KR102381159B1 - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 측정을 위한 참조 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다수의 수평 도메인 안테나들 및 다수의 수직 도메인 안테나들로 구성된 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 기지국의 참조 신호 송신 방법 및 장치에 관한 것이다. 구체적으로, 기지국이 가지는 총 N 개의 안테나들 중 M 개의 제 1 안테나 포트를 셀-특정 참조 신호(Cell-specific Reference Signal, CRS) 포트로 설정하는 단계(여기서, N 및 M 은 양의 정수, N＞M), 단말로 M 개의 제 1 안테나 포트들을 이용하여 CRS 를 송신하며, 0 (여기서, 0 은 양의 정수, N＞0) 개의 제 2 안테나 포트들을 이용하여 DM-RS(DeModulation Reference Signal)을 송신하는 단계 및 단말로부터 CRS 및 DM-RS 를 이용한 채널 측정 정보를 피드백받는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 측정을 위한 참조 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치{METHOD FOR TRANSMITTING REFERENCE SIGNAL FOR CHANNEL MEASUREMENT IN MULTI-ANTENNA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM, AND APPARATUS THEREFOR}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 측정을 위한 참조 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송 안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단(transmitting end) 혹은 수신단(receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIMO 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.

다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(롱-텀(long term) Evolution) 시스템에서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나(4Tx)를 지원하고, 이에 따른 프리코딩 코드북(codebook)을 정의하고 있다.

다중 안테나 시스템 기반의 셀룰러 통신 환경에서 송수신단 간에 빔포밍(beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 빔포밍 방식을 적용할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 운용되는데, 기본적으로 수신단에서 참조신호(Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북(codebook)으로 적절히 양자화하여 송신단으로 피드백 하는 방식이 이용된다.

이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채널 행렬(spatial channel matrix)(혹은 채널 행렬로 불리기도 한다)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 행렬(혹은 채널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다.

여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며, Nr 은 수신 안테나 개수, Nt 는 송신 안테나 개수, r 은 수신 안테나의 인덱스, t 는 송신 안테나의 인덱스, i 는 OFDM(또는 SC-FDMA) 심볼의 인덱스, k 는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.

h _r,t(i,k) 는 채널 행렬 H(i,k)의 요소(element)로서, i 번째 심볼 및 k 번째 부반송파상에서의 r 번째 채널 상태 및 t 번째 안테나를 의미한다.

또한, 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬(spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R 로 나타낼 수 있다.

이고, 여기서 H 는 공간 채널 행렬을, R 은 공간 채널 공분산 행렬을 의미한다. E[]는 평균(mean)을 의미하며, i 는 심볼 인덱스, k 는 주파수 인덱스를 의미한다.

특이값 분해(SVD: Singular Value Decomposition)는 직사각행렬을 분해하는 중요한 방법 중의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기법이다. 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반화한 것으로, 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H 를 실수 또는 복소수의 집합 원소로 이루어진 m×n 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H 는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.

여기서 U, V 는 유니터리 행렬(unitary matrix)들을 나타내며, ∑는 음이 아닌 특이값을 포함하는 m×n 대각행렬이다. 특이값은

이다. 이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는 것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬만을 분해할 수 있는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다룰 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해 서로 관련되어 있다.

행렬 H 가 양의 정부호인 에르미트 행렬일 때, H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이때, H 의 특이값과 특이벡터는 H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. H 의 특이값과 특이벡터는 H 의 고유값과 고유벡터와 같아진다. 한편 고유값 분해(EVD: Eigen Value Decomposition)는 다음과 같이 나타낼 수 있다(여기서 고유값은 λ1 , ..,λr 이 될 수 있다).

여기서 고유값은 λ1 , ..,λr 이 될 수 있다. HH^H 의 특이값 분해를 통해 채널의 방향을 나타내는 U 와 V 중 U 의 정보를 알 수 있으며, H^HH 의 특이값 분해를 통해 V 의 정보를 알 수 있다. 일반적으로 MU-MIMO(Multi User-MIMO)에서는 보다 높은 전송률을 달성하기 위해서 송,수신단 각각 빔포밍(beamforming)을 수행하게 되는데, 수신단 빔과 송신단 빔은 각각 행렬 T 와 W 를 통해 나타내면, 빔포밍(beamforming)이 적용된 채널은 THW = TU(∑)VW 로 표현된다. 따라서 높은 전송률을 달성하기 위해 수신 빔은 U 를 기준으로 송신 빔은 V 를 기준으로 생성하는 것이 바람직하다.

일반적으로 이러한 코드북을 설계하는 데 있어서의 관심은 가능한 적은 수의 비트를 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이고, 충분한 빔포밍 이득을 달성할 수 있도록 채널을 정확히 양자화하는 문제에 있었다. 이동통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project 롱-텀(long term) Evolution), LTE-Advanced, IEEE 16m 시스템 등의 최근 통신 표준에서 제안하거나 표준으로 채택된 코드북 설계 방식 중 한 가지 방식은 다음 수학식 1 과 같이 채널의 롱-텀 공분산 행렬(long-term covariance matrix)를 이용하여 코드북을 변환(transform)하는 것이다.

여기서, W 는 숏-텀(short-term) 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 기존의 코드북이며, R 은 채널 행렬 H 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬이고, norm(A) 은 행렬 A 의 각 열(column) 별로 norm 이 1 로 정규화(normalization)된 행렬을 의미하고, w' 은 기존 코드북 W 를 채널 행렬 H , 채널 행렬 H 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬 R 및 norm 함수를 이용하여 변환한 최종 코드북이다.

또한, 채널 행렬 H 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인 R 은 다음 수학식 2 와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 채널 행렬 H 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인 R 은 특이값 분해(singular value decomposition)에 의해 VΛV^H 로 분해(decomposition) 되며, V 는 Nt x Nt 유니터리(unitary) 행렬이며 V_i 를 i 번째 열 벡터로 가진다. Λ 는 σ _i 를 i 번째 대각 성분으로 가지는 대각 행렬, V^H 는 V 의 허미션(hermitian) 행렬이다. 그리고 σ _i,V_i 는 각각 i 번째 특이값(singular value)과 그에 상응하는 i 번째 특이 열(singular column) 벡터를 의미한다(σ ₁≥σ ₂≥...≥σ _Nt ).

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 측정을 위한 참조 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는데 있다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인, 다수의 수평 도메인 안테나들 및 다수의 수직 도메인 안테나들로 구성된 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 기지국의 참조 신호 송신 방법은, 상기 기지국이 가지는 총 N 개의 안테나들 중 M 개의 제 1 안테나 포트를 셀-특정 참조 신호(Cell-specific Reference Signal, CRS) 포트로 설정하는 단계 (여기서, N 및 M 은 양의 정수, N＞M); 단말로 상기 M 개의 제 1 안테나 포트들을 이용하여 CRS 를 송신하며, 0 (여기서, 0 은 양의 정수, N＞0) 개의 제 2 안테나 포트들을 이용하여 DM-RS(DeModulation Reference Signal)을 송신하는 단계; 및 상기 단말로부터 상기 CRS 및 상기 DM-RS 를 이용한 채널 측정 정보를 피드백받는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

나아가, 상기 제 1 안테나 포트는 NH 개의 수평 도메인 안테나 포트들 중 선택되며, 상기 제 2 안테나 포트는 NH 개의 수평 안테나 포트들 중 상기 M 개의 제 1 안테나 포트를 제외한 적어도 하나의 수평 안테나 포트들과 NV 개의 수직 안테나 포트들을 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.

