JP6333395B2 - ヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機 - Google Patents

Description

本発明は、圧縮機をインバータで制御するときのインバータ制御技術に係り、特に、当該インバータが圧縮機を駆動するときの周波数（以下「インバータ周波数」と称する）よりも高い周波数の電圧（以下「高周波電圧」と称する）を圧縮機に印加して、当該圧縮機を加熱する技術に関する。

従来、高周波電圧を印加し圧縮機を加熱するインバータにおいて、電圧ベクトルをゼロベクトルＶ０もしくはゼロベクトルＶ７から、実ベクトルＶ３もしくは実ベクトルＶ４に変化させる際に、スイッチング素子を１相のみオフする制御を行うことで、スイッチング素子のオフ時間を短くし、出力電圧の低下を抑制する技術がある（例えば、特許文献１）。

国際公開第２０１２／１０７９８７号

特許文献１に示す技術は、ゼロベクトルＶ０もしくはゼロベクトルＶ７から、一相のみをオフ状態として実ベクトルＶ３もしくは実ベクトルＶ４の何れかに移行することで、電圧の時間変化率（以下、適宜「ｄＶ／ｄｔ」と表記）を増加させ、電圧の低下を防止する技術であると言える。

しかしながら、ｄＶ／ｄｔの増加により、発生する高周波ノイズが増加する。また、高周波ノイズの増加だけでなく、ゼロベクトルから実ベクトルへの移行開始時には、回生現象によって、電流の極性と電圧の極性が異なっており、負の電力が瞬間的に発生するため、圧縮機へ投入する電力が低下するおそれがあった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高周波ノイズを低減しつつ、回生による圧縮機への電力低下を防止することが可能なヒートポンプ装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、冷媒を圧縮する圧縮機と、前記圧縮機を駆動するモータ、前記モータに交流電圧を印加するインバータと、前記インバータを制御する制御信号を生成するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、前記インバータの正電圧側または負電圧側の３つのスイッチング素子の全てをオン状態とする第１のスイッチングパターンで制御し、次に前記第１のスイッチングパターンで制御したときに同一方向の電流が流れる２つのスイッチング素子をオフ状態とする第２のスイッチングパターンで制御し、次に前記第２のスイッチングパターンでオフ状態とした２つのスイッチング素子の逆電圧側の２つのスイッチング素子をオン状態とする第３のスイッチングパターンで制御する。

この発明によれば、高周波ノイズを低減しつつ、回生による圧縮機への電力低下を防止することができる、という効果を奏する。

実施の形態１におけるヒートポンプ装置の一構成例を示す図 実施の形態１におけるインバータの一構成例を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の一構成例を示す図 実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部の入出力波形を示す図 実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の他の構成例を示す図 選択部がキャリア信号の頂部及び底部のタイミングで位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャート 図７に示す電圧ベクトルの変化の説明図 ＩＰＭモータのロータ位置の説明図 ロータ位置による電流変化を示す図 θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図 θｆが０度、３０度、６０度のときのモータのＵＶＷの各相に流れる電流を表した図 加熱判定部の構成を示す図 実施の形態１において新たに定義した１２通りのスイッチングパターンを示す図 基準位相θｆ＝０度における動作波形を示す図 基準位相θｆ＝０度におけるインバータの動作を示す図 基準位相θｆ＝１８０度における動作波形を示す図 基準位相θｆ＝１８０度におけるインバータの動作を示す図 実施の形態１におけるインバータ制御部の動作を示すフローチャート 実施の形態２に係るヒートポンプ装置の回路構成図 図２０に示すヒートポンプ装置の冷媒の状態についてのモリエル線図

実施の形態１．
実施の形態１では、ヒートポンプ装置１００の基本的な構成及び動作について説明する。

図１は、実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００の一構成例を示す図である。実施の形態１におけるヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４および熱交換器５が、冷媒配管６を介して順次接続された冷凍サイクルを備える。圧縮機１の内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を動作させるモータ８とが設けられている。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻き線を有する三相モータである。

モータ８に電圧を与え駆動させるインバータ９は、モータ８と電気的に接続されている。インバータ９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをそれぞれ印加する。

インバータ９には、モータ８を加熱する必要があるか否かを判定する加熱判定部１２と、高周波電圧をモータ８に印加するための制御を行う高周波電圧発生部１１とを備えるインバータ制御部１０が電気的に接続されている。

インバータ制御部１０は、圧縮機１に冷媒を圧縮させる圧縮運転モードと、圧縮機１を加熱する加熱運転モードとの何れかで運転する制御を行う。圧縮運転モードで運転する場合には、モータ８が回転する周波数の交流電圧をインバータ９に発生させ、加熱運転モードで運転する場合には、圧縮運転モードの場合に発生させる交流電圧の周波数よりも高く、モータ８が回転しない周波数の高周波電圧をインバータ９に発生させる。

高周波電圧発生部１１には、インバータ９の電源電圧である母線電圧Ｖｄｃがインバータ９から伝達される。加熱判定部１２は、モータ８を加熱する必要があると判定した場合にはＯＮ信号を高周波電圧発生部１１に出力し、モータ８を加熱する必要がないと判定した場合にはＯＦＦ信号を高周波電圧発生部１１に出力する。高周波電圧発生部１１は、加熱判定部１２からＯＮ信号が出力された場合に、入力された母線電圧Ｖｄｃに基づいて、高周波電圧をモータ８に印加するためのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：以下「ＰＷＭ」と略記）信号を生成してインバータ９へ出力する。

図２は、実施の形態１におけるインバータ９の一構成例を示す図である。インバータ９は、交流電源１４と、交流電源１４から供給される電圧を整流する整流器１５と、整流器１５で整流された電圧を平滑して直流電圧（母線電圧Ｖｄｃ）を生成する平滑コンデンサ１６と、平滑コンデンサ１６で生成された母線電圧Ｖｄｃを検出してインバータ制御部１０へ出力する母線電圧検出部１７と、母線電圧Ｖｄｃを電源電圧として動作する電圧印加部２０とを備える。

