WO2012132191A1 - 受信装置 - Google Patents

Abstract

　ＦＦＴ部１０５は、ＡＤコンバータ１０１のＰ倍オーバーサンプリング出力をフーリエ変換して周波数領域信号に変換する。歪推定部１０６は、周波数領域信号とリファレンス信号との差分から歪特性を推定する。補正係数算出部１０７は歪特性の補正係数を算出する。補正部１０８は補正係数を用いて周波数領域信号を補正する。ＩＦＦＴ部１０９は、補正された周波数領域信号を逆フーリエ変換してシンボル速度と同じサンプリング速度の時間領域信号に変換し、部分時系列を出力する。

Description

受信装置

　本発明は、シングルキャリア伝送方式を用いて変調された信号を受信する受信装置に関する。

　近年、高精細な動画像又は音声を用いた種々の大容量コンテンツを含むデータを、無線通信を介してエンドユーザに提供するサービスが検討されている。

　特に、数Ｇ（ギガ）ビットに及ぶ大容量のデータを高速に伝送するために、６０ＧＨｚ帯を含むミリ波帯を用いて、数Ｇｂｐｓの高速伝送を行う無線通信システムが検討されている。ＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineers）において、無線ＰＡＮとしてＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、又は無線ＬＡＮとしてＩＥＥＥ８０２．１１ａｄなどの規格標準化作業が行われている。

　例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄにおいて検討されているミリ波帯を用いたシングルキャリア伝送方式では、１．７６Ｇシンボル／秒においてＰＳＫ又はＱＡＭ変調された信号を伝送する。なお、１シンボル時間は約０．５７ｎｓｅｃと短くなる。なお、ＰＳＫ変調とは、ＢＰＳＫ、ＱＳＰＫ、８－ＰＳＫ、１６－ＰＳＫを含み、ＱＡＭ変調とは、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、２５６ＱＡＭを含む。

　一方、ミリ波帯において無線通信する受信装置においては、６０ＧＨｚ帯の伝搬路でも無線通信に特有のマルチパスフェージングによる通信品質の劣化が生じる。屋内環境における近距離（数十ｃｍ～数ｍ）の通信においても、壁、天井、家具、什器、又は周囲の人体における反射によって数ｎｓｅｃから数十ｎｓｅｃの遅延波が生じる。伝送するシンボル時間よりも数倍から数十倍長い遅延波によって、シンボル間干渉が起こり、復調誤りを生じさせる。

　長遅延への対策として、周波数領域等化（Frequency Domain Equalization）方式が注目されている。シンボル時間よりも長い遅延波が存在するような劣悪な環境では、従来の一般的な時間領域等化器における演算量よりも、周波数領域等化器の演算量が少なくなることが知られている。

　シングルキャリア伝送方式に周波数領域等化を用いる無線通信システムの１つとして、ＳＣ－ＦＤＥ（Single Carrier with Frequency Domain Equalization）方式が知られている（特許文献１、２）。

　特許文献１では、シンボルの時系列に対して等化の対象とする１ブロックより長い時系列部分を選択し、フーリエ変換（ＤＦＴ又はＦＦＴ、以下、「ＦＦＴ」と称する）による周波数領域に変換してチャネル補償処理を行う。更に、周波数領域に変換された部分を逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ又はＩＦＦＴ、以下、「ＩＦＦＴ」と称する）して時間軸信号に変換した後、元の１ブロックの時系列部分を選択して出力する。

　特許文献２では、シンボルの時系列に対してオーバーサンプリングされた信号を入力し、フィルタリング処理用のＦＦＴ及びＩＦＦＴには小さいオーバーサンプリングレートにダウンサンプリングされた信号を入力して周波数領域等化（ＦＤＥ）する。一方、伝送路推定用のＦＦＴ及びＩＦＦＴには時間分解能を上げるために、大きいオーバーサンプリングレートにアップサンプリングした信号を入力してＦＤＥする。

