CN105144600A

CN105144600A - 用于大型天线阵列的混合数字和模拟波束成形

Info

Publication number: CN105144600A
Application number: CN201380075969.9A
Authority: CN
Inventors: 马苏德·萨伽戴尔赫; 胡曼·什拉尼-米尔; 薛峰; 李庆华
Original assignee: Intel IP Corp
Current assignee: Apple Inc; Intel Corp
Priority date: 2013-05-31
Filing date: 2013-12-12
Publication date: 2015-12-09
Anticipated expiration: 2033-12-12
Also published as: CN105594246A; CN105144647A; WO2014193475A1; EP3267720B1; ES2689020T3; EP3005784A1; WO2014193749A1; EP3005758A4; EP3267720A1; US9553643B2; EP3005636A1; HK1218029A1; EP3005758B1; EP3005636A4; EP3751752A1; HUE039774T2; US20140357228A1; CN107302390A; US9071297B2; CN105165042A

Abstract

本文公开了针对能够用天线阵列进行操作的节点的混合数字和模拟波束成形设备。在示例中，混合数字和模拟波束成形设备可以包括被配置为执行下述操作的计算机电路：将天线阵列的天线元件分区成至少两组天线元件；将传输链的天线端口映射到一组天线元件；约束天线元件的数字预编码器的数字预编码权重，其中数字预编码权重包括数字相位和幅度；并且确定天线元件的模拟预编码器的模拟预编码权重，其中模拟预编码权重包括模拟相位。

Description

用于大型天线阵列的混合数字和模拟波束成形

相关申请

本申请要求递交于2013年5月31日的美国临时专利申请序列号No.61/829,968(代理人案号P56512Z)的权益并通过引用将其合并与此。

背景技术

无线移动通信技术采用各种标准和协议在节点(例如传输站或收发器节点)和无线设备(例如移动设备)之间传输数据。一些无线设备在下行链路(DL)传输中使用正交频分多址(OFDMA)、并且在上行链路(UL)传输中使用单载波频分多址(SC-FDMA)来进行通信。使用正交频分复用(OFDM)进行信号传输的标准和协议包括：第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)、工业界通常称之为WiMAX(全球微波接入互操作性)的电气和电子工程师协会(IEEE)802.16标准(例如802.16e、802.16m)、工业界通常称之为WiFi或无线千兆(WiGig)联盟的IEEE802.11标准。WiGig是开发和推广对多吉比特高速无线通信技术(其操作在未授权的60GHz频带上)的采用的行业协会。WiGig联盟被归入WiFi联盟，并且推广IEEE802.11ad协议。

在3GPP无线电接入网络(RAN)LTE系统中，节点可以是演进的通用陆地无线电接入网(E-UTRAN)节点B(通常被表示为演进的节点B、增强型节点B、eNodeB或eNB)和无线电网络控制器(RNC)的组合，其与无线设备(称为用户设备(UE))通信。下行链路(DL)传输可以是从节点(例如eNodeB)到无线设备(例如UE)的通信，并且上行链路(UE)传输可以是从无线设备到节点的通信。

eNB可以具有多个天线用于到UE的传输，从而允许eNB使用多输入多输出(MIMO)。MIMO是智能天线技术，是指在发送器和接收器二者处使用多个天线来提高通信性能，其中输入和输出指承载信号的无线电信道，不一定指具有天线的设备。在现有LTE规范(例如3GPPLTE技术规范(TS)版本10)中，可以使用多达八根发射或接收天线，或多达八个信道可被用于资源的传输。

附图说明

结合附图根据下文的具体实施方式，本公开的特征和优点将是显而易见的，附图和具体实施方式通过示例的方式一起说明本公开的特征，其中：

图1示出了根据示例的正交频分复用(OFDM)无线网络中发送器和接收器的物理层的框图；

图2示出了根据示例的物理信道处理器的物理信道处理的框图；

图3示出了根据示例的下行链路(DL)传输的无线电帧资源(例如资源网格)的框图，下行链路(DL)传输包括传统物理下行链路控制信道(PDCCH)；

图4A示出了根据示例的单输入单输出(SISO)无线网络的框图；

图4B示出了根据示例的单输入多输出(SIMO)无线网络的框图；

图4C示出了根据示例的多输入单输出(MISO)无线网络的框图；

图4D示出了根据示例的多输入多输出(MIMO)无线网络的框图；

图5示出了根据示例的、针对使用8个发送器(Tx)链的16根天线的波束成形的图示；

图6示出了根据示例的、针对4×4天线阵列和8×2天线阵列中的共极化(co-pol)天线的单阶段信道状态信息(CSI)反馈的图示；

图7示出了根据示例的信道状态信息参考信号(CSI-RS)测量、以及单阶段CSI反馈模式的报告周期的图示；

图8示出了根据示例的、针对4×4天线阵列和8×2天线阵列中的共极化(co-pol)天线的两阶段信道状态信息(CSI)反馈的图示；

图9示出了根据示例的CSI测量、以及两阶段CSI反馈模式的报告周期的图示；

图10示出了根据示例的、针对两个阵列段之间的相移估计的双天线端口训练的图示；

图11示出了根据示例的、用于基于8个发送器)的信道估计的交叉极化(cross-pol)天线图案的图示；

图12描绘了根据示例的、针对可与天线阵列一同操作的节点(例如eNB)的混合数字和模拟波束成形设备的计算机电路的功能；

图13描绘了根据示例的、在节点处针对天线阵列的混合数字和模拟波束成形方法的流程图；

图14示出了根据示例的节点(例如eNB)和无线设备(例如UE)的框图；以及

图15示出了根据示例的无线设备(例如UE)的图示。

现在将参考所示出的示例性实施例，本文将使用特定的语言来描述这些示例性实施例。然而应当理解，并不意图由此限定本发明的范围。

具体实施方式

概述

在本发明被公开和描述之前，应该理解的是本发明不限于特定的结构、处理步骤或本文所公开的材料，而是扩展至其等价形式，如将被相关领域的普通技术人员所认识到的那样。还应该理解的是本文所采用的术语仅被用于描述特定示例的目的而不旨在是限制性的。不同附图中的相同标号表示相同的元件。流程图和过程中所提供的标号被提供用于清楚地说明步骤和操作而不一定指示特定的顺序或序列。

示例实施例

下面提供了技术实施例的初步概述，随后将进一步详细描述具体的技术实施例。该初步的概述旨在帮助读者更快速地理解技术，而不是旨在标识技术的关键特征或必要特征，也不是旨在限制所要求保护的主题的范围。

无线通信系统可以被细分为称作层的不同部分。在LTE系统中，通信层可以包括物理(PHY)层、媒体访问控制(MAC)层、无线电链路控制(RLC)层、分组数据汇聚协议(PDCP)层和无线电资源控制(RRC)层。物理层可以包括无线通信系统400的基本硬件传输组件，如图1中所示。基本的多输入多输出(MIMO)系统用于简单地示出基本的硬件传输组件，但是这些组件也可以适于复杂MIMO系统、单输入单输出(SISO)系统或类似的系统。例如，在MIMO系统中，在发送器410处，二进制输入数据420可以通过使用信道编码器422进行编码得以保护，使用交织器424进行交织以防止衰落现象，以及使用映射器426进行映射以提高可靠性。被映射的数据可以由发送器(Tx)波束成形器434分离成用于天线端口的层，并且这些层可以使用调制器428A-B被OFDM调制成OFDM符号。调制器可以使用快速傅里叶逆变换(IFFT)算法来计算离散傅里叶逆变换(IDFT)以生成调制信号(用于各个天线端口的矢量x)。调制信号可以由数字到模拟转换器(DAC)转换成模拟信号。模拟信号可以经由射频(RF)发送器(Tx)432A-B来发送，发送器(Tx)432A-B被配置为将信号发送至可操作来传送信号的发送器天线440A-B。模拟信号将沿着称为信道的路径进行传输。通过该路径的模拟信号可以被称为信道信号450。物理层可以包括其它组件(未示出)，例如串行到并行(S/P)转换器、并行到串行(P/S)转换器、循环前缀(CP)插入器和删除器、保护带插入器和删除器以及其它需要的组件。

所发送的信道信号450可能受到噪声452和干扰454的影响。干扰可以包括小区内干扰和小区间干扰。小区内干扰可以指来自发送器410的小区内传送的其它信道信号的干扰。小区间干扰可以指来自由邻居小区传送的其它信道信号的干扰。噪声和干扰可以被表示为向信道信号的添加(addition)456，其可以被接收器460处的接收器天线490A-B和一个或多个射频(RF)接收器(Rx)482A-B接收。信道信号连同噪声和干扰可以由模拟到数字转换器480A-B转换成数字调制信号。数字信号可以使用解调器478A-B进行OFDM解调制。解调器可以使用快速傅里叶变换(FFT)算法来计算离散傅里叶变换(DFT)以生成解调信号(用于各个天线端口的矢量y)。信道估计器462可以使用解调信号来估计信道450和发生在信道中的噪声和干扰。信道估计器可以包括反馈生成器或与反馈生成器通信，反馈生成器可以生成物理上行链路共享信道(PUSCH)反馈报告，例如信道质量指示符(CQI)报告、预编码矩阵指示符(PMI)报告、或传输秩指示符(RI)报告。CQI可以用于辅助MIMO传输模式。解调信号可以通过使用MIMO解码器484来合并、通过使用解映射器476来解映射、通过使用解交织器474来解交织并被信道解码器472解码，以生成可以由接收站的其它层所使用的二进制输出数据470。

