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WO2003061170A1 - Procede de multiplexage de pilote dans un systeme ofdm et procede de reception ofdm - Google Patents

Procede de multiplexage de pilote dans un systeme ofdm et procede de reception ofdm Download PDF

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WO2003061170A1
WO2003061170A1 PCT/JP2002/000059 JP0200059W WO03061170A1 WO 2003061170 A1 WO2003061170 A1 WO 2003061170A1 JP 0200059 W JP0200059 W JP 0200059W WO 03061170 A1 WO03061170 A1 WO 03061170A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
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channel estimation
subcarrier
orthogonal
estimation value
subcarriers
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2002/000059
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Tsuyoshi Hasegawa
Akira Ito
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fujitsu Ltd
Original Assignee
Fujitsu Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fujitsu Ltd filed Critical Fujitsu Ltd
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Priority to AU2002219573A priority patent/AU2002219573A1/en
Priority to PCT/JP2002/000059 priority patent/WO2003061170A1/ja
Priority to EP02806396A priority patent/EP1467508B1/en
Priority to JP2003561136A priority patent/JP3914203B2/ja
Publication of WO2003061170A1 publication Critical patent/WO2003061170A1/ja
Priority to US10/862,496 priority patent/US7746938B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
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    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/023—Multiplexing of multicarrier modulation signals, e.g. multi-user orthogonal frequency division multiple access [OFDMA]
    • H04L5/026—Multiplexing of multicarrier modulation signals, e.g. multi-user orthogonal frequency division multiple access [OFDMA] using code division

Definitions

  • the present invention relates to a pilot multiplexing method and an OFDM reception method in an OFDM system, and more particularly, to a pilot multiplexing method and an OFDM system in an OFDM system in which a pilot symbol is spread with a predetermined orthogonal code and transmitted together with a transmission symbol.
  • Reception method
  • a multi-carrier modulation system is attracting attention.
  • the use of the multi-carrier modulation scheme not only enables high-speed data transmission over a wide band, but also reduces the effect of frequency selective fading by narrowing each subcarrier. Can be.
  • the orthogonal frequency division multiplexing Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • FIG. 16 (a) is an explanatory diagram of the multi-carrier transmission system.
  • the serial / parallel conversion unit 1 converts serial data into parallel data, and outputs the quadrature modulation units 3a to 3 via the low-pass filters 2a to 2d. Enter in d. In the figure, it is converted to parallel data consisting of four symbols S1 to S4. Each symbol contains an in-phase component (In-Phase component) and a quadrature component (Quadrature component).
  • the quadrature modulators 3 a to 3 d quadrature modulate each symbol with a subcarrier having a frequency iii shown in FIG.
  • Fig. 17 (a) is a block diagram of a transmitter using the orthogonal frequency division multiplexing method.
  • the serial / parallel converter 5 converts serial data into parallel data composed of a plurality of symbols (I + jQ, complex numbers).
  • IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • the serial / parallel converter 5 converts serial data into parallel data composed of a plurality of symbols (I + jQ, complex numbers).
  • IDFT Inverse Discrete Fourier Transform
  • 6 converts each symbol to time data by performing inverse discrete Fourier transform on the frequency data, assuming that each symbol is transmitted by a subcarrier having the frequency of the interval shown in Fig. 17 (b). And the real and imaginary parts are low-pass filtered.
  • the signal is input to the quadrature modulator 8 through 7a and 7b.
  • the quadrature modulator 8 performs quadrature modulation on the input data, and up-converts the modulated signal into a high-frequency signal by a transmitter (not shown) and transmits the high-frequency signal.
  • a transmitter not shown
  • MC-CDMA multicarrier CDMA
  • transmission data is divided into a plurality of subcarriers by performing serial-parallel conversion of transmission data and orthogonal code spreading in the frequency domain. Due to frequency-selective fading, subcarriers that are separated by a different frequency receive independent fading. Therefore, by dispersing the code-spread subcarrier signal on the frequency axis by frequency interleaving, the despread signal can obtain a frequency diversity gain.
  • OFDM / CDMA orthogonal frequency / code division multiple access
  • a CDMA Code Division Multiple Access multiplies the spreading code CCN the chip period T c in multiplier 9 to transmit data bits periodic T s as shown in FIG. 1 8 modulates a No ⁇ results To send. Ri by the multiplication of the above, it is possible to spread modulated and transmitted to the broadband signal DS of narrowband signal NM of 2 / T c of I Uni 2 / T s as shown in FIG 9. T s / Tc is the spreading factor, which is the code length N of the spreading code in the example shown. According to this CDMA transmission method, there is an advantage that the interference signal can be reduced to 1 / N.
  • the principle of the multi-carrier CDMA system is that, as shown in Fig. 20, N pieces of copy data are created from one transmission data D, and each code CLCN constituting a spreading code (orthogonal code) is individually assigned to each of the above-mentioned codes.
  • the copy data is multiplied by a multiplier S i Sw, and the multiplication results DC 1 to DC N are multiplied by N subcarriers having frequencies ⁇ 1 to f N shown in FIG. 21 (a). Transmit by Chiya.
  • the above is the case of transmitting one symbol data by multi-carrier transmission.In actuality, as described later, the transmission data is converted into parallel data of M symbols, and the processing shown in FIG.
  • All the multiplication results are multi-carrier transmitted using MXN sub-carriers of frequencies f 1 to f NM . Further, by using the subcarriers having the frequency arrangement shown in FIG. 21 (b), the orthogonal frequency'code division multiple access system can be realized.
  • Figure 22 is a block diagram of the transmitter (base station) of MC-CDMA.
  • the data modulator 11 modulates the user's transmission data and converts it into a complex baseband signal (symbol) having in-phase and quadrature components.
  • the time multiplexing unit 12 time-multiplexes pilots of a plurality of symbols before transmission data.
  • the serial / parallel conversion unit 13 converts the input data into parallel data of M symbols, and N-branches each symbol to input to the first spreading unit 14.
  • Code (the first diffusion portion 14 which constitutes the M multiplication part 1 4 Iota ⁇ provided with a 1 4 M, the multiplying section 1 4 i to 1 4 M each orthogonal code: I C 2,. .
  • C N is multiplied by the branch symbol and output orthogonal code ( ⁇ C 2 ,.. C N is a Walsh code that differs for each user.
  • ⁇ C 2 ,.. C N is a Walsh code that differs for each user.
  • NXM subcarriers are used for multicarrier transmission.
  • the sub-carrier signals S to S MN for output are output from the first spreading section 14. That is, the first spreading section 14 multiplies the orthogonal code by the symbol of each parallel sequence. Ri spreading in the frequency direction. then, subcarriers Li a second diffusion part 1 5 Sabukiya Ria signals S ⁇ S m N the station identification Gold code (cell scrambling code) is multiplied by G i GMN further to The signals S to S MN 'are output.
  • Code multiplexing section 16 code-multiplexes the subcarrier signal generated as described above with another user's subcarrier signal generated in a similar manner. That is, the code multiplexing unit 16 combines and outputs the subcarrier signals of a plurality of users corresponding to the subcarriers for each subcarrier.
  • An IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 17 performs IFFT (Inverse Fourier Transform) processing on the subcarrier signals input in parallel to convert them into OFDM signals (real part signals, imaginary part signals) on the time axis.
  • the guard interval insertion section 18 inserts a guard interpal into the OFDM signal, the quadrature modulation section performs quadrature modulation on the OFDM signal into which the guard interval is inserted, and the radio transmission section 20 modulates the radio frequency. Upcoming and high frequency amplification are transmitted from the antenna.
  • the total number of subcarriers is (spreading factor N) X (number of parallel sequences M).
  • the pilot is time-multiplexed to all the subcarriers, and the fading can be compensated for each subcarrier on the receiving side.
  • the time-multiplexed pilot is a common pilot used by all users for channel estimation.
  • FIG. 23 is an explanatory diagram of the serial-to-parallel conversion, in which a common pilot P is time-multiplexed in front of one frame of transmission data.
  • the common pilot P can be distributed within a frame.
  • the serial parallel conversion unit 13 uses the M symbols of the pilot up to the first four times as parallel data. Is output, and thereafter, M symbols of the transmission data are output 28 times as parallel data.
  • the pilot can be time-multiplexed to all subcarriers and transmitted four times, and the receiving side uses the pilot to estimate the channel for each subcarrier and to compensate for the channel. (Fading compensation) becomes possible.
  • Figure 24 is an explanatory diagram of guard pallet introduction.
  • GI Guard interval
  • FIG. 25 is a block diagram of the receiving side of MC-CDMA.
  • Radio receiving section 21 performs frequency conversion processing on the received multicarrier signal
  • quadrature demodulation section performs quadrature demodulation processing on the received signal.
  • Timing synchronization The guard interval remover 23 synchronizes the timing of the received signal, removes the guard interpal GI from the received signal, and inputs it to the FFT (Fast Fourier Transform) unit 24. I do.
  • the FFT unit 24 performs FFT calculation processing in FFT window timing to convert the time-domain signal into NXM subcarrier signals (subcarrier samples) SPi to SPMN, and the channel estimation unit 25a is time-multiplexed on the transmission side.
  • the channel is estimated for each subcarrier using the pilot, and the channel compensator 25 multiplies the channel estimation values CCI to CCMN for each subcarrier with the FFT output to compensate for faging.
