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WO2020066995A1 - モータ制御装置 - Google Patents

モータ制御装置 Download PDF

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WO2020066995A1
WO2020066995A1 PCT/JP2019/037233 JP2019037233W WO2020066995A1 WO 2020066995 A1 WO2020066995 A1 WO 2020066995A1 JP 2019037233 W JP2019037233 W JP 2019037233W WO 2020066995 A1 WO2020066995 A1 WO 2020066995A1
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WO
WIPO (PCT)
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axis
command
current
command current
brushless motor
Prior art date
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PCT/JP2019/037233
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English (en)
French (fr)
Inventor
高橋　淳
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Advics Co Ltd
Original Assignee
Advics Co Ltd
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/26—Rotor flux based control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device for controlling a brushless motor.
  • Patent Document 1 describes an example of a motor control device that drives a brushless motor by vector control.
  • the d-axis command current and the q-axis command current are derived based on the intersection of the current limit circle and the voltage limit circle on the rotational coordinates of the vector control, and the d-axis command current and the q-axis command current are obtained.
  • the inverter is controlled based on this. Thereby, the brushless motor can be driven.
  • the current limiting circle is determined from current characteristics of the d-axis and the q-axis based on the allowable current of the switching element of the inverter.
  • the voltage limiting circle is determined from current characteristics of the d-axis and the q-axis based on the power supply voltage, the angular speed of the brushless motor, and the like.
  • the axis estimated as the d axis of the rotation coordinate of the vector control be the estimated d axis
  • the actual d axis be the actual d axis.
  • a phase difference may occur between the direction of the actual d-axis and the direction of the estimated d-axis.
  • the points indicating the d-axis command current and the q-axis command current derived on the rotating coordinates are located outside the region surrounded by the voltage limiting circle and the current limiting circle.
  • a motor control device for solving the above-described problems includes a d-axis command current that is a current command value in a direction of an estimated d-axis that is an axis estimated as the d-axis of the rotation coordinate of the vector control, and a q-axis of the rotation coordinate.
  • This is a device for driving a brushless motor based on a command current vector represented by a q-axis command current that is a current command value in an estimated q-axis direction that is an estimated axis.
  • the motor control device includes a command current calculator that calculates a command current vector based on a command torque that is a torque command value for the brushless motor, a direction of an actual d axis that is an actual d axis of rotation coordinates, and an estimated d.
  • a phase difference calculator for calculating a phase difference with the direction of the axis, a changer for changing the direction of the command current vector calculated by the command current calculator in accordance with the phase difference, and a command whose direction has been changed by the changer
  • a drive control unit that drives the brushless motor based on the current vector.
  • the direction of the command current vector calculated based on the command torque is changed according to the phase difference. Then, the drive of the brushless motor is controlled based on the changed command current vector.
  • the d-axis command current which is a component of the command current vector in the d-axis direction
  • the current component of the d-axis direction are obtained. Deviation from the d-axis current hardly occurs.
  • the q-axis command current which is a component in the q-axis direction of the command current vector
  • the q-axis current which is a current component in the q-axis direction
  • a difference between the output torque of the brushless motor and the command torque hardly occurs. Therefore, controllability of the brushless motor can be improved.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram illustrating a motor control device of an embodiment and a brushless motor controlled by the motor control device.
  • 9 is a graph illustrating a command current vector when the estimated d-axis direction matches the actual d-axis direction.
  • 9 is a graph illustrating a command current vector when the direction of the actual d-axis is different from the direction of the estimated d-axis.
  • 7 is a graph illustrating a state where the direction of a command current vector is corrected in a comparative example.
  • 7 is a graph illustrating how a command current vector is changed according to a phase difference in the embodiment.
  • FIG. 1 illustrates a motor control device 10 of the present embodiment and a brushless motor 100 controlled by the motor control device 10.
  • the brushless motor 100 is used as a power source for discharging brake fluid in a vehicle-mounted brake device.
  • the brushless motor 100 is a permanent magnet embedded type synchronous motor.
  • the brushless motor 100 includes coils of a plurality of phases (U phase, V phase, and W phase) and a rotor 105 having saliency.
  • As the rotor 105 for example, a two-pole rotor in which a north pole and a south pole are magnetized one by one can be cited.
  • the motor control device 10 drives the brushless motor 100 by vector control.
  • a motor control device 10 includes a command current determination unit 13, a command voltage calculation unit 14, a two-phase / 3-phase conversion unit 15, an inverter 16, a three-phase / 2-phase conversion unit 17, a phase difference derivation unit 18, a rotation speed
  • An acquisition unit 19 and a rotation angle acquisition unit 20 are provided.
  • a drive control unit 25 that drives the brushless motor 100 is configured.
  • the motor control device 10 further includes a voltage acquisition unit 11 that acquires a power supply voltage Vdc that is a voltage of the battery 200 that is a power supply of the brushless motor 100.
  • the power supply voltage Vdc is a voltage that can be applied to the brushless motor 100 through the inverter 16.
  • the command current determination unit 13 includes a d-axis command current Id *, which is a command value of a current component in the d-axis direction in the rotational coordinates of the vector control, and a current component in the q-axis direction in the rotational coordinates, which will be described in detail later.
  • a q-axis command current Iq * which is a command value is determined.
  • the d-axis command current Id * has a negative value because the induced voltage in the brushless motor 100 is suppressed by the field weakening control. Note that the d axis and the q axis are orthogonal to each other on the rotational coordinates.
  • the command voltage calculator 14 calculates the d-axis command voltage Vd * by feedback control based on the d-axis command current Id * and the d-axis current Id.
  • the d-axis current Id is a value indicating a current component in the direction of the estimated d-axis in a current vector generated on the rotating coordinates by power supply to the brushless motor 100.
  • the command voltage calculator 14 calculates the q-axis command voltage Vq * by feedback control based on the q-axis command current Iq * and the q-axis current Iq.
  • the q-axis current Iq is a value indicating a current component in the direction of the estimated q-axis in the current vector generated on the rotating coordinates by the power supply to the brushless motor 100.
  • the estimated d-axis is an axis estimated to be the d-axis of the rotational coordinates.
  • the actual d-axis of the rotation coordinates is called the actual d-axis.
