JP2003018838A - 共振コンバータ用制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 費用効果的に実現することができ、複数の出
力電圧の制御の可能性を提供することができる共振コン
バータ及び制御方法を提供する。 【解決手段】 ＡＣ電圧を発生するインバータと、前記
ＡＣ電圧を印加され、少なくとも１個のキャパシタ及び
少なくとも１個のトランスを具える共振回路と、前記ト
ランスの少なくとも１つの二次巻線及び少なくとも１個
の整流素子によって各々形成されて設けられた少なくと
も２つの二次ユニットとを具える共振コンバータにおい
て、前記２つの二次ユニットの第１二次ユニット及び第
２二次ユニットが反対の方向を有し、少なくとも２つの
出力電圧を供給し、これら２つの出力電圧のうち第１出
力電圧を前記第１二次ユニットによって供給し、第２出
力電圧を前記第２二次ユニットか、前記第１及び第２二
次ユニットによって供給し、加えて、前記第１及び第２
出力電圧を、前記インバータを駆動することによって制
御する制御システムを設けた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、制御システムを具
える共振コンバータと、共振コンバータの制御方法と、
スイッチモード電源とに関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチコンバータは、入力側における
ＤＣ電圧を出力側における１つ以上のＤＣ電圧に変換
し、スイッチコンバータにおいて、前記入力側電圧をま
ず切断し、すなわち、スイッチドＡＣ電圧に変換し、こ
のスイッチドＡＣ電圧によって、少なくとも１個のキャ
パシタを具える共振回路にパワーを供給し、前記キャパ
シタは、トランスの一次側を具える。二次側において、
前記トランスは、１つ又は種々の巻線を具え、これらの
電圧を整流し、ＤＣ出力電圧を発生する。

【０００３】既知のスイッチモード電源は、幹線及びス
イッチコンバータに接続する電源入力回路を具える。こ
のスイッチモード入力回路は、中間回路ＤＣ電圧を、Ｄ
Ｃ電圧を供給される前記スイッチコンバータに利用可能
にする。前記中間回路ＤＣ電圧を、前記コンバータによ
って１つ以上の出力ＤＣ電圧に変換する。

【０００４】スイッチコンバータに関する多くの回路が
既知である。これは、共振コンバータに加えて、共振回
路を使用しない回路も具える。この形式のコンバータに
関して、安価で、小型で、軽量な電源ユニット／スイッ
チモード電源を製造することができ、セットトップボッ
クス、衛星受信機、テレビジョン受像機、コンピュータ
モニタ、ビデオレコーダ及び小型オーディオシステムの
ような消費者向けエレクトロニクス装置において有利に
使用することができる。これらの用途において、しばし
ば、１つの入力ＤＣ電圧から多コンバータ出力部におけ
る多出力電圧を発生するコンバータに対する必要性が存
在する。

【０００５】少なくとも１つの前記出力電圧を、慣例的
には、設定値に制御する。複数の出力電圧を発生し、前
記出力電圧の各々がトランスの二次巻線に割り当てられ
た最新技術のコンバータにおいて、種々の出力電圧を互
いに無関係に制御することはできない。これらのような
回路において、制御装置を、出力電圧の１つのみに関し
て設ける。巻線の数の比について制御された電圧に関す
る他の電圧を、これらの電圧と共に制御するとする。し
かしながら、これは、強く異なる負荷の場合において、
個々の出力部において相当の損失を有する。

【０００６】コンバータの既知のトポロジは、負荷共振
コンバータと言われるものを具える。これに関する既知
の回路において、ＤＣ電圧を供給されるハーフブリッジ
をインバータとして使用し、このインバータブリッジ
は、共振キャパシタとトランスの一次側との直列の組み
合わせに給電する。前記共振キャパシタは、前記トラン
スの漏れインダクタンスと、さらに二次側インダクタン
ス又はキャパシタンスと共に、共振回路を形成する。前
記二次側において、前記負荷共振コンバータは、１つ以
上の二次巻線を含む。このようにして、整流後、少なく
とも１つの容量性フィルタによって慣例的にフィルタ処
理された多数の出力ＤＣ電圧を供給する。

【０００７】このような共振コンバータの出力電圧を制
御するために、前記インバータの駆動を変化することが
知られている。前記インバータの切り替えを、予め規定
されたパラメータ（例えば周波数）を有するＡＣ電圧、
多くの場合においてパルス幅変調電圧が発生されるよう
に駆動する。この電圧の周波数の変化によって、前記出
力電圧の値を制御することができる。前記出力電圧が上
昇すると、前記周波数は、前記共振回路の前記共振周波
数により近くなる。ＬＬＣコンバータは、一般的に超臨
界的な領域において動作し、すなわち、前記共振周波数
以上に上昇する周波数を有する電圧が前記共振回路に供
給される。この場合において、前記出力電圧を、前記電
圧の周波数を低下させることにおいて上昇させることが
できる。既知の負荷共振コンバータにおいて、１つの出
力電圧のみを直接制御することができる。他の出力電圧
を制御された出力電圧に巻線の数の比を介して直接結合
し、したがって一緒に制御する。

【０００８】消費者向けエレクトロニクス装置において
優勢なコンバータの形式は、フライバックコンバータで
ある。これは、非共振コンバータである。一次側におい
て、一般的に１つのみのスイッチング素子が、前記イン
バータに必要である。前記フライバックインバータは、
その出力部の各々において一方向整流を行う。前記出力
部の１つを直接制御する。

【０００９】前記フライバックコンバータが、直接制御
しなければならない第２の出力電圧を有する必要がある
場合、ステップダウンコンバータ又はバックコンバータ
として知られる他のコンバータを前記フライバックコン
バータの出力部の１つに接続し、前記他のコンバータに
前記フライバックコンバータの第１出力電圧を供給し、
前記第２出力電圧を別個の制御で発生することが知られ
ている。このような２つのコンバータを具える回路は、
しかしながら非常に高価である。

【００１０】２つの制御された出力電圧を利用可能にす
る前記フライバックコンバータトポロジの他の拡張は、
例えば、ＩＥＥＥ−ＰＥＳＣ １９８８、１４２ペー
ジ、ジェイ セバスチャン他による“ダブルフォワード
フライバックコンバータの完全な研究”において記載さ
れている。基本的なフライバックトポロジに関して、こ
れは共振回路ではないが、簡単なスイッチを経て発生さ
れた一次側ＡＣ電圧は、前記トランスの一次側に直接給
電する。二次側において、前記トランスの二次巻線と一
方向整流素子（ダイオード）とによって各々形成された
２つの二次ユニットが存在する。結果として生じる二次
電圧を、一方の二次ユニットによって容量的に、他方の
二次ユニットによって誘電的にフィルタ処理する。この
ようにして、一方の（誘電的にフィルタ処理された）出
力電圧をパルス幅変調電圧のデューティ比によって、他
方の（容量的にフィルタ処理された）出力電圧をパルス
幅変調電圧の周波数によって制御することができる。し
かし、この“ハードスイッチング”トポロジは、相当な
スイッチングロスを有する。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】現代の消費者向けエレ
クトロニクス装置において、２つの電源電圧を別々に制
御することができることは、さらに必要である。

【００１２】したがって、本発明の目的は、費用効果的
に実現することができ、それにもかかわらず複数の出力
電圧の制御の可能性を提供することができる共振コンバ
ータ及び制御方法を提供することである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この目的は、請求項１に
おいて請求した共振コンバータと、請求項１３において
請求した制御方法と、請求項１４において請求したスイ
ッチモード電源とによって達成される。従属請求項は、
本発明の有利な実施形態に関する。