图2示出了与图1中所示出的用于LTEMIMO移动通信系统的物理信道处理器的交织器424、映射器426、发送器波束成形器434、和调制器428A-B相关的补充细节。相应的特征还可以存在于接收器460上。图2的MIMO物理信道处理器300可以包括扰频器320A-V、调制映射器330A-V、层映射器340、预编码器360、资源元素映射器370A-P、和OFDM信号生成器380A-P。扰频器可以将各个码字310加扰成编码位以在物理信道上传送。调制映射器可以对加扰位进行调制以生成复值调制符号。层映射器可以将调制符号映射到多个传输层350。预编码器可以对每层上的调制符号进行预编码以用于在天线端口590上进行传输。预编码器可以使用在发送器(例如eNB)和接收器(例如UE)二者处已知的码本或在发送器处被计算并被传送到接收器(或在接收器处被学习)的码本。码本可以在发送器和接收器二者处定义一组矢量和矩阵，这可以实现高的预编码增益、较低的反馈开销并提供灵活性来支持各种天线配置和不同数量的数据流。资源元素映射器可以将每个天线端口的调制符号映射到资源元素(RE)。OFDM信号生成器可以生成复值时域OFDM信号用于每个天线端口。

在一个示例中，资源元素(RE)可以使用通用3GPP长期演进(LTE)帧结构来表示节点(例如eNodeB)和无线设备(例如UE)之间的下行链路传输中的物理(PHY)层上传送的无线电帧结构的元素，如图3中所示。

图3示出了下行链路无线电帧结构类型1。在该示例中，用于发送数据的信号的无线电帧100可以被配置为具有10毫秒(ms)的持续时间Tf。每个无线电帧可以被分段或被分成十个子帧110i，每个子帧长1ms。每个子帧还可以被细分成两个时隙120a和120b，每个时隙的持续时间(Tslot)为0.5ms。第一时隙(#0)120a可以包括传统物理下行链路控制信道(PDCCH)160和/或物理下行链路共享信道(PDSCH)166，第二时隙(#1)120b可以包括使用PDSCH发送的数据。

基于分量载波(CC)频率带宽，节点和无线设备所使用的CC的每个时隙可以包括多个资源块(RB)130a、130b、130i、130m和130n。CC可以拥有具备带宽和中心频率的载波频率。CC的每个子帧可以包括传统PDCCH中发现的下行链路控制信息(DCI)。当使用传统PDCCH时，控制区域中的传统PDCCH在每个子帧或物理RB(PRB)中可以包括一至三列第一OFDM符号。子帧中其余的11至13个OFDM符号(或者当不使用传统PDCCH时为14个OFDM符号)可以被分配给数据的PDSCH(针对短循环前缀或正常循环前缀)。

控制区域可以包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、物理混合自动重复请求(混合ARQ)指示符信道(PHICH)和PDCCH。控制区域具有灵活的控制设计，以避免不必要的开销。用于PDCCH的控制区域中的OFDM符号数量可以由物理控制格式指示符信道(PCFICH)中传送的控制信道格式指示符(CFI)来确定。PCFICH可以位于每个子帧的第一OFDM符号中。PCFICH和PHICH可以优先于PDCCH，因此PCFICH和PHICH优先于PDCCH来调度。

每个RB(物理RB或PRB)130i每时隙可以包括12-15kHz子载波136(在频率轴上)、以及6个或7个正交频分复用(OFDM)符号130(在时间轴上)。如果采用短循环前缀或正常循环前缀，则RB可以使用7个OFDM符号。如果采用扩展循环前缀，则RB可以使用6个OFDM符号。资源块可以通过使用短循环前缀或正常循环前缀来映射到84个资源元素(RE)140i，或者资源块可以通过使用扩展循环前缀来映射到72个RE(未示出)。RE可以是一个OFDM符号142乘以一个子载波(即15kHz)146的单元。

在正交相移键控(QPSK)调制的情况下，每个RE可以发送两比特150a和150b的信息。可以使用其它类型的调制，例如使用16正交幅度调制(QAM)或64QAM以在每个RE中传送更多数量的比特，或者使用二进制相移键控(BPSK)调制以在每个RE中传送更少比特数。RB可以被配置为用于从eNodeB到UE的下行链路传输，或者RB可以被配置为用于从UE到eNodeB的上行链路传输。

参考信号可以由OFDM符号经由资源块中的资源元素来传输。参考信号(或者导频信号或音调(tone))可以是出于各种原因而已知的信号，例如用于估计信道和/或信道中的噪声。参考信号可由传输站和移动通信设备来接收和发送。不同类型的参考信号(RS)可用在RB中。例如，在LTE系统中，下行链路参考信号类型可以包括特定于小区的参考信号(CRS)、多播\广播单频网络(MBSFN)参考信号、特定于UE的参考信号(特定于UE的RS或UE-RS)、或解调参考信号(DMRS)、定位参考信号(PRS)、和信道状态信息参考信号(CSI-RS)。CSI-RS可用于下行链路信道质量测量。

图4A示出了在发送天线端口810上使用单个无线电信道、并且在接收天线端口830上使用单个无线电信道的无线通信系统，该无线通信系统可以被称为单输入单输出(SISO)无线网络。图4B示出了在发送天线端口810上使用单个无线电信道并且在多个接收天线端口840上使用多个无线电信道的无线通信系统，该无线通信系统可以被称为单输入多输出(SIMO)无线网络。图4C示出了在多个发送天线端口820上使用多个无线电信道并且在接收天线端口830上使用单个无线电信道的无线通信系统，该无线通信系统可以被称为多输入单输出(MISO)无线网络。图4D示出了在多个发送天线端口820上使用多个无线电信道、并且在多个接收天线端口840上使用多个无线电信道的无线通信系统，该无线通信系统可以被称为多输入多输出(MIMO)无线网络。术语输入和输出通常指承载信号的无线电信道，而不是指具有天线的设备。

MIMO无线网络可以用于波束成形。波束成形或空间滤波是天线阵列中用于定向信号传输或接收的信号处理技术。可以通过在其它信号经历相消干扰的同时，特定角度处的信号经历相长干扰这种方式，来组合相控阵列中的元件以实现波束成形。波束成形可以被用在发射端和接收端二者处，以实现空间选择性。

蜂窝数据需求继续经历递增的增长率。结合可用带宽的缺乏，无线和蜂窝系统可以使用MIMO来实现急剧增加的频谱效率，从而解决容量需求。单用户(SU)和多用户(MU)MIMO系统是在基站(例如，eNodeB)中有多达八个天线的天线规模的3GPP长期演进(LTE)规范的组成部分。然而，发送天线数量的数量级的增加(称为大规模MIMO或全维度MIMO)可能产生显著提高的频谱效率。

在多用户MIMO(MU-MIMO)系统中，假设信道状态信息(CSI)在发送器处可用，则总用户速率(例如，总速率容量或所有活动用户的容量速率)可以随发射(Tx)天线的数量线性增长。CSI的可靠性和精度可以限制可实现的容量增益。例如，在LTE系统的频分双工(FDD)模式中，用户设备(UE)可以将CSI发送回eNodeB，以通知eNodeB对信道质量的不同测量。UE可以根据嵌入在所发送的物理资源块(PRB)中的参考信号(RS)来计算CSI。针对诸如高级LTE频分双工(FDD)规范(例如3GPPLTE技术规范(TS)36.213和TS36.211版本10)之类的各种标准，信道测量和反馈可以通过多达八个天线端口被提供。

使用大规模MIMO或大型天线阵列，蜂窝式无线系统可以帮助以稀缺的频谱资源来满足数据需求。增加节点(例如eNB)的发送器处的空间维度，可以通过使得更多用户能够经由多用户MIMO(MU-MIMO)过程同时得到服务来实现大体增强的频谱效率。

然而，如果各种问题(例如成本、硬件复杂性、信令开销和用户间干扰)得不到解决，则发送天线的数量较多会增加网络吞吐量。3GPPLTE规范可以在eNodeB发送器处使用多达8根天线、并且支持受限的MU-MIMO顺序(例如同一时间最多2个用户)。