電圧印加部２０は、２つのスイッチング素子が直列に接続された直列接続部、すなわちスイッチング素子１８ａと１８ｄの組、スイッチング素子１８ｂと１８ｅの組、スイッチング素子１８ｃと１８ｆの組による各直列接続部が３個並列に接続されたブリッジ回路を構成する。各スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄ、１８ｅ、１８ｆの夫々には、逆並列、すなわち電流の流れる方向が逆向きとなるように接続された還流ダイオード１９ａ、１９ｂ、１９ｃ、１９ｄ、１９ｅ、１９ｆが設けられている。

電圧印加部２０は、インバータ制御部１０より伝達されるＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに応じて、夫々に対応したスイッチング素子、具体的に説明するとＵＰはスイッチング素子１８ａ、ＶＰはスイッチング素子１８ｂ、ＷＰはスイッチング素子１８ｃ、ＵＮはスイッチング素子１８ｄ、ＶＮはスイッチング素子１８ｅ、ＷＮはスイッチング素子１８ｆを制御する。この制御により、制御されるスイッチング素子を通じた電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが出力され、モータ８におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の夫々に印加される。

図３は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の一構成例を示す図である。上述したように、インバータ制御部１０は、高周波電圧発生部１１と加熱判定部１２とを備える。加熱判定部１２については後述し、ここでは高周波電圧発生部１１について説明する。

高周波電圧発生部１１は、電圧指令選択部１３、電圧指令生成部２５およびＰＷＭ信号生成部２６を備える。また、電圧指令選択部１３は、テーブルデータ２１、外部入力部２２、選択部２３および積分器２４を備える。

テーブルデータ２１には、電圧指令値Ｖｄおよび回転数指令値ωｄが記録されている。選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された電圧指令値Ｖｄと、外部入力部２２から入力された電圧指令値Ｖａとのうちの何れか１つを電圧指令値Ｖ＊として選択して出力する。また、選択部２３は、テーブルデータ２１に記録された回転数指令値ωｄと、外部入力部２２から入力された回転数指令値ωａとのうちの何れか１つを回転数指令値ω＊として選択して出力する。積分器２４は、選択部２３が出力した回転数指令値ω＊から電圧位相θを求める。

電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧位相θとを入力として、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成してＰＷＭ信号生成部２６に出力する。ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が生成した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、入力される母線電圧Ｖｄｃとに基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成し、インバータ９へ出力する。

なお、図３の構成において、外部入力部２２は、例えば加熱判定部１２の必要な加熱量を演算し、外部入力部２２に電圧指令Ｖａおよび回転数指令値ωａを入力する構成としてもよい。また、図３では、インバータ制御部１０の内部に構成しているが、インバータ制御部１０の外部から値を入力するような構成としてもよい。

次に、電圧指令生成部２５が生成する電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、ＰＷＭ信号生成部２６が生成するＰＷＭ信号の詳細について説明する。

図４は、実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成部２６の入出力波形の一例を示す図である。例えば、スペクトル拡散を行わない場合、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を、以下の（式１）から（式３）のように、位相が２π／３ずつ異なる余弦波と定義する。但し、“Ｖ＊”は電圧指令値の振幅、“θ”は電圧指令値の位相である。なお、余弦波に代えて正弦波を用いてもよい。

Ｖｕ＊＝Ｖ＊・ｃｏｓθ …（式１）
Ｖｖ＊＝Ｖ＊・ｃｏｓ｛θ−（２／３）π｝ …（式２）
Ｖｗ＊＝Ｖ＊・ｃｏｓ｛θ＋（２／３）π｝ …（式３）

電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧位相θとに基づき、（式１）から（式３）を用いて電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、振幅がＶｄｃ／２であり、予め設定された周波数で変動する基準信号としてのキャリア信号とを比較し、相互の大小関係に基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。

例えば、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＵＰはスイッチング素子１８ａをオンにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子１８ｄをオフにする電圧とする。また、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＵＰはスイッチング素子１８ａをオフにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子１８ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＶＰ、ＶＮが決定され、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＷＰ、ＷＮが決定される。

一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＵＰとＵＮ、ＶＰとＶＮ、ＷＰとＷＮは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。

なお、図４に示すキャリア信号の周波数は一例であり、設定周波数の中から任意の周波数を選択することが可能である。また、キャリア信号の波形も一例であり、波形上の頂部および底部の双方が識別できる波形であれば、どのような波形を用いてもよい。

図５は、実施の形態１における８通りのスイッチングパターンを示す図である。なお、図５では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０からＶ７の記号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を“±”の符号を付し、電圧が発生しない場合には“０”で表している。具体的に説明すると、例えば“＋Ｕ”とは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧である。また、“−Ｕ”とは、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出するＵ相方向とは逆向きの電流を発生させる電圧である。“±Ｖ”，“±Ｗ”についても同様の解釈である。

図５に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ９に所望の電圧を印加することができる。通常運転モードにおいて、一般的な圧縮機１の冷媒を、モータ８を用いて圧縮動作させる場合には、１ｋＨｚ以下で動作することが一般的である。このときに位相θを高速で変化させることにより、１ｋＨｚを超える高周波電圧を印加し、圧縮機１を加熱することが可能となる。なお、このような１ｋＨｚを超える高周波電圧を印加して圧縮機１を加熱する運転モードは、加熱運転モードと称されることが多い。

なお、（式１）から（式３）は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する際の一例であり、これらの式以外にも、二相変調、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めても構わない。

ただし、一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータに具備されるスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、キャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。

また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧波形の出力精度が悪化し、直流成分が重畳するなどの悪影響を及ぼすおそれがある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。

そこで、本実施の形態では、インバータ制御部１０の構成を図６に示す構成とする。図６の例では、図３では設けていた積分器２４に代えて、基準位相θｆに、位相θｐおよび位相θｎのうちの何れか一方を加算して電圧位相θとする加算部２７を設けると共に、位相θｐおよび位相θｎのうちの何れか一方を選択する機能を、図３に示す選択部２３に付加した選択部２３Ａを設けている。