【００１４】本発明によって、共振トポロジを提案し、
すなわち、共振回路にインバータによって給電し、この
共振回路は、例えば直列のキャパシタンス及びトランス
の一次側を具える。さらにまた、二次側素子を前記共振
回路の一部としてもよい。このような共振トポロジにお
いて、前記出力電圧を、一次側ＡＣ電圧の周波数によっ
て制御することができる。超臨界的な動作によって、こ
のような共振コンバータによって、ソースにおける前記
共振回路が誘導負荷として動作し、ロスのないスイッチ
ング（ゼロ電圧スイッチング）が可能になるようにする
ことを達成することができる。

【００１５】異なった出力電圧の別々の制御は、本発明
によって、トランスの二次巻線と少なくとも１個の整流
素子とによって各々形成された２つの形式の二次ユニッ
トを設けることにおいて可能になる。第１二次ユニット
（それぞれ第１形式の二次ユニット）及び第２二次ユニ
ット（それぞれ第２形式の二次ユニット）は、ここでは
反対の方向を有する。この方向を、ここでは、前記整流
素子を有する配線に関係する巻線の向きとして理解すべ
きである。例えば、反対の形式の２つの二次ユニット
を、そうでなければ同じ回路であるが、共通トランスコ
アにおける巻線の向きが反対であることにおいて識別す
ることができる。２つの二次巻線が同じ巻線方向を有す
る場合、第１及び第２形式の二次ユニットを、個々の変
換された配線によって識別することもできる。配線を、
ここでは、１つのブランチ内に組み込まれた好適には一
方向整流素子、例えばダイオードである前記整流素子の
接続を意味すると理解されたい。

【００１６】２つの反対を向いた形式の二次ユニットに
おける区別は、前記２つの二次ユニットがこれらの励起
に直接依存して動作することを与える。ＡＣ電圧によっ
て動作された場合、前記第１及び第２形式の二次ユニッ
トは、連続的に給電される。本質的に、前記トランスの
一次側における正電圧ピーク中、電流は前記第１形式の
二次ユニットを流れる。以下に詳細に説明するように、
この区別を、多かれ少なかれ電力が前記第１又は第２形
式の二次ユニットによって適宜に意味のある励起によっ
て供給される意味のある方法において用いることができ
る。

【００１７】前記二次ユニットをＤＣ絶縁してもよい。
しかし、２つの二次ユニットに関して、共通タッピング
ポイントを有することもできる。

【００１８】二次電圧は、前記二次ユニットにおいて、
前記整流素子による整流の結果として上昇する。これら
の二次電圧を、慣例的に（好適には容量的）フィルタ処
理の後、出力電圧として直接使用することができる。二
次ユニット単独で前記出力電圧を発生するこのような出
力を、ここでは直接出力と呼ぶ。しかし、例えば直列に
接続された、前記第１形式の二次ユニットの１つ以上の
二次電圧と、前記第２形式の二次ユニットの１つ以上の
二次電圧とによって出力電圧が降下する“スタック出
力”を与えることもできる。これらのようなトポロジの
例を、以下に図面の参照と共に説明する。

【００１９】本発明による制御システムは、前記第１及
び第２出力電圧の双方を所望の値に、インバータを駆動
することによって制御する。前記インバータは、スイッ
チドＡＣ電圧、好適には、慣例的には一定の振幅のパル
ス幅変調電圧を発生する。好適には、２つの制御変数を
前記２つの出力電圧の別々の制御に使用し、前記制御値
は、前記パルス幅変調電圧の波形を予め規定する。種々
の提案は、これに関して、一方において、前記パルス幅
変調信号の予め決められたスイッチング周波数及びデュ
ーティ比と、他方において、正及び負電圧パルスに関す
る予め規定されたスイッチオン時間とを与える。

【００２０】パルス信号を前記インバータのスイッチを
駆動することに関して予め規定することにおいて、前記
インバータを前記制御装置の予め規定された値に基づい
て駆動する変調器を好適には使用する。低電圧に関して
特に、ハーフブリッジが、費用効果的な理由のため、イ
ンバータとして好適であり、このハーフブリッジによっ
て、電圧パルスが入力ＤＣ電圧から２つのスイッチを交
互にスイッチングすることによって発生される。

【００２１】制御を種々のトポロジに関して結合する一
般的なモデルを、図面の参照と共に以下に説明する。以
後、制御を具体的にすることに関する本発明のいくつか
の他の実施形態を考察する。

【００２２】第１提案によれば、制御誤差サイズを、２
つの出力電圧に、これら２つの出力電圧の別々の制御に
関して決定する。これは、制御差の形成と、好適にはス
ケーリングも含む。このようなスケーリングは、前記２
つの電圧が相当異なっている場合、特に有利である。さ
らに、合計及び差サイズを前記制御誤差から決定し、前
記合計サイズは前記制御誤差の合計に依存し、前記差サ
イズは前記制御誤差間の差に依存する。“依存する”に
よって、ここでは、他の動作、例えばスケーリング又は
他の動作を前記個々の誤差に、又は合計又は差に、適切
なように用いることができることを意味する。合計及び
差サイズは、前記制御誤差の差の合計と直接等しくても
よい。最終的に、前記合計サイズは前記パルス幅変調電
圧の周波数を予め規定し、前記差サイズはデューティ比
を予め規定し、好適には、一次元制御ユニット、例え
ば、Ｉ、ＰＩ又はＰＩＤコントローラを使用する。

【００２３】第２提案によれば、２つの電圧を別々に制
御し、最初には、上述したように、制御誤差の大きさ
を、前記２つの制御すべき出力電圧に関して決定する。
前記パルス変調電圧の第１正電圧パルスの継続期間に関
するデフォルト値を、前記第１制御誤差サイズから、好
適には一次元コントローラ、例えばＰＩＤコントローラ
によって決定し、前記第２制御誤差サイズから、（フル
ブリッジを使用する場合）負電圧パルスの継続時間に関
する、又は、（ハーフブリッジを使用する場合）前記パ
ルス幅変調電圧の値がゼロに等しくなる継続時間に関す
るデフォルト値を決定する。この制御を、好適には、個
々の電圧パルスに関する最短及び／又は最長継続時間の
デフォルトと結合し、前記スイッチング周波数の動作範
囲を規定する。超臨界領域、すなわち、前記共振周波数
／前記共振回路の周波数を超えるスイッチング周波数の
領域において、前記正電圧パルスの継続時間を設定する
ことによって、（本質的に、前記負電圧パルス中に給電
される）前記第２形式の二次ユニットの二次電圧を制御
し、そしてこの逆をするように割り当てを選択すべきで
ある。

【００２４】前記提案を実現する制御ユニットを、多く
の異なった様に設計してもよい。集積された又は別個の
アナログ又はディジタル回路を考えてもよい。前記制御
ユニットを、マイクロプロセッサにおいて動作するディ
ジタル制御アルゴリズムとして完全に実現してもよい。
費用効果的な解決法に関しては、誤差サイズ信号の形成
用の少なくとも１個の誤差ユニットと、スイッチング信
号を発生して前記インバータを制御する少なくとも１個
のマルチバイブレータとを具えるアナログ回路が特に好
適である。

【００２５】本発明による共振コンバータは、互いに別
々の２つの制御可能な出力信号を発生することができ
る。３つ以上の出力電圧がある用途に必要な場合、これ
らを２つのグループに分割し、各グループの電圧を他の
グループの電圧とは別々に制御することができる。これ
らのグループの形成を、前記第１形式の二次ユニットが
第１グループの出力電圧を発生し、前記第２形式の二次
ユニットが第２グループの出力電圧を発生するように行
う。代わりに、前記第２グループの出力電圧が、前記第
１及び第２形式双方の二次ユニットによって供給される
電圧を含むこともできる（スタック出力）。

