WO2007015317A1

WO2007015317A1 - 送信機、受信機、通信方法及び送受信システム

Info

Publication number: WO2007015317A1
Application number: PCT/JP2006/303073
Authority: WO
Inventors: Hideaki Sakai; Kazunori Hayashi; Yoji Okada
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd; Kyoto University NUC
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd; Kyoto University NUC
Priority date: 2005-08-02
Filing date: 2006-02-21
Publication date: 2007-02-08
Anticipated expiration: 2008-02-02
Also published as: JPWO2007015317A1

Abstract

　ゼロ挿入器３を用いて複素ベースバンド信号の隣接データ間にｋ－１個の０を挿入することにより、ゼロ挿入前の複素ベースバンド信号の周波数スペクトルのコピーを（ｋ－１）個分隣接して配置し、かつ送信信号の占有帯域幅をゼロ挿入前のｋ（ｋ≧１）倍に拡大する。前記複素ベースバンド信号隣接データ間の時間間隔をＴ、ゼロ挿入後の隣接データ間の時間間隔をＴ／ｋ（Ｔ＝１／Ｒ）と表記したとき、ｋＲ以上のナイキスト帯域幅をもつ帯域制限フィルタ６を適用し、前記帯域制限フィルタ６を通過した複素信号を直交変調して送信する。伝送品質が悪い状況でも、簡易な構成で、周波数ダイバーシチの効果が得られる。

Description

明細書

送信機、受信機、通信方法及び送受信システム

技術分野

[0001] 本発明は、周波数ダイバーシチ送信機 (Frequency Diversity Transmitter),受信機 ( Receiver),通信方法及び送受信システムに関するものである。

背景技術

[0002] ダイバーシチ方式は、伝搬路を経由した信号がランダムに変動するのを軽減するための技術である。 2つ以上の受信波のうち、一方の受信レベルが落ち込んでも他方が落ち込んで、なければ、 2つの受信波の、ずれかを選択あるいは 2つの受信波を合成することにより、高品質の伝送を実現することが可能になる。

互いに独立に変動する複数のフェージング波（ブランチという）を得るために、空間、偏波、角度、周波数又は時間を利用する方法がある。

[0003] このうち周波数をブランチとして利用する周波数ダイバーシチは、送信側で周波数の異なる複数の搬送波を用いて変調する通信方式である。受信側では得られた複数のフェージング波を選択あるいは合成する。

この周波数ダイバーシチでは、通常ブランチ数に対応した送受信機が必要となる。例えばブランチ数が 2の場合、送受信機がそれぞれ 2つずつ必要になる。また、受信側ではブランチごとに周波数帯域を分離するためのフィルタを用意する必要があり、フィルタの急峻さにあわせてガード帯域を設ける必要がある。

[0004] 一方、 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式やシングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission, SCBT)などにおいて、サイクリツクプレフィックス (Cyclic Prefix;CP、ガードインターバルともいう)を用いたブロック伝送方式が注目されている (非特許文献 1参照)。 CPを用いたブロック伝送方式とは、送信信号ブロックの末尾にある 1又は複数の信号を先頭に、あるいは末尾にコピーしてブロック伝送する方式である。

[0005] CPを用いたブロック伝送方式では、伝搬によって周波数フェージングが生ずる場合に、受信側で周波数領域等化器を用いて効率的な等化を行うことができる。等化器ウェイトは、対角行列 Γで表すことができる。対角行列 Γの対角成分を { γ 1,. .., γ Μ}で表す。ここで Μは、離散フーリエ変換を行った場合の離散周波数の数、すなわち FFTサイズを表す。

[0006] 従来の等化器ウェイトの種類として、例えばゼロフォーシング (ZF; zero forcing)基準のウェイトがある。 ZF等化器ウェイトは、

y i = 1/ λ ί (i=l,...,M)

で表される。ここで λ ίは、伝送路の周波数伝達関数である。

一方、受信側で 2倍オーバーサンプリングし等化性能を改善する分数間隔等化法が提案されている（非特許文献 2参照)。この方法によれば、シンボルレートの 2倍の密度でオーバーサンプリングされた受信信号に対して、より高い周波数成分の等化器ウエイトを用いることにより、従来よりもさらに符号間干渉に強い受信機性能を得ることができる。

[0007] また、伝搬路状況やトラフィックの状況に応じて変調多値数やシンボルレートを可変する伝送方式も知られている。変調多値数を伝搬状況に合わせ可変する技術は、無線 LAN (IEEE802.Ha/g)や ADSLなどにも導入されている。

非特干文献 1 : Kazunori Hayashi "Fundamentals of Modulation/Demodulation and Eq ualization Technologies" Proc. MWE2004, pp.523— 532, 2004

非特許文献 2 : P. P. Vaidyanathan and B. Vrcelj, "Theory of fractionally spaced cycli c— prefix equalizer," Proc. ICASSP, vol.2, pp.1277— 1280, 2002.