本文所描述的技术(例如节点、方法、计算机电路和系统)能够提供解决使用现有码本设计的许多传输天线的实践方面的创新技术，以增加网络容量。本文所描述的技术可以使用大型MIMO波束成形以提供与多于8根天线的传输，而使用的是8天线MIMO框架的硬件和信令复杂性。波束成形处理可以在数字基带和模拟射频(RF)域两者上操作，其中模拟波束成形包括射频移相器。数字波束成形可以是频率选择性的，而模拟波束成形可以是宽带的且工作在整个信号带上。

将信道状态信息(CSI)的传输限制至8个天线端口(其可暗示利用8个专用的模拟和/或RF链)可以减小与许多RF链(例如8个以上RF链)相关的并发问题和硬件成本，并最大化与现有规范(例如LTE)的兼容性。因此，可以使用现有高级LTE(LTE-A)规范(即3GPPLTE规范版本10和更高版本)的现有特征(例如码本)。其结果是，(例如超过8根天线的)更高维MIMO可以在无需相应增加专用RF链的数量的情况下实现。RF链(或传输链路或发送器(Tx)链)可以指将比特流转换为针对发送器天线的RF发送信号的过程。

图5示出了混合数字和模拟波束成形(其可用于天线阵列中的共极化(co-pal)天线和交叉极化(cross-pol)天线两者)的高层级图示。数据流可以以针对整数秩r(或每个RF链)的码字q₁…q_r来被发送到数字预编码器210。传输的秩可以是所传输的层的数量。层可以是由空间复用生成的不同数据流的数量，其中每个数据流可以在节点的发送天线上被发送。

数字预编码器210可包括针对每个所选频率(例如V₁…V_r)的权重212和组合器214。数字预编码器可以针对整数层L(或每个RF链)生成数字预编码信号S₁…S_L。数字预编码信号可以被转换为模拟信号用于通过各种处理传输。例如，数字预编码信号可以使用混合器222以中频(IF)振荡器220混合(或调制)。IF可以是作为发送或接收中的中间步骤的载波信号被偏移至的频率。IF可以以相较载波频率较低的频率来提供更好的信号处理，并提供改善的频率选择性。载波信号频率可以是IF和本地振荡器(LO)信号频率的组合。

波峰因子减小(CFR)和数字预失真(DPD)模块224可以减少针对每个RF链的波峰因子和数字失真。波峰因子是波形的测量(例如交流(AC))，表示峰值和平均值的比例。波峰因子可以指示峰在波形中的显著程度。相较具有较高波峰因子的调制技术，具有较小的波峰因子的调制技术通常每秒传输更多的比特。正交频分复用(OFDM)可以具有高波峰因子，所以CFRDPD模块可用于减小OFDM信号的波峰因子。数字到模拟转换器(DAC)226可将数字数据(例如经处理的数字预编码信号)转换成模拟信号(例如电流、电压或电荷)用于传输。DAC的输出可以使用混合器232与LO230混合(或调制)以生成载波信号。

模拟预编码器240可对每个RF链进行移相。模拟预编码器可以包括移相器242和组合器(或加法器)244，模拟预编码器的输出可以(例如，由放大器252)放大并(例如由带通滤波器254)滤波，且经由M个发送天线250(或天线元件)中的一个作为RF发送信号(例如x₁…x_m)进行传输。RF链的数量(例如r或L)可以不同于发送器(Tx)天线的数量(例如，M)。在一个示例中，发送器天线的数量可以大于RF链的数量。例如，8个RF链可与16个发送器天线一起使用。

天线可被组织在具有多行或多列的天线的天线阵列中。天线阵列中的天线可以以各种极化方式来配置，例如共极化和交叉极化天线。极化描述了当电场离开天线时电场如何移动。极化可以包括水平极化、垂直极化或圆极化。具有相同极化的天线可被认为是共极化天线。交叉极化是指正交于所需的极化的辐射。例如，垂直极化天线的交叉极化可以具有水平极化场。交叉极化天线可以允许在固定带宽内的更多天线和信号吞吐量并且具有降低的干扰。例如，如果信道被相反地极化，则两个相邻的信道可以以最小的方式彼此干扰。

波束成形可以分成数字基带预编码器210和模拟预编码器240。W可以是所希望的波束成形权重或所希望的PMI。对数字预编码器和模拟预编码器的各种预编码的替代或分配可以基于天线阵列的配置用于共极化天线和交叉极化天线两者。数字预编码块的权重可以以V表示，并且模拟预编码块的权重可以以F来表示。本文中所描述的技术可用于使用较少数量的专用Tx链(例如针对16根天线的8个Tx链)来获得针对整个天线阵列的预编码权重。该技术可以应用于任何数量大于8的天线，以及2、4或8个逻辑天线端口。在示例中，基带收发器的数量可以被限制为四个。

基于使用8根天线的信道状态信息参考信号(CSI-RS)框架或反馈，图6-11的示例示出了各种配置的16个发送器(Tx)天线的情况。CSI-RS框架可以利用现有的LTE-A的反馈和码本。

对于共极化天线，预编码可以基于单个阶段CSI反馈或多阶段CSI反馈。出于说明目的，基于一阶段和两阶段CSI的波束成形训练针对使用8个Tx链的16根天线而示出。但在其它示例中，天线和Tx链的数量可以是不同的。

图6示出了针对共极化天线的单阶段CSI的图示。图6(a)和6(b)示出了4×4天线阵列且图6(c)示出了8×2天线阵列。针对8个天线元件的阵列响应可以根据基于8个天线端口的单个CSI-RS估计和反馈来计算，并且阵列响应的剩余部分可以被内插。在相邻的天线元件之间具有强关联性的情况下内插可以更为准确。强关联性可以是由于相邻天线元件之间更紧密的间距(其意味着单阶段的CSI可以有益于间隔紧密的天线阵列)，这样的天线阵列具有λ/2(或小于λ)的元件间间距，其中λ是由节点所传输的无线电带的信号波长。

图6(a)示出了4×4天线阵列中映射到8个天线元件260的8个天线端口H₁和8个未映射的天线元件262，其中经映射的天线元件行由未映射的天线元件行分离。到天线端口H₁的映射可以使用各种映射，例如行或列的块、相同组中行或列的图案、或在同一组中锯齿形(zigzag)图案。图6(b)示出了4×4天线阵列中映射到8个天线元件264的8个天线端口H₁和8个未映射的天线元件266，其中经映射的天线元件行被分块在一起、且未映射的天线元件行被分块在一起。图6(c)示出了8×2天线阵列中映射到8个天线元件的8个天线端口H₁和8个未映射的天线元件，其中经映射的天线元件以锯齿形图案与未映射的天线元件水平和垂直相邻。

在一阶段波束成形训练中，每个CSI-RS周期可以只被分配至对天线区段H₁的测量和报告，如图7中所示。图7示出了针对单阶段CSI反馈模式的CSI-RS测量和报告周期，其中每个CSI-RS周期包括四个子帧(SF)。在其它示例中，CSI-RS周期可以长于或短于四个子帧。

图8示出了针对共极化天线的两阶段CSI反馈。在两阶段波束成形训练中，如图8所示，8端口CSI-RS训练的两个独立的过程可以被执行来生成完整的阵列响应。对于更多数量的天线，也可以使用三、四阶段波束成形训练。

图8(a)示出了4×4天线阵列中映射到8个天线元件270的8个天线端口H₁、和映射到另外8个天线元件272的8个天线端口H₂，其中天线端口H₁的经映射的天线元件行由天线端口H₂的经映射的天线元件行分离。到天线端口H₁和H₂的映射可以使用各种映射，例如行或列的块、相同组中行或列的图案、或在同一组中的锯齿形图案。图8(b)示出了4×4天线阵列中映射到8个天线元件274的8个天线端口H₁、和映射到另外8个天线元件276的8个天线端口H₂，其中天线端口H₁的经映射的天线元件行被分块在一起、且天线端口H₂的经映射的天线元件行被分块在一起。图8(c)示出了8×2天线阵列中映射到8个天线元件的8个天线端口H₁、和映射到另外8个天线元件的8个天线端口H₂，其中经映射的天线元件中的一行用于天线端口H₁且经映射的天线元件中的另一行用于天线端口H₂。

图9示出了针对两阶段CSI反馈模式的CSI测量和报告周期。两个CSI-RS进程可以经过连续子帧(SF)来交错(分块在一起；图9(a))、或交织(穿插或交叉；图9(b))。给定两阶段模式中CSI周期的分裂性质，节点(例如eNodeB)可以用信号向UE发送两个过程的序列和格式，或者CSI周期配置可以被预确定(即，已由节点和UE所知)。两阶段波束成形训练(或两阶段CSI的反馈)可用于非强相关的相邻天线元件，例如具有较大间距(例如元件之间6λ分之4λ的间距，或大于λ)的天线阵列。

