JP7566172B2 - ヒートポンプ装置 - Google Patents

Description

本開示は、ヒートポンプ装置に関する。

圧縮機の予熱時において、スイッチング素子のスイッチングによるストレスを軽減し、かつ、スイッチングによる磁気音を低減する技術がある。例えば、特許文献１には、直流電流を圧縮機のモータに流すことで加熱するとともに、インバータのゼロベクトル区間をランダムに変化させることで磁気音を低減する技術が示されている。

特開２００２－２７７０７４号公報

しかしながら、従来の技術は、ランダムにゼロベクトルを変化させるが、インバータの上側の全スイッチング素子をオン状態とするスイッチングと、インバータの下側の全スイッチング素子をオン状態とするゼロベクトルとが混在しており、コモンモード電圧は、インバータの入力電圧の＋１／２から－１／２と大きく変動してしまう。

そのため、従来の技術では、特に高周波の電圧が印加された場合、コモンモード電圧の変動も早くなり、圧縮機の浮遊容量から漏れる電流が大きくなる。このため、従来の技術は、ノイズ又は漏れ電流の悪化につながる。

そこで、本開示の一又は複数の態様は、待機中において効率の高い冷媒加熱方法を提供して待機電力の削減を図ると共に、冷媒加熱中のノイズ及び漏洩電流の低減を可能とすることを目的とする。

本開示の第１の態様に係るヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機構及び前記圧縮機構を駆動するモータを備える圧縮機と、三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備え、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧として、三相交流電圧を前記モータに印加するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、前記圧縮機を加熱する必要がある場合に、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧を前記モータに印加する加熱運転モードで前記インバータを制御し、前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記インバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、前記インバータの母線電圧の三分の二未満となるように前記インバータを制御し、前記コモンモード電圧の正のピークと、前記コモンモード電圧の負のピークとの幅は、前記母線電圧未満であることを特徴とする。
本開示の第２の態様に係るヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機構及び前記圧縮機構を駆動するモータを備える圧縮機と、三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備え、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧として、三相交流電圧を前記モータに印加するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、前記圧縮機を加熱する必要がある場合に、前記駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧を前記モータに印加する加熱運転モードで前記インバータを制御し、前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記インバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、前記インバータの母線電圧の三分の二未満となるように前記インバータを制御し、前記インバータ制御部は、前記三相の上側スイッチング素子の全てをオン状態とする制御、又は、前記三相の下側スイッチング素子の全てをオン状態とする制御を前記インバータのスイッチング周期において行わないことを特徴とする。

本開示の第３の態様に係るヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機構及び前記圧縮機構を駆動するモータを備える圧縮機、前記冷媒の熱交換を行う第１の熱交換器、前記冷媒を膨張させる膨張機構、並びに、前記冷媒の熱交換を行う第２の熱交換器を配管により接続した冷媒回路と、三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備え、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧として、三相交流電圧を前記モータに印加するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、前記圧縮機を加熱する必要がある場合に、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧を前記モータに印加する加熱運転モードで前記インバータを制御し、前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記インバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、前記インバータの母線電圧の三分の二未満となるように前記インバータを制御し、前記コモンモード電圧の正のピークと、前記コモンモード電圧の負のピークとの幅は、前記母線電圧未満であることを特徴とする。
本開示の第４の態様に係るヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機構及び前記圧縮機構を駆動するモータを備える圧縮機、前記冷媒の熱交換を行う第１の熱交換器、前記冷媒を膨張させる膨張機構、並びに、前記冷媒の熱交換を行う第２の熱交換器を配管により接続した冷媒回路と、三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備え、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧として、三相交流電圧を前記モータに印加するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、前記圧縮機を加熱する必要がある場合に、前記駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧を前記モータに印加する加熱運転モードで前記インバータを制御し、前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記インバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、前記インバータの母線電圧の三分の二未満となるように前記インバータを制御し、前記インバータ制御部は、前記三相の上側スイッチング素子の全てをオン状態とする制御、又は、前記三相の下側スイッチング素子の全てをオン状態とする制御を前記インバータのスイッチング周期において行わないことを特徴とする。

本開示の一又は複数の態様によれば、待機中において効率の高い冷媒加熱方法を提供して待機電力の削減を図ると共に、冷媒加熱中のノイズ及び漏洩電流の低減が可能となる。

実施の形態１に係るヒートポンプ装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１におけるインバータ装置の構成を示す回路図である。 比較例としてのインバータ制御部の構成を概略的に示すブロック図である。 ＰＷＭ信号生成部への入出力波形を示す概略図である。 ８通りのスイッチングパターンを示す表である。 実施の形態１におけるインバータ制御部の構成を概略的に示すブロック図である。 選択部がキャリア信号の頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。 （Ａ）～（Ｄ）は、電圧ベクトルの変化を説明するための概略図である。 ＩＰＭモータのロータ位置を示す図である。 ロータ位置による電流変化を示すグラフである。 （Ａ）～（Ｄ）は、基準位相を時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を説明するための概略図である。 基準位相が０度、３０度、６０度の時のモータのＵＶＷの各相に流れる電流を示す概略図である。 加熱判定部の構成を概略的に示すブロック図である。 コモンモード電圧の変化量を表す表である。 高周波電圧を印加する際の電圧を説明するための概略図である。 実施の形態１で採用するベクトルパターンの一例を説明する概略図である。 実施の形態１におけるインバータ制御部の動作を示すフローチャートである。 実施の形態２に係るヒートポンプ装置の構成を概略的に示すブロック図である。 実施の形態２に係るヒートポンプ装置の冷媒の状態を示すモリエル線図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。
ヒートポンプ装置１００は、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５と、冷媒配管６とを備える。圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４及び熱交換器５は、冷媒配管６を介して順次接続され、冷凍サイクルを形成する。なお、熱交換器３を第１の熱交換器ともいい、熱交換器５を第２の熱交換器ともいう。

圧縮機１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を駆動するモータ８とが設けられている。モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相の巻き線を有する三相モータである。

また、ヒートポンプ装置１００は、インバータ装置９と、インバータ装置９を制御するインバータ制御部１０とを備える。
インバータ装置９は、モータ８と電気的に接続され、モータ８に電圧を与えて駆動させる。インバータ装置９は、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをそれぞれ印加する。