나아가, 상기 제 1 안테나 포트들에 관한 정보 및 상기 제 2 안테나 포트들에 관한 정보는, 상위 계층 시그널링을 통하여 상기 단말로 전송되는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.

나아가, 상기 0 개의 안테나 포트들은, 상기 N 개의 안테나들이 0 개의 그룹으로 그룹핑(grouping)되어 매핑된 것을 특징으로 할 수 있다. 더 나아가, 상기 0 개의 그룹 각각은, 자원 블록 단위로 프리코딩되도록 설정된 것을 특징으로 할 수 있다. 바람직하게는, 상기 프리코딩은, 상기 단말로부터 수신된 채널 측정 정보에 기반하여 적용되는 것을 특징으로 할 수 있다.

나아가, 상기 제 2 안테나 포트들의 개수에 대한 정보 및 레이어(layer)의 개수에 대한 정보를 상기 단말에 송신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.

나아가, 상기 DMRS 및 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)의 전력 비율에 대한 정보를 송신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.

나아가, 상기 DMRS 와 연동된 CSI-RS(Channel State Information-Reference Signal)를 상기 단말로 지시하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.

상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상인, 다수의 수평 도메인 안테나들 및 다수의 수직 도메인 안테나들로 구성된 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말의 참조 신호 수신 방법은, 상기 기지국이 가지는 총 N 개의 안테나들 중 셀-특정 참조 신호(Cell-specific Reference Signal, CRS) 포트로 설정된 M 개의 제 1 안테나 포트들에 관한 정보를 수신하는 단계 (여기서, N 및 M 은 양의 정수, N＞M); 상기 기지국으로부터 상기 M 개의 제 1 안테나 포트들을 통하여 CRS 를 수신하고, 0 (여기서, 0 은 양의 정수, N＞0) 개의 제 2 안테나 포트들을 통하여 DM-RS(DeModulation Reference Signal)를 수신하는 단계; 및 상기 기지국으로 상기 CRS 및 상기 DM-RS 를 이용한 채널 측정 정보를 피드백하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 양상인, 다수의 수평 도메인 안테나들 및 다수의 수직 도메인 안테나들로 구성된 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 참조 신호 송신을 수행하는 기지국은, 무선 주파수 유닛; 및 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 기지국이 가지는 총 N 개의 안테나들 중 M 개의 제 1 안테나 포트를 셀-특정 참조 신호(Cell-specific Reference Signal, CRS) 포트로 설정하고(여기서, N 및 M 은 양의 정수, N＞M), 단말로 상기 M 개의 제 1 안테나 포트들을 이용하여 CRS 를 송신하며, 0 (여기서, 0 은 양의 정수, N＞0) 개의 제 2 안테나 포트들을 이용하여 DM-RS(DeModulation Reference Signal)을 송신하고, 상기 단말로부터 상기 CRS 및 상기 DM-RS 를 이용한 채널 측정 정보를 피드백받도록 된 것을 특징으로 한다.

상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 양상인, 다수의 수평 도메인 안테나들 및 다수의 수직 도메인 안테나들로 구성된 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 수신하는 단말은, 무선 주파수 유닛; 및 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 기지국이 가지는 총 N 개의 안테나들 중 셀-특정 참조 신호(Cell-specific Reference Signal, CRS) 포트로 설정된 M 개의 제 1 안테나 포트들에 관한 정보를 수신하고(여기서, N 및 M 은 양의 정수, N＞M), 상기 기지국으로부터 상기 M 개의 제 1 안테나 포트들을 통하여 CRS 를 수신하고, 0 (여기서, 0 은 양의 정수, N＞0) 개의 제 2 안테나 포트들을 통하여 DM-RS(DeModulation Reference Signal)를 수신하며, 상기 기지국으로 상기 CRS 및 상기 DM-RS 를 이용한 채널 측정 정보를 피드백하도록 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 실시예에 따르면 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 측정을 위한 참조 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.

본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면,
도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템에서의 기지국 및 단말의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3 은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 4 는 다중 안테나 시스템에서 일반적인 CDD 구조의 예시를 나타낸다.
도 5 은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 6 은 8 전송 안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 7 은 능동 안테나 시스템(active antenna system: AAS)을 나타낸다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE 의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.

이동 통신 시스템에서 단말(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.

본 발명이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project 롱-텀(long term) Evolution; 이하 "LTE"라 함), LTE-Advanced(이하 'LTE-A' 라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.

도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP 에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS 는 LTE(롱-텀(long term) Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS 의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7 과 Release 8 을 참조할 수 있다.

도 1 을 참조하면, E-UMTS 는 단말(User Equipment, UE)과 기지국(eNode B; eNB), 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.

한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20MHz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크(Downlink, DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청(Hybrid Automatic Repeat and request, HARQ) 관련 정보 등을 알려준다.

또한, 상향링크(Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심망(Core Network, CN)은 AG 와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG 는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.

무선 통신 기술은 광대역 코드분할 다중 접속(Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA)를 기반으로 LTE 까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.

최근 3GPP 는 LTE 에 대한 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭한다. LTE 시스템과 LTE-A 시스템의 주요 차이점 중 하나는 시스템 대역폭의 차이다. LTE-A 시스템은 최대 100 MHz 의 광대역을 지원할 것을 목표로 하고 있으며, 이를 위해 복수의 주파수 블록을 사용하여 광대역을 달성하는 캐리어 어그리게이션 또는 대역폭 어그리게이션(carrier aggregation 또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용하도록 하고 있다. 캐리어 어그리게이션 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 주파수 블록을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사용하도록 한다. 각 주파수 블록의 대역폭은 LTE 시스템에서 사용되는 시스템 블록의 대역폭에 기초하여 정의될 수 있다. 각각의 주파수 블록은 컴포넌트 캐리어(component carrier)를 이용하여 전송된다.

도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템(200)에서의 기지국(205) 및 단말(210)의 구성을 도시한 블록도이다.

무선 통신 시스템(200)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(205)과 하나의 단말(210)을 도시하였지만, 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.

도 2 를 참조하면, 기지국(205)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(215), 심볼 변조기(220), 송신기(225), 송수신 안테나(230), 프로세서(280), 메모리(285), 수신기(290), 심볼 복조기(295), 수신 데이터 프로세서(297)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(210)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(265), 심볼 변조기(270), 송신기(275), 송수신 안테나(235), 프로세서(255), 메모리(260), 수신기(240), 심볼 복조기(255), 수신 데이터 프로세서(250)를 포함할 수 있다. 안테나(230, 235)가 각각 기지국(205) 및 단말(210)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(205) 및 단말(210)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(205) 및 단말(210)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국(205) 및 단말(210)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.

하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(215)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(220)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.

심볼 변조기(220)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기(225)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.

송신기(225)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서, 하향링크 신호는 안테나(230)를 통해 단말로 전송된다.

단말(210)에서, 안테나(235)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(240)로 제공한다. 수신기(240)는 수신된 신호를 조정 하여(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting))하고, 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(245) 는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(255)로 제공한다.

또한, 심볼 복조기(245)는 프로세서(255)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(250)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (250)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping)) 하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.

심볼 복조기(245) 및 수신 데이터 프로세서(250)에 의한 처리는 각각 기지국(205)에서의 심볼 변조기(220) 및 송신 데이터 프로세서(215)에 의한 처리에 대해 상보적이다.

단말(210)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(265)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(270)는 데이터 심볼들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다중화하여, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(275)로 제공한다. 송신기(275)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시키고, 이러한 상향링크 신호는 안테나(235)를 통해 기지국(205)으로 전송된다.

