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WO2012120567A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2012120567A1
WO2012120567A1 PCT/JP2011/001403 JP2011001403W WO2012120567A1 WO 2012120567 A1 WO2012120567 A1 WO 2012120567A1 JP 2011001403 W JP2011001403 W JP 2011001403W WO 2012120567 A1 WO2012120567 A1 WO 2012120567A1
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WO
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switching element
predetermined value
power
conversion device
power conversion
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PCT/JP2011/001403
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English (en)
French (fr)
Inventor
今中　晶
雅哉 原川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
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Priority to JP2013503227A priority patent/JP5752234B2/ja
Priority to US14/000,255 priority patent/US20140009096A1/en
Priority to CN201180069181.8A priority patent/CN103534916A/zh
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Definitions

  • This invention relates to a switching element and its peripheral circuit in a power converter.
  • Patent Document 1 discloses a step-up chopper circuit that uses a wide band gap semiconductor using SiC, GaN, or the like as a switching element of a conventional power conversion device and takes advantage of these high-speed switching characteristics.
  • Patent Document 2 discloses an example of a three-phase inverter using an SiC element as a switching element
  • Patent Document 3 discloses an example of using an SiC element as a switching element of a three-phase three-level converter.
  • Patent Document 4 discloses an example in which a wide band gap semiconductor using SiC, GaN, or the like is used for a PWM converter that obtains a DC voltage from an AC power supply.
  • SiC-MOS transistors have the features of low switching loss and high-speed switching. As a result, for example, when a SiC-MOS transistor is used in a power conversion device, the filter of the power conversion device and a current limiting reactor can be reduced in size. Loss can be reduced.
  • the SiC-MOS transistor chip is not designed to have a low gate threshold voltage, the on-resistance of the SiC-MOS transistor increases, leading to an increase in conduction loss.
  • the chip is designed so that the gate threshold voltage is close to zero voltage, or the chip is designed so that the gate threshold voltage is equal to or lower than zero voltage, that is, so-called normally-on.
  • the switch main circuit voltage is lowered before the power breaker connected to the power conversion device is cut off or the switch main circuit voltage decreases due to a power failure or the like.
  • the control circuit voltage for controlling is interrupted, a negative voltage cannot be continuously applied as the gate voltage, and the gate voltage becomes zero.
  • the main circuit voltage stored in the capacitor or the like is applied between the drain and the source of the SiC-MOS transistor, the SiC-MOS transistor that should be in the off state is turned on, and an excessive current including the capacitor discharge current is generated. Current flows through the SiC-MOS transistor, and the SiC-MOS transistor is destroyed.
  • the main circuit voltage rises before the voltage of the control circuit rises to a value at which the control circuit can operate, and the voltage between the drain and source of the SiC-MOS transistor is increased.
  • the SiC-MOS transistor is turned on, so that an excessive current including the capacitor discharge current flows through the SiC-MOS transistor as in the above case. There was a problem that the SiC-MOS transistor was destroyed.
  • the present invention has been made in view of the above-described problems, and the main circuit voltage such as when the power to the control circuit for controlling the switching element is interrupted or when the control power voltage increases after the power is turned on is
  • An object of the present invention is to provide a power converter capable of preventing an excessive current from flowing through a switching element even when a control circuit voltage is lowered in an applied state and preventing the switching element from being destroyed.
  • the power conversion device includes a first switching element whose gate voltage threshold is a first predetermined value and a second switching element whose gate voltage threshold is a second predetermined value higher than the first predetermined value.
  • a pair of switch parts composed of switching elements are connected to a DC power supply input terminal for inputting a DC voltage to the switch part (Claim 1).
  • the power conversion device includes a third switching element connected in series to the switch unit and having a gate voltage lower than the second predetermined value, and a connection point between the switch unit and the third switching element. Is connected to a load (claim 2).
  • the power conversion device is characterized in that one of connection points of the first switching element and the second switching element is connected to a load (claim 3).
  • the load is an electric motor, an AC power source, or a reactor (Claim 4).
  • the power conversion device has an output terminal connected to a load, a circuit in which the switch unit and a diode are connected in series and the output terminal are connected in parallel, the diode and the switch unit,
  • This is a step-up chopper circuit in which a reactor is connected to the connection point of (Claim 5).
  • a first control unit that controls a gate signal of the switching element so that the number of times of switching the first switching element is greater than the number of times of switching the second switching element.
  • the first control unit always turns on an input signal to the first switching element when a DC voltage sufficient to operate normally is input to the gate terminal of the second switching element.
  • the gate drive signals of the first switching element and the second switching element are controlled so as to modulate the pulse width of the input signal.
  • a plurality of switch units having a plurality of first switching elements connected in series whose gate voltage threshold is a first predetermined value are connected in parallel to a DC power supply input terminal for applying a DC voltage to the switch unit.
  • the gate voltage threshold is higher than the first predetermined value between the switched switch circuit, the control unit that controls the first switching element to be turned on or off, and the switch circuit and the DC power supply input terminal.
  • a second switching element having a second predetermined value, Any one connection point between the plurality of first switching elements connected in series is connected to a load (Claim 8).
  • the second switching element is connected between a positive side of the switch circuit and a positive side of the DC power supply input terminal (Claim 9).
  • the second switching element is connected between a negative electrode side of the switch circuit and a negative electrode side of the DC power supply input terminal (claim 10).
  • the second switching element is connected between a positive side of the switch circuit and a positive side of the DC power input terminal and between a negative side of the switch circuit and a negative side of the DC power input terminal. (Claim 11).
  • the control unit performs control to turn on or off the first switching element so that a desired voltage is applied to the load after the second switching element is turned on. (Claim 12).
  • a first switching element having a gate voltage threshold value that is a first predetermined value and a second switching element having a gate voltage threshold value that is a second predetermined value that is higher than the first predetermined value are connected in series.
  • the switch unit controls a plurality of switch circuits connected in parallel to a DC power supply input terminal for applying a DC voltage to the switch unit, and the first switching element and the second switching element are turned on or off.
  • a control unit wherein any one connection point between the first switching element and the second switching element connected in series is connected to a load (claim 13).
  • the switch unit is characterized in that the first switching element is connected to the positive side of the DC power input terminal, and the second switching element is connected to the negative side of the DC power input terminal. (Claim 14).
  • the switch unit is characterized in that the first switching element is connected to the negative electrode side of the DC power supply input terminal, and the second switching element is connected to the positive electrode side of the DC power supply input terminal. (Claim 15).
  • a third switching element having a gate voltage threshold value that is a third predetermined value higher than the first predetermined value is provided between the positive electrode side of the switch circuit and the positive electrode side of the DC power supply input terminal. (Claim 16).
  • a third switching element having a third predetermined value whose gate voltage threshold is higher than the first predetermined value is provided between the negative electrode side of the switch circuit and the negative electrode side of the DC power supply input terminal. (Claim 17).
  • a gate voltage threshold is between the positive side of the switch circuit and the positive side of the DC power input terminal and between the negative side of the switch circuit and the negative side of the DC power input terminal.
  • a third switching element having a third predetermined value higher than the value is provided (claim 18).
  • control unit performs control to turn on or off the first switching element so that a desired voltage is applied to the load after the second switching element is turned on. (Claim 19).
  • a diode is connected in antiparallel with the second switching element (claim 20).
  • the second switching element and the third switching element are switching elements having a gate voltage threshold value higher than 2V (Claim 22).
  • the first switching element is a switching element having a gate threshold voltage of 2 V or less (claim 23).
  • the second switching element and the third switching element are IGBTs or MOSFETs made of silicon (Claim 24).
  • the first switching element is a unipolar switching element of SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride) which is a wide band gap semiconductor (claim 25).
  • the first switching element whose gate voltage threshold is the first predetermined value and the second switching element whose gate voltage threshold is higher than the first predetermined value By configuring the pair of switch parts including the second switching element having a predetermined value to be connected to a DC power supply input terminal for inputting a DC voltage to the switch part, the first switching element and the first switching element.
  • the first switching element whose gate voltage threshold is the first predetermined value cannot be turned off among the switching elements.
  • the second switching element whose gate voltage threshold is a second predetermined value higher than the first predetermined value is turned off.
  • the power converter includes a third switching element connected in series to the switch unit and having a gate voltage lower than the second predetermined value, and a connection point between the switch unit and the third switching element. Is configured to be connected to a load, so that even if the power to the switching element in the switch unit and the circuit for controlling the third switching element is cut off, the second switching element in the switch unit The current can be surely interrupted, and the switch unit and the third switching element having a gate voltage threshold connected in series with the switch unit and lower than the second predetermined value can reduce any voltage with low loss. Can be applied to the load.
  • the gate voltage threshold value is increased without increasing the number of switching elements. Any voltage can be applied to the load with a low loss by the switching element whose is less than or equal to a predetermined value.
  • the power converter has an output terminal connected to a load, a circuit in which the switch unit and a diode are connected in series and the output terminal are connected in parallel, and the diode and the switch unit
  • a step-up chopper circuit capable of low loss and high carrier operation can be configured with high reliability.
  • the first control unit is configured to control the gate signal of the switching element so that the number of times of switching the first switching element is greater than the number of times of switching the second switching element.
  • the first control unit always turns on an input signal to the first switching element when a DC voltage sufficient to operate normally is input, and the gate terminal of the second switching element By controlling the gate drive signals of the first switching element and the second switching element so as to modulate the pulse width of the input signal to the input signal, for example, when turning on the power to the power converter, When both the first switching element and the second switching element are turned on at the same time, an excessive current is prevented from flowing through the first switching element and the second switching element, and the switching element is destroyed. Can be prevented.
  • a plurality of switch units having a plurality of first switching elements connected in series whose gate voltage threshold is a first predetermined value are connected in parallel to a DC power supply input terminal for applying a DC voltage to the switch unit.
  • the gate voltage threshold is higher than the first predetermined value between the switched switch circuit, the control unit that controls the first switching element to be turned on or off, and the switch circuit and the DC power supply input terminal.
  • switching is performed by connecting a diode in antiparallel with a second switching element having a gate voltage threshold value of a second predetermined value or a third switching element having a gate voltage threshold value lower than the second predetermined value.
  • the load of the power conversion device is a motor or the like
  • the energy stored in the inductance on the load side can be regenerated to the DC power source, and the second switching It is possible to prevent an excessive voltage from being generated in the element and the third switching element.