インバータ制御部１０は、インバータ装置９に電気的に接続されている。インバータ制御部１０は、高周波電圧発生部１１と、加熱判定部１２とを備える。
インバータ制御部１０は、圧縮機１を加熱する必要がある場合に、圧縮機構７を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧をモータ８に印加する加熱運転モードで、インバータ装置９に含まれている後述するインバータを制御する。加熱運転モードでは、インバータ制御部１０は、そのインバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、そのインバータの母線電圧の三分の二以下となるように、そのインバータを制御する。

例えば、インバータ制御部１０では、インバータ装置９の電源電圧である母線電圧Ｖｄｃの値と、加熱判定部１２による、圧縮機１を加熱する必要があるという判定とに基づいて、高周波電圧発生部１１は、コモンモード電圧抑制部１３を用いて、コモンモード電圧を抑制した高周波電圧を印加するようなＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号（駆動信号）を生成してインバータ装置９へ出力する。

図２は、実施の形態１におけるインバータ装置９の構成を示す回路図である。
インバータ装置９は、整流器１５と、平滑コンデンサ１６と、母線電圧検出部１７とを備える。
整流器１５は、交流電源１４から供給される電圧を整流する。
平滑コンデンサ１６は、整流器１５で整流された電圧を平滑して直流電圧を生成する。ここで生成される直流電圧が母線電圧Ｖｄｃとなる。
母線電圧検出部１７は、平滑コンデンサ１６で生成された直流電圧を母線電圧Ｖｄｃとして検出してインバータ制御部１０へ出力する。

また、インバータ装置９は、母線電圧Ｖｄｃを電源とするインバータ２０を備える。インバータ２０は、モータ８に電圧を印加する。インバータ２０は、インバータ制御部１０により制御される。
インバータ２０は、直列に接続された２つのスイッチング素子１８ａ、１８ｄと、直列に接続された２つのスイッチング素子１８ｂ、１８ｅと、直列に接続された２つのスイッチング素子１８ｃ、１８ｆとが、並列に接続されている。スイッチング素子１８ａ～１８ｆには、それぞれと並列に環流ダイオード１９ａ～１９ｆが備えられている。

なお、以降の説明において、スイッチング素子１８ａ～１８ｆの各々を特に区別する必要がない場合には、スイッチング素子１８ａ～１８ｆの一つをスイッチング素子１８という。
また、環流ダイオード１９ａ～１９ｆの各々を特に区別する必要がない場合には、環流ダイオード１９ａ～１９ｆの一つを環流ダイオード１９という。

インバータ２０では、インバータ制御部１０より送られるＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮに応じて、それぞれに対応したスイッチング素子１８が駆動する。そして、インバータ２０は、駆動されたスイッチング素子１８に応じた電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線に、それぞれ印加する。これにより、三相交流電圧がモータ８に印加される。

ここで、インバータ制御部１０は、圧縮機１を加熱する必要がある場合には、インバータ２０のスイッチング周期において、第１の電圧位相と、第１の電圧位相から１８０度ずれた第２の電圧位相とで、インバータ２０をスイッチングさせる。
その加熱運転モードでは、コモンモード電圧の正のピークと、コモンモード電圧の負のピークとの幅は、インバータ２０の母線電圧未満とする。
例えば、インバータ制御部１０は、後述するように、三相の上側スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃの全てをオン状態とする制御、又は、三相の下側スイッチング素子１８ｄ、１８ｅ、１８ｆの全てをオン状態とする制御をインバータ２０のスイッチング周期において行わないことで、インバータ２０のスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、インバータ２０の母線電圧の三分の二以下となるようにする。

図３は、比較例として、通常のインバータ制御部１０＃の構成を概略的に示すブロック図である。
インバータ制御部１０＃は、高周波電圧発生部１１＃と、加熱判定部１２とを備える。加熱判定部１２については、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の加熱判定部１２と同様であるため、後述する。ここでは高周波電圧発生部１１＃について説明する。

高周波電圧発生部１１＃は、テーブルデータ２１と、外部入力部２２と、選択部２３＃と、積分器２４と、電圧指令生成部２５＃と、ＰＷＭ信号生成部２６＃を備える。
インバータ制御部１０＃におけるテーブルデータ２１及び外部入力部２２は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の対応する部分と同様である。

選択部２３＃は、テーブルデータ２１に記録されている電圧指令値Ｖｔと、外部入力部２２から入力された電圧指令値Ｖａとのうちいずれか１つを電圧指令値Ｖ＊として選択する。そして、選択部２３＃は、電圧指令値Ｖ＊を電圧指令生成部２５＃に与える。

また、選択部２３＃は、テーブルデータ２１に記録されている回転数指令値ωｔと、外部入力部２２から入力された回転数指令値ωａとのうちいずれか１つを回転数指令値ω＊として選択する。そして、選択部２３＃は、回転数指令値ω＊を積分器２４に与える。

積分器２４は、選択部２３が出力した回転数指令値ω＊から電圧指令値位相θを求める。
電圧指令生成部２５＃は、電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧指令値位相θとを入力として、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。そして、電圧指令生成部２５＃は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６＃に与える。

ＰＷＭ信号生成部２６＃は、電圧指令生成部２５からの電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、母線電圧Ｖｄｃとに基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部２６＃は、そのＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを、インバータ装置９に与える。

ここで、電圧指令生成部２５＃の電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の生成方法及びＰＷＭ信号生成部２６＃のＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮの生成方法について説明する。

図４は、ＰＷＭ信号生成部２６＃への入出力波形を示す概略図である。
例えば、後述するコモンモード電圧抑制を行わない場合、電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、式（１）～式（３）のように位相が２π／３ずつ異なる余弦波又は正弦波と定義する。但し、Ｖ＊は電圧指令値の振幅、θは電圧指令値位相である。
Ｖｕ＊＝Ｖ＊ｃｏｓθ （１）
Ｖｖ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ－（２／３）π） （２）
Ｖｗ＊＝Ｖ＊ｃｏｓ（θ＋（２／３）π） （３）

電圧指令生成部２５＃は、電圧指令値Ｖ＊と、積分器２４が求めた電圧指令値位相θとに基づいて、式（１）～式（３）により電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６＃へ出力する。

ＰＷＭ信号生成部２６＃は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、予め定められた周波数で、振幅Ｖｄｃ／２のキャリア信号とを比較し、相互の大小関係に基づいて、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。ここで、キャリア信号は、基準信号として使用される。