  • the channel estimation unit 25a multiplies the subcarrier component of each pilot symbol output from the FFT unit 24 by the gold code for station identification, adds the multiplication result for each subcarrier, and calculates the average value of each subcarrier based on the average value.
  • Calculate the channel estimation values CCI to CCMN of the relay That is, the channel estimating unit 25a estimates the effect of the phase due to fading of each subcarrier using the pilot signal, ⁇ ), and the channel compensating unit 25b calculates exp (—;
  • the first despreading unit 26 multiplies the fading-compensated ⁇ subcarrier signal components by the station identification gold codes GI to GMN and outputs the result. That is, the signal subjected to faging compensation is despread by the station identification gold code, and the signal addressed to the own station is extracted from the code-multiplexed signal.
  • the second despreading unit 27 includes M multiplication units 27 to 27 M , and the multiplication unit includes codes CC 2 ,..., Which constitute orthogonal codes (Walsh codes) assigned to users. . C N are individually multiplied by the N subcarrier signals and output, and the other multipliers perform the same arithmetic processing. As a result, the signal addressed to the own station is despread by the spreading code assigned to each user, and the signal of the desired user is extracted from the code-multiplexed signal by the despreading.
  • the combining units 28 to 28 M add the N multiplication results output from the multiplication unit STi STM to create parallel data consisting of M symbols, and the parallel-serial conversion unit 29 converts the parallel data into serial data. And the data demodulation unit 30 demodulates the transmission data.
  • the reasons for shifting the code are as follows.
  • the channel estimator 25a multiplies the subcarrier component of each pilot symbol output from the FFT unit 24 by the gold code for station identification, and adds the multiplication result for each subcarrier. Then, the channel estimation values CCI to CCMN of each subcarrier are calculated based on the average value. That is, the channel estimation values CC M of the m Sabukiya Re ⁇ following equation,
  • R m (k) is the m-th subkey in the k-th pilot symbol.
  • the carrier FFT output, Gm (k) is the gold code for station identification of the mth subcarrier in the kth pilot symbol, and * indicates a conjugate complex number. Therefore, as shown in FIG. 26 (b), when the station identification gold codes G i to G MN are not shifted,
  • the station identification gold code of the m-th subcarrier in the k-th pilot symbol of another station is G m (ky)
  • the channel estimation value CCm of the m-th subcarrier is given by the following equation:
  • FIG. 27 is an explanatory diagram of the operation of the channel estimating section.
  • One group consists of a total of 32 subcarrier samples Then, the same calculation is performed using the average value in the group PG2.
  • the reason for averaging the channel estimation values is to eliminate the influence of the noise and improve the S / N ratio by averaging since each symbol has noise.
  • the channel values are almost the same, so there is no problem on average.
  • pilots only one pilot can be used in the above OFDM communication, and it is not possible to use multiple types of pilots.
  • the mobile stations MS1 to MS3 needs to be identified. For this reason, different pilots must be used for each sector. In the conventional method, it was impossible to use multiple types of pilots.
  • orthogonal codes m adjacent (m is an integer of 1 or more) subcarriers are paired, and a total of m X n subcarrier components of each pair in n pilot symbols are multiplied by an orthogonal code. This is a method in which pilot signals for the number of orthogonal codes can be multiplexed at the same frequency and at the same timing.
  • an object of the present invention is to be able to multiplex a plurality of types of pilots, and to calculate a channel estimation value by receiving the first several pilot symbols in one frame. It is to do.
  • the OFDM apparatus is configured such that m adjacent (m is an integer of 1 or more) subcarriers are set as a set, and m ⁇ n subcarrier components of each set in a plurality (n) of pilot symbols are used. Multiplies the orthogonal code and multiplexes it to the transmission data. At this time, by shifting the order of the orthogonal codes by which the other sets of mxn subcarrier components are multiplied in order, the channel can be received only by receiving the first few pilot symbols in one frame. Make it possible to calculate the estimated value.
  • the orthogonal code generator in the OFDM transmitting apparatus is configured such that each set of mXn subcarriers is orthogonal in the time direction, and that a total of mXn subcarriers in m pilot symbols are used.
  • Each set of orthogonal codes is generated so as to be orthogonal to the rear in the subcarrier direction.
  • the orthogonal code multiplication unit multiplies the first set of m X n subcarrier components by the orthogonal code, and similarly multiplies the other set of m X n subcarrier components by shifting the orthogonal code.
  • the IFFT unit performs an IFFT operation on the multiplication result of each subcarrier sequentially obtained from the orthogonal code multiplication unit for each pilot symbol, and transmits the result together with the data.
  • the FFT unit performs an FFT process on the received signal and outputs a plurality of subcarrier components for each pilot symbol.
  • the orthogonal code generator of the channel estimator generates orthogonal codes of each set so as to be orthogonal in the time direction with respect to each set of m X n subcarriers, and generates orthogonal codes for m pilot symbols. Generate orthogonal codes of each set so that a total of m X n subcarriers are orthogonal in the subcarrier direction.
  • the first channel estimation value calculation unit multiplies each set of mxn subcarrier components by the orthogonal code of the set, and based on the average value of the multiplication result, calculates the subcarrier of each set.
  • the second channel estimation value calculation section performs channel estimation for each set of subcarriers based on the average value of the multiplication result of the total of m ⁇ n subcarrier components and the orthogonal code in the m pilot symbols. Generate a value.
  • the channel compensator performs channel compensation using the subcarrier channel estimate obtained from one of the first and second channel estimate calculators.
  • the present invention it is possible to multiplex a plurality of types of pilots by spreading the pilot symbols with orthogonal codes, and furthermore, the number of pilots in one frame (m). By receiving the pilot symbols, the channel estimation value can be calculated.
  • the first channel estimation value calculation unit it is possible to obtain an accurate channel estimation value although one frame time is required to calculate the channel estimation value, and the second channel estimation value calculation unit According to this, it is possible to obtain a channel estimation value in a short time by receiving a pilot symbol whose power is slightly lower in terms of accuracy. Therefore, a channel estimation value can be obtained by an appropriate method.
  • Figure 1 illustrates the pilot multiplexing method using orthogonal codes.
  • Figure 2 shows an example of orthogonal code.
  • Figure 3 is a configuration diagram of an OFDM transmitter that realizes pilot multiplexing using orthogonal codes.
  • Figure 4 is a detailed diagram of the pilot OFDM symbol generator.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a main part of the OFDM receiver.
  • FIG. 6 is a schematic explanatory view of the sub-block.
  • FIG. 7 is an explanatory view showing the arrangement of sub-blocks according to the present invention.
  • Figure 8 is a block diagram of the pilot OFDM symbol generator in the OFDM transmitter. ⁇
  • FIG. 9 is a configuration example of a channel estimation unit in an OFDM receiver.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram in a case where a channel estimation value distribution is obtained by plane approximation.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram of a case where a channel estimation value distribution is obtained by differential interpolation.
  • FIG. 12 is a processing flow when the approximation method is switched according to the variance of the fluctuation amount of the channel estimation value.
  • Fig. 13 is an explanatory diagram when the shift amount of the station identification gold code is not sufficient
  • Fig. 14 is an explanatory diagram of the shift amount determination method for the station identification gold code.
  • Figure 15 is a block diagram of the OFDM transmitter when spreading is further performed using the station identification gold code.
  • FIG. 16 is an explanatory diagram of a conventional multi-carrier transmission system.
  • FIG. 17 is an explanatory diagram of a conventional orthogonal frequency division multiplexing method.
  • Figure 18 is an explanatory diagram of CDMA code spreading modulation.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram of band spreading in CDMA.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating the principle of the multi-carrier GDMA system.
  • FIG. 21 is an explanatory diagram of the subcarrier arrangement.
  • Fig. 22 is a configuration diagram of the transmitting side of the conventional MC-CDMA.
  • FIG. 23 is an explanatory diagram of serial / parallel conversion.
  • Figure 24 is an illustration of the guard interval.
  • Fig. 25 is a block diagram of the receiving side of conventional MC-CDMA.
  • FIG. 26 shows Goldco G i for station identification.
  • FIG. FIG. 27 is an explanatory diagram of the operation of the channel estimating unit.
  • FIG. 28 is an explanatory diagram in the case where the area around the base station is divided into sectors.
  • One method of multiplexing multiple pilot signals is to use quadrature code.
  • a total of m X n ( 16) subcarrier components P i of the same set in P7.
  • PP i 7 , ⁇ (i +) 0 to P (i +1 ) 7 (i 1,3,5 ... 511) multiplied by the orthogonal code Ko to Ki 5 shown in Fig. 2 and transmitted.
  • these m X ⁇ ( 16) received subcarrier components ⁇ ;. ' ⁇ P i,
  • Fig. 3 is a configuration diagram of an OFDM transmitter that realizes pilot multiplexing using orthogonal codes
  • Fig. 4 is a detailed diagram of a pilot OFDM symbol generation unit.
  • the data OFDM symbol generator 51 has the configurations 11, 13 to 17 shown in FIG. Performs arithmetic processing and outputs.
  • the pilot OFDM symbol generation section 52 includes a serial / parallel conversion section 52a, an orthogonal code generator 52b, an orthogonal code multiplication section 52c, and an IFFT section 52d, and two adjacent subcarriers.
  • a set see FIG. 1, total 256 sets
  • PP (i + 1) 7 is multiplied by the orthogonal codes Ko ⁇ Ki5 shown in FIG. 2, and the multiplication result for one symbol is subjected to an IFFT operation and output.