  • the actual q axis of the rotation coordinates is called an actual q axis, and the axis estimated as the q axis of the rotation coordinates is called an estimated q axis.
  • the two-phase / 3-phase converter 15 converts the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq * into a U-phase command voltage VU * and a V-phase command voltage Vq * based on the rotor rotation angle ⁇ which is the rotation angle of the rotor 105.
  • Command voltage VV * and W-phase command voltage VW * are converted.
  • U-phase command voltage VU * is a command value of a voltage applied to the U-phase coil.
  • the V-phase command voltage VV * is a command value of a voltage applied to the V-phase coil.
  • W-phase command voltage VW * is a command value of a voltage applied to the W-phase coil.
  • the inverter 16 has a plurality of switching elements that operate by power supplied from the battery 200.
  • the inverter 16 generates a U-phase signal by the U-phase command voltage VU * input from the two-phase / three-phase converter 15 and the on / off operation of the switching element.
  • Inverter 16 generates a V-phase signal by the input V-phase command voltage VV * and the ON / OFF operation of the switching element.
  • the inverter 16 generates a W-phase signal by the input W-phase command voltage VW * and the on / off operation of the switching element. Then, the U-phase signal is input to the U-phase coil of the brushless motor 100, the V-phase signal is input to the V-phase coil, and the W-phase signal is input to the W-phase coil.
  • the U-phase current IU which is a current flowing through the U-phase coil of the brushless motor 100
  • the V-phase current IV which is a current flowing through the V-phase coil
  • a W-phase current IW which is a current flowing through the W-phase coil.
  • the three-phase / two-phase converter 17 converts the U-phase current IU, the V-phase current IV, and the W-phase current IW based on the rotor rotation angle ⁇ into the d-axis current Id, which is the current component in the d-axis direction, and It is converted into a q-axis current Iq which is a current component in the q-axis direction.
  • the phase difference deriving unit 18 derives a phase difference ⁇ between the direction of the actual d-axis and the direction of the estimated d-axis.
  • the phase difference ⁇ here is a value obtained by subtracting the direction of the actual d-axis from the direction of the estimated d-axis.
  • An example of a method for deriving the phase difference ⁇ is an induced voltage method. In this case, based on the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq *, and the d-axis current Id and the q-axis current Iq, the phase difference deriving unit 18 determines the actual d-axis direction and the estimated d-axis direction. Is derived.
  • the rotation speed acquisition unit 19 acquires the rotor rotation speed Vmt, which is the rotation speed of the rotor 105.
  • the rotation speed acquisition unit 19 obtains the rotor rotation speed Vmt as the rotation speed of the rotor 105 by proportionally integrating the phase difference ⁇ derived by the phase difference derivation unit 18.
  • the rotation angle acquisition unit 20 acquires the rotor rotation angle ⁇ .
  • the rotation angle acquisition unit 20 calculates the rotor rotation angle ⁇ by integrating the rotor rotation speed Vmt.
  • the command current determining unit 13 will be described in detail.
  • the command current determination unit 13 includes a command torque derivation unit 31, a map storage unit 32, a command current derivation unit 33, and a change unit 34.
  • the command torque deriving unit 31 derives a command torque TR * that is a command value of a torque for the brushless motor 100. That is, the command torque deriving unit 31 calculates the estimated value TRLd of the load torque of the brushless motor 100, the command rotation speed Vmt * which is the command value of the rotor rotation speed, and the rotor rotation speed Vmt acquired by the rotation speed acquisition unit 19. , A command torque TR * is derived.
  • the load of the brushless motor 100 is likely to increase as the viscosity of the brake fluid circulating in the brake device increases, for example.
  • the command torque deriving unit 31 calculates the correction torque TRA by feedback control using a deviation between the command rotation speed Vmt * and the rotor rotation speed Vmt as an input. Then, the command torque deriving unit 31 derives the sum of the calculated correction torque TRA and the estimated value TRLd of the load torque as the command torque TR *.
  • the command current deriving unit 33 calculates the command torque TR * derived by the command torque deriving unit 31, the power supply voltage Vdc acquired by the voltage acquiring unit 11, and the rotor speed Vmt acquired by the rotation speed acquiring unit 19. Then, the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * are derived, that is, the command current vector HC is derived.
  • the value indicating the d-axis direction current component of the command current vector HC is the d-axis command current Id *
  • the value indicating the q-axis direction current component of the command current vector HC is the q-axis command current Iq *.
  • the command current deriving unit 33 uses the map stored in the map storage unit 32, and calculates a value based on the power supply voltage Vdc, the command torque TR *, and the rotor speed Vmt using the d-axis command current Id * and the d-axis command current Id *. It is derived as a q-axis command current Iq *.
  • the map is a map centered on the power supply voltage Vdc, the rotor speed Vmt, and the command torque TR *.
  • the map is a map created in consideration of the voltage limit circle and the current limit circle. Therefore, the d-axis command current Id * and the q-axis using the map under the condition that the direction of the estimated d-axis matches the direction of the real d-axis and the direction of the estimated q-axis matches the direction of the real q-axis.
  • the command current Iq * is calculated, the point represented by the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * on the rotation coordinates is included in the area surrounded by the voltage limiting circle and the current limiting circle. It will be.
  • the current limiting circle is a current characteristic of the d-axis and the q-axis determined from an upper limit current Idqlimit which is an upper limit of a current that can flow through the switching element included in the inverter 16.
  • the size of the current limiting circle increases as the upper limit current Idqlimit of the switching element increases.
  • the voltage limiting circle is a current characteristic between the d-axis and the q-axis based on the power supply voltage Vdc and the angular velocity ⁇ e of the rotor 105 of the brushless motor 100. That is, when at least one of the power supply voltage Vdc and the angular velocity ⁇ e changes, the shape of the voltage limiting circle CR2 changes.
  • the change unit 34 changes the direction of the command current vector HC without changing the magnitude of the command current vector HC derived by the command current derivation unit 33 according to the phase difference ⁇ derived by the phase difference derivation unit 18. I do. That is, the changing unit 34 changes the direction of the command current vector HC to the advanced side when it can determine that the estimated d-axis direction is retarded with respect to the actual d-axis direction based on the phase difference ⁇ . I do. On the other hand, when it is determined that the estimated d-axis direction is advanced with respect to the actual d-axis direction based on the phase difference ⁇ , the changing unit 34 changes the direction of the command current vector HC to the retard side. I do.