기지국(205)에서, 단말(210)로부터 상향링크 신호가 안테나(230)를 통해를 수신되고, 수신기(290)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(295)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(297)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말기(210)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.

단말(210) 및 기지국(205) 각각의 프로세서(255, 280)는 각각 단말(210) 및 기지국(205)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(255, 280)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(260, 285)들과 연결될 수 있다. 메모리(260, 285)는 프로세서(280)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.

프로세서(255, 280)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(255, 280)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(255, 280)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(255, 280) 내에 구비되거나 메모리(260, 285)에 저장되어 프로세서(255, 280)에 의해 구동될 수 있다.

단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은, 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3 개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE 와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환한다.

본 발명에서 사용되는 기지국이라는 용어는 지역적인 개념으로 사용되는 경우 셀 또는 섹터로 호칭될 수 있다. 서빙 기지국(또는 셀)은 단말에게 기존의 주요 서비스를 제공하는 기지국으로 볼 수 있고, 협력 다중 전송 포인트(coordinated multiple transmission point) 상에서의 제어 정보의 송수신을 수행할 수 있다. 이러한 의미에서 서빙 기지국(또는 셀)은 앵커 기지국(또는 셀)(anchor cell)이라 칭할 수 있다. 마찬가지로 인접 기지국은 지역적인 개념으로 사용되는 인접 셀로 호칭될 수도 있다.

다중 안테나 시스템

다중 안테나(MIMO) 기술은, 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 다중안테나 기술은 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있기 때문에 이동 통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동 통신기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 이른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심을 모으고 있다.

도 3(a)는 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이 전송 안테나의 수를 N_T 개로, 수신 안테나의 수를 N_R 개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적으로 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서 전송률(transmission rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시키는 것이 가능하다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송률은 이론적으로 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송률(RO)에 하기의 수학식 3 의 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4 개의 전송 안테나와 4 개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 대하여 이론상 4 배의 전송률을 획득할 수 있다. 이와 같은 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위하여 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.

현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.

다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이 N_T 개의 전송 안테나와 N_R 개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 전송 신호에 대해 살펴보면, N_T 개의 전송 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 N_T 개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 4 와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.

한편, 각각의 전송 정보

에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을

라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 5 과 같다.

또한,

를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 6 과 같다.

한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 전송신호(transmitted signal)

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호

는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 7 과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 W_ij 는 i 번째 전송안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.

N_R 개의 수신안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호

을 벡터로 나타내면 하기의 수학식 8 과 같다.

한편, 다중 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링 하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 전송 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치는 채널을 h_ij 로 표시하기로 한다. 여기서, h_ij 의 인덱스의 순서는 수신 안테나 인덱스가 먼저, 전송안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 도 3(b)는 N_T 개의 전송 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시한 도면이다.

도 3(b)에 도시된 바와 같이 총 N_T 개의 전송 안테나로부터 수신안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.

또한, 상기 수학식 9 과 같은 행렬 표현을 통해 N_T 개의 전송 안테나로부터 N_R 개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 하기의 수학식 10 과 같이 나타낼 수 있다.

실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로, N_R 개의 수신안테나 각각에 더해지는 백색잡음

을 벡터로 표현하면 하기의 수학식 11 과 같다.

상기 수학식들을 이용하여 구한 수신신호는 하기의 수학식 12 와 같다.

한편, 채널 상황을 나타내는 채널 행렬 H 의 행과 열의 수는 전송안테나와 수신 안테나의 개수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H 에서 행의 수는 수신 안테나의 개수(N_R)과 동일하고, 열의 수는 전송 안테나의 개수(NT)와 동일하다. 즉, 채널 행렬 H 는 N_R × N_T 행렬로 표시될 수 있다. 일반적으로, 행렬의 랭크는 서로 독립적인 행의 수와 열의 수 중에서 더 작은 수에 의해 정의된다. 그러므로, 행렬의 랭크는 행렬의 행의 수나 열의 수보다 더 큰 값을 가질 수 없다. 채널 행렬 H 의 랭크는 다음의 수학식 13 에 의해 표현될 수 있다.

다중 안테나 시스템의 운영(operation)을 위해 사용되는 다중 안테나 송수신 기법(scheme)은 FSTD(frequency switched transmit diversity), SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), TSTD(time switched transmit diversity) 등이 사용될 수 있다. 랭크 2 이상에서는 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), GCDD(Generalized Cyclic Delay Diversity), S-VAP(Selective Virtual Antenna Permutation) 등이 사용될 수 있다.

FSTD 는 각 다중 안테나로 전송되는 신호마다 서로 다른 주파수의 부반송파를 할당함으로써 다이버시티 이득을 얻는 방식이다. SFBC 는 공간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 효율적으로 적용하여 해당 차원에서의 다이버시티 이득과 다중 사용자 스케줄링 이득까지 모두 확보할 수 있는 기법이다. STBC 는 공간 영역과 시간 영역에서 선택성을 적용하는 기법이다. CDD 는 각 송신안테나 간의 경로 지연을 이용하여 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. TSTD 는 다중 안테나로 전송되는 신호를 시간으로 구분하는 기법이다. 공간 다중화는 안테나별로 서로 다른 데이터를 전송하여 전송률을 높이는 기법이다. GCDD 는 시간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 적용하는 기법이다. S-VAP 는 단일 프리코딩 행렬을 사용하는 기법으로, 공간 다이버시티 또는 공간 다중화에서 다중 코드워드를 안테나 간에 섞어주는 MCW(Multi Codeword) S-VAP 와 단일 코드워드를 사용하는 SCW(Single Codeword) S-VAP 가 있다.

위와 같은 MIMO 전송 기법들 중에서 STBC 기법은, 동일한 데이터 심볼이 시간 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 시간 다이버시티를 획득하는 방식이다. 유사하게, SFBC 기법은 동일한 데이터 심볼이 주파수 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 주파수 다이버시티를 획득하는 방식이다. STBC 에 사용되는 시간 블록 코드 및 SFBC 에 사용되는 주파수 블록 코드의 예시는 아래의 수식 14 및 15 와 같다. 수식 14 는 2 전송 안테나 경우의, 수식 15 는 4 전송 안테나의 경우의 블록 코드를 나타낸다.

수학식 14 및 15 에서 Si (i=1, 2, 3, 4)는 변조된 데이터 심볼을 나타낸다. 또한, 수학식 14 및 15 의 행렬의 행(row)은 안테나 포트를 나타내고, 열(column)은 시간 (STBC 의 경우) 또는 주파수 (SFBC 의 경우)를 나타낸다.

한편, 전술한 MIMO 전송 기법들 중에서 CDD 기법은 지연 확산을 인위적으로 증가시켜 주파수 다이버시티를 증가시키는 방식이다. 도 4 는 다중 안테나 시스템에서 일반적인 CDD 구조의 예시를 나타낸다. 도 4(a)는 시간 영역에서의 순환 지연을 적용하는 방식을 나타낸다. 도 4(a)의 순환 지연을 적용하는 CDD 기법은, 도 4(b)와 같이 위상-시프트 다이버시티를 적용하는 것으로 구현될 수도 있다.

코드북 기반 프리코딩 기법

다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩(precoding)을 적용할 수 있다. 코드북(Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단(예를 들어, 단말)이 송신단(예를 들어, 기지국)으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지(즉, 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI 에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다.

미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로(explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.

도 5 는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.

코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 5 에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.

수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.

송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*U^H = I 와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬 (P^H)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.