在针对16根Tx天线的单阶段和两阶段CSI反馈模式的图示中，8个发送器(8Tx)码本可用于生成UE中的信道反馈并重建节点(例如eNodeB)中的最佳预编码矩阵指示符(PMI)码字用于8个经映射的天线端口H₁(和两阶段模式中的H₂)。8Tx码本可以重复使用现有的8Tx码本(例如LTE-A码本)以保持与现有UE和规范的兼容性。替代地，8Tx码本可以使用更增强的码本以匹配针对所部署的天线阵列的特定天线配置。

PMI可以是由UE反馈以支持多输入多输出(MIMO)操作的信号。PMI可对应于预编码器的索引(在由UE和eNodeB所共享的码本内)，这可以最大化能够跨所有下行链路空间传输层接收的数据位的总数。

单阶段CSI反馈可用于SU-MIMO和MU-MIMO。单阶段CSI反馈模式可以通过两阶段模式提供反馈减少，因为一个基于8Tx的CSI反馈可以用于整个阵列。其结果是，针对16根天线的预编码权重可以(例如，基于8根天线或8个天线端口)根据部分反馈来计算。基于天线配置和天线端口和/或物理天线映射，可以使用各种处理和内插。

返回参照图6(a)中所示的针对SU-MIMO的天线端口映射，CSI端口可以被映射到4×4平面阵列的两个非相邻的行。根据UE中的8Tx天线码本搜索和发回节点的报告所获得的估计信道可以由H₁：4×2(表达式1)来表示：

H_{1} = [\begin{matrix} H_{1, 11} & H_{1, 12} & H_{1, 13} & H_{1, 14} \\ H_{1, 31} & H_{1, 32} & H_{1, 33} & H_{1, 34} \end{matrix}]

(表达式1)

完整的天线阵列响应可由表达式2来表示，其中，第一和第三行中的H₁元素被反馈且第二和第四行中的缺少的H₂元素可以被确定或内插。

H = [\begin{matrix} H_{1, 11} & H_{1, 12} & H_{1, 13} & H_{1, 14} \\ H_{2, 21} & H_{2, 22} & H_{2, 32} & H_{2, 24} \\ H_{1, 31} & H_{1, 32} & H_{1, 33} & H_{1, 34} \\ H_{2, 41} & H_{2, 42} & H_{2, 43} & H_{2, 44} \end{matrix}]

(表达式2)

可以通过已知H₁相位值的唯相位内插的垂直元素来形成线性相位级数。例如，第一垂直列中的天线元件的相位可以用∠H_2，2i＝(∠H₁，1_i+∠H_1，3i)/2，i＝1，2，3，4(表达式3)来表示。最后一行元素的相位(例如∠H_2，4i’i＝1，2，3，4)可以基于与第二行类似的元素间的相移来获得。

对于秩1传输，W_des：16×1在eNodeB处所需的PMI可以被确定。对较高秩，信道相位内插可以针对每个接收到的PMI来执行，其可导向W_ddes：16×r秩rPMI。给定所需的预编码矩阵W_des，该W_des可以分解成数字矩阵V：8xr和模拟矩阵F：16×8(即F*V＝W_des(表达式4))。

在秩1SU-MIMO的情况下，解可基于对要作为针对8个天线端口以信号传输的PMI反馈的、数字预编码器(图5的210)的数字预编码矩阵V的约束(即，V_BB＝W_8Tx，其中V_BB是数字基带预编码矩阵且W_8Tx是针对8个发射天线端口以信号传输的PMI反馈)。

模拟波束成形器(图5的240)可以基于保留物理天线的预编码权重(其被用来估计H₁信道区段)来假设结构。模拟波束成形矩阵相位的下半部分可以插到剩余的天线元件。矩阵F可以由表达式5来表示，这意味着针对每个天线元件的简单移相器未在8天线端口CSI反馈中使用。

F = [\begin{matrix} I_{8} \\ e^{j (&angle; W_{d e s} - &angle; V_{B B})} I_{8} \end{matrix}]

(表达式5)

对于r＞1的秩，对V和F分解的唯一解可能不存在。通过施加一些限制，可以确定较简单的解。可以使用的限制的示例如下：V可被强制其是由8TxCSI反馈确定的PMI(例如V＝W_8Tx)。F的所有条目可以有单位幅度；且3位量化可用于F的条目，其可以意味着F从八相移键控(8-PSK)字母表得出。对不太复杂的RF系统，最小数量的加法器(或图5的组合器244)可用于F的内插，从而可以在F的结构(或模拟预编码器)上施加稀疏性(sparseness)。

量化是将大输入值集合映射到较小的集合的过程，例如将值舍入到某单位的精度。执行量化的设备或算法函数称为量化器。由量化引入的舍入误差称为量化误差。例如，最优波束可以被量化到最优波束的离散指数，例如预编码矩阵指示符(PMI)。8-PSK字母表集可以表示为单位圆中的值之间45°、或{±1，±j，}、或{0，π/4，π/2，3π/4，π，5π/4，3π/2，7π/4}的分隔。

针对对数字预编码器有约束的r＞1的秩，模拟预编码权重可以表示为对表达式6所表示的最小化问题的解。

\min_{F e 8 P S K} | | W_{d e s} - F * W_{8 T x} | |_{2}

(表达式6)

表达式6可以转换为最小二乘(LS)的形式。表达式4(即F*V＝W_des)可以被重新写为表达式7，其中()^T是矩阵转置函数。

V^{T} * F^{T} = W_{d e s}^{T}

(表达式7)

随后16最小二乘问题可以如由表达式8所示进行解决，其中和是其各自矩阵的第i列。

V^{T} * F_{i}^{T} = W_{d e s, i}^{T}, i = 1, ..., 16

(表达式8)

无约束的解可根据表达式9导出，其中F_ls，i是对于模拟预编码矩阵F的每个元素的最小二乘解。

F_{l s, i} = {argminV}^{T} * F_{i}^{T} - {W_{d e s, i}^{T}}^{2}, i = 1, ..., 16

(表达式9)

基于约束集，实际的解可以是8-PSK字母表中到非约束解最接近的点。在SU-MIMO中，V和W_des两者都可以是恒定幅度的码字。在前面的说明中，模拟预编码权重的内插使用LS，但在另一示例中，还可以使用其它最小化解。

针对图6(b)中示出的天线端口映射的数字预编码权重和模拟预编码权重的内插，可以与先前用8个天线端口和物理天线元件之间的不同映射来描述的图6(a)类似地求解或处理。

在如图6(c)中所示的天线端口映射的8×2天线配置中，可以实现水平域中的更好的空间分辨率。天线端口映射H₁锯齿形图案可以帮助估计完整阵列响应。同样，数字预编码权重可以针对每个现有码本获取，其中V＝W_8Tx，且模拟波束成形或模拟预编码权重可以作为来自两个相邻的天线元件的相位间隙进行内插。相位内插矩阵可被表示为表达式10。

Φ_{int} = [\begin{matrix} e^{j (φ_{12} - {Δφ}_{1})} & 1 & e^{j (φ_{12} + {Δφ}_{12})} & 1 & e^{j (φ_{14} + {Δφ}_{14})} & 1 & e^{j (φ_{16} + {Δφ}_{16})} & 1 \\ 1 & e^{j (φ_{21} + {Δφ}_{21})} & 1 & e^{j (φ_{23} + {Δφ}_{23})} & 1 & e^{j (φ_{25} + {Δφ}_{25})} & 1 & e^{j (φ_{25} + {Δφ}_{2})} \end{matrix}]

(表达式10)

在表达式10中，相位的变化(Δφ)项可以是基于两个相邻水平阵列元素的内插相位值。两个边界节点的相位(例如或)可以从两个近邻邻居来估计，其中一个邻居是垂直元素且另一邻居是水平元素。该数字预编码权重和相位内插矩阵的确定可导向W_des的指示，且针对秩rSU-MIMO的模拟预编码权重类似于解与图6(a)相关联的16LS问题的图示。

针对SU-MIMO的两阶段CSI反馈(具有图8中所示的天线端口映射)可以用来确定数字预编码权重和模拟预编码权重。因为可以不使用内插，因此两阶段CSI反馈可以为数字预编码权重提供更好的精度。但是，单阶段CSI可根据16Tx天线通常可使用什么来将反馈减少一半。在2阶段方案中，可以不使用反馈减少、且阵列响应可以在2个CSI周期(对应于天线阵列的H₁和H₂区段)内报告到eNodeB，如先前在图9中所示。针对每个区段的CSI反馈可以使用现有8Tx反馈机制。理想的(或期望的)16xr不受约束基带预编码权重(W_des)可以推导自两个CSI反馈段。当阵列响应被分成两段(如H₁和H₂)时，相位模糊度可能通过组合两个响应(例如H₁和H₂)而发生，因为响应不对应于相同的时间段。可以使用不同的机制来获得、更新和跟踪此相移(以校正相位模糊)。例如，可以使用具有一个共同元件的2水平和2垂直物理天线上的不频繁2天线端口CSI-RS训练。图10(a)示出了用于图8(a)的天线配置的2-天线端口CSI-RS训练，并且图10(b)示出了用于图8(c)的天线配置的2-天线端口CSI-RS训练。图10示出了针对两个阵列段之间的相移估计的双天线端口训练。H₁和H₂之间的公共元件280和282可用于解决相位模糊。

