CN106716820A - 热泵装置、及具有其的空调机、热泵式热水器、冰箱和制冷机 - Google Patents

Abstract

一种热泵装置，具有：压缩机(1)，其对制冷剂进行压缩；电动机(8)，其驱动压缩机(1)；逆变器(9)，其向电动机(8)施加交流电压；以及逆变器控制部(10)，其生成控制逆变器(9)的控制信号，其中，逆变器控制部(10)以第一开关模式进行控制，该第一开关模式使逆变器(9)的正电压侧或负电压侧的三个开关元件全部为导通状态，接着，以第二开关模式进行控制，该第二开关模式使在以第一开关模式进行控制时流过相同方向的电流的两个开关元件为断开状态，接着，以第三开关模式进行控制，该第三开关模式使在第二开关模式中变为断开状态的两个开关元件的相反电压侧的两个开关元件为导通状态。

Description

热泵装置、及具有其的空调机、热泵式热水器、冰箱和制冷机

技术领域

本发明涉及利用逆变器控制压缩机时的逆变器控制技术，特别是，涉及向压缩机施加频率比该逆变器驱动压缩机时的频率(以下称作“逆变器频率”)高的电压(以下称作“高频电压”)来对该压缩机进行加热的技术。

背景技术

以往，在施加高频电压对压缩机进行加热的逆变器中，存在如下技术：在使电压矢量从零矢量V0或零矢量V7变化为实矢量V3或实矢量V4时，进行使开关元件仅断开一相的控制，由此，缩短了开关元件的断开时间，并且抑制输出电压下降(例如专利文献1)。

专利文献1：国际公开第2012/107987号

发明内容

专利文献1所示的技术可以说是如下技术：从零矢量V0或零矢量V7起，仅使一相成为断开状态，并转变为实矢量V3或实矢量V4中的任一个，由此增大电压的时间变化率(以下适当记作“dV/dt”)，防止电压下降。

但是，由于dV/dt增大，所产生的高频噪声增大。此外，不仅高频噪声增大，而且在从零矢量向实矢量的转变开始时，由于再生现象，电流的极性与电压的极性变得不同，会产生一瞬间的负电力，因而出现向压缩机输入的电力下降的现象。

本发明是鉴于上述情况而完成的，目的在于得到能够降低高频噪声且能够防止由再生引起的供应给压缩机的电力下降的热泵装置。

为了解决上述课题，达成目的，本发明的热泵装置具有：压缩机，其对制冷剂进行压缩；电动机，其驱动上述压缩机；逆变器，其向上述电动机施加交流电压；以及逆变器控制部，其生成控制上述逆变器的控制信号，其中，上述逆变器控制部以第一开关模式进行控制，该第一开关模式使上述逆变器的正电压侧或负电压侧的三个开关元件全部为导通状态，接着，以第二开关模式进行控制，该第二开关模式使在以上述第一开关模式控制时流过相同方向的电流的两个开关元件为断开状态，接着，以第三开关模式进行控制，该第三开关模式使在通过上述第二开关模式中变为断开状态的两个开关元件的相反电压侧的两个开关元件为导通状态。

根据本发明，起到能够降低高频噪声且能够防止由再生引起的供应给压缩机的电力下降这样的效果。

附图说明

图1是表示实施方式1中的热泵装置的一个结构例的图。

图2是表示实施方式1中的逆变器的一个结构例的图。

图3是表示实施方式1中的逆变器控制部的一个结构例的图。

图4是表示实施方式1中的PWM信号生成部的输入/输出波形的图。

图5是表示实施方式1中的八种开关模式的图。

图6是表示实施方式1中的逆变器控制部的其它结构例的图。

图7是选择部在载波信号的顶部和底部的时刻交替地切换相位θp和相位θn的情况下的时序图。

图8是图7所示的电压矢量的变化的说明图。

图9是IPM电动机的转子位置的说明图。

图10是表示由转子位置引起的电流变化的图。

图11是表示使θf随时间推移而变化的情况下的施加电压的图。

图12是表示θf为0度、30度、60度时流过电动机的UVW的各相的电流的图。

图13是加热判定部的结构的图。

图14是表示在实施方式1中新定义的十二种开关模式的图。

图15是表示基准相位θf＝0度时的动作波形的图。

图16是表示基准相位θf＝0度时的逆变器的动作的图。

图17是表示基准相位θf＝180度时的动作波形的图。

图18是表示基准相位θf＝180度时的逆变器的动作的图。

图19是表示实施方式1中的逆变器控制部的动作的流程图。

图20是实施方式2涉及的热泵装置的回路结构图。

图21是关于图20所示热泵装置的制冷剂的状态的莫里尔(Mollier)线图。

标号说明

1压缩机、2四通阀、3热交换器、4膨胀机构、5热交换器、6制冷剂配管、7压缩机构、8电动机、9逆变器、10逆变器控制部、11高频电压产生部、12加热判定部、13电压指令选择部、14交流电源、15整流器、16平滑电容器、17母线电压检测部、18开关元件、19回流二极管、20电压施加部、21表数据、22外部输入部、23选择部、24积分器、25电压指令生成部、26PWM信号生成部、27加法部、28电压比较部、29温度检测部、30温度比较部、31第一逻辑积计算部、32滞留判定部、33经过时间计测部、34时间比较部、35复位部、36逻辑和计算部、37第二逻辑积计算部、51压缩机、52，57热交换器、53，56，61膨胀机构、54接收器、55内部热交换器、58主制冷剂回路、59四通阀、60风扇、62喷射电路、63水回路、100热泵装置。

具体实施方式

实施方式1.

在实施方式1中，对热泵装置100的基本结构和动作进行说明。

图1是表示实施方式1中的热泵装置100的一个结构例的图。实施方式1中的热泵装置100具有经由制冷剂配管6将压缩机1、四通阀2、热交换器3、膨胀机构4和热交换器5依序连接而成的制冷循环。在压缩机1的内部设置有对制冷剂进行压缩的压缩机构7和使该压缩机构7动作的电动机8。电动机8是具有U相、V相、W相的三相绕组的三相电动机。

对电动机8施加电压进行驱动的逆变器9与电动机8电连接。逆变器9向电动机8的U相、V相、W相的绕组分别施加电压Vu、Vv、Vw。

逆变器9与逆变器控制部10电连接，其中，逆变器控制部10具有：加热判定部12，其判定是否需要对电动机8进行加热；以及高频电压产生部11，其进行用于向电动机8施加高频电压的控制。

逆变器控制部10进行以使压缩机1压缩制冷剂的压缩运转模式和对压缩机1进行加热的加热运转模式中的任一种来进行运转的控制。在以压缩运转模式进行运转时，使逆变器9产生能使电动机8旋转的频率的交流电压，在以加热运转模式进行运转时，使逆变器9产生比在压缩运转模式的情况下产生的交流电压的频率高且使电动机8不旋转的频率的高频电压。