예를 들어, 다음의 표 1 은 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 표 2 는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.

상기 표 2 에서,

는

와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트 {s} 로 얻어진다. 이 때, I 는 4×4 단일행렬을 나타내고 u _n 는 표 2 에서 주어지는 값이다.

상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7 개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루프(open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐-루프(loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 벡터/행렬은 총 6 개가 된다. 또한, 상기 표 2 와 같은 4 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있다.

위와 같은 코드북은 상수 모듈러스(Constant modulus; CM) 특성, 네스티드 특성(Nested property), 제한된 알파벳(Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)는 '0' 을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋(subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)의 알파벳이

으로 구성되는 특성을 의미한다.

피드백 채널 구조

기본적으로, FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말이 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템의 경우, 단말이 PUCCH 를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH 를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH 의 경우 주기적(periodic)으로 채널 정보를 피드백 하고, PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적(aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역(즉, 광대역(WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수도 있고, 특정 개수의 RB(즉, 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.

확장된 안테나 구성(Antenna configuration)

도 6 은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.

도 6(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며, 일반적으로 ULA(Uniform Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및/또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.

도 6(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성(Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고, 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.

한편, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나를 사용하는 것과 달리, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는, 부족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 6(a) 및 도 6(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서, 도 6(c) 와 같이 이중-극성(dual-pole) (또는 크로스-극성(cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.

코드북 구조(codebook structures)

전술한 바와 같이, 미리 정해진(pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써, 송신단으로부터의 MIMO 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.

미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시(Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는, 위상 시프트(phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티(phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.

Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋다, 여기서 DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n x n DFT 행렬은 아래의 수학식 16 과 같이 정의 될 수 있다.

상기 수학식 16 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서, 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태(rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 17 은 예시적인 회전(rotated) DFTn 행렬을 나타낸다

상기 수학식 17 과 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우, G 개의 회전(rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.

다음으로, 하우스홀더-기반(Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더-기반 코드북 구조란, 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환(Householder Transform)에 사용되는 행렬이고, 하우스홀더 변환은, 선형 변환(linear transformation)의 일종이며 QR 분해(QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교(orthogonal) 행렬(Q)과 상삼각행렬(upper triangular matrix)(R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4×4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 18 과 같다.

하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4×4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 2 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이, 하우스홀더 변환을 이용하여 n×n 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋(column subset)을 이용하여 n 보다 작은 랭크 전송을 위한 프리코딩 행렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.

8 전송 안테나를 위한 코드북

확장된 안테나 구성(예를 들어, 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어, RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), CQI(Channel Quality Information) 등의 채널상태정보(Channel State Information; CSI)를 피드백 할 수 있다. 이하에서는, 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더(dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서, 송신단의 MIMO 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단은 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데, 2 개의 서로 다른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백하고, 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하여 MIMO 전송에 적용할 수 있다.

이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서, 8 전송 안테나 MIMO 전송, 단일사용자-MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 및 다중사용자-MIMO (Multiple User-MIMO; MU-MIMO) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성, 코드북 설계 기준, 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.

8 전송 안테나 MIMO 전송에 적용되는 코드북으로서, 랭크 2 보다 큰 경우에는 SU-MIMO 만을 지원하고, 랭크 2 이하에서는 SU-MIMO 및 MU-MIMO 모두에 최적화되고, 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.

MU-MIMO 에 대해서, MU-MIMO 에 참여하는 단말들이 상관 영역(correlation domain)에서 구별되도록(separated) 하는 것이 바람직하다. 따라서, MU-MIMO 를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도록 설계될 필요가 있다. DFT 벡터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성능을 제공하므로, 랭크-2 까지의 코드북 집합에 DFT 벡터를 포함시키는 것을 고려할 수 있다. 또한, 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파(scattering propagation) 환경 (예를 들어, 반사파가 많은 옥내(indoor) 환경 등)에서는, MIMO 전송 방식으로 SU-MIMO 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 랭크-2 보다 큰 랭크를 위한 코드북은, 다중-레이어들을 구별하는 성능이 양호하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.

MIMO 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서, 하나의 프리코더 구조가 다양한 안테나 구성(낮은-상관, 높은-상관, Cross-polarization 등의 안테나 구성)에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배치에 있어서, 낮은-상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성되거나, 높은-상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, Cross-polarization 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은-상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다.

한편, Cross-polarization 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬(block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에, 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.

코드북 설계 기준은, 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM 특성, 유한 알파벳, 적절한 코드북 크기, 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며, 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈-10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.

코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 충분하게 지원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에서 8 전송 안테나로부터 충분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코드북 (예를 들어, 랭크 1 및 랭크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나, MU-MIMO 의 다중화 이득을 달성하기 위해서는, 랭크 1 및 랭크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.

이하, 전술한 내용을 바탕으로 본 발명에서는 CDD(cyclic delay diversity)를 프리코딩에 적용하는 경우, 참조 신호(reference signal)를 설계하는 방법에 대하여 설명한다. 본 발명에 따르면, 특히 송신기가 능동 안테나 시스템(active antenna system, 이하 AAS)을 활용한 매시브 안테나(massive antenna)를 이용할 때 효과적이며, 대표적인 실시 예로서 셀룰러(cellular) 망에서 기지국과 사용자 단말의 하향링크 통신에 활용될 수 있다.

LTE Rel-12 이후의 무선 통신 시스템 상에서 AAS 를 활용한 안테나 시스템의 도입 여부에 대한 논의가 진행되고 있다. AAS 는 각각의 안테나가 능동 회로를 포함하는 능동 안테나로 구성되어 있어서, 무선 통신 환경에 적응적으로 안테나 패턴을 변화시킴으로써 간섭을 줄이거나, 빔포밍의 효율적인 수행을 지원하며 결과적으로 전체 시스템 성능을 향상시킬 수 있는 기술이다.

이러한 AAS 를 2 차원으로 구축(2D-AAS)하게 되면, 안테나 패턴 측면에서 안테나의 메인 로브(main lobe)를 기존의 수평면뿐만 아니라, 수직면에 대하여도 빔(beam) 방향에 대한 조절이 가능하여 3 차원적으로 더 효율적으로 빔 적응(beam adaptation)이 가능하게 된다. 따라서, 이를 바탕으로 UE 의 위치에 따라 좀 더 적극적으로 송신빔을 변화시키는 것이 가능하다.

도 7 은 본 발명이 적용될 수 있는 2D-AAS 를 설명하기 위한 참고도이다. 도 7 와 같은 2D-AAS 는 다수의 안테나를 수직 방향과 수평 방향으로 설치되어, 다수의 안테나 시스템이 구축될 수 있다.

즉, 이하 본 발명에서는 도 7 과 같은 AAS 가 도입될 경우, 참조 신호를 설계/설정하는 방법에 대하여 보다 구체적으로 설명한다.

먼저, 본 발명에 대한 이해를 돕기 위하여, 현재 LTE 에서 정의된 large delay CDD(이하 LD-CDD)를 설명한다. 현재, LTE 시스템에서 LD-CDD 는 이하 수학식 19 와 같이 정의되어 있다.