  • the amount of change in the direction of the command current vector HC at this time is equal to the absolute value of the phase difference ⁇ . That is, as the absolute value of the phase difference ⁇ increases, the amount of change in the direction of the command current vector HC by the change unit 34 increases.
  • FIGS. 2, 3 and 4 show both the current limiting circle CR3 and the voltage limiting circle CR2.
  • the inductance Ld in the direction of the d-axis is different from the inductance Lq in the direction of the q-axis, so that the voltage limiting circle CR2 is elliptical.
  • the voltage limiting circle CR2 is drawn as a perfect circle for the sake of convenience of explanation.
  • FIG. 2 illustrates a case where the direction of the actual d-axis matches the direction of the estimated d-axis, and the phase difference ⁇ is “0 °”.
  • the d-axis current Id at the intersection of the current limiting circle CR3 and the voltage limiting circle CR2 is d-axis current IdA
  • the q-axis current Iq at the intersection is q-axis current IqA
  • a command current vector HC is derived such that the d-axis command current Id * becomes the d-axis current IdA and the q-axis command current Iq * becomes the q-axis current IqA.
  • the phase difference ⁇ is “0 °” as shown in FIG.
  • the command point which is a point represented by the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * on the rotating coordinates, is a current limit. It is included in a region surrounded by a circle CR3 and a voltage limiting circle CR2. Therefore, in the comparative example, the drive of the brushless motor 100 is controlled based on the command current vector HC shown in FIG.
  • the actual d-axis command current actually used for controlling the brushless motor 100 is the d-axis current IdA which is a value indicating a current component in the d-axis direction of the command current vector HC.
  • the actual q-axis command current actually used for controlling the brushless motor 100 is a q-axis current IqA, which is a value indicating a current component of the command current vector HC in the q-axis direction.
  • FIG. 3 shows an example in which the direction of the actual d-axis is different from the direction of the estimated d-axis, and the phase difference ⁇ is not “0 °”.
  • the command current vector HC is set using the map so that the d-axis command current Id * becomes the d-axis current IdA and the q-axis command current Iq * becomes the q-axis current IqA. Even if it is derived, the d-axis command current Id * in the actually derived command current vector HC becomes the d-axis current IdB, and the q-axis command current Iq * becomes the q-axis current IqB.
  • a point represented by the d-axis current IdB and the q-axis current IqB is not included in the area surrounded by the current limiting circle CR3 and the voltage limiting circle CR2. Therefore, in the comparative example, when the phase difference ⁇ is not “0 °”, a point represented by the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq * is surrounded by the current limiting circle CR3 and the voltage limiting circle CR2.
  • the command current vector HC is changed so as to be included in the specified region.
  • a straight line Z indicated by a two-dot chain line in FIG. 3 is a line that is parallel to the estimated q-axis and passes through a point represented by the d-axis current IdB and the q-axis current IqB.
  • the command current vector HC is corrected so as to be a vector directed to the intersection of the straight line Z and the voltage limiting circle CR2.
  • the d-axis current IdC at the intersection of the straight line Z and the voltage limiting circle CR2 is set as the d-axis command current Id *
  • the q-axis current IqC at the intersection is set as the q-axis command current Iq *. It is a current vector.
  • the sum of the square of the q-axis current IqC and the square of the d-axis current IdC is smaller than the sum of the square of the q-axis current IqB and the square of the d-axis current IdB. Therefore, when the brushless motor 100 is driven based on the corrected command current vector HC, a difference occurs between the output torque of the brushless motor 100 and the command torque TR * by the phase difference ⁇ . In the example shown in FIG. 3, the output torque of the brushless motor 100 is smaller than the command torque TR * by the phase difference ⁇ .
  • the voltage limiting circle CR2 is drawn as a perfect circle for the sake of easy understanding.
  • the direction of the command current vector HC derived by the command current deriving unit 33 becomes the phase difference ⁇ Is changed by the changing unit 34 in accordance with.
  • the direction of the command current vector HC is changed by the phase difference ⁇ without changing the magnitude of the command current vector HC.
  • the value indicating the d-axis direction current component of the changed command current vector HC is the d-axis current IdD
  • the value indicating the q-axis direction current component of the changed command current vector HC Becomes the q-axis current IqD. That is, the d-axis command current Id * is changed from the d-axis current IdB to the d-axis current IdD, and the q-axis command current Iq * is changed from the q-axis current IqB to the q-axis current IqD.
  • the sum of the square of the q-axis current IqD and the square of the d-axis current IdD is the same as the sum of the square of the q-axis current IqB and the square of the d-axis current IdB.
  • the point represented by the d-axis current IdD and the q-axis current IqD is the intersection of the current limiting circle CR3 and the voltage limiting circle CR2. That is, a point represented by the d-axis current IdD and the q-axis current IqD is included in a region surrounded by both the current limiting circle CR3 and the voltage limiting circle CR2. Therefore, the brushless motor 100 is driven based on the changed d-axis command current Id * and q-axis command current Iq *.
  • the command current vector HC is changed to the advance side.
  • the event that the estimated direction of the d-axis is located on the more retarded side than the direction of the actual d-axis is likely to occur when the rotor speed Vmt increases. That is, in the present embodiment, the controllability of the brushless motor 100 when the rotor rotation speed Vmt is increasing can be improved.
  • the direction of the estimated d-axis may be located on the more advanced side than the direction of the actual d-axis.
  • the command current vector HC is shifted to the retard side by the phase difference ⁇ . Then, by driving the brushless motor 100 based on the command current vector HC changed to the retard side, the controllability of the brushless motor 100 when the rotor speed Vmt is reduced can be improved.
  • the command current deriving unit 33 in the present embodiment uses a map indicating the relationship among the rotor speed Vmt, the power supply voltage Vdc, the command torque TR *, the d-axis current Id and the q-axis current Iq, and A vector HC is derived. Then, the direction of the calculated command current vector HC is changed according to the phase difference ⁇ , and the brushless motor 100 is controlled based on the changed command current vector HC. The magnitude of the command current vector HC after the change is not different from the magnitude of the command current vector HC before the change. Therefore, the difference between the output torque of brushless motor 100 and command torque TR * can be suppressed.
