３のスイッチング素子１０９の導通が交互に行われ、インバータ１１１は加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３及び被加熱物１１４で決まる共振周波数を有する共振電流を加熱コイル１１２に供給する。加熱コイル１１２は高周波磁界を発生して被加熱物１１４を加熱する。
　図６に示すように、制御部１１６は、第１のスイッチング素子１０７と第４のスイッチング素子１１０の導通時、及び第２のスイッチング素子１０８と第３のスイッチング素子１０９の導通期間中に共振電流がそれぞれ１．５周期程度流れるよう、またそれぞれの導通する期間が略同一となるように導通期間の制御を行っている。
　共振電流の流れる経路を示しながら、制御部１１６が第２制御モードに移行した場合におけるインバータ１１１動作を説明する。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　まず、第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０が導通し、共振回路１３０の両端に平滑部１０６電圧を印加する。この期間中に、共振回路１３０の両端に電気的エネルギーが供給される。
　第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０の導通期間は、共振電流が１．５周期程度流れるよう設定されているため、第１のスイッチング素子１０７の内部構造に含まれる寄生ダイオードや、第４のスイッチング素子１１０に内包される逆導通ダイオードにも電流は流れる。
　つまり、共振電流は、平滑部１０６－第１のスイッチング素子１０７－加熱コイル１１２－共振コンデンサ１１３－第４のスイッチング素子１１０－平滑部１０６を循環するように流れる。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　次に、第２のスイッチング素子１０８及び第３のスイッチング素子１０９が導通し、加熱コイル１１２及び共振コンデンサ１１３間に逆向きに平滑部１０６電圧を印加する。この期間中にも、加熱コイル１１２及び共振コンデンサ１１３に電気的エネルギーが供給される。
　第２のスイッチング素子１０８及び第３のスイッチング素子１０９の導通期間も同様に、共振電流が１．５周期程度流れるよう設定されているため、第２のスイッチング素子１０８の内部構造に含まれる寄生ダイオードや、第３のスイッチング素子１０９に内包される逆導通ダイオードにも電流は流れる。共振電流は、第３のスイッチング素子１０９－共振コンデンサ１１３－加熱コイル１１２－第２のスイッチング素子１０８－平滑部１０６を循環するように流れる。
　以上のように、制御部１１６は、第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０の導通と、第２のスイッチング素子１０８と第３のスイッチング素子１０９の交互導通を繰り返すことにより、加熱コイル１１２への共振電流供給による誘導加熱を行う第２制御モードに移行することが可能である。
　この動作は、被加熱物１１４が低抵抗非磁性金属である場合に有効となる。被加熱物１１４が低抵抗非磁性金属であった場合、抵抗が低いために、高周波共振電流の減衰が少ない。そのため、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８、第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０の駆動時間を、共振周波数に対して長く設定しても共振が継続される。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　ここでは共振電流の周波数は、加熱コイル１１２、共振コンデンサ１１３及び被加熱物１１４で決定され、前述の約９０ｋＨｚとなる一方、スイッチング素子の駆動周波数は本実施の形態の場合、約３０ｋＨｚとなる。ターンオフ時の損失がテール発生のため大きくなるＩＧＢＴである第３のスイッチング素子１０９及び第４のスイッチング素子１１０においても、共振電流周波数に比べて駆動周波数が低くなるため、ターンオフ損失の増加を抑えることが可能である。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　また、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８だけでなく、第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０も駆動させることにより、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８のみを駆動させていた場合に比べ、加熱コイル１１２と共振コンデンサ１１３に印加される電圧を倍にしているため、出力設定が高くても必要とする共振電流を流すことが可能になっている。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　以上のように、本実施の形態では、第１及び第２のスイッチング素子１０７、１０８が交互導通し、第３のスイッチング素子１０９を遮断したまま、第４のスイッチング素子１１０は導通した状態のままとする第１制御モードと、第１のスイッチング素子１０７及び第４のスイッチング素子１１０の導通と、第２のスイッチング素子１０８及び第３のスイッチング素子１０９の導通を交互にする第２制御モードを有している。なお、第１制御モードにおいて、第３のスイッチング素子１０９を導通し第４のスイッチング素子１１０は遮断した状態のままとしても同様の動作を行うことができる。
　被加熱物１１４がアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属である場合には、スイッチング素子の高周波動作が必要なので、高速動作が可能なユニポーラ型の２個のスイッチング素子を直列接続した、第１及び第２のスイッチング素子１０７、１０８が交互導通する第１制御モードを選択する。