수학식 19 에서, x(i) = [x ⁽⁰⁾(i) … x ^(v-1)(i)]^T 는 프리코딩(precoding)이 적용되지 않은 데이터 심볼 벡터(data symbol vector)를 나타내며, y(i) = [y ⁽⁰⁾(i) … y ^(P-1)(i)]^T 는 precoding 이 추가된 송신 벡터(vector)를 나타낸다. v 는 전송 데이터 레이어의 개수를 P 는 독립 안테나 포트의 개수를 의미한다. 또한, 수학식 19 에서 W(i) 는 채널을 조절하는 프리코딩 행렬(precoding matrix)을 나타낸다. 즉, 수학식 19 에 따라 채널의 변화에 맞추어, 코드북에서 적절한 코드워드(codeword)를 선택하여 사용할 수 있다. 그러나, 현재 LTE 시스템에서는 채널에 따라 코드워드(codeword)가 선택되어 사용되지는 않는다. 즉, LTE 시스템에서 사용하는 W(i) 는 수학식 20 와 같다.

수학식 20 에서 C _k 는 코드워드를 의미하며, 고정값 또는 일정한 패턴(pattern)을 가지고 변화하는 채널에 W(i) 가 대응하도록 설정된다.

반면, 수학식 19 에서 대각 행렬(Diagonal matrix) D(i) 와 유니터리 행렬(Unitary matrix) U 는 가상 안테나 도메인(virtual antenna domain)에 대하여, 레이어의 개수(i.e. rank)에 따라 균등한 비율로 레이어들을 분산시키기 위하여 정의된다.

이로 인해, 각각의 레이어(layer)들은 모두 균등한 채널 품질(channel quality)을 갖게 되며, 따라서 각각의 레이어(layer)들의 채널 품질이 평균화되어 시그널 오버헤드(signal overhead)가 감소될 수 있다. 예를 들어, 선형 MMSE(linear minimum mean square error, linear MMSE)를 수신단에서 사용할 때, 한 개의 CQI 만 피드백될 수 있으며, 서로 다른 레이어(layer)들에 대하여 개별적인 HARQ 재전송(retransmission)이 필요하지 않아, 하향링크 제어 신호와 관련된 시그널링 오버헤드를 감소시킬 수 있다. 현재 LTE 시스템에서 사용하는 D(i) 와 U 는 표 3 에 잘 나와 있다.

LD-CDD 시스템을 좀 더 구체적으로 살펴보면, 수학식 19 에서 W(i) 는 채널에 관계된 프리코딩으로 정의되며,, U matrix 는 유니터리 매트릭스(unitary matrix)로 일반화시키고, D(i) 는 다음과 같이 대각 텀(diagonal term)이 위상(phase)차를 갖는 대각 행렬(diagonal matrix)로 수학식 21 과 같이 일반화시킬 수 있다.

이 때, D(i) 는 주파수(frequency)마다 위상 시프트(phase shift)를 수행하도록 구성된다. 일반화된 W(i), D(i) 와 U 를 수학식 19 에 적용하면, 모든 레이어(layer)들은 D(i) 와 U 에 의해 주파수(frequency)에 따라 변화하는 빔포밍(beamforming)이 이루어진다. 따라서, 각각의 레이어(layer)들은 주파수 다이버시티(frequency diversity)를 가지게 되며, 서로 평균화될 수 있다. 좀 더 살펴보기 위하여, 송신 벡터 y 의 공분산 행렬(covariance matrix)을 수학식 22 로 정의할 수 있다.

수학식 22 에서 알 수 있듯이, 만약, W(i) 가 채널의 높은 고유치(eigenvalue)를 최대한 이용하여 채널 이득을 높이고자 하는 프리코딩으로 사용한다고 가정하면, D(i) 와 U 는 이러한 채널 이득을 보존한 채, 전체 레이어(layer)의 채널 품질(channel quality)을 평균화시키기 위하여 이용됨을 알 수 있다. 수학식 22 에서 D(i) 와 U 는 송신 벡터의 공분산 행렬(covariance matrix)을 변화시키지는 않는다.

전술한 내용을 바탕으로 본 발명에서는, 기지국에서 2D-AAS 를 구축하는 경우, 기존 무선 시스템에서와 같은 수평 방향의 안테나들뿐 만 아니라, 수직 방향의 안테나도 함께 설치된 상황을 고려할 수 있다. 즉, 기존의 CDD 방식이 수평 방향의 빔을 서로 바꿔 주면서 다이버시티(diversity) 이득을 얻었다고 한다면, 2D-AAS 기지국에서는 더 많은 다이버시티(diversity)를 얻기 위해서, 수직 방향의 빔도 함께 변화시켜 주는 것이 바람직하다.

따라서, 최근에 수직 방향의 빔도 함께 변화시켜 주는 CDD 방식이 논의되고 있으나, 수평 방향의 빔과 함께 수직 방향의 빔도 변화시켜 주는 CDD 방식에는 다음과 같은 문제점이 발생할 수 있다. 기본적으로 현재 LTE 통신 시스템에서 CDD 방식은 수학식 19 과 같은 CDD 프리코딩을 사전에 기지국과 UE 가 서로 알고 있다. 그리고, 기지국은 수평 안테나 포트를 위한 CRS 를 통해, UE 에게 수평 안테나 포트들에서 UE 까지의 채널을 알려 주고, UE 는 CRS 로 알게 된 채널에 CDD 프리코딩을 적용해서 최종 채널을 알 수 있다. 여기서, 본 발명에서와 같이 2D-AAS 를 설치한 기지국이 CDD 프리코딩을 수직 빔까지 변화시켜 주면서 사용한다면, CRS 포트는 기지국의 전체 안테나 포트 수만큼 필요할 것이다. 그러나, 현재 4-포트까지 설계되어 있는 CRS 포트를 이용해서 4 개를 초과하는 안테나 포트를 UE 에게 보여주는 것은 불가능하다는 문제점이 있다.

제 1 방안

따라서, 전술한 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명에 따르면, 포트 N _CRS 개를 초과하는 안테나 포트에서 CDD 프리코딩 을 사용할 경우, 채널 측정을 위해서, 기지국은 안테나 포트 N _CRS 개를 초과하는 안테나 포트에 대해서는 DMRS 포트를 사용할 수 있다. 여기서 N _CRS 는 현재 기지국이 설정한 CRS 포트의 개수이다. UE 는 N _CRS 개의 안테나 포트는 CRS 포트를 이용하여 채널을 측정하고, 나머지 안테나 포트는 DMRS 포트를 이용하여 채널을 측정한다. (여기서, 나머지 안테나 포트란 채널 전체를 복원할 때 필요한 안테나 포트 중에 CRS 로 전송된 안테나 포트 이외의 포트를 의미한다.)

CRS 포트 및 DMRS 포트를 이용하여 측정된 채널에 UE 는 CDD 프리코딩을 적용하여, 최종 채널로 인지할 수 있다. 기지국이 가진 안테나 포트들 중 어떤 안테나 포트들이 CRS 포트로 전송되고, 어떤 안테나 포트들이 DMRS 포트로 전송되는지는 기지국과 UE 간에 사전에 알고 있거나, RRC 시그널링등 으로 반-정적(semi-static)하게 기지국이 UE 에게 알려 줄 수 있다. 제 1 방안은, 이하 1-A 방법 내지 1-B 방법 중 적어도 하나의 형태로 동작할 수 있다.

1-A: N 개의 안테나 포트를 가진 기지국은 CDD 프리코딩을 사용할 경우, 채널 측정을 위해서, 기지국은 안테나 포트 N _CRS 개에 대해서는, CRS 를 전송하고, 나머지 N - N _CRS 개의 안테나 포트에 대해서는, DMRS 를 전송한다.