  • the command current deriving unit 33 may derive the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq *, that is, the command current vector HC without using a map.
  • the d-axis command current Id * and the q-axis command current Iq *, that is, the command current vector HC are calculated by a calculation using a formula using the power supply voltage Vdc, the command torque TR *, and the rotor speed Vmt as variables. It may be.
  • the command torque deriving unit 31 may derive the command torque TR * without using the estimated value TRLd of the load torque of the brushless motor 100.
  • the value calculated by the feedback control that receives the deviation ⁇ Vmt between the command rotation speed Vmt * and the rotor rotation speed Vmt is used as the command torque TR *.
  • the amount of change in the direction of the command current vector HC by the change unit 34 may be an amount corresponding to the phase difference ⁇ .
  • the direction of the command current vector HC may be changed by the value obtained by multiplying the phase difference ⁇ by the gain.
  • the gain may be a positive value smaller than “1” (for example, 0.8) or a value larger than “1” and smaller than “2” (for example, 1.1). It may be.
  • the phase difference deriving unit 18 may derive the phase difference ⁇ by a method different from the method described in the above embodiment. For example, as a method of calculating the phase difference ⁇ , for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2012-44751, a high-frequency voltage signal is added to the d-axis command voltage Vd *, and the d-axis command voltage at this time is added. A method for deriving the phase difference ⁇ based on the high-frequency component of the current Id can be given.
  • the motor control device 10 includes one or more processors that operate according to a computer program (software) and one or more dedicated hardware (application-specific integrated circuit: ASIC) that executes at least a part of various processes.
  • ASIC application-specific integrated circuit
  • the above-described dedicated hardware circuit or a circuit including a combination thereof can be configured.
  • the processor includes a CPU and a memory such as a RAM and a ROM, and the memory stores a program code or a command configured to cause the CPU to execute a process.
  • Memory, or storage medium includes any available media that can be accessed by a general purpose or special purpose computer.
  • the rotor 105 of the brushless motor 100 may not have saliency.
  • the inductance Ld in the direction of the d-axis is the same as the inductance Lq in the direction of the q-axis. Therefore, the voltage limiting circle CR2 is not an ellipse but a perfect circle.
  • the rotor 105 applied to the brushless motor 100 may be a four-pole rotor instead of a two-pole rotor.
  • the brushless motor to which the motor control device 10 is applied may be a power source of an actuator different from the on-vehicle brake device.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

