JP2002369574A - 同期電動機のセンサレス制御システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】電動機電流センサを用いずに信頼性を確保し、
なお且つ、リンギング等のノイズの影響を受け難い高性
能な同期電動機の駆動システムを提供する。 【解決手段】本発明の同期電動機の駆動システムは、同
期電動機を駆動するインバータの直流電流を検出し、そ
の大きさから、電動機に流れるトルク電流成分を推定
し、その推定値に基づいて電動機への印加電圧を決定
し、トルク電流の推定値を用いて、電動機内部の磁極軸
推定演算を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、同期電動機の制御
システムに関し、特に電動機の速度・位置を検出するセ
ンサと電動機電流センサを用いずに、簡略化した制御構
成の高精度・高性能な同期電動機駆動システムに関す
る。

【０００２】

【従来の技術】同期電動機の磁極位置の検出、あるいは
電動機電流の検出を行うことなく、同期電動機を制御す
る方法で、位置センサを用いない方法に、図３３に示す
ものがある。この従来技術では、位置センサの代わり
に、電動機電流を検出する電流センサを用いる。この従
来技術は、同期電動機の位置センサ付きベクトル制御に
基づいて、位置センサの代わりに、磁極位置推定器と速
度推定器を設ける（以後、ベクトル制御型センサレス方
式と呼ぶ）。この構成は、磁極位置の検出部と速度の検
出部以外は、位置センサを付けたベクトル制御方式と全
く同じである。

【０００３】図３３において、符号１は回転速度指令ω
ｒ* の速度指令発生器、２Ｙは電動機の制御装置、３は
電圧指令をＰＷＭ（パルス幅変調）パルスに変換するＰ
ＷＭ発生器、４はインバータ、５は同期電動機、６は機
械角周波数を電気角周波数に変換する変換ゲイン、８は
ｄ軸電流指令Ｉｄ* を発生するＩｄ* 発生器、１１はｄ
ｑ軸上の電圧指令Ｖdc*，Ｖqc*を演算する電圧指令演算
器、１２はｄｑ軸上の値を三相交流の値に変換するｄｑ
逆変換器、１３は信号の加算減算を行う加算器、２７は
速度推定値が速度指令に一致するようにＩｑ* を調整す
る速度制御器、３０は電流推定値Ｉdc，Ｉqcが、各々の
指令値Ｉｄ*，Ｉｑ*に一致するように、電圧指令Ｖdc
*，Ｖqc*に補正を加える電流制御器、３７は電動機の磁
極軸を推定する磁極位置推定器、３８は電動機の回転速
度を推定する速度推定器、３９は三相交流を回転座標上
の値に変換するｄｑ座標変換器、４１はインバータの直
流電源、４２はインバータの主回路部、４３はＰＷＭパ
ルスに基づいてインバータ主回路の半導体スイッチング
素子Ｓup〜Ｓwnをオン・オフするゲートドライバ、４４
は電動機の電流を検出する電流センサである。

【０００４】図３３の磁極位置推定器３７が、磁極位置
センサに相当し、速度推定器３８が速度センサに相当す
る。また、速度制御器２７と電流制御器３０を、位置セ
ンサ付きベクトル制御装置と同様に備えており、速度，
電流が各々の指令値に一致するように自動調整する。こ
れは、例えば、平成１２年電気学会産業応用部門全国大
会，講演論文集［ＩＩＩ］，Ｎo.９７，ｐ.９６３−９
６６,「軸誤差の直接推定演算による永久磁石同期モー
タの位置センサレス制御」に記載されている。

【０００５】位置センサと電動機電流センサのいずれも
用いない図３４に示す制御方法の従来技術が、特開平６
−１５３５２６号公報や、特開平８−１９２６３号公報
に開示されている。図３４で符号４０はインバータの直
流電流Ｉ０とＰＷＭパルス波形から、電動機電流を推定
演算するモータ電流推定器であり、他の符号は、図３３
と同一である。

【０００６】図３４では、電動機電流を直接検出せず
に、インバータの直流電流を電流センサ４４で検出す
る。モータ電流推定器４０では、直流電流の検出値Ｉ０
と、PWM発生器３の出力パルス波形に基づいて電動機電
流を推定し、この推定値Ｉ１ｃを制御装置２Ｙへ出力す
る。制御装置２Ｙでは、Ｉ１ｃに基づいて、例えば図３
３と同様に、ベクトル型センサレス制御する。

【０００７】次に、モータ電流推定器４０の動作を、図
３５（ａ）〜（ｃ）を用いて説明する。図３５（ａ）〜
（ｃ）は、各相のＰＷＭパルス波形を示しており、それ
ぞれ「１」の時にプラス側のスイッチ（Ｓup，Ｓvp，Ｓ
wp）をオン、「０」の時にはマイナス側のスイッチ（Ｓ
un，Ｓvn，Ｓwn）をオンする。今、電動機電流が図３５
（ｄ）のような場合を仮定すると、インバータの直流電
流検出値Ｉ０は、図３５（ｅ）のような波形になる。図
３５（ｅ）の波形には、次の４つのモードがある。 （１）モード１：Ｓup＝ＯＮ，Ｓvp＝ＯＮ，Ｓwp＝ＯＮ
→ Ｉ０＝０ （２）モード２：Ｓup＝ＯＮ，Ｓvp＝ＯＮ，Ｓwp＝ＯＦ
Ｆ → Ｉ０＝Ｉｕ＋Ｉｖ＝−Ｉｗ （３）モード３：Ｓup＝ＯＮ，Ｓvp＝ＯＦＦ，Ｓwp＝Ｏ
ＦＦ → Ｉ０＝Ｉｕ （４）モード４：Ｓup＝ＯＦＦ，Ｓvp＝ＯＦＦ，Ｓwp＝
ＯＦＦ→ Ｉ０＝０ よって、モード（３）で直流電流を検出すれば「Ｉｕ」
を検出でき、また、モード（２）では「Ｉｗ」を検出で
きる。Ｉｖは、ＩｕとＩｗとから演算して求めればよ
い。このように、インバータ主回路のスイッチ状態と直
流電流値から、電動機電流を再現することが可能であ
り、電動機電流を推定できれば、前述のベクトル制御型
センサレス方式が実現できる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】図３３に示したベクト
ル制御型センサレス方式の場合、電動機に電流センサ４
４が必須であり、センサ４４を用いることによる信頼性
の低下の問題や、高精度な制御を実現するためには高価
な電流センサを用いる必要があるなど、コスト面での問
題がある。また、図３２の方法では、スイッチングに伴
って発生する電流の高周波振動（リンギング）の問題が
ある。リンギングは、電動機の配線ケーブルが長いほど
発生しやすので、本来検出すべき電流値を検出すること
が困難になる。また、電動機の回転周波数が低い条件で
は、ＰＷＭパルスの幅が狭くなり、例え配線ケーブルを
短くしても、ノイズの影響を受けやすくなり、検出精度
が劣化する。

【０００９】本発明は、電動機電流センサを用いずに信
頼性を確保し、なお且つ、リンギング等のノイズの影響
を受け難い高性能な同期電動機の駆動システムを提供す
ることを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明の同期電動機の駆
動システムは、同期電動機を駆動するインバータの直流
電流を検出し、その大きさから、電動機に流れるトルク
電流成分を推定し、その推定値に基づいて電動機への印
加電圧を決定し、トルク電流の推定値を用いて、電動機
内部の磁極軸推定演算を行う。

【００１１】本発明の同期電動機の駆動システムは、同
期電動機と、該同期電動機に交流を印加するインバータ
と、該インバータへ電力を供給する直流電源と、該直流
電源から前記インバータに供給する電流を検出する手段
と、前記同期電動機に回転数指令を与える手段と、前記
同期電動機内部の磁極軸を仮定したｄｃ軸と、該ｄｃ軸
に直交する軸であるｑｃ軸のそれぞれの軸上の電流指令
Ｉｄ*と電流指令Ｉｑ*とを与える手段と、前記電流指令
Ｉｄ*と電流指令Ｉｑ*と前記回転数指令とに基づいて、
ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令を演算する手段とを備えてい
て、該電圧指令に基づいて、前記インバータに制御信号
を送り、前記直流電源の電流検出値に基づいて、前記同
期電動機内部のトルク電流成分を推定演算し、該推定演
算値に基づいて、前記電流指令Ｉｑ* を生成する。