이에 따라, UE 는 N _CRS 개의 안테나 포트는 CRS 포트를 이용하여 채널을 측정하고, 나머지 N - N _CRS 개의 안테나 포트는 DMRS 포트를 이용하여 채널을 측정할 수 있다. 나아가, 이렇게 얻은 채널에 UE 는 CDD 프리코딩을 적용하여, 최종 채널로 인지할 수 있다.

기지국이 가진 안테나 포트들 중 어떤 안테나 포트들이 CRS 포트로 전송되고, 어떤 안테나 포트들이 DMRS 포트로 전송되는지는, 기지국과 UE 간에 사전에 미리 정의되거나, RRC 시그널링을 통하여 반-정적(semi-static)하게 기지국이 UE 에게 알려 줄 수 있다.

1-B: 수평 안테나 포트 N _H 개, 수직 안테나 포트 N _V 개 안테나 포트를 가진 기지국은 CDD 프리코딩을 사용할 경우, 채널 측정을 위해서, N _CRS 개의 수평 안테나 포트를 위해서 CRS 를 전송하고, 나머지 수평 안테나 포트 N - N _CRS 개의 포트와 수직 안테나 포트 N _V 개를 위해서 DMRS 를 전송할 수 있다.

이에 따라, UE 는 N _CRS 개의 수평 안테나 포트는 CRS 포트를 이용하여 채널을 측정하고, 나머지 N _H - N _CRS 개의 수평 안테나 포트는 DMRS 포트를 이용하여 채널을 측정한다. 그리고 N _V 개의 수직 방향의 안테나 포트는 DMRS 포트를 이용하여 채널을 측정한다.

그리고, 수신 안테나 1 개당 측정된 수직, 수평 방향의 채널을 서로 크로네커 곱(kronecker product)해서 수신 안테나 1 개당 전체 채널을 측정(estimation)한다. (예를 들어, 수신 안테나 1 개당 수평 안테나 채널이 H_H 라 하고, 수직 안테나 채널이 H_V 라 하면, 수신 안테나 1 개당 전체 채널은

또는

) 이렇게 얻은 채널에 UE 는 CDD 프리코딩을 적용하여, 최종 채널로 인지할 수 있다.

나아가, 기지국이 가진 안테나 포트들 중 어떤 안테나 포트들이 CRS 포트로 전송되고, 어떤 안테나 포트들이 DMRS 포트로 전송되는지는, 기지국과 UE 간에 사전에 미리 정의되거나, RRC 시그널링으로 반-정적(semi-static)하게 기지국이 UE 에게 알려 줄 수 있다.

또한, 상술한 제 1 방안(예, 1-A 혹은 1-B)를 사용할 경우, 전송 모드(transmission mode)에서 폴백 모드(fallback mode)로 사용할 수 있다. 또는 폴백 모드(fallback mode)로 사용하지 않고, DCI 에 1 비트를 설정하여, 상술한 제 1 방안(즉, 1-A 혹은 1-B)을 사용한다고, DCI 로 UE 에게 알려줄 수 있다.

보다 구체적인 예로, 1-A 방안의 경우를 설명한다. 먼저, 수평 안테나 포트가 4 개이고, 수직 안테나 포트가 3 개인 안테나가 있다고 가정한다. 즉, 전체 안테나 포트 수는 12 개가 될 것(즉, 4 * 3)이다. 그리고, 기지국은 4-port CRS 를 설정하고 있다고 가정한다.

이 때, 기지국은 가장 아래에 위치한 수평 안테나 포트 4 개를 위해서는 CRS 를 전송하고, 나머지 8 개의 안테나 포트를 위해서는 DMRS 를 전송한다. UE 는 이 렇게 전송 받은 CRS 와 DMRS 를 이용해서 각각의 포트의 채널을 측정한 뒤, 12 개의 안테나 포트에 대한 채널을 획득한다. 그리고, CDD 프리코딩을 적용하여 최종 채널을 획득한다.

또한, 1-B 방안을 구체적인 예를 들어 설명하면, 먼저 수평 안테나 포트가 4 개이고, 수직 안테나 포트가 8 개인 안테나가 있다고 가정한다. 이 안테나의 전체 안테나 포트 수는 32 개가 될 것이다. 이 때, 기지국은 가장 아래에 위치한 수평 안테나 포트 4 개를 위해서 CRS 를 전송하고, 맨 왼쪽에 위치한 수직 안테나 포트 8 개를 위해서 DMRS 를 전송한다. UE 는 이렇게 전송 받은 CRS 와 DMRS 를 이용해서 수평 안테나 채널과 수직 안테나 채널을 측정한다. 그런 뒤, 수신 안테나 1 개당 전체 채널을

또는

로 획득한다. 그리고 CDD 프리코딩을 적용하여 최종 채널을 획득한다.

그러나, 1-A 방안의 경우, 전체 안테나 포트 수가 많아지면, 많은 수의 DMRS 를 전송해야 하는 문제점이 있으며, 1-B 방안의 경우, 크로네커 곱(kronecker product)을 이용하여 채널 측정(estimation)이 잘 되지 않는 경우, 채널 측정(estimation)에 문제가 발생할 수 있다.

따라서, 제 1 방안에 대하여, 추가적으로 이하 제 2 방안이 적용될 수 있다.

제 2 방안

제 2 방안에 따르면, 전체 안테나를 N _g 개로 그룹핑(grouping)할 수 있다. 그리고, 각각의 그룹에 대하여 이에 대응되는 각각의 DMRS 포트로 매핑(mapping)한다.

이에 따라, 기지국은 UE 에게 N _g 개의 DMRS 포트를 이용하여, N _g 개의 안테나 포트에 대한 채널을 알려줄 수 있다. UE 는 N _g 개의 안테나 포트에 대한 채널에 CDD 프리코딩을 적용하여 최종 채널을 인지할 수 있다. 이 때, 각 그룹 내의 프리코딩은 자원 블록 단위로 다르게 설정될 수 있다. 제 2 방안은, 이하 2-A 방법 내지 2-D 방법 중 적어도 하나의 형태로 동작할 수 있다.

2-A: 각 그룹내의 안테나들에 대하여, UE 로부터 피드백 받은 프리코딩을 사용하여 DMRS 포트가 설정될 수 있다. 이렇게 할 경우, 각 그룹내의 프리코딩은 자원 블록 단위로 다르게 설정될 수 있다.

2-B: 각 그룹내의 안테나들에 대하여, 기지국이 임의로 또는 사전에 정의된 프리코딩을 사용하여 DMRS 포트를 설정할 수 있다. 이렇게 할 경우, 각 그룹내의 프리코딩은 자원 블록 단위로 다르게 설정될 수 있다.

2-C: N _g ≤ 4 인 경우, N _g 개의 DMRS 포트간에는 현재 LTE 에서 사용하는 수학식 19 의 CDD 프리코딩을 사용할 수 있다. UE 는 N _g 개의 DMRS 포트를 이용하여 얻은 채널에 수학식 19 의 CDD 프리코딩을 적용하여 최종 채널을 인지한다.

2-D: N _g ＞ 4 인 경우, N _g 개의 DMRS 포트를 N _G 개의 그룹으로 나눈다. 각각의 그룹 내에서는 현재 LTE 에서 사용하는 수학식 19 의 CDD 프리코딩을 사용할 수 있다. 그리고 N _G 개의 그룹들은 각각의 그룹을 위해서 서로 같은 CDD 프리코딩이 적용될 수 있으며, 경우에 따라서는 다른 CDD 프리코딩이 적용될 수도 있다. UE 는 N _g 개의 DMRS 포트를 이용하여 얻은 채널에 수학식 19 의 CDD 프리코딩을 N _G 개의 그룹 에 적용하여 최종 채널을 인지한다.