【００２６】本発明のこれら及び他の態様を、非限定的
な例として、以下に説明する実施形態の参照によって明
らかにする。

【００２７】

【発明の実施の形態】図１は、共振コンバータ１０の第
１実施形態の回路図を示す。共振コンバータ１０は、非
対称スイッチングハーフブリッジとして配置されたイン
バータ１２を具え、インバータ１２は、キャパシタンス
Ｃ及びトランス１６の一次側の形態における共振回路１
４に給電する。図１は、一次側直列インダクタンスＬを
示す。このインダクタンスは、前記トランスの一次側漏
れインダクタンスと、ありうる外部直列インダクタンス
とを結合する。トランスの主インダクタンスをＬｈと呼
ぶ。インダクタンスＬ及びＬｈは、共振キャパシタンス
Ｃと共に、直列共振回路を形成する。簡単にするため
に、共振キャパシタンスＣとトランス１６の一次側とを
有する回路を、共振回路１４と呼ぶ。実際には、明らか
に、加えて、前記二次側回路のリアクティブ素子が一次
側において給電され、特に共振回路１４の共振動作に決
定的に影響することができることを見落としてはならな
い。

【００２８】共振コンバータ１０は、２つの二次ユニッ
ト２０ａ、２０ｂを有する。前記二次ユニットの各々
は、二次巻線１８ａ、１８ｂとダイオードＤａ、Ｄｂを
有する。二次ユニット２０ａ、２０ｂの出力部において
存在する二次電圧Ｖａ、ＶｂをフィルタキャパシタＣ
ａ、Ｃｂによって平滑化し、共振コンバータ１０の出力
電圧（直接出力）を形成する。負荷Ｌａ、Ｌｂを、コン
バータ１０の出力部に、伝達抵抗Ｒによって特徴付けら
れる端子（例えば、プラグ、ライン等）を経て接続す
る。

【００２９】図１の例において、二次ユニット２０ａ、
２０ｂを、二次巻線１８ａ、１８ｂがトランス１６の共
通コアにおいて異なった巻線方向を有することにおいて
区別する。これを、点による通常のやり方において示
す。残りに関して、二次ユニット２０ａ、２０ｂは同一
であり、すなわち、個々の二次巻線１８ａ、１８ｂは、
個々の整流ダイオードＤａ、Ｄｂに関して同じ方向を有
する。

【００３０】より下の二次ユニット２０ａを、以下にお
いて、第１形式の二次ユニットと呼ぶ。図１における上
部に示す二次ユニット２０ｂを、第２形式の二次ユニッ
トと呼ぶ。上述したように、同じ配線を有する前記第１
及び第２形式の二次ユニット間の違いは、反対の巻線方
向から成る。同じ効果を、巻線方向が同じ場合、配線を
交換する、すなわち、ダイオードＤａ又はＤｂを、各
々、他の配線端に接続する、又は、その電極を交換する
（図示せず）ことにおいて得ることもできる。この効果
は、第１形式の二次ユニット２０ａによって、電流がダ
イオードＤａを本質的に正電圧スイング中に流れること
であり、これは、第２形式の二次ユニット２０ｂにおけ
る負電圧スイング中の場合である。これを、各々の二次
ユニット２０ａ、２０ｂにおいて、個々の二次巻線１８
ａ、１８ｂにおける電圧を半波整流することにおいて達
成し、第１形式の二次ユニット２０ａにおいて、電流が
ダイオードＤａは正電圧スイングに関してのみ流れるこ
とができ、ダイオードＤａは負電圧スイングに関してブ
ロックする。前記第２形式の二次ユニットに関しては、
逆が保たれる。

【００３１】インバータ１２は、動作時に、例えばＦＥ
Ｔによって実現されるその２個の制御されるスイッチの
交互のスイッチングによって発生されるＡＣ電圧を発生
する。インバータ１２を、次に、パルス幅変調スイッチ
ドＡＣ電圧を共振システム１４に印加するように駆動す
る。

【００３２】インバータ１２を、出力電圧Ｖａ、Ｖｂを
制御する制御システム２２によって駆動する。出力電圧
Ｖａ、Ｖｂを測定する。前記出力電圧を、図１に示すよ
うな個々の出力端子において測定することができる。代
わりに、前記電圧を、前記負荷において検知することが
できる。特に、より大きい電流において、これはより正
確である。

【００３３】電圧Ｖａ、Ｖｂの測定の結果を、制御シス
テム２２に測定信号ＶＡ、ＶＢとして供給する。制御シ
ステム２２は、測定された電圧信号ＶＡ、ＶＢを設定値
（図示せず）と比較し、インバータ１２を、出力電圧Ｖ
ａ、Ｖｂが前記所望の設定値に調節されるように駆動す
る。

【００３４】この目的のため、インバータ１２を制御シ
ステム２２によって、パルス幅変調電圧を発生するよう
に駆動する。このようなパルス幅変調電圧の波形を、図
４ａにおいて上部に示す。長さｔ０の期間において、最
初に、前記ハーフブリッジの上側スイッチを閉じ、振幅
＋ＶＺを有する正電圧パルスが起こるようにする。この
パルスは、継続時間ｔｓＨを有する。その後、前記上側
スイッチを開き、下側スイッチを閉じ、ゼロ電圧が継続
時間ｔｓＬの間に印加されるようにする。個々のＤＣ電
圧によって予め規定される一定振幅ＶＺによって、前記
パルス幅変調電圧の波形は、スイッチング周波数ｆ、ｆ
＝１／ｔ０と、デューティ比δ、δ＝ｔｓＨ／ｔ０とに
よって決定される。代わりに、前記波形は、時間ｔｓ
Ｈ、ｔｓＬを予め規定することによっても完全に決定さ
れる。図４ａの例において、デューティ比は５０％であ
る。

【００３５】図４ａに示す波形は、明らかに理想化して
ある。実際には、逆転中に、短絡を回避するためのデッ
ドタイムが存在し、このデッドタイムにおいて、前記ス
イッチのいずれも閉じない。加えて、パルスエッジは、
実際には瞬時に立ち上がることはできず、有限の立ち上
がり時間を有する波形が存在し、電圧パルスは、本質的
に台形になる。

【００３６】図１に示す共振コンバータによって、２つ
の電圧Ｖａ、Ｖｂを別々に制御することができる。２つ
の電圧Ｖａ、Ｖｂを、反対の形式の２つの二次ユニット
２０ａ、２０ｂによって直接供給する。したがって、以
下に説明するように、前記パルス幅変調電圧のパラメー
タ（ｆ、δ又はｔｓＨ、ｔｓＬそれぞれ）の適切な省略
時設定は、出力電圧Ｖａ、Ｖｂを、互いに関係なく個々
の公称値に制御することができるように、駆動を予め規
定することができる。

【００３７】上述したように、コンバータ１０は、直列
キャパシタＣを有する共振トポロジである。このトポロ
ジは、負荷依存共振周波数を有し、無負荷状態における
共振周波数は、使用される構成要素に基づいて少なくと
も近似的に知られる。前記回路を、個々の共振周波数よ
り明らかに上であるスイッチング周波数ｆにおいて動作
する。この動作範囲において、すでに電圧のいくぶんの
増加がある。共振回路１４を、前記共振周波数により近
くなる、より低い周波数で駆動することによって、共振
の増加がより強くなり、出力電圧Ｖａ、Ｖｂは上昇する
ようになる。２つの反対の形式の二次ユニット２０ａ、
２０ｂによって、デューティ比δを追加で予め規定する
ことによって、出力電圧Ｖａ、Ｖｂを互いに関して上昇
又は下降させることができる。これを、図４ａ−４ｃの
参照と共にさらに説明する。