図３の構成では、回転数指令ω＊を積分器２４にて積分して電圧位相θを求めていた。これに対し、図６の構成では、位相θｐと、位相θｐとはほぼ１８０度異なる位相θｎという２種類の位相を用意し、位相切替部でもある選択部２３Ａが、基準信号に同期して、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替える。そして、加算部２７は、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐまたは位相θｎを加算して電圧位相θとする。なお、以下の説明では、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］として説明する。

次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。選択部２３は、キャリア信号の山である頂部もしくは、キャリア信号の谷である底部のタイミングで、または、頂部および底部の双方のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替える。加算部２７は、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐまたは位相θｎを加算して電圧位相θとして電圧指令生成部２５へ出力する。電圧指令生成部２５は、電圧位相θおよび電圧指令値Ｖ＊を使用し、上記した（式１）から（式３）に基づいて電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成し、ＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。

これらの一連の動作において、選択部２３が位相θｐと位相θｎとを、キャリア信号の頂部もしくは底部、または、頂部および底部の双方のタイミングで切り替えることで、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。

図７は、選択部２３がキャリア信号の頂部および底部のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。図７において、ｆｃはキャリア信号の周波数であり、よって１／ｆｃはキャリア周期を表している。また、図７において、波形Ｋ１はキャリア信号の波形、波形Ｋ２は電圧指令値Ｖ＊の波形、波形Ｋ３はＵ相電圧指令値Ｖｕ＊の波形、破線で示す波形Ｋ４はＶ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊の波形である。なお、図７の例では、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊とＷ相電圧指令値Ｖｗ＊とは常時同じ値をとる。また、波形Ｋ５は位相θを表しており、キャリア信号が頂部から底部に向かうときはθｐが選択され、キャリア信号が底部から頂部に向かうときはθｎが選択されることを示している。波形Ｋ６から波形Ｋ８は、それぞれＰＷＭ信号ＵＰ、ＰＷＭ信号ＶＰおよびＰＷＭ信号ＷＰを表している。

なお、ＰＷＭ信号ＵＰとＰＷＭ信号ＵＮ、ＰＷＭ信号ＶＰとＰＷＭ信号ＶＮ、ＰＷＭ信号ＷＰとＰＷＭ信号ＷＮは、夫々のオン状態とオフ状態とが逆の関係にあり、一方が分かれば他方も分かるため、図７では、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＰＷＭ信号ＶＰ、ＰＷＭ信号ＷＰのみを示している。また、図７では、基準位相θｆを０［度］としている。この場合、図７に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、・・・の順で変化する。

図８は、図７に示す電圧ベクトルの変化の説明図である。なお、図８では、破線で囲まれたスイッチング素子１８がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子１８がオフの状態であることを表している。

図８に示すように、Ｖ０ベクトルまたはＶ７ベクトルの印加時はモータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、Ｖ４ベクトルの印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流（図中の太矢印で示す＋Ｉｕの電流）が流れ、Ｖ３ベクトルの印加時には、Ｖ相およびＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する−Ｕ相方向の電流（図中の太矢印で示す−Ｉｕの電流）がモータ８の巻線に流れる。つまり、Ｖ４ベクトルの印加時と、Ｖ３ベクトルの印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、・・・の順で変化するため、＋Ｉｕの電流と−Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。特に、図５に示すように、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。

また、Ｖ４ベクトル（＋Ｉｕの電流）とＶ３ベクトル（−Ｉｕの電流）とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。

次に、選択部２４がキャリア信号の底部のタイミングのみで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り換える場合について考える。その場合、図示は省略しているが、電圧ベクトルはＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、Ｖ０、Ｖ３、Ｖ７、Ｖ７、Ｖ４、Ｖ０、・・・の順で変化する。Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが２キャリア周期の間に現れるため、１／２キャリア周波数の交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。

図９は、ＩＰＭモータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｍｏｔｏｒ）のロータ位置（ロータの停止位置）の説明図である。ここでは、ＩＰＭモータのロータ位置φは、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度の大きさによって表される。

図１０は、ロータ位置による電流変化を示す図であり、横軸はロータ位置、縦軸は相電流ピークを表している。ＩＰＭモータの場合、巻線インダクタンスはロータ位置に依存する。そのため、電気角周波数ωとインダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータ位置に応じて変動する。したがって、同一電圧を印加した場合においても、ロータ位置によって、モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化してしまう。その結果、ロータ位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費されるおそれがある。そこで、時間の経過と共に基準位相θｆを変化させ、ロータに満遍なく電圧を印加する。

図１１は、基準位相θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を示す図である。ここでは、基準位相θｆを時間の経過とともに、Ｕ相を基準として、０度、４５度、９０度、１３５度、というように、４５度ずつ変化させている。

基準位相θｆが０度であれば、電圧指令値の位相θは０度、１８０度となり、基準位相θｆが４５度であれば、電圧指令値の位相θは４５度、２２５度となり、基準位相θｆが９０度であれば、電圧指令値の位相θは９０度、２７０度となり、基準位相θｆが１３５度であれば、電圧指令値の位相θは１３５度、３１５度となる。すなわち、初めに、基準位相θｆが０度に設定され、第１の時間、電圧指令値の位相θがキャリア信号に同期して０度と１８０度とで切り替えられる。その後、基準位相θｆが４５度に切り替えられ、第２の時間、電圧指令値の位相θがキャリア信号に同期して４５度と２２５度とで切り替えられる。その後、基準位相θｆが９０度に切り替えられ、・・・というように、設定された時間毎に、０度と１８０度、４５度と２２５度、９０度と２７０度、１３５度と３１５度、・・・と電圧指令値の位相θが切り替えられる。

以上の制御動作により、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相を変化させることができ、ロータ停止位置によるインダクタンス特性の影響を排除することができるので、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。

図１２は、基準位相θｆが０度、３０度、６０度のときのモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を表した図である。なお、基準位相θｆは、図１１と同様にＵ相基準、すなわちＶ４の方向を０度としている。