나아가, 제 2 방안(예, 2-A 방법, 2-B 방법, 2-C 방법 또는 2-D 방법)을 사용할 경우, 전송 모드(transmission mode)에서 폴백 모드(fallback mode)로 사용할 수 있다. 또는 폴백 모드(fallback mode)로 사용하지 않고, DCI 에 1 비트를 설정하여, 제 2 방안(예, 2-A 방법, 2-B 방법, 2-C 방법 또는 2-D 방법)을 사용한다고, DCI 로 UE 에게 알려줄 수 있다.

제 2 방안에 대한 구체적인 예로, 수평 안테나 포트가 4 개이고, 수직 안테나 포트가 8 개인 안테나가 존재하는 경우를 설명한다. 이러한 경우, 안테나의 전체 안테나 포트 수는 32(즉, 4 * 8)개가 될 것이다. 이 때, 기지국은 수직 안테나 포트 8 개씩을 묶어서 4 개의 그룹을 만든다. 각각의 그룹은 2-A 방법처럼 UE 로부터 피드백 받은 프리코딩을 적용하여, 4 개의 DMRS 포트를 만들거나, 2-B 방법처럼 기지국이 임의로 또는 사전에 정의된 프리코딩을 적용하여, 4 개의 DMRS 포트를 만들 수 있다. 이 4 개의 DMRS 포트에는 2-C 방법처럼 수학식 19 의 CDD 프리코딩이 적용되어, 전송될 수 있다. UE 는 4 개의 DMRS 포트를 이용해 전송 받은 RS 를 이용하여 채널을 측정하고, 이 채널에 수학식 19 의 CDD 프리코딩을 적용하여 최종 채널을 인지한다.

상술한 본 발명(예, 제 1 방안, 제 2 방안)에서와 같이, DMRS 를 CDD 프리코딩에 사용하면, 레이어(layer) 개수와 포트 개수를 모두 기지국이 UE 에게 알려주어야 한다. 현재 LTE 통신 시스템 상에서는 DMRS 의 포트 수는 레이어(layer)의 개수와 같다. 따라서, LTE 에서 기지국은 DMRS 의 포트 수를 DCI 를 통해 알려주면서, UE 가 이에 따라 레이어(layer) 개수를 알 수 있도록 하고 있다.

제 3 방안

그러나, 본 발명에 따를 경우, DMRS 의 포트 수와 레이어(layer)의 개수는 서로 다를 수 있으므로, 이를 각각 알려줄 필요가 있다. 제 3 방안은, 이하 3-A 방법 내지 3-C 방법 중 적어도 하나의 형태로 동작할 수 있다.

3-A: CDD 프리코딩을 위한 DMRS 의 포트 수는 반-정적(semi static)하게 RRC 시그널링으로 UE 에게 알려 주거나, DCI 를 통해 UE 에게 알려줄 수 있다. 그리고, 레이어(layer)의 개수는 UE 에게 DCI 를 통해 알려 준다.

이 때, DMRS 의 포트 수는 모든 가능한 경우의 포트 수를 고려하여 집합으로 설정하고, 이 중에 특정한 하나를 선택해서 보내줄 수도 있으나, 한정된 경우의 포트 수만을 고려한 집합을 이용하여 설정될 수 도 있다.

예를 들어, 최대 8 포트 DMRS 를 설정할 수 있는 기지국이, 2-포트 DMRS 와 8-포트 DMRS 2 개만 가지고 집합을 만든 뒤, 1 비트를 이용해 이 2 개 중에 선택해서 사용할 수도 있다.

이는 하나의 PRB-페어(PRB-pair) 당 2-포트 DMRS 는 12 자원 요소(RE)들을 이용하여 전송되고, 8-port DMRS 는 24 자원 요소(RE)를 사용하여 전송되므로, 이와 같이 12 RE 또는 24 RE 의 자원 오버헤드(resource overhead)를 가지는 각 경우에 대한 최대 가능한 포트 수의 DMRS 를 활용하기 위함이다.

즉, CDD 프리코딩 사용시 12 RE 에 따른 오버헤드(overhead)를 감안한다면 1-포트 DMRS 를 구성하는 것보다는 2-포트 DMRS 를 구성하는 것이 동일한 RE 에 따른 오버헤드(overhead)하에서 더 큰 다이버시티(diversity) 이득을 기대할 수 있으며, 24 RE 에 따른 오버헤드(overhead)를 감안한다면 3~7 포트 DMRS 를 구성하는 것보다는 8-포트 DMRS 를 구성하는 것이 동일한 RE 에 따른 오버헤드 하에서 더 큰 다이버시티(diversity) 이득을 기대할 수 있기 때문이다.

3-B: CDD 프리코딩을 위한 DMRS 의 포트 수와 레이어(layer)의 개수를 선택적으로 조합하여 집합을 구성할 수 있다. 그리고, 본 방안에 따라 구성된 집합을 DCI 를 통해 알려 줄 수 있다. 본 발명에서는 상술한 바와 같이, CDD 프리코딩을 사용할지 여부를 DCI 에서 1 비트로 지정할 수도 있다.

이럴 경우, CDD 프리코딩을 사용하지 않는다고 가정했을 때의 DCI 포맷에서 빔포밍(beamforming)을 위한 랭크 인덱스(rank index)를 알려 주는 필드가 존재한다. 따라서, CDD 를 사용하는 경우, DCI 에서 빔포밍(beamforming)을 위해 랭크 인덱스를 알려 주던 필드에서 CDD 프리코딩을 위한 DMRS 의 포트 수와 레이어(layer)의 개수에 대한 조합을 알려줄 수 있다.

3-C: CDD 프리코딩을 위한 DMRS 를 사용할 경우, 최대한 상호직교(orthogonal)를 유지하기 위해, n_SCID=0 으로 설정한다. 즉, 기존 LTE 시스템상에서의 DMRS 와 관련된 의사-랜덤 시퀀스(pseudo-random sequence )는 수학식 23 에 따라 초기 값이 생성되며, 여기서 n_SCID=0 으로 설정될 수 있다.

나아가, 본 발명에 따르면, i)CDD 프리코딩을 위한 DMRS 를 사용할 경우, CRS-to-PDSCH 전력 비율(power ratio, 즉 P_A, P_B)를, 본 발명에서의 DMRS-to-PDSCH 전력 비율(power ratio)로 같다고 단말은 가정하거나, ii)DMRS-to-PDSCH 전력 비율(power ratio) 관련 파라미터를 별도로 시그널링받을 수 있다. 즉, 전자 i)와 같은 경우, 기존 LTE 통신 시스템 상에서, CRS-to-PDSCH 전력 비율을 표 4 와 같이 정의되어 있는 바, 본 발명에서 DMRS-to-PDSCH 전력 비율 역시 이와 유사하게 단말이 가정한다고 설정할 수 있다.

나아가, 본 발명에서, 기지국이 CQI 와 RI 를 UE 에게 요청할 수 도 있다. 이 때, UE 는 데이터 전송이 있을 때만 전송되는 DMRS 를 이용해서 CQI 와 RI 를 계산하는 것이 쉽지 않을 것이다. 따라서, 기지국은 CQI 계산을 위해 DMRS 와 연동되어 있는 CSI-RS 를 UE 에게 RRC 시그널링으로 알려줄 수 있다.