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0008] 前記伝搬路状況やトラフィックの状況に応じて変調多値数やシンボルレートを可変する伝送方式にぉ、て、通信品質が確保できな、ときがある。

この場合には、複素ベースバンド信号の時間間隔を長くすれば、符号間干渉の影響を軽減できるので、劣悪な伝送環境下でも通信が瞬断することなく品質を確保しやすくなる。しかし、シンボルレートを低くすると、送信信号が占有する周波数帯域幅が小さくなるため、符号間干渉は軽減できるものの、高シンボルレート時に得られていた周波数ダイバーシチ効果は損なわれてしまう。 [0009] そこで本発明は、簡易な構成で、劣悪な伝送環境下でも、周波数ダイバーシチと符号間干渉低減効果によって安定した通信品質が得られる送信機、受信機、通信方法及び送受信システムを提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0010] 本発明の送信機は、送信しょうとするディジタル信号に基づいて、複素ベースバンド信号を生成するベースバンド変調器と、前記複素ベースバンド信号の時間的に隣接するデータ間に、 k 1個のゼロを挿入するゼロ挿入スィッチと、前記複素ベースバンド信号の時間的に隣接するデータ間の時間間隔を τ、ゼロ挿入後の隣接データ間の時間間隔を TZk(T= 1/R)と表記したとき、 kR以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、 kR以上の 3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらのフィルタの特性に近い近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタとを備え、前記帯域制限フィルタを通過した複素信号を直交変調することによって、ブランチ数 kの周波数ダイバーシチ信号を生成するものである。

[0011] ここで前記ゼロ挿入スィッチは、ゼロ挿入前の複素ベースバンド信号の周波数スぺタトルの（k 1)個のコピーを周波数軸上に配置して、送信信号の占有帯域幅をゼロ挿入前の k(k≥ 1)倍にするためのものである。送信機が複素ベースバンド信号の時間間隔を lZkに低下させたときでも、送信信号の占有帯域幅を一定に保ちつつ、ゼ口挿入前の信号の周波数スペクトルのコピーを占有帯域内に (k 1)個分隣接して酉己置することができる。

[0012] ただし、ゼロ挿入スィッチ通過後の信号は無限の帯域幅を持って、るので、前記帯域制限フィルタにより不要な周波数成分を除去するとよい。

帯域制限をするだけでは、符号間干渉が発生してしまうので、受信時に条件を満たす帯域制限フィルタを使用して、符号間干渉による悪影響を抑える。

以上のようにして、本発明によれば、従来のシンボルレート可変適応変調方式に比較して簡易な構成で、ブランチ数 kの周波数ダイバーシチ信号を得ることができる。

[0013] 従来の周波数ダイバーシチ方式の送受信機では、送受信機がブランチの数だけ必要であつたが、本構成では 1つだけでよい。また、従来の周波数ダイバーシチ方式の送信機では、各ブランチ信号をフィルタで分離するためのガード帯域が必要であつたが、本構成ではその必要がなぐ周波数利用効率のよい伝送が可能である。また、本発明の送信機は、前記ディジタル信号を、 N標本ごとにブロック化し、サイクリックプレフィックスを付加する CP付カ卩回路を備えて!/、てもよ!/、。

[0014] L標本 (N≥L)のサイクリックプレフィックスを含んだ信号を作るには、一般には、 N 標本力もなるブロックを繰り返した一連の信号の中から、任意の位置の（N + L)標本を取り出せばよい。簡便には、ブロック末尾の L標本を先頭に、あるいは、ブロック先頭の L標本を末尾にコピーするとよい。

従来の周波数ダイバーシチ方式の送受信機では多重波伝搬による符号間干渉を等化することができな力つたが、この構成では、受信側で、非特許文献 2などに提案されている分数間隔等化器と同じ構造を持った受信機を用いることにより、一度の処理で受信レベルの変動に対するダイバーシチ効果と符号間干渉を等化する効果を同時に得ることができる。

[0015] また、本発明の送信機は、推定された伝送路の伝達関数を用いて分数間隔等化 (F ractionally Spaced Equalizer)を行う周波数領域等化部をさらに備えるものであってもよい。

前記周波数領域等化部は、好ましくは、ゼロ挿入器の後段であり、かつ CP付カロ回路の前段に配置される。

一般の周波数ダイバーシチ装置において、 FSE機能は受信側にあるが、この機能を送信側に移すことにより、受信機の信号処理負荷を軽減することができる。

[0016] 次に、本発明の受信機は、前記ブランチ数 kの周波数ダイバーシチ信号を受信するための受信機であって、受信された信号を複素平面に展開する直交復調器と、 kR 以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、 kR以上の 3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中力も選ばれる帯域制限フィルタと、複素の信号力前記送信機より送信された元のディジタル信号に復元するベースバンド復調器とを備えるものである。

[0017] この構成の受信機により、周波数ダイバーシチ効果が得られるので、受信レベルの変動に対する耐性が向上し、無線伝送路のフェージングなどの影響を受けにくくすることができる。本発明の受信機は、前記送信機に対応させて、直交復調器と前記ベースバンド復調器との間のいずれかの位置に、受信された全標本の中から信号判定に必要な標本を抽出する間弓 Iきフィルタをさらに有するものであってもよ、。