可以使用与针对一阶段CSI反馈所示的过程类似的过程来从表达式4(即F*V＝W_des)确定模拟预编码F，其中V可以是从H₁或H₂中的一者获取的任意8Tx码字。

还可以做出针对MU-MIMO数字和模拟波束成形的预编码权重的确定。确定MU-MIMO数字预编码器权重可以类似于SU-MIMO。对秩-rMU-MIMO模拟预编码器权重的推导可以类似于秩-rSU-MIMO且具有下述变化。每个用户(例如UE)可以根据如前所述的单阶段或两阶段CSI反馈中的一者、基于现有8Tx过程来反馈CSI变量。针对每个用户k的理想无约束PMI可以基于多个最小二乘(LS)实例来计算，由表示。节点(例如eNodeB)可以根据诸如比例公平调度(PFS)之类的调度算法来标识参与MU-MIMO的用户，并且可确定每个用户的排名，并且可以形成MU-MIMO信道矩阵H_MU。H_MU可以表示为H_MU的秩乘以r。对于同一组用户，形式8xr实际数字预编码器可以基于每个用户接收到的H₁或H₂信道段的CSI反馈来以表示。节点(例如eNodeB)可在信道矩阵H_MU上应用其所采用的波束成形方案(例如迫零)以生成无约束的基带权重模拟预编码权重可以从(表达式11)来推导。表达式11可以以类似于具有16个独立LS等式的SU-MIMO情形来求解。

不同于SU-MIMO，V_MU和都不能包含单位幅度条目。然而，模拟波束成形器仍然可以限制到PSK字母表。在3位的8-PSK量化证明对MU-MIMO为不足的情况下，PSK字母表大小可以增大至16。在MU-MIMO中预编码权重可以被确定来最小化用户间干扰。使用8-PSK，移相的8个值可以达到3位的精度。使用4位16-PSK，移相的16个值可以达到4位的精度。模拟预编码器的优化可以发生在PSK字母表(例如4-PSK、8-PSK、16-PSK或5位32-PSK)中。更高的精度可能产生更多的开销和复杂性。

也可以使用数字和模拟预编码权重的迭代标识。如前所述，数字预编码权重可以被约束，并且随后该模拟预编码权重可被确定。在混合波束成形方案的最后阶段，无约束的模拟权重可以被量化为最接近的PSK点(例如8-PSK点)。作为量化误差的结果，SU-MIMO流间干扰或MU-MIMO用户间干扰可能无法得以消除并且性能可能会降低。在针对SU-MIMO和MU-MIMO两种情况的图示中，数字预编码器可被约束到从8TxCSI过程得到的现有码字(例如W_8Tx)，其可以简化对最佳模拟权重的计算。移除对预编码权重的这一约束可以允许减小量化误差和维持流(SU-MIMO中)或用户(在MU-MIMO中)的正交性。将特定于UE的RS(UERS)或预编码RS用于数据解调(如由LTE-A传输模式9(TM-9或TM9)所规定的)可以消除对将预编码码字以信号形式发送到UE以及辅助数字和模拟预编码权重的迭代标识的需要。其结果是，该数字预编码块V可以被设置为除W_8Tx外的任意矩阵。

下行链路的各种情况可以反映在不同的传输模式(TM)中。例如，在LTE中，TM1可以使用单个发射天线；TM2可以使用发射分集；TM3可以使用具有循环延迟分集(CDD)的开环空间复用；TM4可以使用闭环空间复用；TM5可以使用多用户MIMO(MU-MIMO)；TM6可以使用采用单个传输层的闭环空间复用；TM7可以使用具有特定于UE的RS的波束成形；TM8可以使用具有特定于UE的RS的单层或双层波束成形；并且TM9可以使用多层传输以支持闭环单用户MIMO(SU-MIMO)或载波聚合。在示例中，TM10可用于协调多点协作(CoMP)信令，例如联合处理(JP)、动态点选择(DPS)和/或协调调度/协作波束成形(CS/CB)。

返回参照迭代标识，迭代方法的第一部分可以类似于先前描述的数字预编码权重和模拟预编码器权重的确定(例如基于V＝W_8Tx)。无约束模拟预编码块F的量化能够生成导致F^(Q)。下一迭代可以约束(固定或设置)模拟预编码到F^(Q)并求解由表达式12所表示的最小二乘问题。

\min_{V} | | W_{d e s} - F^{(Q)} * V | |_{2}

(表达式12)

因为W_des已能基于零流间或者用户间干扰来得到，因此最终解可以不再引入额外干扰。

在另一示例中，针对SU-MIMO或MU-MIMO混合波束成形的迭代解可以包括以下各项：计算非约束的解为 (表达式13)(即表达式9，其中V＝W_8Tx)。量化F_ls至F^(Q)，其中F_ls是F的LS解。并且，使用表达式12(即min_V＝||W_des-F^(Q)*V||₂)来重新计算新的最小化问题，以获得数字权重V的最佳无约束选择。

先前结合天线阵列中的共极化天线描述的对数字预编码权重和模拟预编码权重的确定还可以应用到天线阵列中的交叉极化(x-pol)天线。对于x-pol天线配置，基于现有8Tx方案和单阶段CSI反馈的CSI子采样可以使用图案来实现，如图11中所示。图11示出了针对单阶段基于8个发送器的信道估计的交叉极化(cross-pol)的天线图案。图11(a)示出了16×1x-pol天线阵列中映射到8个天线元件290的8个天线端口H₁和8个未映射的天线元件292。图11(b)示出了8×2x-pol天线阵列中映射到8个天线元件290的8个天线端口H₁和8个未映射的天线元件292。未映射天线元件的数字预编码权重可以基于到映射天线端口H₁的正交关系来被确定或内插。模拟波束成形器权重可以以类似于先前针对共极化天线描述的过程来得到。在另一示例中，双阶段CSI反馈可以用于以类似于先前针对共极化天线描述的过程来获得数字预编码器权重，其中，天线元件292可以被映射到天线端口H₂。

另一示例提供了针对能够用天线阵列操作的节点的混合数字和模拟波束成形的计算机电路的功能500，如图12的流程图所示。功能可以作为方法来实现、或者功能可以作为机器上的指令来执行，其中指令被包括在至少一种计算机可读介质或一种非暂态机器可读存储介质上。计算机电路可以被配置为将天线阵列的天线元件分区成至少两组天线元件，如框510所示。计算机电路还可被配置为：将传输链的天线端口映射到一组天线元件，如框520所示。计算机电路还可以被配置为：约束天线元件的数字预编码器的数字预编码权重，其中数字预编码权重包括数字相位和幅度，如框530所示。计算机电路还可被配置为确定天线元件的模拟预编码器的模拟预编码权重，其中模拟预编码权重包括模拟相位，如框540所示。

在示例中，被配置为对天线阵列的天线元件进行分区的计算机电路还可被配置为将天线元件分区为行或列的块，同一组中的行或列的图案，或同一组中的锯齿状图案。在另一个示例中，被配置为对传输链的天线端口进行映射的计算机电路还可被配置为将至少一组天线元件分配到信道状态信息参考信号(CSI-RS)反馈周期。被配置为约束数字预编码权重的计算机电路还可被配置为：选择一组天线元件作为反馈组、且选择另一组天线元件作为非反馈组；根据来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈来确定反馈组的数字预编码权重；并且基于反馈组的数字预编码权重来内插非反馈组的数字预编码权重。在另一配置中，被配置为约束数字预编码权重的计算机电路还可被配置为：选择一组天线元件作为第一反馈组、且选择另一组天线元件作为第二反馈组；根据来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈来确定第一反馈组的数字预编码权重；根据来自用户设备的CSI-RS反馈来确定第二反馈组的数字预编码权重；并求解第一反馈组的数字预编码权重和第二反馈组的数字预编码权重之间的相位模糊。

在另一个示例中，被配置为约束数字预编码权重的计算机电路还可配置为：基于来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈，对八发送器(8Tx)、四发送器(4Tx)或两发送器(2Tx)码本的经量化的预编码矩阵指示符(PMI)码字按照第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)标准版本11中所规定的那样进行重构；并将经量化的PMI码字分配到数字预编码权重。被配置为确定模拟预编码权重的计算机电路还可被配置为：基于秩r＞1传输的无约束解的最小二乘(LS)来求解每个模拟预编码权重其中无约束解以

F_{l s, i}^{(k)} = \arg m i n | | V^{T} * F_{i}^{T} - W_{d e s, i}^{(k) T} | |^{2}, i = 1, ..., a_{m a x}