図１２において、基準位相θｆが０度の場合には、電流波形は台形状となり高調波成分の少ない電流となる。この理由は、図７に示すように、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生するからである。他の電圧ベクトルとは、スイッチング素子１８ａから１８ｆのうちで、正電圧側の１つのスイッチング素子と負電圧側の２つのスイッチング素子がオン状態となる電圧ベクトル（図７では、Ｖ４がこれに該当）、または、正電圧側の２つのスイッチング素子と負電圧側の１つのスイッチング素子がオン状態となる電圧ベクトル（図７では、Ｖ３がこれに該当）が１回のみ発生する。

また、基準位相θｆが６０度の場合も、基準位相θｆが０度の場合と同様であり、Ｖ０とＶ７との間には、他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。この場合も、電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。

一方、基準位相θｆが３０度の場合には、Ｖ０とＶ７との間に異なる２つの電圧ベクトルが発生する。この場合、図１２に示すように、電流波形は歪み、高調波成分の多い電流となる。なお、電流波形の歪みは、モータ騒音、モータ軸振動などの悪影響を与えるおそれがある。

上記の特性は、他の値でも同様である。したがって基準位相θｆが６０度のｎ倍（ｎは０以上の整数）の場合には、電圧位相θが６０度の倍数となるため（ここでは、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］である）、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。一方、基準位相θｆが６０度のｎ倍以外の場合には、電圧位相θが６０度の倍数とならないため、Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまうことになる。Ｖ０とＶ７との間に他の電圧ベクトルが２つ発生してしまうと、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となり、モータ騒音、モータ軸振動などの悪影響を与えるおそれがある。したがって、基準位相θｆは、０度、６０度、・・・のように６０度刻みで変化させることが望ましい。

次に、加熱判定部１２について説明する。図１３は、実施の形態１における加熱判定部１２の構成を示す図である。加熱判定部１２は、インバータ９の母線電圧検出部１７が検出した母線電圧Ｖｄｃに基づき、高周波電圧発生部１１の動作状態、すなわち高周波電圧発生部１１を動作させるか否か（オンまたはオフ）を制御する。

加熱判定部１２は、電圧比較部２８、温度検出部２９、温度比較部３０、第１論理積計算部３１、滞留判定部３２、経過時間計測部３３、時間比較部３４、リセット部３５、論理和計算部３６および第２論理積計算部３７を備える。

電圧比較部２８は、母線電圧検出部１７により検出した母線電圧Ｖｄｃが、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＜Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ＿ｍａｘの状態の時に正常状態と判断して“１”を、それ以外の場合には“０”を出力する。ここで、Ｖｄｃ＿ｍａｘは母線電圧上限値、Ｖｄｃ＿ｍｉｎは母線電圧下限値である。Ｖｄｃ＿ｍａｘ以上の過大な母線電圧の場合、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ以下の過小な母線電圧の場合には、電圧比較部２８は異常状態と判断して０を出力することで、加熱を停止するよう動作する。

温度検出部２９は、電圧印加部２０の温度であるインバータ温度Ｔｉｎｖ、圧縮機１の温度（以下「圧縮機温度」と称する）Ｔｃ、外気温度Ｔｏを検出する。

温度比較部３０は、予め設定したインバータの保護温度Ｔｐ＿ｉｎｖとインバータ温度Ｔｉｎｖとを比較するとともに、予め設定した圧縮機１の保護温度Ｔｐ＿ｃと圧縮機温度Ｔｃとを比較する。そして、温度比較部３０は、Ｔｐ＿ｉｎｖ＞Ｔｉｎｖの状態、かつ、Ｔｐ＿ｃ＞Ｔｃの状態では正常に動作していると判断して１を、それ以外の場合には０を出力する。ここで、Ｔｐ＿ｉｎｖ＜Ｔｉｎｖとなった場合には、インバータ温度が高温になっており、また、Ｔｐ＿ｃ＜Ｔｃとなった場合には、圧縮機１内のモータ８の巻線温度が高温となり、絶縁不良等のおそれがある。そのため、温度比較部３０は、危険と判断して“０”を出力して加熱を停止するよう動作する。ここで、圧縮機１はモータ８の巻線に比べて熱容量が大きく、温度の上昇速度が巻線に比べて遅い点を考慮してＴｐ＿ｃを設定する必要がある。

第１論理積計算部３１は、以上の電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値の論理積を出力する。電圧比較部２８、温度比較部３０の出力値の何れか１つでも異常状態の“０”となった場合には、第１論理積計算部３１が０を出力して加熱を停止するよう動作させる。

なお、ここでは、母線電圧Ｖｄｃ、温度Ｔｉｎｖ、圧縮機温度Ｔｃを用いて加熱を停止する一手法について述べたが、全てを用いなくてもよい。また、ここで述べた以外のパラメータを用いて加熱を停止するよう構成してもよいことは言うまでもない。

続いて、温度検出部２９により検出した圧縮機温度Ｔｃと外気温度Ｔｏに基づいて、滞留判定部３２により圧縮機１内の圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態か否かを判断する。

圧縮機１は冷凍サイクル中で最も熱容量が大きく、外気温Ｔｏの上昇に対して、圧縮機温度Ｔｃは遅れて上昇するため、最も温度が低くなる。冷媒は冷凍サイクル中で最も温度が低い場所で滞留し、液冷媒として溜まるという性質があるため、温度の上昇時に圧縮機１内に冷媒が溜まり易い。そこで、滞留判定部３２は、Ｔｏ＞Ｔｃとなった場合には、冷媒が圧縮機１内に滞留していると判断して“１”を出力して加熱を開始し、Ｔｏ＜Ｔｃとなった場合に加熱を停止する。なお、Ｔｏが上昇傾向のとき、Ｔｃが上昇傾向の時に加熱を開始するよう制御してもよく、ＴｃもしくはＴｏの検出が困難になった場合に何れか１つを用いて制御ができるため、信頼性の高い制御が実現できる。