モータ制御装置１０は、ブラシレスモータ１００に対する指令トルクＴＲ＊を基に、指令電流ベクトルを導出する指令電流導出部３３と、ベクトル制御の回転座標の実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとの位相差Δθを導出する位相差導出部１８と、指令電流導出部３３によって導出された指令電流ベクトルの向きを位相差Δθに応じて変更する変更部３４と、変更部３４によって向きが変更された指令電流ベクトルを基に、ブラシレスモータ１００を駆動させる駆動制御部２５とを備えている。

Description

モータ制御装置
　本発明は、ブラシレスモータを制御するモータ制御装置に関する。
　特許文献１には、ベクトル制御によってブラシレスモータを駆動させるモータ制御装置の一例が記載されている。このモータ制御装置では、ベクトル制御の回転座標上での電流制限円と電圧制限円との交点を基にｄ軸指令電流及びｑ軸指令電流が導出され、ｄ軸指令電流及びｑ軸指令電流に基づいてインバータが制御される。これにより、ブラシレスモータを駆動させることができる。
　なお、電流制限円は、インバータのスイッチング素子の許容電流に基づいたｄ軸とｑ軸との電流特性から定まるものである。電圧制限円は、電源電圧及びブラシレスモータの角速度などに基づいたｄ軸とｑ軸との電流特性から定まるものである。
特開２０１８－５２１４５号公報
　ベクトル制御の回転座標のｄ軸と推定される軸を推定ｄ軸とし、実際のｄ軸を実ｄ軸とする。ブラシレスモータのロータを回転させる場合、実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとの間に位相差が発生することがある。こうした位相差が大きい場合、回転座標上では、上記のように導出したｄ軸指令電流及びｑ軸指令電流を示す点が、電圧制限円及び電流制限円によって囲まれた領域の外に位置してしまうことがある。この場合、当該ｄ軸指令電流及びｑ軸指令電流に基づいてブラシレスモータを制御したとしても、ｄ軸電流がｄ軸指令電流から乖離したり、ｑ軸電流がｑ軸指令電流から乖離したりしてしまう。その結果、ブラシレスモータの出力トルクが要求トルクから乖離したり、ロータの回転速度が回転速度の要求値から乖離したりするなどし、ブラシレスモータの制御性が低下してしまう。
　上記課題を解決するためのモータ制御装置は、ベクトル制御の回転座標のｄ軸と推定される軸である推定ｄ軸の方向の電流指令値であるｄ軸指令電流、及び、回転座標のｑ軸と推定される軸である推定ｑ軸の方向の電流指令値であるｑ軸指令電流とによって表される指令電流ベクトルを基に、ブラシレスモータを駆動させる装置である。このモータ制御装置は、ブラシレスモータに対するトルクの指令値である指令トルクを基に、指令電流ベクトルを算出する指令電流算出部と、回転座標の実際のｄ軸である実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとの位相差を算出する位相差算出部と、指令電流算出部によって算出された指令電流ベクトルの向きを位相差に応じて変更する変更部と、変更部によって向きが変更された指令電流ベクトルを基に、ブラシレスモータを駆動させる駆動制御部と、を備える。
　上記構成によれば、指令トルクを基に算出された指令電流ベクトルの向きが、上記位相差に応じて変更される。そして、変更後の指令電流ベクトルを基にブラシレスモータの駆動が制御される。このように位相差を反映した指令電流ベクトルを基にブラシレスモータを駆動させることにより、当該指令電流ベクトルのｄ軸の方向の成分であるｄ軸指令電流と、ｄ軸の方向の電流成分であるｄ軸電流との乖離が生じにくい。同様に、当該指令電流ベクトルのｑ軸の方向の成分であるｑ軸指令電流と、ｑ軸の方向の電流成分であるｑ軸電流との乖離が生じにくい。その結果、ブラシレスモータの出力トルクと指令トルクとの乖離が生じにくくなる。したがって、ブラシレスモータの制御性を向上させることが可能となる。
実施形態のモータ制御装置と、同モータ制御装置によって制御されるブラシレスモータとを示す概略構成図。 推定ｄ軸の向きが実ｄ軸の向きと一致しているときの指令電流ベクトルを説明するグラフ。 実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとが乖離しているときの指令電流ベクトルを説明するグラフ。 比較例において、指令電流ベクトルの向きが修正される様子を説明するグラフ。 実施形態において、位相差に応じて指令電流ベクトルが変更される様子を説明するグラフ。
　以下、モータ制御装置の一実施形態を図１～図５に従って説明する。
　図１には、本実施形態のモータ制御装置１０と、モータ制御装置１０によって制御されるブラシレスモータ１００とが図示されている。ブラシレスモータ１００は、車載のブレーキ装置におけるブレーキ液の吐出用の動力源として用いられる。ブラシレスモータ１００は、永久磁石埋込型同期モータである。ブラシレスモータ１００は、複数の相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）のコイルと、突極性を有するロータ１０５とを備えている。ロータ１０５としては、例えば、Ｎ極とＳ極とが一極ずつ着磁されている２極ロータを挙げることができる。
　モータ制御装置１０は、ベクトル制御によってブラシレスモータ１００を駆動させる。このようなモータ制御装置１０は、指令電流決定部１３、指令電圧算出部１４、２相／３相変換部１５、インバータ１６、３相／２相変換部１７、位相差導出部１８、回転速度取得部１９及び回転角取得部２０を有している。本実施形態では、指令電圧算出部１４、２相／３相変換部１５及びインバータ１６により、指令電流決定部１３によって決定されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を基に、ブラシレスモータ１００を駆動させる駆動制御部２５が構成されている。
　また、モータ制御装置１０は、ブラシレスモータ１００の電源であるバッテリ２００の電圧である電源電圧Ｖｄｃを取得する電圧取得部１１を有している。電源電圧Ｖｄｃは、インバータ１６を通じてブラシレスモータ１００に印加できる電圧である。
　指令電流決定部１３は、詳しくは後述するが、ベクトル制御の回転座標におけるｄ軸の方向の電流成分の指令値であるｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、回転座標におけるｑ軸の方向の電流成分の指令値であるｑ軸指令電流Ｉｑ＊とを決定する。本実施形態では、弱め界磁制御によってブラシレスモータ１００内での誘起電圧を抑えるため、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊は負の値になる。なお、ｄ軸及びｑ軸は、回転座標上で互いに直交している。
　指令電圧算出部１４は、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊と、ｄ軸電流Ｉｄとに基づいたフィードバック制御によって、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊を算出する。ｄ軸電流Ｉｄとは、ブラシレスモータ１００への給電によって回転座標上で発生した電流ベクトルのうちの推定ｄ軸の方向の電流成分を示す値である。また、指令電圧算出部１４は、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊と、ｑ軸電流Ｉｑとに基づいたフィードバック制御によって、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。ｑ軸電流Ｉｑとは、ブラシレスモータ１００への給電によって回転座標上で発生した電流ベクトルのうちの推定ｑ軸の方向の電流成分を示す値である。