즉, CQI 피드백을 위해서, 상술한 바와 같이 DMRS 와 포트 수가 일치하는 CSI-RS 설정 정보를 연동시켜 RRC 시그널링으로 알려준다. 이러한 CSI-RS 는 상술한 제 1 방안 및 제 2 방안 에서 DMRS 포트를 대신하여 이용될 수 도 있다. 즉, UE 는 제 1 방안 기반으로 CSI-RS 와 CRS 의 조합을 가지고 CDD 프리코딩을 고려하여 RI 또는 CQI 를 계산하거나, 제 2 방안 기반으로 획득한 CSI-RS 를 가지고 CDD 프리코딩을 고려하여 RI 또는 CQI 를 계산할 수 있다.

또한, 단말로 하여금 해당 CQI 계산시에 SFBC(Space Frequency Block Coding)와 같은 전송 다이버시티(transmit diversity)를 가정하고 계산하도록 할 수 있다. 이 때, 만일 해당 연동된 CSI-RS 가 4-포트를 초과하는 CSI-RS(e.g., 8-port CSI-RS)인 경우 이에 대해 적용할 수 있는 포트 수가 확장된 SFBC 관련 설정이 정의될 수 있다. 대표적으로 기존 4-포트 이하의 SFBC 관련 설정을 유사하게 확장하여 정의할 수 있으며, 이것이 CRS 에 대해서 적용되는 것이 아니라, 상기 DMRS 와 연동 정보로서 알려주는 i)해당 CSI-RS 혹은 ii)해당 CSI-RS 와 CRS 의 조합에 대해서 적용될 수 있다.

또는, 상기 CQI 를 계산하기 위한 본 발명의 다른 실시예로, 단말은 전송 다이버시티(transmit diversity)가 아니라 항상 랭크 1 제한(rank 1 restriction)이 설정된 것으로 가정하고, 이에 입각하여 CQI 를 계산하여 보고하도록 동작될 수 있다 여기서, 랭크 1(rank 1)을 가정하므로, 이에 대한 PMI 는 자원 요소(RE)별로 순환되는 패턴으로 이미 정해져 있는 해당 프리코딩 방식을 단말이 가정하고 그 때의 CQI 를 계산하도록 한다. 상기 랭크 1 제한(rank 1 restriction)을 항상 적용하도록 할 수도 있지만, 이러한 동작을 RRC 시그널링에 의해 설정가능(configurable)하게 할 수도 있다.

또한, 본 발명은 MBSFN 서브프레임을 이용하는 경우에서 적용될 수 도 있다. MBSFN 서브프레임에서는 CRS 가 없기 때문에 MBSFN 서브프레임에서는 상술한 제 2 방안 (즉, 2-A 방법, 2-B 방법, 2-C 방법 또는 2-D 방법)을 사용하도록 사전에 설정해 놓을 수 있다. 예를 들어 non-MBSFN 서브프레임에서는 제 1 방안(예, 1-A 방법 또는 1-B 방법)에 따른 형태로 CRS 를 포함하고, 추가 참조 신호(e.g, DMRS)와 결합된 형태로 적용되고, MBSFN SF 에서는 상기 제 2 방안에 따른 형태로 CRS 는 포함하지 않고 별도의 참조 신호(e.g., DMRS)만 적용되는 것으로 설정되어 동작될 수 있다. 즉, 특정 서브프레임 집합(subframe set)별로 상술한 본 발명에서 제안하는 방안/실시예들 중 일부가 연동되어 적용될 수 도 있다. 이를 통해 서브프레임별로 상술한 방안/실시예들 간에 동적 전환(dynamic switching)이 적용되도록 사전에 정의/설정될 수 도 있다. 또는 제 1 방안(예, 1-A 또는 1-B)을 사용하되, CRS 포트와 DMRS 로 전송하였던 참조 신호를, MBSFN 서브프레임에서는 DMRS 로 모두 바꾸어서 전송하도록 사전에 정의할 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNodeB(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processo 참조 신호(RS)), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.

상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

상술한 바와 같은 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 측정을 위한 참조 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (12)

1. 다수의 수평 도메인 안테나들 및 다수의 수직 도메인 안테나들로 구성된 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 기지국의 참조 신호 송신 방법에 있어서,
   총 N개의 안테나를 Ng개의 그룹화된 안테나로 그룹화하는 단계 (여기서 N 및 Ng는 양의 정수이며, N>Ng>0 이다);
   상기 Ng개의 그룹화된 안테나 각각을 DM-RS(DeModulation Reference Signal) 포트에 매핑하는 단계;
   상기 DM-RS 포트에 기초하여 단말로 DM-RS를 송신하는 단계; 및
   상기 단말로부터 상기 DM-RS 를 이용한 채널 측정 정보를 피드백받는 단계를 포함하되,
   상기 Ng가 4 이하인 경우에 기초하여, 상기 DM-RS 포트에 대해 큰 지연 순환 지연 다이버시티 프리코딩이 사용되고,
   상기 Ng가 4보다 큰 경우에 기초하여, 상기 DM-RS 포트를 분할하여 구성된 상기 Ng 그룹들에 대해 큰 지연 순환 지연 다이버시티 프리코딩이 사용되고, 상기 Ng 그룹들 각각에 속하는 안테나들 간에 동일한 프리코딩이 사용되는,
   참조 신호 송신 방법.
2. 삭제
3. 제 1 항에 있어서,
   상기 DM-RS 안테나 포트들에 관한 정보는 상위 계층 시그널링을 통하여 상기 단말로 전송되는 단계를 더 포함하는,
   참조 신호 송신 방법.
4. 삭제
5. 삭제
6. 제 1 항에 있어서,
   상기 큰 지연 순환 지연 다이버시티 프리코딩은,
   상기 단말로부터 수신된 채널 측정 정보에 기반하여 적용되는 것을 특징으로 하는,
   참조 신호 송신 방법.
7. 삭제
8. 제 1 항에 있어서,
   상기 DM-RS 및 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)의 전력 비율에 대한 정보를 송신하는 단계를 더 포함하는,
   참조 신호 송신 방법.
9. 제 1 항에 있어서,
   상기 DM-RS 와 연동된 CSI-RS(Channel State Information-Reference Signal)를 상기 단말로 지시하는 단계를 더 포함하는,
   참조 신호 송신 방법.
10. 삭제
11. 다수의 수평 도메인 안테나들 및 다수의 수직 도메인 안테나들로 구성된 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 참조 신호 송신을 수행하는 기지국에 있어서,
    무선 주파수 유닛; 및
    프로세서를 포함하며,
    상기 프로세서는,
    총 N개의 안테나를 Ng개의 그룹화된 안테나로 그룹화하고 (여기서 N 및 Ng는 양의 정수이며, N>Ng>0 이다);
    상기 Ng개의 그룹화된 안테나 각각을 DM-RS(DeModulation Reference Signal) 포트에 매핑하고;
    상기 DM-RS 포트에 기초하여 단말로 DM-RS을 송신하고,
    상기 단말로부터 상기 DM-RS 를 이용한 채널 측정 정보를 피드백받도록 구성되며,
    상기 Ng가 4 이하인 경우에 기초하여, 상기 DM-RS 포트에 대해 큰 지연 순환 지연 다이버시티 프리코딩이 사용되고,
    상기 Ng가 4보다 큰 경우에 기초하여, 상기 DM-RS 포트를 분할하여 구성된 상기 Ng 그룹들에 대해 큰 지연 순환 지연 다이버시티 프리코딩이 사용되고, 상기 Ng 그룹들 각각에 속하는 안테나들 간에 동일한 프리코딩이 사용되는,
    기지국.
12. 삭제

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