【００３８】図４ａ、４ｂ、４ｃは、出力電圧Ｖａ及び
Ｖｂの制御を、周波数ｆ又は周期ｔ０＝１／ｆ及びデュ
ーティ比δの適合によって可能にする方法を示す。イン
バータ１２の出力電圧（共振回路１４における励起電
圧）の波形と、キャパシタＣを流れる電流Ｉｃの波形
と、トランス１６の主インダクタンスを流れる磁化電流
Ｉｈの波形と、二次巻線１８ａによって流される電流Ｉ
ａの波形と、二次巻線１８ｂによって流される電流Ｉｂ
の波形とを、２つの期間ｔ０に関して示す。図４ａ、４
ｂ、４ｃに示す波形を、前記２つの出力を互いに無関係
に制御する原理を説明するためにのみ使用すべきであ
る。示した波形は、すべての巻線比が１に等しく、２つ
の二次ユニット２０ａ、２０ｂの大きさが同じである、
すなわち、Ｖａ＝Ｖｂであるという仮定の下での各々の
大きさを示す。さらに、出力側における直列インダクタ
ンスを、同一であるとする。

【００３９】図４ａは、周波数ｆ０＝１／ｔ０をｆｒの
１．４７倍とし、ｆｒを無負荷コンバータ１０の共振周
波数とし、

【数１】 として近似的に決定し、ＣをキャパシタＣのキャパシタ
ンスとし、Ｌを一次側直列インダクタンスの値とし、Ｌ
ｈをトランス１６の主インダクタンスの値とした動作状
態を示す。上記式は、しかしながら、出力側コンバータ
が無負荷の場合に関してのみ有効である。出力側負荷の
場合において、出力側漏れインダクタンスの１つと、一
般的に前記負荷に応じたシフトも存在する。負荷時コン
バータ１０に関する正確な共振周波数を決定すること
は、比較的費用が掛かる。したがって、上記で示した共
振周波数ｆｒのみを、前記周波数に関する基準の大きさ
として使用する。

【００４０】動作の場合におけるデューティ比を、図４
ａに従って５０％であると選択する。時間空間ｔｓＨ及
びｔｓＬ中に（実質的に）同一の半波を有するＩａ及び
Ｉｂの電流特性を、各々、動作のこの状態における時間
空間ｔｓＨ又はｔｓＬにおいて発生する。図４ｂによる
動作の状態により、周波数ｆ０＝１／ｔ０はｆｒの１．
５３倍に増加する。図４ａにおける動作の状態に比べ
て、電流特性Ｉａは、本質的に同じままである。電流特
性Ｉｂは、ここで、振幅が減少した半波を有し、二次巻
線１８ｂによって第２二次ユニット２０ｂの出力部に運
ばれる電力が減少するようになる。図４ｃは、ｆｒの
１．５５倍に等しい周波数ｆ０＝１／ｔ０と６５％デュ
ーティ比とによる動作を示す。この場合において、電流
Ｉａは本質的にゼロに減少し、Ｉｂの半波の振幅は図４
と比べて増加し、この場合において、二次巻線１８ａは
電力を第１二次ユニット２０ａに運ばなくなり、二次巻
線１８ｂは、図４ｂと比べて増加した電力を二次巻線１
８ｂから二次ユニット２０ｂの出力部に運ぶようにな
る。

【００４１】図４ａ−４ｃによる動作状態の例は、図１
に示すコンバータ回路によって、種々のコンバータ出力
の異なった負荷に対する高度な可変調節が可能になるこ
とを示す。このようなコンバータにより、特に、現代の
マイクロプロセッサにおいて必要とされるような低出力
電圧及び高出力電圧の場合においても、出力電圧の小さ
な公差を達成することができる。

【００４２】図２は、共振コンバータ３０を第２実施形
態において示す。コンバータ３０は、図１のコンバータ
１０と大部分類似した構造を有し、同様の要素を同様の
参照符によって示す。以下において、したがって、違い
のみを考察する。

【００４３】図１のコンバータ１０と異なり、図２のコ
ンバータ３０による出力電圧を、前記回路の異なった点
から分岐する。第１出力電圧Ｖａを、双方の場合におい
て、第１二次ユニット２０ａの出力電圧とする（直接出
力）。しかしながら、コンバータ２０に関して、第２出
力電圧Ｖａｂを使用し、この第２出力電圧Ｖａｂは、前
記第１二次ユニット及び第２二次ユニット２０ｂの直列
結合を経て降下する。この形態の出力を、“スタック”
出力と呼ぶ。このようなスタック出力の使用は、きわめ
て高い電力レベルがこの出力において必要な場合、特に
有利である。出力電圧Ｖａｂを、追加のフィルタキャパ
シタンスＣａｂによってフィルタ処理する。

【００４４】コンバータ３０の第２実施形態において
も、２つの出力電圧、この場合においてＶａ、Ｖａｂ
を、制御システム２２によって別々に制御することがで
きる。

【００４５】図１及び図２に示す第１及び第２実施形態
は、別々に制御することができる２つの出力電圧のみを
有する個々のコンバータを示す。しかしながら、実際に
は、しばしば、複数の出力電圧、例えば、１０以上の異
なった出力電圧を発生することができるコンバータが必
要である。これは、点によって示したように二次巻線お
よび整流素子を具える他の二次ユニットを追加した図１
及び２からのコンバータ１０及び３０によって各々可能
である。前記出力電圧を２つのグループに分け、第１グ
ループの出力電圧を前記第１形式の二次素子において発
生し、第２グループの出力電圧を前記第２形式の二次素
子において発生する。前記２つのグループの出力電圧
を、他のグループと別々に制御することができる。しか
しながら、前記グループ内において、前記出力電圧は、
個々の前記二次巻線の巻線数比によって強く相関する。
したがって、前記第１グループの１つの電圧と、前記第
２グループの１つの電圧のみを制御に関して考慮する。
他の電圧を、“一緒に制御する”。

【００４６】図１及び２に示す二次ユニットの配線の種
々の方法を、ここで結合してもよい。図３は、コンバー
タ４０の個々の第３実施形態を例として示す。このコン
バータ４０は、３つの負荷Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃに個々の出
力電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに供給する。出力電圧Ｖａ及び
Ｖｂは、二次素子２０ａ、２０ｂの二次電圧に各々対応
する。加えて、“スタック出力”は、前記第１形式の二
次ユニットである二次ユニット２０ｃと、前記第２形式
の二次ユニットである二次ユニット２０ｂとの直列接続
によって電力を供給される出力電圧Ｖｃを発生する。示
した例において、出力電圧Ｖａ、Ｖｂのみを、制御シス
テム２２によって測定し、制御する。負荷Ｌｃに供給す
る出力電圧を、実際的には、“一緒に制御する”。代わ
りに、他の出力電圧を、例えば、Ｖｃ及びＶｂ又はＶａ
及びＶｃを（直接）制御してもよい。