　また、被加熱物１１４が鉄などの高抵抗金属で高出力が必要な場合には、共振周波数を低くすると共に、低オン電圧化が可能なバイポーラ型の第３及び第４のスイッチング素子を、第１及び第２のスイッチング素子１０７、１０８の交互導通に合わせ、交互導通する第２制御モードを選択する。
　特に、高出力が必要でない場合には、第１及び第２のスイッチング素子１０７、１０８が交互導通する第１制御モードを選択する。
　さらに、高周波共振電流が必要でかつ、高出力が必要な場合には、全てのスイッチング素子を駆動する第２制御モードを選択するとともに、スイッチング素子導通期間を加熱コイル１１２に流れる共振電流１周期よりも長く制御する。
　このような制御モードの選択により、装置の低損失化が可能であり、冷却設計が容易となる誘導加熱装置とすることが可能である。
　本実施の形態において、出力設定が低い場合や、被加熱物１１４の状態によっては、第１制御モードを選択する例を挙げたが、これに限らず、スイッチング素子の冷却条件、オン損失とターンオフ損失の比率に応じて、第１のスイッチング素子１０７及び第２のスイッチング素子の一方を遮断し、他方は導通したままの状態で、第３のスイッチング素子１０９と第４のスイッチング素子１１０の交互導通とする第２制御モードを選択してもよい。
　また、切り換え部１１５はリレーとしたが、これに限らず、耐圧、電流容量などが許せば、半導体のスイッチング素子を使用してもよい。
　また、共振出力検知部１１９として、加熱コイル１１２電流を検知するカレントトランスの例を挙げたが、共振コンデンサ１１３電圧を検知してもよいし、インバータ１１１の直流電源となる平滑部１０６電流を検知しても同様の効果が得られる。
　制御部１１６と別に第２の制御部１２０を設ける構成を挙げたが、第２の制御部１２０の動作を制御部１１６で兼ねることも可能である。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　また、被加熱物１１４がアルミニウムなどの低抵抗非磁性金属と鉄などの高抵抗磁性金属を判別して第１制御モードか第２制御モードを選択する制御部１１６の例を挙げたが、例えば、非磁性金属であるがアルミニウムに比べて抵抗の高い非磁性ステンレスを、低抵抗非磁性金属及び鉄などの磁性とさらに抵抗の高い金属と区別して材質判別してもよい。さらに、磁性金属を鋼板と、鋼板よりも抵抗が高い鋳鉄または磁性ステンレスと区別するように材質判別しても良い。このように、材質判別を２種に限らず、３種、４種として判別し、スイッチング素子の導通期間制御、切り換え部１１５制御等を組み合わせて、必要なインバータ１１１出力を得てもよい。
　特に鍋音は、アルミニウムなどの低抵抗非磁性金属で軽い材質のものに特に顕著に現れる現象であるため、それ以外の材質の被加熱物１１４に加熱対象を限定するのであれば、平滑部１０６容量を必要に応じて小さくすればよい。力率の低下、入力電流の高調波成分が許容範囲内であれば、力率低下機能を有する昇圧部１２１を設ける必要はない。コスト、効果に鑑みて適宜組み合わせて構成すればよい。
　また、本実施の形態では、交互に導通する第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８の導通期間がほぼ同一となる例を挙げたがこれに限定するものではない。例えば、低抵抗非磁性金属の被加熱物１１４を加熱する際に、第１のスイッチング素子１０７導通期間を共振電流の１周期より短くなるよう制御して低抵抗非磁性金属以外の被加熱物１１４を加熱する際の電流波形と相似の状態にし、第２のスイッチング素子１０８導通期間は共振電流の１周期以上となるよう制御してもよい。
　また、第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８の導通期間が異なる場合に、その導通期間を入れ替えるように制御してもよい。第３のスイッチング素子１０９及び第４のスイッチング素子１１０についても同様である。
　本実施の形態のように、低抵抗非磁性金属の被加熱物１１４を加熱する際に、スイッチング素子の導通期間を共振電流の１周期以上に制御すると、共振電流のｎ周期（ｎは１以上の整数）の期間は電力供給に寄与しないので、スイッチング素子駆動１周期中にインバータ１１１電源である平滑部１０６から電力を供給する時間の比率が低下して、原理的に入力可能な加熱電力が低下する。しかしながら、例えば第１のスイッチング素子１０７導通期間は共振電流の１周期より短く、第２のスイッチング素子１０８の導通期間は共振電流の１周期以上となるよう制御する（またはその逆）ことで、平滑部１０６から電力を供給する時間比率を高めて、原理的に入力可能な加熱電力を増加させることが可能である。
　その場合、第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８の導通期間の差から発生する損失差が生じるが、第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８の導通期間を入れ替えるように制御することで、損失の平準化が可能である。
　また、第３のスイッチング素子１０９及び第４のスイッチング素子１１０でも同様である。
　（実施の形態２）
　図７は、本発明の第２の実施の形態における誘導加熱装置の概略回路図である。構成は実施の形態１の例である図１とほとんど同じであるため、異なる部分についてのみ説明する。
　図７において、制御部１１６は、各種検知部からの検知信号、使用者による操作等に基づいて、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８、第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０の導通及び遮断を制御することにより、インバータ１１１出力を制御する。
　また、制御部１１６は、内部に材質判別部１１７を内包しており、各種検知部からの検知信号から被加熱物１１４の材質を判別する。