来表示，其中argmin是最小函数的变元，()^T为转置函数，V是数字预编码权重矩阵，F_i是模拟预编码权重矩阵的元素，W_des是基于针对用户k的CSI-RS反馈所希望的预编码矩阵指示符(PMI)码字，并且a_max是天线阵列中天线元件的数量，其中对于单用户多输入多输出(MIMO)(SU-MIMO)，V和W_des为可变幅度码字，而对于多用户MIMO(MU-MIMO)，V和W_des为恒定幅度码字；并且针对每个用户k将无约束解量化到相移键控(PSK)字母表中的最接近点，其中PSK字母表是2位4-PSK、3位8-PSK或4位16-PSK字母表。

在另一配置中，被配置成约束数字预编码权重的计算机电路还可被配置为：基于无约束解的最小二乘(LS)来计算每个模拟预编码权重F_ls，i，其中，无约束解由

F_{l s, i} = \arg m i n | | W_{8 T x}^{T} * F_{i}^{T} - W_{d e s, i}^{T} | |^{2}, i = 1, ..., a_{m a x}

来表示，其中argmin是最小函数的变元，()^T为转置函数，W是基于针对用户k的CSI-RS反馈的八发送器(8Tx)码本的经量化的预编码矩阵指示符(PMI)码字，F_i是模拟预编码权重矩阵的元素，W_des是基于针对用户k的CSI-RS反馈所希望的PMI码字，并且a_max是天线阵列中天线元件的数量；并且使用针对每个用户k的相移键控(PSK)字母表中的最接近点来将无约束解F_ls量化至F^(Q)；并且通过解min_V＝||W_des-F^(Q)*V||₂，i＝1，…，a_max来计算数字预编码权重V以减小量化误差。

在另一示例中，计算机电路还可以被配置为：使用具有数字预编码权重的数字预编码器来对幅度或相位的信号进行预编码以生成数字预编码信号；以及使用具有模拟预编码权重的射频(RF)移相器来对数字预编码信号进行移相。与天线元件相关联的天线数量可以大于八根天线，并且天线可以是共极化天线或交叉极化天线。节点可包括基站(BS)、节点B(NB)，演进节点B(eNB)、基带单元(BBU)、远程无线电头(RRH)、远程无线电设备(RRE)、远程无线电单元(RRU)或中央处理模块(CPM)。

另一示例提供了在节点处用于天线阵列的混合数字和模拟波束成形的方法600，如图13的流程图所示。该方法可作为指令在该节点(例如eNB)的机器、计算机电路或处理器上执行，其中这些指令被包括在至少一种计算机可读介质或一种非暂态机器可读存储介质上。该方法包括将天线阵列的天线分组成至少两个天线区段来接收针对至少一个天线区段的信道状态信息参考信号(CSI-RS)反馈的操作，如框610所示。随后是基于CSI-RS反馈来估计天线阵列的数字预编码器的数字预编码权重的操作，如框620所示。该方法接下来的操作可以是计算对应于天线阵列的天线元件的射频(RF)移相器的模拟预编码权重，如框630所示。

在示例中，对天线阵列的天线进行分组的操作还可包括：将射频(RF)链的各天线端口映射到用于CSI-RS反馈的天线集的天线。天线阵列中天线的数量可以超过RF链的数量。

在另一实例中，该方法还可包括：针对每个CSI周期，对天线区段H₁的CSI-RS进行一阶段波束成形训练。天线区段包括作为行或列的块，同一天线区段中的行或列的图案、或同一天线区段内的锯齿形图案的一组天线。估计数字预编码权重的操作还可以包括：基于H₁CSI-RS反馈来确定天线区段H₁的数字预编码权重；以及基于天线区段H₁的数字预编码权重来唯相位地内插天线区段的数字预编码权重、而无需对应的CSI-RS反馈。估计数字预编码权重的操作还可以包括：基于最小二乘(LS)的最小化形式来确定无约束的模拟预编码权重；以及选择约束到相移键控(PSK)字母表中的最接近点的模拟预编码权重。

在另一配置中，该方法还可以包括：针对多个CSI周期，对至少第一天线区段H₁和第二天线区段H₂的CSI-RS进行多阶段波束成形训练。估计数字预编码权重的操作还可以包括：基于H₁CSI-RS反馈来确定第一天线区段H₁的数字预编码权重；以及基于H₂CSI-RS反馈来确定第二天线区段H₂的数字预编码权重。该方法还可以包括：跟踪H₁CSI-RS反馈和H₂CSI-RS反馈之间的相移，该操作还可以包括：将天线端口映射到天线阵列中的一行天线，其中该行天线与第一天线区段H₁相关联；将天线端口映射到天线阵列中的一列天线，其中该列天线与第二天线区段H₂相关联，并且其中该行和该列共享同一天线；以及使用该同一天线来求解H₁CSI-RS反馈和H₂CSI-RS反馈之间的相位模糊。

在另一示例中，计算模拟预编码权重的操作还可以包括：基于无约束的最小二乘(LS)解的最小化来计算各个模拟预编码权重；以及使用相移键控(PSK)字母表中的最接近点来将无约束LS解量化至约束的模拟预编码权重。该方法还可以包括：通过使用约束的模拟预编码权重来求解最小化问题以重新计算数字预编码权重，从而减小量化误差。

图14示出了示例节点710(例如eNB)和示例无线设备720(例如UE)。节点可以包括天线阵列702，天线阵列702包括天线发射元件(或者天线或天线元件)704的行706和列708。节点可以包括波束成形设备712。波束成形设备或节点可以被配置为与无线设备(例如UE)通信。波束成形设备可以包括处理器714和收发器716。处理器714和/或收发器716可以包括用于混合数字和模拟波束成形的计算机电路，如图12的500所述。处理器714和/或收发器716可以被配置用于针对天线阵列的混合数字和模拟波束成形，如图13的600所述。

在另一示例中，节点的处理器714和/或收发器716可以被配置用于天线阵列的混合数字和模拟波束成形。在示例中，处理器714可以被配置为：基于至少一个天线区段的信道状态信息参考信号(CSI-RS)反馈来将天线阵列的天线分组为至少两个天线区段；基于CSI-RS反馈来估计数字预编码器的数字预编码权重；并且计算对应于天线元件的射频(RF)移相器的模拟预编码权重。

对于一阶段CSI反馈，天线阵列702可以具有约λ/2或更小的天线元件间间距，其中λ是由节点传输的无线电带的信号波长。在另一配置中，对于两阶段CSI反馈，天线阵列可以具有约2λ或更大的天线元件间间距。天线阵列可以包括多于八个天线元件。

收发器716可包括数字预编码器(图5的210)和射频(RF)移相器(图5的220)。数字预编码器能使用可配置的数字预编码权重，其可操作用于对幅度或相位信号进行预编码并且生成数字预编码信号。每个数字预编码权重可以包括数字相位和幅度。RF移相器可以使用可配置的模拟预编码权重，其可操作来对数字预编码信号进行移相以用于波束成形。每个模拟预编码权重可以包括模拟相位。

处理器714还可被配置为：将射频(RF)链的各天线端口映射到用于CSI-RS反馈的天线集的天线；并且针对每个CSI周期，使用天线区段H₁的一阶段波束成形来训练CSI-RS。在另一配置中，处理器还可以被配置为：将RF链的各天线端口映射到用于CSI-RS反馈的天线集的天线，并且针对多个CSI周期，使用至少第一天线区段H₁和第二天线区段H₂的多阶段波束成形来训练CSI-RS。

在另一个示例中，处理器714还可以被配置为：约束数字预编码权重V；并且基于来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈和所希望的预编码矩阵指示符(PMI)码字W_des来确定模拟预编码权重F，其中F*V＝W_des。在另一配置中，处理器还可以被配置为：约束数字预编码权重V；并且基于来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈和所希望的预编码矩阵指示符(PMI)码字W_des来确定模拟预编码权重F，其中F*V＝W_des，并且使用所确定的模拟预编码权重F来内插经修改的数字预编码权重V。

在另一示例中，针对多用户多输入多输出(MIMO)(MU-MIMO)，处理器714还可以被配置为：基于多个最小二乘实例来针对每个用户计算无约束预编码矩阵指示符(PMI)码字；基于调度算法来标识参与MU-MIMO的用户，确定每个用户的排名，并且生成MU-MIMO信道矩阵H_MU；基于CSI反馈来设置其中V_MU是MU-MIMO的数字预编码权重矩阵；通过将波束成形过程应用到MU-MIMO信道矩阵H_MU来生成无约束的所希望的基带权重并且使用最小二乘(LS)解来从F^(MU)*推导模拟预编码权重，其中F^(MU)是针对MU-MIMO的模拟预编码权重矩阵，并且是针对MU-MIMO的八发送器(8Tx)码本经量化的PMI码字。