【００１２】

【発明の実施の形態】以下本発明の実施例を図面を用い
て詳しく説明する。

【００１３】（実施例１）図１に本実施例の構成図を示
す。図１において、符号１は電動機に回転速度指令ωｒ
* を与える速度指令発生器、２は電動機の印加電圧を演
算する制御装置、３は電圧指令Ｖ１* に基づいて、イン
バータ４を駆動するパルスを生成するPWM（パルス幅変
調）発生器、４は電動機を駆動する半導体スイッチング
素子からなるインバータ、５は制御対象の同期電動機、
６は回転速度指令ωｒ* を、電動機の電気角周波数指令
ω１* に変換する変換ゲイン（Ｐは電動機の極数）、７
は電気角周波数指令ω１* に基づいて、制御装置内部の
交流位相θｃを演算する積分器、８は電動機の磁極軸成
分（ｄ軸成分）の電流指令Ｉｄ* を与えるＩｄ* 発生
器、９はインバータの直流電流検出値Ｉ０に基づいて、
電動機のトルク電流成分を推定演算するＩｑ推定器、１
０は電動機のトルク電流成分（ｑ軸成分）推定値Ｉqcに
基づいて、電流指令Ｉｑ* を演算するＩｑ* 演算器、１
１は電気角周波数指令ω１* ，電流指令Ｉｄ* ，電流指
令Ｉｑ* に基づいて、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖdc
*，Ｖqc*を演算する電圧指令演算器、１２はｄｃ−ｑｃ
軸上の電圧指令Ｖdc*，Ｖqc*を、三相交流軸上の値に変
換するｄｑ逆変換器、４１はインバータ４の主回路電源
を構成する直流電源部、４２はインバータの主回路部、
４３は主回路へのゲート信号を発生するゲート・ドライ
バ、４４はインバータの直流電流を検出する電流セン
サ、４１１はインバータ４に電力を供給する三相交流電
源、４１２は三相交流電源を整流するダイオード・ブリ
ッジ、４１３は直流電源に含まれる脈動成分を抑制する
平滑コンデンサである。

【００１４】図２に示す本実施例の電動機駆動システム
は、交流電源，制御・インバータ部，電動機に分けられ
る。図２に示すように、制御・インバータ部にある制御
ボード上に、上記符号１から３に示す機能を備えてい
て、これらはマイクロ・プロセッサーをベースにしたデ
ィジタル回路である。また、インバータ主回路部，電流
検出部なども、一つの装置内に実装されている。

【００１５】次に、図１に基づいて、本実施例の動作を
説明する。速度指令ωｒ* に基づき、電動機の電気角周
波数指令ω１* が、変換ゲイン６の出力として得られ
る。積分器７では、電気角周波数指令ω１* を積分し
て、制御器内部での交流位相θｃを得る。

【００１６】また、Ｉｑ推定器９では、直流電流検出値
Ｉ０に基づいて、電動機のトルク電流成分を推定演算
し、Ｉｑ* 演算器では、その電動機のトルク電流成分推
定値Ｉqcに基づいて電流指令Ｉｑ* を演算する。Ｉｄ*
発生器８では、所定の電流指令Ｉｄ* を発生し、例え
ば、電動機の回転子構造が非突極型の場合は電流指令Ｉ
ｄ*＝０を与える。電圧指令演算器１１では、電動機の
電気角周波数指令ω１*と電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*に基づ
いて、同期電動機５への印加電圧である電圧指令Ｖdc*
と電圧指令Ｖqc*を下式で演算する。

【００１７】

【数１】

【００１８】式（１）の演算式は、通常のベクトル制御
で用いているものであって、例えば、「ＡＣサーボシス
テムの理論と設計の実際」杉本英彦著，総合電子出版、
ｐ.７８の式（４.６）に記載がある。

【００１９】次に、式（１）で求めた電圧指令Ｖdc*と
Ｖqc*を、交流位相θｃを用いて三相交流軸上の電圧指
令値Ｖ１* に座標変換する。ＰＷＭ発生器３では、電圧
指令値Ｖ１* をＰＷＭパルス信号に変換する。ゲート・
ドライバ４３は、このパルス信号に基づいてスイッチン
グ素子を駆動し、同期電動機５に電圧指令Ｖdc*，Ｖqc*
に相当する電圧を印加する。

【００２０】次に、各部の動作を説明する。電圧指令演
算器１１では、式（１）に基づいて、電圧指令を演算す
る。式（１）をブロック図で表すと、図３のようにな
る。図３において、符号１３は加算器（減算も含む）、
１４は乗算器、１１１は電動機の抵抗値（Ｒ）に相当す
るゲイン、１１２はｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）に相当
するゲイン、１１３はｑ軸インダクタンス（Ｌｑ）に相
当するゲイン、１１４は発電定数（Ｋｅ）に相当するゲ
インである。

【００２１】式（１）と図３とに示すように、電圧指令
は電動機の定数のＲ，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｋｅを用いて演算す
る。これらの電動機定数が正確であれば、電動機は指令
値通りの回転速度，電流値で駆動する。電圧指令演算器
１１に与える電気角周波数指令ω１* と電流指令Ｉｄ*
は、電動機の負荷状態に無関係に与えることができる
が、電流指令Ｉｑ* は、電動機が必要なトルクに応じて
与える必要があり、電流指令Ｉｑ* と、実際のトルク負
荷とに差異が生じると、電動機の磁極軸と制御軸とが一
致せず、不安定やトルク不足の原因になるので、電流指
令Ｉｑ* を如何に作成するかが制御のポイントになる。
図３３に示した従来技術のベクトル制御型センサレス方
式では、速度制御器２７の出力を電流指令Ｉｑ* として
いる。しかし、ベクトル制御型センサレス方式の場合、
速度推定器や、速度制御器といった構成要素が必要とな
り、制御構成が複雑になるため、本実施例では、直流電
流検出値Ｉ０からトルク電流成分を推定演算し、その推
定値Ｉqcに基づいて、電流指令Ｉｑ* を作成する。

【００２２】図４に、Ｉｑ推定器９の構成を示す。図４
において、符号１３と１４は、図３と同一である。図４
で、符号１５は、直流電圧の設定値Ｖ０を発生するＶ０
*発生器、１６は電力の換算ゲイン、１７は除算器、１
８は信号を１サンプル周期だけ遅延する遅延器である。

【００２３】次に、図４の動作を説明する。電動機が消
費する電力に関して、直流電源部と、ｄｑ座標軸上との
関係を式で表現すると、

【００２４】

【数２】

【００２５】のようになる。ここで、係数３／２は、ｄ
ｑ座標の変換に相対変換を用いた場合の係数である。絶
対変換を用いれば、係数は１となる。式（２）を変形す
ると、

【００２６】

【数３】

【００２７】となり、直流電流検出値Ｉ０から電動機の
トルク電流成分Ｉｑが演算できる。ただし、インバータ
の直流電圧Ｖ０と電動機電圧Ｖｄ，Ｖｑ、電動機に流れ
る電流Ｉｄは、直接検出できないので、それぞれ設定
値、あるいは指令値を用いて、

【００２８】

【数４】

【００２９】として、電動機のトルク電流成分Ｉｑを推
定演算する。式（４）をブロック図で表現したものが図
４である。Ｖdc*とＶqc*は、演算周期分だけ遅れた値を
用いる。

【００３０】次に、トルク電流成分推定値Ｉqcを用いて
電流指令Ｉｑ* を作成する。図１における符号１０が、
Ｉｑ*演算器であり、ここでは次式に従って、電流指令
Ｉｑ*を演算する。

【００３１】

【数５】

【００３２】式（５）は、一次遅れフィルタであるが、
これ以外にも移動平均値などを用いてもよい。トルク電
流成分推定値Ｉqcを直接電流指令Ｉｑ* とすると、ポジ
ティブに動作し、制御系が不安定になるので、遅れ要素
を与えて安定化している。ただし、定常的にはトルク電
流成分推定値Ｉqcの基本波成分（すなわち、直流成分）
と電流指令Ｉｑ* が一致するため、結果的に電動機内部
の磁極軸と制御軸が一致し、安定した電動機駆動システ
ムが実現できる。このように本実施例によれば、制御構
成を極端に単純化した構成で、電動機を安定に駆動でき
る電動機駆動システムが実現できる。

【００３３】（実施例２）図５を用いて本実施例を説明
する。図５は、制御装置２Ｂの構成を示し、本制御装置
２Ｂを、図１の制御装置２の代わりに用いる。図５の符
号６〜１３は、実施例１の同一番号のものと同じであ
る。符号１９は、インバータの直流電流検出値Ｉ０を用
いて、電気角周波数指令ω１* に修正値ΔωＩ０を加え
るＩ０ダンピング・ゲインである。本実施例は実施例１
に、Ｉ０ダンピング・ゲイン１９を追加した。

【００３４】次に、本実施例の動作を説明する。電動機
の消費電力は、式（２）に示す関係にあるため、電動機
負荷が変化し、消費電力が増加すると、直流電圧Ｖ０が
一定であれば直流電流検出値Ｉ０が増加する。よって、
直流電流検出値Ｉ０が増加した場合は、負荷外乱が発生
し、それに伴って電動機の速度低下が生じる。電動機を
脱調させずに、負荷変動に対応するには、制御装置内部
の速度を、負荷に応じて低減すればよい。よって、直流
電流検出値Ｉ０を用いて、電気角周波数指令ω１* を修
正すれば、負荷外乱に応じて、電動機の回転速度を変化
させて、脱調を防止できる。