　入力電流検知部１１８は、具体的にはカレントトランスで構成されている。入力電流検知部１１８検知信号は、制御部１１６に出力されるよう接続されている。
[規則91に基づく訂正 30.11.2010]　
　スイッチング素子電流検知部１２２は、第２のスイッチング素子１０８に流れる電流の検知部でありシャント抵抗で構成し、第２のスイッチング素子１０８電流を検知して、制御部１１６へ検知信号を出力する。
　以上のような構成において、第２のスイッチング素子１０８に流れる電流は、加熱コイル１１２に流れる電流が断続的に流れるものであり、その振幅から共振出力の大きさと密接な関係にある加熱コイル１１２電流を容易に推測することが出来るので、スイッチング素子電流検知部１２２を、実施の形態１における共振電流の大きさを検出する共振出力検知部１１９に代えて採用することができる。
　また、本実施の形態においても、実施の形態１と同様に、制御部１１６は、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８を交互導通させ、第３のスイッチング素子１０９を遮断させ、第４のスイッチング素子１１０を導通させた状態のままとする第１制御モードと、第１及び第４のスイッチング素子の導通と第２及び第３のスイッチング素子の導通を交互に行うように駆動する第２制御モードを持っている。
　したがって、インバータ１１１のスイッチング素子の駆動周期中に、少なくとも１回は第２のスイッチング素子１０８に共振電流が流れるため、スイッチング素子電流検知部１２２は、第２のスイッチング素子１０８の電流を検知することで、十分なサンプリング周期で加熱コイル１１２電流の検知を行うことが可能である。
　さらに、特に、第１制御モードで高周波動作を行うとノイズの影響を受けやすいが、例えば、第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８が誤動作によって同時導通してしまった際には、スイッチング素子電流検知部１２２出力が急変することで検知出来るため、制御部１１６は全てのスイッチング素子の駆動を緊急停止し、スイッチング素子の破壊を予防することが可能である。
　なお、本実施の形態において、スイッチング素子電流検知部１２２が第２のスイッチング素子１０８の電流を検知するように設けられたが、スイッチング素子電流検知部を第１のスイッチング素子１０７、第３のスイッチング素子１０９または第４のスイッチング素子１１０の電流を検知するように設けても同様に実施の形態１における共振電流の大きさを検出する共振出力検知部１１９に代えて採用することができる。
　（実施の形態３）
　図８は、本発明の第３の実施の形態における誘導加熱装置の概略回路図である。構成は実施の形態１の例である図１とほとんど同じであるため、異なる部分についてのみ説明する。
　図８において、リレー１２３の接点は、第４のスイッチング素子１１０に並列接続されており、制御部１１６からの信号により導通及び遮断を制御されている。
　制御部１１６は、各種検知部からの検知信号、使用者による操作等に基づいて、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８、第３のスイッチング素子１０９、第４のスイッチング素子１１０の導通及び遮断を制御することによりインバータ１１１出力を制御する。
　また、制御部１１６は、内部に材質判別部１１７を内包しており、各種検知部からの検知信号から被加熱物１１４の材質を判別する。
　入力電流検知部１１８は、具体的にはカレントトランスで構成されている。入力電流検知部１１８検知信号は、制御部１１６に出力されるよう接続されている。
　加熱コイル１１２電流検知部であるカレントトランス１１９は、共振出力の大きさを検知する共振出力検知部である。共振出力検知部１１９は、インバータ１１１の出力の大きさである加熱コイル１１２電流を検知して、制御部１１６へ検知信号を出力する。
　以上のような構成において、制御部１１６は、リレー１２３の接点を遮断した状態で、使用者による操作等に基づいて被加熱物１１４の加熱を開始する。材質判別部１１７が、被加熱物１１４材質を、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８のみが交互導通する第１制御モードが適切なものと判断した場合、制御部１１６は、一旦全てのスイッチング素子の駆動を停止した後、第３のスイッチング素子１０９を遮断し、リレー１２３を導通するよう制御する。その後、制御部１１６は再度第１のスイッチング素子１０７と第２のスイッチング素子１０８が交互導通するよう制御を行う。
　本実施の形態において、実施の形態１で図３に基づいて説明したように、低抵抗非磁性金属製の被加熱物１１４を入力電力が２ｋＷで誘導加熱している際には、制御部１１６は、第１のスイッチング素子１０７、第２のスイッチング素子１０８の駆動周波数が、共振電流周波数と略同一となるよう制御を行う。
　また、第３のスイッチング素子１０９は、実施の形態１と同様に遮断したままであるが、さらに第４のスイッチング素子１１０も遮断したままとなるよう制御される。代わりに、第４のスイッチング素子１１０に並列接続されたリレー１２３の接点が導通するよう制御され、共振電流はリレー１２３の接点を流れる。
　低抵抗非磁性金属製の被加熱物１１４を誘導加熱する際、十分な発熱を得るために、大きな共振電流を流す必要がある。従って、実施の形態１のように、第４のスイッチング素子１１０を導通したままの状態にすると、第４のスイッチング素子１１０にオン電圧と流れる電流の積に比例した導通損失が発生する。
　本実施の形態では、リレー１２３の接点を導通させるため、第４のスイッチング素子１１０には共振電流が流れない。また、接点抵抗が小さいリレー１２３の接点を選択、接続すれば、リレー１２３で発生する導通損失を十分に低減することが出来る。例えば、一般に使用される耐圧６００Ｖ、電流定格６０Ａのバイポーラ型スイッチング素子の場合、電流３０Ａを流した際の端子間電圧は１．５Ｖ程度（抵抗に換算して５０ｍΩ）であるが、リレーであれば、最大で２０ｍΩ程度であるため、導通損失は１／２以下に低減出来る。