日本国特許第４２７１２３５号公報 日本国特許第４６３５７５０号公報

　しかしながら、従来の受信装置には、次の様な問題があった。前述した通信技術では、シンボルの時系列は同期が確立した状態の入力信号を前提としている。つまり、入力信号の信号判定タイミングにおいてサンプリングされた信号を、シンボルの時系列としている。しかし、ミリ波を用いたシングルキャリア伝送方式では、前述したとおり、シンボル速度が超高速であるので、時間領域における高精度のシンボル同期が難しく、回路規模および消費電力が大きくなるという課題がある。

　本発明は、この様な事情を考慮してなされたものであり、シンボル速度が高速であるため時間領域処理におけるシンボル同期が困難な場合でも、シンボルタイミングずれ及びシンボルの歪みを補償する受信装置を提供することを目的とする。

　本発明の受信装置は、シングルキャリア伝送方式を用いて変調された送信信号を受信する受信装置であって、受信信号をシンボル速度に対してＰ倍（Ｐは１以上の整数）の速度によってオーバーサンプリングするＡＤコンバータと、前記ＡＤコンバータの出力から、Ｎシンボルに相当するＰ×Ｎ個のサンプルポイントの時間領域信号を選択し、前記Ｐ×Ｎポイントの時間領域信号をフーリエ変換してＰ×Ｎポイントの周波数領域信号に変換し、前記Ｐ×Ｎポイントの周波数領域信号のうち、受信信号帯域に相当するＮポイントの周波数領域信号を出力するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部から出力されるＮポイントの周波数領域信号のうち、補正係数を算出するための第１のＮポイントの周波数領域信号と、前記受信装置が既知のリファレンス信号の周波数領域信号との差分から歪特性又は位相誤差特性を推定する歪推定部と、前記歪特性又は位相誤差特性を補正するための補正係数を算出する補正係数算出部と、前記フーリエ変換部から出力される周波数領域信号のうち、歪特性又は位相誤差特性の補正対象である第２のＮポイントの周波数領域信号に、前記補正係数を乗算して、第２のＮポイントの周波数領域信号を補正する補正部と、前記補正された第２のＮポイントの周波数領域信号を逆フーリエ変換して前記シンボル速度と同じサンプリング速度のＮポイントの時間領域信号に変換し、Ｎサンプルの時間領域信号から部分時系列を出力する逆フーリエ変換部と、を備える。

　本発明によれば、受信信号を、Ｎシンボルに相当するブロック単位によって周波数領域に変換し、伝送路の歪み特性およびサンプリング位相誤差を補正するため、回路規模を増大せずに、シンボルタイミングずれ及びシンボルの歪みを補償できる。

等化部の内部構成を表すブロック図 受信装置の全体構成を表すブロック図 受信装置が受信する送信信号のフレームフォーマットの一例を表す説明図 補正の対象とする信号の処理単位の一例を表す説明図 等化部の内部の信号をスペクトルとして表現したグラフ、（Ａ）ＡＤコンバータに入力されたアナログベースバンド信号のスペクトル、（Ｂ）ＡＤコンバータにおいてＰ＝２倍のオーバーサンプリングした後の信号のスペクトル、（Ｃ）１２８ポイントＦＦＴにより周波数領域信号に変換した信号のスペクトル、（Ｄ）１２８ポイントＦＦＴにより周波数領域信号に変換した信号のスペクトルから信号帯域に相当する６４ポイント分の周波数ｂｉｎを取り出した信号のスペクトル、（Ｅ）歪みが補正された信号のスペクトル 等化部の内部の信号を表すグラフ、（Ａ）アナログベースバンド信号波形、（Ｂ）送信信号点のタイミング（シンボルタイミング）とサンプリングタイミングが一致している場合、（Ｃ）サンプリングタイミングの位相がシンボルタイミングとずれている場合、（Ｄ）周波数に比例した位相回転として検出されたサンプリング位相差、（Ｅ）受信ビット列 送受信間のサンプリング周波数ずれにより切り出しブロックのタイミングずれを表すタイミングチャート、（Ａ）サンプリング周波数ずれが無い場合、（Ｂ）サンプリング周波数ずれがある場合