【００４７】制御システム２２を、以下により詳細に説
明する。この制御システムの基本的構造をあらわすブロ
ック図を図５において示す。

【００４８】制御システム２２は、２つの電圧測定信号
を、２つの入力Ｖ１、Ｖ２においてピックアップする。
例えば、コンバータ１０の第１実施形態において、信号
ＶＡ、ＶＢを測定し、コンバータ３０の第２実施形態に
おいて、測定信号ＶＡ及びＶＡＢを測定する。その後、
これらの信号を比較し、個々の基準電圧Ｖ１ｒｅｆ，Ｖ
２ｒｅｆとの制御差を形成するようにする。これらを、
基準電圧源又は制御システム２２におけるプリセット値
によってプリセットしてもよい。代わりに、これらのプ
リセット値を入力信号として選ぶこともできる。これに
続いて、係数ｃ１及びｃ２で標準化し、これらの係数
を、好適には、ｃ１／ｃ２＝Ｖ２ｒｅｆ／Ｖ１ｒｅｆと
なるように設定する。このスケーリングは、互いに大き
く異なる２つの設定値Ｖ１ｒｅｆ、Ｖ２ｒｅｆをプリセ
ットできるようにする。このようなスケーリングなしで
は、より大きな設定値からの比例的にわずかな制御偏差
は、前記制御にきわめて強い影響を有し、より小さい設
定値からの比例的に重大な偏差は、わずかな影響しか持
たない。このようにしてスケーリングされた偏差を、Δ
ａ、Δｂと呼ぶ。

【００４９】これらのスケーリングされた制御偏差Δ
ａ、Δｂを、デカップリングユニット５０において減結
合する。“減結合”は、ここでは、偏差Δａ、Δｂにお
ける結合された情報の、一方において周波数に属し、他
方においてデューティ比に属する情報への再分として理
解される。数学的に、これを、制御偏差（Δａ，Δｂ）
のベクトルの減結合行列Ａ_Ｄによる掛け算によって表す
ことができる。前記減結合動作の結果は、大きさΔｆ及
びΔδであり、これらを、周波数（Δｆ）及びデューテ
ィ比（Δδ）の適合に関するプリセット値として各々使
用する。

【００５０】前記デカップラの２つの出力値Δｆ及びΔ
δを、各々、一次元コントローラ５２、５４に供給す
る。コントローラ５２は、前記パルス幅変調電圧のスイ
ッチング周波数ｆを制御し、コントローラ５４は、前記
パルス幅変調電圧のデューティ比δを制御する。

【００５１】コントローラ５２、５４の構造を、図５ａ
及び５ｂにおいて、ブロック図の形態において示す。周
波数に関するプリセット値Ｓｆを供給するコントローラ
５２と、デューティ比に関するプリセット値Ｓδを供給
するコントローラ５４の双方は、制御補正を加えた周波
数に関する初期値ｆ０及びデューティ比に関する初期値
δ０を利用する。デューティ比に関するプリセット値Ｓ
δを供給するコントローラ５４の場合において、前記制
御補正を、Ｉ、ＰＩ又はＰＩＤコントローラによって、
信号Δδから決定し、例えば５０％をプリセット値δ０
に加える。周波数に関するコントローラ５０は、同じ構
造を有する。ここでも、補正を、大きさΔｆから、Ｉ、
ＰＩ又はＰＩＤコントローラによって決定し、この補正
を、初期値ｆ０に加える。使用する前記コントローラの
整数部分は、持続する制御誤差を、前記プリセット値ｆ
０又はδ０の精度が各々決定的にならないように補正し
てもよい。

【００５２】デューティ比コントローラ５４において
も、最初に一定係数ｃ３による乗算がある。この係数
を、ここでは、前記制御方法を制御すべき個々の利用可
能なコンバータ回路に応じて規定するために使用する。
図５において、測定信号Ｖ１が前記第１形式の二次ユニ
ットの出力電圧であり、測定信号Ｖ２が前記第２形式の
二次ユニットの出力電圧である場合、定数ｃ３は、値１
を採用する。この比率を逆にした場合、すなわち、Ｖ１
が前記第２形式の二次ユニットの出力電圧であり、Ｖ２
が前記第１形式の二次ユニットの出力電圧である場合、
定数Ｃ３は値−１を有する。

【００５３】コントローラ５２、５４のプリセット制御
値は、インバータ１２に関する駆動信号を発生する変調
器Ｍを駆動する。図１−３に示す例において、インバー
タ１２は、ハーフブリッジドライバを有する非対称スイ
ッチングハーフブリッジを具える。前記ハーフブリッジ
ドライバにパルス信号を供給し、前記上側スイッチが、
前記パルス信号のハイレベルの場合において閉じ、ロウ
レベルの場合において、前記ハーフブリッジの下側スイ
ッチが閉じ、前記上側スイッチが開く。変調器Ｍは、こ
のようなパルス信号を、スイッチング周波数に関して予
め規定されたコントローラ５２と、デューティ比に関し
て予め規定されたコントローラ５４とに従って発生す
る。

【００５４】図５において示すブロック図は、一般的
に、前記２つの電圧の制御を、前記パルス幅変調電圧の
周波数及びデューティ比を予め規定することによって保
つ。以下の例において示すように、制御された電圧Ｖ
１、Ｖ２の形式に応じて、異なったデカップラ５０を使
用する。

【００５５】例１：２つの独立した“直接”出力電圧。 反対の形式の２つの二次ユニット２０ａ、２０ｂの二次
電圧が出力電圧Ｖａ、Ｖｂを直接形成する、図１に示す
ようなコンバータ１０の第１実施形態に関して、周波数
コントローラ５２におけるプリセット値Δｆを、スケー
リングされた制御偏差Δａ、Δｂの合計とし、デューテ
ィ比コントローラ５４の予め規定された値Δδを、これ
らスケーリングされた制御偏差間の差とする。この場合
においてデカップラ５０によって行われる動作を行列乗
算として表すと、

【数２】 を減結合行列として使用する。コントローラ５４の定数
ｃ３の上述した選択に注意すべきである。

【００５６】例２：“直接”出力電圧、“スタック”出
力。 出力電圧Ｖａを前記第１形式の二次ユニット２０ａによ
って直接得、しかしながら、第２出力電圧Ｖａｂを、前
記第１形式の二次ユニット２０ａと共通の前記第２形式
の二次ユニット２０ｂによって得る（スタック出力）、
図２に示すようなコンバータ３０の第２実施形態に関し
て、好適には、デカップラの偏差関数を使用する。スケ
ーリングされた制御偏差Δａ（スタック出力の制御偏
差）を、周波数コントローラ５２に関するプリセット値
Δｆとして使用すべきであり、デューティ比コントロー
ラ５４に関するプリセット値Δδとして、スケーリング
された制御偏差Δｂ（直接出力の制御偏差）を使用すべ
きである。行列として書くと、単位行列、

【数３】 に等しい減結合行列を展開する。

【００５７】図６は、図５の一般的な制御システム２２
の実現化に関する第１実施形態を示す。上述した第１実
施形態によれば、制御システム６０は、図１に示すよう
なコンバータ１０の第１実施形態の出力電圧Ｖａ、Ｖｂ
に関する測定信号ＶＡ、ＶＢによって動作する。これら
２つの出力電圧に関して、固定された設定値ＶＡｒｅ
ｆ、ＶＢｒｅｆを内部で規定する。測定された電圧Ｖ
Ａ、ＶＢを、前記設定値から減じ、前記制御差を得る。
その後、

【数４】 を保持して係数ｃ１、ｃ２によるスケーリングを行う。
このようにスケーリングされた制御偏差の和を形成し、
ＰＩＤコントローラ６２（周波数コントローラ）に供給
する。コントローラ６２の構造は、図５ａの参照と共に
上述した。ＶＡは前記第１形式の二次ユニットの出力電
流の測定信号であり、ＶＢは前記第２形式の二次ユニッ
トの出力電流の測定信号であるため、内部定数ｃ３は値
１を有する。

【００５８】同時に、差を形成し、ＰＩＤコントローラ
６４（デューティ比コントローラ）に供給する。デュー
ティ比コントローラ６４は、図５ｂに対応する。周波数
コントローラ６２は、変調器Ｍに、変調器Ｍによって発
生されるパルス信号の周波数ｆを予め規定する値を供給
する。デューティ比コントローラ６４は、信号６８を変
調器Ｍに供給し、この信号は、変調器Ｍによって発生さ
れるパルス信号のデューティ比δを予め規定する。変調
器Ｍは、インバータ１２をドライバによって駆動し、前
記インバータが、周波数及びデューティ比に関して個々
の予め規定された値を有するパルス幅変調信号を発生す
るようにし、このインバータによって共振回路１４を励
起する。