  • the first switching element whose gate voltage threshold is the first predetermined value can switch the power conversion device to low loss or high carrier by using a switching element whose gate threshold voltage is 2 V or less.
  • the second switching element whose gate voltage threshold is the second predetermined value and the third switching element whose gate voltage threshold is lower than the second predetermined value use IGBTs or MOSFETs made of silicon. There is an advantage that it can be configured inexpensively.
  • the first switching element whose gate voltage threshold is the first predetermined value is a power conversion by using a SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride) unipolar switching element which is a wide band gap semiconductor.
  • the device can be switched to low loss or high carrier.
  • FIG. FIG. 2 is a configuration example when applied to a three-phase inverter circuit in the power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
  • the three-phase AC voltage input from the AC power supply 20 is rectified by the diode bridge 22 via the switch 21 and supplied to the capacitor 23 as a DC voltage.
  • the first switching elements 24a and 24b, 25a and 25b, and 26a and 26b whose gate voltage threshold is the first predetermined value are connected in series, respectively, and the gate voltage threshold is higher than the first predetermined value.
  • the second switching element 40a and 24b which are second predetermined values
  • the second switching element 41a, 25b and the gate voltage threshold which are second predetermined values whose gate voltage threshold is higher than the first predetermined value.
  • Second switching elements 42a and 26b having a second predetermined value higher than the first predetermined value are connected in series to constitute one arm as the first switch unit.
  • DC power supply input terminals 33a and 33b for inputting a DC voltage of the capacitor 23 to the first switch unit are provided at both ends of the capacitor 23, and the first power supply input terminals 33a and 33b are connected in parallel to the capacitor 23 via the DC power supply input terminal.
  • One switch unit is connected to form three arms.
  • connection points of the switching elements 24a and 24b, the connection points of 25a and 25b, and the connection points of 26a and 26b are connected to the three-phase motor 28, respectively.
  • each of the first switching elements 24 a, 24 b, 25 a, 25 b, 26 a and 26 b whose gate voltage threshold is the first predetermined value is caused by the body diode formed in each element.
  • An antiparallel diode as a free-wheeling diode of the switching element is configured.
  • the freewheeling diodes 40b, 41b, and 42b are connected in reverse parallel to the second switching elements 40a, 41a, and 42a, respectively, whose gate voltage threshold is a second predetermined value that is higher than the first predetermined value. .
  • the control power source 29 connected to the AC power source 20 via the switch 21 supplies a control circuit voltage for operating the control circuit in the second control unit 30a, and this second control unit 30a outputs a gate drive signal 31a for turning on / off the switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a, 26b and 40a, 41a, 42a.
  • the switch 21 when the switch 21 is turned on, a voltage is applied from the AC power supply 20 to the capacitor 23, and a necessary voltage is output from the control power supply 29 to the second control unit 30a.
  • the control circuit voltage output from the control power supply 29 is equal to or greater than a predetermined value sufficient for the internal circuit of the second control unit 30a to operate normally, the three-phase motor 28 is desired.
  • One of the combinations of switching elements 24a and 24b, 25a and 25b, and 26a and 26b connected in series to the second control unit 30a is turned on, and the other is turned off.
  • the gate drive signal 31a is output.
  • the switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b have a gate voltage threshold value of a first predetermined value, and this predetermined value is a low voltage of 2 V or less.
  • this predetermined value is a low voltage of 2 V or less.
  • the second control unit 30a outputs the gate drive signal 31a so that the switching elements 40a, 40b, and 40c are turned on when the control circuit voltage output from the control power supply 29 is equal to or higher than a predetermined value. Conversely, when the output voltage of the three-phase AC power supply 20 decreases or the switch 21 is turned off, the output voltage of the control power supply 29 decreases.
  • the second control unit 30a monitors the control circuit voltage output from the control power supply 29, and turns off the switching elements 40a, 41a, and 42a when the control circuit voltage becomes a preset value or less.
  • the gate drive signal 31a is output at the same time.
  • the second switching elements 40a, 41a and 42a having the second predetermined value whose gate voltage threshold is higher than the first predetermined value are not present, the second control output from the control power source 29 is performed.
  • the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b whose gate voltage threshold is the first predetermined value under the condition that there is a residual voltage across the capacitor 23 when the control circuit voltage of the unit 30a becomes zero 26a and 26b, for example, when two switching elements connected in series with each other, such as switching elements 24a and 24b, malfunction and turn on due to noise or the like, the capacitor 23 is short-circuited and an excessive current flows in the switching element. Due to the flow, the first switching element was destroyed.
  • switching elements 24a and 25b instead of the two switching elements connected in series as described above, the switching When the period in which the elements are simultaneously turned on is long, the current flowing through the switching element via the three-phase motor 28 increases, and these switching elements are destroyed.
  • the gate voltage threshold value of the switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a, and 26b is equal to or lower than zero voltage, the output voltage of the control power supply 29 is reduced and the control circuit voltage of the second control unit 30a is zero.
  • the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a, and 26b are in the on state regardless of the state that the gate drive signal 31a outputs zero voltage due to the voltage, and there is no influence of noise or the like. However, since the capacitor 23 is short-circuited and an excessive current flows through the switching element, the first switching element is easily destroyed.
  • the second switching elements 40a, 41a and 42a whose gate voltage threshold is a second predetermined value higher than the first predetermined value. Therefore, since the excessive current flowing through the switching element is cut off, it is possible to prevent the switching element from being broken due to the erroneous firing of the switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b as described above.
  • control circuit voltage output from the control power supply 29 is monitored by the second control unit 30a, and the gate switching is performed so that the second switching elements 40a, 41a and 42a are turned off when the voltage is lower than a preset value.
  • the second switching element 40a when the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a, and 26b are off even if the control circuit voltage does not decrease,
  • the second control unit 30a may control to turn off 41a and 42a.
  • the body diode formed in the elements of the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b whose gate voltage threshold is the first predetermined value is used in reverse parallel as a freewheeling diode.
  • a diode is configured, it goes without saying that the same effect as described above can be obtained even if another diode is connected in antiparallel to each of the switching elements to have the same function as the freewheeling diode.
  • the second switching elements 40a, 41a and 42a having a gate voltage threshold value which is a second predetermined value from the first predetermined value are provided on the lower arm side.
  • the second switching elements are provided on the upper arm side.
  • one arm has a second switching element having a second predetermined value whose gate voltage threshold is higher than the first predetermined value on the upper arm side, and another arm has a gate threshold voltage of the first value. Needless to say, the same effect as described above can be obtained even when the second switching element having a second predetermined value higher than the one predetermined value is provided on the lower arm side.
  • FIG. 1 is a power conversion device of an example different from the above in Embodiment 1 of the present invention, and is a configuration example when applied to a boost chopper circuit.
  • an AC voltage input from an AC power source 1 is rectified by a diode bridge 3 via a switch 2 and supplied to a capacitor 4 as a DC voltage.
  • a first switching element 6 having a gate voltage threshold value that is a first predetermined value and a second switching element 7 having a gate voltage threshold value that is a second predetermined value that is higher than the first predetermined value are connected in series.
  • the first switch part is configured.
  • DC power supply input terminals 17a and 17b for inputting the DC voltage of the capacitor 4 to the first switch unit are provided at both ends of the capacitor 4, and the voltage from the boost chopper circuit is applied to both ends of the capacitor 9.
  • Output terminals 18a and 18b for outputting to a load are provided.
  • the cathode of the diode 5 and the positive side of the capacitor 9 are connected, and the second switching element 7 in the first switch unit is connected to the first side.
  • the opposite terminal connected to one switching element 6 is connected to the negative electrode side of the capacitor 8.
  • the input terminal 17a and one end of the coil 8 are connected, and the other end of the coil 8 and the anode of the diode 5 are connected.
  • the positive terminal of the capacitor 9 and the output terminal 18a are connected, the negative terminal of the capacitor 9 and the input terminal 17b, the opposite terminal connected to the first switching element 6 of the second switching element 7 and the output.
  • Terminal 18b is connected.
  • a load device 10 such as an inverter circuit, a resistor, or a battery is connected between the output terminals 18a and 18b.
  • control power supply 11 connected to the AC power supply 1 via the switch 2 supplies a control circuit voltage for operating the control circuit in the first control unit 12.
  • the first controller 12 receives the output from the DC voltage command setter 13 and the voltage of the capacitor 9 detected by the DC voltage detector 14, and the gates of the first switching element 6 and the second switching element 7. Drive signals 15 and 16 are output, respectively.
  • the switch 2 when the switch 2 is turned on, the alternating current power 1 is converted from alternating current to direct current by the control power supply 11, and a necessary direct current voltage is output to the first control unit 12.
  • the first control unit 12 When the switch 2 is turned on and the control power supply 11 is outputting the DC voltage required by the first control unit 12, the first control unit 12 is set by the DC voltage command setting unit 13.
  • the gate drive signal 15 whose pulse width is controlled so that the voltage across the capacitor 9 matches the DC voltage command value of the capacitor 9 is output, and the gate drive signal 16 is always on.
  • the gate drive signal 15 of the first switching element 6 whose gate voltage threshold is the first predetermined value outputs a positive voltage when turning on the output of the first switching element 6 and turns it off. Sometimes, the negative voltage is output so that the switching element 6 is surely kept in the OFF state.
  • the gate drive signal 16 of the second switching element 7 whose gate voltage threshold is a second predetermined value higher than the first predetermined value outputs a positive voltage when the output of the switching element 7 is turned on. Conversely, when turning off, a negative voltage or zero voltage is output.
  • the first control unit 12 monitors the control circuit voltage input from the control power supply 11, and when the control circuit voltage falls below a preset value, the first switching element 6 and the second switching element 7.
  • the gate drive signals 15 and 16 are output so that the output of is turned off. That is, a negative voltage is output for the gate drive signal 15 and a negative or zero voltage is output for the gate drive signal 16.
  • the gate drive signal 15 that has output the negative voltage also becomes zero voltage.
  • the gate voltage threshold of the first switching element 6 is the first predetermined value, and this predetermined value is a low voltage of 2 V or less.
  • the output of the first switching element 6 is turned on.
  • the gate voltage threshold value of the first switching element 6 is equal to or lower than zero voltage, the first switching element 6 turned off when the gate drive signal 15 drops to zero voltage even if noise is not superimposed. Output is turned on again.