[0018] 本発明の受信機は、前記送信機に対応させて、サイクリックプレフィックスを除去する CP除去回路をさらに備えて、てもよ、。

本発明の受信機は、推定された伝送路の伝達関数を用いて周波数領域等化を行う周波数領域等化部をさらに備えるものであってもよい。この構成によれば、送信機側で分数間隔等化を行わないで信号が送信された場合、その信号を受信して、受信機側で等化を行うことができる。これにより、多重波伝搬に起因する符号間干渉に対する等化も同時に行うことができる。

[0019] なお、受信機に分数間隔等化器を設ける場合は、送信機に分数間隔等化器を設ける必要はないことはもちろんである。これとは反対に送信機に分数間隔等化器を設ける場合、受信機に分数間隔等化器を設ける必要はなヽ。

本発明の通信方法は、前記送信機による送信手順と前記受信機の受信手順とを、一連の手順として規定したものである。

[0020] また本発明の送受信システムは、前記送信機及び前記受信機を含み、前記受信機は、前記送信機から前記受信機までの伝送路における信号の伝送品質を評価する伝送品質評価部と、この評価結果を送信機に伝送する伝送制御部とを備え、前記送信機は、受信機から伝送されてきた前記伝送品質評価部の評価結果に基づヽて、通信速度を下げつつ送信信号の占有帯域幅を一定に保ち、かつダイバーシチのブランチ数を増やすように制御することができるものである。

[0021] この送受信システムによれば、伝送路の伝送品質を評価して、その評価の結果を、周波数ダイバーシチのブランチ数 kにフィードバックすることができる。したがって、常に、通信品質と通信速度の最善の組み合わせが得られる周波数ダイバーシチのブランチ数 kを設定して、通信を行うことができる。

本発明における上述の、又はさらに他の利点、特徴及び効果は、添付図面を参照して次に述べる実施形態の説明により明らかにされる。

図面の簡単な説明 [図 1]図 1は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission)における本発明の周波数ダイバーシチ送信機のブロック図である。

[図 2]図 2は、前記周波数ダイバーシチ送信機と対になる周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。

[図 3]図 3は、分数間隔等化処理を説明するためのブロック図である。

[図 4]図 4は、受信機の各信号波形を説明するための図である。

[図 5]図 5は、送信機側で分数間隔等化処理を行う本発明の周波数ダイバーシチ送信機のブロック図である。

[図 6]図 6は、前記周波数ダイバーシチ送信機と対になる周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。

[図 7]図 7は、分数間隔等化処理を説明するためのブロック図である。

[図 8]図 8は、 2倍オーバーサンプリングする場合の送信機の各信号波形を説明するための図である。

[図 9]図 9(a)は図 1のベースバンド変調器 2の出力点 (1)における信号波形を示す図であり、図 9(b)はその信号の周波数スペクトルを示す図である。

[図 10]図 10(a)はゼロ挿入スィッチ 3を通過した信号波形を示す図であり、図 10(b)は周波数スペクトルを示す図である。

[図 11]図 11(a)は、帯域制限フィルタ 6を通過した後の信号波形を示す図であり、図 1 1(b)は、周波数スペクトルを示す図である。

[図 12]図 12(a)は、受信機における帯域制限フィルタ 14を通過した後の信号波形を示す図であり、図 12(b)は、周波数スペクトルを示す図である。

[図 13]図 13(a)は、受信機における間弓 Iきフィルタを通過した後の信号波形を示す図であり、図 13(b)は、周波数スペクトルを示す図である。

[図 14]図 14は、周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。

[図 15]図 15は、受信機から送信機に伝送品質の情報を伝送する手順を示すフローチャートである。

[図 16]図 16は、伝送品質の情報を受けた送信機において、設定を変更する手順を示すフローチャートである。 [図 17]図 17は、 BER値に応じて変調方式、シンボルレートを変更する一例を示すマップである。

[図 18]図 18は、送信機側で分数間隔等化処理を行う本発明の周波数ダイバーシチ送信機の変形例を示すブロック図である。

符号の説明

[0023] 1 等化回路

2 ベースバンド変調器

3 ゼロ揷入スィッチ

4 CP付加部

6 帯域制限フィルタ

7 DZA変難

8 直交変調器

10 分数間隔等化器

11 伝達関数推定部

12 直交復調器

13 AZD変翻

14 帯域制限フィルタ

15 間引きフィルタ

16 CP除去部

17 分数間隔等化器

18 ベースバンド復調器

19 伝達関数推定部

21 信号強度測定部

22 BER測定部

31 重み付け処理部

32 加算部

発明を実施するための最良の形態

[0024] 図 1は、シングルキャリアブロック伝送方式（Single carrier block transmission,以下 SCBT方式とヽぅ）を採用した本発明の周波数ダイバーシチ送信機のブロック図である。

なお、このブロック図のベースバンド変調器 2から直交変調器 8までの部分の信号は複素数を想定している。実際のハードウェアにおいては、 1 (実部）， Q (虚部）の 2つの直交成分に対応する 2つの回路が並列に構成されることになる。

[0025] この送信機は、送信しょうとするディジタル信号を複素平面にマッピングするベースバンド変調器（Mapper)2と、ベースバンド変調器から出力される各複素シンボル間に (k- 1)個のゼロを挿入し、データ標本速度をシンボルレート (Rとする）の k倍にするゼロ挿入スィッチ 3と、 CP付加部 4とを備えている。