【００５９】例えば、コンバータ１０の出力部において
測定された出力電圧ＶＡが予め規定された設定値ＶＡｒ
ｅｆより低い場合、これは、（正の）制御差を招く。前
記制御差の和も正であるため、一方において、コントロ
ーラ６２によって設定された周波数は減少する。他方に
おいて、前記制御偏差の差は負であるため、変調器Ｍに
よって発生されたパルス信号のデューティ比であるコン
トローラ６４によって予め規定されたデューティ比も減
少する（したがってインバータ１２の出力電圧も低下す
る）。図４ｂに示すように、これは、出力電圧Ｖａが出
力電圧Ｖｂと比べて上昇することを伴う。

【００６０】図７は、図５に示す一般的な制御システム
２２の実現化に関する第２実施形態を示す。制御システ
ム７０を、図２に示すようなコンバータ３０の第２実施
形態の制御に使用し、このコンバータにおいて、出力電
圧Ｖａを“直接”出力し（出力電圧Ｖａを前記第１形式
の二次ユニット２０ａの出力電圧とする）、しかしなが
ら、第２出力電圧Ｖａｂは、電圧が前記第１形式の二次
ユニット２０ａと前記第２形式の二次ユニット２０ｂと
の直列接続によって降下する“スタック”出力における
出力電圧である。出力電圧Ｖａ、Ｖａｂを測定し、制御
システム７０に、測定信号ＶＡ、ＶＡＢとして供給す
る。前記電圧を、設定値ＶＡｒｅｆ、ＶＡＢｒｅｆと各
々比較する。この特別な場合において、前記減結合を省
くため（図５の第２例、減結合行列は恒等行列であ
る）、スケーリングは必要ない。前記スタック出力の電
圧Ｖａｂの制御偏差を、周波数ｆを制御するＰＩＤコン
トローラ７２に直接供給する。出力電圧Ｖａの制御偏差
を、デューティ比δの予め規定された値に関するＰＩＤ
コントローラ７４に直接供給する。前記コントローラの
構造は、上述したコントローラ５２、５４の構造に対応
する。

【００６１】例えば、前記スタック出力における電圧Ｖ
ａｂが設定値ＶＡＢｒｅｆより下に降下する場合、これ
は、ＰＩＤコントローラ７２に供給される正の制御差を
招く。これは、周波数ｆの減少を招き、共振回路１４の
共振周波数により近い給電周波数を使用することによっ
て、前記２つの出力電圧と、したがって前記スタック出
力における出力電圧Ｖａｂとが上昇するようになる。出
力電圧Ｖａの予め規定された設定値ＶＡｒｅｆからの結
果として生じる偏差を、その後、この制御偏差を供給さ
れたデューティ比コントローラ７４によって、デューテ
ィ比δの増加によって調節する。

【００６２】図８は、制御システム８０の第３実施形態
を示す。図６及び７の制御システム６０、７０と異な
り、制御システム８０は、前記パルス幅変調電圧の周波
数及びデューティ比を、インバータ１２の駆動の予め決
められた値に関するパラメータとして使用せず、前記個
々のスイッチがインバータ１２のハーフブリッジの上側
又は下側スイッチに関するｔｓＨ、ｔｓＬを調節する。
制御システム８０の構造はきわめて単純である。それに
もかかわらず、図１のコンバータ１０を、この構造で有
効に制御することができる。

【００６３】最初に、予め規定された設定値ＶＡｒｅ
ｆ、ＶＢｒｅｆからの制御偏差を、２つの出力電圧Ｖ
ａ、Ｖｂに関して、測定信号ＶＡ、ＶＢから決定する。
このようにして形成された測定電圧ＶＡの制御偏差を、
コントローラ８４に、下側スイッチｔｓＬに関するスイ
ッチ時間に関する予め規定された値として供給する。同
様に、測定電圧ＶＢからの制御偏差を、コントローラ８
２に、上側スイッチｔｓＨのスイッチ時間の予め規定さ
れた値として供給する。次に、変調器Ｍは、パルス信号
を予め規定された値ｔｓＨ、ｔｓＬから発生し、インバ
ータ１２を駆動する。

【００６４】スイッチタイムｔｓＬ、ｔｓＨに関するコ
ントローラ８２、８４は、ｔｓＬ、ｔｓＨに関する最小
及び／又は最大値に関する予め規定された値を任意に発
生してもよい。結果として、最小及び最大値を前記スイ
ッチング周波数に関して予め規定し、動作が常に規定さ
れた周波数範囲内で起こるようにする。

【００６５】以下に、制御システム８０の動作に関する
例を与える。

【００６６】図１のコンバータ１０の出力電圧Ｖａの測
定電圧ＶＡが予め規定された設定値ＶＡｒｅｆより下に
降下した場合、コントローラ８４に供給される（正の）
制御さが存在する。次に、コントローラ８４は、前記パ
ルス幅変調電圧の“負”電圧パルスに関するスイッチ継
続時間ｔｓＨ、すなわち、ハーフブリッジを使用する場
合、電圧がゼロの時間空間を増加する。図４ａ−４ｃと
個々の説明とからわかるように、これは、出力Ｖａにお
ける電力の増加を導き、前記制御偏差を調節できるよう
にする。

【００６７】すでに述べたように、上述したシステムを
制御する実施形態の例を、きわめて異なった方法におい
て実現してもよい。さらに特に、前記制御アルゴリズム
を、単一のプロセッサ又はマイクロプロセッサにおいて
動作するプログラムとして実現してもよい。以下に、図
８の制御システム８０の例を、図９の参照と共に説明
し、この制御システムをきわめて簡単なアナログ回路と
して配置した。このアナログ回路の個々の構成要素は、
いずれにせよ費用効果的な標準モジュールとして利用可
能であるため、きわめて費用効果的な実現がこの方法に
おいて可能である。

【００６８】図９は、インバータ１２を駆動するパルス
信号を発生する回路９０を示し、前記パルス信号は、図
１のコンバータ１０の出力電圧の測定信号ＶＡ、ＶＢに
基づく。

【００６９】測定電圧としてアナログ形態において利用
可能な測定信号ＶＡ、ＶＢを、最初に、各々、入力部９
２におけるインピーダンスＺ１ａ、Ｚ２ａ、又は、入力
部９４におけるＺ１ｂ、Ｚ２ｂの形態における分圧器に
よってスケーリングする。このようなスケーリングは、
特定の値においてのみ利用可能な内部基準電圧を使用す
る場合、必要である。測定信号ＶＡ、ＶＢを、前記イン
ピーダンスの適切な選択によってフィルタ処理してもよ
い。

【００７０】入力部９２、９４の各々においてダウンコ
ンバートされた電圧を、最初に、個々の誤差増幅器に入
力する。これらの増幅器を、点線の箱によって示し、こ
れらは、集積されたモジュールとして利用可能である。
これらを、“４３１”で示す集積された標準回路とす
る。これらの中に含まれる演算増幅器の反転入力部にお
いて、内部基準電圧ＶＡｒｅｆ、ＶＢｒｅｆが利用可能
であり、これらと、スケーリングされた測定電圧ＶＡ、
ＶＢとを、インピーダンスＺ１ａ、Ｚ２ａ及びＺ１ｂ、
Ｚ２ｂによって各々比較する。誤差増幅器９６に、イン
ピーダンスＺ３ａ、Ｚ３ｂを経てフィードバックし、調
節可能（ＰＩＤ）制御動作が、インピーダンスＺ３ａ、
Ｚ３ｂの値によって展開するようにする。このようにし
て、図９における電流ｉ１ａ及びｉ１ｂの値を制御す
る。