　なお、本実施の形態において、リレー１２３の接点を第４のスイッチング素子１１０に並列接続することに代えて、第３のスイッチング素子１０９に並列に接続して、同様の動作をさせることにより、上記の効果と同様の効果を得ることができる。
　以上のように、本発明にかかる誘導加熱装置は、装置の低損失化が可能であり、冷却設計が容易となる誘導加熱装置を提供することが出来るので、誘導加熱調理器としてはもちろんのこと、誘導加熱式湯沸かし器、誘導加熱式アイロン、またはその他の誘導加熱式加熱装置などの用途にも適用できる。
　１０１　商用電源
　１０２　整流部
　１０３　チョークコイル
　１０４　第５のスイッチング素子
　１０５　ダイオード
　１０６　平滑部
　１０７　第１のスイッチング素子
　１０８　第２のスイッチング素子
　１０９　第３のスイッチング素子
　１１０　第４のスイッチング素子
　１１２　加熱コイル
　１１３　共振コンデンサ
　１１３ａ、１１３ｂ、１１３ｃ、１１３ｄ、１１３ｅ　コンデンサ
　１１４　被加熱物
　１１５　切り換え部（リレー）
　１１６　制御部
　１１７　材質判別部
　１１８　入力電流検知部
　１１９　共振出力検知部（カレントトランス）
　１２０　第２の制御部
　１２１　昇圧部
　１２２　スイッチング素子電流検知部
　１２３　リレー
　１３０　共振回路

Claims (11)

  1. 　平滑部と、
    　前記平滑部の出力端間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、
    　前記出力端間に接続された第３及び第４のスイッチング素子の直列回路と、
    　被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、
    　前記第１及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、
    　前記第３及び前記第４のスイッチング素子の一方を導通させ他方を遮断した状態で前記第１及び前記第２のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第１制御モードまたは前記第１及び前記第４のスイッチング素子の導通と前記第２及び前記第３のスイッチング素子の導通を交互に行う第２制御モードで前記共振回路に供給する共振電流の大きさを可変するように制御する制御部と
    を備え、
    　前記第１及び前記第２のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第３及び前記第４のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第１制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第２制御モードで動作する誘導加熱装置。
  2. 　平滑部と、
    　前記平滑部の出力端間に接続された第１及び第２のスイッチング素子の直列回路と、
    　前記出力端間に接続された第３及び第４のスイッチング素子の直列回路と、
    　被加熱物を誘導加熱するための加熱コイルと、
    　前記第１及び前記第２のスイッチング素子の接続点と前記第３及び第４のスイッチング素子の接続点との間に接続され、前記加熱コイルと共振回路を形成する共振コンデンサと、
    　前記第１及び前記第４のスイッチング素子の導通と前記第２及び前記第３のスイッチング素子の導通を交互に行う第２制御モードを有する制御部と
    を備え、
    　前記第３または前記第４のスイッチング素子のいずれか一方に並列に接続されたリレー接点を有し、前記第１及び前記第２のスイッチング素子をユニポーラ型とし、前記第３及び前記第４のスイッチング素子をバイポーラ型とするとともに、前記制御部は、前記リレー接点を導通させ前記リレー接点が並列に接続されていない前記第３または前記第４のスイッチング素子を遮断した状態で前記第１及び前記第４のスイッチング素子を交互に導通させる制御動作を行う第１制御モードをさらに有し、アルミニウム製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第１制御モードで動作し、鉄製の前記被加熱物を加熱する場合に前記第２制御モードで動作する誘導加熱装置。
  3. 　整流部と、
    　前記整流部の出力高電位側に一端を接続したチョークコイルと、
    　前記チョークコイルの他端にアノードが接続され前記平滑部の高電位側にカソードが接続されたダイオードと、
    　前記ダイオードのアノードと前記整流部の出力低電位側端子間に接続された第５のスイッチング素子とを備え、
    　制御部は、前記第５のスイッチング素子のオンオフを制御して前記整流部の出力電圧を昇圧して前記平滑部に供給する請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
  4. 　第１及び第２のスイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体材料で構成した請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
  5. 　商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
    　前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部を備え、
    　制御部は、前記入力電流検知部の入力電流検知信号が予め記憶しているしきい値より大きいと第２制御モードで動作し、前記入力電流検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第１制御モードに切り換える請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