ここで「シンボル」とはベースバンド変調器で複素平面内にマッピングされた信号であり、「シンボルレート」は、単位時間あたりに伝送される複素シンボルの数である。「データ標本速度」とは、単位時間あたりに伝送される信号 (前記シンボル及び符号ゼ口を含む）の数である。

[0026] ゼロ挿入スィッチ 3は、マッピングされた信号と 0とを、 1対 (k-1)の割合で切り替えるものである。例えば、 k= 2ならば、マッピングされた信号と 0とを交互に切り替える。周波数ダイバーシチをしな、とき (たとえば伝送時の電波伝搬環境が良、場合など）、ゼロ挿入スィッチ 3の機能を offにして (k= 1)マッピングされた信号をそのまま通過させる。

[0027] CP付加部 4は、スィッチ出力を N標本ごとにブロック化し、 CPとしてブロックの末尾 L 標本を先頭に、ある、はブロック先頭の L標本を末尾にコピーして付加する。

さらに、ゼロ挿入スィッチ 3の後段には、ゼロ挿入によって生じた信号の不要な周波数成分を除去する帯域制限フィルタ 6が接続される。ただし、帯域制限をするだけでは、符号間干渉が発生してしまうので、受信時にナイキスト条件を満たすフィルタ、もしくは符号間干渉による悪影響を抑えることのできるフィルタを使用する。この帯域制限フィルタ 6は、 kR以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、若しくは k R以上の 3dB帯域幅をもつガウスフィルタ又はそれらの近似フィルタで構成されている。前記近似フィルタとしては、たとえばトムソンフィルタ（ベッセルフィルタ）が挙げられる。 [0028] また図 1において、帯域制限フィルタ 6の前後でデータ標本速度が kR力 pkRに増えている。これは帯域制限を行うために信号処理可能な周波数を拡大する必要があるためである。このように標本速度を上げることにより、信号の帯域を制限し、 DZAで不要なエイリアス成分を除去することができる。

なお、図示しないが、この送信機には、受信機側で伝送路の伝達関数を推定するのに役立つように、ブロックの所定位置にパイロット信号若しくはプリアンブル (Preamb le)を挿入する回路が備えられている。

[0029] 帯域制限フィルタ 6の出力信号は、 DZA変換器 7を通してアナログ信号になり、直交変調器 8に入力される。ここで、 I, Q2つの直交成分が直交変調されて 1つの信号に合成される。その信号は、搬送波に乗せられて、電力増幅器 9を通してアンテナから放射される。

図 2は、前記周波数ダイバーシチ送信機と対になる周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。このブロック図においても直交復調器 12とベースバンド復調器 18 との間の信号は複素数を想定している。実際のハードウアにおいては、 1 (実部）， Q (虚部）の 2つの直交成分に対応する 2つの回路が並列に構成されることになる。

[0030] アンテナで受信された信号は、低雑音増幅器を通して、無線周波数帯から中間周波数帯へと変換され、直交復調器 12に入力される。ここで、 I, Q2つの直交信号に変換され、それぞれが、 AZD変換器 13を通して複素ディジタル信号に変換される。この複素ディジタル信号は、前記送信機の帯域制限フィルタ 6と同一の通過特性を持つ帯域制限フィルタ 14を通過する。この帯域制限フィルタ 14は、送信された信号以外の不要成分を除去するものである。

[0031] 帯域制限フィルタ 14を通過した信号は、受信された全標本の中から信号判定に必要な標本のみを抽出する間引きフィルタ 15を通って、周波数ダイバーシチ送信機により付加された CPを除去する CP除去部 16、及び伝達関数推定部 19に入る。

伝達関数推定部 19は、受信信号に含まれるパイロット信号若しくはプリアンブルを抽出し、離散フーリエ変換を行い、この離散フーリエ変換で得られた信号に基づいて、伝送路の周波数伝達関数 λ ί G=1,...,M)を推定する。

[0032] 分数間隔等化器 17は、 AZD変換する際に、送信信号の整数倍（2ⁿ倍の場合、 DF Tを FFTにして計算量を削減可能）の速度で波形をサンプリング (オーバーサンプリング）して、等化処理を行うことにより ISI (符号間干渉)を低減するものである。

分数間隔等化器 (FSE) 17は、 CP除去後の受信信号ブロックを離散フーリエ変換する。そして、前記周波数伝達関数に基づいて周波数領域等化処理を行う。周波数領域等化は、変換領域で周波数成分ごとに等化器ウェイトを乗算する処理である。そして、等化後の信号に対して、離散逆フーリエ変換を行って、時間関数に変換する。

[0033] 前記等化器のウェイトは、受信機側で伝送路の伝達関数を推定することにより求める。この推定の便宜のために、送信信号のブロックの所定位置にパイロット信号若しくはプリアンブル (Preamble)が挿入されていることは前述したとおりである。