　本発明の実施の形態における受信装置について図面を用いて説明する。本実施形態の受信装置はミリ波帯の無線信号を受信する受信装置に適用される。

　図３は、受信装置が受信する送信信号のフレームフォーマットの一例を表す説明図である。送信信号のフレームフォーマットは、プリアンブル３０１、伝送路推定用フィールド３０２、ガードインターバル（ＧＩ）３０３、及びデータ３０４を含む構成である。

　プリアンブル３０１は、既知の信号波形を複数回繰り返した信号波形を含む。例えば、プリアンブル３０１には、相関特性に優れる１２８ビットのＧｏｌａｙ系列をＢＰＳＫ変調した信号波形を一単位として、一単位とした信号波形を複数回繰り返した波形が用いられる。受信装置は、受信した既知の信号波形の繰り返しを相関検出により求め、たとえば、フレームの検出、ゲイン制御、キャリア周波数同期の少なくとも１つ以上に用いる。

　伝送路推定用フィールド３０２は、同様に複数個の既知の信号波形を含み、本発明に係る受信装置において伝送路の歪み推定に用いられる。例えば、伝送路推定用フィールド３０２には、１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列と１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列の相補系列をＢＰＳＫ変調した信号波形が用いられる。

　ガードインターバル３０３は、データ３０４の区切りとして挿入されている。ガードインターバル３０３にも、同様に既知の信号波形、例えば６４ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列をＢＰＳＫ変調した信号が用いられる。

　データ３０４は、ブロック単位によって誤り訂正符号化されたデータビット列をＰＳＫ又はＱＡＭ変調したシンボル列を含む構成である。

　上述したフレームフォーマット（信号フォーマット）を用いてデジタル変調された送信信号のシンボル列は、送信帯域制限フィルタとしてルートレイズドコサインフィルタに掛けられ、ＤＡコンバータによりアナログベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号は、ＲＦ部においてシングルキャリア高周波信号に変換され、アンテナから送信される。

　図２は、本発明に係る受信装置１０の全体構成を表すブロック図である。受信装置１０は、アンテナ２０１、ＲＦ部２０２、ＡＤＣ（ＡＤコンバータ）１０１、同期部２０４、等化部１０２及び復調部１０３を含む構成である。

　ＲＦ部２０２は、アンテナ２０１により受信されたシングルキャリア高周波信号をダウンコンバートし、ベースバンド信号に変換する。ＡＤコンバータ１０１は、ベースバンド信号をサンプリングし、デジタル信号に変換する。

　同期部２０４は、デジタル信号に変換された受信信号のプリアンブル３０１を用いて、フレームの検出、ＲＦ部２０２のゲイン調整、キャリア周波数同期のうち少なくとも１つ以上の同期処理を行う。

　等化部１０２は、同期部２０４において検出されたフレームタイミングに従い、伝送路推定用フィールド３０２を用いて伝送路の歪みを推定する。更に、等化部１０２は、図３に表す伝送路推定用フィールド３０２以降のデータ３０４における伝送路歪特性及びサンプリング位相誤差特性を補正し、シンボル列を出力する。

　復調部１０３は、等化部１０２により出力されたシンボル列を入力し、信号点を判定してデータ復調し、送信データを再生する。

　図１は、等化部１０２の内部構成を表すブロック図である。等化部１０２は、シリアル／パラレル（直並列）変換部１０４、ＰＮポイントフーリエ変換部（ＦＦＴ部）１０５、歪推定部１０６、補正係数算出部１０７及び補正係数乗算部（補正部）１０８、Ｎポイント逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）１０９及びパラレル／シリアル（並直列）変換部１１０を含む構成である。

　ＡＤコンバータ１０１は、シンボル速度に対してＰ倍（Ｐ＞１）の速度によって受信信号をオーバーサンプリングし、ＡＤ変換する。

　シリアル／パラレル変換部１０４は、Ｐ倍オーバーサンプリングされたサンプル列から、補正の対象とするＮシンボルに相当するＰ×Ｎ個のサンプルポイントを選択し、パラレル信号に変換する。