ＰＷＭ信号生成部２６＃は、例えば、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＰＷＭ信号ＵＰとしてスイッチング素子１８ａをオンにする電圧とし、ＰＷＭ信号ＵＮとしてスイッチング素子１８ｄをオフにする電圧とする。逆に、ＰＷＭ信号生成部２６＃は、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、ＰＷＭ信号ＵＰとしてスイッチング素子１８ａをオフにする電圧とし、ＰＷＭ信号ＵＮとしてスイッチング素子１８ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、ＰＷＭ信号生成部２６＃は、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号ＶＰ、ＶＮを決定し、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＰＷＭ信号ＷＰ、ＷＮを決定する。
通常のインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＰＷＭ信号ＵＰとＰＷＭ信号ＵＮ、ＰＷＭ信号ＶＰとＰＷＭ信号ＶＮ、及び、ＰＷＭ信号ＷＰとＰＷＭ信号ＷＮは、互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。

図５は、８通りのスイッチングパターンを示す表である。
なお、図５では、スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルのそれぞれに、Ｖ０～Ｖ７の符号が付されている。

また、各電圧ベクトルの電圧の方向が、±Ｕ、±Ｖ、±Ｗで表されている。但し、電圧が発生しない場合には０になっている。
ここで、＋Ｕは、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧である。
また、－Ｕとは、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ、±Ｗについても同様である。

ＰＷＭ信号生成部２６＃は、図５に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することで、インバータ装置９に所望の電圧を出力させる。
通常運転モードにおいて、一般的な圧縮機１の冷媒を、モータ８を用いて圧縮する場合、１ｋＨｚ以下で動作することが一般的である。
一方、ＰＷＭ信号生成部２６＃は、位相を高速で変化させることにより、１ｋＨｚを超える高周波の電圧を出力し、圧縮機１に通電することで、加熱運転モードとすることが可能となる。

なお、式（１）～式（３）以外にも、電圧指令生成部２５＃は、二相変調、三次高調波重畳変調又は空間ベクトル変調等により、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めても構わない。
但し、一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数は、インバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア信号の周波数であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は、２０ｋＨｚ程度である。

また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳する等悪影響を及ぼすおそれがある。この点を考慮し、キャリア周波数を２０ｋＨｚとした場合に、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０の２ｋＨｚ以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。

そこで、図６に示すように、実施の形態１におけるインバータ制御部１０は、図３に示されている積分器２４に代えて、基準位相θｆに、選択部２３にて選択された位相θｐ又は位相θｎを加算することで、電圧指令値位相θを生成する加算部２７を備える。
図６は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の構成を概略的に示すブロック図である。

ここで、図３に示されている通常のインバータ制御部１０＃は、回転数指令値ω＊を積分器２４にて積分して電圧指令値位相θを求めていた。これに対し、図６に示されているインバータ制御部１０では、位相切替部として機能する選択部２３が、位相θｐと、位相θｐに対してほぼ１８０度異なる位相θｎとの２種類の電圧指令値位相を交互に切り換える。

また、選択部２３は、テーブルデータ２１に記録されている位相θｔと、外部入力部２２から入力された位相θａとのうちいずれか１つを基準位相θｆとして選択する。そして、選択部２３は、基準位相θｆを加算部２７に与える。

例えば、選択部２３は、キャリア信号の頂又は底のタイミングで、あるいは、頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替える。ここで、キャリア信号の頂は、山ともいい、キャリア信号の底は、谷ともいう。

加算部２７は、基準位相θｆに、選択部２３が選択した位相θｐ又は位相θｎを加算することで、電圧指令値位相θを生成する。そして、加算部２７は、電圧指令値位相θを電圧指令生成部２５に与える。なお、以下の説明では、θｐ＝０［度］、θｎ＝１８０［度］として説明する。

電圧指令生成部２５は、電圧指令値位相θと、電圧指令値Ｖ＊とを用いて、上記の式（１）～式（３）にて電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。そして、電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６に与える。

選択部２３が位相θｐと位相θｎとを、キャリア信号の頂若しくは底、又は、キャリア信号の頂及び底のタイミングで切り替えることで、キャリア信号に同期したＰＷＭ信号を出力することができる。

図７は、選択部２３がキャリア信号の頂及び底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。
なお、ＰＷＭ信号ＵＰ及びＰＷＭ信号ＵＮ、ＰＷＭ信号ＶＰ及びＰＷＭ信号ＶＮ、並びに、ＰＷＭ信号ＷＰ及びＰＷＭ信号ＷＮは、それぞれオン及びオフの状態が逆であり、一方が分かれば他方も分かるため、ここではＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰのみを示している。
また、ここでは、基準位相θｆ＝０［度］としている。この場合、図７に示すようにＰＷＭ信号が変化する。そして、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、・・・の順で変化する。

図８（Ａ）～（Ｄ）は、図７に示す電圧ベクトルの変化を説明するための概略図である。
なお、図８（Ａ）～（Ｄ）では、破線で囲まれたスイッチング素子１８がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子１８がオフの状態であることを表している。

図８（Ａ）又は（Ｃ）に示されているように、電圧ベクトルＶ０又は電圧ベクトルＶ７の印加時は、モータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。

図８（Ｂ）に示されているように、電圧ベクトルＶ４の印加時には、Ｕ相を介してモータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８から流出するＵ相方向の電流である＋Ｉｕの電流がモータ８の巻線に流れる。

図８（Ｄ）に示されているように、電圧ベクトルＶ３の印加時には、Ｖ相及びＷ相を介してモータ８へ流入し、Ｕ相を介してモータ８から流出する－Ｕ相方向の電流である－Ｉｕの電流がモータ８の巻線に流れる。

言い換えると、電圧ベクトルＶ４の印加時と、電圧ベクトルＶ３の印加時とでは逆方向の電流がモータ８の巻線に流れる。
そして、図７を用いて説明したように、電圧ベクトルＶ０、電圧ベクトルＶ４、電圧ベクトルＶ７、電圧ベクトルＶ３、電圧ベクトルＶ０、・・・の順で電圧ベクトルが変化するため、＋Ｉｕの電流と－Ｉｕの電流とが交互にモータ８の巻線に流れることになる。
特に、図５に示すように、電圧ベクトルＶ４と、電圧ベクトルＶ３とが１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電圧をモータ８の巻線に印加することができる。

また、電圧ベクトルＶ４と、電圧ベクトルＶ３とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時に切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりモータ８のロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。