【００７１】電流ｉ１ａ又はｉ１ｂがＬＥＤを流れる光
結合素子９８を、誤差増幅器９６に常に結合する。しば
しば電源の用途に規定される、入力部９２、９４を有す
る回路９０の右手部分の、回路９０の左手部分からのＤ
Ｃ絶縁を、しばしば光結合素子９８によって行う。光結
合素子９８の各々は、電流ｉ１ａ及びｉ１ｂの形態にお
けるアナログ信号を伝送する。代わりに、ＤＣ絶縁を、
回路９０全体を前記二次側において配置し、（ディジタ
ル）パルス信号のみをインバータ１２に（ディジタル）
光結合素子を経て伝送することにおいて達成してもよ
い。

【００７２】図９における回路９０の左側において、集
積タイマモジュール１００（例えば、“５５５”と呼ば
れる既知の集積モジュールを使用してもよい）を、マル
チバイブレータとして配置し、このマルチバイブレータ
は、ハイ及びロウ状態のパルス信号をそのＱ出力部にお
いて発生する。図９による回路において、電流ｉ１ａ、
ｉ１ｂと、光結合素子９８の反対側のｉ２ａ、ｉ２ｂ
は、各々、（ｉ２ａによって予め規定された）ロウレベ
ルの時間と、（ｉ２ｂによって予め規定された）ハイレ
ベルの時間とを示す。

【００７３】示した回路において、Ｑ出力部におけるロ
ウ出力レベルによるハイレベルへの切り替え、又はその
逆までの時間を、キャパシタンスＣａ、Ｃｂの充電時間
によって予め規定する。これらのキャパシタンスＣａ、
Ｃｂにおける電圧を、各々、タイマモジュール１００内
の内部構成要素によって、ダウンコンバートされた電源
電圧１０２と比較する。比較した電圧が調和した場合、
スイッチングパルスを発生し、フリップフロップが反転
するようにする。次に、放電出力部（図９においてスイ
ッチとして表す）を経て、前記キャパシタンスを急に放
電する（Ｃａ）か、電源電圧１０２に充電する（Ｃ
ｂ）。

【００７４】次に、キャパシタンスＣａを、電流ｉ２ａ
によって充電する。これと同時に、キャパシタンスＣａ
の充電も、電源電圧１０２に接続された抵抗Ｒａを経て
行う。同様に、キャパシタンスＣｂを、ｉ２ｂを経てグ
ランドに放電し、同時に、抵抗Ｒｂによる放電も存在す
る。このようにして、ハイ又はロウに関する最大スイッ
チオン時間と、したがって最低周波数とを、抵抗Ｒａ、
Ｒｂとによって予め規定することができる。これを、時
定数Ｒａ＊Ｃａ又はＲｂ＊Ｃｂから計算することもでき
る。

【００７５】図９に示す回路からのいくつかの電圧の波
形を図１０に示す。図９のキャパシタンスＣａにおける
電圧ＶＣａと、キャパシタンスＣｂにおける電圧ＶＣｂ
との各々の周期的波形を示す。図１０の下部において、
マルチバイブレータモジュール１００の出力部Ｑにおけ
るパルス信号ＶＱを最終的に示す。前記電圧を、電源電
圧Ｖ０に対してスケーリングして示す。

【００７６】図１０は、キャパシタンスＣａにおける電
圧を、電流ｉ２ａによって、２／３Ｖ０まで充電する方
法を示す。２／３Ｖ０において、マルチバイブレータモ
ジュール１００の上側比較器は、パルスが前記フリップ
フロップの反転Ｒ入力部において放出されるように切り
替わる。次に、パルス信号電圧ＶＱは、ハイからロウレ
ベルにジャンプする。次に、キャパシタンスＣａを、前
記放電出力部（図９においてスイッチとして示す）を経
て急に放電する。ＶＱがハイレベルを有する間は、元は
電源電圧Ｖ０の値に充電されたキャパシタンスＣｂは、
電流ｉ２ｂによって放電される。１／３Ｖ０に達した場
合、前記フリップフロップは、反転Ｓ入力部のスイッチ
ングパルスによって反転し、ＶＱが再びロウレベルに変
化するようになる。

【００７７】このようにして、図１０に示す動作におい
て、電流ｉ２ａ、ｉ２ｂは、キャパシタンスＣａ、Ｃｂ
の各々の充電又は放電曲線と、個々のスイッチングしき
い値に達するまでの期間とを決定する。

【００７８】回路９０による制御の動作を、以下に例を
参照して説明する。

【００７９】最初に、各々分圧器Ｚ１ａ、Ｚ２ａ及びＺ
１ｂ、Ｚ２ｂによってダウンコンバートされた測定電圧
ＶＡ、ＶＢが、誤差増幅器９６に含まれる演算増幅器の
反転入力部において存在する内部基準電圧ＶＡｒｅｆ、
ＶＢｒｅｆと等しいとする。例えば、出力電圧Ｖｂが上
昇し、ダウンコンバートされた測定電圧ＶＢがＶＢｒｅ
ｆを超えた場合、電流ｉ１ｂは増加し、したがって電流
ｉ２ｂも増加する。これは、キャパシタンスＣｂをより
速く放電させ、ハイレベルのスイッチオン時間を短くさ
せる。これは、Ｑ出力部におけるパルス信号を、周波数
及びデューティ比に関してパルス幅変調電圧とみなす場
合、周波数の上昇と、同時に、デューティ比の減少とを
生じる。結果として、前記２つの出力電圧は（上昇した
周波数の結果として）降下するが、ＶａはＶｂと比較し
て（減少したデューティ比の結果として）上昇する。こ
のようにして、前記制御偏差を調節する。

【００８０】この点で、本発明を、共振コンバータ及び
共振コンバータの制御方法を提案することにおいて要約
してもよい。前記共振コンバータは、トランスを有する
共振回路を具え、この回路に、スイッチドＡＣ電圧、好
適にはパルス幅変調電圧を、インバータによって供給す
る。前記回路は、前記トランスの二次巻線と少なくとも
１個の整流素子（ダイオード）を各々が具える複数の二
次ユニットを具える。前記二次ユニットを第１形式及び
第２形式の二次ユニットに再分し、前記第１形式の二次
ユニットと前記第２形式の二次ユニットとは、反対の方
向を有する。反対の形式の二次ユニットは、好適には、
同じ配線で異なった巻線方向を有するか、反対の配線で
同じ巻線方向を有する。前記共振コンバータは、少なく
とも２つの出力電圧を発生し、第１出力電圧は、前記第
１二次ユニットの電圧に依存し（直接出力）、第２出力
電圧は、前記第２二次ユニットの電圧か、前記第１及び
第２二次ユニットの電圧（スタック出力）かのいずれか
に依存する。前記コンバータは、前記２つの出力電圧を
別々に制御する制御システムを追加で有し、これらの出
力電圧をインバータ駆動によって予め規定する。種々の
実施形態において、前記インバータは、発生すべきパル
ス幅変調電圧の周波数及びデューティ比又はパルス継続
時間のいずれかの予め規定された値を受け、設定値とし
てのこれら２つのパラメータによって、前記２つの出力
電圧を互いに無関係に制御できるようにする。異なった
コントローラを、異なった出力構成に関して提案する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 共振コンバータの第１実施形態の回路図であ
る。