  • the gate voltage threshold value of the second switching element 7 connected in series to the first switching element 6 is higher than the first predetermined value. Therefore, even if noise is superimposed, the voltage of the gate drive signal 16 does not exceed the gate voltage threshold value of the second switching element 7 and the output of the second switching element 7 is turned on. Therefore, it is possible to prevent destruction caused by erroneous firing of the first switching element 6. Even when the switch 2 is not provided, the same problem as described above occurs when the voltage of the AC power supply 1 decreases due to a power failure or the like. In this case as well, by applying the first embodiment, Destruction can be prevented.
  • the first switching element 6 having a gate voltage threshold value of the first predetermined value
  • a bipolar element The switching loss can be reduced as compared with the case where an IGBT or the like is used.
  • the control power supply 11 when the control power supply 11 outputs a voltage that is sufficiently large to cause the first control unit 12 to operate normally, it is set by the DC voltage command setting unit 13.
  • the first control unit 12 controls the pulse width of the gate drive signal 15 so that the voltage across the capacitor 9 detected by the DC voltage detector 14 matches the DC voltage command value of the capacitor 9.
  • the gate drive signal 15 is input to the first switching element 6 whose gate voltage threshold is the first predetermined value to perform switching, and the second predetermined value whose gate voltage threshold is higher than the first predetermined value.
  • the second switching element 7 When the second switching element 7 is always turned on, a switching loss occurs only in the first switching element 6 whose gate voltage threshold value with a small switching loss is the first predetermined value. There is an effect that can be reduced.
  • a part of the switching is performed at a second predetermined value whose gate voltage threshold is higher than the first predetermined value. Control may be performed so that the second switching element 7 is shared by a certain second switching element 7 and the second switching element 7 is switched less frequently than the first switching element 6.
  • the positions of the first switching element 6 and the second switching element 7 may be interchanged, and an antiparallel diode may be attached thereto. Further, a switching element may be used instead of the diode 5. 1 shows a case where the AC power source 1 is a single-phase AC power source, but it may of course be a three-phase AC power source or a DC power source such as a battery. Further, the internal configuration of the first control unit 12 can be devised to detect up to the current of the reactor 8 and use it for control, but it goes without saying that all are included in the present invention.
  • the control circuit voltage input from the control power supply 11 is monitored by the first control unit 12, and when the voltage is lower than a preset value, the first switching element 6 and the second switching element 6
  • a switch different from the first control unit 12 is provided, and when the switch is turned off, the switching element 6
  • the switching element 6 Even when the circuit is configured so that the switching element 7 is turned off, when the control power supply 11 is lowered, the switching element 6 can be prevented from being broken due to an erroneous ignition in the same operation as described above.
  • FIG. FIG. 3 is a configuration example when applied to a three-phase inverter circuit in the power conversion device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • symbol is attached
  • first switching elements 24a and 24b, 25a and 25b, and 26a and 26b having a gate voltage threshold value of a first predetermined value are connected in series to constitute one arm as a second switch unit. ing.
  • DC power supply input terminals 33a and 33b for inputting a DC voltage of the capacitor 23 to the second switch unit are provided at both ends of the capacitor 23, and the first power supply input terminals 33a and 33b are connected in parallel to the capacitor 23 via the DC power supply input terminal.
  • Two switch parts are connected in parallel to form a three-arm.
  • a second switching element 27a whose gate voltage threshold is a second predetermined value higher than the first predetermined value is connected between the three arms and the DC power supply input terminal 33a.
  • the first switching element whose gate voltage threshold is the first predetermined value SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride) which is a wide band gap semiconductor so as to reduce switching loss and conduction loss.
  • the unipolar switching element is used.
  • a control power source 29 connected to the AC power source 20 via the switch 21 supplies a control circuit voltage for moving the third control unit 30b, and the switching element 24a, 24b, 25a, 25b, a switch for turning on or off a gate drive signal 31b for turning on or off and a second switching element 27a whose gate voltage threshold is a second predetermined value higher than the first predetermined value
  • a control signal 32 is output.
  • the third control unit 30b if the control circuit voltage output from the control power supply 29 is equal to or higher than a predetermined value, the first switching element 24a connected in series so that a desired voltage is applied to the motor 28, and The gate drive signal 31b is output so that one of each of 24b, 25a and 25b, and 26a and 26b is turned on and the other is turned off.
  • the switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b have a gate voltage threshold value of a first predetermined value, and this predetermined value is a low voltage of 2V or less.
  • Voltage is output as the gate drive signal 31b from the third control unit 30b, and when the switching elements are turned off, the negative voltage is applied to the third control unit so that the switching elements are surely kept in the off state.
  • 30b is output as a gate drive signal 31b.
  • the third control unit 30b outputs a switch control signal 32 so that the second switching element 27a is turned on if the control circuit voltage output from the control power supply 29 is equal to or higher than a predetermined value. Conversely, when the voltage of the three-phase AC power supply 20 decreases or the switch 21 is turned off, the output voltage of the control power supply 29 decreases.
  • the third control unit 30b monitors the control circuit voltage input from the control power supply 29, and the switch control signal 32 is turned off so that the second switching element 27a is turned off when the control circuit voltage becomes lower than a preset value. Is output.
  • the second switching element 27a has a gate voltage threshold value with a polarity that cuts off a current flowing in a direction flowing from the positive terminal of the capacitor 23 to the connection point between the switching elements 24a, 25a, and 26a. Is a second switching element having a high second predetermined value, and a diode 27b is connected in antiparallel with the switching element.
  • switching elements 24a and 25b instead of the two switching elements connected in series as described above, the switching When the period in which the elements are simultaneously turned on is long, the current flowing through the switching element via the motor 28 increases, and these switching elements are destroyed.
  • the gate voltage threshold value of the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a, and 26b is equal to or lower than zero voltage
  • the output voltage of the control power supply 29 decreases, and the control circuit of the third control unit 30b
  • the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a, and 26b are turned on and noise is superimposed in spite of the state that the voltage becomes zero voltage and the gate drive signal 31b outputs zero voltage. Even if not, since the capacitor 23 is short-circuited and an excessive current flows through the switching element, the first switching element is easily destroyed.
  • the second switching element 27a whose gate voltage threshold is a second predetermined value higher than the first predetermined value, and the switching By providing the diode 27b connected in antiparallel with the element 27a, when the output voltage of the control power supply 29 decreases, the second switching element 27a is turned off. Therefore, the first switching elements 24a, 24b, 25a, Excessive current flowing through 25b, 26a and 26b can be cut off. Furthermore, the diode 27b connected in antiparallel with the second switching element 27a causes the regenerative energy from the motor 28 and the surge voltage when the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b are switched.
  • the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b can be prevented from becoming overvoltage.
  • the diode 27b may be a body diode formed in the chip of the second switching element 27a.
  • a switch such as a relay may be used instead of the second switching element 27a.
  • the control circuit voltage output from the control power supply 29 is monitored by the third control unit 30b, and the switch control is performed so that the second switching element 27a is turned off when the voltage is lower than a preset value.
  • the third control unit 30b may output the switch control signal 32 by another determination means, and the first control unit 32b may output the first control signal even if the control circuit voltage does not decrease.
  • the second switching element 27a may be turned off.
  • 3 shows an example in which the second switching element 27a is provided between the power input terminal 33a and the positive terminal of the capacitor 23. However, between the power input terminal 33b and the negative terminal of the capacitor 23 is shown. A second switching element 27a may be provided.
  • the three arms connected in parallel with the second switch section and the DC power input terminal 33a may be provided.
  • the second switching element 27a and a diode 27b connected in antiparallel thereto may be provided.
  • the ground fault current flowing out through the first switching element 24a, 25a or 26a and the first switching element 24b, 25b or 26b flow out.
  • both ground fault currents can be cut off and the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b can be prevented from being destroyed.
  • the body diode formed in each of the first switching elements 24a, 24b, 25a, 25b, 26a and 26b whose gate voltage threshold is the first predetermined value is reversed as a freewheeling diode.
  • a parallel diode is configured, it goes without saying that the same effect can be obtained by connecting the diode in antiparallel with each of the switching elements as a free wheel diode.
  • FIG. FIG. 4 is a configuration example when applied to a three-phase inverter circuit in the power conversion device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • symbol is attached
  • the drain terminal of the first switching element 24a whose gate voltage threshold value is the first predetermined value is connected to the DC power supply input terminal 33a, and the second predetermined value whose gate voltage threshold value is higher than the first predetermined value.
  • the source terminal of the second switching element 40a which is the value, is connected to the DC power supply input terminal 33b, and the first switching element and the second switching element are connected in series to form 1 as the third switch section. It constitutes an arm.
  • the drain terminal of the first switching element 26a whose gate voltage threshold is the first predetermined value is connected to the DC power supply input terminal 33a, and the second predetermined value whose gate voltage threshold is higher than the first predetermined value.
  • the source terminal of the second switching element 42a is connected to the DC power supply input terminal 33a, and the first switching element and the second switching element are connected in series to form one arm as a third switch unit. It is composed.
  • the drain terminal of the second switching element 41a whose gate voltage threshold is a second predetermined value higher than the first predetermined value is connected to the DC power supply input terminal 33a, and the gate voltage threshold is the first predetermined value.
  • a source terminal of a certain first switching element 25a is connected to a DC power supply input terminal 33b, and the second switching element and the first switching element are connected in series to constitute one arm as a fourth switch unit. is doing.
  • the two sets of third switch portions and the set of fourth switch portions are connected in parallel to form a three-arm structure, and are connected to the capacitor 23 in parallel.
  • the connection points of the switching elements 24a and 40a, 41a and 25a, and 26a and 42a are connected to the motor 28.
  • each of the first switching elements 24a, 25a, and 26a uses a body diode configured on the same chip as each of the switching elements as an antiparallel reflux diode, and the second switching element 40a.
  • 41a and 42a show an example in which diodes 40b, 41b and 42b each configured as a separate chip are connected in antiparallel to the second switching elements 40a, 41a and 42a.
  • the body diode configured on the same chip as the switching element or the diode configured on a separate chip is used for the antiparallel diode as the freewheeling diode or the diode configured on a separate chip is not essential to the present invention.
  • a control power source 29 connected to the AC power source 20 via the switch 21 supplies a control circuit voltage for operating the fourth control unit 30c, and each of the switching units is supplied from the fourth control unit 30c.
