[go: up one dir, main page]

WO2011114850A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2011114850A1
WO2011114850A1 PCT/JP2011/054087 JP2011054087W WO2011114850A1 WO 2011114850 A1 WO2011114850 A1 WO 2011114850A1 JP 2011054087 W JP2011054087 W JP 2011054087W WO 2011114850 A1 WO2011114850 A1 WO 2011114850A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching element
output voltage
voltage
circuit
secondary winding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2011/054087
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
鵜野良之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Priority to CN201180014080.0A priority Critical patent/CN102792576B/zh
Priority to JP2012505583A priority patent/JP5447651B2/ja
Publication of WO2011114850A1 publication Critical patent/WO2011114850A1/ja
Priority to US13/591,254 priority patent/US8891255B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device having a plurality of outputs, and more particularly to a switching power supply device that can control two outputs simultaneously with high accuracy.
  • Patent Literatures 1 and 2 are disclosed as switching power supply devices having a plurality of outputs.
  • Patent Document 1 includes two transformer secondary windings, each of which is provided with a rectifying and smoothing circuit, and is configured to detect the output voltage of one of the secondary windings and perform feedback control. A circuit is shown.
  • Patent Document 2 discloses a switching power supply circuit having a current resonance converter configuration.
  • the switching power supply circuit described in Patent Document 2 is shown in FIG.
  • This switching power supply circuit is a current resonance type switching regulator having switching elements S1 and S2 and a control circuit 2 for controlling converter transformer 3 and switching elements S1 and S2.
  • the converter transformer 3 includes a primary winding NP to which an input voltage is applied as the switching elements S1 and S2 are turned on / off, a control voltage secondary winding NS2 for supplying the operating voltage VCC to the control circuit 2, and a direct current.
  • a secondary winding NS1 for output voltage for extracting the output V0 is provided, and a full-wave rectifier circuit is configured on each secondary side.
  • the control circuit 2 drives the switching elements S1 and S2 in a complementary manner with a duty of 50%, and controls the output voltage Vo by frequency control.
  • control is performed so that the voltage of one rectified and smoothed output (control output side) of the two secondary windings of the transformer is stabilized.
  • the output voltage is not determined only by the turns ratio of the transformer windings.
  • the output voltage changes due to characteristic changes and variations of the elements. That is, there is a problem that the accuracy of voltage stabilization on the non-control output side is low.
  • An object of the present invention is to provide a switching power supply device that can control two outputs simultaneously and accurately.
  • the switching power supply device is configured as follows. (1) a series circuit including a first switching element (Q1) and a second switching element (Q2) connected to a power supply input unit to which a DC input voltage is input; A transformer (T1) in which at least the primary winding (L1) and the secondary winding are magnetically coupled; The first switching element (Q1) or the second switching element (Q2) is connected in parallel, and the primary winding (L1), inductor (Lr), and capacitor (Cr) of the transformer (T1) are connected in series.
  • a series resonant circuit A first rectifying / smoothing circuit (D1, D1) for extracting a first output voltage (Vo1) by rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding of the transformer (T1) during an ON period of the first switching element (Q1).
  • Co1 A second rectifying / smoothing circuit (D2, D2) that rectifies and smoothes the voltage generated in the secondary winding of the transformer (T1) during the ON period of the second switching element (Q2) to extract the second output voltage (Vo2).
  • the first switching element (Q1) and the second switching element (Q2) are driven so as to repeat complementary ON / OFF, and based on the first output voltage and the second output voltage, Switching for controlling the on-time of the first switching element (Q1) and the on-time of the second switching element (Q2) to control the first output voltage (Vo1) and the second output voltage (Vo2). And a control circuit (10).
  • a first series circuit connected to a power supply input section to which a DC input voltage is input, wherein the first switching element (Q1) is on the high side and the second switching element (Q2) is on the low side;
  • a second series circuit connected to a power supply input section to which a DC input voltage is input, wherein the third switching element (Q3) is on the high side and the fourth switching element (Q4) is on the low side;
  • a transformer (T1) in which at least a primary winding and a secondary winding are magnetically coupled; One end is connected to a connection point between the first switching element (Q1) and the second switching element (Q2), and another point is connected to the connection point between the third switching element (Q3) and the fourth switching element (Q4).
  • a series resonant circuit including a primary winding (L1) of the transformer (T1), an inductor (Lr), and a capacitor (Cr), the ends of which are connected;
  • the first output voltage is extracted by rectifying and smoothing the voltage generated in the secondary winding of the transformer (T1) during the ON period of the first switching element (Q1) and the fourth switching element (Q4).
  • a second output voltage is extracted by rectifying and smoothing the voltage generated in the secondary winding of the transformer (T1) during the ON period of the second switching element (Q2) and the third switching element (Q3).
  • a rectifying / smoothing circuit D2, Co2;
  • the first switching element (Q1) and the fourth switching element (Q4), and the second switching element (Q2) and the third switching element (Q3) are driven so as to repeat complementary ON / OFF.
  • On-time of the first switching element and the fourth switching element and on-time of the second switching element and the third switching element are controlled based on the first output voltage and the second output voltage, respectively.
  • a first output voltage detection circuit that detects the first output voltage (Vo1)
  • a second output voltage detection circuit that detects the second output voltage (Vo2)
  • the first output voltage is Vo1
  • the second output voltage is Vo2
  • the on-time of the first switching element (Q1) is Ton1
  • the on-time of the second switching element (Q2) is Ton2
  • the switching control circuit If the voltage is Vref1 and the second reference voltage is Vref2, the switching control circuit
  • the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 are respectively predetermined.
  • the on-time Ton1 of the first switching element (Q1) and the on-time Ton2 of the second switching element (Q2) are subjected to multivariable feedback control so that the voltage becomes equal.