【図２】 共振コンバータの第２実施形態の回路図であ
る。

【図３】 共振コンバータの第３実施形態の回路図であ
る。

【図４ａ】 理想化された仮定の下での図１に示す回路
の電流及び電圧の波形を表す図である。

【図４ｂ】 ｂはより低いデューティ比及び上昇した周
波数でのａの波形に対応する図である。

【図４ｃ】 ｃはより高いデューティ比及びさらに上昇
した周波数でのａ及びｂに示すような図である。

【図５】 制御装置の一般的なブロック図であり、ａは
周波数コントローラのブロック図であり、ｂはデューテ
ィ比コントローラのブロック図である。

【図６】 制御システムの第１実施形態を示す図であ
る。

【図７】 制御システムの第２実施形態を示す図であ
る。

【図８】 制御システムの第３実施形態を示す図であ
る。

【図９】 図８に示す制御システムの可能な実現の回路
図である。

【図１０】 図９の電圧の波形を表す図である。

【符号の説明】

１０ 共振コンバータ １２ インバータ １４ 共振回路 １６ トランス １８ａ、１８ｂ 二次巻線 ２０ａ、２０ｂ 二次ユニット ２２ 制御システム

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラインホルト エルフェリッヒ ドイツ国 52072 アーヘン アム ロー ゼンヒューゲル 26 Ｆターム(参考） 5H730 AA11 AA15 AS01 BB26 BB74 DD32 EE02 EE08 FD01 FF15 FG05 FG07

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＡＣ電圧を発生するインバータと、 前記ＡＣ電圧を印加され、少なくとも１個のキャパシタ
   及び少なくとも１個のトランスを具える共振回路と、 前記トランスの少なくとも１つの二次巻線及び少なくと
   も１個の整流素子によって各々形成されて設けられた少
   なくとも２つの二次ユニットとを具える共振コンバータ
   において、 前記２つの二次ユニットの第１二次ユニット及び第２二
   次ユニットが反対の方向を有し、 少なくとも２つの出力電圧を供給し、これら２つの出力
   電圧のうち第１出力電圧を前記第１二次ユニットによっ
   て供給し、第２出力電圧を前記第２二次ユニットか、前
   記第１及び第２二次ユニットによって供給し、 加えて、前記第１及び第２出力電圧を、前記インバータ
   を駆動することによって制御する制御システムを設けた
   ことを特徴とする共振コンバータ
2. 【請求項２】 請求項１に記載の共振コンバータにおい
   て、２つの形式の二次ユニットを設け、 第１形式の前記二次ユニットは、第２形式の前記二次ユ
   ニットと反対の方向を有することを特徴とする共振コン
   バータ。
3. 【請求項３】 請求項２に記載の共振コンバータにおい
   て、 ２つのグループの出力電圧を供給し、各グループが１つ
   以上の出力電圧を含み、 前記出力電圧の第１グループを、前記第１形式の１つ以
   上の二次ユニットによって供給し、 前記出力電圧の第２グループを、前記第２形式の１つ以
   上の二次ユニットか、前記第１及び第２形式の二次ユニ
   ットの双方かによって供給することを特徴とする共振コ
   ンバータ。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の共振コンバータにおい
   て、 前記第１グループの出力電圧及び第２グループの出力電
   圧を設定値に制御する前記制御システムを設けたことを
   特徴とする共振コンバータ。
5. 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれか１項に記載
   の共振コンバータにおいて、 前記インバータをパルス信号によって駆動し、前記共振
   回路に供給するパルス幅変調電圧を供給するようにした
   ことを特徴とする共振コンバータ。
6. 【請求項６】 請求項５に記載の共振コンバータにおい
   て、 前記制御システムを、前記パルス幅変調電圧の波形を予
   め規定する２つの設定値を供給するように配置したこと
   を特徴とする共振コンバータ。
7. 【請求項７】 請求項６に記載の共振コンバータにおい
   て、 前記２つの設定値を、第１及び第２電圧パルスに関する
   スイッチオン時間とし、 このスイッチオン時間の間、第１電圧パルスが正であ
   り、 前記第２電圧パルスがゼロか負であることを特徴とする
   共振コンバータ。
8. 【請求項８】 請求項６に記載の共振コンバータにおい
   て、 前記２つの設定値をスイッチング周波数及びデューティ
   比としたことを特徴とする共振コンバータ。
9. 【請求項９】 請求項８に記載の共振コンバータにおい
   て、 前記制御システムを、制御すべき前記第１及び第２出力
   電圧に関する第１及び第２制御誤差サイズを決定し、 前記制御誤差サイズの合計に依存する累積的な合計と、 前記制御誤差サイズの差に依存する累積的な差とを計算
   するように配置し、 前記累積的な合計を前記パルス幅変調電圧の周波数に関
   するコントローラに供給し、前記累積的な差を前記パル
   ス幅変調電圧のデューティ比に関するコントローラに供
   給することを特徴とする共振コンバータ。
10. 【請求項１０】 請求項８に記載の共振コンバータにお
    いて、 前記制御システムを、制御すべき前記第１及び第２出力
    電圧に関する第１及び第２制御誤差サイズを決定するよ
    うに配置し、 前記第１制御誤差サイズを前記パルス幅変調電圧のデュ
    ーティ比に関するコントローラに供給し、 前記第２制御誤差サイズを前記パルス幅変調電圧の周波
    数に関するコントローラに供給することを特徴とする共
    振コンバータ。
11. 【請求項１１】 請求項７に記載の共振コンバータにお
    いて、 前記制御システムを、制御すべき前記第１及び第２出力
    電圧に関する第１及び第２制御誤差サイズを決定するよ
    うに配置し、 前記パルス幅変調電圧の第１電圧パルスの継続時間に関
    する予め規定された値を前記第１制御誤差サイズから決
    定し、 前記パルス幅変調電圧の第２電圧パルスの継続時間に関
    する予め規定された値を前記第２制御誤差サイズから決
    定することを特徴とする共振コンバータ。
12. 【請求項１２】 請求項７又は１１に記載の共振コンバ
    ータにおいて、 前記制御システムを、 誤差サイズ信号を形成する少なくとも２つの誤差ユニッ
    トと、 パルス信号を発生し、前記インバータを制御する少なく
    とも１つのマルチバイブレータとを具えるアナログ回路
    として実現し、 前記インバータによって発生されたパルス幅変調電圧の
    パルスのパルス継続時間を、前記誤差サイズ信号に応じ
    て予め規定することを特徴とする共振コンバータ。
13. 【請求項１３】 共振コンバータ制御方法において、 前記コンバータが、ＡＣ電圧を発生する少なくとも１つ
    のインバータと、 少なくとも１個のキャパシタ及び少なくとも１個のトラ
    ンスを具え、前記ＡＣ電圧を供給される共振回路とを具
    え、 前記トランスの少なくとも１つの二次巻線及び少なくと
    も１個の整流素子によって各々形成された少なくとも２
    つの二次ユニットを設け、 前記２つの二次ユニットの第１二次ユニット及び第２二
    次ユニットが反対の方向を有し、少なくとも２つの出力
    電圧を発生し、これら出力電圧のうちの第１出力電圧を
    前記第１二次ユニットによって供給し、第２出力電圧
    を、前記第２二次ユニットか、前記第１及び第２二次ユ
    ニットかによって供給し、 前記インバータの駆動を、前記第１及び第２出力電圧を
    公称値に制御することによって予め規定することを特徴
    とする共振コンバータ制御方法。
14. 【請求項１４】 幹線に接続し、間接ＤＣ電圧を得る電
    源入力回路と、 前記間接ＤＣ電圧を供給される請求項１ないし１２のい
    ずれか１項に記載の共振コンバータとを具えるスイッチ
    モード電源。