　ＰＮポイントＦＦＴ部１０５は、パラレル信号に変換されたＰ×Ｎ個のサンプルポイントの信号をフーリエ変換し、周波数領域（受信信号帯域）毎のＰ×Ｎポイントの信号（周波数ｂｉｎ毎の複素ベクトル）に変換する。このうち、信号帯域に相当するＮポイントの周波数領域信号が出力される。

　歪推定部１０６は、伝送路推定用フィールド３０２が入力されている場合に、伝送路の歪みを推定する。具体的には、歪推定部１０６は、ＦＦＴ部１０５から出力された伝送路推定用フィールド３０２のＮポイントの周波数領域信号と、予め保持しておいた伝送路推定用フィールド３０２の送信波形をＮポイントフーリエ変換した周波数領域信号（第１リファレンス信号）との差分ベクトルを周波数ｂｉｎ毎に求める。なお、差分ベクトルは、伝送路歪み特性に相当する。

　補正係数算出部１０７は、歪推定部１０６により推定された伝送路歪み特性を基に、歪特性の逆特性となる様な補正ベクトルを求める。更に、補正係数算出部１０７は、受信帯域制限フィルタとしてルートレイズドコサインフィルタの周波数領域特性（受信フィルタ特性）を予め求めておき、周波数ｂｉｎ毎に、補正ベクトルに重み付けをしても良い。

　歪推定部１０６は、ガードインターバル（ＧＩ）３０３が入力されている場合に、ＦＦＴ部１０５から出力されたＧＩ３０３のＮポイントの周波数領域信号と、予め保持しておいたＧＩ３０３の送信波形をＮポイントフーリエ変換した周波数領域信号（第２リファレンス信号）との差分ベクトルを周波数ｂｉｎ毎に求める。なお、差分ベクトルがサンプリング位相ずれ特性（位相誤差特性）に相当する。

　なお、差分ベクトル、即ち位相誤差特性を求める場合、伝送路推定用フィールド３０２において推定した伝送路歪み特性を補正しても良い。或いは、歪推定部１０６は、サンプリング位相ずれに相当する周波数ｂｉｎ毎の位相誤差を求め、補正係数算出部１０７は、位相誤差の逆特性となる様な位相補正を、前述した補正ベクトルに乗算しても良い。

　補正係数乗算部１０８は、データ３０４が入力されている場合に、ＦＦＴ部１０５から出力されたＮポイントの周波数領域信号に対し、周波数ｂｉｎ毎に補正係数算出部１０７により出力された補正ベクトルを乗算し、歪み補正する。

　Ｎポイント逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１０９は、補正係数乗算部１０８により歪み補正したＮポイントの周波数領域信号を逆フーリエ変換し、Ｎ個のサンプルポイントの時間領域信号に変換する。歪み補正したＮポイントの周波数領域信号は、シンボル速度と同じサンプリング速度の時間領域信号に変換される。

　パラレル／シリアル変換部１１０は、Ｎ個のサンプルポイント（＝Ｎシンボル）の時間領域信号をシリアル信号に変換する。パラレル／シリアル変換部１１０は、Ｎ個のサンプルポイントのうち、ＦＦＴ及びＩＦＦＴの波形打ち切りの影響をうける先頭及び最後の数サンプルを除去した中央の部分サンプル列、例えば中央のＮ／２個のサンプルポイントのサンプル列を出力する。

　等化部１０２に入力されたサンプル列から補正の対象とするＮシンボル（Ｎ個のサンプルポイント）を、Ｎ／２シンボルずつオーバーラップさせながら、等化部１０２に入力するため、等化部１０２から出力されるサンプル列の連続性が保たれる。

　図４は、補正の対象とする信号の処理単位の一例を表す説明図である。図４では、シンボル速度に対してＰ＝２倍の速度においてオーバーサンプリングしたサンプル列４０１が入力されている。また、補正対象の処理単位をＮ＝６４シンボルとする。