前記等化器のウェイト Γの一例として、 k倍オーバーサンプリング時の最小 2乗誤差基準ウェイトを採用することができる。

[0034] 最小 2乗誤差基準ウェイトは，例えば次の式で示される。

y = λ * / { \ λ ² \ + σ V σ ²) (i=l,...,M)

ただし， σ

s ²は送信信号の分散値、 σ

η ²は雑音の分散値である。

なお、前記式では、受信機雑音が白色雑音の場合を前提とした式を示したが、本発明は、白色性でない一般の受信機雑音の場合にも適用できる。

[0035] 図 3は、前記分数間隔等化器 17の処理を示すブロック図である。

分数間隔等化器 17は、等化器ウェイトを力 4ナるための重み付け処理部 31と、加算部 32とを含んでヽる。 k倍でオーバーサンプルされたフーリエ変換後の重み付け処理部 31の入力を X ,Χ X (代表するときは X)と表記する。重み付け処理部 31

1 2 k i

は、前記最小 2乗誤差基準ゥイト γ , γ , ..., γ を乗算する。加算部 32は、重み

1 2 kM

付け処理部 31の出力を加算する。すなわち加算部 32では、図 3のように重み付け処理部 31の出力を M個の信号からなるグループに分け、各グループの i (i=l,...,M) 番目の要素同士を足し合わせる処理を行う。したがって加算部 32出力はサイズ Mのベクトルとなる。

[0036] この分数間隔等化器 17における分数間隔等化の手法を、図 4 (a)から (f)を用いて説明する。時間を t、周波数を fで表す。

まず (a)に示すように、サンプリングされた受信信号をフーリエ変換し (b)、重み付け処理部 31で等化器ウェイトを適用する（c)。（d)は、これらのフーリエ変換後の信号と等化器ウェイトとを乗算した信号を示す。フーリエ変換のサイズは k倍 (この図では k= 2とする）となっているので、各信号は、周波数軸で 2倍に広がっている。これらの信号を加算部 32で加算して、 (e)に示すような信号を得る。この信号を逆フーリエ変換して、時間信号波形にすれば、（f)のように、送信信号を再生できる。

[0037] 以上の例示は、 2倍オーバーサンプリングであつたが、一般に k倍 (k≥ 2)オーバーサンプリングする場合も同じように示すことができる。

これにより、シングルキャリアブロック伝送などにおいて、雑音増強の影響を抑え、伝送路のフェージングなどの影響を受けにくい受信機を構成することができる。ベースバンド復調器 (Dem_apper)18は、逆フーリエ変換された複素信号から前記送信機より送信された複素シンボルを推定して元の送信信号を復元する。

[0038] ここで、送信機側で分数間隔等化を行う場合の送信機の構成を説明する。

これまでに説明した周波数ダイバーシチ装置において、分数間隔等化機能は受信側にあつたが、送信側に移すことにより、受信機の信号処理負荷を軽減することができる。

図 5は、分数間隔等化機能を有する周波数ダイバーシチ送信機を示すブロック図であり、図 6は分数間隔等化機能を備えていない受信機を示すブロック図である。

[0039] 図 5、図 6において、図 1,図 2と同じ回路には同じ番号を付し、重複した説明は省略する。

図 5における周波数ダイバーシチ送信機は、ゼロ挿入スィッチ 3と CP付加部 4との間に、分数間隔等化器 10を備えている。分数間隔等化器 10は、伝達関数推定部 1 1とつながっている。図 6における受信機は、分数間隔等化器 17を備えていない。

[0040] この送信機側の分数間隔等化器 10の構造を図 7に示す。図 7によれば、分数間隔等化器 10は、図 3に示した分数間隔等化器 17と同様、等化器ウェイトを力 4ナるための重み付け処理部 31を備えている。

し力分数間隔等化器 10は、加算部 32を備えていない。これは、周波数ダイバーシチ送信機から、 k倍に広がったスぺ外ル信号をそのまま送信するので、加算をする必要がないからである。 [0041] なお、ゼロ挿入スィッチ 3と分数間隔等化器 10とは 1つにすることもできる。例えば、図 18のように、ゼロ挿入スィッチの代わりにサイズ Mの DFT (離散フーリエ変換)を行い、フーリエ変換後の信号を K個作って、それぞれに等化ウェイト y 1,..., y KMを乗じた後、サイズ KMの IDFT (逆離散フーリエ変換)を行ってもょ、。

以上に説明した分数間隔等化機能を持った送信機の信号波形を、図 8を用いて説明する。図 8は、 k = 2の場合の例を示す。時間を t、周波数を fで表す。

[0042] まずベースバンド変調後の送信信号 (a)にゼロを挿入する（b)。これによりデータの標本化速度を 2倍にする。

次に、ゼロ挿入後のデータをフーリエ変換し、時間信号を周波数信号に変換する（ c) ₀

この周波数変換後の信号に対して、重み付け処理部 31において等化ウェイトを乗算する（d)。この等化ウェイトの関数形は伝送路の伝達関数に基づいて計算される。このとき等化ウェイトは標本ィ匕速度に対応して 2倍の周波数まで延びている。

[0043] 次に周波数領域等化された信号 (e)を逆フーリエ変換して時間領域に戻す (f )。この信号に前述したサイクリックプレフィックス付カ卩 ·帯域制限フィルタの適用 ·直交変調などをして、無線周波数に変換して無線信号として送信する。