从逆变器9向高频电压产生部11发送作为逆变器9的电源电压的母线电压Vdc。加热判定部12在判定为需要对电动机8进行加热的情况下，向高频电压产生部11输出ON(导通)信号，在判定为不需要对电动机8进行加热的情况下，向高频电压产生部11输出OFF(断开)信号。在从加热判定部12输出了ON信号的情况下，高频电压产生部11基于输入的母线电压Vdc，生成用于向电动机8施加高频电压的脉宽调制(Pulse Width Modulation：以下缩写为“PWM”)信号，并输出到逆变器9。

图2是表示实施方式1中的逆变器9的一个结构例的图。逆变器9具有：交流电源14；对由交流电源14提供的电压进行整流的整流器15；对由整流器15整流后的电压进行平滑、生成直流电压(母线电压Vdc)的平滑电容器16；检测由平滑电容器16生成的母线电压Vdc并输出到逆变器控制部10的母线电压检测部17；以及将母线电压Vdc作为电源电压来进行动作的电压施加部20。

电压施加部20构成电桥电路，该电桥电路是使由两个开关元件串联连接的串联连接部、即开关元件18a和18d的组、开关元件18b和18e的组、开关元件18c和18f的组构成的各串联连接部以三个并联的方式连接而成的。对各开关元件18a、18b、18c、18d、18e、18f分别设置有以反向并联即电流的流动方向为相反方向的方式连接的回流二极管19a、19b、19c、19d、19e、19f。

电压施加部20根据由逆变器控制部10发送来的PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，来控制与其对应的各个的开关元件，具体来说就是UP控制开关元件18a，VP控制开关元件18b，WP控制开关元件18c，UN控制开关元件18d，VN控制开关元件18e，WN控制开关元件18f。通过该控制，输出通过被控制的开关元件后的电压Vu、Vv、Vw，分别被施加于电动机8中的U相、V相、W相。

图3是表示实施方式1中的逆变器控制部10的一个结构例的图。如上所述，逆变器控制部10具有高频电压产生部11和加热判定部12。关于加热判定部12，后面将进行记述，此处对高频电压产生部11进行说明。

高频电压产生部11具有电压指令选择部13、电压指令生成部25和PWM信号生成部26。此外，电压指令选择部13具有表数据21、外部输入部22、选择部23和积分器24。

表数据21记录有电压指令值Vd和转速指令值ωd。选择部23选择表数据21中记录的电压指令值Vd和从外部输入部22输入的电压指令值Va中的任一个作为电压指令值V*输出。此外，选择部23选择表数据21中记录的转速指令值ωd和从外部输入部22输入的转速指令值ωa中的任一个作为转速指令值ω*输出。积分器24根据选择部23输出的转速指令值ω*，求出电压相位θ。

电压指令生成部25将电压指令值V*和积分器24求出的电压相位θ作为输入，生成电压指令值Vu*、Vv*、Vw*并输出到PWM信号生成部26。PWM信号生成部26基于电压指令生成部25生成的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*和输入的母线电压Vdc，生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，并输出到逆变器9。

另外，在图3的结构中，外部输入部22例如也可以构成为：对加热判定部12所需的加热量进行运算，并向外部输入部22输入电压指令Va和转速指令值ωa。此外，在图3中，构成在逆变器控制部10的内部，但也可以构成为从逆变器控制部10的外部输入值。

接着，对电压指令生成部25生成的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*和PWM信号生成部26生成的PWM信号的详细情况进行说明。

图4是表示实施方式1中的PWM信号生成部26的输入/输出波形的一个示例的图。例如，在未进行频谱扩散的情况下，如以下的(式1)～(式3)所示，将电压指令值Vu*、Vv*、Vw*定义为相位分别相差2π/3的余弦波。其中，“V*”为电压指令值的振幅，“θ”为电压指令值的相位。另外，也可以使用正弦波来替代余弦波。

Vu*＝V*·cosθ…(式1)

Vv*＝V*·cos{θ-(2/3)π}…(式2)

Vw*＝V*·cos{θ+(2/3)π}…(式3)

电压指令生成部25基于电压指令值V*和积分器24求出的电压相位θ，使用(式1)～(式3)，计算电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，将计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*输出到PWM信号生成部26。PWM信号生成部26对电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与作为基准信号的载波信号进行比较，基于彼此的大小关系，生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，其中，所述基准信号的振幅为Vdc/2，并以预先设定的频率进行变动。

例如，在电压指令值Vu*大于载波信号的情况下，将UP设为使开关元件18a导通的电压，而将UN设为使开关元件18d断开的电压。此外，在电压指令值Vu*小于载波信号的情况下则相反，将UP设为使开关元件18a断开的电压，而将UN设为使开关元件18d导通的电压。其它信号也同样如此，通过比较电压指令值Vv*与载波信号来决定VP和VN，通过比较电压指令值Vw*与载波信号来决定WP和WN。

在通常的逆变器的情况下，由于采用互补PWM方式，所以UP与UN、VP与VN、WP与WN成为彼此相反的关系。因此，开关模式共有八种。

另外，图4所示的载波信号的频率只是一个示例，可以从设定频率中选择任意的频率。此外，载波信号的波形也是一个示例，只要是能够识别波形上的顶部和底部二者的波形，则可以使用任意波形。

图5是表示实施方式1中的八种开关模式的图。另外，在图5中，对在各开关模式中产生的电压矢量赋予V0～V7的记号。此外，对各电压矢量的电压的方向赋予“±”的符号，在未产生电压的情况下以“0”表示。若进行具体说明，则例如“+U”是指产生经由U相流入电动机8并经由V相和W相从电动机8流出的U相方向的电流的电压。此外，“-U”是指产生经由V相和W相流入电动机8并经由U相从电动机8流出的、与U相方向相反方向的电流的电压。对于“±V”、“±W”也是同样的解释。

通过组合图5所示的开关模式输出电压矢量，能够向逆变器9施加期望的电压。在通常运转模式中，在使用电动机8对通常的压缩机1的制冷剂进行压缩动作的情况下，通常在1kHz以下进行动作。此时，通过使相位θ高速地变化，能够施加超过1kHz的高频电压，来对压缩机1进行加热。另外，施加这样的超过1kHz的高频电压来对压缩机1进行加热的运转模式多被称作加热运转模式。

另外，(式1)～(式3)是生成电压指令值Vu*、Vv*、Vw*时的一个示例，除了这些式子以外，也可以通过两相调制、三次谐波叠加调制、空间矢量调制求出电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

不过，在通常的逆变器的情况下，作为载波信号的频率的载波频率的上限取决于逆变器具备的开关元件的开关速度。因此，难以输出载波频率以上的高频电压。另外，在通常的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)的情况下，开关速度的上限是20kHz左右。