  • the transfer functions A and D are each set to zero. That is, the second output voltage Vo2 is controlled by the on time (Ton1) of the first switching element (Q1), and the first output voltage Vo1 is controlled by the on time (Ton2) of the second switching element (Q1).
  • the secondary winding may be composed of a single winding (L2) that generates the first output voltage and the second output voltage.
  • the secondary winding includes a first secondary winding (L21) that generates the first output voltage and a second secondary winding (L22) that generates the second output voltage. It may be configured.
  • the first secondary winding (L21) and the second secondary winding (L22) are wound independently of each other, and the first rectifying and smoothing circuit and the second secondary winding (L22) are wound independently of each other.
  • the ground sides of the rectifying / smoothing circuit are connected to each other.
  • the first secondary winding (L21) and the second secondary winding (L22) are wound independently of each other, and the ground side of the first rectifying and smoothing circuit is The voltage output side of the second rectifying / smoothing circuit is connected, or the ground side of the second rectifying / smoothing circuit and the voltage output side of the first rectifying / smoothing circuit are connected. With this configuration, it is possible to maintain a good balance between the two outputs.
  • the switching control circuit is configured by, for example, a DSP (Digital Signal Processor).
  • DSP Digital Signal Processor
  • the accuracy of the output voltage can be kept high with respect to the light weight fluctuation of the load connected to the two outputs.
  • the second output voltage Vo2 is controlled by the on time (Ton1) of the first switching element (Q1), and the first output voltage Vo1 is controlled by the on time (Ton2) of the second switching element (Q1).
  • the control circuit can be configured simply.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply circuit described in Patent Document 2.
  • FIG. FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 101 according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is an equivalent circuit diagram of the entire switching power supply device 101 shown in FIG.
  • FIG. 3B is an equivalent circuit diagram when the first switching element Q1 is in an on state
  • FIG. 3C is an equivalent circuit diagram when the second switching element Q2 is in an on state.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a method of generating drive pulses for the first switching element Q1 and the second switching element Q2.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 102 according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 7 is an example of a specific circuit diagram of the control circuits 11 and 12 shown in FIG.
  • FIG. 8 is a waveform diagram of signals at various parts of the circuit shown in FIG. 9A and 9B are circuit diagrams of the switching power supply devices 104A and 104B according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of the secondary side of the switching power supply device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of the secondary side of the switching power supply device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the secondary side of the switching power supply device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the secondary side of the switching power supply circuit according to the fifth embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the primary side of the switching power supply device according to the sixth embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 101 according to the first embodiment.
  • the switching power supply device 101 includes a transformer T1 in which at least a primary winding L1, a first secondary winding L21, and a second secondary winding L22 are magnetically coupled.
  • a first switching element Q1 and a second switching element Q2 are connected in series to power input terminals Pi (+) and Pi (G), which are power input units to which a DC input voltage Vi is input.
  • a resonance capacitor Cr and an inductor Lr that are connected in series to form a series resonance circuit together with the primary winding L1.
  • the inductor Lr may not be provided as a component but may be configured in combination with the transformer T1.
  • the first secondary winding L21 of the transformer T1 is provided with a first rectifying and smoothing circuit including a diode D1 and a capacitor Co1.
  • the first rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage generated in the first secondary winding L21 of the transformer T1 during the on-period of the first switching element Q1, and extracts the first output voltage Vo1.
  • the second secondary winding L22 of the transformer T1 is provided with a second rectifying and smoothing circuit including a diode D2 and a capacitor Co2.
  • the second rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage generated in the second secondary winding L22 of the transformer T1 during the ON period of the second switching element Q2, and extracts the second output voltage Vo2.
  • the first secondary winding L21 and the second secondary winding L22 are wound independently of each other, but the ground sides of the first rectifying / smoothing circuit and the second rectifying / smoothing circuit are connected to each other. .
  • the first output voltage Vo1 is output to the first power supply output terminals Po1 (+) and Po1 (G) and applied to the load RL1.
  • the second output voltage Vo2 is output to the second power supply output terminals Po2 (+) and Po2 (G) and applied to the load RL2.
  • the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are MOS-FETs, and a switching control circuit (hereinafter simply referred to as “control circuit”) 10 is connected to their gates.
  • the control circuit 10 drives the first switching element Q1 and the second switching element Q2 so as to repeat ON / OFF in a complementary manner with respect to each other while the both are in the OFF state.
  • the control circuit 10 controls the on-time of the first switching element Q1 and the on-time of the second switching element Q2, respectively, based on the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2. That is, unlike the conventional current resonance converter, the on-duty ratio changes. As a result, the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 are each stabilized at a predetermined voltage.
  • FIG. 3A is an equivalent circuit diagram of the entire switching power supply apparatus 101 shown in FIG.
  • FIG. 3B is an equivalent circuit diagram when the first switching element Q1 is in an on state
  • FIG. 3C is an equivalent circuit diagram when the second switching element Q2 is in an on state.
  • the inductor M is an inductor that equivalently represents the mutual inductance by the primary winding L1 and the secondary windings L21 and L22 of the transformer T1.
  • Capacitors Co1 'and Co2' correspond to the capacitors Co1 and Co2 shown in FIG.
  • the loads RL1 'and RL2' correspond to the loads RL1 and RL2 shown in FIG.
  • the currents ico1 'and ico2' correspond to the currents flowing through the capacitors Co1 and Co2 shown in FIG.
  • the values of the capacitors Co1 ′ and Co2 ′, the loads RL1 ′ and RL2 ′, and the currents ico1 ′ and ico2 ′ are the windings of the primary and secondary windings of the transformer T1, as represented by the following equation: It is a value according to the line ratio.