  • a gate drive signal 31c for turning on or off the elements 24a, 25a, 26a, 40a, 41a and 42a is output.
  • the switch 21 when the switch 21 is on, a voltage is applied from the AC power source 20 to the capacitor 23, and the fourth control unit 30c operates normally from the control power source 29 to the fourth control unit 30c. Is supplied with the necessary voltage.
  • the fourth control unit 30c if the control circuit voltage from the control power supply 29 is equal to or higher than a predetermined value, the third switch unit and the fourth switch unit are configured so that a desired voltage is applied to the motor 28.
  • the gate drive signal 31c is output so that one of the switching elements 24a and 40a, 25a and 41a, and 26a and 42a connected in series is turned on and the other is turned off.
  • the first switching element whose gate voltage threshold is the first predetermined value and the second switching element whose gate voltage threshold is the second predetermined value higher than the first predetermined value are connected in series.
  • the plurality of switching elements connected to either one of the DC power supply input terminals 33a or 33b are configured by switching elements having a gate voltage threshold value of a first predetermined value, and the other one has a gate threshold value of a first predetermined value. Since the second switching element is higher than the first predetermined value, the gate voltage threshold is lower than the first predetermined value even in a situation where the capacitor 23 has a residual voltage when the output voltage of the control power supply 29 becomes zero.
  • the upper and lower arm switching elements of the same phase or the upper and lower switching elements of different arms Without shorting the capacitor 23 via 28 can be prevented from being damaged by over-current is also the one of the switching elements.
  • FIG. 4 shows an embodiment in which two sets of third switch units and one set of fourth switch units are connected in parallel to form three arms and connected in parallel to the capacitor 23.
  • a set of third switch part and two sets of fourth switch part make up 3 arms, connected in parallel to the capacitor 23, or only the third switch part and the fourth switch part Needless to say, the same effect as described above can be obtained even when a plurality of combinations are used.
  • FIG. 4 demonstrated the case where it applied to a 3-phase inverter circuit, even if it applies to a single-phase inverter circuit, it is clear that the same effect is show
  • the motor was used as the load of the inverter has been described, it goes without saying that the same effect can be obtained even when a PWM converter in which a reactor and a power source are connected is used instead of the motor.
  • the first switching element whose gate voltage threshold is the first predetermined value has a conduction time ratio higher than the second switching element whose gate threshold is the second predetermined value higher than the first predetermined value. It is preferable to control the gate drive signal so as to increase. Thereby, the conduction loss by the switching element whose gate threshold is higher than a predetermined value can be reduced.
  • FIG. FIG. 5 is a configuration example when applied to a three-phase inverter circuit in the power conversion device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • symbol is attached
  • a first switching element 24a having a gate voltage threshold value of a first predetermined value is connected to the positive side of the DC power input terminal 33a, and a second predetermined value having a gate voltage threshold value higher than the first predetermined value.
  • the second switching element 40a which is the value, is connected to the negative electrode side of the DC power supply input terminal 33b, and the first switching element and the second switching element are connected in series to form one arm as a third switch unit.
  • the configuration is connected in parallel to three arms to form a three-phase inverter, which has been described in the above-described second embodiment of the present invention between each upper arm portion of the third switch portion and the DC power supply input terminal 33a.
  • a switching element 27a and a diode 27b connected in antiparallel with the switching element 27a are provided.
  • the switching element 27a when the switching element 27a is provided on the side to which the first switching element having the gate voltage threshold value of the first predetermined value is connected, and the output voltage of the control power supply 29 is lowered below the predetermined value, the switching element 27a is turned off. Therefore, in a state before the control circuit voltage rises to a voltage sufficient for the fifth control unit 30d to operate normally, such as immediately after the switch 21 is turned on, the motor 28 or the motor control device may change the motor 28 for some reason. Even if the wiring to the ground has a ground fault or the like, the ground fault current passing through the first switching elements 24a, 25a and 26a whose gate voltage threshold is the first predetermined value can be interrupted, and these switching It is possible to prevent the element from being destroyed.
  • the diode 27b connected in reverse parallel to the switching element 27a absorbs the regenerative energy from the motor 28 and the surge voltage during switching of the switching elements 24a, 25a and 26a and 40a, 412a and 42a by the capacitor 23. Therefore, the switching elements 24a, 25a and 26a and 40a, 41a and 42a can be prevented from becoming overvoltage.
  • the embodiments described above may be used in combination, and as a configuration other than the step-up chopper and motor driving inverter mentioned here, a step-down chopper, a PWM converter circuit, a regenerative converter circuit, a solar power conditioner,
  • a power conversion device such as a UPS.
  • the diode connected in reverse parallel to the switching element described in the first to fourth embodiments of the present invention may be SiC (silicon carbide) or GaN (gallium nitride) which is a wide band gap semiconductor.
  • a conventional Si element may be used.
  • a unipolar element is used as the switching element, a parasitic diode formed on the same chip as the unipolar element may be used.

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Abstract

電力変換装置への電源遮断時などに、過大な電流が主回路のスイッチング素子に流れることを防ぎ、当該スイッチング素子が破壊されることを防ぐことのできる電力変換装置を提供する。 複数のスイッチング素子が直列接続された第一のスイッチ部を含む電力変換装置において、前記複数のスイッチング素子は、ゲート電圧閾値が所定値以下であるスイッチング素子とゲート電圧閾値が所定値よりも高いスイッチング素子とがそれぞれ少なくとも１個以上含まれることを特徴とする。

Description

電力変換装置
　この発明は、電力変換装置における、特にスイッチング素子とその周辺回路に関する。
　従来の電力変換装置のスイッチング素子に、ＳｉＣやＧａＮ等を用いたワイドバンドギャップ半導体を使用し、これらの高速スイッチング特性を活かした昇圧チョッパ回路が、例えば特許文献１に開示されている。
　また、特許文献２には、スイッチング素子にＳｉＣ素子を用いた３相インバータの例が、また、特許文献３には、３相の３レベルコンバータのスイッチング素子にＳｉＣ素子を用いた例が開示されている。さらに、特許文献４には、交流電源から直流電圧を得るＰＷＭコンバータにＳｉＣやＧａＮなどを用いたワイドバンドギャップ半導体を用いた例が開示されている。
特開２００６－６７６９６号公報 特開２０００－２２４８６７号公報 特開２００１－１１２２６０号公報 特開２００８－６１４０３号公報