ここで、圧縮機温度Ｔｃおよび外気温度Ｔｏの双方が検出不可能になった場合、圧縮機１の加熱ができなくなるおそれがある。そこで、経過時間計測部３３は、圧縮機１を加熱していない時間（Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅ）を計測し、時間比較部３４にて予め設定した制限時間Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを超過した場合に“１”を出力して圧縮機１の加熱を開始する。ここで、１日の温度変化は太陽が昇る朝から昼にかけて温度が上昇し、日没から夜にかけて温度が低下するため、おおよそ１２時間周期で温度の上昇低下が繰り返される。そのため、例えばＬｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを１２時間程度に設定しておけばよい。また、Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅであるが、例えば圧縮機１への加熱を行った場合には、リセット部３５にてＥｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅを“０”に設定しておけばよい。

論理和計算部３６は、以上の滞留判定部３２と時間比較部３４との出力値の論理和を出力する。滞留判定部３２と時間比較部３４との出力値の何れか一方でも加熱開始を表す“１”となった場合には、論理和計算部３６が“１”を出力して圧縮機１への加熱を開始させる。

第２論理積計算部３７は、第１論理積計算部３１と論理和計算部３６との出力値の論理積を、加熱判定部１２の出力値として出力する。出力値が“１”の場合、高周波電圧発生部１１を動作させるオン信号（ＯＮ）となり、圧縮機１の加熱動作が行われる。一方、出力値が”０”の場合には、高周波電圧発生部１１を動作させないオフ信号（ＯＦＦ）となり、圧縮機１の加熱動作は行われず、あるいは、高周波電圧発生部１１の動作を停止させ、圧縮機１の加熱動作が行われない。

図１３の構成によれば、第２論理積計算部３７で論理積を出力するため、第１論理積計算部３１にて圧縮機１への加熱停止の信号“０”が出力されている場合には、論理和計算部３５が加熱開始の信号“１”が出力されていても、加熱を停止させることができる。そのため、信頼性を確保しつつ、待機中の消費電力を最小限に抑えることが可能なヒートポンプ装置を得ることができる。

なお、滞留判定部３２は、圧縮機温度Ｔｃと外気温度Ｔｏとに基づいて、圧縮機１内に液冷媒がどの程度滞留したかを検出可能であるため、検出した液冷媒の量に応じて、冷媒を圧縮機１の外部へ追い出すのに必要な熱量もしくは電力を算出し、必要最小限の加熱を行うよう高周波電圧発生部１１を動作させることで、消費電力削減による地球温暖化への影響を低減することが可能となる。

次に、好ましい基準位相θｆの値について説明する。まず、図１４は、図５に示した８通りのスイッチングパターンに新たな４つのスイッチングパターンを加えた１２通りのスイッチングパターンを示す図である。図１４では、図５に示したＶ０からＶ７のスイッチングパターンに加え、Ｖ０'、Ｖ７'、Ｖ０''、Ｖ７''の記号を付した４つのスイッチングパターンを追加している。具体的に説明すると、Ｖ０'は、Ｖ０におけるＵＮを“１”から“０”に変更したスイッチングパターンである。他のものも同様に説明すると、Ｖ７'は、Ｖ７におけるＵＰを“１”から“０”に変更したスイッチングパターンであり、Ｖ７''は、Ｖ７におけるＶＰおよびＷＰを“１”から“０”に変更したスイッチングパターンであり、Ｖ０''は、Ｖ０におけるＶＮおよびＷＮを“１”から“０”に変更したスイッチングパターンである。なお、スイッチングパターンＶ０'、Ｖ７'、Ｖ０''、Ｖ７''が出力されるのは、デッドタイム期間中である。デッドタイム期間中では、モータの巻線インダクタンスに蓄えられているエネルギーがインバータ９内を還流、もしくはインバータ９の電源側に回生するため、スイッチングパターンＶ０'、Ｖ７'、Ｖ０''、Ｖ７''による電圧方向は不定、すなわち電圧値は不明である。

図１５は、基準位相θｆ＝０度における動作波形を示す図であり、横軸は時間、縦軸には上部側から、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ、ＵＶＷ各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび、ＵＶ間の線間電圧Ｖｕｖの各動作波形を示している。また、図１６は、基準位相θｆ＝０度におけるインバータ９の動作を示す図である。実際にインバータ９を動作させる際には、正電圧側に接続されたスイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃと、負電圧側に接続されたスイッチング素子１８ｄ、１８ｅ、１８ｆのうち、直列接続されたスイッチング素子同士（図３の構成であれば、スイッチング素子１８ａとスイッチング素子１８ｄ、スイッチング素子１８ｂとスイッチング素子１８ｅ、スイッチング素子１８ｃとスイッチング素子１８ｆが同時にオン状態とならないよう、図１５中に示すデッドタイムを設けることが一般的である。

基準位相θｆ＝０度の場合、図１５における（１）の区間は図１４でのＶ０にあたり、図１６（１）に示すようにモータ８の巻線に蓄えられたエネルギーがスイッチング素子１８ｄおよび、還流ダイオード１９ｅ、１９ｆを介して還流することで、モータ８の巻線の抵抗およびインダクタンスで決定する時定数で電流が減衰していく。次に、図１５における（２）の区間は図１４でのＶ０'にあたる。この場合、スイッチング素子１８ｄがオフとなるため、還流ダイオード１９ａを介して平滑コンデンサ１６に回生する回生モード（図１６（２）では上側の図）となり、途中各相の電流がゼロとなると回生モードは終了し、平滑コンデンサ１６を介さない還流モード（図１６（２）では下側の図）へ移行する。そして図１５における（３）の区間になると、図１４でのＶ４となり、＋Ｕ相の電圧が出力される電流の流れとなる。

また、図１５における（４）、（５）および（６）の動作であるが、図１６に示すようなインバータ９の動作に関する図示は省略するが、電圧ベクトルの遷移がＶ７→Ｖ７'→Ｖ３となる点と、電流の向きが逆転する点を除き、基本的な動作は同一もしくは同等である。

次に、基準位相θｆが１８０度の場合について説明する。図１７は、基準位相θｆ＝１８０度における動作波形を示す図であり、図１５と同様に、上部側から、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ、ＵＶＷ各相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび、ＵＶ間の線間電圧Ｖｕｖの各動作波形を示している。また、図１８は、基準位相θｆ＝１８０度におけるインバータ９の動作を示す図である。