  • Co1 ′ and Co2 ′ are capacitance values of capacitors Co1 ′ and Co2 ′
  • RL1 ′ and RL2 ′ are resistance values of loads RL1 ′ and RL2 ′
  • ico1 ′ and ico2 ′ are current values of currents ico1 ′ and ico2 ′. It is.
  • N1 represents the number of turns of the primary winding L1 of the transformer T1
  • N21 represents the number of turns of the first secondary winding L21
  • N22 represents the number of turns of the second secondary winding L22.
  • n1 N1 / N21
  • n2 N1 / N22 It is.
  • the input voltage Vi is applied to the resonance circuit, and a current flows so as to charge Cr as shown in FIG. Further, when the second switching element Q2 is turned on, a current flows as shown in FIG. 3C so as to discharge the charge accumulated in Cr.
  • the voltage across the inductor Lr is Vlr
  • the voltage applied to the load RL1 ′ is Vo1 ′
  • the voltage across the capacitor Cr is Vcr
  • the current flowing through the diode D1 is id1
  • the voltage across the inductor M is Vm
  • the inductor M If the flowing current is represented by im, The following formula is established during the ON period of the first switching element Q1.
  • This control system is a multivariable feedback control system in which two control amounts and two manipulated variables have mutual interference, and can be controlled by a controller having a transfer function matrix as follows.
  • L [] Laplace conversion
  • Ton1 is the on-time of the first switching element Q1
  • Ton2 is the on-time of the second switching element Q2.
  • A, B, C, and D are coefficients determined by the circuit and the operating state.
  • Vref1 and Vref2 are reference voltages.
  • Equation (5) When PI control is performed based on Ton1 based on Vo2 and Ton2 based on Vo1, the coefficients A, B, C, and D shown in Equation (5) are as follows.
  • K IB / s and K IC / s are integrals, and K PB and K PC are proportional.
  • the controller 10 is configured by a DSP (Digital Signal Processor) as to how the drive pulses of the first switching device Q1 and the second switching device Q2 are generated with given Ton1 and Ton2.
  • DSP Digital Signal Processor
  • CNTR is a counter and increases with each clock.
  • PRD is a period and goes to zero when CNTR reaches this value. That is, the switching period is determined.
  • CMP is a compare. When CNTR and CMP match, the pulse is inverted.
  • Q1G is a Q1 drive pulse, and is set to rise when CNTR matches zero and to fall when CNTR matches CMP.
  • Q2G is a Q2 drive pulse, and is set to rise when CNTR matches CMP and fall when CNTR matches PRD. Drive pulses Q1 and Q2 are generated so that PRD corresponds to Ton1 + Ton2 and CMP corresponds to Ton1.
  • the control circuit 10 shown in FIG. 2 includes a first output voltage detection circuit that detects the first output voltage Vo1 and a second output voltage detection circuit that detects the second output voltage Vo2.
  • the control circuit 10 in FIG. 2 determines that the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 are predetermined values based on the detection signal of the first output voltage detection circuit and the detection signal of the second output voltage detection circuit, respectively.
  • the on-time Ton1 of the first switching element Q1 and the on-time Ton2 of the second switching element Q2 are feedback-controlled so that
  • the capacitor Cr is charged during the ON period of the first switching element Q1, and the energy stored in the capacitor Cr is supplied to the load during the ON period of the second switching element Q2.
  • the second output voltage Vo2 can be controlled by the on-time of the first switching element Q1.
  • the first output voltage Vo1 can be controlled by the on-time of the second switching element Q2.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 102 according to the second embodiment.
  • the first embodiment differs from the circuit shown in FIG. 2 in the configuration of the primary side of the transformer T1.
  • the first switching element Q1 is provided on the low side
  • the second switching element Q2 is provided on the high side.
  • the circuit operation is the same as that of the switching power supply apparatus 101 shown in FIG.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the switching power supply apparatus 103 according to the third embodiment.
  • the configuration of the control circuits 11 and 12 is different from the circuit shown in FIG.
  • the operation of the converter is the same as that of the switching power supply device 101 shown in FIG.
  • control circuit 11 that detects the second output voltage Vo2 to control the on-time of the first switching element Q1, and the on-time of the second switching element Q2 by detecting the first output voltage Vo1. Is independently provided.
  • FIG. 7 is an example of a specific circuit diagram of the control circuits 11 and 12 shown in FIG.
  • the configurations of the control circuit 11 and the control circuit 12 are the same.
  • the control circuit 11 will be described.
  • a resistance voltage dividing circuit using resistors R11 and R12 is connected between the second power output terminals Po2 (+) and Po2 (G).
  • the error amplifier EA1, the resistors R13 and R14, the capacitor C11, and the reference voltage generation circuit Vref2 constitute an error amplification circuit.
  • the output voltage of the resistor voltage divider circuit is input to the error amplifier circuit via the resistor R13.
  • a light emitting element of the photocoupler PC1 is connected to the output of the error amplifier circuit via a resistor R15.
  • a light receiving circuit is configured by connecting a resistor R16 to the light receiving element of the photocoupler PC1.
  • a feedback voltage Vfb1 is output from this light receiving circuit.
  • the feedback voltage Vfb1 is input to the negative input terminal of the comparator CP1, and the output signal of the ramp waveform generating circuit GR1 is input to the positive input terminal.
  • the ramp waveform generation circuit GR1 generates a ramp waveform triggered by the set output signal of the flip-flop FF1.
  • the transformer T1 is provided with an auxiliary winding Lb1, and a zero current detection circuit ZD1 is connected via a resistor Rb1.
  • the zero current detection circuit ZD1 detects the inversion timing of the transformer voltage based on the voltage Vsb1 of the auxiliary winding Lb1 of the transformer T1.
  • the flip-flop FF1 is set by the output of the zero current detection circuit ZD1, and is reset by the output of the comparator CP1.
  • the Q output of the flip-flop FF1 is given as the gate signal of the first switching element Q1.
  • the configuration of the control circuit 12 is the same as that of the control circuit 11.
  • FIG. 8 is a waveform diagram of signals at various parts of the circuit shown in FIG.
  • the turn-off of the second switching element Q2 is detected by the decrease of the auxiliary winding voltage Vsb1, and the flip-flop FF1 is set.
  • the first switching element Q1 is turned on by the Q output signal Q 1G of the flip-flop FF1.
  • the increase in Vramp1 begins.
  • Vramp1 reaches Vfb1 at timing t2
  • the flip-flop FF1 is reset and the first switching element Q1 is turned off.