　一般に、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタは、スイッチング損失が小さく、高速スイッチングが可能という特長を有する。これにより、例えばＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを電力変換装置に使用した場合、該電力変換装置のフィルタや電流制限用のリアクトルを小型化することが可能となり、またモータ駆動用インバータとして使用した場合にはモータ損失を低減することができる。
　しかし、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタチップをゲート閾値電圧が低くなるように設計しないと、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタのオン抵抗が増加するため、導通損失が増加してしまう、という欠点がある。上記欠点を解決するために、ゲート閾値電圧が零電圧付近となるように上記チップを設計したり、ゲート閾値電圧が零電圧以下となるように、すなわち、いわゆるノーマリーオンとして上記チップを設計することも多い。
　上記ゲート閾値電圧が零電圧以下となるように設計されたＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを電力変換装置のスイッチング素子として使用した場合、該ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタをオフ状態にするためには、ゲート電圧として負の電圧を印加し続ける必要がある。また、仮にゲート閾値電圧が正の電圧となるように設計されたＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを使用した場合でも、該ゲート閾値電圧が零電圧付近である場合には、外来ノイズ等の影響により誤動作してオンすることがある。従って、この誤動作によるオンを防ぐためにも、上記ゲート閾値電圧が零電圧以下に設計されたＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを使用した場合と同様に、ゲート電圧として負の電圧を印加し続ける必要がある。
　ここで、上記に例として挙げた従来の電力変換装置では、電力変換装置に接続されている電源ブレーカーが遮断されたり、停電等が原因でスイッチ主回路電圧が低下するよりも前にスイッチ主回路を制御する制御回路電圧が遮断された場合には、ゲート電圧として負の電圧を印加し続けることができず、ゲート電圧は零となる。この時、コンデンサ等に蓄積された主回路電圧がＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタのドレイン－ソース間に印加されていると、本来オフ状態であるべきＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタがオン状態となり、コンデンサ放電電流を含む過大な電流がＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを流れることとなり、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタが破壊される、という問題があった。
　さらに、電力変換装置への電源投入時においても、制御回路が動作可能となる値まで制御回路の電圧が上昇する以前に主回路電圧が上昇してＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタのドレインーソース間に電圧が印加されると、ゲート電圧が零電圧であることから、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタがオン状態となるために、上述の場合と同様にコンデンサ放電電流を含む過大な電流がＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを流れることとなり、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタが破壊される、という問題があった。
　また、上述の過大な電流がＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを流れる問題以外にも、従来のＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを用いた電力変換装置では、地絡事故等が生じた場合には、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタのゲート電圧が零の状態であるにもかかわらず、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタはオン状態になってしまうため、過大な地絡電流がＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタを経由して流れることにより、ＳｉＣ－ＭＯＳトランジスタが破壊されるという問題もあった。
　この発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、スイッチング素子を制御する制御回路への電源が遮断されたときや、電源投入後の制御電源電圧が上昇する過程等の主回路電圧が印加された状態で制御回路電圧が低下している場合においても、過大な電流がスイッチング素子に流れることを防ぎ、スイッチング素子の破壊を防止できる電力変換装置を提供するものである。
　この発明に係る電力変換装置は、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子と、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とからなる一対のスイッチ部が、該スイッチ部へ直流電圧を入力する直流電源入力端子に接続されることを特徴としたものである（請求項１）。
　また、前記電力変換装置は、前記スイッチ部に直列に接続されゲート電圧が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子を備え、前記スイッチ部と前記第三のスイッチング素子との接続点が負荷に接続されることを特徴としたものである（請求項２）。
　また、前記電力変換装置は、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子との接続点のうちの一が、負荷に接続されることを特徴としたものである（請求項３）。
　また、前記負荷は電動機、交流電源、またはリアクトルであることを特徴としたものである（請求項４）。
　さらに、前記前記電力変換装置は、負荷に接続される出力端子を有し、前記スイッチ部とダイオードとを直列に接続した回路と前記出力端子とが並列に接続され、前記ダイオードと前記スイッチ部との接続点にリアクトルが接続された、昇圧チョッパ回路であることを特徴としたものである（請求項５）。
　さらに、前記第一のスイッチング素子をスイッチングさせる回数が、前記第二のスイッチング素子をスイッチングさせる回数よりも多くなるようにスイッチング素子のゲート信号を制御する、第一の制御部を備えることを特徴としたものである（請求項６）。
　さらに前記第一の制御部は、正常に動作するに十分な直流電圧が入力されたときに、前記第一のスイッチング素子への入力信号を常時オンとし、該第二のスイッチング素子のゲート端子への入力信号をパルス幅変調するように、前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子のゲート駆動信号を制御することを特徴としたものである（請求項７）。
　また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である直列に接続された複数の第一のスイッチング素子を有するスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、前記第一のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部と、前記スイッチ回路と前記直流電源入力端子との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とを備え、
前記直列に接続された複数の第一のスイッチング素子間のいずれか１つの接続点が負荷に接続されるを特徴としたものである（請求項８）。
　また、前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間に接続されることを特徴としたものである（請求項９）。
　また、前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に接続されることを特徴とする（請求項１０）。
　また、前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間および前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に接続されることを特徴とする（請求項１１）。
前記制御部は、前記第二のスイッチング素子をオンさせた後に、前記負荷に所望の電圧が与えられるように、第一のスイッチング素子をオン又はオフする制御を行うことを特徴としたものである（請求項１２）。
　また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子とゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とが直列に接続されたスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部とを備え、前記直列に接続された第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子間のいずれか１つの接続点が負荷に接続されることを特徴としたものである（請求項１３）。
　また、前記スイッチ部は、前記第一のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の正極側に接続され、前記第二のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の負極側に接続されていることを特徴としたものである（請求項１４）。
　また、前記スイッチ部は、前記第一のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の負極側に接続され、前記第二のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の正極側に接続されていることを特徴としたものである（請求項１５）。
　さらに、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴としたものである（請求項１６）。
　さらに、前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴としたものである（請求項１７）。
　さらに、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間および前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴としたものである（請求項１８）。
　さらに、　前記制御部は、前記第二のスイッチング素子をオンさせた後に、前記負荷に所望の電圧が与えられるように、第一のスイッチング素子をオン又はオフする制御を行うことを特徴としたものである（請求項１９）。
　さらに、前記第二のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことを特徴としたものである（請求項２０）。
　さらに、前記第三のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことを特徴としたものである（請求項２１）。
　さらに、前記第二のスイッチング素子および前記第三のスイッチング素子は、ゲート電圧閾値が２Ｖよりも高いスイッチング素子であることを特徴としたものである（請求項２２）。
　さらに、前記第一のスイッチング素子は、ゲート閾値電圧が２Ｖ以下のスイッチング素子であることを特徴としたものである（請求項２３）。
　さらに、前記第二のスイッチング素子および前記第三のスイッチング素子は、シリコンで作られたＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴであることを特徴としたものである（請求項２４）。
　さらに、前記第一のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイト）またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）のユニポーラスイッチング素子であることを特徴としたものである（請求項２５）。
　以上のように、この発明に係る電力変換装置によれば、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子と、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とからなる一対のスイッチ部が、該スイッチ部へ直流電圧を入力する直流電源入力端子に接続されるように構成したことにより、前記第一のスイッチング素子および第二のスイッチング素子を制御する回路への電源が遮断されたときに、前記スイッチング素子のうち、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子がオフ状態になることができなくても、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子がオフ状態となる。その結果、上記制御回路への電源が遮断されても、上記第一のスイッチング素子および第二のスイッチング素子に過大な電流が流れることを防ぎ、スイッチング素子が破壊されることを防ぐことができる。
　また、前記電力変換装置を、前記スイッチ部に直列に接続されゲート電圧が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子を備え、前記スイッチ部と前記第三のスイッチング素子との接続点が負荷に接続されるように構成したことにより、前記スイッチ部内の各スイッチング素子および前記第三のスイッチング素子を制御する回路への電源が遮断されても、前記スイッチ部内の第二のスイッチング素子で確実に電流を遮断することができ、さらに、前記スイッチ部と、これと直列に接続されたゲート電圧閾値が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子により、低損失に任意の電圧を負荷に印加することができる。
　また、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子との接続点のうちの一が、負荷に接続されるように構成したことにより、スイッチング素子の個数を増やさない状態で前記ゲート電圧閾値が所定値以下であるスイッチング素子により、低損失に任意の電圧を負荷に印加することができる。
　また、前記電力変換装置を、負荷に接続される出力端子を有し、前記スイッチ部とダイオードとを直列に接続した回路と前記出力端子とが並列に接続され、前記ダイオードと前記スイッチ部との接続点にリアクトルが接続された昇圧チョッパ回路とすることにより、低損失や高キャリア動作可能な昇圧チョッパ回路を信頼性高く構成できる。
　また、前記第一のスイッチング素子をスイッチングさせる回数が、前記第二のスイッチング素子をスイッチングさせる回数よりも多くなるようにスイッチング素子のゲート信号を制御する、第一の制御部を備えるように構成したことにより、さらに低損失に電力変換装置を動作させることができる。
　また、前記第一の制御部は、正常に動作するに十分な直流電圧が入力されたときに、前記第一のスイッチング素子への入力信号を常時オンとし、該第二のスイッチング素子のゲート端子への入力信号をパルス幅変調するように、前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子のゲート駆動信号を制御するようにしたことにより、例えば電力変換装置への電源投入時に、誤って前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子が両方同時にオンする状態になることにより、前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子に過大な電流が流れることを防ぎ、スイッチング素子が破壊されることを防ぐことができる。