  • the switching circuit 53 selects an IFFT signal generated from the data OFDM symbol generation section 51 at data transmission timing, and selects an IFFT signal generated from the pilot OFDM symbol generation section 52 at pilot transmission timing.
  • the guard interval insertion section 54 inserts a guard interval into the OFDM signal
  • the quadrature modulation section 55 performs quadrature modulation on the OFDM signal with the guard interval inserted
  • the radio transmission section 56 upconverts to a radio frequency. At the same time, it is amplified at high frequency and transmitted from the antenna.
  • the serial / parallel converter 52a converts the pilot data input to the bit serial into M parallel data, and converts the pilot data into M parallel data. Then, the pilot data is branched into N branches, and a total of MX N (eg, 512) subcarrier components are output.
  • Orthogonal co one de generator 52 b is orthogonal code Kappaomikuron ⁇ kappa 7 with respect to each set CLSi ⁇ CLS 2 5 6 totals 256 sets to set two subcarriers Li A adjacent the ⁇ 8 ⁇ 5 appear.
  • the orthogonal code multiplication unit 52c includes 512 multipliers, and the two multipliers ⁇ ⁇ 2 of each set include a total of 16 subcarrier components Pi of each set. PP i 7 , P ( i + 1 ). To P + orthogonal to ⁇ code Ko ⁇ K 7, multiplies the K 8 ⁇ K 15.
  • the IFFT unit 52d performs an IFFT operation on the 512 multiplication results for each symbol and outputs the result.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a main part of the OFDM receiving apparatus, and the other configuration is the same as that of FIG.
  • the FFT unit 61 performs FFT processing on the received signal and converts it to each pilot symbol. Output 512 subcarrier components for each.
  • the channel estimator 62 includes an orthogonal code generator 62a, 512 orthogonal code multipliers 62b, and an average calculator 62c.
  • Orthogonal code generator 62a is orthogonal code Ko ⁇ for each set CLSI CLSS 5 6 A total of 256 sets of paired two subcarriers Li A neighboring: ⁇ 7, ⁇ 8 ⁇ 5 from occurring I do.
  • the average unit AVRi AVRs s e average calculator 62c calculates a mean value of the orthogonal code multiplied values in each set, and outputs the operation result as the channel estimate Sabukiya Li A.
  • the average AV of the first set is
  • a station identification gold code multiplier is provided between the FFT unit 61 and the channel estimation unit 62, and the station identification gold code multiplier is provided. Multiplies the 512 subcarrier components output from the FFT unit 61 by the station identification gold code, and inputs the 512 multiplication results to the channel estimation unit 62.
  • the orthogonal code is divided into appropriate N sub-blocks.
  • N sub-blocks are selected in the time direction and N sub-blocks are selected in the sub-carrier direction. Separate the pilot so that channel estimates can be obtained.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a pilot OFDM symbol generation unit 52 of an OFDM transmission device employing the second pilot multiplexing method.
  • the overall configuration of the OFDM transmission device is the same as that of FIG.
  • the pilot OFDM symbol generator 52 has the same hardware configuration as the pilot OFDM symbol generator of FIG. 4, and the same parts are denoted by the same reference numerals. The point is that the order of the orthogonal codes of each set generated from the orthogonal code generator 52 is shifted. .
  • the pilot OFDM symbol generation unit 52 in FIG. 8 forms m adjacent (m is an integer of 1 or more, for example, 2) subcarriers, and Each set of mxn subcarrier components in a plurality (n) of pilot symbols is multiplied by an orthogonal code and multiplexed with transmission data. For example, two adjacent subcarriers are grouped (see FIG. 1, total 256 groups), and a total of 16 subcarrier components P i of each group in eight pilot symbols P0 to P7. ⁇ P i 7 , P (i + D. ⁇ P (i + D 7
  • the quadrature code generator 52 b is used for each set of m X n subcarriers.
  • Each set of orthogonal codes is generated so as to be orthogonal in the inter-direction (see Fig. 7) and to be orthogonal in the sub-carrier direction for a total of m X n sub-carriers in m pilot symbols.
  • the orthogonal code multiplication unit 52 multiplies each set of orthogonal codes by the subcarrier components, and the IFFT unit 52d performs IFFT processing on the orthogonal code multiplication result in each subcarrier and transmits the result together with the data.
  • the serial / parallel converter 52a converts the pilot data input to the bit serial into M parallel data and one Then, a total of MXN (e.g., 512) subcarrier components are output by splitting the pilot data of N into N branches.
  • Orthogonal code generator 521 / is an orthogonal code Ko ⁇ K 15 for each pair CLSi ⁇ CLS 2 5 6 totals 256 sets of paired two adjacent Sabukiya Ria, generating staggered the order I do.
  • the first set of multipliers ⁇ 1 and ⁇ 2 have orthogonal codes ⁇ : respectively.
  • ⁇ ⁇ 7; ⁇ 8 ⁇ : ⁇ 5 enter the second set of multipliers Myuro1, each of the ⁇ 2 orthogonal code ⁇ 6 ⁇ 7, ⁇ :. ⁇ Ks; K 1 K ⁇ , enter the K 8 ⁇ K 1 3, third set of multipliers Myuro1, each of the ⁇ 2 orthogonal code ⁇ 4 ⁇ 7, ⁇ :. ⁇ ⁇ 3; ⁇ 1 2 ⁇ 1 5,! ⁇ ⁇ ! ⁇ Enter a fourth set of multipliers MP1, each of the MP2 orthogonal codes K 2 ⁇ K 7, K :. ⁇ Ki; To enter the ⁇ 1 ⁇ 5, K 8 ⁇ K 9 .
  • Orthogonal code multiplying unit 52 a first pie Lock first to eighth Sabukiya Ria component ⁇ 1 0 ⁇ of Toshinboru 8.
  • Code K. Ko 3, ⁇ 6 , ⁇ 14 , ⁇ 4 , ⁇ 12 , ⁇ 2 ,.
  • the orthogonal code K is added to the 16 subcarrier components of the first to eighth subcarriers. ⁇ 5 has been multiplied.
  • orthogonal codes are assigned to the 16 subcarrier components of the ninth to 16th subcarriers, the 17th to 24th subcarriers,..., And the 505th to 512th subcarriers. ⁇ . ⁇ : ⁇ 15 is multiplied. Therefore, on the receiving side, if two pilot symbols are received, the channel of each subcarrier is received. An estimate can be determined. If the next two pilot symbols are received, the channel estimation value of each subcarrier at the next time can be obtained.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of a channel estimator in the OFDM receiver. Only the configuration for four sets is shown, but the other configurations are the same. The same parts as those of the channel estimation unit in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals. The difference is that (1) the order of the orthogonal codes of each set generated from the orthogonal code generator 62a 'is shifted, and (2) the second average calculator 62d is provided.
  • the FFT section 61 of the OFDM receiving apparatus performs FFT processing on the received signal when receiving the pilot multiplexed signal, and performs a plurality of subcarriers for each pilot symbol. Output the components.
  • the channel estimating unit 62 sets m adjacent (m is an integer equal to or greater than 1 and, for example, 2) subcarriers as a set, and sets m X of each set in a plurality (n, for example, 8) of pilot symbols
  • the channel estimation value is calculated by multiplying the n subcarrier components by the orthogonal code used on the transmission side.
  • the orthogonal code generator 62a 'of the channel estimator is, as in the orthogonal code generator 52 on the transmission side, orthogonal to the same set of mXn subcarriers in the time direction and m In each of the pilot symbols, the orthogonal codes of each set are shifted so that the adjacent plural sets of mXn subcarriers are orthogonal in the subcarrier direction.
  • the orthogonal code multiplying unit 62b 'receives the first to eighth subcarriers of the first pilot symbol.
  • Ki To P s chi 'to code Ki, ⁇ 9, ⁇ 7, ⁇ 1 5, ⁇ 5, ⁇ 1 3, ⁇ 3, multiplies the ⁇ ⁇ .
  • Orthogonal code K ⁇ K 15 is multiplied.
  • orthogonal codes are assigned to the 16 subcarrier components of the ninth to 16th subcarriers, the 17th to 24th subcarriers,..., The 505th to 512th subcarriers.
  • ⁇ : ⁇ 15 is multiplied. Therefore, if two pilot symbols are received, the channel estimation value of each subcarrier can be obtained. If the next two symbols are received, the channel estimation value of each subcarrier at the next time can be obtained.
  • AVRi to AVR256 calculate the average value of the 2 ⁇ 8 multiplication results output from each set of multipliers ⁇ 'and ⁇ 2', and calculate the average value as the channel estimation value in the two subcarriers of each set.
  • the first average calculator 62c calculates and outputs the channel estimation values CCi, CC (i + 1 ) at one-frame intervals.
  • the average calculation unit 62c takes more time to calculate the channel estimation value than the second average calculation unit 62d described later, but can obtain a highly accurate channel estimation value.
  • the second average calculation unit 62d calculates the average value using the result of multiplication of each of the eight subcarrier components of the two pilot symbols, that is, a total of 2 ⁇ 8 subcarrier components and the orthogonal code. , And outputs the average value as channel estimation values CCi to CC ( i + 7 ) of the eight subcarriers.