此外，在高频电压的频率为载波频率的1/10左右时，高频电压波形的输出精度恶化、可能会产生直流分量叠加等不良影响。考虑到这一点，在载波频率为20kHz的情况下，如果使高频电压的频率为载波频率的1/10即2kHz以下，则高频电压的频率处于可听声频率范围内，而可能导致噪音增强。

因此，在本实施方式中，使逆变器控制部10的结构为图6所示的结构。在图6的示例中，设置加法部27和选择部23A来替代在图3中所设置的积分器24，其中，加法部27在基准相位θf上加上相位θp和相位θn中的任一个来作为电压相位θ，选择部23A是在图3所示的选择部23上附加了选择相位θp和相位θn中的任一个相位的功能而成的。

在图3的结构中，利用积分器24对转速指令ω*进行积分，求出电压相位θ。与此相对，在图6的结构中，准备了相位θp和与相位θp大致相差180度的相位θn这样的两种相位，也是相位切换部的选择部23A与基准信号同步地，交替地切换相位θp和相位θn。进而，加法部27在基准相位θf上加上由选择部23选择出的相位θp或相位θn，得到电压相位θ。另外，在以下的说明中，设θp＝0[度]、θn＝180[度]来进行说明。

接着，对逆变器控制部10的动作进行说明。选择部23在作为载波信号的峰顶的顶部或作为载波信号的谷底的底部的时刻、或者在顶部和底部的两个时刻，交替地切换相位θp和相位θn。加法部27在基准相位θf上加上由选择部23选择出的相位θp或相位θn，作为电压相位θ输出到电压指令生成部25。电压指令生成部25使用电压相位θ和电压指令值V*，基于上述(式1)～(式3)，生成电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，并输出到PWM信号生成部26。

在这一系列的动作中，选择部23在载波信号的顶部或底部、或者顶部和底部的两个时刻切换相位θp和相位θn，由此，能够输出与载波信号同步的PWM信号。

图7是选择部23在载波信号的顶部和底部的时刻交替地切换相位θp和相位θn的情况下的时序图。在图7中，fc为载波信号的频率，因此1/fc表示载波周期。此外，在图7中，波形K1是载波信号的波形，波形K2是电压指令值V*的波形，波形K3是U相电压指令值Vu*的波形，由虚线表示的波形K4是V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*的波形。另外，在图7的示例中，V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*始终为相同值。此外，波形K5表示相位θ，示出了在载波信号从顶部朝向底部时选择的是θp、在载波信号从底部朝向顶部时选择的是θn。波形K6～波形K8分别表示PWM信号UP、PWM信号VP和PWM信号WP。

另外，PWM信号UP和PWM信号UN、PWM信号VP和PWM信号VN、PWM信号WP和PWM信号WN的各自的导通状态和断开状态为相反的关系，知晓其中一方，则知晓另一方，因此，在图7中，仅示出了PWM信号UP、PWM信号VP、PWM信号WP。此外，在图7中，设基准相位θf为0[度]。在该情况下，PWM信号如图7所示那样变化。进而，电压矢量按V0(UP＝VP＝WP＝0)、V4(UP＝1，VP＝WP＝0)、V7(UP＝VP＝WP＝1)、V3(UP＝0，VP＝WP＝1)、V0(UP＝VP＝WP＝0)、…的顺序变化。

图8是图7所示的电压矢量的变化的说明图。另外，在图8中，由虚线包围的开关元件18表示导通的状态，未由虚线包围的开关元件18表示断开的状态。

如图8所示，在施加V0矢量或V7矢量时，电动机8的线之间为短路状态，不会输出电压。在这种情况下，电动机8的电感中蓄积的能量形成电流，在短路电路中流过。此外，在施加V4矢量时，经由U相流入电动机8并经由V相和W相从电动机8流出的U相方向的电流(图中的粗箭头所示的+Iu的电流)流过，在施加V3矢量时，经由V相和W相流入电动机8并经由U相从电动机8流出的-U相方向的电流(图中的粗箭头所示的-Iu的电流)流过电动机8的绕组。也就是说，在施加V4矢量时和施加V3矢量时，互为反向的电流流过电动机8的绕组。而且，由于电压矢量按V0、V4、V7、V3、V0、…的顺序变化，所以+Iu的电流和-Iu的电流交替地流过电动机8的绕组。特别是，如图5所示，由于V4矢量和V3矢量在一个载波周期(1/fc)的期间内出现，所以能够对电动机8的绕组施加与载波频率fc同步的交流电压。

此外，由于交替地输出V4矢量(+Iu的电流)和V3矢量(-Iu的电流)，所以正反转矩瞬间切换。这样，由于转矩相抵，而能够施加可抑制转子振动的电压。

接着，考虑选择部24仅在载波信号的底部的时刻交替地切换相位θp和相位θn的情况。在该情况下，虽然省略了图示，但电压矢量按V0、V4、V7、V7、V3、V0、V0、V3、V7、V7、V4、V0、···的顺序变化。由于V4矢量和V3矢量在两个载波周期的期间内出现，因而能够对电动机8的绕组施加1/2载波频率的交流电压。

图9是IPM电动机(内置永磁，Interior Permanent Magnet Motor)的转子位置(转子的停止位置)的说明图。此处，IPM电动机的转子位置由转子的N极的朝向从U相方向错开的角度的大小表示。

图10是表示由转子位置引起的电流变化的图，横轴表示转子位置，纵轴表示相电流峰值。在IPM电动机的情况下，绕组电感取决于转子位置。因此，由电气角频率ω与电感值之积表示的绕组阻抗，与转子位置相应地变动。因此，即使在施加相同电压的情况下，也会由于转子位置不同而电动机8的绕组中流过的电流发生变化，并且加热量也会变化。其结果，由于转子位置的不同，为了得到所需要的加热量，可能会消耗较多的电力。因此，需要使基准相位θf随着时间推移而变化，以均匀地对转子施加电压。

图11是表示使基准相位θf随时间推移而变化的情况下的施加电压的图。此处，使基准相位θf以U相为基准，随时间推移，按0度、45度、90度、135度那样逐次变化45度。

如果基准相位θf为0度，则电压指令值的相位θ为0度、180度，如果基准相位θf为45度，则电压指令值的相位θ为45度、225度，如果基准相位θf为90度，则电压指令值的相位θ为90度、270度，如果基准相位θf为135度，则电压指令值的相位θ为135度、315度。即，首先，将基准相位θf设定为0度，在第一时间，使电压指令值的相位θ与载波信号同步地在0度和180度之间切换。然后，基准相位θf切换为45度，在第二时间，使电压指令值的相位θ与载波信号同步地在45度和225度之间切换。然后，按照将基准相位θf切换为90度、···那样地，每隔设定的时间，使电压指令值的相位θ切换成0度和180度、45度和225度、90度和270度、135度和315度、···。