【００３５】なお、電気角周波数ω１* の修正量ΔωＩ
０は、定常状態では零にする必要があるので、Ｉ０ダン
ピング・ゲイン１９は、微分要素、あるいは不完全微分
要素で構成すればよい。本実施例によれば、負荷変動に
対しても安定に駆動できる。

【００３６】（実施例３）図６を用いて本実施例を説明
する。図６は、制御装置２Ｃの構成を示し、本制御装置
２Ｃを、実施例１の制御装置２の代わりに用いる。図６
において、符号６〜１３は、実施例１と同一番号のもの
と同じであり、符号２０はトルク電流の推定値Ｉqcを用
いて、電気角周波数指令ω１* に修正値Δωｑを加える
Ｉｑダンピング・ゲインである。本実施例は、実施例１
にＩｑダンピング・ゲイン２０を追加した。

【００３７】次に、本実施例の動作を説明する。実施例
２では、直流電流検出値Ｉ０を用いて、電気角周波数指
令ω１* に修正を加えたが、本実施例では、トルク電流
推定値Ｉqcを用いて電気角周波数指令ω１* を修正す
る。直流電流検出値Ｉ０は、電動機の消費電力に起因し
て変化する物理量であるが、直接負荷トルクに関係した
値ではないので、電動機速度が低い領域では、負荷トル
ク変動が大きくても直流電流検出値Ｉ０の変化は僅であ
る。従って、負荷トルクの変動に対しては、負荷トルク
と相関関係の強いトルク電流成分を用いた方が、より忠
実な電気角周波数指令ω１* の補償が実現できる。本実
施例では、トルク電流成分推定値Ｉqcを用いて電気角周
波数指令ω１* を修正し、低速域でのトルク外乱に対す
る安定性を改善した。

【００３８】なお、電気角周波数指令ω１* の修正値Δ
ωｑは、定常状態では零にする必要があるので、Ｉｑダ
ンピング・ゲイン２０は、Ｉ０ダンピング・ゲイン１９
と同様に、微分要素、あるいは不完全微分要素で構成す
る。本実施例により、低速域でのトルク負荷変動に対し
ても安定に駆動できる。

【００３９】（実施例４）図７〜図９を用いて本実施例
を説明する。図７は、制御装置２Ｄの構成を示し、本制
御装置２Ｄを、図１の制御装置２の代わりに用いる。図
７において、符号６〜１３は、前述の実施例における同
一番号のものと同じである。符号２１は電動機の磁極軸
と、制御軸との軸誤差を推定演算する軸誤差推定器、２
２は軸誤差に零指令を与える零発生器、２３は軸誤差に
基づいて電気角周波数指令ω１* への修正量を演算する
磁極軸推定ゲインである。

【００４０】次に、図７を用いて本実施例の動作を説明
する。図１の制御装置２に対して、符号２１〜２３を加
えたものが、本実施例である。軸誤差推定器２１では、
電動機内部の磁極軸と制御内の磁極軸の誤差Δθを推定
演算する。誤差Δθは、図８に示すように、電動機内部
のｄｑ軸から観測した制御軸（ｄｃ−ｑｃ軸と定義す
る）の誤差成分と定義する。誤差推定値Δθｃの演算は
下記式に従って行う。

【００４１】

【数６】 Δθｃ＝Ｋｈ(Ｉqc−Ｉｑ*) …（数６） 式（６）を具現化したブロックが、図９であって、符号
２１１は、誤差演算のための比例ゲインＫｈである。Ｉ
ｑ* は、電動機に印加している電圧値の基になっている
トルク電流指令値であり、それと現時点でのトルク電流
成分（推定値）Ｉqcとが一致していれば、軸誤差は零と
みなすことができる。仮に、両者に差が生じた場合は、
それに比例した誤差Δθが、ｄｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸との
間に発生していることになる。よって、式（６）に示す
ように、Ｉｑ* とＩqcとの差を演算し、比例ゲインＫｈ
を介して、誤差推定値Δθｃを求めることができる。

【００４２】誤差推定値Δθｃが正の場合、図８に示す
関係より、制御軸ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄｑ軸よりも進んで
いるので、電気角周波数指令ω１* を減少するように補
正量Δω１（この場合は、Δω１＜０）を加え、誤差Δ
θを減らす。逆に、誤差推定値Δθｃが負の場合は、電
気角周波数指令ω１* を増加するように補正量Δω１を
加える。これらの動作（ＰＬＬ動作）を実現しているの
が、図７におけるブロック２１〜２３である。磁極軸推
定ゲイン２３は、誤差推定値Δθｃの収束時間を決定す
る係数であり、基本的には比例ゲインでよいが、比例・
積分、あるいは微分要素等を組み合わせてもよい。本実
施例によって、軸ずれを補償し、より高性能な電動機制
御を実現できる。

【００４３】（実施例５）図１０を用いて本実施例を説
明する。図１０は、制御装置２Ｅの構成を示し、本制御
装置２Ｅを、図１の制御装置２の代わりに用いる。図１
０において、符号６〜１３と２１〜２３は、前述の実施
例の同一番号のものと同じである。符号２４は磁極軸の
誤差推定値Δθｃに基づいて、電流指令Ｉｑ* を演算す
るトルク制御器である。本実施例と、実施例４との違い
は、トルク制御器２４を追加した点である。

【００４４】次に、図１０の動作を説明する。本実施例
では、磁極軸の誤差推定値Δθｃを用いて電流指令Ｉｑ
* を決定する。電動機に印加されている交流電圧の位相
θｃは、主に電気角周波数指令ω１* の積分により与え
られているため、負荷が急変した場合、まず初めに変化
するのは誤差推定値Δθｃである。もちろん、磁極軸推
定ゲイン２３を介して、電気角周波数指令ω１* は修正
されるが、実速度に一致するまでには、ＰＬＬの設定応
答に応じた時間がかかる。よって、誤差推定値Δθｃの
変化から即座に電流指令Ｉｑ* を決定することで、高応
答なトルク制御が実現できる。

【００４５】なお、図１０におけるＩｑ* 演算器１０を
用いない場合は、誤差推定値Δθｃは、定常的に零にな
るので、トルク制御器内部に積分要素が必要になる。そ
の場合、トルク制御器２４は、ＰＩ（比例・積分）制
御、あるいはＰＩＤ（比例・積分・微分）制御等を基本
に構成すればよい。逆に、Ｉｑ* 演算器と併用する場合
は、トルク制御器は比例要素、あるいは微分要素で構成
すればよい。本実施例によればトルク変化に応じた電流
指令を迅速に得ることができる。

【００４６】（実施例６）図１１を用いて本実施例を説
明する。図１１は、制御装置２Ｆの構成を示し、本制御
装置２Ｆを、図１の制御装置２の代わりに用いる。図１
１において、符号６〜１３と２１〜２３とは、前述の実
施例の同一番号のものと同じである。符号２５は信号の
符号を反転する反転ゲイン、２６は電気角周波数を機械
角周波数に変換する変換ゲイン、２７は電動機の速度を
一定に制御する速度制御器である。本実施例と、実施例
５との構成の違いは、トルク制御器２４の代わりに符号
２５〜２７が追加された点である。

【００４７】次に、図１１の動作を説明する。本実施例
は、磁極軸推定ゲイン２３が出力する補正量Δω１を用
いて、電流指令Ｉｑ* を作成する。本実施例では、速度
偏差を迅速に零に収束させるため、速度制御器２７を設
けて電流指令Ｉｑ* を作成する。速度偏差に、電気角周
波数指令ω１* の補正量Δω１を用いて、制御構成を単
純化する。

【００４８】磁極軸推定ゲイン２３が出力する補正量Δ
ω１は、電動機の実速度が、制御装置内の速度指令より
も高い場合に正の値となるので、反転ゲイン２５を介し
て符号を反転する。これによって、従来技術の速度制御
器、例えば、図３１の速度制御器２７における入力（速
度偏差）と等価になる。次に、変換ゲイン２６により、
電動機の極対数Ｐで補正量Δω１を除算し、機械角周波
数の偏差に変換する。最後に、速度制御器２７を用い
て、電流指令Ｉｑ* を演算する。速度制御器２７は、例
えば、従来技術の速度制御に用いるＰＩ制御，ＰＩＤ制
御などを用いればよい。また、Ｉｑ* 演算器と併用する
場合は、前述の実施例５と同様に、速度制御器を比例、
あるいは微分要素で構成すればよい。

【００４９】本実施例によれば電気角周波数指令ω１*
の補正量Δω１に基づいて速度制御器を構成すること
で、速度追従性のよい電動機駆動システムが実現でき
る。

【００５０】（実施例７）図１２を用いて本実施例を説
明する。図１２は、制御装置２Ｇの構成を示し、本制御
装置２Ｇを、図１の制御装置２の代わりに用いる。図１
２において、符号６〜９，１１〜１３，２１，２２，２
６と２７は、前述の実施例の同一番号のものと同じであ
る。符号２３Ｇは、積分を含む要素で構成された磁極軸
推定ゲインである。本実施例と、実施例６との構成の違
いは、電気角周波数指令ω１* から直接交流位相θｃを
演算するループがない代わりに磁極軸推定ゲイン２３Ｇ
の出力に基づいて、交流位相θｃを演算している点と、
磁極軸推定ゲインの出力と、回転速度指令ωｒ* の偏差
に基づいて、速度制御器２７が電流指令Ｉｑ* を演算し
ている点である。