  • the second average calculation unit 62d is received component P of the first to eighth subcarriers Li A first pie Lock tosylate symbol ⁇ 8. 'Code ⁇ 0 , ⁇ 8 , ⁇ 6 , ⁇ 14 , ⁇ 4 , ⁇ 1 2 , ⁇ 2 ,.
  • the second average calculation unit 62d can output the channel estimation value each time two pilot symbols are received, and thus can acquire the channel estimation value faster than the second average calculation unit 62c. However, the accuracy is slightly reduced.
  • the channel estimation value calculation section 63 selects and outputs the channel estimation value output from the first average calculation section 62c or the second average calculation section 62d according to an instruction from a control section (not shown).
  • the channel estimation value output from the first average calculation unit 62c when the channel estimation value output from the first average calculation unit 62c is used, the channel estimation value becomes the same value for one frame period.
  • the channel estimation values output from the second calculation unit 62d are the four channel estimation values in the center of the pilot symbol and in the vertical direction in FIG. 10 (a).
  • the channel estimation values output from the second calculation unit 62d are the four channel estimation values in the center and in the horizontal direction of the subcarrier in FIG. 10 (a). In other words, if the orthogonal code is solved with a block that is long in the time direction and a block that is long in the subcarrier direction, strictly, a channel estimation value near the X point of 10 is obtained.
  • the average channel estimation value changes in the subcarrier direction and the time direction can be seen. Therefore, the channel estimation value of each subcarrier in each pilot symbol can be approximately obtained using these channel estimation values.
  • the first approximation method is a method of approximating the distribution of channel estimation values using the plane PLN shown in Fig. 10 (b) obtained by the least-squares method.
  • FIG. 10 (c) is an explanatory diagram of the method of least squares, and can be applied to plane approximation in the same manner as for force in the case of linear approximation.
  • n size of size n (xi, y 1), ( 2 , y 2) ⁇ ⁇ ⁇ , (x n , y felicit)
  • the method of representing the unknown coefficients a and b by sample data so that is minimized is the method of squares.
  • the straight line obtained in this way is a straight line that best fits the observations in the sense that the sum of the squares of the error is small.
  • the plane approximation method using the least square method it is possible to obtain a channel estimation value for a portion other than the point X. Since the channel estimation value is a complex value, the same operation must be performed for each of the real and imaginary parts.
  • the second approximation method is the difference interpolation that adds the variation in the time direction to the variation in the subcarrier direction, as shown in Fig. 11, or the variation difference in the subcarrier direction is added to the variation in the time direction.
  • the distribution of channel estimation values is obtained by differential interpolation.
  • Fig. 11 (a) shows the channel estimation values obtained by the average calculators 62c and 62d as in Fig. 10 (a), and
  • Fig. 11 (b) shows the estimation values obtained by the difference interpolation with ⁇ marks. It is.
  • Fig. 11 (a) shows the channel estimation values obtained by the average calculators 62c and 62d as in Fig. 10 (a)
  • Fig. 11 (b) shows the estimation values obtained by the difference interpolation with ⁇ marks. It is.
  • Fig. 11 (a) shows the channel estimation values obtained by the average calculators 62c and 62d as in Fig. 10 (a)
  • Fig. 11 (b) shows the estimation values obtained
  • FIG. 11 (c) is an explanatory diagram of the difference interpolation in which the fluctuation difference in the time direction is added to the fluctuation in the subcarrier direction.
  • Q0 to Q3 denote the points corresponding to the channel estimation values obtained by the average calculators 62c and 62d.
  • Qa and Qb are the points obtained by differential interpolation.
  • the difference (CI-C3) between the channel estimation values of points Q1 and Q3 is determined as the difference in the time direction.
  • x. x 2
  • xo- x 3 xi- x. Therefore, the channel estimates Ca and Cb of points Qa and Qb are
  • the channel estimation values Ca and Cb of the points Qa and Qb can be calculated by adding and subtracting the fluctuation difference (Cl_C3) / 2 in the time direction to the fluctuation C2 in the subcarrier direction. Since the channel estimation value is a complex value, the same operation is performed for each of the real and imaginary parts.
  • Figure 12 shows the processing method when the approximation method is switched according to the variance of the fluctuation amount of the channel estimation value.
  • the difference between the channel estimation values is calculated (step 101), and then the variance ⁇ 2 is obtained using the difference (step 102).
  • the variance sigma 2 is if under the reference value or less, determined the distribution of I Ri channel estimate in the plane approximation to determine the distribution of I Ri channel estimate to the difference interpolation if variance sigma 2 is equal to or greater than the reference value ( Step 1 0 3).
  • the multiplexed pilots may be further spread with a gold code for station identification in OFDM symbol units.
  • each OFDM symbol is shifted by several subcarriers so that the gold code for station identification in the time direction does not become constant (see Fig. 26).
  • the shift amount is not sufficient, and the shift amount is smaller than the subcarrier direction length 4 in the unit 71 for despreading the orthogonal code (despread unit). If the number is small, a correlated part appears in the station identification gold code in the despreading unit 71 of the orthogonal code, and the station identification goal code length is effectively shortened. For example, as shown in Fig.
  • the shift amount of the station identification gold code GU to GIN at station A is 1 subcarrier.
  • the orthogonal code despreading unit 7 Gold code for station identification in 1 de Gii ⁇ Gi 3 match gar, substantially orthogonal code of station identification for goal Doko ⁇ despreading unit 7 in 1 'The length is five.
  • urchin by shown in FIG. 14 (b) when the shift amount of the gold code G 2 i ⁇ G 2 N for station identification in the station B is assumed to be 1 Sabukiya rear despreading units of orthogonal code 7 1 'We station identification Gold code G 2 l ⁇ G 2 3 gar in despreading unit 71 substantially orthogonal co one de' station identification Gold code length in is 5. Therefore, there is a high possibility that the station identification gold code in despreading unit 71 of station A matches the station identification gold code in despreading unit 71 ′ of station B, and if they match, multiple base stations The pie mouth cannot be separated.
  • the shift amount in the despreading unit of the orthogonal code is larger than the length S in the subcarrier direction.
  • the effective station identification gold code length is 8, and the possibility of coincidence with another station identification gold code is the lowest.
  • FIG. 15 is a configuration diagram of the OFDM transmitting apparatus when spreading is further performed using the station identification gold code.
  • the same parts as those in the OFDM transmitting apparatus of FIG. 3 are denoted by the same reference numerals.
  • the difference is that the station identification gold code generator 81, the shift code 82 that shifts the station identification code larger than the orthogonal code despreading unit for each OFDM symbol, and the orthogonal code multiplication element
  • a gold code multiplier 83 for station identification is provided after 52c. It is assumed that the data OFDM generating section 51 is spread using the station identification gold code and is subjected to IFFT processing.
  • FIG. 15 illustrates the case where the station identification gold code multiplication unit and the IFFT unit are provided in each of the data OFDM symbol generation unit 51 and the pilot IFDM symbol generation unit 52. It is also possible to combine the data OFDM symbol and the pilot OFDM symbol before multiplying the code, and then multiply by the goal identification code for station identification and perform IFFT processing.
  • the base station identification code is shifted by S for each OFDM symbol, and the base station identification code is shifted.
  • the FFT processing result is sequentially multiplied by the FFT processing result, and then the multiplication result is multiplied by the orthogonal code used on the transmission side to calculate a channel estimation value.
  • a plurality of types of pilots can be multiplexed, and if the first few pilot symbols in one frame are received, the channel estimation value can be calculated in a short time. it can.
  • the channel estimation value can be calculated by the first and second methods, it is desired to perform channel compensation using a highly accurate channel estimation value even if it takes a long time.
  • Channel compensation can be performed by appropriately calculating a channel estimation value by any method according to a case where a channel estimation value is obtained in a short time and channel compensation is desired.
  • the code when spreading with the station identification gold code, the code is shifted by a predetermined length for each neurot symbol, so that the effective station identification gold code length is provided. This can be made longer and different from the station identification gold code of other stations, and the pilots of the own station can be reliably separated.