通过以上的控制动作，能够使高频交流电压的通电相位随时间推移而变化，而能够排除转子停止位置对电感特性的影响，因此，能够不取决于转子位置而均匀地对压缩机1进行加热。

图12是表示基准相位θf为0度、30度、60度时流过电动机8的UVW的各相的电流的图。另外，关于基准相位θf，与图11同样地以U相基准、也就是将V4的方向设为0度。

在图12中，在基准相位θf为0度的情况下，电流波形为梯形，为谐波分量较少的电流。其原因在于，如图7所示，在V0和V7之间，只产生一个其它的电压矢量。其它的电压矢量是指，在开关元件18a～18f中，正电压侧的一个开关元件与负电压侧的两个开关元件为导通状态的电压矢量(在图7中，V4对应于此)或者正电压侧的两个开关元件与负电压侧的一个开关元件为导通状态的电压矢量(在图7中，V3对应于此)仅产生一次。

此外，在基准相位θf为60度的情况下，与基准相位θf为0度的情况相同，在V0和V7之间，只产生一个其它的电压矢量。在该情况下，电流波形也为梯形，为谐波分量较少的电流。

另一方面，在基准相位θf为30度的情况下，在V0和V7之间产生不同的两个电压矢量。在该情况下，如图12所示，电流波形失真，成为谐波分量较多的电流。另外，电流波形失真可能带来电动机噪音、电动机轴振动等不良影响。

上述特性对其它值也相同。因此，在基准相位θf为60度的n倍(n为0以上的整数)的情况下，由于电压相位θ是60度的倍数(这里，θp＝0[度]，θn＝180[度])，所以在V0和V7之间仅产生一个其它的电压矢量。另一方面，在基准相位θf为60度的n倍以外的情况下，由于电压相位θ不是60度的倍数，因而在V0和V7之间产生两个其它的电压矢量。如果在V0和V7之间产生两个其它的电压矢量，则电流波形失真，成为谐波分量较多的电流，可能带来电动机噪音、电动机轴振动等不良影响。因此，优选基准相位θf按0度、60度、···这样的以60度为单位进行变化。

接着，对加热判定部12进行说明。图13是表示实施方式1中的加热判定部12的结构的图。加热判定部12基于逆变器9的母线电压检测部17检测出的母线电压Vdc，控制高频电压产生部11的动作状态，即控制是否使高频电压产生部11进行动作(导通或断开(ON/OFF))。

加热判定部12具有电压比较部28、温度检测部29、温度比较部30、第一逻辑积计算部31、滞留判定部32、经过时间计测部33、时间比较部34、复位部35、逻辑和计算部36和第二逻辑积计算部37。

电压比较部28在由母线电压检测部17检测出的母线电压Vdc为Vdc_min＜Vdc＜Vdc_max的状态时判断为正常状态，并输出“1”，在除此以外的情况下输出“0”。此处，Vdc_max是母线电压上限值，Vdc_min是母线电压下限值。在Vdc_max以上的过大的母线电压的情况下、或在Vdc_min以下的过小的母线电压的情况下，电压比较部28判断为异常状态并输出“0”，由此执行停止加热的方式进行动作。

温度检测部29检测作为电压施加部20的温度的逆变器温度Tinv、压缩机1的温度(以下称作“压缩机温度”)Tc、外部空气温度To。

温度比较部30对预先设定的逆变器的保护温度Tp_inv与逆变器温度Tinv进行比较，并对预先设定的压缩机1的保护温度Tp_c与压缩机温度Tc进行比较。进而，温度比较部30在Tp_inv＞Tinv的状态且Tp_c＞Tc的状态下判断为正常地动作而输出“1”，在除此以外的情况下，输出“0”。此处，在Tp_inv＜Tinv的情况下，逆变器温度变为高温，此外，在Tp_c＜Tc的情况下，压缩机1内的电动机8的绕组温度变为高温，可能发生绝缘不良等。因此，温度比较部30判断为危险、并输出“0”，执行停止加热的动作。此处，需要考虑到压缩机1的热容量比电动机8的绕组大，温度的上升速度比绕组慢这点来设定Tp_c。

第一逻辑积计算部31输出以上的电压比较部28、温度比较部30的输出值的逻辑积。在电压比较部28、温度比较部30的输出值中的任一个为异常状态即“0”的情况下，使第一逻辑积计算部31以输出“0”并且执行停止加热的动作。

另外，此处对使用母线电压Vdc、温度Tinv、压缩机温度Tc来停止加热的一个方法进行了记述，但也可以不使用全部参数。此外，无需赘言，也可以构成为使用此处记述的以外的参数来停止加热。

接着，基于由温度检测部29检测出的压缩机温度Tc和外部空气温度To，通过滞留判定部32判断是否是在压缩机1内的压缩机1内滞留有液态制冷剂的状态。

由于在制冷循环中压缩机1的热容量最大，相对于外部空气温度To的上升，压缩机温度Tc上升得较慢，因而压缩机1的温度最低。制冷剂具有，在制冷循环中会滞留在温度最低的部位、成为液态制冷剂而滞留这样的性质，因而在温度上升时，制冷剂容易滞留在压缩机1内。因此，滞留判定部32在To＞Tc的情况下，判断为制冷剂滞留在压缩机1内而输出“1”并开始加热，在To＜Tc时停止加热。另外，也可以控制为在To为上升趋势时、在Tc为上升趋势时开始加热，这样在难以检测出Tc或To的情况下，由于可以使用任意一个来进行控制，因而能够实现可靠性高的控制。

在此，在不能检测出压缩机温度Tc和外部空气温度To双方的情况下，有可能无法进行压缩机1的加热。因此，通过经过时间计测部33来计测未对压缩机1进行加热的时间(Elapse_Time)，在超过时间比较部34中预先设定的限制时间Limit_Time的情况下输出“1”，并开始压缩机1的加热。此处，由于一天中的温度变化，是从早上太阳升起后的整个白天温度上升，从日落后的整个夜间温度下降，因而，温度的上升/下降以大约12小时的周期反复进行。因此，例如可以将Limit_Time设定为12小时左右即可。此外，作为Elapse_Time，例如在对压缩机1进行加热的情况下，只要通过复位部35将Elapse_Time设定为“0”即可。

逻辑和计算部36输出以上的滞留判定部32和时间比较部34的输出值的逻辑和。在滞留判定部32和时间比较部34的输出值中的任一个变为表示加热开始的“1”的情况下，逻辑和计算部36输出“1”，开始对压缩机1进行加热。