また、選択部２３がキャリア信号の底のタイミングで、位相θｐと位相θｎとを交互に切り換える場合、電圧ベクトルＶ０、電圧ベクトルＶ４、電圧ベクトルＶ７、電圧ベクトルＶ７、電圧ベクトルＶ３、電圧ベクトルＶ０、電圧ベクトルＶ０、電圧ベクトルＶ３、電圧ベクトルＶ７、電圧ベクトルＶ７、電圧ベクトルＶ４、電圧ベクトルＶ０、・・・の順で電圧ベクトルが変化する。電圧ベクトルＶ４と、電圧ベクトルＶ３とが２キャリア周期の間に現れるため、１／２キャリア周波数の交流電圧をモータ８の巻線に印加することが可能となる。

図９は、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータのロータ位置を示す図である。
ここで、ＩＰＭモータのロータ位置φは、ロータの停止位置である。図９に示されているように、ロータ位置φは、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度の大きさによって表される。

図１０は、ロータ位置による電流変化を示すグラフである。
ＩＰＭモータの場合、巻線インダクタンスはロータ位置に依存する。そのため、電気角周波数ωと、インダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータ位置に応じて変動する。従って、同一電圧を印加した場合においても、ロータ位置によって、モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化してしまう。その結果、ロータ位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費されるおそれがある。
そこで、選択部２３は、時間の経過と共に基準位相θｆを変化させることで、ロータに満遍なく電圧が印加されるようにする。

図１１（Ａ）～（Ｄ）は、基準位相θｆを時間の経過とともに変化させた場合の印加電圧を説明するための概略図である。
ここでは、基準位相θｆを時間の経過とともに、例えば、０度、４５度、９０度、１３５度、・・・と、４５度ずつ変化させている例が示されている。

図１１（Ａ）に示されているように、基準位相θｆが０度であれば、電圧指令値位相θは０度及び１８０度となる。
図１１（Ｂ）に示されているように、基準位相θｆが４５度であれば、電圧指令値位相θは４５度及び２２５度となる。
図１１（Ｃ）に示されているように、基準位相θｆが９０度であれば、電圧指令値位相θは９０度及び２７０度となる。
図１１（Ｄ）に示されているように、基準位相θｆが１３５度であれば、電圧指令値位相θは１３５度及び３１５度となる。

言い換えると、初めに、図１１（Ａ）に示されているように基準位相θｆが０度に設定され、予め定められた時間、電圧指令値位相θが、キャリア信号に同期して０度と１８０度とで切り替えられる。
その後、図１１（Ｂ）に示されているように基準位相θｆが４５度に切り替えられ、予め定められた時間、電圧指令値位相θがキャリア信号に同期して４５度と２２５度とで切り替えられる。
その後、図１１（Ｃ）に示されているように基準位相θｆが９０度に切り替えられ、というように、予め定められた時間毎に、０度及び１８０度、４５度及び２２５度、９０度及び２７０度、１３５度及び３１５度、・・・と電圧指令値位相θが切り替えられる。これにより、時間の経過とともに、高周波交流電圧の通電位相が変化するため、ロータ停止位置によるインダクタンス特性の影響を排除することができ、ロータ位置に依存せず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。

図１２は、基準位相θｆが０度、３０度、６０度の時のモータ８のＵＶＷの各相に流れる電流を示す概略図である。
ここでの基準位相θｆは、電圧ベクトルＶ４におけるＵ相方向を０度としている。

基準位相θｆが０度の場合には、図７に示されているように、電圧ベクトルＶ０と、電圧ベクトルＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。ここでの他の電圧ベクトルは、スイッチング素子１８ａ～１８ｆの正電圧側１つと負電圧側２つ、又は、正電圧側２つと負電圧側１つがオン状態となる電圧ベクトルである。この場合、電流波形は、台形状となり高調波成分の少ない電流となる。

しかし、基準位相θｆが３０度の場合には、電圧ベクトルＶ０と、電圧ベクトルＶ７との間に２つの他の電圧ベクトルが発生する。この場合、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。この電流波形の歪みはモータ騒音又はモータ軸振動等の悪影響を与えるおそれがある。
また、基準位相θｆが６０度の場合も、基準位相θｆが０度の場合と同様に、電圧ベクトルＶ０と、電圧ベクトルＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。この場合、電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。

このように、基準位相θｆが６０度のｎ倍（ｎは０以上の整数）の場合には、電圧指令値位相θが６０度の倍数となるため、電圧ベクトルＶ０と、電圧ベクトルＶ７との間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生する。
一方、基準位相θｆが６０度のｎ倍以外の場合には、電圧指令値位相θが６０度の倍数とならないため、電圧ベクトルＶ０と、電圧ベクトルＶ７との間に２つの他の電圧ベクトルが発生してしまう。電圧ベクトルＶ０と、電圧ベクトルＶ７との間に２つの他の電圧ベクトルが発生してしまうと、電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となり、モータ騒音又はモータ軸振動等の悪影響を与えるおそれがある。
従って、選択部２３では、基準位相θｆを、０度、６０度、・・・のように６０度刻みで変化させることが望ましい。

図１３は、加熱判定部１２の構成を概略的に示すブロック図である。
加熱判定部１２は、インバータ装置９の母線電圧検出部１７で検出された母線電圧Ｖｄｃに基づき、高周波電圧発生部１１の動作状態であるＯＮ又はＯＦＦを制御する。
加熱判定部１２は、電圧比較部２８と、温度検出部２９と、温度比較部３０と、第１論理積計算部３１と、寝込み判定部３２と、経過時間計測部３３と、時間比較部３４と、リセット部３５と、論理和計算部３６と、第２論理積計算部３７とを備える。

電圧比較部２８は、母線電圧検出部１７で検出された母線電圧Ｖｄｃが、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ＜Ｖｄｃ＜Ｖｄｃ＿ｍａｘを満たす場合に、正常状態と判断し、それ以外の場合に異常状態と判断する。そして、電圧比較部２８は、正常状態の時に１を、異常状態の時に０を出力する。

ここで、Ｖｄｃ＿ｍａｘは、母線電圧上限値、Ｖｄｃ＿ｍｉｎは、母線電圧下限値である。Ｖｄｃ＿ｍａｘ以上の過大な母線電圧の場合、又は、Ｖｄｃ＿ｍｉｎ以下の過小な母線電圧の場合には、電圧比較部２８は、異常状態と判断することで、加熱を停止するよう動作する。