Landscapes

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Description

明 細 書 '
OFDMシステムにおけるパイ 口ッ ト多重方法及び OFDM受信方法
技術分野
本発明は OFDM システムにおけるパイロ ッ ト多重方法及び OFDM受信方法に 係わり 、特に、パイロ ッ トシンボルを所定の直交コー ドで拡散して送信シンボルと 共に送信する OFDM システムにおけるパイ 口ッ ト多重方法及び OFDM受信方法 に関する
背景技術
次世代の移動通信方式と して、 マルチキャ リ ア変調方式が注目されている。 マ ルチキヤ リ ァ変調方式を用いることによ り 、 広帯域の高速データ伝送を実現する ことができるだけでなく、 各サブキャ リアを狭帯域にすることにより、 周波数選 択性フエージングの影響を低減するこ とができる。 また、 直交周波数分割多重 ( Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 方式を用レヽることによ り、 周 波数利用効率を高めることができるだけでなく 、 OFDMシンボル毎にガードイン ターパルを設けることにより、 符号間干渉の影響をなくすことができる。
図 1 6 (a)はマルチキヤ リァ伝送方式の説明図であり 、シリアルパラレル変換部 1 は直列データを並列データに変換し、 各ローパスフィルタ 2 a〜 2 d を介して 直交変調部 3 a〜 3 dに入力する。図では 4シンボル S 1〜S4よりなる並列データ に変換する。 各シンボルは同相成分 （In-Phase成分） 及び直交成分 （Quadrature 成分）を含んでいる。 直交変調部 3 a〜3 dは各シンボルを図 1 6 (b)に示す周波 数 i i i を有するサブキヤ リ ァで直交変調し、合成部 4は各直交変調信号を合 成し、 図示しない送信部は合成信号を高周波数信号にアツプコンパ一ジョ ンして 送信する。マルチキヤ リ ァ伝送方式では、サブキヤ リァ間の直交性を満足するため に、スぺク トルが重ならないよ うに図 16(b)に示すよう に周波数が配置される。 直交周波数分割多重方式では、マルチキヤ リァ伝送の n 番目のサブキャ リ アに よって伝送される変調波帯域信号と（n+1)番目のサブキヤ リァによって伝送され る変調波帯域信号の相関が零となるよ う に周波数間隔が配置される。図 1 7 (a)は 直交周波数分割多重方式による送信装置の構成図であり、シリ アルパラレル変換 部 5は直列データを複数のシンボル（I+j Q , 複素数）よ りなる並列データに変換す る。 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 6は各シンボルを図 1 7 (b)に示 す間隔の周波数を有するサブキヤ リァで伝送するものと して周波数データに逆離 散フーリェ変換を施して時間データに変換し、実数部、虚数部をローパスフイルク
7a, 7b を通して直交変調部 8に入力する。 直交変調部 8は入力データに直交変調 を施し、図示しない送信部で変調信号を高周波数信号にァップコンパージョ ンし て送信する。直交周波数分割多重方式によれば、図 1 7 (b)に示す周波数配置が可 能となり周波数利用効率を向上することができる。
また、 近年ではマルチキヤ リ ァ CDMA方式 （MC-CDMA) の研究が盛んに行わ れており 、 次世代の広帯域移動通信方式への適用が検討されている。 MC-CDMA では、 送信データのシリアルパラレル変換おょぴ周波数領域の直交コー ド拡散を 行う こ とによ り、 複数のサブキャ リアに分割する。 周波数選択性フエージングに よ り、 周波数間隔が離れたサブキャ リ アは、 それぞれ独立したフェージングを受 ける。 したがって， コー ド拡散したサブキャ リア信号を、 周波数インタ リーブに よ り周波数軸上に分散させることによ り、 逆拡散した信号は周波数ダイバーシチ 利得を得ることができる。
さ らに， OFDM と MC-CDMA を組み合わせた， 直交周波数 · 符号分割多元接 続 （OFDM/CDMA) 方式の検討も行われている。 これは， MC-CDMAによりサブ キヤ リ ァに分割された信号を， 直交周波数多重することにより周波数利用効率を 高めた方式である。
CDMA(Code Division Multiple Access)方式は、図 1 8に示すようにビッ ト周 期 T sの送信データにチップ周期 T c の拡散コー ド C C Nを乗算器 9で乗算し、 乗箅結果を変調して送信する。上記の乗算によ り 、図 1 9に示すよ うに 2/T sの狭 帯域信号 NM を 2/T c の広帯域信号 DS に拡散変調して伝送することができる。 T s /Tc は拡散率であり、図の例では拡散コー ドの符号長 Nである。 この CDMA伝 送方式によれば、干渉信号を 1 / Nに減少できる利点がある。
マルチキャ リア CDMA方式の原理は、図 20 に示すよ うに 1 つの送信データ D よ り N個のコピーデータを作成し、拡散コー ド （直交コー ド） を構成する各コー ド C L C Nを個別に前記各コピーデータに乗算器 S i S wで乗算し、 各乗算結 果D C 1〜D C Nを図 2 1 (a)に示す周波数 ί 1〜 f NのN個のサブキャ リアでマル チキヤ リ ァ伝送する。 以上は 1 シンボルデータをマルチキヤリ ァ伝送する場合で あるが、実際には後述するよう に、送信データを Mシンボルの並列データに変換し、 M個の各シンポルに図 20 に示す処理を施し、 M X N個の全乗算結果を周波数 f 1 〜 f N Mの M X N個のサブキヤ リ ァを用いてマルチキヤ リァ伝送する。又、図 2 1 (b)に示す周波数配置のサブキヤ リ ァを用いることによ り直交周波数'符号分割多 元接続方式が実現できる。
図 2 2は MC- CDMAの送信側（基地局）の構成図である。データ変調部 11はユー ザの送信データを変調し，同相成分と直交成分を有する複素ベースパン ド信号（シ ンボル）に変換する。時間多重部 12 は複数シンポルのパイロッ トを送信データの 前に時間多重する。 シリアルパラ レル変換部 13は入力データを Mシンポルの並 列データに変換し、 各シンボルはそれぞれ N分岐して第 1 の拡散部 14 に入力す る。 第 1の拡散部 14は M個の乗算部 1 4 ι〜 1 4 Mを備えており、各乗算部 1 4 i〜 1 4 Mはそれぞれ直交コー ドを構成するコード（：ぃ C 2 , . . C Nを個別に分岐 シンボルに乗算して出力する。 直交コー ド（ ぃ C 2 , . . C Nはユーザ毎に異なる ウオルシュコードである。この結果、 N X M個のサブキヤリ ァでマルチキャリア伝 送するためのサブキヤ リァ信号 S 〜 S M Nが第 1 拡散部 1 4 よ り 出力する。すな わち、第 1 拡散部 1 4は直交コードを各パラレル系列毎のシンボルに乗算するこ とによ り周波数方向に拡散する。 ついで、 第 2の拡散部 1 5はサブキヤ リァ信号 S 〜 S m N に局識別用ゴールドコー ド（セルスクランブルコー ド） G i G M Nを更 に乗算してサブキャ リ ア信号 S 〜 S M N ' を出力する。
コー ド多重部 1 6 は以上のよ う にして生成されたサブキャリ ア信号を、 同様な 方法で生成された他ユーザのサブキャ リア信号とコー ド多重する。 すなわち、 コ 一ド多重部 1 6 は、 サブキャ リア毎に該サブキヤ リァ応じた複数ユーザのサブキ ャ リ ア信号を合成して出力する。 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部 1 7 は並列入力するサブキャ リア信号に IFFT (逆フーリエ変換） 処理を施して時間 軸上の OFDM信号（実数部信号、虚数部信号）に変換する。 ガー ドインターバル挿 入部 1 8は、 OFDM信号にガー ドインターパルを挿入し、 直交変調部はガー ドィ ンターパルが揷入された OFDM信号に直交変調を施し、無線送信部 20 は無線周 波数にアツプコンパ一ジョ ンする と共に高周波増幅してアンテナより送信する。 サブキャ リ アの総数は、 （拡散率 N ) X (パラ レル系列数 M ) である。 又、伝搬 路ではサブキャ リ ア毎に異なるフェージングを受けるため、 パイロッ トを全ての サブキャ リ アに時間多重し、 受信側ではサブキャ リア毎にフェージングの補償を 行えるよ う にする。 ここで時間多重されるパイロ ッ トは、 全てのユーザがチヤネ ル推定に使用する共通パイ ロ ッ トである。
図 23はシリアノレパラレル変換説明図であり、 1フレームの送信データの前方に 共通パイロ ッ ト Pが時間多重されている。尚、後述するように共通パイロッ ト Pは フレーム内で分散すること もできる。 1 フ レーム当たり共通パイロッ 卜がたとえ ば 4 X M シンボル、 送信データが 28 X M シンポルであるとする と、シリアルパラ レル変換部 13 よ り並列データと して最初の 4 回までパイ ロッ 卜の Mシンボルが 出力し、以後、 並列データ と して 2 8回送信データの Mシンボルが出力する。 この 結果、 1 フ レーム期間においてパイ ロ ッ トを全てのサブキャ リアに時間多重して 4 回伝送でき、 受信側で該パイ 口ッ トを用いてはサブキヤ リァ毎にチャネルを推定 してチャネル補償 （フェージング補償） が可能となる。