【００５１】次に、図１２の動作を説明する。本実施例
では、磁極軸推定ゲイン２３Ｇに積分要素を持たせ、そ
の値に基づいて交流位相θｃを演算する。この結果、制
御装置内の交流位相θｃが、実際の電動機速度に合わせ
て変化するので電動機の脱調が防止できる。

【００５２】制御装置２Ｇでは、直流電流検出値Ｉ０を
用いて、Ｉｑ推定器９でトルク電流成分推定値Ｉqcを演
算し、その演算結果に基づいて、誤差推定値Δθｃを演
算する。誤差推定値Δθｃを零にするように、磁極軸推
定ゲイン２３Ｇが、電気角周波数ω1cを出力する。この
磁極軸推定ゲイン２３Ｇは、速度推定器としても機能
し、これを用いて速度制御を行う。磁極軸推定ゲイン２
３Ｇの出力である電気角周波数ω1cに、変換ゲイン２６
を介することで速度推定値ωrcを得る。この速度推定値
ωrcと回転速度指令ωｒ* との偏差を速度制御器２７に
入力し、電流指令Ｉｑ* を得る。図１２では、速度制御
器２７が積分要素を持つ。

【００５３】ここで、前記の実施例（例えば、図７に示
す実施例４）に対して、本実施例の磁極軸推定ゲイン２
３Ｇを用いても問題はない。以上、本実施例によれば、
電動機と負荷装置の慣性に依存せずに、速度指令に追従
できる電動機駆動システムが実現できる。

【００５４】なお、図１０，図１１，図１２の実施例で
は、トルク制御器２４、あるいは速度制御器２７の出力
を用いて、電流指令Ｉｑ* を得ているが、これらの制御
器出力に基づいて、電流指令Ｉｄ* を得ることもでき
る。図１３は、図１２の制御装置に対して、速度制御器
出力を用いて、電流指令Ｉｄ* と電流指令Ｉｑ* とを演
算している例である。図１３において、符号７，９，１
１〜１３，２１，２２，２３Ｇ，２６，２７は、これま
での実施例における同じ番号のものと同一である。符号
２８と２９は、速度制御器の出力に基づいて、電流指令
Ｉｄ* と電流指令Ｉｑ* とを出力するＩｄ* データテー
ブルとＩｑ* データテーブルである。

【００５５】突極型の同期電動機の場合、永久磁石によ
るトルクだけでなく、電動機の突極性を活かしたリラク
タンストルクを利用して、効率を改善できる。その場
合、電流指令Ｉｄ* を常に零に制御するのではなく、必
要なトルクに応じて、電動機に流れるトータルの電流値
を最小にする電流指令Ｉｄ* と電流指令Ｉｑ* を与え
る。図１３の場合、速度制御器の出力をトルク指令Ｔｍ
* とみなし、そのトルクに必要な電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*
をそれぞれのデータテーブルより得る。トルク指令Ｔｍ
* から電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*を得る方法は、例えば、特
開平２０００−１１６１９８号公報の図２，図３等に記
載がある。

【００５６】（実施例８）図１４を用いて本実施例を説
明する。図１４は、制御装置２Ｊを示したものであり、
本制御装置２Ｊを、図１における制御装置２の代わりに
用いる。図１４で符号６〜９，１１〜１３，２１〜２
３，２５〜２７は、前述の実施例の同一番号のものと同
じである。符号３０は、ｑ軸成分推定値Ｉqcの値を電流
指令Ｉｑ* に一致させるための電流制御器である。

【００５７】次に、本実施例の動作を説明する。図１０
〜図１３に示した前記実施例によれば、Ｉｑ* 演算器１
０を用いずに電流指令Ｉｑ* を得ることができる。ま
た、ｑ軸成分推定値Ｉqc自体は、直流電流検出値Ｉ０か
ら演算できるので、Ｉqcを電流指令Ｉｑ* に一致するよ
うに、自動制御できる。図１４は、図１１の制御構成
に、電流制御器３０を付加した。電流制御器３０を用い
て、ｑ軸成分推定値Ｉqcと電流指令Ｉｑ* とが一致する
ように、電圧指令Ｖqc* に補正を加えている。この構成
より、電流指令Ｉｑ* に、速やかにｑ軸成分推定値Ｉqc
を一致させることができ、制御性能がさらに改善する。
なお、ｑ軸成分電流Ｉｑの電流制御器は、他の実施例、
例えば、図１０，図１２，図１３の実施例にも適用でき
る。

【００５８】（実施例９）図１５を用いて本実施例を説
明する。図１５は軸誤差推定器２１Ｋの構成を示したも
のであり、推定器２１Ｋを、これまでの各実施例におけ
る軸誤差推定器２１の代わりに用いる。図１５の符号１
３，１４，１７，１８，１１１，１１３は、これまでの
実施例の同一番号のものと同じである。

【００５９】次に、本実施例の動作を説明する。これま
での各実施例における軸誤差演算器では、式（６）（図
９）に従って、誤差推定値Δθｃを演算した。本実施例
では以下のように誤差推定値Δθｃを演算する。電動機
の電圧方程式は、

【００６０】

【数７】

【００６１】である。上式より、

【００６２】

【数８】

【００６３】である。また、電圧指令Ｖdc*，Ｖqc*と、
実際の同期電動機のｄｑ軸上の電圧Ｖｄ，Ｖｑの関係
は、誤差Δθを用いると、

【００６４】

【数９】

【００６５】となる。式（８）と式（９）より、

【００６６】

【数１０】

【００６７】が得られる。ここで、cosΔθ≒１，sinΔ
θ≒Δθの近似を行うと、

【００６８】

【数１１】

【００６９】が得られる。上式において、微分項を無視
すると、

【００７０】

【数１２】

【００７１】が得られる。式（１２）を、Ｉｄ＝Ｉｄ
*，Ｉｑ＝Ｉqcと置き換え、ブロック図で表現すると、
図１５の構成が得られ、電動機速度の広い範囲にわたっ
て、精度の高い誤差Δθの推定演算が可能であるので、
推定誤差Δθｃが図９よりさらに改善される。この結
果、より高精度・高性能な電動機駆動システムが実現で
きる。

【００７２】（実施例１０）図１６を用いて本実施例を
説明する。図１６は、軸誤差推定器２１Ｌの構成を示
し、軸誤差推定器２１Ｌをこれまでの実施例における軸
誤差推定器２１の代わりに用いる。図１６の符号１３，
１４，１７，１８，１１１，１１３は、これまでの実施
例の同一番号のものと同じである。図１６の符号２１２
は、進み要素（微分、あるいは不完全微分要素）の制御
ブロックである。

【００７３】次に、本実施例の動作を説明する。本実施
例では実施例９で、前記式（１１）の微分項を、無視せ
ずに図１６に示す構成にしたことだけが異なる。図１６
の構成により、電動機の電圧方程式から得られる原理式
に、微分項を含めて忠実に再現しているため、過渡時に
おいても精度よく軸誤差演算が実現できる。この結果、
より高精度・高性能な電動機駆動システムが実現でき
る。

【００７４】（実施例１１）図１７を用いて本実施例を
説明する。図１７は、Ｉｑ推定器９Ｍの構成を示し、本
Ｉｑ推定器９Ｍを、これまでの実施例におけるＩｑ推定
器９の代わりに用いる。図１７において、符号１３，１
４，１６〜１８と４１３は、前述の実施例の同一番号の
ものと同じである。符号４１４は、平滑コンデンサ４１
３の電圧を検出する電圧センサである。

【００７５】本実施例と、図４との相違点は、インバー
タの直流電圧を検出する電圧センサ４１４を設け、その
検出値Ｖ０を用いて、トルク電流の推定演算を行ってい
る点である。本実施例によれば、直流電圧の検出値を用
いてＩqcを演算できるため、直流電圧の変動に対してロ
バストな制御ができる。

【００７６】（実施例１２）図１８を用いて本実施例を
説明する。図１８は、Ｉｑ推定器９Ｎの構成を示し、本
推定器９Ｎを、これまでの実施例におけるＩｑ推定器９
の代わりに用いる。図１８において、符号１３，１４，
１６〜１８は、前述の実施例の同一番号のものと同じで
ある。符号３１はインバータで消費される損失分を演算
するインバータ損失演算器である。本実施例と、図９と
図１７との相違点は、インバータ損失演算器３１が付加
された点である。

【００７７】本実施例では、インバータが消費する損失
分を考慮して、ｑ軸成分推定値Ｉqcを演算する。インバ
ータの損失Ｐinv を含めた電力の関係式を式（１３）に
示す。