温度検出部２９は、インバータ２０の温度であるインバータ温度Ｔｉｎｖ、圧縮機１の温度Ｔｃ、及び、外気温度Ｔｏを検出する。

温度比較部３０は、インバータ２０の保護温度Ｔｐ＿ｉｎｖと、インバータ温度Ｔｉｎｖとを比較する。また、温度比較部３０は、圧縮機１の保護温度Ｔｐ＿ｃと、圧縮機温度Ｔｃとを比較する。ここで、インバータ２０の保護温度Ｔｐ＿ｉｎｖ及び圧縮機１の保護温度Ｔｐ＿ｃは、予め設定されているものとする。
温度比較部３０は、Ｔｐ＿ｉｎｖ＞Ｔｉｎｖ、かつ、Ｔｐ＿ｃ＞Ｔｃの場合には、正常状態と判断し、それ以外の場合には、異常状態と判断する。そして、温度比較部３０は、正常状態の場合には１を、異常状態の場合には０を出力する。

ここで、Ｔｐ＿ｉｎｖ＜Ｔｉｎｖとなった場合には、インバータ温度Ｔｉｎｖが高温になっており、また、Ｔｐ＿ｃ＜Ｔｃとなった場合には、圧縮機１内のモータ８の巻線温度が高温となり、絶縁不良等のおそれがある。そのため、温度比較部３０は、加熱不要と判断して、加熱を停止するよう動作する。ここで、圧縮機１はモータ８の巻線に比べて熱容量が大きく、温度の上昇速度が巻線に比べて遅い点を考慮してＴｐ＿ｃを設定する必要がある。

第１論理積計算部３１は、電圧比較部２８の出力値と、温度比較部３０の出力値との論理積を出力する。電圧比較部２８及び温度比較部３０の出力値のいずれか１つでも異常状態を示す０となった場合には、第１論理積計算部３１は、０を出力することで、加熱を停止するよう動作させる。
なお、ここでは、母線電圧Ｖｄｃ、インバータ温度Ｔｉｎｖ及び圧縮機１の温度Ｔｃを用いて加熱を停止する方法について述べたが、これらの全てが用いられなくてもよい。また、ここで述べた以外のパラメータを用いて加熱を停止するよう構成してもよい。

寝込み判定部３２は、温度検出部２９で検出された、圧縮機１の温度Ｔｃと、外気温度Ｔｏとに基づいて、圧縮機１内に液冷媒が寝込んだ状態となっているか否かを判断する。冷媒が寝込んでいる状態は、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態である。

圧縮機１は冷凍サイクル中で最も熱容量が大きく、外気温度Ｔｏの上昇に対して、圧縮機１の温度Ｔｃは遅れて上昇する。このため、圧縮機１の温度Ｔｃは、最も温度が低くなる。冷媒は、冷凍サイクル中で最も温度が低い場所で滞留し、液冷媒として溜まるため、温度の上昇時に圧縮機１内に冷媒が溜まる。

そこで、寝込み判定部３２は、Ｔｏ＞Ｔｃとなった場合には、冷媒が圧縮機１内に寝込んでいると判断し、Ｔｏ＜Ｔｃとなった場合には、冷媒が圧縮機１内に寝込んでいないと判断する。このため、寝込み判定部３２は、Ｔｏ＞Ｔｃとなった場合には、１を出力して加熱を開始させ、Ｔｏ＜Ｔｃとなった場合には、０を出力して加熱を停止させる。

なお、寝込み判定部３２は、外気温度Ｔｏが上昇傾向の時、又は、圧縮機１の温度Ｔｃが上昇傾向の時に、加熱を開始させてもよい。これにより、寝込み判定部３２は、外気温度Ｔｏ又は圧縮機１の温度Ｔｃの検出が困難になった場合に、いずれか１つを用いて制御ができるため、信頼性の高い制御を実現することができる。

ここで、圧縮機１の温度Ｔｃ及び外気温度Ｔｏの両方が検出不可能になった場合、圧縮機１の加熱ができなくなるおそれがある。そこで、経過時間計測部３３は、圧縮機１を加熱していない時間であるＥｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅを計測する。時間比較部３４は、そのＥｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅと、予め設定された制限時間Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅとを比較する。そして、時間比較部３４は、Ｅｌａｐｓｅ＿ＴｉｍｅがＬｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅを超過した場合に、１を出力して圧縮機１の加熱を開始させる。

ここで、太陽が昇る朝から昼にかけて温度が上昇し、日没から夜にかけて温度が低下するため、一日の温度変化は、おおよそ１２時間周期で温度の上昇及び低下が繰り返される。そのため、例えば、Ｌｉｍｉｔ＿Ｔｉｍｅは、１２時間程度に設定されればよい。

リセット部３５は、圧縮機１への加熱が行われた場合に、経過時間計測部３３に指示することで、Ｅｌａｐｓｅ＿Ｔｉｍｅを０にリセットさせる。

論理和計算部３６は、寝込み判定部３２の出力値と、時間比較部３４の出力値との論理和を出力する。寝込み判定部３２及び時間比較部３４の出力値のいずれか一方でも加熱開始を表す１となった場合には、論理和計算部３６は、１を出力して圧縮機１への加熱を開始させる。

第２論理積計算部３７は、第１論理積計算部３１の出力値と、論理和計算部３６の出力値との論理積を、加熱判定部１２の出力値として出力する。第２論理積計算部３７の出力値が１の場合には、高周波電圧発生部１１が動作され、圧縮機１の加熱動作を行う。一方、その出力値が０の場合には、高周波電圧発生部１１は動作されず、圧縮機１の加熱動作をしない、あるいは、高周波電圧発生部１１の動作が停止され、圧縮機１の加熱動作が停止される。

論理積を出力する第２論理積計算部３７が設けられているため、第１論理積計算部３１が圧縮機１への加熱停止を示す信号０を出力している場合には、論理和計算部３６が加熱開始を示す信号１を出力していても、加熱を停止させることができる。そのため、信頼性を確保しつつ、待機中の消費電力を最小限に抑えることができる。

なお、寝込み判定部３２は、圧縮機１の温度Ｔｃと、外気温度Ｔｏとに基づいて、圧縮機１内に液冷媒がどの程度滞留したかを検出可能であるため、検出された液冷媒の量に応じて、冷媒を圧縮機１の外部へ追い出すのに必要な熱量又は電力を算出し、必要最小限の加熱を行うよう高周波電圧発生部１１を動作させることができる。これにより、消費電力削減による地球温暖化への影響を低減することが可能となる。