  • a resonance voltage appears in the auxiliary winding Lb2 due to parasitic components such as a switching element, and the auxiliary winding voltage Vsb2 decreases.
  • the flip-flop FF2 When turn-off of the first switching element Q1 is detected by the auxiliary winding voltage Vsb2 at timing t3, the flip-flop FF2 is set. The second switching element Q2 is turned on by the Q output signal Q 2G flip-flop FF2. When Vramp2 reaches Vfb2 at timing t4, the flip-flop FF2 is reset and the second switching element Q2 is turned off. Thereby, a resonance voltage appears in the auxiliary winding Lb1 due to the parasitic component, and the auxiliary winding voltage Vsb1 decreases. The above operation is repeated.
  • the light receiving circuits in the control circuits 10 and 11 are shown as analog circuits, but the main parts of the control circuits 10 and 11 may be configured by a DSP (Digital Signal Processor).
  • the ramp waveform generating circuits GR1 and GR2 are constituted by counters
  • the comparators CP1 and CP2 are constituted by digital comparators
  • the flip-flops FF1 and FF2 are constituted by digital output ports.
  • 9A and 9B are circuit diagrams of the switching power supply devices 104A and 104B according to the fourth embodiment.
  • a difference from the circuit shown in FIG. 2 in the first embodiment is the configuration of the secondary side of the transformer T1.
  • the operation of the converter is the same as that of the switching power supply device 101 shown in FIG.
  • the first secondary winding L21 and the second secondary winding L22 are wound independently of each other, and the first rectifying and smoothing circuit is grounded. And the voltage output side of the second rectifying and smoothing circuit are connected.
  • This configuration makes it possible to adjust the power sharing between the first secondary winding L21 and the second secondary winding L22.
  • Vo1 12 [V], 100 [W] (8.3 A)
  • the first secondary winding L21 is 7 [ V]
  • 58.1 [W] (7 ⁇ 8.3 58.1)
  • the first secondary winding L21 is 12 [V], 100 [W] (8.3 A)
  • the second secondary winding. L22 becomes unbalanced power sharing such as 5 [V], 30 [W] (6A).
  • the ground side of the second rectifying / smoothing circuit and the voltage output side of the first rectifying / smoothing circuit are connected.
  • the polarity of the secondary winding with respect to the primary winding of the transformer T1 can also be regarded as reversed from that shown in FIG.
  • the effect of the switching power supply device 104B is the same as that of the switching power supply device 104A.
  • ⁇ Fifth Embodiment In each of the embodiments described above, a transformer having two secondary windings is used. In the fifth embodiment, two output voltages are obtained by using a single secondary winding.
  • Is. 10 to 13 are circuit diagrams on the secondary side of the four switching power supply circuits according to the fifth embodiment. The configuration on the primary side may be any circuit already shown in each embodiment.
  • a voltage doubler type rectifier circuit is configured by diodes D1 and D2 and capacitors Co1 and Co2 in the secondary winding L2 of the transformer.
  • the capacitor Co1 is charged through a path indicated by a solid arrow in the figure.
  • the capacitor Co2 is charged through a path indicated by a dashed arrow in the figure.
  • An added voltage of the charging voltages of the capacitors Co1 and Co2 is output to the first power output terminal Po1 (+).
  • the charging voltage of the capacitor Co2 is output to the second power output terminal Po2 (+).
  • a voltage doubler rectifier circuit is configured with diodes D1 and D2 and capacitors Co1 and Co2 in the secondary winding L2 of the transformer.
  • a winding is added to the secondary winding L2, and a diode D2 is connected to the added winding. Therefore, the charging voltage of the capacitor Co2 can be increased compared to the charging voltage of the capacitor Co1.
  • the ratio of the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 can be greatly shifted from 2: 1.
  • a rectifying / smoothing circuit using diodes D11 and D12 and a capacitor Co1 and a rectifying / smoothing circuit using diodes D21 and D22 and a capacitor Co2 are connected to the secondary winding L2.
  • the capacitor Co1 is charged through a path indicated by a solid arrow in the figure.
  • the capacitor Co2 is charged through a path indicated by a dashed arrow in the drawing.
  • a rectifying / smoothing circuit using diodes D11, D12 and a capacitor Co1 and a rectifying / smoothing circuit using diodes D21, D22 and a capacitor Co2 are connected to the secondary winding L2.
  • a tap is drawn out to the secondary winding L2, and a diode D22 is connected to the drawn-out winding. Therefore, the charging voltage of the capacitor Co2 can be made lower than the charging voltage of the capacitor Co1.
  • the ratio of the first output voltage Vo1 and the second output voltage Vo2 can be greatly shifted from 1: 1.
  • a tap is drawn out to the secondary winding L2 to reduce the voltage is shown here, it is also possible to increase the voltage by adding a winding.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the primary side of the switching power supply device according to the sixth embodiment.
  • the configuration on the secondary side may be any circuit already shown in each embodiment.
  • High-side driver circuits HD1 and HD2 are connected to the high-side switching elements Q1 and Q3, respectively.
  • Control circuit 10 simultaneously turns on / off switching elements Q1, Q4 and turns off / on switching elements Q2, Q3 simultaneously. In this way, a bridge circuit may be configured on the primary side.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　トランス（Ｔ１）の一次巻線（Ｌ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）との間には、共振コンデンサ（Ｃｒ）及びインダクタ（Ｌｒ）が直列に接続されている。ダイオード（Ｄ１）及びコンデンサ（Ｃｏ１）からなる第１の整流平滑回路は、第１スイッチング素子（Ｑ１）のオン期間にトランス（Ｔ１）の第１の二次巻線（Ｌ２１）に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧（Ｖｏ１）を取り出す。ダイオード（Ｄ２）及びコンデンサ（Ｃｏ２）からなる第２の整流平滑回路は、第２スイッチング素子（Ｑ２）のオン期間にトランス（Ｔ１）の第２の二次巻線（Ｌ２２）に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧（Ｖｏ２）を取り出す。制御回路（１０）は、第１の出力電圧（Ｖｏ１）及び第２の出力電圧（Ｖｏ２）に基づいて、第１スイッチング素子（Ｑ１）のオン時間及び第２スイッチング素子（Ｑ２）のオン時間を制御する。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、複数の出力を有するスイッチング電源装置に関し、特に二つの出力を同時に精度良く制御できるようにしたスイッチング電源装置に関するものである。
　複数の出力を有するスイッチング電源装置として、例えば特許文献１，２が開示されている。
　特許文献１には、トランスの二次巻線を二つ備え、それぞれに整流平滑回路が設けられ、一方の二次巻線の出力電圧を検出して、フィードバック制御をするように構成された電源回路が示されている。
　また、特許文献２には電流共振コンバータ構成のスイッチング電源回路が示されている。ここで特許文献２に挙げられているスイッチング電源回路を図１に示す。このスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２とコンバータトランス３およびスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を制御する制御回路２とを有する電流共振型のスイッチングレギュレータである。コンバータトランス３はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン、オフ動作に伴い入力電圧が印加される１次巻線ＮＰと、制御回路２に動作電圧ＶＣＣを供給する制御電圧用の２次巻線ＮＳ２および直流出力Ｖ０を取り出すための出力電圧用の２次巻線ＮＳ１を有し、それぞれの２次側に全波整流回路が構成されている。制御回路２はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をＤｕｔｙ５０％で相補駆動し、周波数制御によって出力電圧Ｖｏを制御する。
実開平４－１２１１８１号公報 特開平６－３０３７７１号公報
　特許文献１，２の何れの電源回路でも、トランスの二つの２次巻線のうち、一方の整流平滑出力（制御出力側）の電圧が安定化されるように制御される。しかし、トランスの結合度、抵抗成分、ダイオードの順方向降下電圧、及びスイッチングによるサージなどの影響により、トランスの巻線の巻数比だけでは出力電圧が決定されず、非制御出力側は負荷の軽重や、素子の特性変化やばらつきによって出力電圧が変化する。すなわち、非制御出力側の電圧安定化の精度が低い、という課題があった。
　本発明の目的は、二つの出力を同時に精度良く制御できるようにしたスイッチング電源装置を提供することにある。
　前記課題を解決するために、スイッチング電源装置を次のように構成する。