基準位相θｆ＝１８０度の場合、図１７における（１）の区間は図１４でのＶ７にあたり、図１８（１）に示すようにモータ８の巻線に蓄えられたエネルギーが還流ダイオード１９ａおよび、スイッチング素子１８ｂ、１８ｃを介して還流することで、モータ８の巻線の抵抗およびインダクタンスで決定する時定数で電流が減衰していく。次に、図１７における（２）の区間は図１４でのＶ７''にあたる。この場合、スイッチング素子１８ｂ、１８ｃがオフとなるため、還流ダイオード１９ｅ、１９ｆを介して平滑コンデンサ１６に回生する回生モード（図１８（２）では上側の図）となり、途中各相の電流がゼロとなると回生モードは終了し、平滑コンデンサ１６を介さない還流モード（図１８（２）では下側の図）へ移行する。そして図１７における（３）の区間になると、図１４でのＶ４となり、＋Ｕ相の電圧が出力される電流の流れとなる。

また、図１７における（４）、（５）および（６）の動作であるが、図１８に示すようなインバータ９の動作に関する図示は省略するが、電圧ベクトルの遷移がＶ０→Ｖ０''→Ｖ３となる点と、電流の向きが逆転する点を除き、基本的な動作は同一もしくは同等である。

ここで、基準位相θｆ＝０度の場合と、基準位相θｆ＝１８０度の場合との挙動を考察する。双方共に、出力される電圧の方向は変わらないが、図１４に示すようにデッドタイム区間でのＵＶ間電圧Ｖｕｖの挙動が異なり、特に基準位相θｆ＝１８０度の場合は、電圧の時間変化率ｄＶ／ｄｔを低減させることが可能である。ｄＶ／ｄｔが変化する原因については、以下に説明する。

基準位相θｆ＝０度の（１）（図１５、１６の（１））では、スイッチング素子１８ｄに流れる電流Ｉｕは、還流ダイオード１９ｅ、１９ｆに流れる電流Ｉｖ、Ｉｗの和となっている。この状態からスイッチング素子１８ｄをオフ状態にすると、より多くの電流が流れているスイッチング素子１８ｄがオフ状態に遷移するまでの時間が短く、瞬時に（２）の回生モードへ変化する。（１）の状態では全て負電圧側の電位であるため、ＵＶＷの各相では電圧は発生しないが、（２）の回生モードでは、Ｕ相が還流ダイオード１９ａを介して正電圧側へ接続されるため、負電圧側に接続されるＶ相とＷ相の間に電位差が発生し、図１５に示すようにＵＶ間電圧が発生する。なお、上昇した電圧が一度低下するのは（２）において回生モードから還流モードへ移行したためであり、その後（３）となり＋Ｕ相の電圧が出力され、再度電圧が上昇する。

これに対して、基準位相θｆ＝１８０度の（１）（図１５、１６の（１）では、還流ダイオード１９ａに流れる電流Ｉｕは、スイッチング素子１８ｂ、１８ｃに流れる電流Ｉｖ、Ｉｗの和となっている。この状態からスイッチング素子１８ｂ、１８ｃをオフ状態にすると、分流して流れているスイッチング素子１８ｂ、１８ｃをオフ状態に遷移するまでの時間が長くかかった後に、（２）の回生モードへ変化する。（１）の状態では全て正電圧側の電位であるため、ＵＶＷの各相では電圧は発生しないが、（２）の回生モードではＶ相、Ｗ相が還流ダイオード１９ｅ、１９ｆを介して負電圧側へ接続されるため、負電圧側に接続されるＶ相とＷ相の間に電位差が発生し、図１７に示すようにＵＶ間電圧が発生する。なお、θｆ＝１８０度では、ｄＶ／ｄｔが小さいため、上昇した電圧が最大値まで到達せずに（２）の還流モード（図１８（２）の下側）へ移行し、その後（３）となり＋Ｕ相の電圧が出力されて電圧が上昇する。

つまり、θｆ＝１８０度に示すように、図１４に示すＶ０とＶ７からデッドタイムに移行する際に、同方向に電流が流れるスイッチング素子２つをオフするようなＰＷＭパターンとして徐々に回生モードへ移行させ、その後、電圧を出力する例えばＶ３またはＶ４のベクトルを出力することで、Ｖ３またはＶ４に移行する際の電圧の急な変化を抑制することが可能となる。

上記の動作を、図１４で定義した新たな電圧ベクトルで説明する。例えば＋Ｕ相の電圧であるＶ４を出力する場合、デッドタイム区間を通過する際には、Ｖ０→Ｖ０'→Ｖ４というベクトル遷移ではなく、Ｖ７→Ｖ７''→Ｖ４というベクトル遷移で制御することにより、Ｖ４に移行する際の電圧の急な変化を抑制することが可能となる。また、例えば−Ｕ相の電圧であるＶ３を出力する場合、デッドタイム区間を通過する際には、Ｖ７→Ｖ７'→Ｖ３というベクトル遷移ではなく、Ｖ０→Ｖ０''→Ｖ３というベクトル遷移で制御することにより、Ｖ３に移行する際の電圧の急な変化を抑制することが可能となる。

上記の制御を行って、電圧の急な変化を抑制すれば、電圧の高周波成分が低減され、高周波ノイズの発生が抑制されるので、ノイズフィルタの小型化による低コスト化を実現できると共に、浮遊容量による漏れ電流の発生を抑制した信頼性の高いヒートポンプ装置を実現できる。

さらに、基準位相θｆを１８０度とすることの効果について、モータ８への入力電力の観点から説明する。モータ８への入力電力Ｐは、Ｕ相電流をＩｕ、Ｗ相電流をＩｗ、ＵＶ間電圧をＶｕｖ、ＷＶ間電圧をＶｗｖとし２電力計法を用いると、以下の（式４）で表される。