　また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である直列に接続された複数の第一のスイッチング素子を有するスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、前記第一のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部と、前記スイッチ回路と前記直流電源入力端子との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とを備え、前記直列に接続された複数の第一のスイッチング素子間のいずれか１つの接続点が負荷に接続されるように構成したことにより、スイッチング素子を１個追加するだけで、制御電源電圧が低下した時上記制御回路への電源が遮断されても、上記複数のスイッチング素子に過大な電流が流れることを防ぐことが可能な構成とすることができる。
　さらに、前記ゲート電圧閾値が第二の所定値である第二のスイッチング素子やゲート電圧閾値が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことにより、スイッチング時のサージ電圧を防止することができ、また、電力変換装置の負荷がモータ等の場合には、負荷側のインダクタンスに蓄えられたエネルギーを直流電源に回生することができ、前記第二のスイッチング素子や前記第三のスイッチング素子に過大な電圧が発生することを防ぐことができる。
　さらに、前記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子は、ゲート閾値電圧が２Ｖ以下のスイッチング素子を用いることにより、電力変換装置を低損失または高キャリアにスイッチングすることができる。
　さらに、ゲート電圧閾値が第二の所定値である第二のスイッチング素子やゲート電圧閾値が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子は、シリコンで作られたＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴを用いることで安価に構成できるという利点がある。
　さらに、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイト）またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）のユニポーラスイッチング素子を用いることにより、電力変換装置を低損失または高キャリアにスイッチングすることができる。
この発明の実施の形態１における電力変換装置で、昇圧チョッパ回路に適用した場合の構成例である。 この発明の実施の形態１における電力変換装置で、３相インバータ回路に適用した場合の構成例である。 この発明の実施の形態２における電力変換装置で、３相インバータ回路に適用した場合の構成例である。 この発明の実施の形態３における電力変換装置で、３相インバータ回路に適用した場合の構成例である。 この発明の実施の形態４における電力変換装置で、３相インバータ回路に適用した場合の構成例である。
　以下に、本発明に係る電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
　実施の形態１．
　図２は、この発明の実施の形態１における、電力変換装置で、３相インバータ回路に適用した場合の構成例である。図２において、交流電源２０から入力された三相交流電圧は、スイッチ２１を経由してダイオードブリッジ２２により整流され、直流電圧としてコンデンサ２３に供給される。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａと２４ｂ、２５ａと２５ｂおよび２６ａと２６ｂがそれぞれ直列に接続されて、さらにゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４０ａと上記２４ｂ、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４１ａと上記２５ｂおよびゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４２ａと２６ｂとが各々直列に接続されて第一のスイッチ部として１アームを構成している。そして、コンデンサ２３の両端に、コンデンサ２３の直流電圧を前記第一のスイッチ部へ入力する直流電源入力端子３３ａおよび３３ｂを具備し、該直流電源入力端子を介して、コンデンサ２３と並列に前記第一のスイッチ部が接続されて３アームを構成している。また、スイッチング素子２４ａと２４ｂの接続点、２５ａと２５ｂの接続点および２６ａと２６ｂの接続点はそれぞれ、三相モータ２８に接続されている。ここで、図２では、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂそれぞれの素子内に形成されているボディダイオードにより、前記それぞれのスイッチング素子の還流ダイオードとしての逆並列ダイオードを構成している。なお、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４０a、４１ａ、４２ａには、それぞれ環流ダイオード４０ｂ、４１ｂ、４２ｂが逆並列に接続されている。
　上記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子としては、電力変換装置のスイッチング損失や導通損失を低減させるために、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイト）またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）のユニポーラスイッチング素子を用いる。さらに、スイッチ２１を経由して交流電源２０に接続された制御電源２９は、第二の制御部３０ａ内の制御回路を動作させるための制御回路電圧を供給しており、この第二の制御部３０ａから、スイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａ、２６ｂと４０a、４１a、４２ａをオン、オフするゲート駆動信号３１ａが出力される。
　ここで、スイッチ２１がオンされている場合には、交流電源２０からコンデンサ２３に電圧が与えられるとともに、制御電源２９から第二の制御部３０ａに必要な電圧が出力される。第二の制御部３０ａでは、制御電源２９から出力された制御回路電圧が該第二の制御部３０ａの内部回路が正常に動作するに十分な所定値以上であれば、三相モータ２８に所望の電圧が与えられるように、第二の制御部３０ａに直列接続されたスイッチング素子２４ａと２４ｂ、２５ａと２５ｂおよび２６ａと２６ｂの組合せのうちの各々どちらか一方はオンし、もう一方はオフするようにゲート駆動信号３１ａを出力する。なお、スイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂはゲート電圧閾値が第一の所定値であり、この所定値は２Ｖ以下という低い電圧であるため、前記各スイッチング素子をオンさせるときには正極性の電圧を第二の制御部３０ａからゲート駆動信号３１ａとして出力し、逆に前記スイッチング素子をオフさせるときにはスイッチング素子が確実にオフ状態を保つように負極性となる電圧を、第二の制御部３０ａからゲート駆動信号３１ａとして出力する。
　また、第二の制御部３０ａでは、制御電源２９から出力された制御回路電圧が所定値以上であれば、スイッチング素子４０ａ、４０ｂ、４０ｃがオン状態となるようにゲート駆動信号３１ａを出力する。逆に、三相交流電源２０の出力電圧が低下するか、またはスイッチ２１がオフされると、制御電源２９の出力電圧が低下していく。ここで、第二の制御部３０ａでは、制御電源２９から出力された制御回路電圧を監視しており、前記制御回路電圧が予め設定した値以下になるとスイッチング素子４０a、４１a、４２ａをオフするようにゲート駆動信号３１ａが出力される。
　上述の従来技術では、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４０a、４１ａおよび４２ａが無かったため、制御電源２９から出力される第二の制御部３０ａの制御回路電圧が零になったときにコンデンサ２３の両端に残留電圧があるという状況下で、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂのうち、例えばスイッチング素子２４ａと２４ｂのように、互いに直列接続された２つのスイッチング素子がノイズ等により誤動作してオンすると、コンデンサ２３が短絡されて前記スイッチング素子に過大な電流が流れるため、前記第一のスイッチング素子が破壊されていた。
　また、上述のように直列接続された２つのスイッチング素子ではなく、例えばスイッチング素子２４ａと２５ｂのように、異なるアームの上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子が同時にオンした場合にも、前記スイッチング素子が同時にオンしている期間が長い場合には、三相モータ２８を経由して前記スイッチング素子に流れる電流が増大し、これらのスイッチング素子が破壊されていた。特に、スイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂのゲート電圧閾値が零電圧以下の場合には、制御電源２９の出力電圧が低下し、第二の制御部３０ａの制御回路電圧が零電圧になってゲート駆動信号３１ａが零電圧を出力している状態にもかかわらず、第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂはオン状態となり、ノイズ等の影響がなくても、コンデンサ２３が短絡されて前記スイッチング素子に過大な電流が流れるため、前記第一のスイッチング素子が容易に破壊されていた。
　しかし、図２に示したこの発明の実施の形態１における３相インバータ回路では、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４０ａ、４１ａおよび４２ａで前記スイッチング素子に流れる過大な電流を遮断するため、上述のようなスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂの誤点弧によって生じるスイッチング素子の破壊を防止することができる。
　この実施例では、第二の制御部３０ａで制御電源２９から出力された制御回路電圧を監視し、予め設定した値以下になると第二のスイッチング素子４０ａ、４１ａおよび４２ａをオフするようにゲート駆動信号３１ａを出力する例について示したが、制御回路電圧が低下しなくても、第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂがオフの場合には第二のスイッチング素子４０ａ、４１ａおよび４２ａをオフするように第二の制御部３０ａが制御しても良い。
　また、図２では、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂの素子内に形成されるボディダイオードにより、還流ダイオードとしての逆並列ダイオードを構成しているが、別のダイオードを上記各スイッチング素子に逆並列に接続することにより、前記還流ダイオードと同じ機能を持たせても、上述と同様の効果を奏するのは言うまでもない。さらに、下アーム側にゲート電圧閾値が第一の所定値より第二の所定値である第二のスイッチング素子４０ａ、４１ａおよび４２ａを設けたが、該第二のスイッチング素子を上アーム側に設けてもよく、コンデンサ２３からの電流を遮断できる位置であれば同様の効果を奏することは言うまでもない。さらに、３アームのうち、あるアームはゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子を上アーム側に設け、別のアームはゲート閾値電圧が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子を下アーム側に設けるというような構成にしても、上記と同様の効果を奏することは言うまでもない。
　図１は、この発明の実施の形態１における上記とは別の実施例の電力変換装置であり、昇圧チョッパ回路に適用した場合の構成例である。図１において、交流電源１から入力した交流電圧は、スイッチ２を経由してダイオードブリッジ３により整流され、直流電圧としてコンデンサ４に供給される。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子６とゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子７が直列に接続されて第一のスイッチ部を構成している。そして、コンデンサ４の両端に、コンデンサ４の直流電圧を前記第一のスイッチ部へ入力する直流電源入力端子１７ａおよび１７ｂを具備し、また、コンデンサ９の両端に、該昇圧チョッパ回路からの電圧を負荷へ出力するための出力端子１８ａおよび１８ｂを具備している。
　さらに、前記第一のスイッチング部とダイオード５とを直列に接続した回路のうちダイオード５のカソードとコンデンサ９の正極側とが接続され、前記第一のスイッチ部内の第二のスイッチング素子７の第一のスイッチング素子６と接続された反対側の端子は、コンデンサ８の負極側と接続されている。また、前記入力端子１７ａとコイル８の一端が接続され、コイル８の他端と前記ダイオード５のアノードとが接続されている。さらに、コンデンサ９の正極端子と出力端子１８ａとが接続され、コンデンサ９の負側端子と入力端子１７ｂ、第二のスイッチング素子７の第一のスイッチング素子６と接続された反対側の端子および出力端子１８ｂとが接続されている。
さらに、出力端子１８ａと１８ｂの間には、例えばインバータ回路、抵抗器、バッテリー等である負荷装置１０が接続されている。
　また、スイッチ２を経由して交流電源１に接続された制御電源１１は第一の制御部１２内の制御回路を動作させるための制御回路電圧を供給している。第一の制御部１２は、直流電圧指令設定器１３からの出力と直流電圧検出器１４により検出されたコンデンサ９の電圧が入力され、第一のスイッチング素子６と第二のスイッチング素子７のゲート駆動信号１５および１６をそれぞれ出力している。
　ここで、スイッチ２がオンされている場合には、交流電源１から制御電源１１によって交流から直流に変換され、第一の制御部１２に必要な直流電圧が出力される。そして、スイッチ２がオンして制御電源１１が、上記第一の制御部１２が必要とする直流電圧を出力しているとき、第一の制御部１２は、直流電圧指令設定器１３で設定されたコンデンサ９の直流電圧指令値に、コンデンサ９の両端の電圧が一致するようにパルス幅制御されたゲート駆動信号１５を出力し、ゲート駆動信号１６は常時オンを出力している。
　なお、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子６のゲート駆動信号１５は、第一のスイッチング素子６の出力をオンさせるときには正極性の電圧を出力し、逆にオフさせるときにはスイッチング素子６が確実にオフ状態を保つように負極性の電圧を出力する。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子７のゲート駆動信号１６は、スイッチング素子７の出力をオンさせるときには正極性の電圧を出力し、逆にオフさせるときには負極性の電圧または零電圧を出力する。
　次に、スイッチ２がオフされると、制御電源１１の出力電圧が漸次低下する。第一の制御部１２では、制御電源１１から入力された制御回路電圧を監視しており、該制御回路電圧が予め設定した値以下になると、第一のスイッチング素子６および第二のスイッチング素子７の出力がオフするように、ゲート駆動信号１５および１６がそれぞれ出力される。つまり、ゲート駆動信号１５に対しては負極性の電圧を出力し、ゲート駆動信号１６に対しては負極性または零電圧が出力される。