　シリアル／パラレル変換部１０４は、サンプル列４０１から６４シンボル分に相当する１２８個のサンプルポイントのサンプル列４０２－１を選択する。シリアル／パラレル変換部１０４は、Ｎ／２＝３２シンボル（Ｎ＝６４）ずつオーバーラップさせたサンプル列４０２（４０２－１，４０２－２，４０２－２）を処理単位として選択する。

　等化部１０２は、選択されたサンプル列４０２－１を、１２８ポイントフーリエ変換及び歪み補正し、６４ポイント逆フーリエ変換により６４シンボル（６４個のサンプルポイント）の時間領域信号４０３に変換する。

　時間領域信号４０３から、中央部分の３２シンボル（３２個のサンプルポイント）分のサンプル列４０４－１が選択されて出力される。サンプル列４０２－２、４０２－３も同様に処理され、サンプル列４０４－２，４０４－３（部分時系列）に変換される。

　これらのサンプル列４０２－１，４０２－２，４０２－２が連結されると、シンボル速度とサンプル速度が等しい等倍サンプリングのサンプル（シンボル）列４０５は、連続性が保たれたまま出力される。

　次に、等化部１０２における歪み補正について説明する。

　図５は、等化部１０２の内部の信号をスペクトルによって表現したグラフである。図５（Ａ）～図５（Ｅ）において、横軸は周波数若しくは周波数ｂｉｎを表し、縦軸は信号の強さを表す。

　図５（Ａ）は、ＡＤコンバータ１０１に入力されたアナログベースバンド信号のスペクトル５０１を表す。ここで、ベースバンド信号は複素信号であり、シンボル速度をｆｓ（Ｈｚ）とする。入力信号であるアナログベースバンド信号のスペクトル５０１は、ＤＣ成分（０Ｈｚ）を中心に帯域幅ｆｓ（Ｈｚ）のスペクトルとなる。

　図５（Ｂ）は、入力信号をＡＤコンバータ１０１においてＰ＝２倍のオーバーサンプリングした後の信号のスペクトルを表す。サンプリング速度が２ｆｓ（Ｈｚ）であるので、ｆｓ（Ｈｚ）を中心に折り返し（エイリアシング）が生じる。

　図５（Ｃ）は、サンプル列を１２８ポイントＦＦＴにおいて周波数領域信号に変換した信号のスペクトルを表す。横軸は、２ｆｓ（Ｈｚ）を１２８ポイントに離散化した周波数ｂｉｎ（ｋ＝０から１２７）となる。信号帯域は、ｋ＝０～３１の周波数ｂｉｎと、９６～１２７の周波数ｂｉｎに存在する。

　図５（Ｄ）は、１２８ポイントＦＦＴにより周波数領域信号に変換した信号のスペクトルから信号帯域に相当する６４ポイント分の周波数ｂｉｎを取り出した信号のスペクトルを表す。前述した様に、信号の周波数特性５０１ａと、リファレンス信号の周波数特性５０２（点線）との差分が歪推定部１０６において求められ、差分を補正する補正係数５０３が補正係数算出部１０７により求められる。

　補正係数５０３を信号の各周波数ｂｉｎに乗算した結果、図５（Ｅ）に表す様に、歪みが補正されたスペクトル５０４が得られる。スペクトル５０４を６４ポイントＩＦＦＴにおいて時間軸信号に変換され、等化後の信号として出力される。

　ここで、数式を用いて歪み補正について説明する。

　送信信号をｘ（ｔ）、受信信号をｒ（ｔ）、送信装置と受信装置との間の伝送路特性をｈ（ｔ）とする。ｘ（ｔ）、ｒ（ｔ）、ｈ（ｔ）をフーリエ変換した値をそれぞれＸ（ｆ）、Ｒ（ｆ）、Ｈ（ｆ）とすると、数式（１）が得られる。

　伝送路推定シンボルをｘ＿ｒｅｆ（ｔ）、伝送路推定シンボルをフーリエ変換した値をＸ＿ｒｅｆ（ｆ）、受信した伝送路推定シンボルをｒ＿ｒｅｆ（ｔ）、受信した伝送路推定シンボルをフーリエ変換した値をＲ＿ｒｅｆ（ｆ）とすると、伝送路特性Ｈ（ｆ）は数式（２）によって求まる。なお、伝送路推定シンボルのフーリエ変換した値Ｒ＿ｒｅｆ（ｆ）は、リファレンス信号の周波数特性５０２（図５（Ｄ）参照）に相当する。