（１）直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子（Ｑ１）及び第２スイッチング素子（Ｑ２）による直列回路と、
　少なくとも一次巻線（Ｌ１）と二次巻線が磁気的に結合されたトランス（Ｔ１）と、
　前記第１スイッチング素子（Ｑ１）又は前記第２スイッチング素子（Ｑ２）に並列に接続され、前記トランス（Ｔ１）の一次巻線（Ｌ１）とインダクタ（Ｌｒ）とキャパシタ（Ｃｒ）とが直列に接続された直列共振回路と、
　前記第１スイッチング素子（Ｑ１）のオン期間に前記トランス（Ｔ１）の二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧（Ｖｏ１）を取り出す第１の整流平滑回路（Ｄ１，Ｃｏ１）と、
　前記第２スイッチング素子（Ｑ２）のオン期間に前記トランス（Ｔ１）の二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧（Ｖｏ２）を取り出す第２の整流平滑回路（Ｄ２，Ｃｏ２）と、
　前記第１スイッチング素子（Ｑ１）と前記第２スイッチング素子（Ｑ２）とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子（Ｑ１）のオン時間及び前記第２スイッチング素子（Ｑ２）のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧（Ｖｏ１）及び前記第２の出力電圧（Ｖｏ２）を制御するスイッチング制御回路（１０）と、を備える。
（２）直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子（Ｑ１）がハイサイド、第２スイッチング素子（Ｑ２）がローサイドとなる第１の直列回路と、
　直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第３スイッチング素子（Ｑ３）がハイサイド、第４スイッチング素子（Ｑ４）がローサイドとなる第２の直列回路と、
　少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランス（Ｔ１）と、
　前記第１スイッチング素子（Ｑ１）と前記第２スイッチング素子（Ｑ２）との接続点に一端が接続され、前記第３スイッチング素子（Ｑ３）と前記第４スイッチング素子（Ｑ４）との接続点に他端が接続された、前記トランス（Ｔ１）の一次巻線（Ｌ１）、インダクタ（Ｌｒ）及びキャパシタ（Ｃｒ）による直列共振回路と、
　前記第１スイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４スイッチング素子（Ｑ４）のオン期間に前記トランス（Ｔ１）の二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧を取り出す第１の整流平滑回路（Ｄ１，Ｃｏ１）と、
　前記第２スイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３スイッチング素子（Ｑ３）のオン期間に前記トランス（Ｔ１）の二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧を取り出す第２の整流平滑回路（Ｄ２，Ｃｏ２）と、
　前記第１スイッチング素子（Ｑ１）及び前記第４スイッチング素子（Ｑ４）と、前記第２スイッチング素子（Ｑ２）及び前記第３スイッチング素子（Ｑ３）とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子のオン時間及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧（Ｖｏ１）及び前記第２の出力電圧（Ｖｏ２）を制御するスイッチング制御回路（１０）と、を備える。
（３）また、前記第１の出力電圧（Ｖｏ１）を検出する第１の出力電圧検出回路と、前記第２の出力電圧（Ｖｏ２）を検出する第２の出力電圧検出回路と、を備え、
　前記第１の出力電圧をＶｏ１、前記第２の出力電圧をＶｏ２、前記第１スイッチング素子（Ｑ１）のオン時間をＴｏｎ１、前記第２スイッチング素子（Ｑ２）のオン時間をＴｏｎ２、第１の基準電圧をＶｒｅｆ１、第２の基準電圧をＶｒｅｆ２、とすれば、前記スイッチング制御回路は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
（ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは伝達関数、Ｌ［］はラプラス変換を表す。）
　の関係で、前記第１の出力電圧検出回路の検出信号及び前記第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、前記第１の出力電圧Ｖｏ１及び前記第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定の電圧となるように、前記第１スイッチング素子（Ｑ１）のオン時間Ｔｏｎ１及び前記第２スイッチング素子（Ｑ２）のオン時間Ｔｏｎ２を多変数フィードバック制御する。
（４）また、前記伝達関数Ａ，Ｄはそれぞれ０に定める。すなわち、第１スイッチング素子（Ｑ１）のオン時間（Ｔｏｎ１）で第２の出力電圧Ｖｏ２を制御し、第２スイッチング素子（Ｑ１）のオン時間（Ｔｏｎ２）で第１の出力電圧Ｖｏ１を制御する。
（５）前記二次巻線は、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧を発生する単一の巻線（Ｌ２）で構成されていてもよい。
（６）前記二次巻線は、前記第１の出力電圧を発生する第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の出力電圧を発生する第２の二次巻線（Ｌ２２）で構成されていてもよい。
（７）また、前記第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の二次巻線（Ｌ２２）はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路と前記第２の整流平滑回路の接地側同士が接続されている。
（８）また、前記第１の二次巻線（Ｌ２１）と前記第２の二次巻線（Ｌ２２）はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路の接地側と前記第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている、又は前記第２の整流平滑回路の接地側と前記第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている。
　この構成により、二つの出力のバランスを良好に保てる。
（９）前記スイッチング制御回路は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成されている。
　本発明によれば、二つの出力に接続される負荷の軽重の変動に対してそれぞれ出力電圧の精度を高く保つことができる。
　また、第１スイッチング素子（Ｑ１）のオン時間（Ｔｏｎ１）で第２の出力電圧Ｖｏ２を制御し、第２スイッチング素子（Ｑ１）のオン時間（Ｔｏｎ２）で第１の出力電圧Ｖｏ１を制御するように構成すれば、制御回路を簡素に構成できる。
図１は特許文献２に挙げられているスイッチング電源回路の回路図である。 図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。 図３（Ａ）は図２に示したスイッチング電源装置１０１の全体の等価回路図である。図３（Ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときの等価回路図、図３（Ｃ）は第２スイッチング素子Ｑ２がオン状態のときの等価回路図である。 図４は第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の駆動パルスの生成方法を示す図である。 図５は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０２の回路図である。 図６は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３の回路図である。 図７は図６に示した制御回路１１，１２の具体的な回路図の例である。 図８は図７に示した回路各部の信号の波形図である。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１０４Ａ，１０４Ｂの回路図である。 図１０は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の二次側の回路図である。 図１１は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の二次側の回路図である。 図１２は第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の二次側の回路図である。 図１３は第５の実施形態に係るスイッチング電源回路の二次側の回路図である。 図１４は第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の一次側の回路図である。
《第１の実施形態》
　第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について図２・図３を参照して説明する。
　図２は第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図である。このスイッチング電源装置１０１は、少なくとも一次巻線Ｌ１、第１の二次巻線Ｌ２１、及び第２の二次巻線Ｌ２２がそれぞれ磁気的に結合されたトランスＴ１を備えている。直流の入力電圧Ｖｉが入力される電源入力部である電源入力端子Ｐｉ（＋），Ｐｉ（Ｇ）には、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２が直列に接続されている。トランスＴ１の一次巻線Ｌ１と第２スイッチング素子Ｑ２との間には、それらに直列に接続されて、一次巻線Ｌ１とともに直列共振回路を構成する共振コンデンサＣｒ及びインダクタＬｒが設けられている。このインダクタＬｒは部品として設けられずに、トランスＴ１と複合して構成されていてもよい。
　トランスＴ１の第１の二次巻線Ｌ２１には、ダイオードＤ１及びコンデンサＣｏ１からなる第１の整流平滑回路が設けられている。この第１の整流平滑回路は、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間にトランスＴ１の第１の二次巻線Ｌ２１に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧Ｖｏ１を取り出す。
　同様に、トランスＴ１の第２の二次巻線Ｌ２２には、ダイオードＤ２及びコンデンサＣｏ２からなる第２の整流平滑回路が設けられている。この第２の整流平滑回路は、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間にトランスＴ１の第２の二次巻線Ｌ２２に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧Ｖｏ２を取り出す。
　第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２はそれぞれ独立に巻回されているが、第１の整流平滑回路と第２の整流平滑回路の接地側同士が接続されている。
　第１の電源出力端子Ｐｏ１（＋），Ｐｏ１（Ｇ）には第１の出力電圧Ｖｏ１が出力され、負荷ＲＬ１に印加される。第２の電源出力端子Ｐｏ２（＋），Ｐｏ２（Ｇ）には第２の出力電圧Ｖｏ２が出力され、負荷ＲＬ２に印加される。
　第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２はＭＯＳ－ＦＥＴであり、それらのゲートにスイッチング制御回路（以下、単に「制御回路」という）１０が接続されている。制御回路１０は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を、共にオフ状態である時間を挟んで互いに相補的にオン／オフを繰り返すように駆動する。また、制御回路１０は、第１の出力電圧Ｖｏ１及び第２の出力電圧Ｖｏ２に基づいて、第１スイッチング素子Ｑ１のオン時間及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン時間をそれぞれ制御する。すなわち、従来の電流共振コンバータと異なりオンデューティ比は変化する。このことによって、第１の出力電圧Ｖｏ１及び第２の出力電圧Ｖｏ２をそれぞれ所定電圧に安定化させる。
　図３（Ａ）は図２に示したスイッチング電源装置１０１の全体の等価回路図である。図３（Ｂ）は第１スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときの等価回路図、図３（Ｃ）は第２スイッチング素子Ｑ２がオン状態のときの等価回路図である。
　図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）において、インダクタＭは、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２１，Ｌ２２による相互インダクタンスを等価的に表したインダクタである。コンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’は、図２に示したコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に相当する。また、負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’は、図２に示した負荷ＲＬ１，ＲＬ２に相当する。さらに、電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’は、図２に示したコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２に流れる電流に相当する。但し、コンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’、負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’、電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’のそれぞれの値は、次式で表されるとおり、トランスＴ１の一次巻線と二次巻線との巻線比に応じた値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、Co1’，Co2’ はコンデンサＣｏ１’，Ｃｏ２’の容量値、RL1’，RL2’は負荷ＲＬ１’、ＲＬ２’の抵抗値、ico1’，ico2’ は電流ｉｃｏ１’，ｉｃｏ２’の電流値である。
　ここで、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の巻回数をＮ１、第１の二次巻線Ｌ２１の巻回数をＮ２１、第２の二次巻線Ｌ２２の巻回数をＮ２２で表すと、
　n1=N1/N21
　n2=N1/N22
である。
　第１スイッチング素子Ｑ１のオンによって、共振回路に入力電圧Ｖｉが印加され、図３（Ｂ）に示すようにＣｒを充電するように電流が流れる。また、第２スイッチング素子Ｑ２のオンによって、Ｃｒに蓄積されていた電荷を放電するように、図３（Ｃ）に示すように電流が流れる。
　ここで、インダクタＬｒの両端電圧をＶｌｒ、負荷ＲＬ１’に印加される電圧をＶｏ１’、コンデンサＣｒの両端電圧をＶｃｒ、ダイオードＤ１に流れる電流をｉｄ１、インダクタＭの両端電圧をＶｍ、インダクタＭに流れる電流をｉｍで表すと、
　第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間には次式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　同様に、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間には次式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　このように、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において負荷ＲＬ１’に電力を供給するとともに、負荷ＲＬ２’へ供給するための電力をコンデンサＣｒに充電する。また、コンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーを第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間において負荷ＲＬ２’へ供給するとともにコンデンサＣｒの放電を行うことにより、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間において入力電源から共振回路へより大きい電力を供給することができる。このようにして第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間および第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間をフィードバック制御することで電流共振状態を制御し、Ｖｏ１’（＝Ｖｏ１）及びＶｏ２’（＝Ｖｏ２）を独立に制御することができる。