図 2 4はガー ドィンターパル揷入説明図である。 ガー ドィンターパル挿入とは、 M X N個のサブキャ リアサンプル ( = 10FDMシンポル） に応じた IFFT出力信号 を 1 単位とする とき、その先頭部に末尾部分をコピーすることである。 ガー ドィ ンタ一バル GI を挿入することによ りマルチパスによる符号間干渉の影響を無く すことが可能になる。
図 2 5は MC - CDMAの受信側の構成図である。無線受信部 21は受信したマルチ キヤ リ ァ信号に周波数変換処理を施し、直交復調部は受信信号に直交復調処理を 施す。 タイ ミ ング同期 .ガー ドィンタ一バル除去部 23は、 受信信号のタイ ミ ング 同期を取った後、 該受信信号よ りガー ドインターパル G I を除去して FFT(Fast Fourier Transform)部 24に入力する。 FFT部 24は FFTウィン ドウタイ ミングで FFT 演算処理を行って時間領域の信号を N X M 個のサブキヤ リァ信号（サブキヤ リアサンプル） SPi〜 SPMNに変換し、チャネル推定部 25aは送信側で時間多重され たパイ ロ ッ トを用いてサブキヤ リ ァ毎にチャネル推定を行い、 チャネル補償部 25 はサブキヤ リ ァ毎のチャネル推定値 C C I〜CCMNを FFT出力に乗算してフエ —ジングの補償を行う。 チャネル推定部 25aは FFT部 24力 ら出力する各パイロッ トシンボルのサブキ ャ リ ァ成分に局識別用ゴールドコー ドを乗算し、 サブキヤリァ毎に乗算結果を加 箅してその平均値によ り各サブキヤ リ ァのチャネル推定値 CCI〜CCMN を演算す る。すなわち、 チャネル推定部 25a は、 パイロッ ト信号を用いて各サブキャ リア のフェージングによる位相の影響 βχρ φ)を推定し、チャネル補償部 25b は送信 シンボルのサブキヤ リァ信号成分に exp (—; |φ)を乗算してフェージングを補償す る。
第 1 の逆拡散部 26 はフェージング補償された ΜΧΝ個の各サブキヤ リァ信号 成分に局識別用ゴール ドコー ド G I〜GMN を乗算して出力する。 すなわち、 フ エ 一ジング補償された信号は局識別用ゴール ドコー ドによ り逆拡散され、 コー ド多 重された信号の中から自局宛の信号が抽出される。 第 2の逆拡散部 27は M個の 乗算部 27 〜27Mを備えており 、乗算部 はユーザに割り 当てられた直交コー ド（ウオルシュコー ド）を構成する各コー ド C C 2 , ... C Nを個別に N個のサ ブキヤ リ ァ信号に乗算して出力し、他の乗算部も同様の演算処理を行う。この結果、 自局宛の信号は各ユーザに割り 当てられた拡散コードにより逆拡散され、 この逆 拡散によ り コー ド多重された信号の中から所望ユーザの信号が抽出される。
合成部 2 8 〜28 Mはそれぞれ乗算部 STi STMから出力する N個の乗算結果 を加算して M個のシンボルよ り なる並列データを作成し、パラレルシリアル変換 部 29 は該並列データを直列データに変換し、データ復調部 30 は送信データを復 調する。
図 26 (a)は局識別用ゴールドコー KG 〜GMN(MN=512)の配列説明図であり、 10FDM シンボル毎にサブキャ リア方向に 8 コー ドづっずらしている。 コー ドを ずらす理由は以下の通り である。受信側において前述のよ う にチャネル推定部 25aは FFT部 24から出力する各パイ ロ ッ トシンポルのサブキヤ リ ァ成分に局識 別用ゴールドコードを乗算し、 サブキヤ リ ァ毎に乗算結果を加算してその平均値 によ り各サブキヤ リ ァのチャネル推定値 CCI〜CCMNを演算する。すなわち、第 m サブキヤ リ ァのチャネル推定値 CCMは次式、
CCm=(l/Np)-∑ iRm(k) - *Gm(k) ( i = 1〜Np) (l)
で与えられる。ただし、 Rm(k)は k番目のパイロッ トシンポルにおける第 mサブキ ャリアの FFT出力、 G m(k)は k番目のパイ 口ッ トシンボルにおける第 mサブキ ャリァの局識別用ゴールドコー ドであり、*は共役複素数であることを示す。 従つ て、図 26 (b)に示すように局識別用ゴールドコー ド G i〜GMNをずらさない場合 に
Figure imgf000008_0001
となる。 同様に、他局の k番目のパイロ ッ トシンボルにおける第 mサブキャ リ ア の局識別用ゴールドコー ドを Gm(ky とすれば、 第 mサブキヤ リァのチャネル推 定値 CCmは次式、
Figure imgf000008_0002
l〜Np) (3)
で与えられる。従って、局識別用ゴール ドコー ド G i〜 G M Nをずらさない場合に は、 *Grei(k)/ =*Gm / となり、
Figure imgf000008_0003
となる。 （2)式及び（4)式よ り 、*Gm=*G„ となれば、 2つの局の第 mサブキヤ リ 了 のチャネル推定値が同じになり、しかも、いずれの局のチャネル推定値であるか識 別できなく なる。このため、図 26 (a)に示すように 10FDMシンボル毎にサブキヤ リア方向に局識別用ゴール ドコー ドをずら しているのである。
図 2 7はチヤネル推定部の動作説明図であり 、 32 OFDM シンボルで構成され た 1フレーム中に n個 （n = 4) のパイ ロ ッ トシンポル（40FDMパイ ロ ッ トシン ボル）が分散して多重されている。 1つのパイ ロッ トシンボルはサブキャ リア数（M XN個、 例えば 512個）のサブキヤ リァサンプルで構成されているから、 受信側で パイロ ッ ト受信タイ ミ ングにおいて FFT 出力に局識別用ゴールドコー ドを乗算 することによ り サブキヤ リ ァ毎のチャネル（振幅特性、位相特性）の推定が可能に なる。すなわち、チャネル推定は、図 2 7の PG1で示するよう に周波数方向におけ る m個（m=8)のサブキャ リ アサンプルを時間方向に n (= 4 ) 個集めて トータル mX n ( = 32) サブキヤリ ァサンプルで 1グループを構成し、該グループにおける mX n ( = 32) 個のチャネル推定値の平均値を中央のサブキャ リアのチャネル推 定値とする。 又、次のサブキヤ リァのチャネル推定値は、: PG2で示すよ うに周波数 方向に 1サブキャ リア分ずらした m (= 8 ) 個のサブキャ リアサンプルを時間方 向に n (= 4) つ集めて トータル 32サブキャ リアサンプルで 1グループを構成 し、 該グループ PG2 における平均値を用いて同様に算出する。以上のよ うにチヤ ネル推定値を平均して求める理由は、 それぞれのシンボルにノイズが乗っている ため、平均することで該ノイズの影響を無く して S/N比を向上するためである。周 波数が近いサブキャ リアではあれば、殆どチャネル値は同じであるから、平均して も何ら問題はない。
ところで、 以上の OFDM 通信では 1 つのパイ ロッ トしか使用できず、 複数種 類のパイ ロ ッ トを使用したい場合に対応できない。例えば、図 2 8に示すよ うに基 地局 BS の周囲をセクタ化し、各セクタ SC 1〜SC3 においてアンテナ AT1〜AT3 よ り指向性ビームを放射する構成においては、セクタ毎の移動局 MS 1〜MS3を識 別する必要がある。このため、セクタ毎に異なるパイロ ッ トを使用する必要がある 力 従来の方式では複数種類のパイ ロ ッ トを使用することは不可能であった。
' 複数種類のパイ ロ ッ ト信号を多重する一つの方法と して直交コー ドを使う方法 がある。 この方法は、 隣接する m個（mは 1以上の整数）のサブキヤリアを組と し、 n 個のパイロ ッ トシンボルにおける各組の総計 m X n個のサブキャリ アの成分に 直交コー ドを乗算する方法であり、直交コー ド数分のパイロ ッ ト信号を同じ周波 数、 同じタイ ミ ングに多重することができる。
しかし、 直交コー ドでパイ ロッ トを多重すると、 コ一ド全体を受信するまで各 パイ ロ ッ トの分離ができない。 このため、 例えば 1〜2 個のパイロッ トシンボル を受信した段階で瞬時のチャネル推定値が欲しい時に対応できない問題がある。 以上よ り本発明の目的は、複数種類のパイ 口ッ トを多重することができ、しかも、 1 フ レームにおける先頭の幾つかのパイ ロ ッ トシンポルを受信すれば、 チャネル 推定値を計算できるよ う にすることである。
発明の開示
本発明の OFDM装置は、 隣接する m個（mは 1以上の整数）のサブキヤ リアを組 と し、複数（n個の）のパイ ロッ トシンボルにおける各組の m X n個のサブキャ リア 成分に直交コー ドを乗算して送信データに多重する。 このとき、 他組の m X n個 のサブキャ リ ア成分に乗算する直交コー ドの順番を順にずらすことによ り、 1 フ レームにおける先頭の幾つかのパイ ロ ッ トシンボルを受信するだけでチャネル推 定値が計算できるよ うにする。 すなわち、 OFDM送信装置における直交コー ド発生部は、各組の m X n個のサブ キャ リ アに関して時間方向で直交するよ う に、 かつ、 m個のパイロッ トシンボル における総計 m X n個のサブキャ リアに関してサブキャリア方向で直交するよ う に、 各組の直交コー ドを発生する。 直交コー ド乗算部は第 1組の m X n個のサブ キヤ リ ァ成分に直交コー ドを乗算し、 同様に他組の m X n個のサブキヤ リァ成分 に直交コードをずらして乗算する。 IFFT 部はパイ ロッ 卜シンボル毎に直交コー ド乗算部よ り順次求まる各サブキヤ リ ァの乗算結果に IFFT演算処理を施してデ ータと共に送信する。