　さらに制御電源１１の出力電圧が低下し、第一の制御部１２の制御回路電圧が零電圧になると、負極性の電圧を出力していたゲート駆動信号１５も零電圧になる。この時、第一のスイッチング素子６はゲート電圧閾値が第一の所定値であり、この所定値は２Ｖ以下という低い電圧であるため、ノイズが重畳するなどしてゲート駆動信号１５の電圧が第一のスイッチング素子６のゲート電圧閾値を越えると、第一のスイッチング素子６の出力はオン状態となる。また、第一のスイッチング素子６のゲート電圧閾値が零電圧以下の場合には、ノイズが重畳しなくてもゲート駆動信号１５が零電圧に低下した時点でオフしていた第一のスイッチング素子６の出力が再びオン状態となる。
　上述の従来技術では、コンデンサ４の両端に残留電圧があると、前記第一のスイッチング素子６の出力が再びオン状態になることにより、リアクトル８を経由してコンデンサ４を放電する過大な電流が第一のスイッチング素子６に流れるため、第一のスイッチング素子６が破壊されていた。しかし、図１に示したこの発明の実施の形態１における昇圧チョッパ回路では、第一のスイッチング素子６に直列に接続された第二のスイッチング素子７のゲート電圧閾値が、第一の所定値よりも高い第二の所定値であるため、ノイズが重畳してもゲート駆動信号１６の電圧が第二のスイッチング素子７のゲート電圧閾値を越えることは無く、第二のスイッチング素子７の出力はオンしないため、第一のスイッチング素子６の誤点弧で生じる破壊を防止することができる。なお、スイッチ２がない場合でも、停電等により交流電源１の電圧が低下したときには、上述と同様の問題が生じるが、その場合にも、この実施の形態１を適用することにより、スイッチング素子の破壊を防止することができる。
　特に、第一のスイッチング素子６としてゲート電圧閾値が零電圧以下スイッチング素子を使用したときには、制御電源１１の出力電圧が低下し、第一の制御部１２の制御回路電圧が零電圧になった場合、ゲート駆動信号１５が零電圧を出力している状態にもかかわらず、第一のスイッチング素子６の出力はオン状態のままとなってしまう。一方、一般的にゲート電圧閾値が２Ｖよりも高いスイッチング素子であれば、外部からノイズ等が重畳しても、スイッチング素子がオフ状態を継続して誤動作を生じないことが経験的にわかっている。そのため、ゲート駆動信号１６が零電圧で確実にスイッチング素子の出力がオフするように、第二のスイッチング素子７としては、ゲート電圧閾値が２Ｖよりも高いスイッチング素子を用いるとより効果的である。
　また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子６として、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイト）またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）のユニポーラスイッチング素子を用いると、バイポーラ素子であるＩＧＢＴ等を使用した場合に比してスイッチング損失を低減することができる。
　このことにより、上記のように、制御電源１１が、第一の制御部１２を正常に動作させるために十分な大きさの電圧を出力しているとき、直流電圧指令設定器１３で設定されたコンデンサ９の直流電圧指令値に、直流電圧検出器１４により検出されたコンデンサ９の両端電圧が一致するように、第一の制御部１２によりゲート駆動信号１５のパルス幅を制御する。そして、該ゲート駆動信号１５をゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子６に入力してスイッチングを行い、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子７は常時オン状態とすることにより、スイッチング損失の小さなゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子６のみにスイッチング損失が生じるため、回路全体の損失を低減することができるという効果がある。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子６の発熱を抑制するため、そのスイッチングの一部をゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子７に分担させ、第二のスイッチング素子７を第一のスイッチング素子６よりも低頻度にスイッチングさせるように制御しても良い。
　なお、第一のスイッチング素子６と第二のスイッチング素子７の位置を入れ替えてもよく、また、これらに逆並列のダイオードをつけてもよい。さらに、ダイオード５の代わりにスイッチング素子を用いても良い。また、図１では交流電源１は単相交流電源の場合を示したが、もちろん三相交流電源でもよく、バッテリー等の直流電源でもよい。さらに、第一の制御部１２の内部構成もリアクトル８の電流まで検出して制御に用いる等の工夫もできるが、全てこの発明に含まれることは言うまでも無い。
　さらに、この発明の実施の形態１では、第一の制御部１２で制御電源１１から入力された制御回路電圧を監視しており、予め設定した値以下になると第一のスイッチング素子６および第二のスイッチング素子７がオフするようにゲート駆動信号１５および１６が出力される例について示したが、上記第一の制御部１２とは別のスイッチを設けて、そのスイッチがオフした時にスイッチング素子６およびスイッチング素子７がオフするように回路を構成した場合でも、制御電源１１が低下したときには、上述と同じ動作でスイッチング素子６の誤点弧で生じる破壊を防止することができる。
　実施の形態２．
　図３は、この発明の実施の形態２における電力変換装置で、３相インバータ回路に適用した場合の構成例である。なお、図１と同一の構成には同一の符号を付し、それらの説明を省略する。図３において、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａおよび２４ｂ並びに２５ａおよび２５ｂ並びに２６ａおよび２６ｂとが各々直列に接続されて第二のスイッチ部として１アームを構成している。そして、コンデンサ２３の両端に、コンデンサ２３の直流電圧を前記第二のスイッチ部へ入力する直流電源入力端子３３ａおよび３３ｂを具備し、該直流電源入力端子を介して、コンデンサ２３と並列に前記第二のスイッチ部が並列に接続されて３アームを構成している。これら３アームと直流電源入力端子３３ａとの間に、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子２７ａが接続される。
上記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子としては、スイッチング損失や導通損失が低減するように、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイト）またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）のユニポーラスイッチング素子を用いている。さらに、スイッチ２１を経由して交流電源２０に接続された制御電源２９は第三の制御部３０ｂを動かすための制御回路電圧を供給しており、この第三の制御部３０ｂからスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂをオンまたはオフするゲート駆動信号３１ｂとゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子２７ａをオンまたはオフするスイッチ制御信号３２を出力している。
　前記第三の制御部３０ｂでは、制御電源２９から出力された制御回路電圧が所定値以上であれば、モータ２８に所望の電圧が与えられるように、直列接続された第一のスイッチング素子２４ａおよび２４ｂ並びに２５ａおよび２５ｂ並びに２６ａおよび２６ｂの各々どちらか片方はオンし、もう片方はオフするようにゲート駆動信号３１ｂを出力する。なお、スイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂはゲート電圧閾値が第一の所定値であり、この所定値は２Ｖ以下という低い電圧であるため、前記各スイッチング素子をオンさせる時には正極性の電圧を第三の制御部３０ｂからゲート駆動信号３１ｂとして出力し、前記各スイッチング素子をオフさせる時にはスイッチング素子が確実にオフ状態を保つように負極性となる電圧を、第三の制御部３０ｂからゲート駆動信号３１ｂとして出力する。
　また、第三の制御部３０ｂでは、制御電源２９から出力された制御回路電圧が所定値以上であれば、第二のスイッチング素子２７ａがオン状態となるようにスイッチ制御信号３２を出力する。逆に、三相交流電源２０の電圧が低下するか、またはスイッチ２１がオフされると、制御電源２９の出力電圧が低下していく。第三の制御部３０ｂでは、制御電源２９から入力された制御回路電圧を監視しており、前記制御回路電圧が予め設定した値以下になると第二のスイッチング素子２７ａオフするようにスイッチ制御信号３２が出力される。この第二のスイッチング素子２７ａは、コンデンサ２３の正側端子からスイッチング素子２４ａ、２５ａおよび２６ａとの接続点に流れ込む方向の電流を遮断する極性で設けた、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子であり、さらに該スイッチング素子と逆並列にダイオード２７ｂを接続している。
　上述の従来技術では前記スイッチング素子２７ａが無かったため、制御電源２９から出力される第三の制御部３０ｂの制御回路電圧が零になったときにコンデンサ２３の両端に残留電圧があるという状況下で、前記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂのうち、例えばスイッチング素子２４ａと２４ｂのように前記１アームの直列接続された２つのスイッチング素子が、ノイズ等の影響により誤動作してオンすると、コンデンサ２３が短絡されて前記スイッチング素子に過大な電流が流れるため、前記スイッチング素子が破壊されていた。
　また、上述のように直列接続された２つのスイッチング素子ではなく、例えばスイッチング素子２４ａと２５ｂのように、異なるアームの上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子が同時にオンした場合にも、前記スイッチング素子が同時にオンしている期間が長い場合には、モータ２８を経由して前記スイッチング素子に流れる電流が増大し、これらのスイッチング素子が破壊されていた。特に、第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂのゲート電圧閾値が零電圧以下の場合には、制御電源２９の出力電圧が低下し、第三の制御部３０ｂの制御回路電圧が零電圧になってゲート駆動信号３１ｂが零電圧を出力している状態にもかかわらず、第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂはオン状態となり、ノイズが重畳しなくてもコンデンサ２３が短絡されて前記スイッチング素子に過大な電流が流れるため、前記第一のスイッチング素子が容易に破壊されていた。
　しかし、図３に示したこの発明の実施の形態２における３相インバータ回路では、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子２７ａと、該スイッチング素子２７ａと逆並列に接続されたダイオード２７ｂを設けることにより、制御電源２９の出力電圧が低下すると、前記第二のスイッチング素子２７ａがオフするため、前記第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂに流れる過大な電流を遮断できる。さらに前記第二のスイッチング素子２７ａに逆並列に接続されたダイオード２７ｂにより、モータ２８からの回生エネルギーや、第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂがスイッチングする時のサージ電圧が、コンデンサ２３に吸収される動作を妨げないため、前記第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂが過電圧になることを防止できる。なお、第二のスイッチング素子２７ａにＭＯＳＦＥＴを用いる場合等においては、ダイオード２７ｂは、第二のスイッチング素子２７ａのチップ内に形成されるボディダイオードとしてもよい。さらに、第二のスイッチング素子２７ａの代わりにリレー等のスイッチを使用してもよい。
　図３に示した実施例では、第三の制御部３０ｂで制御電源２９から出力された制御回路電圧を監視し、予め設定した値以下になると第二のスイッチング素子２７ａをオフするようにスイッチ制御信号３２を出力する例について示したが、前記第三の制御部３０ｂは、別の判断手段でスイッチ制御信号３２を出力してもよく、制御回路電圧が低下しなくても、前記第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂがオフの場合には、前記第二のスイッチング素子２７ａをオフするように構成しても良い。また、図３では、電源入力端子３３ａとコンデンサ２３の正側端子との間に第二のスイッチング素子２７ａを設けた例を示したが、電源入力端子３３ｂとコンデンサ２３の負側端子との間に第二のスイッチング素子２７ａを設けてもよい。
　さらに、上述の第二のスイッチ部が並列に接続された３アームと直流電源入力端子３３ａの間に加えて、上述の第二のスイッチ部が並列に接続された３アームと電源入力端子３３ｂとの間にも、前記第二のスイッチング素子２７ａとそれと逆並列に接続されたダイオード２７ｂを設けても良い。これにより、スイッチ２１を入れた直後等の電動機制御装置の起動時において、制御電源２９から出力される制御回路電圧が第三の制御部３０ｂが動作するのに十分な電圧まで上昇する前の状態において、モータ２８やその配線で地絡事故が発生していても、第一のスイッチング素子２４ａ、２５ａまたは２６ａを通って流れ出す地絡電流と第一のスイッチング素子２４ｂ、２５ｂまたは２６ｂを通って流れ出す地絡電流の両方を遮断することができ、前記第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂが破壊されるのを防止することができる。また、図３では、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａ、２４ｂ、２５ａ、２５ｂ、２６ａおよび２６ｂの各素子内に形成されるボディダイオードにより、還流ダイオードとしての逆並列ダイオードを構成しているが、ダイオードを前記各スイッチング素子に逆並列に接続して還流ダイオードとしても、同様の効果を奏することは言うまでもない。
　実施の形態３．　
　図４は、この発明の実施の形態３における電力変換装置で、３相インバータ回路に適用した場合の構成例である。なお、図１および図３と同一の構成には同一の符号を付し、それらの説明を省略する。図４において、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａのドレイン端子を直流電源入力端子３３ａに接続し、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４０ａのソース端子を直流電源入力端子３３ｂに接続し、さらに、前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子とを直列に接続して第三のスイッチ部として１アームを構成している。同様に、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２６ａのドレイン端子を直流電源入力端子３３ａに接続し、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４２ａのソース端子を直流電源入力端子３３ａに接続し、さらに前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子とを直列に接続して第三のスイッチ部として１アームを構成している。
　また、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４１ａのドレイン端子を直流電源入力端子３３ａに接続し、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２５ａのソース端子を直流電源入力端子３３ｂに接続し、さらに前記第二のスイッチング素子と第一のスイッチング素子とを直列に接続して第四のスイッチ部として１アームを構成している。そして、前記二組の第三のスイッチ部と一組の第四のスイッチ部を並列に接続して３アームを構成し、コンデンサ２３に並列に接続されている。また、スイッチング素子２４ａおよび４０ａ並びに４１ａおよび２５ａ並びに２６ａおよび４２ａの各々の接続点はモータ２８に接続されている。