　この制御系は、２つの制御量と２つの操作量とが相互干渉を持つ多変数フィードバック制御系であり、以下のような伝達関数行列となる制御器で制御することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、Ｌ［］はラプラス変換、Ｔｏｎ１は第１スイッチング素子Ｑ１のオン時間、Ｔｏｎ２は第２スイッチング素子Ｑ２のオン時間である。また、A,B,C,Dは回路及び動作状態により定まる係数である。またＶｒｅｆ１とＶｒｅｆ２は基準電圧である。
　Ｔｏｎ１をＶｏ２に基づき、Ｔｏｎ２をＶｏ１に基づきそれぞれＰＩ制御を行う場合、（５）式に示した、係数A,B,C,Dは次のとおりである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここでKIB ／s，KIC／sは積分であり、KPB，KPCは比例である。
　この例ではＡ＝Ｄ=0であり、制御が容易となる。すなわち、係数Ａ，Ｄも非ゼロであれば、多変数制御となるので、アナログ回路による実現は難しいが、Ａ＝Ｄ=0であるならアナログ回路でも比較的容易に実現できる。
　与えられたＴｏｎ１，Ｔｏｎ２で第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２の駆動パルスをどのように生成するかを、制御器１０をＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成する場合について、図４を参照してディジタルＰＷＭモジュールの設定及び動作を説明する。
　図４において、CNTRはカウンタであり、クロック毎に増加する。PRDはピリオドであり、CNTRがこの値に達するとゼロになる。すなわち、スイッチング周期を決定する。CMPはコンペアであり、CNTRとCMPが一致するとパルスが反転する。
　Q1GはQ1駆動パルスであり、CNTRがゼロに一致すると立ち上がり、CNTRがCMPと一致すると立ち下がるように設定する。Q2GはQ2駆動パルスであり、CNTRがCMPに一致すると立ち上がり、CNTRがPRDと一致すると立ち下がるように設定する。PRDはＴｏｎ１＋Ｔｏｎ２に相当し、CMPはＴｏｎ１に相当するようにＱ１，Ｑ２の駆動パルスが生成される。
　図２に示した制御回路１０は、第１の出力電圧Ｖｏ１を検出する第１の出力電圧検出回路と、第２の出力電圧Ｖｏ２を検出する第２の出力電圧検出回路を備えている。図２の制御回路１０は、第１の出力電圧検出回路の検出信号及び第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、第１の出力電圧Ｖｏ１及び第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定値となるように、第１スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン時間Ｔｏｎ２をフィードバック制御する。
　前述のとおり、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間にコンデンサＣｒが充電され、コンデンサＣｒに蓄積されたエネルギーを第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間に負荷へ供給する。この作用により、第２の出力電圧Ｖｏ２は第１スイッチング素子Ｑ１のオン時間で制御することができる。同様に、第１の出力電圧Ｖｏ１は第２スイッチング素子Ｑ２のオン時間で制御することができる。
《第２の実施形態》
　図５は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１０２の回路図である。第１の実施形態で図２に示した回路と異なるのはトランスＴ１の一次側の構成である。図５の例では、第１スイッチング素子Ｑ１をローサイドに設け、第２スイッチング素子Ｑ２をハイサイドに設けている。回路動作は図２に示したスイッチング電源装置１０１と同じである。
《第３の実施形態》
　図６は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置１０３の回路図である。第１の実施形態で図２に示した回路と異なるのは、制御回路１１，１２の構成である。コンバータの動作は図２に示したスイッチング電源装置１０１と同じである。
　図６の例では、第２の出力電圧Ｖｏ２を検出して第１スイッチング素子Ｑ１のオン時間を制御する制御回路１１と、第１の出力電圧Ｖｏ１を検出して第２スイッチング素子Ｑ２のオン時間を制御する制御回路１２を独立に設けている。
　図７は図６に示した制御回路１１，１２の具体的な回路図の例である。制御回路１１と制御回路１２の構成は同じである。ここでは、制御回路１１について述べる。第２の電源出力端子Ｐｏ２（＋），Ｐｏ２（Ｇ）間には抵抗Ｒ１１，Ｒ１２による抵抗分圧回路が接続されている。誤差増幅器ＥＡ１、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４、コンデンサＣ１１及び基準電圧発生回路Ｖｒｅｆ２によって誤差増幅回路が構成されている。前記抵抗分圧回路の出力電圧は抵抗Ｒ１３を介して誤差増幅回路に入力される。誤差増幅回路の出力には抵抗Ｒ１５を介してフォトカプラＰＣ１の発光素子が接続されている。フォトカプラＰＣ１の受光素子には抵抗Ｒ１６が接続されて受光回路が構成されている。この受光回路からフィードバック電圧Ｖｆｂ１が出力される。コンパレータＣＰ１の－入力端子にフィードバック電圧Ｖｆｂ１が入力され、＋入力端子にランプ波形発生回路ＧＲ１の出力信号が入力される。ランプ波形発生回路ＧＲ１はフリップフロップＦＦ１のセット出力信号がトリガーとなってランプ波形を発生する。
　トランスＴ１には補助巻線Ｌｂ１が設けられていて、抵抗Ｒｂ１を介してゼロ電流検出回路ＺＤ１が接続されている。このゼロ電流検出回路ＺＤ１はトランスＴ１の補助巻線Ｌｂ１の電圧Ｖｓｂ１を基にしてトランス電圧の反転タイミングを検出する。
　フリップフロップＦＦ１はゼロ電流検出回路ＺＤ１の出力でセットされ、前記コンパレータＣＰ１の出力でリセットされる。フリップフロップＦＦ１のＱ出力は第１スイッチング素子Ｑ１のゲート信号として与えられる。
　図７に示すとおり、制御回路１２の構成は制御回路１１と同様である。
　図８は図７に示した回路各部の信号の波形図である。タイミングｔ１で先ず補助巻線電圧Ｖｓｂ１の低下によって第２スイッチング素子Ｑ２のターンオフが検出されて、フリップフロップＦＦ１がセットされる。フリップフロップＦＦ１のＱ出力信号Q1Gによって第１スイッチング素子Ｑ１がターンオンする。同時にVramp1の増加が始まる。タイミングｔ２でVramp1がVfb1に達すると、フリップフロップＦＦ１がリセットされ、第１スイッチング素子Ｑ１がターンオフする。これにより、スイッチング素子等の寄生成分により補助巻線Ｌｂ２に共振電圧が現れ、補助巻線電圧Ｖｓｂ２が低下する。
タイミングｔ３で補助巻線電圧Ｖｓｂ２により第１スイッチング素子Ｑ１のターンオフが検出されると、フリップフロップＦＦ２がセットされる。フリップフロップＦＦ２のＱ出力信号Q2Gによって第２スイッチング素子Ｑ２がターンオンする。タイミングｔ４でVramp2がVfb2に達すると、フリップフロップＦＦ２がリセットされ、第２スイッチング素子Ｑ２がターンオフする。これにより、寄生成分により補助巻線Ｌｂ１に共振電圧が現れ、補助巻線電圧Ｖｓｂ１が低下する。
　以上の動作を繰り返す。
　図７では制御回路１０，１１内の受光回路以降をアナログ回路で示したが、制御回路１０，１１の主要部をＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成してもよい。その場合、ランプ波形発生回路ＧＲ１，ＧＲ２はカウンタで構成し、コンパレータＣＰ１，ＣＰ２はディジタルコンパレータで構成し、フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２はディジタル出力ポートで構成する。
《第４の実施形態》
　図９（Ａ）、図９（Ｂ）は第４の実施形態に係るスイッチング電源装置１０４Ａ，１０４Ｂの回路図である。第１の実施形態で図２に示した回路と異なるのはトランスＴ１の二次側の構成である。コンバータの動作は図２に示したスイッチング電源装置１０１と同じである。
　図９（Ａ）、図９（Ｂ）の例では、第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２はそれぞれ独立に巻回されていて、第１の整流平滑回路の接地側と第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている。
　この構成により、第１の二次巻線Ｌ２１と第２の二次巻線Ｌ２２の電力分担の調整が可能となる。例えばＶｏ１＝１２［Ｖ］、１００［Ｗ］（８．３Ａ）、Ｖｏ２＝５［Ｖ］、３０［Ｗ］（６Ａ）の出力が必要な場合、第１の二次巻線Ｌ２１は７［Ｖ］、５８．１［Ｗ］（７×８．３＝５８．１）、第２の二次巻線Ｌ２２は５［Ｖ］ 、７１．５［Ｗ］（５×（８．３＋６）＝７１．５）を出力すればよい。
　同様の仕様を実施形態１のスイッチング電源装置１０１で得ようとすれば、第１の二次巻線Ｌ２１が１２［Ｖ］、１００［Ｗ］（８．３Ａ）、第２の２次巻線Ｌ２２が５［Ｖ］、３０［Ｗ］（６Ａ）のようなアンバランスな電力分担になる。このように、第４の実施形態によれば、１次側の二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフ動作が対称動作に近くなり、損失が均等に分散され、電流実効値が抑制される。そのため効率が向上する。
　図９（Ｂ）のスイッチング電源装置１０４Ｂでは、第２の整流平滑回路の接地側と第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている。この構成は、トランスＴ１の一次巻線に対する二次巻線の極性を、図９（Ａ）とは逆にしたものと見なすこともできる。このスイッチング電源装置１０４Ｂの作用効果はスイッチング電源装置１０４Ａと同様である。
《第５の実施形態》
　以上に示した各実施形態では、二つの二次巻線を備えたトランスを用いたが、第５の実施形態は単一の二次巻線を用いて、二つの出力電圧を得るようにしたものである。図１０～図１３は第５の実施形態に係る４つのスイッチング電源回路の二次側の回路図である。一次側の構成は既に各実施形態で示した何れの回路であってもよい。
　図１０の例では、トランスの二次巻線Ｌ２にダイオードＤ１，Ｄ２及びコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２による倍電圧型の整流回路が構成されている。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に正電圧が発生する期間に、図中実線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ１が充電される。二次巻線のドットマーク側に負電圧が発生する期間には、図中破線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ２が充電される。第１の電源出力端子Ｐｏ１（＋）にはコンデンサＣｏ１とＣｏ２の充電電圧の加算電圧が出力される。第２の電源出力端子Ｐｏ２（＋）にはコンデンサＣｏ２の充電電圧が出力される。
　図１１の例では、トランスの二次巻線Ｌ２にダイオードＤ１，Ｄ２及びコンデンサＣｏ１，Ｃｏ２による倍電圧整流回路が構成されている。但し、図１０と異なり、二次巻線Ｌ２に巻線を追加し、この追加した巻線にダイオードＤ２を接続している。そのため、コンデンサＣｏ１の充電電圧に比べてコンデンサＣｏ２の充電電圧を高めることができる。このような構成によって、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の比率を２：１から大きくずらすこともできる。また、ここでは巻線の追加により電圧を高めた例を示したが、二次巻線Ｌ２にタップを引き出して電圧を低くすることも可能である。
　図１２の例では、二次巻線Ｌ２に、ダイオードＤ１１，Ｄ１２及びコンデンサＣｏ１による整流平滑回路と、ダイオードＤ２１，Ｄ２２及びコンデンサＣｏ２による整流平滑回路を接続している。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に正電圧が発生する期間に、図中実線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ１が充電される。二次巻線Ｌ２のドットマーク側に負電圧が発生する期間に、図中破線の矢印で示す経路でコンデンサＣｏ２が充電される。
　図１３の例では、二次巻線Ｌ２に、ダイオードＤ１１，Ｄ１２及びコンデンサＣｏ１による整流平滑回路と、ダイオードＤ２１，Ｄ２２及びコンデンサＣｏ２による整流平滑回路を接続している。但し、図１２と異なり、二次巻線Ｌ２にタップを引き出し、その引き出した巻線にダイオードＤ２２を接続している。そのため、コンデンサＣｏ１の充電電圧に比べてコンデンサＣｏ２の充電電圧を低くすることができる。このような構成によって、第１の出力電圧Ｖｏ１と第２の出力電圧Ｖｏ２の比率を１：１から大きくずらすこともできる。また、ここでは二次巻線Ｌ２にタップを引き出して電圧を低くする例を示したが、巻線の追加により電圧を高めることも可能である。
《第６の実施形態》
　以上に示した各実施形態では、トランスの一次側に二つのスイッチング素子を備えたが、第６の実施形態は４つのスイッチング素子を用いたものである。図１４は第６の実施形態に係るスイッチング電源装置の一次側の回路図である。二次側の構成は既に各実施形態で示した何れの回路であってもよい。
　第１スイッチング素子Ｑ１がハイサイド、第２スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなる第１の直列回路と、第３スイッチング素子Ｑ３がハイサイド、第４スイッチング素子Ｑ４がローサイドとなる第２の直列回路とが、電源入力部にそれぞれ接続されている。
　ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３にはハイサイドドライバ回路ＨＤ１，ＨＤ２がそれぞれ接続されている。制御回路１０はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を同時にオン／オフさせ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を同時にオフ／オンさせる。
　このように一次側にブリッジ回路を構成してもよい。
Ｃｏ１，Ｃｏ２…コンデンサ
ＣＰ１，ＣＰ２…コンパレータ
Ｃｒ…共振コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２…ダイオード
Ｄ１１，Ｄ１２…ダイオード
Ｄ２１，Ｄ２２…ダイオード
ＥＡ１，ＥＡ１…誤差増幅器
ＦＦ１，ＦＦ２…フリップフロップ
ＧＲ１，ＧＲ２…ランプ波形発生回路
ＨＤ１，ＨＤ２…ハイサイドドライバ回路
Ｌ１…一次巻線
Ｌ２…二次巻線
Ｌ２１…第１の二次巻線
Ｌ２２…第２の二次巻線
Ｌｂ１、Ｌｂ２…補助巻線
Ｌｒ…インダクタ
ＰＣ１，ＰＣ２…フォトカプラ
Ｐｉ…電源入力端子
Ｐｏ１…第１の電源出力端子
Ｐｏ２…第２の電源出力端子
Ｑ１…第１スイッチング素子
Ｑ２…第２スイッチング素子
Ｑ３…第３スイッチング素子
Ｑ４…第４スイッチング素子
ＲＬ１，ＲＬ２…負荷
Ｔ１…トランス
Ｔｏｎ１…Ｑ１のオン時間
Ｔｏｎ２…Ｑ２のオン時間
Ｖｉ…入力電圧
Ｖｆｂ１…フィードバック信号
Ｖｏ１…第１の出力電圧
Ｖｏ２…第２の出力電圧
Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２…基準電圧発生回路
Ｖｓｂ１、Ｖｓｂ２…補助巻線電圧
ＺＤ１、ＺＤ２…ゼロ電流検出回路
１１，１２…制御回路
１０１～１０３…スイッチング電源装置
１０４Ａ，１０４Ｂ…スイッチング電源装置