第二逻辑积计算部37将第一逻辑积计算部31和逻辑和计算部36的输出值的逻辑积作为加热判定部12的输出值输出。在输出值为“1”的情况下，是使高频电压产生部11进行动作的导通信号(ON)，进行压缩机1的加热动作。另一方面，在输出值为“0”的情况下，是使高频电压产生部11不进行动作的断开信号(OFF)，不进行压缩机1的加热动作，或者，使高频电压产生部11的动作停止，不进行压缩机1的加热动作。

根据图13的结构，由于通过第二逻辑积计算部37输出逻辑积，因而在第一逻辑积计算部31输出了对压缩机1的加热进行停止的信号“0”的情况下，即使逻辑和计算部35输出加热开始的信号“1”，也能够使加热停止。因此，能够得到既能够确保可靠性又能够将待机中的消耗电力抑制在最低限度的热泵装置。

另外，由于滞留判定部32能够基于压缩机温度Tc和外部空气温度To检测出在压缩机1内达滞留有何种程度的液态制冷剂，因而能够根据检测出的液态制冷剂的量计算出向压缩机1外部排出制冷剂所需的热量或电力，并使高频电压产生部11以进行所需最低限度的加热的方式进行动作，由此，能够降低消耗电力，减轻对地球温暖化的影响。

接着，对优选的基准相位θf的值进行说明。首先，图14是表示对图5所示的八种开关模式新增四个开关模式而得到的十二种开关模式的图。在图14中，除了图5所示的V0～V7的开关模式以外，还追加了标记有V0'、V7'、V0”、V7”的记号的四个开关模式。若进行具体说明，则V0'为将V0中的UN从“1”变更为“0”的开关模式。对其它情况也同样地进行说明，V7'为将V7中的UP从“1”变更为“0”的开关模式，V7”为将V7中的VP和WP从“1”变更为“0”的开关模式，V0”为将V0中的VN和WN从“1”变更为“0”的开关模式。另外，输出开关模式V0'、V7'、V0”、V7”的情况处于死区时间期间中。在死区时间期间中，由于电动机的绕组电感中蓄积的能量回流到逆变器9内或者在逆变器9的电源侧再生，因而由开关模式V0'、V7'、V0”、V7”产生的电压方向不定，即电压值不明。

图15是表示基准相位θf＝0度时的动作波形的图，横轴表示时间，纵轴从上侧起表示PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN、UVW各相的电流Iu、Iv、Iw和UV间的线间电压Vuv的各动作波形。此外，图16是表示基准相位θf＝0度时的逆变器9的动作的图。在实际使逆变器9动作时，通常设置图15中所示的死区时间，以使与正电压侧连接的开关元件18a、18b、18c和与负电压侧连接的开关元件18d、18e、18f中、串联连接的开关元件彼此(若是图3的结构，则为开关元件18a和开关元件18d、开关元件18b和开关元件18e、开关元件18c和开关元件18f不同时成为导通状态。

在基准相位θf＝0度的情况下，图15中的(1)的区间对应于图14中的V0，如图16的(1)所示电动机8的绕组中蓄积的能量经由开关元件18d和回流二极管19e、19f进行回流，由此，电流以由电动机8的绕组的电阻和电感决定的时间常数进行衰减。接着，图15中的(2)的区间对应于图14中的V0'。在该情况下，由于开关元件18d变为断开，因而成为经由回流二极管19a在平滑电容器16进行再生的再生模式(在图16的(2)中，为上侧的图)，在中途各相的电流变为零时，再生模式结束，转变为不经由平滑电容器16的回流模式(在图16的(2)中，为下侧的图)。进而，在变为图15中的(3)的区间时，成为图14中的V4，成为输出+U相的电压的电流的流动。

此外，作为图15中的(4)、(5)和(6)的动作，虽然省略了与图16所示的逆变器9的动作相关的图示，但除了电压矢量的转换变为V7→V7'→V3这点以及电流方向反转这点以外，基本动作相同或等同。

接着，对基准相位θf为180度的情况下进行说明。图17是表示基准相位θf＝180度时的动作波形的图，与图15同样，从上侧起表示PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN、UVW各相的电流Iu、Iv、Iw和UV间的线间电压Vuv的各动作波形。此外，图18是表示基准相位θf＝180度时的逆变器9的动作的图。

在基准相位θf＝180度的情况下，图17中的(1)的区间对应于图14中的V7，如图18的(1)所示电动机8的绕组中蓄积的能量经由回流二极管19a和开关元件18b、18c进行回流，由此，电流以由电动机8的绕组的电阻和电感决定的时间常数进行衰减。接着，图17中的(2)的区间对应于图14中的V7”。在该情况下，由于开关元件18b、18c变为断开，因而成为经由回流二极管19e、19f在平滑电容器16进行再生的再生模式(在图18的(2)中，为上侧的图)，在中途各相的电流变为零时，再生模式结束，转变为不经由平滑电容器16的回流模式(在图18的(2)中，为下侧的图)。进而，在变为图17中的(3)的区间时，成为图14中的V4，成为输出+U相的电压的电流的流动。

此外，作为图17中的(4)、(5)和(6)的动作，虽然省略了与图18所示的逆变器9的动作相关的图示，但除了电压矢量的转换变为V0→V0”→V3这点以及电流方向反转这点以外，基本动作相同或等同。

此处，考察基准相位θf＝0度的情况和基准相位θf＝180度的情况下的举动。这两种情况下所输出的电压的方向均不变化，但如图14所示，死区时间区间中的UV间电压Vuv的状态变得不同，特别是，在基准相位θf＝180度的情况下，能够降低电压的时间变化率dV/dt。关于dV/dt变化的原因，以下进行说明。

在基准相位θf＝0度的(1)(图15、16的(1)状态)中，流过开关元件18d的电流Iu为流过回流二极管19e、19f的电流Iv、Iw之和。若在该状态下使开关元件18d变为断开状态，则流过较多电流的开关元件18d转换为断开状态之前的时间较短，因而会瞬时地变化为(2)的再生模式。由于在(1)的状态下全部为负电压侧的电位，因而在UVW的各相中不产生电压，但在(2)的再生模式中，由于U相经由回流二极管19a向正电压侧连接，因而在与负电压侧连接的V相及W相之间产生电位差，如图15所示，产生UV间电压。另外，上升的电压暂时下降的是因为在(2)中从再生模式转变为回流模式，之后变为(3)，输出+U相的电压，电压再次上升。

与此相对，在基准相位θf＝180度的(1)(图15、16的(1)中，流过回流二极管19a的电流Iu为流过开关元件18b、18c的电流Iv、Iw之和。若在该状态中使开关元件18b、18c变为断开状态，则以分流的方式流动的开关元件18b、18c转换为断开状态之前的时间较长，然后才变化为(2)的再生模式。在(1)的状态下，由于全部为正电压侧的电位，因而在UVW的各相中不产生电压，但在(2)的再生模式中，由于V相、W相经由回流二极管19e、19f向负电压侧连接，因而在与负电压侧连接的V相和W相之间产生电位差，如图17所示，产生UV间电压。另外，在θf＝180度时，由于dV/dt较小，因而上升的电压未达到最大值就转变为(2)的回流模式(图18的(2)的下侧)，然后变为(3)，输出+U相的电压，电压上升。