【００７８】

【数１３】

【００７９】上式において、ｆswはインバータの平均ス
イッチング周波数、Ｋｖはスイッチングに伴い発生する
スイッチング損失に相当する係数、Ｋｉはインバータに
流れる電流の大きさに依存して発生する損失係数であ
る。式（１３）に基づいて、ｑ軸成分推定値Ｉqcを演算
すると、次式のようになる。

【００８０】

【数１４】

【００８１】式（１４）を実際のブロック図で表すと、
図１８に示す構成になる。式(１３)，（１４）における
Ｐinv を計算する際の各係数、Ｋｖ，Ｋｉは、実験的に
求めて、予め設定する。

【００８２】以上のように、図１８に示すＩｑ推定器９
Ｎを用いることで、インバータで発生する損失分を考慮
して、ｑ軸成分推定値Ｉqcをさらに精度よく推定でき
る。 （実施例１３）図１９を用いて本実施例を説明する。図
１９は、インバータ損失演算器３１Ｐの構成を示し、本
演算器３１Ｐを、図１８におけるインバータ損失演算器
３１の代わりに用いる。図１９の符号１３，１４は、前
述の実施例の同一番号のものと同じである。符号３１１
は電力の換算ゲイン、３１２は積分器（時定数Ｔｅ）を
用いた損失推定器である。本実施例では、インバータ損
失をオンラインで推定し、ｑ軸成分推定値Ｉqcを演算す
る。

【００８３】式（１３）における左辺（直流入力電力）
と、右辺第１項（電動機の消費電力）との差が、インバ
ータが消費する電力であるので、これら入出力のパワー
の差を演算し、インバータの損失Ｐinv として、ｑ軸成
分推定値Ｉqcに補正を加える。図１９では、直流側の消
費電力演算と、電動機側の消費電力演算をそれぞれ行
い、それらの差を積分し、インバータ損失Ｐinv を推定
する。

【００８４】以上のように、図１９の構成のインバータ
損失演算器３１Ｐを用いて、インバータで発生する損失
分をオンラインで演算し、ｑ軸成分推定値Ｉqcを精度よ
く計算できる。

【００８５】（実施例１４）図２０を用いて本実施例を
説明する。図２０は、制御装置２Ｑの構成を示し、本制
御装置２Ｑを、図１における制御装置２の代わりに用い
る。図２０において、符号６，７，９〜１３，２１〜２
３は、前述の実施例の同一番号のものと同じである。符
号８Ｑは、電流指令Ｉｑ* に基づいて、電流指令Ｉｄ*
の値を決定するＩｄ* 発生器である。

【００８６】次に、本実施例の動作を説明する。永久磁
石型電動機には、永久磁石によるトルクと、電動機の突
極性（逆突極性）によるリラクタンストルクとを組み合
わせて、電動機トルクを発生するものがある。この種の
電動機の場合、電動機電流Ｉｄをマイナスに流した範囲
に電動機の最大トルク点あり、Ｉｄ＝０に制御すること
は、効率の面で得策ではない。すなわち、常に最小電
流、すなわち最大効率で電動機を駆動する場合は、常に
最大トルクで電動機を駆動するとよい。最大トルクを得
る条件は、例えば「ＰＭモータの制御法と回転子構造に
よる特性比較」、電気学会論文誌Ｄ，平成６年，１１４
巻６号，ｐｐ.６６２−６６７に記載があって、この文
献中の式（５）に従うと、

【００８７】

【数１５】

【００８８】となり、トルク電流成分Ｉｑが定まれば、
最大トルクを得る電動機電流Ｉｄが決定する。

【００８９】本実施例では、Ｉｄ* 発生器８Ｑが、電流
指令Ｉｑ* を用いて式（１５）で電動機電流Ｉｄを演算
し、最大トルクすなわち最大効率で電動機を駆動でき
る。なお、式（１５）の演算に、電流指令Ｉｑ* でなく
ｑ軸成分推定値Ｉqcを用いることもできるが、過渡時に
おけるｑ軸成分推定値Ｉqcの変動が激しいので、制御系
全体が不安定になる恐れがある。また、効率の最大化を
定常状態で実願すれば現実には十分であるので、Ｉｑ*
演算器の出力の電流指令Ｉｑ* を用いても何ら問題はな
い。以上、本実施例によって、電動機効率を最大にして
運転できる。

【００９０】（実施例１５）図２１，図２２を用いて本
実施例を説明する。図２１は、制御装置２Ｒの構成を示
し、本制御装置２Ｒを、図１の制御装置２の代わりに用
いる。図２１で、符号６，７，１１，１２，２８，２９
は、前述の実施例における同一番号のものと同じであ
る。符号３２は直流電流検出値Ｉ０に基づいて、電動機
の発生するトルクを推定演算するトルク推定器、符号３
３はトルク推定値Ｔmcに基づいて、トルク指令Ｔｍ* を
演算するＴｍ* 演算器である。

【００９１】本実施例は電動機の発生トルクを直接推定
演算する。電動機の発生トルクと、出力Ｐｍの関係は、

【００９２】

【数１６】 Ｐｍ＝ωｒＴｍ …（数１６） ただし、Ｔｍ：電動機の発生トルク、ωｒ：電動機の回
転速度となる。よって、直流側の消費電力が、式（１
６）に等しいことから、

【００９３】

【数１７】

【００９４】のように、直接電動機トルクを推定演算で
きる。式（１７）をブロック図で表すと、図２２に示す
ようになる。

【００９５】図２１では、トルク推定器３２で、直流電
流検出値Ｉ０から直接電動機トルクを推定演算し、その
後、Ｔｍ* 演算器で、トルク指令Ｔｍ* を演算する。ト
ルク指令Ｔｍ* の演算には、実施例１と同様に、遅れ要
素（例えば、式（５））を用いている。トルク指令Ｔｍ
*が得られれば、それに必要な電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*
を、データテーブル２８と２９とを用いて作成する。デ
ータテーブル２８，２９は、実施例７（図１３）で説明
したものをそのまま用いれば良い。

【００９６】本実施例によれば、トルク推定器を用い
て、電動機の発生トルクを推定することが可能であり、
その結果、簡単な制御構成で、電動機の効率最大化制御
が実現でき、簡便で汎用性の高い制御ができる。

【００９７】（実施例１６）図２３を用いて本実施例を
説明する。図２３は、制御装置２Ｓの構成を示し、本制
御装置２Ｓを、図１における制御装置２の代わりに用い
る。図２３において、符号６，７，１１，１２，２８，
２９，３２，３３は、前述の実施例における同一番号の
ものと同じである。符号３４は、トルク推定値Ｔmcを用
いて、電気角周波数指令ω１* に修正値Δωｑを加える
トルク・ダンピング・ゲインである。本実施例は、図２
１の実施例に対して、トルク・ダンピング・ゲイン３４
を追加した。

【００９８】トルク推定器３２では、実際の電動機トル
クを瞬時に観測できるため、電動機の負荷変動はトルク
推定値Ｔmcの変化となって現れるので、トルク推定値Ｔ
mcを用いて、電気角周波数指令ω１* を修正すれば、負
荷外乱に応じて、電動機の回転速度を変化させて脱調を
防止できる。なお、電気角周波数指令ω１* の修正量Δ
ωＴｍは、定常状態では零にする必要があるので、トル
ク・ダンピング・ゲイン３４は、微分要素、あるいは不
完全微分要素で構成すればよい。

【００９９】以上、本実施例によって、負荷変動に対し
ても安定に駆動できる。

【０１００】（実施例１７）図２４と図２５を用いて本
実施例を説明する。図２４は、制御装置２Ｔの構成を示
し、本制御装置２Ｔを、図１の制御装置２の代わりに用
いる。図２４で、符号６，７，１１〜１３，２２，２
３，２８，２９，３２，３３は、前述の実施例における
同一番号のものと同じである。符号２１Ｔは電動機の磁
極軸と、制御軸との軸誤差を推定演算する軸誤差推定器
である。

【０１０１】次に、図２４の動作を説明する。図２１の
制御装置２Ｒに対して、符号２１Ｔ，２２，２３を加え
たものが、本実施例である。軸誤差推定器２１Ｔでは、
トルク指令Ｔｍ* と、トルク推定値Ｔmcに基づいて、誤
差推定値Δθｃを下記式で演算する。

【０１０２】

【数１８】 Δθｃ＝Ｋth(Ｔmc−Ｔｍ*) …（数１８） 式（１８）を具現化したブロックが、図２５である。図
２５において、符号２１１Ｔは、軸誤差演算のための比
例ゲインＫthである。トルク指令Ｔｍ* とその時点での
トルク推定値Ｔmcとが一致していれば、誤差Δθは零と
みなせる。仮に、両者に差が生じた場合は、それに比例
した誤差Δθが、ｄｑ軸とｄｃ−ｑｃ軸との間に発生し
ていることになる。よって、式（１８）に示すように、
トルク指令Ｔｍ* とトルク推定値Ｔmcの差を演算し、比
例ゲインＫthを介することで、誤差Δθを推定できる。
誤差推定値Δθｃが求まれば、これまでの実施例と同様
に、磁極軸推定ゲイン２３を介して、交流位相θｃを修
正することで、誤差推定値Δθｃを零に制御できる。