Claims (9)

  1. 　直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子による直列回路と、
    　少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
    　前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子に並列に接続され、前記トランスの一次巻線とインダクタとキャパシタとが直列に接続された直列共振回路と、
    　前記第１スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧を取り出す第１の整流平滑回路と、
    　前記第２スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧を取り出す第２の整流平滑回路と、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子のオン時間及び前記第２スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を備えた、スイッチング電源装置。
  2. 　直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第１スイッチング素子がハイサイド、第２スイッチング素子がローサイドとなる第１の直列回路と、
    　直流の入力電圧が入力される電源入力部に接続された、第３スイッチング素子がハイサイド、第４スイッチング素子がローサイドとなる第２の直列回路と、
    　少なくとも一次巻線と二次巻線が磁気的に結合されたトランスと、
    　前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に一端が接続され、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点に他端が接続された、前記トランスの一次巻線、インダクタ及びキャパシタによる直列共振回路と、
    　前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第１の出力電圧を取り出す第１の整流平滑回路と、
    　前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子のオン期間に前記トランスの二次巻線に発生する電圧を整流平滑して第２の出力電圧を取り出す第２の整流平滑回路と、
    　前記第１スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子と、前記第２スイッチング素子及び前記第３スイッチング素子とが相補的なオン／オフを繰り返すように駆動し、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧に基づいて、前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子のオン時間及び前記第２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子のオン時間をそれぞれ制御し、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧を制御するスイッチング制御回路と、を備えた、スイッチング電源装置。
  3. 　前記第１の出力電圧を検出する第１の出力電圧検出回路と、前記第２の出力電圧を検出する第２の出力電圧検出回路と、を備え、
    　前記第１の出力電圧をＶｏ１、前記第２の出力電圧をＶｏ２、前記第１スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ１、前記第２スイッチング素子のオン時間をＴｏｎ２、第１の基準電圧をＶｒｅｆ１、第２の基準電圧をＶｒｅｆ２、とすれば、前記スイッチング制御回路は、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     （ここで、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは伝達関数、Ｌ［］はラプラス変換）
    　の関係で、前記第１の出力電圧検出回路の検出信号及び前記第２の出力電圧検出回路の検出信号に基づいて、前記第１の出力電圧Ｖｏ１及び前記第２の出力電圧Ｖｏ２がそれぞれ所定の電圧となるように、前記第１スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ１及び前記第２スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎ２を多変数フィードバック制御する、請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記伝達関数Ａ及び前記伝達関数Ｄをそれぞれ０に定めた、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記二次巻線は、前記第１の出力電圧及び前記第２の出力電圧を発生する単一の巻線で構成された、請求項１乃至４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記二次巻線は、前記第１の出力電圧を発生する第１の二次巻線と前記第２の出力電圧を発生する第２の二次巻線で構成された、請求項１乃至４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記第１の二次巻線と前記第２の二次巻線はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路と前記第２の整流平滑回路の接地側同士が接続されている、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記第１の二次巻線と前記第２の二次巻線はそれぞれ独立に巻回されていて、前記第１の整流平滑回路の接地側と前記第２の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている、又は前記第２の整流平滑回路の接地側と前記第１の整流平滑回路の電圧出力側とが接続されている、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  9. 　前記スイッチング制御回路はＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成されている、請求項１乃至８の何れかに記載のスイッチング電源装置。
PCT/JP2011/054087 2010-03-16 2011-02-24 スイッチング電源装置 Ceased WO2011114850A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201180014080.0A CN102792576B (zh) 2010-03-16 2011-02-24 开关电源装置
JP2012505583A JP5447651B2 (ja) 2010-03-16 2011-02-24 スイッチング電源装置
US13/591,254 US8891255B2 (en) 2010-03-16 2012-08-22 Switching power supply apparatus including simultanous control of multiple outputs