无线设备720(例如UE)可以包括收发器724和处理器722。无线设备(即设备)可被配置为从节点接收信道状态信息参考信号(CSI-RS)，并且基于反馈周期中所接收的CSI-RS来将CSI-RS反馈传输至节点。

图15提供对无线设备(例如，用户设备(UE)、移动站(MS)、移动无线设备、移动通信设备、平板、手持机或其它类型的无线设备)的示例示出。无线设备可以包括被配置为与节点或发射站(例如，基站(BS)、演进的节点B(eNB)、基带单元(BBU)、远程无线电头端(RRH)、远程无线电设备(RRE)、中继站(RS)、无线电设备(RE)、远程无线电单元(RRU)、中央处理模块(CPM)或其它类型的无线广域网(WWAN)接入点。)通信的一个或多个天线。无线设备可以被配置为使用至少一种无线通信标准(包括3GPPLTE、WiMAX、高速分组接入(HSPA)、蓝牙和WiFi)进行通信。无线设备可以使用单独的天线用于每种无线通信标准或使用共享的天下用于多种无线通信标准进行通信。无线设备可以在无线局域网(WLAN)、无线个域网(WPAN)和/或WWAN中进行通信。

图15还提供对可以被用于来自无线设备的音频输入和输出的麦克风和一个或多个扬声器的示出。显示屏幕可以是液晶显示(LCD)屏幕，或诸如有机发光二极管(OLED)显示器之类的其它类型的显示屏幕。显示屏幕可以被配置为触摸屏。触摸屏可以使用电容性、电阻性或其它类型的触摸屏技术。应用处理器和图形处理器可以耦接到内部存储器以提供处理和显示能力。非易失性存储器端口也可以被用于向用户提供数据输入/输出选项。非易失性存储器端口还可以被用于扩展无线设备的存储器能力。键盘可以与无线设备相集成或无线地连接到无线设备，以提供另外的用户输入。虚拟键盘也可以通过使用触摸屏来提供。

各种技术或其某些方面或部分可以采用被包含在有形介质(例如软盘、只读光盘存储器(CD-ROM)、硬盘驱动器、非暂态计算机可读存储介质或任何其它机器可读存储介质)中的程序代码(例如指令)的形式，其中，当程序代码被载入到机器(例如计算机)中并被机器执行时，机器变成用于实现各种技术的装置。电路可以包括硬件、固件、程序代码、可执行代码、计算机指令和/或软件。非暂态计算机可读存储介质可以是不包括信道的计算机可读存储介质。在程序代码在可编程计算机上执行的情况下，计算设备可以包括处理器、处理器可读的存储介质(包括易失性和非易失性存储器和/或存储元件)、至少一个输入设备和至少一个输出设备。易失性和非易失性存储器和/或存储元件可以是随机存取存储器(RAM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)、闪存驱动器、光盘驱动器、磁硬盘驱动器、固态驱动器或用于存储电子数据的其它介质。节点和无线设备还可以包括收发器模块(即收发器)、计数器模块(即计数器)、处理模块(即处理器)和/或时钟模块(即时钟)或定时器模块(即定时器)。可以实现或利用本文所描述的各种技术的一个或多个程序可以使用应用程序编程接口(API)、可重用控件等。这些程序可以用高级程序或面向对象编程语言来实现，以与计算机系统通信。然而，如果需要的话，(一个或多个)程序可以用汇编或机器语言来实现。在任何情况下，语言可以是编译或解释语言，并与硬件实现相结合。

应当理解，本说明书中所描述的功能单元中的许多功能单元已经被标记为模块，以便更具体地强调它们的实现独立性。例如，模块可以被实现为包括可定制超大规模集成(VLSI)电路或门阵列的硬件电路、诸如逻辑芯片、晶体管或其它分立元件之类的现货供应半导体。模块还可以在可编程硬件设备(例如，现场可编程门阵列、可编程阵列逻辑、可编程逻辑设备或类似物)中实现。

模块还可以在软件中实现，以用于各种类型的处理器的执行。可执行代码的识别模块例如可以包括一个或多个物理或逻辑的计算机指令块，其例如可以被组织为对象、过程或功能块。然而，识别模块的可执行代码不必在物理上位于一起，而是可以包括存储在不同位置的不同指令，当其在逻辑上结合在一起时，包括模块并实现模块的上述目的。

事实上，可执行代码的模块可以是单个指令或许多指令，并且甚至可以分布在不同的程序间的数个不同的代码段上并跨数个存储器设备。类似地，操作数据可以被识别并在本文中在模块内被示出，并且可以以任何合适的形式被实现并在任何合适类型的数据结构内被组织。操作数据可以作为单个数据集合被收集，或者可以分布在包括不同的存储设备的不同位置上，并且可以仅作为系统或网络上的电子信号而存在(至少部分地)。模块可以是无源的或有源的，包括可操作来执行所需功能的代理。

整个说明书中对“示例”或“示例性”的引用意味着结合示例所描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此，出现在整个说明书的各种地方的短语“在示例中”或词语“示例性”不一定全部指代相同的实施例。

如本文中所使用的，方便起见，多个项、结构元件、组成元件和/或材料可以被呈现在共同的列表中。然而，这些列表应当别解释为如同列表中的每个成员被分别标识为单独的和独特的成员一样。因此，在没有相反的指示的情况下，这种列表中没有单独的成员应当仅仅基于它们出现在共同的群组中而被唯一地解释为是同一列表中任何其它成员的实际上的等同物。此外，本发明的各种实施例和示例在本文中可以随它的各种组件的替代物一起被引用。应当理解的是，这些实施例、示例和备选方案不应被解释为彼此的事实上的等同物，而应当被应为是本发明的分离的和自治的表示。

此外，所描述的特征、结构或特性可以在一个或多个实施例中以任何合适的方式被组合。在下面的描述中，提供了许多具体的细节(例如布局、距离、网络示例等的示例)，以提供对本发明的实施例的彻底理解。然而，本领域技术人员将认识到，本发明可以在没有具体细节中的一个或多个具体细节的情况下被实现，或者用其它方法、组件、布局等被实现。在其它实例中，公知的结构、材料或操作可以被详细地示出或描述，以避免使本发明的各方面不清楚。

虽然前述示例是对本发明在一个或多个特定应用中的原理的说明，但是显然本领域的普通技术人员可以在不实施创造性劳动的情况下对本实现方式做出许多形式、用法和细节上的修改，而不背离本发明的原理和构思。因此，除了通过下述权利要求进行限定之外，本发明不意图在是限制性的。

Claims

1.一种包含在针对能够用天线阵列进行操作的节点的混合数字和模拟波束成形设备中的计算机电路，该计算机电路被配置为：

将天线阵列的天线元件分区成至少两组天线元件；

将传输链的天线端口映射到一组天线元件；

约束所述天线元件的数字预编码器的数字预编码权重，其中所述数字预编码权重包括数字相位和幅度；并且

确定所述天线元件的模拟预编码器的模拟预编码权重，其中所述模拟预编码权重包括模拟相位。

2.如权利要求1所述的计算机电路，其中被配置成对天线阵列的天线元件进行分区的所述计算机电路还被配置为：

将所述天线元件分区为行或列的块，同一组中的行或列的图案，或同一组中的锯齿状图案。

3.如权利要求1所述的计算机电路，其中被配置为对传输链的天线端口进行映射的计算机电路还被配置为：

将至少一组天线元件分配到信道状态信息参考信号(CSI-RS)反馈周期。

4.如权利要求3所述的计算机电路，其中被配置为约束数字预编码权重的计算机电路还被配置为：

选择一组天线元件作为反馈组、并且选择另一组天线元件作为非反馈组；

根据来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈来确定所述反馈组的数字预编码权重；并且

基于所述反馈组的数字预编码权重来内插所述非反馈组的数字预编码权重。

5.如权利要求3所述的计算机电路，其中被配置为约束数字预编码权重的计算机电路还被配置为：

选择一组天线元件作为第一反馈组、并且选择另一组天线元件作为第二反馈组；

根据来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈来确定所述第一反馈组的数字预编码权重；

根据来自所述用户设备的CSI-RS反馈来确定所述第二反馈组的数字预编码权重；并且

求解所述第一反馈组的数字预编码权重和所述第二反馈组的数字预编码权重之间的相位模糊。

6.如权利要求3所述的计算机电路，其中被配置为约束数字预编码权重的计算机电路还被配置为：

基于来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈，对八发送器(8Tx)、四发送器(4Tx)或两发送器(2Tx)码本的经量化的预编码矩阵指示符(PMI)码字按照第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)标准版本11中所规定的那样进行重构；并且