Ｐ＝Ｖｕｖ＊Ｉｕ＋Ｖｗｖ＊Ｉｗ …（式４）

ここで、基準位相θｆ＝０度の場合は、（２）の区間においてＶｕｖとＩｕの極性は反転しており、（式４）におけるＶｕｖとＩｕの積は負の電力となるため、モータ８の入力電力が低下することになる。一方、基準位相θｆ＝１８０度の場合は、前述の通りＵＶ間電圧の立ち上がりが遅く、（２）の区間におけるＶｕｖとＩｕの積は小さくなり、負の電力の発生量を防止することができる。そのため、モータ８により多くの電力を投入することが可能となるため、確実に圧縮機１内に滞留する液冷媒を加熱および気化し、圧縮機１の外部へと漏出することで圧縮機１の破損を防止することが可能となる。

また、モータ騒音、モータ軸振動などの悪影響を防止するため、基準位相θｆは、０度、６０度、・・・のように６０度刻みで変化させることが望ましいと述べたが、ノイズ発生の防止、モータ８への入力電力低下を防止する観点から、基準位相θｆは６０度、１８０度、３００度のように１２０度刻みで変化させることが望ましい。このように変化させることにより、Ｖ０もしくはＶ７からデッドタイムに移行する際に、同方向に電流が流れるスイッチング素子２つをオフするようなＰＷＭパターンとして徐々に回生モードへ移行させ、電圧の時間変化率ｄＶ／ｄｔを低減させた電圧出力が可能となる。

基準位相θｆ＝１８０度の場合に、図１７に示すように、（２）の区間で徐々に電圧値が上昇するが、（３）の電圧値まで到達せず、（３）の区間で電圧が急峻に増加しており、電圧の時間変化率ｄＶ／ｄｔが完全に低下させることができていない。これを解消するためには、モータ８の巻線インピーダンスを変更し、スイッチング素子に流れる電流値を増加、またはスイッチング素子を駆動するための駆動回路のゲート抵抗（図示せず）を調整、デッドタイムの時間を短くまたは長くする（図１７の場合は短くする）ことで、（２）の区間の電圧値をゼロから（３）における電圧値まで低ｄＶ／ｄｔを保ったまま上昇させることが可能となり、発生するノイズを小さくすることが可能となる。

次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。図１９は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャートである。

（Ｓ１：加熱判断ステップ）
加熱判定部１２は、圧縮機１の運転停止中に、上述した動作により高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。ここで、加熱判定部１２が、高周波電圧発生部１１を動作させると判断した場合、すなわち加熱判定部１２の出力値が“１”（ＯＮ）の場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、処理をＳ２へ進め、予熱用のＰＷＭ信号を発生させる。一方、加熱判定部１２が、高周波電圧発生部１１を動作させないと判断した場合、すなわち加熱判定部１２の出力値が“０”（ＯＦＦ）の場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、予め定められた時間の経過後に、再度、高周波電圧発生部１１を動作させるかを判断する。

（Ｓ２：電圧指令値生成ステップ）
電圧指令選択部１３は、電圧指令値Ｖ＊および電圧位相θを選択し、ゼロベクトル（例えばＶ０、Ｖ７）からデッドタイムに移行する際に、同方向に電流が流れるスイッチング素子の２つをオフするＰＷＭパターンが生成されるように電圧位相θを選択し、（式１）〜（式３）によりＶｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。

（Ｓ３：ＰＷＭ信号生成ステップ）
ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得て、インバータ９へ出力する。これにより、インバータ９のスイッチング素子１７ａ〜１７ｆを駆動してモータ８に高周波電圧を印加する。モータ８に高周波電圧を印加することにより、モータ８の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ８が加熱される。モータ８が加熱されることにより、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。Ｓ３の処理後は、Ｓ１に移行し、さらに加熱が必要か否かを判定する。

以上のように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００では、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態である場合に、高周波電圧をモータ８へ印加するため、騒音を抑えつつ、効率的にモータ８を加熱できる。これにより、圧縮機１内に滞留した冷媒を効率的に加熱することができ、滞留した冷媒を圧縮機１の外部へ漏出させることができる。

また、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００は、圧縮機１内に滞留した冷媒を加熱する際に、インバータ制御部１０は、インバータ９の正電圧側または負電圧側の３つのスイッチング素子の全てをオン状態とする第１のスイッチングパターンで制御し、次に第１のスイッチングパターンで制御したときに同一方向の電流が流れる２つのスイッチング素子をオフ状態とする第２のスイッチングパターンで制御し、次に第２のスイッチングパターンでオフ状態とした２つのスイッチング素子の逆電圧側の２つのスイッチング素子をオン状態とする第３のスイッチングパターンで制御することとしたので、高周波ノイズを低減しつつ、回生による圧縮機１への電力低下を防止することができる。

なお、圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転、振動が発生することが無くなる。そこで、Ｓ２において、電圧指令選択部１３は、圧縮動作時の運転周波数以上となる電圧位相θを出力するのがよい。

一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すればよい。また、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。そこで、例えば、電圧指令選択部１３は、２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるような電圧位相θを出力する。

但し、高周波電圧の周波数はスイッチング素子１８ａから１８ｆの最大定格周波数を超えるとスイッチング素子１８ａから１８ｆの破壊による負荷もしくは電源短絡を起こし、発煙、発火に至る可能性がある。そのため、信頼性を確保するため高周波電圧の周波数は最大定格周波数以下にすることが望ましい。

また、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機のモータには、高効率化のため、ＩＰＭ構造のモータ、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータなどが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。巻線インピーダンスが高くなると、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し、効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。

また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機１がＩＰＭ構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加および圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。

また、インバータ９を構成するスイッチング素子１８ａから１８ｆと、これらに逆並列に接続された還流ダイオード１９ａから１９ｆには、現在一般的には珪素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドギャップ半導体を用いてもよい。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子、ダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子、ダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子、ダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化、、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子およびダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子およびダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

また、高周波数でのスイッチングが可能となるため、モータ８に更に高周波数の電流を流すことが可能となり、モータ８の巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータ９へ流れる電流を低減できるため、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらに高周波数化がしやすくなるため、可聴周波数を超える周波数を設定しやすく、騒音対策がしやすくなるといった利点がある。

なお、スイッチング素子及びダイオード素子の双方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、何れか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることでもよく、また、スイッチング素子１８ａから１８ｆのうちの少なくとも１つ、還流ダイオード１９ａから１９ｆのうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていても、この本実施の形態に記載の効果を得ることができる。