　なお、推定ｄ軸とは、回転座標のｄ軸と推定される軸のことである。回転座標の実際のｄ軸のことを実ｄ軸という。また、回転座標の実際のｑ軸のことを実ｑ軸といい、回転座標のｑ軸と推定される軸のことを推定ｑ軸という。
　２相／３相変換部１５は、ロータ１０５の回転角であるロータ回転角θを基に、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を、Ｕ相指令電圧ＶＵ＊と、Ｖ相指令電圧ＶＶ＊と、Ｗ相指令電圧ＶＷ＊とに変換する。Ｕ相指令電圧ＶＵ＊は、Ｕ相のコイルに印加する電圧の指令値である。Ｖ相指令電圧ＶＶ＊は、Ｖ相のコイルに印加する電圧の指令値である。Ｗ相指令電圧ＶＷ＊は、Ｗ相のコイルに印加する電圧の指令値である。
　インバータ１６は、バッテリ２００から供給される電力によって動作する複数のスイッチング素子を有している。インバータ１６は、２相／３相変換部１５から入力されたＵ相指令電圧ＶＵ＊と、スイッチング素子のオン／オフ動作によってＵ相信号を生成する。また、インバータ１６は、入力されたＶ相指令電圧ＶＶ＊と、スイッチング素子のオン／オフ動作によってＶ相信号を生成する。また、インバータ１６は、入力されたＷ相指令電圧ＶＷ＊と、スイッチング素子のオン／オフ動作によってＷ相信号を生成する。すると、Ｕ相信号がブラシレスモータ１００のＵ相のコイルに入力され、Ｖ相信号がＶ相のコイルに入力され、Ｗ相信号がＷ相のコイルに入力される。
　３相／２相変換部１７には、ブラシレスモータ１００のＵ相のコイルに流れた電流であるＵ相電流ＩＵが入力され、Ｖ相のコイルに流れた電流であるＶ相電流ＩＶが入力され、Ｗ相のコイルに流れた電流であるＷ相電流ＩＷが入力される。そして、３相／２相変換部１７は、ロータ回転角θを基に、Ｕ相電流ＩＵ、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷを、ｄ軸の方向の電流成分であるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸の方向の電流成分であるｑ軸電流Ｉｑに変換する。
　位相差導出部１８は、実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとの位相差Δθを導出する。ここでいう位相差Δθは、推定ｄ軸の向きから実ｄ軸の向きを引いた値である。位相差Δθを導出する方法としては、例えば、誘起電圧方式を挙げることができる。この場合、位相差導出部１８は、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊と、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとを基に、実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとの位相差Δθを導出する。
　回転速度取得部１９は、ロータ１０５の回転速度であるロータ回転数Ｖｍｔを取得する。例えば、回転速度取得部１９は、位相差導出部１８によって導出された位相差Δθを比例積分することにより、ロータ１０５の回転速度としてロータ回転数Ｖｍｔを求める。
　回転角取得部２０は、ロータ回転角θを取得する。例えば、回転角取得部２０は、ロータ回転数Ｖｍｔを積分することにより、ロータ回転角θを求める。
　次に、指令電流決定部１３について詳述する。
　図１に示すように、指令電流決定部１３は、指令トルク導出部３１と、マップ記憶部３２と、指令電流導出部３３と、変更部３４とを有している。
　指令トルク導出部３１は、ブラシレスモータ１００に対するトルクの指令値である指令トルクＴＲ＊を導出する。すなわち、指令トルク導出部３１は、ブラシレスモータ１００の負荷トルクの推定値ＴＲＬｄと、ロータ回転数の指令値である指令回転数Ｖｍｔ＊と、回転速度取得部１９によって取得されたロータ回転数Ｖｍｔとを基に、指令トルクＴＲ＊を導出する。
　ここで、ブラシレスモータ１００の負荷は、例えばブレーキ装置内を循環するブレーキ液の粘度が高いほど大きくなりやすい。ブレーキ液の温度が高いほどブレーキ液の粘度が低くなりやすい。そのため、負荷トルクの推定値ＴＲＬｄは、ブレーキ液の温度が高いほど小さくなる。
　指令トルクＴＲ＊の導出処理の一例について説明する。指令トルク導出部３１は、指令回転数Ｖｍｔ＊とロータ回転数Ｖｍｔとの偏差を入力とするフィードバック制御によって補正トルクＴＲＡを算出する。そして、指令トルク導出部３１は、算出した補正トルクＴＲＡと負荷トルクの推定値ＴＲＬｄとの和を指令トルクＴＲ＊として導出する。
　指令電流導出部３３は、指令トルク導出部３１によって導出された指令トルクＴＲ＊と、電圧取得部１１によって取得された電源電圧Ｖｄｃと、回転速度取得部１９によって取得されたロータ回転数Ｖｍｔとを基に、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を導出する、すなわち指令電流ベクトルＨＣを導出する。指令電流ベクトルＨＣのｄ軸の方向の電流成分を示す値がｄ軸指令電流Ｉｄ＊であり、指令電流ベクトルＨＣのｑ軸の方向の電流成分を示す値がｑ軸指令電流Ｉｑ＊である。本実施形態では、指令電流導出部３３は、マップ記憶部３２に記憶されているマップを用い、電源電圧Ｖｄｃ、指令トルクＴＲ＊及びロータ回転数Ｖｍｔに基づいた値をｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊として導出する。
　マップは、電源電圧Ｖｄｃと、ロータ回転数Ｖｍｔと、指令トルクＴＲ＊とを軸とするマップである。例えば、マップは、電圧制限円及び電流制限円を考慮して作成されたマップである。そのため、推定ｄ軸の向きが実ｄ軸の向きと一致するとともに、推定ｑ軸の向きが実ｑ軸の向きと一致するという条件の下でマップを用いてｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を算出した場合、回転座標上では、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊によって表される点が、電圧制限円と電流制限円とによって囲まれた領域に含まれることとなる。
　ここで、電流制限円は、インバータ１６を構成するスイッチング素子に流せる電流の上限である上限電流Ｉｄｑｌｉｍｉｔから定まるｄ軸とｑ軸との電流特性である。電流制限円の大きさは、スイッチング素子の上限電流Ｉｄｑｌｉｍｉｔが大きいほど大きくなる。
　電圧制限円は、電源電圧Ｖｄｃ及びブラシレスモータ１００のロータ１０５の角速度ωｅに基づくｄ軸とｑ軸との電流特性である。すなわち、電源電圧Ｖｄｃ及び角速度ωｅの少なくとも一方が変化すると、電圧制限円ＣＲ２の形状は変わる。