　ここで、図４においては、第一のスイッチング素子２４ａ、２５ａおよび２６ａは、各々逆並列の還流ダイオードとして前記各スイッチング素子と同一チップ上に構成されたボディダイオードを用い、第二のスイッチング素子４０ａ、４１ａおよび４２ａは、各々別チップとして構成されたダイオード４０ｂ、４１ｂおよび４２ｂを前記第二のスイッチング素子４０ａ、４１ａおよび４２ａに逆並列に接続した例を一例として示している。なお、前記還流ダイオードとしての逆並列ダイオードにスイッチング素子と同一チップ上に構成されたボディダイオードを用いるか、それとも別チップで構成されたダイオードを設けるかは、この発明の本質ではなくどちらでもよい。さらに、スイッチ２１を経由して交流電源２０に接続された制御電源２９は、第四の制御部３０ｃを動かすための制御回路電圧を供給しており、この第四の制御部３０ｃから前記各スイッチング素子２４ａ、２５ａ、２６ａ、４０ａ、４１ａおよび４２ａをオンまたはオフするゲート駆動信号３１ｃを出力している。
　ここで、スイッチ２１がオンしている場合には、交流電源２０からコンデンサ２３に電圧が与えられるとともに、制御電源２９から第四の制御部３０ｃに第四の制御部３０ｃが正常に動作するために必要な電圧が供給される。第四の制御部３０ｃでは、前記制御電源２９からの制御回路電圧が所定値以上であれば、モータ２８に所望の電圧が与えられるように、前記第三のスイッチ部および前記第四のスイッチ部においてそれぞれ直列接続されたスイッチング素子２４ａと４０ａ、２５ａと４１ａおよび２６ａと４２ａの各々どちらか片方はオンし、もう片方はオフするようにゲート駆動信号３１ｃを出力する。
　このように、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子と、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子を直列接続し、直流電源入力端子３３ａまたは３３ｂのどちらか一方に接続された複数のスイッチング素子をゲート電圧閾値が第一の所定値であるスイッチング素子で構成し、他の一方はゲート閾値が第一の所定値よりも高い第二のスイッチング素子で構成したことにより、制御電源２９の出力電圧が零となったときにコンデンサ２３に残留電圧がある状況下においても、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子が確実にオフするため、同じ相の上下アームスイッチング素子または異なるアームの上下スイッチング素子がモータ２８を経由してコンデンサ２３を短絡することがなく、上記いずれのスイッチング素子をも過電流により破壊されることを防止できる。
　なお、図４では、二組の第三のスイッチ部と一組の第四のスイッチ部を並列に接続して３アームを構成し、コンデンサ２３に並列に接続されている実施例を示したが、一組の第三のスイッチ部と二組の第四のスイッチ部で３アームを構成し、コンデンサ２３に並列に接続しても、また、第三のスイッチ部や第四のスイッチ部のみを複数に組み合わせても上述と同様の効果を奏することはいうまでもない。
　なお、図４では、３相インバータ回路に適用した場合について説明したが、単相インバータ回路に適用しても同様の効果を奏することは明らかである。また、インバータの負荷としてモータを使用した場合について説明したが、モータの代わりにリアクトルと電源が接続されたＰＷＭコンバータを使用した場合であっても同様の効果を奏することは言うまでもない。さらに、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子の方が、ゲート閾値が第一の所定値より高い第二の所定値である第二のスイッチング素子よりも導通時間比率が大きくなるようにゲート駆動信号を制御するとよい。これにより、ゲート閾値が所定値より高いスイッチング素子による導通損失を低減することができる。
　実施の形態４．
　図５は、この発明の実施の形態４における電力変換装置で、３相インバータ回路に適用した場合の構成例である。なお、図１、図３および図４と同一の構成には同一の符号を付し、それらの説明を省略する。図５において、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａを直流電源入力端子３３ａの正極側に接続し、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子４０ａを直流電源入力端子３３ｂの負極側に接続し、前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子とを直列に接続して第三のスイッチ部として１アームを構成したものを３アーム並列に接続して三相インバータとし、第三のスイッチ部のそれぞれの上側アーム部と、直流電源入力端子３３ａとの間に上述のこの発明の実施の形態２において説明したスイッチング素子２７ａおよびと該スイッチング素子２７ａと逆並列に接続されたダイオード２７ｂを設けたものである。
　このように、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子が接続された側にスイッチング素子２７ａを設け、制御電源２９の出力電圧が所定値以下に低下したときに、スイッチング素子２７ａをオフするように構成している。そのため、スイッチ２１をオンした直後等の、制御回路電圧が第五の制御部３０ｄが正常動作するのに十分な電圧まで上昇する前の状態において、何らかの要因でモータ２８や電動機制御装置からモータ２８への配線が地絡する等していても、前記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子２４ａ、２５ａおよび２６ａを通る地絡電流を遮断することができ、これらのスイッチング素子が破壊されることを防止することができる。また、前記スイッチング素子２７ａに逆並列に接続されたダイオード２７ｂにより、モータ２８からの回生エネルギーやスイッチング素子２４ａ、２５ａおよび２６ａ並びに４０ａ、４１２ａおよび４２ａのスイッチング時のサージ電圧が、コンデンサ２３に吸収される動作を妨げないため、前記スイッチング素子２４ａ、２５ａ、および２６ａ並びに４０ａ、４１ａおよび４２ａが過電圧になることを防止できる。
　なお、上述した実施の形態を組合わせて使用してもよく、ここで挙げた昇圧チョッパやモータ駆動用インバータ以外の構成として、降圧チョッパ、ＰＷＭコンバータ回路、回生コンバータ回路、太陽光用パワーコンディショナー、ＵＰＳ等の電力変換装置に対しても、上述の実施の形態に基づく技術を適用することができる。
　また、上述のこの発明の実施の形態１乃至４において説明したスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイト）またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）であっても、従来のＳｉ素子でもよい。さらに、スイッチング素子としてユニポーラ素子を用いた場合には、ユニポーラ素子と同一チップ上に形成された寄生ダイオードを使用してもよい。
　　２　スイッチ
　　４　コンデンサ
　１１　制御電源
　１２　第一の制御部
　２１　スイッチ
　２３　コンデンサ
　２４ａ、２４ｂ　スイッチング素子
　２５ａ、２５ｂ　スイッチング素子
　２６ａ、２６ｂ　スイッチング素子
　２９　制御電源
　３０ａ　第二の制御部
　３０ｂ　第三の制御部
　３０ｃ　第四の制御部
　３０ｄ　第五の制御部
　３３ａ、３３ｂ　直流電源入力端子
　４０ａ、４１ａ、４２ａ　スイッチング素子
　４０ｂ、４１ｂ、４２ｂ　還流ダイオード

Claims (25)

  1. 　ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子と、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とからなる一対のスイッチ部が、該スイッチ部へ直流電圧を入力する直流電源入力端子に接続されることを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記電力変換装置は、前記スイッチ部に直列に接続されゲート電圧閾値が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子を備え、前記スイッチ部と前記第三のスイッチング素子との接続点が負荷に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記電力変換装置は、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子との接続点が、負荷に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記負荷は電動機、交流電源、またはリアクトルであることを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記電力変換装置は、負荷に接続される出力端子を有し、前記スイッチ部とダイオードとを直列に接続した回路と前記出力端子とが並列に接続され、前記ダイオードと前記スイッチ部との接続点にリアクトルが接続された、昇圧チョッパ回路であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記第一のスイッチング素子をスイッチングさせる回数が、前記第二のスイッチング素子をスイッチングさせる回数よりも多くなるようにスイッチング素子のゲート信号を制御する、第一の制御部を備えることを特徴とする請求項１から５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第一の制御部は、正常に動作するに十分な直流電圧が入力されたときに、前記第一のスイッチング素子への入力信号を常時オンとし、該第二のスイッチング素子のゲート端子への入力信号をパルス幅変調するように、前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子のゲート駆動信号を制御することを特徴とする請求項１から６に記載の電力変換装置。
  8. 　ゲート電圧閾値が第一の所定値である直列に接続された複数の第一のスイッチング素子を有するスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、
    前記第一のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部と、
    前記スイッチ回路と前記直流電源入力端子との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とを備え、
    前記直列に接続された複数の第一のスイッチング素子間のいずれか１つの接続点が負荷に接続される電力変換装置。
  9. 　前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間に接続されることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 　前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に接続されることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  11. 　前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間および前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に接続されることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  12. 　前記制御部は、前記第二のスイッチング素子をオンさせた後に、前記負荷に所望の電圧が与えられるように、第一のスイッチング素子をオン又はオフする制御を行うことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
  13. 　ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子とゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とが直列に接続されたスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、
    前記第一のスイッチング素子及び前記第二のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部とを備え、
    前記直列に接続された第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子間のいずれか１つの接続点が負荷に接続される電力変換装置。
  14. 　前記スイッチ部は、前記第一のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の正極側に接続され、前記第二のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の負極側に接続されていることを特徴とする、請求項１３に記載の電力変換装置。
  15. 　前記スイッチ部は、前記第一のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の負極側に接続され、前記第二のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の正極側に接続されていることを特徴とする、請求項１３に記載の電力変換装置。
  16. 　前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴とする請求項１３乃至１５に記載の電力変換装置。
  17. 　前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴とする請求項１３乃至１５に記載の電力変換装置。
  18. 　前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間および前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴とする請求項１３乃至１５に記載の電力変換装置。
  19. 　前記制御部は、前記第二のスイッチング素子をオンさせた後に、前記負荷に所望の電圧が与えられるように、第一のスイッチング素子をオン又はオフする制御を行うことを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
  20. 　前記第二のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことを特徴とする請求項８乃至１５に記載の電力変換装置。
  21. 　前記第三のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことを特徴とする請求項１６乃至１８に記載の電力変換装置
  22. 　前記第二のスイッチング素子及び前記第三のスイッチング素子は、ゲート電圧閾値が２Ｖよりも高いスイッチング素子であることを特徴とする請求項１乃至２２に記載の電力変換装置。
  23. 　前記第一のスイッチング素子は、ゲート閾値電圧が２Ｖ以下のスイッチング素子であることを特徴とする請求項１乃至１５に記載の電力変換装置。
  24. 　前記第二のスイッチング素子及び前記第三のスイッチング素子は、シリコンで作られたＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１乃至２２に記載の電力変換装置。
  25. 　前記第一のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（シリコンカーバイト）またはＧａＮ（ガリウムナイトライド）のユニポーラスイッチング素子であることを特徴とする請求項１乃至１５に記載の電力変換装置。
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