送信機側の重み付け処理部 31で用いる等化器ウェイトは、原則として、信号を受信する受信機側でないと推定することができない。したがって、送信機で分数間隔等化を行おうとすれば、受信機力伝送路の伝達関数の情報を取得しなければならない

[0044] この伝達関数の情報を取得する機能を持つのが、伝達関数推定部 11である。

送受信機が双方向通信に対応していることを前提として、通信方式が同じ周波数チャネルで信号を送受信する TDD(Time Division Duplex)方式であれば、送受信信号ともに周波数が同一なので、伝達関数推定部 11は、受信機力の信号を受信した時に、推定した伝達関数をそのまま用いて送信信号の等化器ウェイトとすることができる。

[0045] 送信と受信で異なる周波数を使う FDD(Frequency Division Duplex)方式の場合、伝達関数推定部 11は、受信機側で推定された伝達関数をデータに載せて送信機側に戻して取り込むことが必要になる。このために、受信機から送信機へ信号を伝送する時に、受信機は、伝達関数のデータを送る必要がある。このとき、受信機から送信機へ信号を伝送するための媒体は、送信機と受信機との間に設けられている伝送路をそのまま用いてもよ!ヽ (送受信機が双方向通信に対応して!/、ることが前提)。また、前記伝送路を使わずに、インターネット， ISDN,携帯電話などの他のネットワーク伝送路を用いてもよい。

[0046] 次に、送受信機の各部の波形の例を図 9から図 13に示す。

図 9から図 13において、計算に用いた諸元を表 1に示す。

[0047] [表 1]

ルートナイキストフィルタはフィルタ係数が実数のみで表せるため、複素ディジタル信号の実部と虚部はそれぞれ独立に信号を取り扱うことができる。以下の時間波形は実部、また周波数波形は振幅値を示している

図 9(a)は図 1のベースバンド変調器 2の出力点 (1)における実部の信号波形を示す。図 9(b)は出力点 (1)の信号を離散フーリエ変換したものである。この例では QPSK変調を想定しているので、ベースバンド変調器 2から出力された信号の実部、虚部ともに 1Z 2,— 1Z 2の値をとる。

[0048] 図 10(a)はシンボルレートを図 9(a)と同じにしたままで、ゼロ挿入スィッチ 3を通過した点 (2)における信号波形を示す。図 10(b)は点 (2)の信号を離散フーリエ変換したものである。ゼロ挿入スィッチ 3によって、ベースバンド変調器 2から出力された信号波形 1Z 2, —l/f2に、値 0が間装されることにより、データ標本速度が k倍（図では k= 2)になる。図 10(b)を見れば、図 9(b)と比較して、帯域幅が 2倍になっている。ここで、図 10(b)の信号スペクトルの右半分は元の信号のスペクトルをコピーしたものになっている。 [0049] 図 11(a)は、帯域制限フィルタ 6を通過した点 (3)における信号波形を示す。図 11(b) は点 (3)における周波数スペクトルである。周波数 5MHz以上の高、成分が減衰して波形がなめらかになっていることがわかる。

図 12(a)は、図 2の受信機における帯域制限フィルタ 14を通過した点 (4)の信号波形を示す。図 12(b)は、点 (4)の周波数スペクトルを示す。

[0050] 図 13(a)は、受信機における間引きフィルタを通過した点 (5)の信号波形を示す。図 13(b)は、点 (5)の信号を離散フーリエ変換したものである。間引きフィルタを通過することにより、図 10(a)と同様の信号波形が復元されている。

以上の通信方法により、 k倍 (本実施例では 2倍)のデータ標本速度を持つブランチ数 kの周波数ダイバーシチ信号を得ることができる。従来の周波数ダイバーシチ方式の送信機では、送信機がブランチの数だけ必要であつたが、本構成では 1つだけでよい。また、従来の周波数ダイバーシチ方式の送信機では、各ブランチ信号をフィルタで分離するためのガード帯域が必要であった力本構成ではガード帯域がな、。

[0051] さらに、本発明の送受信システムの実施形態を説明する。

この送受信システムでは、前記周波数ダイバーシチ送受信機に、受信機から送信機に伝搬路の状況をフィードバックする機能を追加することにより、送信機において、関係する各パラメータを操作して、本方式を可変レートの適応変調システムに拡張することがでさる。

[0052] 図 14は、本送受信システムにおける周波数ダイバーシチ受信機のブロック図である。

周波数ダイバーシチ受信機は、低雑音増幅器、直交復調器 12、 AZD変換器 13、帯域制限フィルタ 14、 CP除去部 16、等化器 17、ベースバンド復調器 18を備えており、これらの構成と接続は、図 2に示した受信機のものと同じである。

この図 14の受信機では、アンテナで受信された信号の強度を測定する信号強度測定部（RSSI: Received Signal Strength Indicator) 21と、ベースバンド復調器から出力された信号の BER(Bit Error Rate)を測定する BER測定部 22と、受信信号に含まれるパイロット信号若しくはプリアンブルを抽出した信号に基づいて伝送路の周波数伝達関数 λ ί (i=l,...,M)を推定する伝達関数推定部 19と、伝送品質評価部 19とを備えている。なお、受信機は、これらの信号強度測定部 21、 BER測定部 22、伝達関数推定部 19のうち全部を備えて、てもよ、が、 V、ずれか 1つ又は 2つを備えて、てもよヽ