　変更部３４は、位相差導出部１８によって導出された位相差Δθに応じ、指令電流導出部３３によって導出された指令電流ベクトルＨＣの大きさを変えることなく、当該指令電流ベクトルＨＣの向きを変更する。すなわち、変更部３４は、位相差Δθを基に、実ｄ軸の向きに対して推定ｄ軸の向きが遅角していると判定できるときには、指令電流ベクトルＨＣの向きを進角側に変更する。一方、変更部３４は、位相差Δθを基に、実ｄ軸の向きに対して推定ｄ軸の向きが進角していると判定できるときには、指令電流ベクトルＨＣの向きを遅角側に変更する。しかも、このときの指令電流ベクトルＨＣの向きの変更量は、位相差Δθの絶対値と等しい。つまり、位相差Δθの絶対値が大きいほど、変更部３４による指令電流ベクトルＨＣの向きの変更量が多くなる。
　次に、本実施形態の作用及び効果について説明する。
　はじめに、位相差Δθに基づいて指令電流ベクトルＨＣの向きを変更しないでブラシレスモータ１００を駆動させる比較例について説明する。図２、図３及び図４には、電流制限円ＣＲ３と電圧制限円ＣＲ２との双方が図示されている。ブラシレスモータ１００のロータ１０５が突極性を有している場合、ｄ軸の方向のインダクタンスＬｄはｑ軸の方向のインダクタンスＬｑと相違しているため、電圧制限円ＣＲ２は楕円となる。しかし、図２～図４では、説明理解の便宜上、電圧制限円ＣＲ２が真円として描かれている。
　図２には、実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとが一致しており、位相差Δθが「０°」である場合が図示されている。電流制限円ＣＲ３と電圧制限円ＣＲ２との交点におけるｄ軸電流Ｉｄをｄ軸電流ＩｄＡとし、当該交点におけるｑ軸電流Ｉｑをｑ軸電流ＩｑＡとした場合、図２～図４に示す例では、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊がｄ軸電流ＩｄＡとなるとともに、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊がｑ軸電流ＩｑＡとなるような指令電流ベクトルＨＣが導出される。図２に示すように位相差Δθが「０°」である場合、回転座標上では、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｑ軸指令電流Ｉｑ＊とによって表される点である指令点が、電流制限円ＣＲ３と電圧制限円ＣＲ２とによって囲まれた領域に含まれている。そのため、比較例では、図２に示す指令電流ベクトルＨＣを基に、ブラシレスモータ１００の駆動が制御される。
　この場合、ブラシレスモータ１００の制御に実際に用いられる実ｄ軸指令電流は、指令電流ベクトルＨＣのｄ軸の方向の電流成分を示す値であるｄ軸電流ＩｄＡとなる。また、ブラシレスモータ１００の制御に実際に用いられる実ｑ軸指令電流は、指令電流ベクトルＨＣのｑ軸の方向の電流成分を示す値であるｑ軸電流ＩｑＡとなる。その結果、３相／２相変換部１７から出力されるｄ軸電流Ｉｄとｄ軸指令電流Ｉｄ＊（＝ＩｄＡ）との間に乖離が生じにくいとともに、３相／２相変換部１７から出力されるｑ軸電流Ｉｑとｑ軸指令電流Ｉｑ＊（＝ＩｑＡ）との間に乖離が生じにくい。したがって、ブラシレスモータ１００の出力トルクと指令トルクＴＲ＊との乖離が生じにくい。
　図３には、実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとが乖離しており、位相差Δθが「０°」ではない場合の一例が図示されている。位相差Δθが「０°」ではない場合、マップを用いてｄ軸指令電流Ｉｄ＊がｄ軸電流ＩｄＡとなるとともにｑ軸指令電流Ｉｑ＊がｑ軸電流ＩｑＡとなるように指令電流ベクトルＨＣを導出しても、実際に導出された指令電流ベクトルＨＣにおけるｄ軸指令電流Ｉｄ＊はｄ軸電流ＩｄＢとなり、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊はｑ軸電流ＩｑＢとなる。回転座標上では、ｄ軸電流ＩｄＢとｑ軸電流ＩｑＢとで表される点は、電流制限円ＣＲ３と電圧制限円ＣＲ２とによって囲まれた領域に含まれない。そのため、比較例では、位相差Δθが「０°」ではない場合、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｑ軸指令電流Ｉｑ＊とで表される点が電流制限円ＣＲ３と電圧制限円ＣＲ２とによって囲まれた領域に含まれるように、指令電流ベクトルＨＣが変更される。
　ここで、図３を参照し、比較例での指令電流ベクトルＨＣの変更方法について説明する。図３に二点鎖線で示す直線Ｚは、推定ｑ軸と平行であるとともに、ｄ軸電流ＩｄＢとｑ軸電流ＩｑＢとで表される点を通過する線である。比較例では、指令電流ベクトルＨＣが、直線Ｚと電圧制限円ＣＲ２との交点に向かうベクトルとなるように修正される。この修正後の指令電流ベクトルＨＣは、直線Ｚと電圧制限円ＣＲ２との交点のｄ軸電流ＩｄＣをｄ軸指令電流Ｉｄ＊とし、当該交点のｑ軸電流ＩｑＣをｑ軸指令電流Ｉｑ＊とする電流ベクトルである。このように指令電流ベクトルＨＣが修正されると、修正後の指令電流ベクトルＨＣの大きさは、修正前の指令電流ベクトルＨＣの大きさよりも小さくなる。つまり、ｑ軸電流ＩｑＣの二乗と、ｄ軸電流ＩｄＣの二乗との和は、ｑ軸電流ＩｑＢの二乗と、ｄ軸電流ＩｄＢの二乗との和よりも小さい。そのため、修正後の指令電流ベクトルＨＣを基にブラシレスモータ１００を駆動させた場合、位相差Δθの分、ブラシレスモータ１００の出力トルクと指令トルクＴＲ＊との間に乖離が生じてしまう。図３に示す例では、ブラシレスモータ１００の出力トルクは、位相差Δθの分、指令トルクＴＲ＊よりも小さくなる。
　次に、図５を参照し、本実施形態について説明する。なお、図５でも、説明理解の便宜上、電圧制限円ＣＲ２が真円として描かれている。
　これに対し、図５に示すように、実ｄ軸の向きと推定ｄ軸の向きとが乖離していると、指令電流導出部３３によって導出された指令電流ベクトルＨＣの向きが、位相差Δθに応じて、変更部３４によって変更される。本実施形態では、指令電流ベクトルＨＣの大きさを変更することなく、指令電流ベクトルＨＣの向きが、位相差Δθの分、変更される。図５に示す例では、変更後の指令電流ベクトルＨＣのｄ軸の方向の電流成分を示す値がｄ軸電流ＩｄＤとなり、変更後の指令電流ベクトルＨＣのｑ軸の方向の電流成分を示す値がｑ軸電流ＩｑＤとなる。すなわち、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊は、ｄ軸電流ＩｄＢからｄ軸電流ＩｄＤに変更されるとともに、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊は、ｑ軸電流ＩｑＢからｑ軸電流ＩｑＤに変更される。この場合、ｑ軸電流ＩｑＤの二乗と、ｄ軸電流ＩｄＤの二乗との和は、ｑ軸電流ＩｑＢの二乗と、ｄ軸電流ＩｄＢの二乗との和と同じである。
　しかも、図５に示すように、ｄ軸電流ＩｄＤとｑ軸電流ＩｑＤとで表される点は、電流制限円ＣＲ３と電圧制限円ＣＲ２との交点である。つまり、ｄ軸電流ＩｄＤとｑ軸電流ＩｑＤとで表される点は、電流制限円ＣＲ３及び電圧制限円ＣＲ２の双方に囲まれる領域に含まれている。そのため、変更後のｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊を基にブラシレスモータ１００が駆動される。この場合、３相／２相変換部１７から出力されるｄ軸電流Ｉｄと変更後のｄ軸指令電流Ｉｄ＊（＝ＩｄＤ）との乖離が生じにくいとともに、３相／２相変換部１７から出力されるｑ軸電流Ｉｑと変更後のｑ軸指令電流Ｉｑ＊（＝ＩｑＤ）との乖離が生じにくい。その結果、ブラシレスモータ１００の出力トルクと指令トルクＴＲ＊との乖離が生じにくくなる。したがって、位相差Δθが「０°」ではない状況下であってもブラシレスモータ１００の制御性を向上させることができる。