OFDM受信装置において、 FFT部は受信信号に FFT処理を施して各パイロ ッ ト シンポルに関して複数のサブキャ リ ア成分を出力する。 チャネル推定部の直交コ ー ド発生部は、 各組の m X n個のサブキャ リアに関して時間方向で直交するよ う に各組の直交コ ー ドを発生する と共に、 m個のパイロ ッ トシンボルにおける総計 m X n個のサブキヤ リ ァに関してサブキヤ リ ァ方向で直交するよ うに各組の直交 コー ドを発生する。 第 1のチャネル推定値演算部は、 各組の m X n個のサブキヤ リ ァの成分に該組の直交コー ドを乗算し、乗算結果の平均値に基いて各組のサブ キャ リ アのチャネル推定値を発生する。 第 2のチャネル推定値演算部は、 m個の パイ 口 ッ トシンボ における総計 m X n個のサブキヤ リア成分と直交コー ドとの 乗算結果の平均値に基いて各組のサブキヤ リ ァのチャネル推定値を発生する。 チ ャネル補償部は第 1、第 2のチャネル推定値演算部の一方よ り得られるサブキヤリ ァのチャネル推定値を用いてチャネル補償する。
以上よ り、本発明によれば、パイ ロッ トシンボルを直交コードで拡散することに よ り複数種類のパイ ロッ トを多重することができ、しかも、 1 フレームにおける先 頭の幾つ力 (m 個）のパイ ロッ トシンボルを受信すれば、 チャネル推定値を計算で きる。
又、第 1 のチャネル推定値演算部によれば、チャネル推定値を演算するために 1 フレーム時間必要であるが正確なチャネル推定値を得ることができ、 第 2のチヤ ネル推定値演算部によれば正確さの点では若干落ちる力 個のパイロ ッ トシン ポルの受信によ り短時間でチャネル推定値を得ることができる。したがって、適宜 の方法によ りチャネル推定値を得ることができる。 図面の簡単な説明
図 1 は直交コー ドを用いたパイ ロッ ト多重方法を説明図である。
図 2は直交コー ド例である。
図 3は直交コー ドを用いてパイ ロ ッ ト多重を実現する OFDM 送信装置の構成 図である。
図 4はパイ ロ ッ ト OFDMシンボル発生部の詳細図である。
図 5は OFDM受信装置の要部構成図である。
図 6 はサブプロ ックの並ぴ説明図である。
図 7は本発明のサブブロックの並び説明図である。
図 8 は OFDM送信装置におけるパイ ロ ッ ト OFDM シンボル発生部の構成図で める。 ·
図 9は OFDM受信装置におけるチャネル推定部の構成例である。
図 1 0は平面近似によ りチャネル推定値分布を求める場合の説明図である。 図 1 1 は差分補間によ りチャネル推定値分布を求める場合の説明図である。 図 1 2はチャネル推定値の変動量の分散に応じて近似法を切り換える場合の処 理フローである。
図 1 3は局識別用ゴールドコー ドのシフ ト量が十分でない場合の説明図である, 図 1 4は局識別用ゴールドコー ドのシフ ト量決定法説明図である。
図 1 5は局識別用ゴールドコー ドで更に拡散する場合の OFDM 送信装置の構 成図である。
図 1 6は従来のマルチキャ リ ア伝送方式の説明図である。
図 1 7は従来の直交周波数分割多重方式の説明図である。
図 1 8は CDMAのコー ド拡散変調説明図である。
図 1 9は CDMAにおける帯域の拡散説明図である。
図 2 0はマルチキャ リ ア GDMA方式の原理説明図である。
図 2 1 はサブキャ リア配置説明図である。
図 2 2は従来の MC- CDMAの送信側の構成図である。
図 2 3はシリアルパラレル変換説明図である。
図 2 4はガー ドインターバル説明図である。 図 2 5は従来の MC-CDMAの受信側の構成図である。
図 2 6は局識別用ゴールドコー G i
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の配列説明図である。 図 27はチヤネル推定部の動作説明図である。
図 2 8は基地局の周囲をセクタ化した場合の説明図である。
発明を実施するための最良の形態
( A) 直交コー ドを用いた第 1のパイ ロ ッ ト多重方式
図 1は直交コー ドを用いたパイ ロ ッ ト多重方法を説明するためにフレーム構成 図である。 チャネルの値は時間方向とサブキヤ リ ァ方向の両方にある程度の相関 があることが解っているので、 時間とサブキャリ アの両方向にまたがる領域で平 均を行う ことができる。 例えば、図 1 に示すように 1 フ レームにっき 80FDM シ ンポルにまたがり 、 2サブキャ リ アづっ （合計 2X8=16で） 平均している。 この 2X8= 16個の平均プロ ック単位を逆拡散単位（despreading unit)とレ、う。 また、 逆拡散単位における 2X 2の各単位をサブブロック といい、符号 A , B， C, Dを 付している。
複数のパイ口 ッ 卜信号を多重する一つの方法と して直交コー ドを使う方法があ る。 この直交コー ドを用いて多重する方法は、 隣接する m個（図 1 では m = 2 )の サブキヤ リ ァを ,袓と し、 n個（図 1では n = 8 )のパイ口 ッ トシンボル P0〜P7にお ける同一組の総計 m X n (= 1 6 ) 個のサブキャ リア成分 P i。〜P i 7 ,Ρ ( i + ） 0 〜P ( i + 1) 7 ( i =1,3,5...511)に図 2に示す直交コー ド Ko〜Ki5を乗算して送信 し、受信側でこれら m X η (= 1 6 ) 個の受信サブキヤ リァ成分 Ρ；。' 〜P i ,
+ 〜 P ( i + i) 7' ( i = 1,3,5—511) にそれぞれ直交コー ド Ko〜K 7 ' Κ8〜Κ 1 5を乗算して復調し、 その平均値を前記各組の m個の各サブキヤ リアの チャネル推定値とする。 この直交コー ドを使う方法によれば、 直交コー ド数分の パイ ロ ッ ト信号を同じ周波数、 同じタイ ミ ングに多重することができ、しかも、受 信側において直交コー ド Κθ〜Κΐ5を乗算して平均化することで簡単にサブキヤリ ァのチャネル推定値を演算することができる。
図 3 は直交コー ドを用いてパイ ロ ッ ト多重を実現する OFDM送信装置の構成 図、図 4はパイロ ッ ト OFDMシンボル発生部の詳細図である。データ OFDMシン ボル発生部 51 は、 図 22に示す構成 11,13〜17 を備え、データシンボルに IFFT 演算処理を施して出力する。 パイ ロッ ト OFDMシンボル発生部 52は、シリ アル パラレル変換部 5 2 a、直交コード発生器 5 2b、 直交コー ド乗算部 5 2 c、IFFT 部 52 dを備え、隣接する 2つのサブキヤ リ ァを組と し（図 1参照、総計 256組）、 8 個のパイ ロ ッ トシンボル P0〜P7における各組の総計 16個のサブキヤ リァ成分 P ; o~Pi 7,P ( i + 1 ) 。〜P ( i + 1 ) 7に図 2に示す直交コー ド Ko〜Ki5を乗算し、 1 シンボル分の乗算結果に IFFT演算処理を施して出力する。
切換回路 53 は、データ送信タイ ミングにおいてデータ OFDMシンボル発生部 51 から発生する IFFT信号を選択し、パイ ロッ 卜送信タイ ミ ングにおいてパイ口 ッ ト OFDMシンボル発生部 52から発生する IFFT信号を選択する。 ガー ドィン ターパル挿入部 54は、 OFDM信号にガー ドイ ンターパルを挿入し、 直交変調部 55はガー ドイ ンターバルが挿入された OFDM信号に直交変調を施し、無線送信部 56 は無線周波数にアップコ ンバージョ ンする と共に高周波増幅してアンテナよ り送信する。
ノ ィ ロ ッ ト OFDMシンボル発生部 52において（図 4参照）、シリアルパラレル変 換部 5 2 aはビッ トシリ アルに入力するパイロ ッ トデ一タを M 個の並列データ に変換する と共に、 1 個のパイ ロ ッ トデータを N 分岐して総計 MX N 個（例えば 512 個）のサブキャ リ ア成分を出力する。 直交コ一 ド発生器 52 bは、 隣接する 2 つのサブキャ リ アを組とする総計 256組のそれぞれの組 CLSi〜CLS 2 5 6に対し て直交コー ド Κο〜Κ7, Κ8〜Κΐ5を発生する。 直交コー ド乗算部 5 2 cは、 512個 の乗算器を備え、各組の 2個の乗算器 ΜΡι〜ΜΡ2は各組の総計 16個のサブキヤ リ ア成分 Pi。〜Pi 7,P (i + 1) 。〜P + ァに直交コー ド Ko〜K 7,K 8〜K15を 乗算する。 IFFT部 52dは 1シンボル毎に 512個の乗算結果に IFFT演算処理を 施して出力する。
図 3では、データ OFDMシンボル発生部 51 とパイロッ ト OFDMシンポル発生 部 52 のそれぞれにおいて IFFT処理する場合について説明したが、 IFFT処理す る前にデータ OFDMシンボルとパイ ロ ッ 卜 OFDMシンボルを結合し、しかる後、 IFFT処理するよ うに構成するこ と もできる。