続いて、コモンモード電圧抑制部１３によるコモンモード電圧抑制の方法について説明する。
図１４は、ある電圧ベクトルから他の電圧ベクトルへ遷移した場合の、コモンモード電圧の変化量を表す表である。
このコモンモード電圧がモータ８に発生することにより、圧縮機１をはじめとする冷凍サイクルを構成する部品に存在する浮遊容量を介して雑音端子電圧等のノイズ又は漏洩電流が増加する。

特に浮遊容量に関しては、高周波数の電圧でインピーダンスが低下するため、コモンモード電圧の立ち上がりが急峻な方が影響は大きくなる。そのため、コモンモード電圧の時間変化量（ｄＶ／ｄｔ）が高くなるスイッチング状態の遷移を避ける方が望ましい。実施の形態１は、コモンモード電圧の時間変動量の絶対値の最大値である±４Ｖｄｃ／６の変動を伴うスイッチング状態の遷移を避ける。

ここで、高周波電圧を印加するためには、ＰＷＭ信号生成部２６は、図１５に示すように電圧ＶＡ（位相θp）と、電圧ＶＡに対して１８０度位相が異なる電圧ＶＢ（位相θn）を交互に出力する必要がある。
従来技術は、例えばθｐ＝０°、θｎ＝１８０°とし、電圧ベクトルＶ０、電圧ベクトルＶ４、電圧ベクトルＶ７、電圧ベクトルＶ３及び電圧ベクトルＶ０の順番で、電圧ベクトルを遷移させることで、高周波の電圧が印加されている。しかしながら、電圧ベクトルＶ４から電圧ベクトルＶ７へ遷移した際には、＋４Ｖｄｃ／６のコモンモード電圧の変動が生じ、電圧ベクトルＶ３から電圧ベクトルＶ０へ遷移した際には、－Ｖｄｃ／６のコモンモード電圧の変動が生じ、ノイズが増加する懸念がある。

そこで、実施の形態１では、ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧ＶＡ及び電圧ＶＢを、電圧ベクトルＶ０～電圧ベクトルＶ７から選択された複数のベクトルの合成ベクトルにより生成する。
例えば、ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧ＶＡを、電圧ベクトルＶ４及び電圧ベクトルＶ６の合成ベクトルにより生成し、電圧ＶＢを、電圧ベクトルＶ１及び電圧ベクトルＶ３の合成ベクトルにより生成する。これにより、電圧ベクトルＶ０、電圧ベクトルＶ４、電圧ベクトルＶ７、電圧ベクトルＶ３及び電圧ベクトルＶ０の順番に遷移するベクトルパターンは、電圧ベクトルＶ０、電圧ベクトルＶ４、電圧ベクトルＶ６、電圧ベクトルＶ７、電圧ベクトルＶ３、電圧ベクトルＶ１及び電圧ベクトルＶ０の順番に遷移するベクトルパターンとなる。

このようなベクトルパターンでは、図１４より、電圧ベクトルの遷移により最大で±２Ｖｄｃ／６のコモンモード電圧の変動となり、コモンモード電圧の時間変化量（ｄＶ／ｄｔ）を抑制することができる。

このようなベクトルパターンは、コモンモード電圧の時間変化量（ｄＶ／ｄｔ）を抑制するために、比較的高周波数の雑音端子電圧等に効果があるが、キャリア周期で電圧ベクトルＶ０のコモンモード電圧である－Ｖｄｃ／２と、電圧ベクトルＶ７のコモンモード電圧である＋Ｖｄｃ／２で変動するため、コモンモード電圧の時間変化量（ｄＶ／ｄｔ）により発生する雑音端子電圧よりも低い周波数のノイズが発生する。

そこで、ＰＷＭ信号生成部２６は、図１６に示すように、電圧ベクトルＶ０、電圧ベクトルＶ４、電圧ベクトルＶ６、電圧ベクトルＶ３、電圧ベクトルＶ１及び電圧ベクトルＶ０の順番に遷移するベクトルパターンのように、電圧ベクトルＶ７を消去するベクトルパターンを採用することもできる。このようなベクトルパターンが採用されても、電圧ベクトルＶ７自体は、ゼロ電圧を出力する電圧ベクトルであることから、出力電圧自体に影響は及ぼさない。なお、電圧ベクトルＶ７ではなく、電圧ベクトルＶ０を消去するようなベクトルパターンが採用されても、同様の効果が得られる。

また、従来のベクトルパターンでは、電圧ベクトルＶ６から電圧ベクトルＶ７への遷移及び電圧ベクトルＶ７から電圧ベクトルＶ３への遷移で、±２Ｖｄｃ／６のコモンモード電圧の変動が生じていたが、電圧ベクトルＶ６から電圧ベクトルＶ３に直接遷移するようなベクトルパターンにより、コモンモード電圧の変動を０にすることが可能となる。さらに、コモンモード電圧の正と負の幅は、－Ｖｄｃ／２～＋Ｖｄｃ／６となり、従来のベクトルパターンの２／３倍とすることができる。これにより、雑音端子電圧又は漏洩電流の低減に寄与することが可能となる。

以上のことから、実施の形態１では、特別な追加部品を用いることなく、雑音端子電圧又は漏洩電流の低減が図れるため、ノイズフィルタで用いるコイル又はコンデンサの小型化を図ることができる。さらに、実施の形態１では、外付けのノイズ低減用のコアが不要となり、小型軽量化だけでなくコストを低減することもできる。

次に、インバータ制御部１０の動作について説明する。
図１７は、実施の形態１におけるインバータ制御部１０の動作を示すフローチャートである。
まず、加熱判定部１２は、圧縮機１の運転停止中に、上述した動作により高周波電圧発生部１１により高周波を発生させるか否かを判断する（Ｓ１０）。

高周波を発生させると加熱判定部１２が判断した場合、言い換えると、加熱判定部１２の出力値が「１」である場合（Ｓ１０でＹＥＳ）には、処理はステップＳ１１に進む。これにより、予熱用のＰＷＭ信号が発生される。
一方、高周波を発生させないと加熱判定部１２が判断した場合、言い換えると、加熱判定部１２の出力値が「０」である場合（Ｓ１０でＮＯ）には、処理はステップＳ１０に戻り、予め定められた時間の経過後に、再び高周波電圧発生部１１を動作させるかが判断される。

ステップＳ１１では、選択部２３は、電圧指令値Ｖ＊と、基準位相θｆとを選択する。また、選択部２３は、位相θｐ又は位相θｎを選択する。加算部２７は、選択部２３が選択した基準位相θｆと、位相θｐ又は位相θｎとを加算することで、電圧指令値位相θを求める。そして、電圧指令生成部２５は、電圧指令値Ｖ＊と、電圧指令値位相θと、オフセットＯＦＦＳＥＴとに基づいて、式（４）～式（６）により、電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を計算し、計算した電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成部２６へ出力する。