　なお、図５に示す例では、推定ｄ軸の向きが実ｄ軸の向きよりも遅角側に位置しているため、指令電流ベクトルＨＣが進角側に変更されている。推定ｄ軸の向きが実ｄ軸の向きよりも遅角側に位置する事象は、ロータ回転数Ｖｍｔが増大するときに生じやすい。すなわち、本実施形態では、ロータ回転数Ｖｍｔが増大しているときのブラシレスモータ１００の制御性を向上させることができる。
　一方、ロータ回転数Ｖｍｔが減少するときには、推定ｄ軸の向きが実ｄ軸の向きよりも進角側に位置することもある。この場合、本実施形態では、位相差Δθの分、指令電流ベクトルＨＣが遅角側に変更される。そして、遅角側に変更した後の指令電流ベクトルＨＣを基にブラシレスモータ１００を駆動させることにより、ロータ回転数Ｖｍｔが減少しているときのブラシレスモータ１００の制御性を向上させることができる。
　ちなみに、本実施形態における指令電流導出部３３では、ロータ回転数Ｖｍｔと、電源電圧Ｖｄｃと、指令トルクＴＲ＊と、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとの関係を示すマップを用い、指令電流ベクトルＨＣが導出される。そして、算出した指令電流ベクトルＨＣの向きを位相差Δθに応じて変更し、変更後の指令電流ベクトルＨＣに基づいてブラシレスモータ１００が制御される。変更後の指令電流ベクトルＨＣの大きさは、変更前の指令電流ベクトルＨＣの大きさと変わらない。そのため、ブラシレスモータ１００の出力トルクと指令トルクＴＲ＊との乖離を抑制することができる。
　上記実施形態は、以下のように変更して実施することができる。上記実施形態及び以下の変更例は、技術的に矛盾しない範囲で互いに組み合わせて実施することができる。
　・指令電流導出部３３では、マップを用いることなく、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊、すなわち指令電流ベクトルＨＣを導出するようにしてもよい。例えば、電源電圧Ｖｄｃ、指令トルクＴＲ＊及びロータ回転数Ｖｍｔを変数とする計算式を用いた計算によって、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊及びｑ軸指令電流Ｉｑ＊、すなわち指令電流ベクトルＨＣを算出するようにしてもよい。
　・指令トルク導出部３１では、ブラシレスモータ１００の負荷トルクの推定値ＴＲＬｄを用いずに、指令トルクＴＲ＊を導出するようにしてもよい。この場合、指令回転数Ｖｍｔ＊とロータ回転数Ｖｍｔとの偏差ΔＶｍｔを入力とするフィードバック制御によって算出された値を指令トルクＴＲ＊とすることとなる。
　・変更部３４による指令電流ベクトルＨＣの向きの変更量は、位相差Δθに応じた量であればよい。例えば、位相差Δθにゲインを乗じた値の分、指令電流ベクトルＨＣの向きを変更するようにしてもよい。この場合、ゲインは、「１」よりも小さい正の値（例えば、０．８）であってもよいし、「１」よりも大きく且つ「２」よりも小さい値（例えば、１．１）であってもよい。
　・位相差導出部１８では、上記実施形態で説明した方法とは異なる方法で位相差Δθを導出するようにしてもよい。例えば、位相差Δθの算出方法としては、例えば、「特開２０１２－４４７５１号公報」に開示されているように、高周波の電圧信号をｄ軸指令電圧Ｖｄ＊に加算し、このときのｄ軸電流Ｉｄの高周波成分を基に位相差Δθを導出する方法を挙げることができる。
　・モータ制御装置１０は、コンピュータプログラム（ソフトウェア）に従って動作する１つ以上のプロセッサ、各種処理のうち少なくとも一部の処理を実行する専用のハードウェア（特定用途向け集積回路：ＡＳＩＣ）などの１つ以上の専用のハードウェア回路又はこれらの組み合わせを含む回路として構成し得る。プロセッサは、ＣＰＵ並びに、ＲＡＭ及びＲＯＭ等のメモリを含み、メモリは、処理をＣＰＵに実行させるように構成されたプログラムコード又は指令を格納している。メモリ、すなわち記憶媒体は、汎用又は専用のコンピュータでアクセスできるあらゆる利用可能な媒体を含む。
　・ブラシレスモータ１００のロータ１０５は、突極性を有さないものであってもよい。この場合、ｄ軸の方向のインダクタンスＬｄは、ｑ軸の方向のインダクタンスＬｑと同じとなる。そのため、電圧制限円ＣＲ２は、楕円ではなく真円となる。
　・ブラシレスモータ１００に適用されるロータ１０５は、２極ロータではなく、４極ロータであってもよい。
　・モータ制御装置１０が適用されるブラシレスモータは、車載のブレーキ装置とは別のアクチュエータの動力源であってもよい。

Claims (4)

  1. 　ベクトル制御の回転座標のｄ軸と推定される軸である推定ｄ軸の方向の電流指令値であるｄ軸指令電流、及び、前記回転座標のｑ軸と推定される軸である推定ｑ軸の方向の電流指令値であるｑ軸指令電流とによって表される指令電流ベクトルを基に、ブラシレスモータを駆動させるモータ制御装置において、
    　前記ブラシレスモータに対するトルクの指令値である指令トルクを基に、前記指令電流ベクトルを導出する指令電流導出部と、
    　前記回転座標の実際のｄ軸である実ｄ軸の向きと前記推定ｄ軸の向きとの位相差を導出する位相差導出部と、
    　前記指令電流導出部によって導出された前記指令電流ベクトルの向きを前記位相差に応じて変更する変更部と、
    　前記変更部によって向きが変更された前記指令電流ベクトルを基に、前記ブラシレスモータを駆動させる駆動制御部と、を備える
    　ことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記変更部は、
    　前記実ｄ軸の向きに対して前記推定ｄ軸の向きが遅角しているときには、前記指令電流ベクトルの向きを進角側に変更する一方、
    　前記実ｄ軸の向きに対して前記推定ｄ軸の向きが進角しているときには、前記指令電流ベクトルの向きを遅角側に変更する
    　請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記ブラシレスモータの負荷トルクを基に前記指令トルクを導出する指令トルク導出部を備える
    　請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記ブラシレスモータのロータの回転速度を取得する回転速度取得部と、
    　前記ブラシレスモータの電源の電圧である電源電圧を取得する電圧取得部と、
    　前記ロータの回転速度と、前記電源電圧と、前記指令トルクと、前記ｄ軸指令電流及び前記ｑ軸指令電流との関係を示すマップを記憶するマップ記憶部と、を備え、
    　前記指令電流導出部は、前記マップを用い、前記指令トルク、前記電源電圧、及び、前記ロータの回転速度に基づく前記ｄ軸指令電流及び前記ｑ軸指令電流によって前記指令電流ベクトルを導出する
    　請求項１～請求項３のうち何れか一項に記載のモータ制御装置。
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