　送信したデータシンボルをｘ＿ｄａｔａ（ｔ）、送信したデータシンボルをフーリエ変換した値をＸ＿ｄａｔａ（ｆ）、受信したデータシンボルをｒ＿ｄａｔａ（ｔ）、受信したデータシンボルをフーリエ変換した値をＲ＿ｄａｔａ（ｆ）とすると、数式（３）が得られる。

　ここで、伝送路推定シンボルによって推定された伝送路特性Ｈ（ｆ）と、データシンボル受信時点の伝送路特性Ｈ’（ｆ）とが等しいとすれば、数式（４）に従って、受信装置１０は、送信データシンボルを再生できる。即ち、再生した送信データシンボルＸ’＿ｄａｔａ（ｆ）は、受信したデータシンボルをフーリエ変換した値Ｒ＿ｄａｔａ（ｆ）に、補正係数１／Ｈ（ｆ）を乗算することにより得られる。なお、補正係数１／Ｈ（ｆ）は補正係数５０３（図５（Ｄ）参照）に相当する。

　次に、等化部１０２におけるサンプリングタイミングずれ補正について説明する。

　図６は、等化部１０２の内部の信号を表すグラフである。図６（Ａ）～（Ｅ）のうち図６（Ｄ）を除き、横軸は時間軸を表し、縦軸は信号の強さを表す。図６（Ｄ）においては、横軸は周波数を表し、縦軸は位相差を表す。

　図６には、送信の信号点６０１、及び等化部１０２によって再生された信号点６０２が表されている。また、送信の信号点６０１は、シンボル速度ｆｓ（Ｈｚ）、即ちシンボル間隔１／ｆｓ（ｓｅｃ）によってＢＰＳＫ変調されている。

　送信時に帯域制限フィルタ（例えば、ルートレイズドコサインフィルタ）により帯域が制限され、送信信号は、図６（Ａ）の実線に示すアナログベースバンド信号波形として送信される。

　図６（Ｂ）は、入力信号（点線）をＡＤコンバータ１０１がＰ＝２倍のオーバーサンプリングタイミングによって（つまり、１／２ｆｓごとに）サンプリングしたサンプル列（黒点）を表す。図６（Ｂ）では、送信信号点のタイミング（シンボルタイミング）とサンプリングタイミングが一致している場合が示される。

　一方、図６（Ｃ）には、サンプリングタイミングの位相がシンボルタイミングとずれている場合が示されている。

　図６（Ｂ）及び図６（Ｃ）において、サンプリングされた信号を周波数領域に変換し、周波数ｂｉｎ毎の位相差を検出すると、図６（Ｄ）に表す様に、サンプリング位相差は、周波数に比例した位相回転として検出できる。

　例えば、補正係数算出部１０７は、レファレンス信号（図５（Ｂ）参照）の周波数ｂｉｎ毎の複素ベクトルの位相を基準とし、既知信号であるガードインターバル３０３の信号を歪み補正した場合の周波数ｂｉｎ毎の残留位相誤差を直線近似する（図６（Ｄ）参照）。

　補正係数算出部１０７は、残留位相誤差を打ち消すために、逆回転を掛ける様に補正することにより、時間領域信号に変換した場合のサンプリングタイミングをシンボルタイミングに合わせることができる（図６（Ｅ）参照）。

　図６（Ｅ）では、図６（Ｃ）に示す入力信号に対し、周波数領域において図６（Ｄ）に表す様な位相回転を補正してから時間領域信号に変換することにより、シンボルタイミング（１／ｆｓ間隔）に送信信号点が再生されている（再生された信号点６０２参照）。再生した信号を復調部１０３において判定することによって、図６（Ｅ）の実線によって示す受信ビット列が得られる。