  6. 　スイッチング素子電流検知部を備え、
    　制御部は、前記スイッチング素子電流検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値より大きい場合は第２制御モードで動作し、前記スイッチング素子電流検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第１制御モードに切り換える請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
  7. 　共振電流の大きさを検出する共振出力検知部を備え、
    　制御部は、前記共振出力検知部の検知信号の検知信号が予め記憶しているしきい値より大きい場合に第２制御モードで動作し、前記共振出力検知部の検知信号が予め記憶しているしきい値以下になると、第１制御モードに切り換える請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
  8. 　商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
    　前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、
    　第１、第２、第３または第４のスイッチング素子の電流を検知するスイッチング素子電流検知部と、
    　前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部とを備え、
    　制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に、第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子の少なくともいずれか１つの導通期間を加熱コイルに流れる共振電流１周期よりも長く制御する請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
  9. 　商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
    　前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、
    　共振電流の大きさを検出する共振出力検知部と、
    　前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記共振出力検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の入力電流検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部とを備え、
    　制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に、第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子の少なくともいずれか１つの導通期間を加熱コイルに流れる共振電流１周期よりも長く制御する請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
  10. 　商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
    　前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、
    　第１、第２、第３または第４のスイッチング素子の電流を検知するスイッチング素子電流検知部と、
    　前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさ及び前記スイッチング素子電流検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部と、
    　共振コンデンサの容量を切り換える切り換え部を備え、
    　制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質を鉄と判別した場合に、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に比べて前記共振コンデンサの容量が大きくなるよう切り換え部を動作させる請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
  11. 　商用電源を整流し平滑部に直流電圧を供給するための整流部と、
    　前記整流部の入力電流を検知する入力電流検知部と、
    　共振電流の大きさを検出する共振出力検知部と、
    　前記入力電流検知部の検知信号の大きさに対する前記共振出力検知部の検知信号の大きさ及び前記共振出力検知部の検知信号の大きさに対する前記入力電流検知部の検知信号の大きさとそれぞれについて予め記憶しているしきい値との比較により被加熱物の材質を判別する材質判別部と、
    　共振コンデンサの容量を切り換える切り換え部を備え、
    　制御部は、前記材質判別部が前記被加熱物材質を高抵抗率金属と判別した場合に、前記材質判別部が前記被加熱物材質をアルミニウムと判別した場合に比べて前記共振コンデンサの容量が大きくなるよう切り換え部を動作させる請求項１又は２に記載の誘導加熱装置。
PCT/JP2009/002084 2008-10-08 2009-05-13 誘導加熱装置 Ceased WO2010041354A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN2009801400066A CN102177765B (zh) 2008-10-08 2009-05-13 感应加热装置