次に、ＰＷＭ信号生成部２６は、電圧指令生成部２５からの電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をキャリア信号と比較して、ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを得て、インバータ装置９へ出力する（Ｓ１２）。これにより、インバータ装置９のスイッチング素子１７ａ～１７ｆが駆動され、モータ８に高周波電圧が印加される。

モータ８に高周波電圧が印加されることにより、モータ８の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ８が加熱される。モータ８が加熱されることにより、圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。
予め定められた時間の経過後、処理は、再びステップＳ１０へ戻り、さらに加熱が必要か否かが判定される。

以上のように、実施の形態１に係るヒートポンプ装置１００では、圧縮機１内に液冷媒が滞留した状態で、高周波電圧をモータ８へ印加するため、騒音を抑えつつ、効率的にモータ８を加熱できる。これにより、圧縮機１内に滞留した冷媒を効率的に加熱することができ、滞留した冷媒を圧縮機１の外部へ漏出させることができる。

なお、圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧をモータ８に印加すれば、モータ８内のロータが周波数に追従できなくなり、回転又は振動が発生することがなくなる。そこで、図１７のステップＳ１１において、選択部２３は、圧縮動作時の運転周波数以上となる基準位相θｆを出力するのがよい。
一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々１ｋＨｚである。そのため、１ｋＨｚ以上の高周波電圧がモータ８に印加されればよい。また、１４ｋＨｚ以上の高周波電圧がモータ８に印加されると、モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。そこで、例えば、選択部２３は、２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるような基準位相θｆを出力する。

但し、高周波電圧の周波数は、スイッチング素子１７ａ～１７ｆの最大定格周波数を超えるとスイッチング素子１７ａ～１７ｆの破壊による負荷又は電源短絡を起こし、発煙又は発火に至る可能性がある。そのため、信頼性を確保するため高周波電圧の周波数は、最大定格周波数以下にすることが望ましい。

また、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機のモータには高効率化のためＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）構造のモータ、又は、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ装置９に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。

そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータ２０に流れる電流も小さくなり、インバータ装置９の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。

また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機１がＩＰＭ構造のモータ８である場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加又は圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。

また、インバータ装置９を構成するスイッチング素子１８ａ～１８ｆと、これに並列に接続された環流ダイオード１９ａ～１９ｆには、現在一般的にはケイ素（Ｓｉ）を材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、又は、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体が用いられてもよい。
ここでは、三相の上側スイッチング素子１８ａ、１８ｂ、１８ｃ及び三相の下側スイッチング素子１８ｄ、１８ｅ、１８ｆの少なくとも何れか一方が、ワイドバンドギャップ半導体で構成されていればよい。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子又はダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子又はダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子又はダイオード素子が用いられることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子又はダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化、又は、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子又はダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子又はダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。

また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子又はダイオード素子は、高周波数でのスイッチングが可能となるため、モータ８に更に高周波数の電流を流すことが可能となり、モータ８の巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータ装置９へ流れる電流を低減できる。このため、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらに高周波数化がしやすくなるため、可聴周波数を超える周波数を設定しやすく、騒音対策がしやすくなるといった利点がある。

なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよい。そのような場合でも、この実施の形態に記載の効果を得ることができる。

その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いることでも同様の効果を得ることが可能である。

また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、実施の形態１のヒートポンプ装置１００では、圧縮機１の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機１内の液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機１としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。

さらに、周波数１０ｋＨｚ及び出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令値の振幅又は周波数の調整を行うようにしてもよい。

なお、インバータ制御部１０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）又はマイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能である。また、インバータ制御部１０は、他にアナログ回路又はデジタル回路等の電気回路素子等で構成されてもよい。
言い換えると、インバータ制御部１０は、処理回路網で構成することができる。

実施の形態２．
実施の形態２では、ヒートポンプ装置２００の回路構成の一例について説明する。なお、例えば、図１等では、圧縮機１と、四方弁２と、熱交換器３と、膨張機構４と、熱交換器５とが冷媒配管６により順次接続されたヒートポンプ装置１００について示した。実施の形態２では、より具体的な構成のヒートポンプ装置２００について説明する。

図１８は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置２００の構成を概略的に示すブロック図である。
また、図１９は、実施の形態２に係るヒートポンプ装置２００の冷媒の状態を示すモリエル線図である。図１９において、横軸は、比エンタルピ、縦軸は、冷媒圧力を示す。

ヒートポンプ装置２００は、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とを備える。さらに、ヒートポンプ装置２００は、これらを配管により順次接続し、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備える。ここで、熱交換器５２を第１の熱交換器ともいい、熱交換器５７を第２の熱交換器ともいう。

なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１は、実施の形態１で説明した圧縮機１であり、インバータ装置９によって駆動されるモータ８と圧縮機構７とを有する。

さらに、ヒートポンプ装置２００は、レシーバ５４と、内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１及び内部熱交換器５５が順次接続される。

熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器、ラジエータ又は床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。

まず、ヒートポンプ装置２００の暖房運転時の動作について説明する。
暖房運転時には、四方弁５９は、実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図１９の点Ｐ１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図１９の点Ｐ２）。このとき、冷媒から放熱された熱により、流体利用装置である水回路６３を循環する水が温められ、暖房又は給湯に利用される。

熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図１９の点Ｐ３）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図１９の点Ｐ４）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図１９の点Ｐ５）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図１９の点Ｐ６）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図１９の点Ｐ７）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図１９の点Ｐ８）、圧縮機５１に吸入される。

一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図１９の点Ｐ９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図１９の点Ｐ１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。

圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図１９の点Ｐ８）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図１９の点Ｐ１１）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図１９の点Ｐ１１）に、インジェクション冷媒（図１９の点Ｐ１０）が合流して、温度が低下する（図１９の点Ｐ１２）。そして、温度が低下した冷媒（図１９の点Ｐ１２）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図１９の点Ｐ１）。

なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が予め定められた開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を予め定められた開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。ここで、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。

次に、ヒートポンプ装置２００の冷房運転時の動作について説明する。
冷房運転時には、四方弁５９は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ること及び冷凍等も含む。

圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図１９の点Ｐ１）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図１９の点Ｐ２）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図１９の点Ｐ３）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図１９の点Ｐ４）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図１９の点Ｐ９）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図１９の点Ｐ４）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。