　ここで、数式を用いてサンプリングタイミングすれ補正について説明する。

　送受信間のサンプリングクロック周波数ずれがあると、受信装置１０においてフーリエ変換の対象とする切り出しブロック期間が送信信号に対して徐々にずれていく。図７は、送受信間のサンプリング周波数ずれによる切り出しブロックのタイミングずれを表すタイミングチャートである。

　図７（Ａ）はサンプリング周波数ずれが無い場合を示し、図７（Ｂ）はサンプリング周波数ずれがある場合を示す。サンプリング周波数のずれとして、切り出しブロックのタイミングずれΔｔが生じている。

　図６（Ｂ）、（Ｃ）に表す様に、ブロック内においてサンプル位相がずれることにより、周波数領域に変換された信号には、図６（Ｄ）に示す様に、周波数ｂｉｎに比例する位相回転が生じる。

　位相回転が生じた受信信号をフーリエ変換した値Ｒ’（ｆ）は、数式（５）によって表される。ここで、パラメータＮは、ＦＦＴポイント数（ブロックのサンプル数）を表す。パラメータｆは、周波数ｂｉｎを表す。パラメータΔｔは、切り出しブロックのタイミングずれを表す。

　伝送路推定シンボルの切り出しとデータシンボルの切り出しとにおいて、送信信号に対して切り出しブロックのタイミングずれΔｔが生じることにより、次の様な事象が起こる。

　具体的には、前述したデータシンボルの受信信号をフーリエ変換した値Ｒ’＿ｄａｔａ（ｆ）を、伝送路推定シンボルによって推定された伝送路特性Ｈ（ｆ）によって除算して周波数領域等化しても、数式（６）に表す様に、切り出しブロックのタイミングずれΔｔに起因する各周波数における位相回転の項が残る。

　ここで、データ部分に既知系列として挿入されているガードインターバル３０３をｘ＿ｇｉ（ｔ）とし、ガードインターバル３０３をフーリエ変換した値をＸ＿ｇｉ（ｆ）とする。ガードインターバル３０３については、伝送路特性Ｈ（ｆ）及びＸｇｉ（ｆ）によって除算することにより、数式（７）に表す様に、切り出しブロックのタイミングずれΔｔに起因する位相回転θ（ｆ）を推定できる。

　よって、補正係数算出部１０７は、位相回転θ（ｆ）をキャンセルするような逆特性１／θ（ｆ）を数式（８）に表す様に求めることができる。

　これにより、伝送路特性Ｈ（ｆ）を補正すると、タイミングずれΔｔが補正された伝送路特性Ｈ’’（ｆ）は、数式（９）により表される。

　これ以降のデータシンボルは、補正された伝送路特性Ｈ’’（ｆ）によって等化されるため、等化部１０２は、送信データシンボルを再生できる。再生したデータシンボルは、数式（１０）により表される。

　本実施形態の受信装置によれば、Ｎシンボルに相当するブロック単位において周波数領域に変換し、伝送路の歪み特性及びサンプリング位相誤差を補正するので、回路規模を増大せずに、シンボルタイミングずれ及び歪み補正できる。

　従って、サンプル毎の高速演算が求められる時間領域におけるシンボル同期を用いなくても、つまり、シンボル速度が高速であるため、時間領域処理によるシンボル同期が困難な場合でも、シンボルタイミングずれを補償できる。

　以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属すると了解される。

　なお、実施の形態にかかる各構成は、集積回路であるＬＳＩとして実現されてもよい。この場合、１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩと称したが、集積度の違いによっては、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと称呼されることもある。

　また、集積回路化の手法は、ＬＳＩに限られず、専用回路または汎用プロセッサにより集積回路化してもよい。また、ＬＳＩ製造後にプログラムできるＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）又は、ＬＳＩ内部の回路セルの接続、設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを用いてもよい。

　また、これらの機能ブロックの演算は、例えばＤＳＰ、ＣＰＵを用いて演算できる。さらに、これらの処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行できる。

　さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その別技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。

　なお、本出願は、２０１１年３月２９日出願の日本特許出願（特願２０１１－０７３４４６）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。