将经量化的PMI码字分配到所述数字预编码权重。

7.如权利要求3所述的计算机电路，其中被配置为确定模拟预编码权重的计算机电路还被配置为：

基于秩r＞1传输的无约束解的最小二乘(LS)来求解每个模拟预编码权重其中所述无约束解以

F_{ls, i}^{(k)} = \arg \min {| | V^{T} * F_{i}^{T} - W_{des, i}^{(k) T} | |}^{2_{2}}, i = 1, . . .,

a_{\max}

来表示，其中argmin是最小函数的变元，()^T为转置函数，V是数字预编码权重矩阵，F_i是模拟预编码权重矩阵的元素，W_des是基于针对用户k的CSI-RS反馈所希望的预编码矩阵指示符(PMI)码字，并且a_max是天线阵列中天线元件的数量，其中对于单用户多输入多输出(MIMO)(SU-MIMO)，V和W_des为可变幅度码字，并为对于多用户MIMO(MU-MIMO)，V和W_des为恒定幅度码字；并且

针对每个用户k将所述无约束解量化到相移键控(PSK)字母表中的最接近点，其中所述PSK字母表是2位4-PSK、3位8-PSK或4位16-PSK字母表。

8.如权利要求3所述的计算机电路，其中被配置为约束数字预编码权重的计算机电路还被配置为：

基于无约束解的最小二乘(LS)来计算每个模拟预编码权重F_ls，i，其中，所述无约束解由

F_{ls, i} = \arg \min {| | W_{8 Tx}^{T} * F_{i}^{T} - W_{des, i}^{T} | |}^{2}, i = 1, . . ., a_{\max}

来表示，其中argmin是最小函数的变元，()^T为转置函数，W是基于针对用户k的CSI-RS反馈的八发送器(8Tx)码本的经量化的预编码矩阵指示符(PMI)码字，，F_i是模拟预编码权重矩阵的元素，W_des是基于针对用户k的CSI-RS反馈所希望的PMI码字，并且a_max是天线阵列中天线元件的数量；并且

使用针对每个用户k的相移键控(PSK)字母表中的最接近点来将无约束解F_ls量化至F^(Q)；并且

通过求解min_V＝||W_des-F^(Q)*V||₂，i＝1，…，a_max来计算所述数字预编码权重V以减小量化误差。

9.如权利要求1所述的计算机电路，其中所述计算机电路还被配置为：

使用具有所述数字预编码权重的数字预编码器来对用于幅度或相位的信号进行预编码以生成数字预编码信号；以及

使用具有所述模拟预编码权重的射频(RF)移相器来对数字预编码信号进行移相。

10.如权利要求1所述的计算机电路，其中与所述天线元件相关联的天线数量大于八根天线，并且所述天线是共极化天线或交叉极化天线；并且所述节点包括基站(BS)、节点B(NB)，演进节点B(eNB)、基带单元(BBU)、远程无线电头(RRH)、远程无线电设备(RRE)、远程无线电单元(RRU)或中央处理模块(CPM)。

11.一种在节点处用于天线阵列的混合数字和模拟波束成形的方法，包括：

将天线阵列的天线分组成至少两个天线区段来接收针对至少一个天线区段的信道状态信息参考信号(CSI-RS)反馈；

基于所述CSI-RS反馈来估计所述天线阵列的数字预编码器的数字预编码权重；以及

计算对应于所述天线阵列的天线元件的射频(RF)移相器的模拟预编码权重。

12.如权利要求11所述的方法，其中对天线阵列的天线进行分组还包括：

将射频(RF)链的各天线端口映射到用于所述CSI-RS反馈的天线集的天线。

13.如权利要求12所述的方法，其中所述天线阵列中天线的数量可以超过RF链的数量。

14.如权利要求11所述的方法，还包括：

针对每个CSI周期，对天线区段H₁的CSI-RS进行一阶段波束成形训练，其中所述天线区段包括作为行或列的块，同一天线区段中的行或列的图案、或同一天线区段内的锯齿形图案的一组天线；

其中估计数字预编码权重还包括：基于H₁CSI-RS反馈来确定所述天线区段H₁的数字预编码权重；以及

基于所述天线区段H₁的数字预编码权重来唯相位地内插天线区段的数字预编码权重、而无需对应的CSI-RS反馈。

15.如权利要求14所述的方法，其中计算模拟预编码权重还包括：

基于最小二乘(LS)的最小化形式来确定无约束的模拟预编码权重；以及

选择约束到相移键控(PSK)字母表中的最接近点的模拟预编码权重。

16.如权利要求11所述的方法，还包括：

针对多个CSI周期，对至少第一天线区段H₁和第二天线区段H₂的CSI-RS进行多阶段波束成形训练；

其中估计数字预编码权重还包括：

基于H₁CSI-RS反馈来确定所述第一天线区段H₁的数字预编码权重；以及

基于H₂CSI-RS反馈来确定所述第二天线区段H₂的数字预编码权重。

17.如权利要求16所述的方法，还包括：

跟踪所述H₁CSI-RS反馈和所述H₂CSI-RS反馈之间的相移，该操作还包括：

将天线端口映射到所述天线阵列中的一行天线，其中该行天线与所述第一天线区段H₁相关联；

将天线端口映射到所述天线阵列中的一列天线，其中该列天线与所述第二天线区段H₂相关联，并且其中该行和该列共享同一天线；以及

使用所述同一天线来求解所述H₁CSI-RS反馈和所述H₂CSI-RS反馈之间的相位模糊。

18.如权利要求11所述的方法，其中：

计算模拟预编码权重还包括：

基于无约束的最小二乘(LS)解的最小化来计算各个模拟预编码权重；以及

使用相移键控(PSK)字母表中的最接近点来将所述无约束LS解量化至约束的模拟预编码权重；并且

该方法还包括：

通过使用约束的模拟预编码权重来求解最小化问题以重新计算所述数字预编码权重，从而减小量化误差。

19.至少一种非暂态机器可读存储介质，包括适于被执行以实现如权利要求11所述的方法的多个指令。

20.一种被配置用于天线阵列的混合数字和模拟波束成形的节点，包括：

处理器，所述处理器用于：

基于针对至少一个天线区段的信道状态信息参考信号(CSI-RS)反馈来将天线阵列的天线分组成至少两个天线区段；

基于所述CSI-RS反馈来估计数字预编码器的数字预编码权重；并且

计算对应于所述天线元件的射频(RF)移相器的模拟预编码权重。

21.如权利要求20所述的节点，还包括：

对于一阶段CSI反馈，天线阵列具有约λ/2或更小的天线元件间间距，其中λ是由所述节点传输的无线电带的信号波长；或者

对于两阶段CSI反馈，天线阵列具有约2λ或更大的天线元件间间距；

其中所述天线阵列包括多于八个天线元件。

22.如权利要求21所述的节点，还包括：

收发器，该收发器包括：

数字预编码器，该数字预编码器具有可配置的数字预编码权重，其可操作用于对幅度或相位信号进行预编码并且生成数字预编码信号，其中每个所述数字预编码权重包括数字相位和幅度；以及

射频(RF)移相器，该RF移相器具有可配置的模拟预编码权重，其可操作来对所述数字预编码信号进行移相以用于波束成形，其中每个所述模拟预编码权重包括模拟相位。

23.如权利要求20所述的节点，其中：

所述处理器还被配置为：

将射频(RF)链的各天线端口映射到用于CSI-RS反馈的天线集的天线；并且

针对每个CSI周期，使用天线区段H₁的一阶段波束成形来训练CSI-RS，或者

针对多个CSI周期，使用至少第一天线区段H₁和第二天线区段H₂的多阶段波束成形来训练CSI-RS。

24.如权利要求20所述的节点，其中：

所述处理器还被配置为：

约束数字预编码权重V，

并且基于来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈和所希望的预编码矩阵指示符(PMI)码字W_des来确定模拟预编码权重F，其中F*V＝W_des或者

约束所述数字预编码权重V，

基于来自用户设备(UE)的CSI-RS反馈和所希望的预编码矩阵指示符(PMI)码字W_des来确定所述模拟预编码权重F，其中F*V＝W_des，并且

使用所确定的模拟预编码权重F来内插经修改的数字预编码权重V。

25.如权利要求20所述的节点，其中针对多用户(MU)多输入多输出(MIMO)(MU-MIMO)：

所述处理器还被配置为：

基于多个最小二乘实例来针对每个用户计算无约束预编码矩阵指示符(PMI)码字；

基于调度算法来标识加参与MU-MIMO的用户，

确定每个用户的排名，并且

生成MU-MIMO信道矩阵H_MU；

基于CSI反馈来设置其中V_MU是MU-MIMO的数字预编码权重矩阵；

通过将波束成形过程应用到MU-MIMO信道矩阵H_MU来生成无约束的所希望的基带权重并且

使用最小二乘(LS)解来从推导所述模拟预编码权重，其中F^(MU)是针对MU-MIMO的模拟预编码权重矩阵，并且是针对MU-MIMO的八发送器(8Tx)码本经量化的PMI码字。