US13/123,339 US8957354B2 (en) 2008-10-08 2009-05-13 Inductive heating device
JP2010532772A JP5309148B2 (ja) 2008-10-08 2009-05-13 誘導加熱装置
EP09818895.6A EP2334142B1 (en) 2008-10-08 2009-05-13 Inductive heating device

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008261439 2008-10-08
JP2008-261439 2008-10-08
JP2009091091 2009-04-03
JP2009-091091 2009-04-03

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2010041354A1 WO2010041354A1 (ja) 2010-04-15
WO2010041354A9 true WO2010041354A9 (ja) 2011-03-31

Family

ID=42100316

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2009/002084 Ceased WO2010041354A1 (ja) 2008-10-08 2009-05-13 誘導加熱装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8957354B2 (ja)
EP (1) EP2334142B1 (ja)
JP (1) JP5309148B2 (ja)
CN (1) CN102177765B (ja)
WO (1) WO2010041354A1 (ja)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2010277022B2 (en) * 2009-07-31 2014-06-26 Daikin Industries,Ltd. Power converter
JP5712760B2 (ja) * 2010-05-06 2015-05-07 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
JP5495960B2 (ja) * 2010-06-07 2014-05-21 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
JP5558295B2 (ja) * 2010-09-28 2014-07-23 三菱電機株式会社 炊飯器
JP5697408B2 (ja) * 2010-11-11 2015-04-08 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
WO2012098867A1 (ja) * 2011-01-19 2012-07-26 パナソニック株式会社 非接触充電装置の給電装置
WO2012120567A1 (ja) * 2011-03-10 2012-09-13 三菱電機株式会社 電力変換装置
ES2562337T3 (es) * 2011-03-29 2016-03-03 Mitsubishi Electric Corporation Cocina de calentamiento por inducción
WO2012132274A1 (ja) * 2011-03-29 2012-10-04 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
JP5677203B2 (ja) * 2011-06-08 2015-02-25 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
WO2013027178A2 (de) * 2011-08-23 2013-02-28 BSH Bosch und Siemens Hausgeräte GmbH Hausgerätevorrichtung
AU2012306504B2 (en) 2011-09-06 2015-08-20 Nicoventures Trading Limited Heating smokeable material
US10541533B2 (en) 2011-09-16 2020-01-21 Varentec, Inc. Systems and methods for edge of network voltage control of a power grid
US9014867B2 (en) 2011-09-16 2015-04-21 Varentec, Inc. Systems and methods for edge of network voltage control of a power grid
US9948100B2 (en) 2011-09-16 2018-04-17 Varentec, Inc. Zero droop voltage control for smart inverters
US9134746B2 (en) 2011-09-16 2015-09-15 Varentec, Inc. Systems and methods for harmonic resonance control
US9104184B2 (en) 2011-09-16 2015-08-11 Varentec, Inc. Systems and methods for switch-controlled VAR sources coupled to a power grid
WO2013086242A1 (en) * 2011-12-06 2013-06-13 Varentec, Inc. Systems and methods for harmonic resonance control