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010-059484 2010-03-16
JP2010059484 2010-03-16
JP2010129590 2010-06-07
JP2010-129590 2010-06-07

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US13/591,254 Continuation US8891255B2 (en) 2010-03-16 2012-08-22 Switching power supply apparatus including simultanous control of multiple outputs

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011114850A1 true WO2011114850A1 (ja) 2011-09-22

Family

ID=44648956

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2011/054087 Ceased WO2011114850A1 (ja) 2010-03-16 2011-02-24 スイッチング電源装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8891255B2 (ja)
JP (1) JP5447651B2 (ja)
CN (1) CN102792576B (ja)
WO (1) WO2011114850A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2717448A1 (en) * 2012-10-04 2014-04-09 Vestel Elektronik Sanayi ve Ticaret A.S. Push-Pull switch mode power supply of forward type with two semi-independenly regulated outputs
US9071155B2 (en) 2011-08-04 2015-06-30 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply apparatus including a plurality of outputs
JP2016502830A (ja) * 2012-10-18 2016-01-28 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． 負荷を駆動する駆動装置及び駆動方法
US20210351708A1 (en) * 2018-09-28 2021-11-11 Karlsruher Institut für Technologie Method for controlling a series resonant converter

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5527429B2 (ja) * 2010-12-02 2014-06-18 株式会社村田製作所 スイッチング電源回路
US9806623B2 (en) * 2011-12-09 2017-10-31 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) DC-DC converter with multiple outputs
JP2013236428A (ja) * 2012-05-07 2013-11-21 Sanken Electric Co Ltd 直流変換装置
CN103219890B (zh) * 2013-03-29 2016-05-25 大洋电机新动力科技有限公司 一种igbt驱动模块的供电电源系统
WO2016046826A1 (en) * 2014-09-23 2016-03-31 Advanced Magnetic Solutions, Limited Resonant transformers and their applications
CA3002233C (en) * 2015-10-13 2024-05-21 Nissan Motor Co., Ltd. Power converter
US11211869B2 (en) 2017-03-17 2021-12-28 National Instruments Corporation LLC power supply current-sharing and frequency locking mechanism
DE102017106424B4 (de) 2017-03-24 2021-09-02 Infineon Technologies Austria Ag Leistungswandlerschaltung mit einem Hauptwandler und einem Hilfswandler
CN108123604A (zh) * 2017-12-28 2018-06-05 深圳Tcl新技术有限公司 谐振电源及电子设备
US10811981B2 (en) * 2018-01-25 2020-10-20 Nxp B.V. Apparatus and method for a dual output resonant converter to ensure full power range for both outputs
US10554135B2 (en) * 2018-01-25 2020-02-04 Nxp B.V. Apparatus and method for improved small load performance of a dual output resonant converter
US10819240B2 (en) * 2018-01-25 2020-10-27 Nxp B.V. Apparatus and method for adaptively setting the proper range for the VCM control variable based upon clipping of the main regulation loop
JP7166843B2 (ja) * 2018-08-28 2022-11-08 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
CN109585143A (zh) * 2019-01-30 2019-04-05 袁亚蒙 一种浪涌式脉冲变压器
CN210629356U (zh) * 2019-08-27 2020-05-26 深圳Tcl新技术有限公司 一种llc电源控制电路和电源控制装置
TWI762005B (zh) 2020-01-20 2022-04-21 通嘉科技股份有限公司 非對稱電源轉換器及其操作方法
JP7577980B2 (ja) * 2020-11-27 2024-11-06 富士電機株式会社 電流検出回路、電源回路
US20230207188A1 (en) * 2021-12-27 2023-06-29 Indian Institute Of Technology Kanpur Differential transformer based voltage converter and method thereof

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001320879A (ja) * 2000-04-26 2001-11-16 Koninkl Philips Electronics Nv Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2003018838A (ja) * 2001-05-09 2003-01-17 Koninkl Philips Electronics Nv 共振コンバータ用制御装置
JP2008219978A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Sanken Electric Co Ltd 多出力スイッチング電源装置

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH01291663A (ja) * 1988-05-16 1989-11-24 Iwatsu Electric Co Ltd 直流変換器
JPH04121181U (ja) * 1991-04-15 1992-10-29 株式会社東芝 電源保護回路
DE4328458B4 (de) * 1992-08-25 2005-09-22 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Schalt-Spannungsversorgung
JPH06303771A (ja) * 1993-04-12 1994-10-28 Sony Corp スイッチングレギュレータ
JP2000152620A (ja) * 1998-11-10 2000-05-30 Sony Corp スイッチング電源回路
DE10122534A1 (de) * 2001-05-09 2002-11-21 Philips Corp Intellectual Pty Resonanter Konverter
JP2004056926A (ja) * 2002-07-19 2004-02-19 Sony Corp 高電圧出力装置
JP2005151796A (ja) * 2003-09-30 2005-06-09 Sony Corp スイッチング電源回路
JP2007040227A (ja) 2005-08-04 2007-02-15 Denso Corp インジェクタ
US7944085B2 (en) * 2005-10-03 2011-05-17 Sanken Electric Co., Ltd. Multiple output switching power source apparatus including multiple series resonant circuits
JP2007174793A (ja) * 2005-12-21 2007-07-05 Sanken Electric Co Ltd 多出力スイッチング電源装置
JP4208018B2 (ja) * 2007-02-16 2009-01-14 サンケン電気株式会社 直流変換装置
JP4245066B2 (ja) * 2007-06-11 2009-03-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4229202B1 (ja) * 2007-08-27 2009-02-25 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
TWI338996B (en) * 2007-10-16 2011-03-11 Delta Electronics Inc Resonant converter system having synchronous rectifier control circuit and controlling method thereof
JP4525817B2 (ja) * 2008-10-30 2010-08-18 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001320879A (ja) * 2000-04-26 2001-11-16 Koninkl Philips Electronics Nv Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2003018838A (ja) * 2001-05-09 2003-01-17 Koninkl Philips Electronics Nv 共振コンバータ用制御装置
JP2008219978A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Sanken Electric Co Ltd 多出力スイッチング電源装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9071155B2 (en) 2011-08-04 2015-06-30 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply apparatus including a plurality of outputs
EP2717448A1 (en) * 2012-10-04 2014-04-09 Vestel Elektronik Sanayi ve Ticaret A.S. Push-Pull switch mode power supply of forward type with two semi-independenly regulated outputs
JP2016502830A (ja) * 2012-10-18 2016-01-28 コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． 負荷を駆動する駆動装置及び駆動方法
US20210351708A1 (en) * 2018-09-28 2021-11-11 Karlsruher Institut für Technologie Method for controlling a series resonant converter

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2011114850A1 (ja) 2013-06-27
CN102792576A (zh) 2012-11-21
US20120313433A1 (en) 2012-12-13
CN102792576B (zh) 2015-06-24
JP5447651B2 (ja) 2014-03-19
US8891255B2 (en) 2014-11-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5447651B2 (ja) スイッチング電源装置
JP5768886B2 (ja) スイッチング電源装置
US9729063B2 (en) Voltage adjustment system and method for parallel-stage power converter
US8842449B1 (en) LLC resonant converter with lossless primary-side current feedback
US8988901B2 (en) Switching power supply device
EP3787171A1 (en) Isolated dc/dc converters for wide output voltage range and control methods thereof
CN101582643B (zh) 开关电源
US9667152B2 (en) Power conversion system and power conversion method
US10644607B2 (en) Auxiliary power supply apparatus and method for isolated power converters
US20160105095A1 (en) Pfc shutdown circuit for light load
CN101512886A (zh) 用于控制变换电路的适配电路
CN104201890B (zh) 控制开关模式电源中的最小脉宽的方法
WO2010119760A1 (ja) スイッチング電源装置
CN101325372A (zh) 同步整流器电路及使用该电路的多输出电源装置
CN114726219B (zh) 以电容电压为参照并通过辅助绕组检测电压的反激变换器
US7629781B2 (en) Multi-output switching power supply
JP4852910B2 (ja) 多出力スイッチング電源装置
TWI867081B (zh) 用於電力轉換器之電壓模式控制的數位非線性變換
JP2011083049A (ja) 電圧変換装置
TWI328918B (en) Multi-output dc-dc converter with improved cross-regulation performance
WO2013021857A1 (ja) スイッチング電源装置
US20210288583A1 (en) Dc power supply circuit
CN102053194B (zh) 应用于驰返式转换器一次侧的输出电流感测装置及方法
CN115706531A (zh) 功率转换器控制器、功率转换器及操作功率转换器的方法
JP7126625B2 (ja) 負荷を駆動するための変換器、ｌｅｄドライバ及びｌｅｄ照明装置

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 201180014080.0

Country of ref document: CN

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11756039

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2012505583

Country of ref document: JP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 11756039

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1