也就是说，如θf＝180度所示的，在从图14所示的V0和V7向死区时间转变时，采取使电流同向地流动的开关元件断开两个的PWM模式，逐渐转变为再生模式，然后，输出可输出电压的例如V3或V4的矢量，由此，能够抑制向V3或V4转变时的电压的急剧变化。

利用图14中定义的新的电压矢量对上述动作进行说明。例如，在输出作为+U相的电压的V4的情况下，在通过死区时间区间时，不以V0→V0'→V4这样的矢量转换、而以V7→V7”→V4这样的矢量转换来进行控制，由此，能够抑制向V4转变时的电压的急剧变化。此外，例如在输出作为-U相的电压的V3的情况下，在通过死区时间区间时，不以V7→V7'→V3这样的矢量转换、而以V0→V0”→V3这样的矢量转换来进行控制，由此，能够抑制向V3转变时的电压的急剧变化。

如果进行上述控制来抑制电压的急剧变化，则由于降低了电压的高频分量，抑制了高频噪声的产生，因此能够实现由噪声过滤器的小型化带来的低成本化，并且，能够实现抑制了由杂散电容引起的泄漏电流的产生的、可靠性高的热泵装置。

此外，关于使基准相位θf为180度的效果，从针对电动机8的输入电力的观点来进行说明。设U相电流为Iu、W相电流为Iw、UV间电压为Vuv、WV间电压为Vwv，若使用两功率表法(two-wattmeter method)，则针对电动机8的输入电力P由以下的(式4)表示。

P＝Vuv*Iu+Vwv*Iw…(式4)

此处，在基准相位θf＝0度的情况下，在(2)的区间中，由于Vuv与Iu的极性反转，(式4)中的Vuv和Iu之积为负电力，因而电动机8的输入电力下降。然而，在基准相位θf＝180度的情况下，如上所述，UV间电压的上升变慢，(2)的区间中的Vuv与Iu之积变小，能够降低负电力的产生量。因此，能够对电动机8输入更多的电力，从而能够可靠地对滞留在压缩机1内的液态制冷剂进行加热和气化，排出到压缩机1的外部，由此，能够防止压缩机1的破损。

此外，之前说明了为了防止电动机噪音、电动机轴振动等不良影响而优选按基准相位θf为0度、60度···这样的以60度为单位进行变化的情况，但出于防止产生噪声、防止针对电动机8的输入电力下降的观点，则优选按基准相位θf为60度、180度、300度这样的以120度为单位进行变化。通过这样进行变化，在从V0或V7向死区时间转变时，能够进行如下的电压输出：采取使电流同向地流动的开关元件断开两个的PWM模式，逐渐转变为再生模式，来使电压的时间变化率dV/dt下降。

在基准相位θf＝180度的情况下，如图17所示，在(2)的区间中，电压值逐渐上升，但未达到(3)的电压值，而在(3)的区间中，电压急剧地增大，无法使电压的时间变化率dV/dt充分降低。为了消除该情况，变更电动机8的绕组阻抗，增大流过开关元件的电流值，或者调整用于驱动开关元件的驱动电路的栅极电阻(未图示)，使死区时间的时间变短或变长(在图17的情况下变短)，由此，能够使(2)的区间的电压值在保持低dV/dt的状态下从零上升到(3)中的电压值，从而降低所产生的噪声。

接着，对逆变器控制部10的动作进行说明。图19是表示实施方式1中的逆变器控制部10的动作的流程图。

(S1：加热判断步骤)

加热判定部12在压缩机1运转停止期间，根据上述动作判断是否使高频电压产生部11进行动作。此处，在加热判定部12判断为使高频电压产生部11进行动作的情况下、即在加热判定部12的输出值为“1”(ON)的情况下(步骤S1：“是”)，使处理前进到S2，产生预热用的PWM信号。另一方面，在加热判定部12判断为不使高频电压产生部11进行动作的情况下、即在加热判定部12的输出值为“0”(OFF)的情况下(步骤S1：“否”)，在经过预先设定的时间后，再次判断是否使高频电压产生部11进行动作。

(S2：电压指令值生成步骤)

电压指令选择部13选择电压指令值V*和电压相位θ，在从零矢量(例如V0、V7)向死区时间转变时，以生成使电流同向地流动的开关元件断开两个的PWM模式的方式选择电压相位θ，并根据(式1)～(式3)计算Vu*、Vv*、Vw*，将计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*输出到PWM信号生成部26。

(S3：PWM信号生成步骤)

PWM信号生成部26将电压指令生成部25输出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与载波信号进行比较，得到PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN并输出到逆变器9。由此，对逆变器9的开关元件17a～17f进行驱动，向电动机8施加高频电压。通过向电动机8施加高频电压，由此利用电动机8的铁损和流过绕组的电流产生的铜损而高效地对电动机8进行加热。通过对电动机8进行加热，使滞留在压缩机1内的液态制冷剂被加热而气化，排出到压缩机1外部。在S3的处理之后进入S1，判定是否需要进一步加热。

如上所述，在实施方式1涉及的热泵装置100中，在压缩机1内滞留有液态制冷剂的状态的情况下，由于向电动机8施加高频电压，因而能够抑制噪音且能够高效地对电动机8进行加热。由此，能够高效地加热滞留在压缩机1内的制冷剂，能够将滞留的制冷剂排出到压缩机1的外部。

此外，实施方式1涉及的热泵装置100在对滞留在压缩机1内的制冷剂进行加热时，逆变器控制部10以第一开关模式进行控制，该第一开关模式使逆变器9的正电压侧或负电压侧的三个开关元件全部为导通状态，接着，以第二开关模式进行控制，该第二开关模式使在以第一开关模式控制时流过相同方向的电流的两个开关元件为断开状态，接着，以第三开关模式进行控制，该第三开关模式使在第二开关模式中变为断开状态的两个开关元件的相反电压侧的两个开关元件为导通状态，因此，能够降低高频噪声，并能够防止由再生引起的到压缩机1的电力下降。

另外，如果向电动机8施加压缩动作时的运转频率以上的高频电压，则电动机8内的转子无法跟随频率，不会产生旋转、振动。因此，在S2中，电压指令选择部13优选输出压缩动作时的运转频率以上的电压相位θ。

一般而言，压缩运作时的运转频率最高为1kHz。因此，只要对电动机8施加1kHz以上的高频电压即可。此外，如果对电动机8施加14kHz以上的高频电压，则电动机8的铁芯的振动声大致接近可听声频率的上限，因此在降低噪音方面也具有效果。因此，例如，电压指令选择部13输出为20kHz左右的高频电压的电压相位θ。