　本発明は、シングルキャリア伝送方式に用いる周波数領域等化器（等化部）を有する受信装置として、小回路規模・低消費電力が要求されるモバイル通信を含む無線通信機器全般に広く適用できる。

　１０　受信装置
　１０１　ＡＤコンバータ
　１０２　等化部
　１０３　復調部
　１０４　シリアル／パラレル変換部
　１０５　ＰＮポイントフーリエ変換部（ＦＦＴ部）
　１０６　歪推定部
　１０７　補正係数算出部
　１０８　補正係数乗算部
　１０９　Ｎポイント逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ部）
　１１０　パラレル／シリアル変換部
　２０１　アンテナ
　２０２　ＲＦ部
　２０４　同期部
　３０１　プリアンブル
　３０２　伝送路推定用フィールド
　３０３　ガードインターバル
　３０４　データ
　４０１、４０２－１、４０２－２、４０２－３　サンプル列
　４０３　時間領域信号
　４０４－１、４０４－２、４０４－３、４０５　サンプル列
　５０１　ベースバンド信号のスペクトル
　５０１ａ　信号の周波数特性
　５０２　リファレンス信号の周波数特性
　５０３　補正係数
　５０４　スペクトル
　６０１　送信の信号点
　６０２　再生された信号点

Claims (4)

1. 　シングルキャリア伝送方式を用いて変調された送信信号を受信する受信装置であって、
   　受信信号をシンボル速度に対してＰ倍（Ｐは１以上の整数）の速度によってオーバーサンプリングするＡＤコンバータと、
   　前記ＡＤコンバータの出力から、Ｎシンボルに相当するＰ×Ｎ個のサンプルポイントの時間領域信号を選択し、前記Ｐ×Ｎポイントの時間領域信号をフーリエ変換してＰ×Ｎポイントの周波数領域信号に変換し、前記Ｐ×Ｎポイントの周波数領域信号のうち、受信信号帯域に相当するＮポイントの周波数領域信号を出力するフーリエ変換部と、
   　前記フーリエ変換部から出力されるＮポイントの周波数領域信号のうち、補正係数を算出するための第１のＮポイントの周波数領域信号と、前記受信装置が既知のリファレンス信号の周波数領域信号との差分から歪特性又は位相誤差特性を推定する歪推定部と、
   　前記歪特性又は位相誤差特性を補正するための補正係数を算出する補正係数算出部と、
   　前記フーリエ変換部から出力される周波数領域信号のうち、歪特性又は位相誤差特性の補正対象である第２のＮポイントの周波数領域信号に、前記補正係数を乗算して、前記第２のＮポイントの周波数領域信号を補正する補正部と、
   　前記補正された第２のＮポイントの周波数領域信号を逆フーリエ変換して前記シンボル速度と同じサンプリング速度のＮポイントの時間領域信号に変換し、Ｎサンプルの時間領域信号から部分時系列を出力する逆フーリエ変換部と、
   　を備える受信装置。
2. 　請求項１記載の受信装置であって、
   　前記補正係数算出部は、前記歪特性の逆特性又は前記位相誤差特性に加え、受信フィルタ特性を補正するための補正係数を算出する受信装置。
3. 　請求項１記載の受信装置であって、
   　前記送信信号は、プリアンブル、伝送路推定用フィールド、ガードインターバルおよびデータを含む信号フォーマットを有し、
   　前記フーリエ変換部は、
   　前記伝送路推定用フィールド、又は、前記ガードインターバルを用いて、前記第１のＮポイントの周波数領域信号を出力し、前記データを用いて前記第２のＮポイントの周波数領域信号を出力し、
   　前記歪推定部は、前記伝送路推定用フィールドの周波数領域信号を用いて前記歪特性を推定し、前記ガードインターバルの周波数領域信号を用いて前記位相誤差特性を推定する受信装置。
4. 　請求項１記載の受信装置であって、
   　前記第リファレンス信号は、予め保持しておいた前記伝送路推定用フィールド、又は、前記ガードインターバルをＮポイントの周波数領域に変換した信号である受信装置。

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