[0053] 伝送品質評価部は、これらの信号強度測定部 21、 BER測定部 22、伝達関数推定部 19のいずれかの出力に基づいて、伝搬路の状況を把握する（伝送品質を評価する)。

例えば、（1)信号強度測定部 21で測定された信号強度をしきい値と比較する。信号強度がしきい値を下回る場合、伝送品質が低下したと評価される。あるいは、 (2) B ER測定部 22で測定された BERをしき、値と比較する。 BERがしき、値を超える場合、伝送品質が低下していると評価される。又は（3)伝達関数推定部 19で測定された周波数伝達関数 λ ί G=1,...,M)をしきい値と比較する。周波数伝達関数 λ ίがしきい値を下回る場合、伝送品質が低下していると評価される。

[0054] 伝送品質を評価する時刻間隔は、任意に選べるが、無線伝送の伝搬路の状況は、かなり短い時間で変化していくことを考えると、時刻間隔は、短いほどよい。たとえば受信信号の 1ブロックを受信するたびに、伝送品質を 1回評価することとしてもよい。しかし、短くしすぎると、送信機から受信機へ伝送する情報量が減ってしまう場合もある。その場合は伝送したい情報量とのトレードオフとなる。

[0055] 伝送品質が評価された場合には、（Α)変調多値数又はシンボルレートを受信機側で決定して、その結果を送信機に送るか、又は (Β)評価された伝送品質の値を送信機に伝送して、変調多値数又はシンボルレートを送信機側で決定する。以上 (Α)(Β)のどちらの方式を採用してもよいが、以下、（Α)の方式を前提にして説明する。

受信機は、変調多値数又はシンボルレートを送信機にフィードバックするために、受信機から送信機への情報伝達手段を確保しておく。例えば、当該送受信機の無線伝送路が双方向である場合その無線伝送路を利用してもよぐインターネット， IS DN、携帯電話などのネットワーク伝送路を用いてもよい。前者の場合は制御パケットの特定ビットに情報を埋め込むのが一般的である。

[0056] 図 15は、受信機力も送信機に伝送品質の情報を伝送する手順を示すフローチヤートである。伝送品質が識別されると (ステップ S1)、変調多値数又はシンボルレートを変更する必要があるかどうか判断する (ステップ S 2)。この判断基準は後述する。変調多値数又はシンボルレートの変更が必要と判断された場合には、制御パケットを書き換えて送信機側に送信する (ステップ S3)。それとともに、受信機内の復調方式、シンボルレート、帯域制限フィルタ 14の帯域幅、逆フーリエ変換サイズ等の設定を変更する（ステップ S4)。

[0057] 図 16は、伝送品質の情報を受けた送信機において、設定を変更する手順を示すフローチャートである。送信機は、受信機力も制御パケットを受信すると (ステップ T1) 、変調多値数又はシンボルレート等の変更が必要かどうか判断し (ステップ T2)、送信機内の変調方式、シンボルレート、帯域制限フィルタ 14の帯域幅等の設定を変更する（ステップ Τ3)。

[0058] ここで、送信機から受信機へのシンボルレート等を変更するための判断基準を、表

2を用いて説明する。

[0059] [表 2]

伝送品質は、信号強度測定部 21、 BER測定部 22、伝達関数推定部 19の出力に基づいて、前述した手法（1)〜（3)に基づいて評価する。

以下、 BERをしきい値と比較する場合を例にとって説明する。

[0060] 本発明の実施形態の送信機は、伝送信号の変調方式として 64QAM, 16QAM, QPSKを用意している。

図 17は、 BER値に応じて変調方式、シンボルレートを決定する一例を示すマップである。

BER値が図 17のしきい値よりも低い場合 (符号誤りが少ない場合）、 64QAM, 16 QAM又は QPSK(k= l)で変調する。 BER値がしきい値よりも低くなるほど伝送品質がよいので、 BER値が低くなるのに応じて QPSK, 16QAM, 64QAMの順に決定していく。

[0061] BER値が図 17のしきい値よりも高い場合 (符号誤りが多い場合）、 QPSK(k> l)で変調する。

さらに、同じ QPSKでも、シンボルレートを低くする。そして、シンボルレートを低くした割合に応じて、ゼロ挿入割合 kを大きくし、最終的なデータ標本速度が変化しないようにしている。

[0062] 本例では、シンボルレートを半分にする場合 (k= 2とする場合）と、シンボルレートを

1Z4にする場合 (k=4とする場合）とをあげている。 k= 2の場合、複素シンボル 1個当たり 1個の 0を挿入する。 k=4の場合、複素シンボル 1個当たり 3個の 0を挿入するこの結果、変調多値数やシンボルレートに関わらず、帯域制限フィルタ入力のデータ標本速度は R0、 DZA変 7入力の標本速度は 8R0となって、る。