不过，如果高频电压的频率超过开关元件18a～18f的最大额定频率，则存在由于开关元件18a～18f损坏而导致发生负载或电源短路，以至于冒烟或起火的可能性。因此，为了确保可靠性，优选使高频电压的频率为最大额定频率以下。

此外，在近年来的热泵装置用的压缩机的电动机中，为了提高效率，广泛使用IPM结构的电动机、线圈端较小且绕组电阻较低的集中绕组电动机等。集中绕组电动机由于绕组电阻小且铜损引起的发热量少，所以需要绕组中流通大量的电流。如果绕组中流通大量的电流，则逆变器9中流过的电流也增大，逆变器损耗增大。因此，若进行基于上述高频电压施加的加热，则由高频引起的电感分量变大，绕组阻抗升高。若绕组阻抗生高，则流过绕组的电流变小，尽管铜损降低，但会相应地因施加高频电压而产生铁损，从而能够有效地进行加热。进而，由于流过绕组的电流减小，所以流过逆变器的电流也减小，能够降低逆变器9的损耗，因而能够更高效地进行加热。

此外，如果通过上述的高频电压施加来进行加热，则在压缩机1为IPM结构的电动机的情况下，高频磁通交链的转子表面也成为发热部。因此，能够实现制冷剂接触面增大以及对压缩机构的快速的加热，所以能够高效地对制冷剂进行加热。

此外，关于构成逆变器9的开关元件18a～18f以及与它们反向并联连接的回流二极管19a～19f，当前一般而言使用以硅(Si)为材料的半导体是主流。不过取而代之，也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、金刚石为材料的宽禁带半导体。

由上述的宽禁带半导体形成的开关元件、二极管元件，耐电压性高，且容许电流密度也高。因此，能够实现开关元件、二极管元件的小型化，通过使用这些小型化的开关元件、二极管元件，能够使组装了这些元件的半导体模块小型化。

此外，由上述的宽禁带半导体形成的开关元件和二极管元件的耐热性也高。因此，能够使散热器的散热片小型化，能够进行水冷部的气冷化，所以能够使半导体模块进一步小型化。

进而，由上述的宽禁带半导体形成的开关元件和二极管元件的电力损耗低。因此，能够实现开关元件和二极管元件的高效率化，进而能够实现半导体模块的高效率化。

此外，由于能够实现高频率的开关，而能够使频率更高的电流流过电动机8，且由于电动机8的绕组阻抗增大使绕组电流降低，而流入逆变器9的电流减小，因此能够获得更高效率的热泵装置。进而，由于高频化变得较为容易，所以还具有易于设定超过可听声频率的频率、易于采取噪音对策的优点。

另外，优选的是，开关元件和二极管元件二者均由宽禁带半导体形成，但也可以是任一种元件由宽禁带半导体形成，此外，即使开关元件18a～18f中的至少一个、回流二极管19a～19f中的至少一个由宽禁带半导体形成，也能够得到本实施方式所述的效果。

除此以外，使用作为高效率的开关元件而公知的超级结构造的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，也能够得到同样的效果。

此外，涡旋机构的压缩机中，压缩室的高压释放难以进行。因此，与其它方式的压缩机相比，在液体压缩的情况下对压缩机构施加过大的压力而发生破损的可能性较高。但是，在实施方式1的热泵装置100中，能够高效地对压缩机1进行加热，能够抑制压缩机1内的液态制冷剂的滞留。因此，能够防止液体压缩，所以在使用涡旋压缩机作为压缩机1的情况下也是有效的。

此外，对于频率超过10kHz、输出超过50W的加热设备来说，还存在受到法率限制的情况。因此，可以事先以不超过50W的方式进行电压指令值的振幅或频率的调整。

另外，如上所述，逆变器控制部10可以由CPU(Central Processing Unit：中央处理器)，DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)、微型计算机(微处理器)这样的离散系统构成，除此以外，也可以由模拟电路、数字电路等电子电路元件等构成。

实施方式2.

在实施方式2中，对热泵装置100的回路结构的一个示例进行说明。另外，例如，在图1等中，表示了通过配管将压缩机1、四通阀2、热交换器3、膨胀机构4和热交换器5依序连接而成的热泵装置100。在实施方式2中，进一步对热泵装置100的详细结构进行说明。

图20是实施方式2涉及的热泵装置100的回路结构图。图21是关于图20所示的热泵装置100的制冷剂的状态的莫里尔(Mollier)线图。在图21中，横轴表示比焓，纵轴表示制冷剂压力。

热泵装置100具有通过配管将压缩机51、热交换器52、膨胀机构53、接收器54、内部热交换器55、膨胀机构56、热交换器57依序连接而成的、供制冷剂循环的主制冷剂回路58。另外，在主制冷剂回路58中，在压缩机51的排出侧，设置有四通阀59，能够切换制冷剂的循环方向。此外，在热交换器57的附近，设置有风扇60。此外，压缩机51是上述实施方式1中进行了说明的压缩机1，是具有由逆变器9驱动的电动机8和压缩机构7的压缩机。进而，热泵装置100具备通过配管从接收器54和内部热交换器55之间连接到压缩机51的喷射管而成的喷射回路62。在喷射回路62中，膨胀机构61、内部热交换器55依序连接。

水在其中循环的水回路63与热交换器52连接。另外，热水器、暖气片、地板供暖等散热器等利用水的装置与水回路63连接。

首先，对热泵装置100的制热运转时的动作进行说明。在制热运转时，四通阀59沿实线方向设定。另外，该制热运转不仅是指用于空调的制热，而且还包含对水供应热量来生成热水的供给热水。

在压缩机51成为高温高压的气相制冷剂(图21的点1)，从压缩机51排出，在作为冷凝器且作为散热器的热交换器52进行热交换而液化(图21的点2)。此时，利用从制冷剂散发的热，将在水回路63中循环的水加热，用于制热和供给热水。

在热交换器52液化的液相制冷剂在膨胀机构53被减压，成为气液两相状态(图21的点3)。在膨胀机构53成为气液两相状态的制冷剂，在接收器54与被吸入压缩机51的制冷剂进行热交换，被冷却后液化(图21的点4)。在接收器54液化的液相制冷剂，分岔流向主制冷剂回路58和喷射回路62。

在主制冷剂回路58中流动的液相制冷剂在内部热交换器55与在膨胀机构61被减压而成为气液两相状态的在喷射回路62中流动的制冷剂进行热交换，进一步被冷却(图21的点5)。在内部热交换器55冷却后的液相制冷剂，在膨胀机构56被减压而成为气液两相状态(图21的点6)。在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂，在作为蒸发器的热交换器57与外部空气进行热交换，被加热(图21的点7)。然后，在热交换器57被加热的制冷剂，在接收器54进一步被加热后(图21的点8)，被压缩机51吸入。