US9065321B2 (en) 2011-12-22 2015-06-23 Varentec, Inc. Isolated dynamic current converters
US9304522B2 (en) 2012-04-19 2016-04-05 Varentec, Inc. Systems and methods for dynamic AC line voltage regulation with energy saving tracking
ITVR20120179A1 (it) 2012-09-05 2014-03-06 Inoxpiu S R L Procedimento di riscaldamento ad induzione per cucine ad uso industriale e domestico con ottimizzazione della potenza erogata
GB201217067D0 (en) 2012-09-25 2012-11-07 British American Tobacco Co Heating smokable material
JP5546617B2 (ja) * 2012-12-19 2014-07-09 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
JP5540063B2 (ja) * 2012-12-19 2014-07-02 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
CN104302028B (zh) * 2013-07-17 2017-06-16 广东美的厨房电器制造有限公司 高频加热设备及其电源控制方法和电源控制装置
WO2016071824A1 (de) * 2014-11-06 2016-05-12 BSH Hausgeräte GmbH Gargerätevorrichtung
JP5921650B2 (ja) * 2014-11-25 2016-05-24 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
JP6173623B2 (ja) * 2015-07-31 2017-08-02 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器及びその制御方法
US11924930B2 (en) 2015-08-31 2024-03-05 Nicoventures Trading Limited Article for use with apparatus for heating smokable material
US20170055584A1 (en) * 2015-08-31 2017-03-02 British American Tobacco (Investments) Limited Article for use with apparatus for heating smokable material
US20170119046A1 (en) 2015-10-30 2017-05-04 British American Tobacco (Investments) Limited Apparatus for Heating Smokable Material
EP3675599B1 (en) * 2017-08-24 2021-09-01 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Induction-heating cooker
KR102172413B1 (ko) 2017-10-11 2020-10-30 엘지전자 주식회사 유도 가열 장치
EP3534673B1 (en) * 2018-03-02 2021-09-15 Electrolux Appliances Aktiebolag Induction hob and method for operating an induction hob
DE102019105407A1 (de) * 2019-03-04 2020-09-10 Miele & Cie. Kg Verfahren zum Betrieb einer Kochstelle eines Induktionskochfelds mit einem Kochgeschirr
KR102201189B1 (ko) * 2019-09-05 2021-01-08 엘지전자 주식회사 유도 가열 장치
CN113133137B (zh) * 2019-12-31 2022-09-30 广东美的白色家电技术创新中心有限公司 一种加热电路
CN113133147B (zh) * 2019-12-31 2022-10-11 广东美的白色家电技术创新中心有限公司 一种加热电路
EP3908078B1 (en) 2020-05-06 2025-07-02 LG Electronics Inc. Induction heating apparatus and method for controlling same
KR20210148638A (ko) * 2020-06-01 2021-12-08 코웨이 주식회사 전력변환장치, 이를 포함하는 전기레인지 및 그 제어방법

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4820891A (en) * 1986-11-29 1989-04-11 Kabushiki Kaisha Toshiba Induction heated cooking apparatus
JP2712732B2 (ja) 1990-03-20 1998-02-16 松下電器産業株式会社 誘導加熱調理器
JPH04280475A (ja) * 1991-03-08 1992-10-06 Fuji Electric Co Ltd 半導体スイッチング装置