[0063] 受信機においては、変調多値数やシンボルレートに関わらず、 AZD変換器 13出力のデータ標本速度は一定数 8R0となる。また、分数間隔等化器 (FSE)の離散フーリエ変換のサイズは一定数 Mである力離散逆フーリエ変換のサイズは、 k= lの場合 M、 k= 2の場合 M/2、 k=4の場合 M/4となる。つまり、 kが大きくなるにしたがつて、分数間隔等化器出力におけるデータ標本速度は小さくなる。

[0064] 以上のように、送受信システムにお、て、評価された伝送品質に応じた変調多値数、シンボルレートを設定することができる。

本発明の実施形態の送受信システムでは、変調多値数やシンボルレートが変更されても、データ標本速度が変わらず、 DZA、 AZD変換の標本速度や FFTサイズが共通であるため、ハードウェアの実装上有利である、といえる。

[0065] 従来方式ではシンボルレートを落とすと信号帯域幅が狭くなつていたが、本方式では信号帯域幅が狭くならない。したがって、周波数ダイバーシチ利得が得やすくなり、より高品質な通信をすることができる。

以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は前記の形態に限定されるものではない。例えば、本発明は、 SCBT方式だけでなぐ OFDM方式においても適用できる。 OFDMの場合、送信機で逆フーリエ変換した信号を送るので、受信機では逆フーリエ変換する手段は必要でなくなる。

また、本実施形態において、受信機の帯域制限フィルタ 14は送信機の帯域制限フィルタと通過特性が同じであると述べた力必ずしも同じである必要はない。信号が正しく受信できれば、異なる通過特性をもつフィルタを用いてもよ!、。

Claims

請求の範囲

[1] 送信しょうとするディジタル信号に基づいて、複素ベースバンド信号を生成するべースバンド変調器と、

前記複素ベースバンド信号の隣接データ間に k 1個の 0を挿入するゼロ挿入スィツチと、

前記複素ベースバンド信号隣接データ間の時間間隔を τ、ゼロ挿入後の隣接データ間の時間間隔を TZk(T= 1/R)と表記したとき、 kR以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、 kR以上の 3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中カゝら選ばれる帯域制限フィルタとを備え、

前記帯域制限フィルタを通過した複素信号を直交変調することによって、ブランチ数 kの周波数ダイバーシチ信号を生成する送信機。

[2] 前記ディジタル信号を、前記 N標本ごとにブロック化し、サイクリックプレフィックスを付加する CP付加回路を備える請求項 1記載の送信機。

[3] 推定された伝送路の伝達関数を用いて分数間隔等化を行う周波数領域等化部をさらに備える請求項 1記載の送信機。

[4] 前記ブランチ数 kの周波数ダイバーシチ信号を受信するための受信機であって、受信された信号を複素平面に展開する直交復調器と、

kR以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、 kR以上の 3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中力も選ばれる帯域制限フィルタと前記帯域制限フィルタを通過した複素ベースバンド信号カゝら前記送信機より送信された元のディジタル信号に復元するベースバンド復調器とを備える受信機。

[5] 前記直交復調器と前記ベースバンド復調器との間のいずれかの位置に、受信された全標本の中から信号判定に必要な標本を抽出する間引きフィルタが挿入されている請求項 4記載の受信機。

[6] サイクリックプレフィックスを除去する CP除去回路を備えて、る請求項 4記載の受信機。

[7] 推定された伝送路の伝達関数を用いて分数間隔等化を行う周波数領域等化部をさらに備える請求項 4記載の受信機。

[8] (1)送信しょうとするディジタル信号に基づいて、複素ベースバンド信号を生成する手順、

(2)前記複素ベースバンド信号の隣接データ間に k—1個の 0を挿入する手順、

(3)前記複素ベースバンド信号隣接データ間の時間間隔を T、ゼロ挿入後の隣接データ間の時間間隔を TZk(T= 1/R)と表記したとき、 kR以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、 kR以上の 3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタを適用する手順、

(4)前記帯域制限フィルタを通過した複素信号を直交変調することによって、ブランチ数 kの周波数ダイバーシチ信号を生成し、このダイバーシチ信号を送信する手順、

(5)受信された前記ブランチ数 kの周波数ダイバーシチ信号を複素平面に展開する手順、

(6) kR以上のナイキスト帯域幅をもつルートナイキストフィルタ、 kR以上の 3dB帯域幅をもつガウスフィルタ、又はそれらの近似フィルタの中から選ばれる帯域制限フィルタを適用する手順、並びに

(7)前記帯域制限フィルタを通過した複素ベースバンド信号力前記送信機より送信された元のディジタル信号に復元する手順を含む通信方法。

[9] 請求項 1記載の送信機及び請求項 4記載の受信機を含み、

前記受信機は、前記送信機力前記受信機までの伝送路における信号の伝送品質を評価する伝送品質評価部と、この評価結果を送信機に伝送する伝送制御部とを備え、

前記送信機は、受信機から伝送されてきた前記伝送品質評価部の評価結果に基づいて、送信信号の占有帯域幅を一定に保ちつつ、ダイバーシチのブランチ数を増やすように制御することができる送受信システム。