另一方面，在喷射回路62中流动的制冷剂，如上所述，在膨胀机构61被减压后(图21的点9)，在内部热交换器55进行热交换(图21的点10)。在内部热交换器55进行了热交换的气液两相状态的制冷剂(喷射制冷剂)，维持气液两相状态不变，从压缩机51的喷射管流入压缩机51内。

在压缩机51，从主制冷剂回路58吸入的制冷剂(图21的点8)，被压缩至中间压力并被加热(图21的点11)。喷射制冷剂(图21的点10)与被压缩至中间压力并被加热的制冷剂(图21的点11)合流，温度降低(图21的点12)。然后，温度降低后的制冷剂(图21的点12)进一步被压缩、加热，成为高温高压而被排出(图21的点1)。

另外，在不进行喷射运转的情况下，使膨胀机构61的开度为全闭。也就是说，在进行喷射运转的情况下，膨胀机构61的开度比规定开度大，但是在不进行喷射运转时，使膨胀机构61的开度比规定开度小。由此，制冷剂不流入压缩机51的喷射管。这里，膨胀机构61的开度由微处理器等的控制部通过电子控制来进行控制。

接着，对热泵装置100的制冷运转时的动作进行说明。在制冷运转时，四通阀59沿虚线方向设定。此外，该制冷运转不仅是指用于空调的制冷，而且还包含从水中吸取热量来生成冷水、进行冷冻等。

在压缩机51成为高温高压的气相制冷剂(图21的点1)，从压缩机51排出，在作为冷凝器且作为散热器的热交换器57进行热交换而液化(图21的点2)。在热交换器57液化后的液相制冷剂，在膨胀机构56被减压，成为气液两相状态(图21的点3)。在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂，在内部热交换器55进行热交换，被冷却后液化(图21的点4)。在内部热交换器55中，在膨胀机构56成为气液两相状态的制冷剂与使在内部热交换器55液化的液相制冷剂在膨胀机构61被减压而成为气液两相状态的制冷剂(图21的点9)进行热交换。在内部热交换器55进行了热交换的液相制冷剂(图21的点4)，分岔流向主制冷剂回路58和喷射回路62。

在主制冷剂回路58中流动的液相制冷剂，在接收器54与被吸入压缩机51的制冷剂进行热交换，进一步被冷却(图21的点5)。在接收器54冷却后的液相制冷剂，在膨胀机构53被减压而成为气液两相状态(图21的点6)。在膨胀机构53成为气液两相状态的制冷剂，通过作为蒸发器的热交换器52进行热交换而被加热(图21的点7)。此时，通过制冷剂吸收热，将在水回路63中循环的水冷却，用于制冷和冷冻等。然后，在热交换器52被加热的制冷剂，在接收器54进一步被加热后(图21的点8)，被压缩机51吸入。

另一方面，在喷射回路62中流动的制冷剂，如上所述，在膨胀机构61被减压后(图21的点9)，在内部热交换器55进行热交换(图21的点10)。在内部热交换器55进行了热交换的气液两相状态的制冷剂(喷射制冷剂)，维持气液两相状态不变，从压缩机51的喷射管流入。在压缩机51内的压缩动作与制热运转时同样。

另外，在不进行喷射运转时，与制热运转时同样，使膨胀机构61的开度为全闭，使得制冷剂不流入压缩机51的喷射管。

此外，在上述说明中，将热交换器52作为使制冷剂与在水回路63中循环的水进行热交换的板式热交换器这样的热交换器并进行了说明。热交换器52不限定于此，也可以是使制冷剂与空气进行热交换的热交换器。此外，水回路63也可以并非是使水循环的回路，而是使其它流体循环的回路。

如上所述，热泵装置100能够作为空调机、热泵式热水器、冰箱、制冷机等的采用了逆变器压缩机的热泵装置使用。

Claims (11)

1.一种热泵装置，其特征在于，具有：

压缩机，其对制冷剂进行压缩；

电动机，其驱动所述压缩机；

逆变器，其向所述电动机施加交流电压；以及

逆变器控制部，其生成控制所述逆变器的控制信号，其中，

所述逆变器控制部以第一开关模式进行控制，该第一开关模式使所述逆变器的正电压侧或负电压侧的三个开关元件全部为导通状态，接着，以第二开关模式进行控制，该第二开关模式使在以所述第一开关模式控制时流过相同方向的电流的两个开关元件为断开状态，接着，以第三开关模式进行控制，该第三开关模式使在所述第二开关模式中变为断开状态的两个开关元件的相反电压侧的两个开关元件为导通状态。

2.根据权利要求1所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器控制部，

电压指令选择部，其与基准信号同步地、交替地切换选择相位角的预先设定的两个值，该相位角用于生成三个电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，，

所述逆变器控制部将所述电压指令选择部选择出的三个电压指令值与所述基准信号进行比较，来生成与所述逆变器的各开关元件对应六个驱动信号。

3.根据权利要求2所述的热泵装置，其特征在于：

所述基准信号是能够确定出在时间变化中的顶部和底部的信号，

所述电压指令选择部，在所述基准信号的顶部和底部的两个时刻切换所述三个电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

4.根据权利要求2所述的热泵装置，其特征在于：

所述基准信号是能够确定出在相对于时间的数值的变化中的顶部和底部的信号，

所述电压指令选择部，在所述基准信号的顶部和底部中的某一时刻切换所述三个电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的热泵装置，其特征在于：

所述逆变器控制部，以使所述压缩机压缩制冷剂的压缩运转模式和对所述压缩机进行加热的加热运转模式中的任一种来进行运转，在以所述压缩运转模式进行运转时，使所述逆变器产生能使所述电动机旋转的频率的交流电压，在以所述加热运转模式进行运转时，使所述逆变器产生比在所述压缩运转模式的情况下产生的交流电压的频率高且使所述电动机不旋转的频率的交流电压。

6.根据权利要求1～5中的任一项所述的热泵装置，其特征在于：

构成所述逆变器的开关元件的至少一个或者构成所述逆变器的二极管由宽禁带半导体形成。

7.根据权利要求6所述的热泵装置，其特征在于：

所述宽禁带半导体为碳化硅、氮化镓类材料或金刚石。

8.一种空调机，其特征在于：

具有权利要求1～7中的任一项所述的热泵装置。

9.一种热泵式热水器，其特征在于：

具有权利要求1～7中的任一项所述的热泵装置。

10.一种冰箱，其特征在于：

具有权利要求1～7中的任一项所述的热泵装置。

11.一种制冷机，其特征在于：

具有权利要求1～7中的任一项所述的热泵装置。