JPH06111928A (ja) 1992-09-29 1994-04-22 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘導加熱調理器
JPH06290863A (ja) * 1993-04-02 1994-10-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 誘導加熱調理器
DE10101744C1 (de) * 2001-01-16 2002-08-08 Siemens Ag Elektronische Schalteinrichtung und Betriebsverfahren
KR100688736B1 (ko) 2002-01-25 2007-03-02 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 유도가열장치
JP2003333861A (ja) * 2002-05-10 2003-11-21 Canon Inc 電源装置およびその設計方法、並びに、発電装置
JP4036266B2 (ja) * 2003-11-17 2008-01-23 三菱電機株式会社 誘導加熱調理器
JP4310293B2 (ja) * 2005-05-30 2009-08-05 日立アプライアンス株式会社 誘導加熱装置
US7420828B2 (en) * 2005-06-02 2008-09-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Induction heating apparatus
ES2300168B1 (es) * 2005-10-27 2009-05-08 Bsh Electrodomesticos España, S.A. Encimera de cocina y procedimiento para el funcionamiento de una encimera de cocina.
JP2007135252A (ja) * 2005-11-08 2007-05-31 Hitachi Ltd 電力変換装置
US8796602B2 (en) * 2006-02-02 2014-08-05 Panasonic Corporation Induction heating apparatus
JP4444243B2 (ja) * 2006-06-27 2010-03-31 パナソニック株式会社 誘導加熱装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN102177765B (zh) 2013-10-02
EP2334142A1 (en) 2011-06-15
EP2334142B1 (en) 2018-10-24
US8957354B2 (en) 2015-02-17
CN102177765A (zh) 2011-09-07
WO2010041354A1 (ja) 2010-04-15
US20110192838A1 (en) 2011-08-11
EP2334142A4 (en) 2014-11-12
JP5309148B2 (ja) 2013-10-09
JPWO2010041354A1 (ja) 2012-03-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5309148B2 (ja) 誘導加熱装置
JP4900248B2 (ja) 誘導加熱装置
JP5658692B2 (ja) 誘導加熱装置
KR100693231B1 (ko) 유도 가열 조리기
CN100569031C (zh) 感应加热烹调器
CN101841945A (zh) 电磁感应加热装置
CN103548416B (zh) 感应加热装置及其运行方法和带感应加热装置的家用器具
JP2010267636A (ja) 誘導加熱調理器
JP5003602B2 (ja) 誘導加熱装置
JP6931792B2 (ja) 誘導加熱装置およびその駆動制御方法
JP2001068260A (ja) 誘導加熱調理器
JP4289002B2 (ja) 誘導加熱装置
JP4978059B2 (ja) 誘導加熱装置
JP4383942B2 (ja) 誘導加熱調理器
JP2007335274A (ja) 誘導加熱調理器
JP2005149737A (ja) 誘導加熱装置
JP2008010165A (ja) 誘導加熱装置
JP4992818B2 (ja) 誘導加熱装置
JP2005149736A (ja) 誘導加熱装置
JP2010055760A (ja) 誘導加熱装置
JP4000992B2 (ja) 誘導加熱装置
JP2015079763A (ja) 誘導加熱調理器
JP4613687B2 (ja) 誘導加熱装置
Liu High frequency inverter power stage design considerations for non-magnetic materials induction cooking
JP6916098B2 (ja) 電磁誘導加熱調理器

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200980140006.6

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 09818895

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2010532772

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 13123339

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2009818895

Country of ref document: EP