主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図１９の点Ｐ５）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図１９の点Ｐ６）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図１９の点Ｐ７）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、冷房又は冷凍に利用される。

そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図１９の点Ｐ８）、圧縮機５１に吸入される。
一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図１９の点Ｐ９）、内部熱交換器５５で熱交換される（図１９の点Ｐ１０）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから流入する。圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。

なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。

また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明したが、これに限定するものではなく、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。

以上のように、ヒートポンプ装置１００、２００は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができ、特に、圧縮機を加熱する場合に適している。

１ 圧縮機、 ２ 四方弁、 ３ 熱交換器、 ４ 膨張機構、 ５ 熱交換器、 ６ 冷媒配管、 ７ 圧縮機構、 ８ モータ、 ９ インバータ装置、 １０ インバータ制御部、 １１ 高周波電圧発生部、 １２ 加熱判定部、 １３ コモンモード電圧抑制部、 １４ 交流電源、 １５ 整流器、 １６ 平滑コンデンサ、 １７ 母線電圧検出部、 １８ａ～１８ｆ スイッチング素子、 １９ａ～１９ｆ 環流ダイオード、 ２０ インバータ、 ２１ テーブルデータ、 ２２ 外部入力部、 ２３ 選択部、 ２５ 電圧指令生成部、 ２６ ＰＷＭ信号生成部、 ２７ 加算部、 １００，２００ ヒートポンプ装置。

Claims (9)

1. 冷媒を圧縮する圧縮機構及び前記圧縮機構を駆動するモータを備える圧縮機と、
   三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備え、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧として、三相交流電圧を前記モータに印加するインバータと、
   前記インバータを制御するインバータ制御部と、を備え、
   前記インバータ制御部は、前記圧縮機を加熱する必要がある場合に、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧を前記モータに印加する加熱運転モードで前記インバータを制御し、
   前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記インバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、前記インバータの母線電圧の三分の二未満となるように前記インバータを制御し、
   前記コモンモード電圧の正のピークと、前記コモンモード電圧の負のピークとの幅は、前記母線電圧未満であること
   を特徴とするヒートポンプ装置。
2. 前記加熱運転モードでは、前記インバータ制御部は、前記インバータのスイッチング周期において、第１の電圧位相と、前記第１の電圧位相から１８０度ずれた第２の電圧位相とで、前記インバータをスイッチングさせること
   を特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
3. 冷媒を圧縮する圧縮機構及び前記圧縮機構を駆動するモータを備える圧縮機と、
   三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備え、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧として、三相交流電圧を前記モータに印加するインバータと、
   前記インバータを制御するインバータ制御部と、を備え、
   前記インバータ制御部は、前記圧縮機を加熱する必要がある場合に、前記駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧を前記モータに印加する加熱運転モードで前記インバータを制御し、
   前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記インバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、前記インバータの母線電圧の三分の二未満となるように前記インバータを制御し、
   前記インバータ制御部は、前記三相の上側スイッチング素子の全てをオン状態とする制御、又は、前記三相の下側スイッチング素子の全てをオン状態とする制御を前記インバータのスイッチング周期において行わないこと
   を特徴とするヒートポンプ装置。
4. 前記加熱運転モードでは、前記インバータ制御部は、前記インバータのスイッチング周期において、第１の電圧位相と、前記第１の電圧位相から１８０度ずれた第２の電圧位相とで、前記インバータをスイッチングさせること
   を特徴とする請求項３に記載のヒートポンプ装置。
5. 前記インバータは、三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備えることにより、三相交流電圧を前記駆動周波数電圧として出力することができるように構成されており、
   前記三相の上側スイッチング素子及び前記三相の下側スイッチング素子の少なくとも何れか一方は、ワイドバンドギャップ半導体により構成されていること
   を特徴とする請求項１又は２に記載のヒートポンプ装置。
6. 前記インバータは、三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子と、前記三相の上側スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された三つの環流ダイオードと、前記三相の下側スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された三つの環流ダイオードとを備えることにより、三相交流電圧を前記駆動周波数電圧として出力することができるように構成されており、
   前記環流ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体により構成されていること
   を特徴とする請求項１又は２に記載のヒートポンプ装置。
7. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム又はダイヤモンドを材料とするものであること
   を特徴とする請求項５又は６に記載のヒートポンプ装置。
8. 冷媒を圧縮する圧縮機構及び前記圧縮機構を駆動するモータを備える圧縮機、前記冷媒の熱交換を行う第１の熱交換器、前記冷媒を膨張させる膨張機構、並びに、前記冷媒の熱交換を行う第２の熱交換器を配管により接続した冷媒回路と、
   三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備え、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧として、三相交流電圧を前記モータに印加するインバータと、
   前記インバータを制御するインバータ制御部と、を備え、
   前記インバータ制御部は、前記圧縮機を加熱する必要がある場合に、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧を前記モータに印加する加熱運転モードで前記インバータを制御し、
   前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記インバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、前記インバータの母線電圧の三分の二未満となるように前記インバータを制御し、
   前記コモンモード電圧の正のピークと、前記コモンモード電圧の負のピークとの幅は、前記母線電圧未満であること
   を特徴とするヒートポンプ装置。
9. 冷媒を圧縮する圧縮機構及び前記圧縮機構を駆動するモータを備える圧縮機、前記冷媒の熱交換を行う第１の熱交換器、前記冷媒を膨張させる膨張機構、並びに、前記冷媒の熱交換を行う第２の熱交換器を配管により接続した冷媒回路と、
   三相の上側スイッチング素子と、三相の下側スイッチング素子とを備え、前記圧縮機構を駆動する周波数の電圧である駆動周波数電圧として、三相交流電圧を前記モータに印加するインバータと、
   前記インバータを制御するインバータ制御部と、を備え、
   前記インバータ制御部は、前記圧縮機を加熱する必要がある場合に、前記駆動周波数電圧よりも高い高周波電圧を前記モータに印加する加熱運転モードで前記インバータを制御し、
   前記インバータ制御部は、前記加熱運転モードにおいて、前記インバータのスイッチングにより生じるコモンモード電圧の変化量が、前記インバータの母線電圧の三分の二未満となるように前記インバータを制御し、
   前記インバータ制御部は、前記三相の上側スイッチング素子の全てをオン状態とする制御、又は、前記三相の下側スイッチング素子の全てをオン状態とする制御を前記インバータのスイッチング周期において行わないこと
   を特徴とするヒートポンプ装置。

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