【０１０３】（実施例１８）図２６を用いて本実施例を
説明する。図２６は、制御装置２Ｕの構成を示し、本制
御装置２Ｕを、図１における制御装置２の代わりに用い
る。図２６において、符号６，７，１１〜１３，１８，
２１Ｔ，２２，２３，２６，２８，２９，３２，３３
は、前述の実施例における同一番号のものと同じであ
る。本実施例では、トルク推定演算に用いている回転速
度を、回転速度指令ωｒ* ではなく、回転速度推定値ω
rcを用いている点が、図２４の実施例と異なる。

【０１０４】回転速度推定値ωrcは、図２６に示すよう
に、電気角周波数指令ω１* に補正量Δω１を加算した
後の値の電気角周波数を、換算ゲイン２６を介して機械
角周波数に換算しいる。電動機のトルクと、電力との関
係は、式（１６）に示すように、実際の回転速度を用い
る方が、原理的に正確な値が得られるので、回転速度指
令より、速度推定値を用いて計算する方が、高い精度の
トルク推定が行える。以上、本実施例によれば、より高
い精度でトルクを推定できる。

【０１０５】（実施例１９）図２７を用いて本実施例を
説明する。図２７は、トルク推定器３２Ｖの構成を示
し、本トルク推定器３２Ｖを、これまでの実施例におけ
るトルク推定器３２の代わりに用いる。図２７におい
て、符号１４，１７，４１３，４１４は、前述の実施例
の同一番号のものと同じである。本実施例のトルク推定
器では、インバータの直流電圧を検出する電圧センサ４
１４を設け、直流電圧検出値Ｖ０を用いて、トルク推定
値Ｔmcの演算を行う。本実施例によれば、直流電圧の検
出値を用いてトルク推定値Ｔmcを演算できるため、電源
電圧の変動や、電動機負荷が変動に伴う直流電圧の変動
に対してロバストな制御ができる。

【０１０６】（実施例２０）図２８を用いて本実施例を
説明する。図２８は、トルク推定器３２Ｗの構成を示
し、本トルク推定器３２Ｗを、これまでの実施例におけ
るトルク推定器３２、あるいはトルク推定器３２Ｖの代
わりに用いる。図２８において、符号１３，１４，１
７，３１は、前述の実施例の同一番号のものと同じであ
る。符号３５は電動機のトルク出力以外の全ての損失分
Ｐlossを演算する全損失演算器、３５１は電動機の銅
損，鉄損を演算するモータ損失演算器である。

【０１０７】本実施例と、図２２、あるいは図２７との
相違点は、インバータ損失演算器３１とモータ損失演算
器３５１からなる全損失演算器３５が付加された点であ
る。本実施例では、図１８の実施例と同様に、損失分す
べてを演算する全損失演算器３５を設けて、トルク推定
値Ｔmcを演算する。全損失演算器におけるインバータ損
失演算器３１は、前述の実施例と同じものなので説明を
省略する。また、モータ損失演算器３５１においては、
電動機の損失分Ｐmot を、下記式に従って演算する。

【０１０８】

【数１９】 Ｐloss＝Ｋｒ(Ｉｄ*²＋Ｉｑ*²)＋Ｋｍ(Ｖdc*²＋Ｖqc*²) …（数１９） 上式において、Ｋｒは電動機の銅損に起因する損失分、
Ｋrmは鉄損の銅損に起因する損失分である。全損失分Ｐ
lossは、

【０１０９】

【数２０】 Ｐloss＝Ｐinv＋Ｐmot …（数２０） となる。上式における損失を考慮し、トルク推定を行う
と、図２８の構成になる。以上のように、図２８の構成
のトルク推定器を用いることで、インバータと電動機で
発生する損失分を考慮することが可能になり、トルク推
定値Ｔmcをさらに精度よく計算できる。

【０１１０】（実施例２１）図２９を用いて本実施例を
説明する。図２９は、全損失演算器３５Ｘの構成を示
し、本演算器３５Ｘを、図２８における全損失演算器３
５の代わりに用いる。図２９において、符号１３，１
４，３１２は、前述の実施例の同一番号のものと同じで
あるトルク出力以外の全損失をオンラインで推定し、ト
ルク推定演算の精度を改善する。直流の入力電力Ｐ０
と、全損失Ｐloss，トルクＴｍの関係は、

【０１１１】

【数２１】 Ｐ０＝ωｒ・Ｔｍ＋Ｐloss …（数２１） であるので、トルク出力Ｐｍ（＝ωｒ・Ｔｍ）と入力電
力Ｐ０の差を演算し、Ｐlossを推定演算すれば、オンラ
インで損失成分が得られる。この動作を具現化したもの
が、図２９である。図２９では、直流側の消費電力演算
と、電動機のトルク出力演算をそれぞれ行い、それらの
差を積分し、全損失Ｐlossを推定している。

【０１１２】以上のように、本実施例のインバータ損失
演算器を用いることで、トルク出力以外の損失分をオン
ラインで演算することが可能になり、トルク推定値Ｔmc
をさらに精度よく推定できる。

【０１１３】（実施例２２）図３０，図３１を用いて本
実施例を説明する。図３０は、本実施例の同期電動機の
駆動システムの構成を示す。本実施例は、これまでの実
施例における直流電流の検出値Ｉ０に対して、フィルタ
３６を付加する。フィルタ３６で、直流電流の検出値Ｉ
０に含まれる高調波成分を削除する。フィルタ３６は例
えば、図３１に示すコンデンサＣｆと抵抗Ｒｆとからな
る一次遅れフィルタである。

【０１１４】実際の直流電流検出値Ｉ０は、例えば、図
３２（ｂ）に示すような脈動成分を伴う波形である。こ
れまでの実施例を実現する上で必要な値は、直流電流の
平均的な値（図３２（ｂ）におけるＩ０ｍ）であるの
で、直流電流検出値Ｉ０をそのまま演算に用いることは
難しい。そこで、例えば、三角波キャリアの周期よりも
十分短い時間で、直流電流をサンプリングし、その平均
値を求めることも考えられるが、それには高速な演算処
理が必要になるので実用的ではない。そこで、図３１に
示すフィルタを挿入し、インバータのスイッチングに伴
う脈動成分を削除し、直流電流の平均的な値を検出する
ようにする。なお、フィルタの時定数Ｔｆ（＝Ｃｆ・Ｒ
ｆ）は、インバータの平均スイッチング周期（三角波キ
ャリアの周期）より長く設定すれば、主要な脈動成分を
除去できる。なお、本実施例のフィルタは、これまで説
明した全ての実施例に対して実施できる。

【０１１５】（実施例２３）図３２を用いて本実施例を
説明する。本実施例は、フィルタ時定数を極力小さく
し、なお且つ、脈動成分の影響を受けない直流電流の検
出方法である。図３２は、実施例２２の動作波形を示
す。図３２（ａ）は、ＰＷＭパルス波形を作成する際に
使用する三角波キャリア、図３２（ｂ）は、直流電流検
出値Ｉ０、図３２（ｃ）はフィルタ３６を通過した後の
直流電流検出値Ｉ０の波形（Ｉ０′）である。フィルタ
時定数を必要最小限に設定しているため、Ｉ０′には、
高調波のリプル成分が残っている。

【０１１６】図３２（ｂ）に示す直流電流の検出値Ｉ０
は、三角波キャリアに同期した波形となり、三角波キャ
リアのピーク（正側，負側，両方のピーク）で必ず零に
なる。直流電流の検出値Ｉ０が零の状態は、すなわち、
インバータのスイッチング素子が、上側すべてがオン
（図１のＳup，Ｓvp，Ｓwpがすべてオン）、あるいは下
側すべてがオン（図１のＳun，Ｓvn，Ｓwnがすべてオ
ン）の状態であり、この条件では直流電源とインバータ
とが切り離されている。

【０１１７】この直流電流検出値Ｉ０が零になる期間
（図３２のｔ０の期間）では、フィルタ後の電流Ｉ０′
が、緩やかに変化し、必ず平均値Ｉ０ｍと交差する。よ
って、ｔ０期間のタイミングを見計らって、Ｉ０′をサ
ンプリングし、その値を制御に用いれば、制御に必要な
直流電流検出値Ｉ０の平均的な値を読み取ることができ
るので、フィルタ後の電流Ｉ０′に多少のリプルが含ま
れていても問題はない。よって、本実施例によれば、直
流電流の検出フィルタ時定数を最小限に設定し、制御応
答を劣化させることなく、高性能な電動機駆動システム
ができる。

【０１１８】

【発明の効果】本発明による電動機駆動システムによれ
ば、電動機を制御するための位置・速度センサと電動機
電流センサを用いることなく、単純な制御構成で、高性
能・高精度な電動機駆動が実現できる。この結果、電動
機駆動システムの信頼性・安定性が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例１の構成図である。