その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。

また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかしながら、実施の形態１のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。

さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令値の振幅または周波数の調整を行うようにしてもよい。

なお、インバータ制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であることは前述の通りで、他にアナログ回路、デジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。

実施の形態２．
実施の形態２では、ヒートポンプ装置１００の回路構成の一例について説明する。なお、例えば、図１等では、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５とが配管により順次接続されたヒートポンプ装置１００について示した。実施の形態２では、より具体的な構成のヒートポンプ装置１００について説明する。

図２０は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置１００の回路構成図である。図２１は、図２０に示すヒートポンプ装置１００の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図２１において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。

ヒートポンプ装置１００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１は、上記実施の形態１で説明した圧縮機１であり、インバータ９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する圧縮機である。さらに、ヒートポンプ装置１００は、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。

熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータ、床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。

まず、ヒートポンプ装置１００の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２１の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２１の点２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、暖房および給湯に利用される。

熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２１の点３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２１の点４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２１の点５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２１の点６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２１の点７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２１の点８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２１の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２１の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。

圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２１の点８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２１の点１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２１の点１１）に、インジェクション冷媒（図２１の点１０）が合流して、温度が低下する（図２１の点１２）。そして、温度が低下した冷媒（図２１の点１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２１の点１）。

なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。

次に、ヒートポンプ装置１００の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ること、冷凍することなども含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２１の点１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２１の点２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２１の点３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２１の点４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２１の点９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２１の点４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２１の点５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２１の点６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２１の点７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房、冷凍などに利用される。そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２１の点８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２１の点９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２１の点１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。

なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。

また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。

以上のように、ヒートポンプ装置１００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。

１ 圧縮機、２ 四方弁、３ 熱交換器、４ 膨張機構、５ 熱交換器、６ 冷媒配管、７圧縮機構、８ モータ、９ インバータ、１０ インバータ制御部、１１ 高周波電圧発生部、１２ 加熱判定部、１３ 電圧指令選択部、１４ 交流電源、１５ 整流器、１６ 平滑コンデンサ、１７ 母線電圧検出部、１８ スイッチング素子、１９ 還流ダイオード、２０ 電圧印加部、２１ テーブルデータ、２２ 外部入力部、２３ 選択部、２４ 積分器、２５ 電圧指令生成部、２６ ＰＷＭ信号生成部、２７ 加算部、２８ 電圧比較部、２９ 温度検出部、３０ 温度比較部、３１ 第１論理積計算部、３２ 滞留判定部、３３ 経過時間計測部、３４ 時間比較部、３５ リセット部、３６ 論理和計算部、３７ 第２論理積計算部、５１ 圧縮機、５２，５７ 熱交換器、５３，５６，６１ 膨張機構、５４ レシーバ、５５ 内部熱交換器、５８ 主冷媒回路、５９ 四方弁、６０ ファン、６２ インジェクション回路、６３ 水回路、１００ ヒートポンプ装置。

Claims (11)

1. 冷媒を圧縮する圧縮機と、
   前記圧縮機を駆動するモータ、
   正電圧側および負電圧側にそれぞれ３つのスイッチング素子を有し、前記モータに交流電圧を印加するインバータと、
   前記インバータを制御する制御信号を生成するインバータ制御部と、を備え、
   前記インバータ制御部は、
   前記インバータの正電圧側または負電圧側の３つのスイッチング素子の全てをオン状態とし、逆電圧側の３つのスイッチング素子の全てをオフ状態とする第１のスイッチングパターンを前記インバータに出力し、次に前記第１のスイッチングパターンで制御したときに同一方向の電流が流れる２つのスイッチング素子をオン状態からオフ状態とし、且つ、前記逆電圧側の３つのスイッチング素子のオフ状態を維持する第２のスイッチングパターンを前記インバータに出力し、次に前記第２のスイッチングパターンでオン状態からオフ状態とした２つのスイッチング素子の逆電圧側の２つのスイッチング素子をオン状態とする第３のスイッチングパターンを前記インバータに出力するヒートポンプ装置。
2. 前記インバータ制御部は、
   基準信号に同期して、３つの電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成するための位相角を予め設定された２つの値を交互に切り替えて選択する電圧指令選択部と、
   前記電圧指令選択部が選択した３つの電圧指令値と前記基準信号とを比較して、前記インバータの各スイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する請求項１に記載のヒートポンプ装置。
3. 前記基準信号は、時間変化における頂部および底部が特定可能な信号であり、
   前記電圧指令選択部は、前記基準信号の頂部と底部との双方のタイミングで前記３つの電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を切り替える請求項２に記載のヒートポンプ装置。
4. 前記基準信号は、時間に対する値の変化における頂部および底部が特定可能な信号であり、
   前記電圧指令選択部は、前記基準信号の頂部および底部のうちの何れかのタイミングで前記３つの電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を切り替える請求項２に記載のヒートポンプ装置。
5. 前記インバータ制御部は、前記圧縮機に冷媒を圧縮させる圧縮運転モードと、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードとの何れかで運転し、前記圧縮運転モードで運転する場合には、前記モータが回転する周波数の交流電圧を前記インバータに発生させ、前記加熱運転モードで運転する場合には、前記圧縮運転モードの場合に発生させる交流電圧の周波数よりも高く、前記モータが回転しない周波数の交流電圧を前記インバータに発生させる請求項１から４の何れか１項に記載のヒートポンプ装置。
6. 前記インバータを構成するスイッチング素子の少なくとも１つ、または、前記インバータを構成するダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載のヒートポンプ装置。
7. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項６に記載のヒートポンプ装置。
8. 請求項１から７の何れか１項に記載のヒートポンプ装置を備えた空気調和機。
9. 請求項１から７の何れか１項に記載のヒートポンプ装置を備えたヒートポンプ給湯機。
10. 請求項１から７の何れか１項に記載のヒートポンプ装置を備えた冷蔵庫。
11. 請求項１から７の何れか１項に記載のヒートポンプ装置を備えた冷凍機。
    

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