【図２】実施例１の電動機駆動システムを実装した装置
の構造概略図である。

【図３】実施例１の電圧指令演算器の構成図である。

【図４】実施例１のＩｑ推定器の構成図である。

【図５】実施例２の構成図である。

【図６】実施例３の構成図である。

【図７】実施例４の構成図である。

【図８】電動機内のｄｑ軸と制御装置内のｄｃ−ｑｃ軸
と、誤差Δθの関係を示すベクトル図である。

【図９】実施例４の軸誤差推定器の構成図である。

【図１０】実施例５の構成図である。

【図１１】実施例６の構成図である。

【図１２】実施例７の構成図である。

【図１３】実施例７の別の構成図である。

【図１４】実施例８の構成図である。

【図１５】実施例９の構成図である。

【図１６】実施例１０の構成図である。

【図１７】実施例１１の構成図である。

【図１８】実施例１２の構成図である。

【図１９】実施例１３の構成図である。

【図２０】実施例１４の構成図である。

【図２１】実施例１５の構成図である。

【図２２】実施例１５のトルク推定器の構成図である。

【図２３】実施例１６の構成図である。

【図２４】実施例１７の構成図である。

【図２５】実施例１７の軸誤差推定器の構成図である。

【図２６】実施例１８の構成図である。

【図２７】実施例１９の構成図である。

【図２８】実施例２０の構成図である。

【図２９】実施例２１の構成図である。

【図３０】実施例２２の構成図である。

【図３１】実施例２３のフィルタの構成図である。

【図３２】実施例２３の動作波形を示す図である。

【図３３】従来技術の位置・速度センサレスによる同期
電動機ベクトル制御システムの構成図である。

【図３４】従来技術の電動機電流センサを用いない同期
電動機駆動システムの構成図である。

【図３５】従来技術の電動機電流センサを用いない同期
電動機駆動システムの動作を示す図である。

【符号の説明】

１…速度指令発生器、２，２Ｂ，２Ｃ，２Ｄ，２Ｅ，２
Ｆ，２Ｇ，２Ｑ，２Ｒ，２Ｓ，２Ｔ，２Ｕ，２Ｙ…制御
装置、３…ＰＷＭ（パルス幅変調）発生器、４…インバ
ータ、５…同期電動機、６…変換ゲイン（Ｐは電動機の
極数）、７…積分器、８，８Ｑ…Ｉｄ* 発生器、９，９
Ｍ，９Ｎ…Ｉｑ推定器、１０…Ｉｑ* 演算器、１１…電
圧指令演算器、１２…ｄｑ逆変換器、１３…加算器、１
４…乗算器、１５…Ｖ０* 発生器、１６…電力の換算ゲ
イン、１７…除算器、１８…遅延器、１９…Ｉ０ダンピ
ング・ゲイン、２０…Ｉｑダンピング・ゲイン、２１，
２１Ｋ，２１Ｌ，２１Ｔ…軸誤差推定器、２２…零発生
器、２３，２３Ｇ…磁極軸推定ゲイン、２４…トルク制
御器、２５…反転ゲイン、２６…変換ゲイン、２７…速
度制御器、２８…Ｉｄ* データテーブル、２９…Ｉｑ*
データテーブル、３０…電流制御器、３１，３１Ｐ…イ
ンバータ損失演算器、３２，３２Ｖ，３２Ｗ…トルク推
定器、３３…Ｔｍ* 演算器、３４…トルク・ダンピング
・ゲイン、３５，３５Ｘ…全損失演算器、３６…フィル
タ、３７…磁極位置推定器、３８…速度推定器、３９…
ｄｑ座標変換器、４０…モータ電流推定器、４１…直流
電源部、４２…インバータ主回路部、４３…ゲート・ド
ライバ、４４…電流センサ、１１１…電動機の抵抗値
（Ｒ）に相当するゲイン、１１２…ｄ軸インダクタンス
（Ｌｄ）に相当するゲイン、１１３…ｑ軸インダクタン
ス（Ｌｑ）に相当するゲイン、１１４…発電定数（Ｋ
ｅ）に相当するゲイン、２１１…比例ゲインＫｈ、２１
１…進み要素の制御ブロック、２１１Ｔ…比例ゲインＫ
th、３１１…電力の換算ゲイン、３１２…損失推定器、
３５１…モータ損失演算器、４１１…三相交流電源、４
１２…ダイオード・ブリッジ、４１３…平滑コンデン
サ、414…電圧センサ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 坂本 潔 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 高倉 雄八 栃木県下都賀郡大平町大字富田800番地 株式会社日立製作所冷熱事業部内 Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA12 DB12 DC12 EB01 RR10 TT08 UA06 XA02 XA04 XA12 XA13 5H576 BB06 CC05 DD07 EE01 EE11 GG02 GG04 HA04 HB02 JJ04 JJ26 LL13 LL22

Claims (23)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】同期電動機と、該同期電動機に交流を印加
   するインバータと、該インバータへ電力を供給する直流
   電源と、該直流電源から前記インバータに供給する電流
   を検出する手段と、前記同期電動機に回転数指令を与え
   る手段と、前記同期電動機内部の磁極軸を仮定したｄｃ
   軸と、該ｄｃ軸に直交する軸であるｑｃ軸のそれぞれの
   軸上の電流指令Ｉｄ* と電流指令Ｉｑ*とを与える手段
   と、前記電流指令Ｉｄ*と電流指令Ｉｑ* と前記回転数
   指令とに基づいて、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令を演算す
   る手段とを備え、該電圧指令に基づいて、前記インバー
   タに制御信号を送り、前記同期電動機を制御する同期電
   動機駆動システムにおいて、 前記直流電源の電流検出値に基づいて前記同期電動機内
   部のトルク電流成分を推定演算し、該推定演算値に基づ
   いて、前記ｑｃ軸成分の電流指令Ｉｑ* を生成すること
   を特徴とした同期電動機駆動システム。
2. 【請求項２】同期電動機と、該同期電動機に交流を印加
   するインバータと、該インバータへ電力を供給する直流
   電源と、該直流電源から前記インバータに供給する電流
   を検出する手段と、前記同期電動機に対して回転数指令
   を与える手段と、該回転数指令に基づいて、前記同期電
   動機の交流位相を演算する手段と、前記同期電動機へ印
   加する電圧指令演算する手段とを備え、該電圧指令に基
   づいて、前記インバータに制御信号を送り、前記同期電
   動機を駆動する同期電動機駆動システムにおいて、 前記直流電源の電流検出値に基づき、前記交流位相に修
   正を加えることを特徴とした同期電動機駆動システム。
3. 【請求項３】請求項２の同期電動機駆動システムにおい
   て、前記直流電源の電流検出値に基づき、前記同期電動
   機内部のトルク電流成分を推定演算し、該推定演算値に
   基づいて、前記交流位相に修正を加えることを特徴とし
   た同期電動機駆動システム。
4. 【請求項４】請求項３の同期電動機駆動システムにおい
   て、前記直流電源の電流検出値、あるいは前記トルク電
   流成分の推定値を用いて、前記同期電動機内部の磁極軸
   （ｄ軸）と、前記ｄｃ軸との誤差Δθを演算し、該誤差
   Δθに基づいて前記交流位相に修正を加えることを特徴
   とした同期電動機駆動システム。
5. 【請求項５】同期電動機と、該同期電動機に交流を印加
   するインバータと、該インバータへ電力を供給する直流
   電源と、該直流電源から前記インバータに供給する電流
   を検出する手段と、前記同期電動機に回転数指令を与え
   る手段と、前記同期電動機内部の磁極軸（ｄ軸）を仮定
   したｄｃ軸と、該ｄｃ軸に直交する軸であるｑｃ軸上の
   電流指令Ｉｄ* と電流指令Ｉｑ* とを与える手段と、該
   電流指令Ｉｄ* と電流指令Ｉｑ* と前記回転数指令に基
   づいて、前記ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令を演算する手段
   とを備え、前記電圧指令に基づいて、前記インバータに
   制御信号を送り、前記同期電動機を制御する同期電動機
   駆動システムにおいて、 前記直流電源の電流検出値に基づいて、前記同期電動機
   内部の磁極軸に直交する成分であるトルク電流成分を推
   定演算する手段と、前記トルク電流成分の推定値を用い
   て、前記ｄ軸と、前記ｄｃ軸との誤差Δθを演算する手
   段と、該誤差Δθに基づいて前記電流指令Ｉｑ* を生成
   する手段とを備えることを特徴とした同期電動機駆動シ
   ステム。
6. 【請求項６】同期電動機と、該同期電動機に交流を印加
   するインバータと、該インバータへ電力を供給する直流
   電源と、該直流電源から前記インバータに供給される電
   流を検出する手段と、前記同期電動機に回転数指令を与
   える手段と、該回転数指令に基づいて、前記同期電動機
   の交流位相を演算する手段と、前記同期電動機内部の磁
   極軸（ｄ軸）を仮定したｄｃ軸と、該ｄｃ軸に直交する
   軸であるｑｃ軸上の電流指令Ｉｄ* と電流指令Ｉｑ* と
   を与える手段と、該電流指令と前記回転数指令とに基づ
   いて、前記ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令を演算する手段と
   を備え、前記電圧指令に基づいて、前記インバータに制
   御信号を送り、前記同期電動機を制御する同期電動機駆
   動システムにおいて、 前記直流電源の電流検出値に基づいて、前記同期電動機
   内部の磁極軸に直交する成分であるトルク電流成分を推
   定演算する手段と、前記トルク電流成分の推定値を用い
   て、前記ｄ軸と、前記ｄｃ軸との誤差Δθを演算し、該
   誤差Δθに基づいて、前記交流位相に修正を加える手段
   と、前記交流位相を修正する修正量に基づいて電流指令
   Ｉｑ* を生成する手段を備えることを特徴とした同期電
   動機駆動システム。
7. 【請求項７】同期電動機と、該同期電動機に交流を印加
   するインバータと、該インバータへ電力を供給する直流
   電源と、該直流電源から前記インバータに供給する電流
   を検出する手段と、前記同期電動機に回転数指令を与え
   る手段と、前記同期電動機内部の磁極軸（ｄ軸）を仮定
   したｄｃ軸と、該ｄｃ軸に直交する軸であるｑｃ軸上の
   電流指令Ｉｄ* と電流指令Ｉｑ* とを与える手段と、該
   電流指令と前記回転数指令に基づいて、前記ｄｃ−ｑｃ
   軸上の電圧指令を演算する手段とを備え、前記電圧指令
   に基づいて、前記インバータに制御信号を送り、前記同
   期電動機を制御する同期電動機駆動システムにおいて、 前記直流電源の電流検出値に基づいて、前記同期電動機
   内部の磁極軸に直交する成分であるトルク電流成分Ｉｑ
   を推定演算する手段と、前記トルク電流成分の推定値Ｉ
   qcを用いて、前記ｄ軸と、前記ｄｃ軸との誤差Δθを演
   算し、該誤差Δθ基づいて、前記同期電動機の回転数を
   推定する手段と、該回転数の推定値に基づいて、前記同
   期電動機の交流位相を演算する手段と、前記回転数指令
   と前記回転数推定値との偏差に基づいて、電流指令Ｉｑ
   * を生成する手段を備えることを特徴とした同期電動機
   駆動システム。
8. 【請求項８】請求項５〜７の何れかに記載の同期電動機
   駆動システムにおいて、前記電流指令Ｉｑ* と前記トル
   ク電流成分の推定値Ｉqcとの偏差に基づいて、前記電圧
   指令を修正する手段を備えることを特徴とした同期電動
   機駆動システム。
9. 【請求項９】請求項４〜８の何れかに記載の同期電動機
   駆動システムにおいて、前記誤差Δθｃを、下記式（数
   １）で、演算することを特徴とした同期電動機駆動シス
   テム。 【数１】 ただし、上式において、Ｖdc* はｄｃ軸上の電圧指令、
   Ｖqc* はｑｃ軸上の電圧指令、ω１は電動機の電気角周
   波数、Ｒは電動機の巻線抵抗、Ｌｑは電動機のｑ軸イン
   ダクタンス、Ｉqcはトルク電流の推定値である。
10. 【請求項１０】請求項４〜８の何れかに記載の同期電動
    機駆動システムにおいて、前記誤差Δθｃを、下記式
    （数２）で演算することを特徴とした同期電動機駆動シ
    ステム。 【数２】 ただし、上式において、ｐは微分演算子である。
11. 【請求項１１】請求項１、および請求項３〜１０の何れ
    かに記載の同期電動機駆動システムにおいて、前記直流
    電源の電圧を検出する手段をさらに備えていて前記電圧
    検出値を用いて、前記同期電動機内部のトルク電流成分
    トルク電流成分を演算することを特徴とした同期電動機
    駆動システム。
12. 【請求項１２】請求項１または請求項３〜１１の何れか
    に記載の同期電動機駆動システムにおいて、前記インバ
    ータで消費される損失分を差し引いて、前記同期電動機
    内部のトルク電流成分を算出することを特徴とした同期
    電動機駆動システム。
13. 【請求項１３】請求項１２の同期電動機駆動システムに
    おいて、前記インバータの直流入力電力を演算する手段
    と、前記同期電動機の消費電力を演算する手段と、前記
    直流入力電力と前記同期電動機消費電力との差から、前
    記インバータの損失を計算する手段とを備え、前記イン
    バータの損失の推定値を用いて、前記同期電動機内部の
    トルク電流成分を算出することを特徴とした同期電動機
    駆動システム。
14. 【請求項１４】請求項１、または請求項３〜１３の何れ
    かに記載の同期電動機駆動システムにおいて、前記直流
    電流検出値，電流指令Ｉｑ* 、前記トルク電流成分の推
    定値Ｉqcのいずれかの値を用いて、前記ｄｃ軸上の電圧
    指令Ｉｄ* を演算することを特徴とした同期電動機駆動
    システム。
15. 【請求項１５】同期電動機と、該同期電動機に交流を印
    加するインバータと、該インバータへ電力を供給する直
    流電源と、該直流電源から前記インバータに供給する電
    流を検出する手段と、前記同期電動機に回転数指令を与
    える手段と、前記同期電動機にトルク指令を与える手段
    と、前記トルク指令と前記回転数指令とに基づいて、前
    記同期電動機の電圧指令を演算する手段とを備え、該電
    圧指令に基づいて、前記インバータに制御信号を送り、
    前記同期電動機を制御する同期電動機駆動システムにお
    いて、 前記直流電源の電流検出値を用いて、前記同期電動機内
    部の発生トルクを演算し、該演算値Ｔmcに基づいて、前
    記トルク指令を生成することを特徴とした同期電動機駆
    動システム。
16. 【請求項１６】請求項１５の同期電動機駆動システムに
    おいて、前記回転数指令に基づいて、前記同期電動機の
    交流位相を演算する手段を備え、前記同期電動機内部の
    トルクの演算値Ｔmcに基づいて、前記交流位相に修正を
    加えることを特徴とした同期電動機駆動システム。
17. 【請求項１７】請求項１５の同期電動機駆動システムに
    おいて、前記回転数指令に基づいて前記同期電動機の交
    流位相を演算する手段を備え、前記直流電源の電流検出
    値、あるいは、前記トルクの演算値Ｔmcを用いて、前記
    ｄ軸と、前記ｄｃ軸との誤差Δθを演算し、該誤差Δθ
    に基づいて、前記交流位相に修正を加えることを特徴と
    した同期電動機駆動システム。
18. 【請求項１８】請求項１７の同期電動機駆動システムに
    おいて、前記同期電動機の発生トルクを推定演算する
    際、前記誤差Δθに基づいて、前記回転数指令を修正
    し、該修正後の回転数指令を用いて、前記トルクＴmcを
    演算することを特徴とした同期電動機駆動システム。
19. 【請求項１９】請求項１５〜１８の何れかに記載の同期
    電動機駆動システムにおいて、前記直流電源の電圧を検
    出する手段を備え、前記直流電源の電圧検出値を用い
    て、前記トルクＴmcを演算することを特徴とした同期電
    動機駆動システム。
20. 【請求項２０】請求項１５〜１９の何れかに記載の同期
    電動機駆動システムにおいて、前記インバータが消費す
    る損失分を差し引いて、前記トルクＴmcを演算すること
    を特徴とした同期電動機駆動システム。
21. 【請求項２１】請求項２０の同期電動機駆動システムに
    おいて、前記インバータに入力する直流電力を演算する
    手段と、前記同期電動機のトルク出力を演算する手段
    と、前記直流入力電力とトルク出力の差とを用いて、前
    記インバータと前記同期電動機とが消費する損失電力を
    計算する手段とを備え、該損失電力を用いて、前記トル
    クＴmcを演算することを特徴とした同期電動機駆動シス
    テム。
22. 【請求項２２】請求項１〜２１の何れかに記載の同期電
    動機駆動システムにおいて、前記直流電源の電流検出値
    の高周波成分を除去するフィルタをさらに備え、該フィ
    ルタ時定数を、前記検出電流が含む脈動成分の平均周期
    以上にすることを特徴とした同期電動機駆動システム。
23. 【請求項２３】請求項２２の同期電動機駆動システムに
    おいて、前記インバータが各相毎にプラス側とマイナス
    側の半導体スイッチング素子を備えたフルブリッジであ
    って、前記フィルタを通した電流検出値を、前記フルブ
    リッジを構成する各々のスイッチング素子が、プラス側
    すべてがオン状態、あるいは、マイナス側すべてがオン
    状態の、いずれかの状態でサンプリングして、前記直流
    電源の電流検出値とすることを特徴とした同期電動機駆
    動システム。