図 5は OFDM受信装置の要部構成図であり、他の構成は図 25と同様の構成に なっている。 FFT部 61は受信信号に FFT処理を施して各パイ ロッ トシンボルに 関してそれぞれ 512個のサブキャリ ア成分を出力する。 チャネル推定部 62 は直 交コー ド発生器 62aと 512個の直交コー ド乗算部 62bと平均計算部 62cを備えて いる。直交コー ド発生器 62aは、隣接する 2つのサブキャ リ アを組とする総計 256 組のそれぞれの組 CLSi CLSs 5 6に対して直交コー ド Ko〜： Κ7， Κ8〜Κι5を発 生する。 直交コー ド乗算部 62b は、 512 個の乗算器を備え、各組の 2 個の乗算器 MP 〜MP2は各組の総計 16個の受信サブキャ リ ア成分 Pi。' 〜； Pi 7' ,P( i + 1 ) 〜 P + ( i =1,3,5...511) に直交コー ド K0〜K7，K8〜Ki5 を乗算す る。
平均計算部 62c の平均部 AVRi AVRs s eは各組における直交コー ド乗算値の 平均値を演算し、演算結果をサブキヤ リ アのチャネル推定値と して出力する。例え ば第 1組の平均値 AVは次式
AV= [∑ ； P！ j ' -Kj +∑ j P2 j ' -K ( j + 8 )] /16 (j=0〜7) (5) よ り求まる。各組の平均部 AVRi〜AVR2 5 6は平均値を各組の 2 つのサブキヤリ ァのチャネル推定値 CCi , C C ( i + 1 ) ( i = 1,3, 5...511) と して出力する。 チヤ ネル補償部 63 はサブキャ リ ア毎のチャネル推定値■ CC i , C C (； +！ ) ( i = 1,3,5...511) を FFT出力に乗算してフェージングの補償を行う。
尚、局識別用ゴールドコー ドで拡散されている場合には、 FFT部 61 とチャネル 推定部 62の間に局識別用ゴールドコー ド乗箅部を設け、この局識別用ゴールドコ 一ド乗算部で FFT 部 6 1から出力すする 512個のサブキヤ リァ成分に局識別用 ゴール ドコー ドを乗算し、 512個の乗算結果をチャネル推定部 62に入力する。
(B) 直交コー ドを用いた第 2のパイ ロ ッ ト多重方式
• 直交コー ドを用いたパイ ロッ ト多重方式の問題点
直交コー ドでパイ 口ッ トを多重する と、 （5)式よ り 明らかなよ うにコー ド全体を 受信するまで各パイ 口ッ 卜の分離ができなレ、、すなわち、チャネル推定値の取得が できない問題がある。 このため、 例えば、 フレーム先頭幾つかかのパイ ロッ トシ ンポルを受信した時点で、 瞬時のチャネル推定値が欲しい時に対応できない問題 がある。
• 第 2のパイ ロ ッ ト多重方式の原理
第 2のパイ ロッ ト多重方式では直交コー ドを適当な N個のサブブロ ックに区切 りそのサブブロ ックを適切に配置することによ り、 時間方向に Nサブブロック選 択したブロ ックでも、 また、 サブキャ リア方向に Nサブブロック選択したブロ ッ クでも、 どちらでも多重されたパイロ ッ トを分離してチャネル推定値を取得でき るよ う にする。
図 1のフ レーム構成例において、直交コー ドは 2 X 8の領域で解けるものと し、 そのう ちの 2 X 2づつの領域をサブブロ ック と して、 左から A,B，C,D とする。 図 6、図 7 にサブブロ ックの並びを示す。 図 6 に示すよ うに単純にサブブロ ック A 〜Dを並べたものでは、 時間方向に 4つのサブブロックを取る事で直交コー ドを 解く ことができるが、 サブキヤ リア方向に 4つのサブブロックを取っても直交コ 一ドを解く ことができない。 ここで、 図 7に示すよ うにサブプロ ックを少しづつ、 例えば 1サブプロ ックづつずらしながら配置すると、 時間方向だけでなくサブキ ャ リ ア方向に 4つのサブブロ ックを取った場合でも直交コー ドを解く ことができ る。 これによ り 、 瞬時のチャネル推定値を得ることができる。
•OFDM送信装置におけるパイ口 ッ ト多重制御
図 8 は第 2 のパイ ロッ ト多重方式を採用する OFDM 送信装置のパイ ロッ ト OFDM シンボル発生部 52 の構成図であり 、 OFDM 送信装置の全体の構成は図 3 と同じである。パイ ロ ッ ト OFDMシンボル発生部 5 2は図 4のパイロ ッ ト OFDM シンボル発生部と同様のハ一ドウエア構成を有しており、同一部分には同一符号 を付している、異なる点は、直交コー ド発生器 52 から発生する各組の直交コー ドの順序をずら している点である。 .
図 8のパイ ロ ッ ト OFDMシンボル発生部 52は、 第 1のパイ口 ッ ト多重方式と 同様に、 隣接する m個（mは 1 以上の整数で例えば 2 )のサブキャ リアを組と し、 複数（ n個）のパイ 口 ッ トシンボルにおける各組の m X n個のサブキヤ リ ァ成分に 直交コー ドを乗算して送信データに多重する。例えば、隣接する 2つのサブキヤリ ァを組と し（図 1参照、総計 256組）、 8個のパイロッ トシンボル P0〜： P7における 各組の総計 16個のサブキャ リ ア成分 P i。〜P i 7 ,P ( i + D 。〜 P ( i + D 7
( i =1, 3, 5, ... 511)に図 2に示す直交コード Ko〜Ki 5を乗算し、 1シンボル分の乗算 結果に IFFT演算処理を施して出力する。
この時、直交コー ド発生器 52 b , は各組の m X n個のサブキャ リアに関して時 間方向で直交するよ うに（図 7参照）、 かつ、 m個のパイロ ッ トシンボルにおける 総計 m X n個のサブキャ リアに関してサブキャ リア方向で直交するよ うに、 各組 の直交コー ドを発生し、直交コー ド乗算部 52 は、各組の直交コードを該組のサ ブキヤ リァ成分に乗算し、 IFFT部 52dは各サブキヤリ ァにおける直交コード乗算 結果を IFFT処理してデータと共に送信する。
更に詳細に説明すると、パイ ロッ ト OFDMシンポル発生部 52おいて、シリ アル パラレル変換部 5 2 aはビッ トシリ アルに入力するパイ口ッ 卜データを M 個の 並列データに変換すると共に、 1 個のパイ 口 ッ トデータを N 分岐して総計 MXN 個（例えば 512個）のサブキャ リ ア成分を出力する。 直交コー ド発生器 521/ は、 隣接する 2つのサブキヤ リァを組とする総計 256組のそれぞれの組 CLSi〜CLS 2 5 6に対して直交コー ド Ko〜K15を、 その順番をずらして発生する。 例えば、第 1 組の乗算器 ΜΡ1,ΜΡ2にはそれぞれ直交コー ド Κ：。〜 Κ7 ； Κ8〜： Κΐ5を入力し、 第 2組の乗算器 ΜΡ1，ΜΡ2にはそれぞれ直交コー ド Κ6〜Κ7、 Κ：。〜 Ks； K1 K^ 、 K8〜K1 3を入力し、 第 3組の乗算器 ΜΡ1,ΜΡ2 にはそれぞれ直交コー ド Κ4 〜Κ7、 Κ：。〜 Κ3 ； Κ1 2〜Κ1 5、 ！^〜！^ を入力し、 第 4組の乗算器 MP1,MP2 にはそれぞれ直交コード K2〜K7、 K：。〜 Ki ; 。〜1^ 5、 K8〜K9を入力する。 すなわち、 直交コー ド発生器 521 は、 各組の m X η (=2Χ 8 )個のサブキャ リア に関して時間方向で直交するよう に（図 7 参照）、 かつ、 m個のパイロ ッ トシンポ ルにおける総計 m X n個のサブキャ リ アに関してサブキャ リア方向で直交するよ う に直交コー ド Ko〜； Kl5を発生する。
直交コー ド乗算部 52 は、第 1パイ ロ ッ トシンボルの第 1〜第 8サブキヤ リァ 成分 Ρ 1 0〜Ρ 8。にコー ド K。， Ko 3 , Κ6 , Κ1 4 , Κ4, Κ1 2， Κ2, 。を乗算 し、第 2パイロ ッ トシンボルの第 1〜第 8サブキヤ リァ成分 P 〜 P 8 にコード Ki , K。 9 , Κ7 , Κ1 5 , Κ5 , Κ1 3 , Κ3， を乗算する。 この結果、 2パイ 口 ッ 卜シンボルを受信した時点で、第 1〜第 8サブキヤ リァの 16個のサブキヤ リ了 成分に直交コー ド K：。〜 5が乗算されたことになる。同様に、第 9〜第 1 6サブ キャ リ ア、 第 1 7〜第 2 4サブキャ リ ア，...，， 第 505〜第 512 サブキャ リ アの 16 個のサブキャ リ ア成分に直交コー ド Κ。〜： Κ1 5が乗算されたことになる。従つ て、受信側では、 2 パイ ロ ッ トシンポルを受信すれば、各サブキヤ リァのチャネル 推定値を求めることができる。又、次の 2 パイロッ トシンボルを受信すれば、次の 時点における各サブキヤ リァのチャネル推定値を求めることができる。
又、直交コー ド乗算部 52 における各組の乗算器 MPi MPsは、 8パイロッ トシンボルの総計 16個のサブキャ リ ア成分 Pi 0〜Pi 7 )P ( ; + 。〜 P ( i + i) 7 ( i =1,3, 5,··.511)に直交コー ド Ko〜K 7，K 8〜K15 を乗算する。 従って、受信側で は、第 1パイ ロ ッ ト多重方式と同様に、 8パイ ロッ トシンポルを受信すれば各サブ キヤ リ ァのチャネル推定値を精度良く求めることができる。
• パイロ ッ 卜多重されている場合の受信制御
図 9は OFDM受信装置におけるチャネル推定部の構成図であり、 4組分の構成 のみ示すが残り の構成も同様である。又、図 5のチャネル推定部と同一部分には同 一符号を付している。異なる点は、①直交コー ド発生器 6 2 a ' から発生する各組 の直交コードの順序をずらしている点、 ②第 2の平均計算部 62dを設けた点であ る。
OFDM受信装置の FFT部 61は、 第 1のパイロッ ト多重方式と同様に、 パイ 口 ッ 卜多重された信号を受信すと、受信信号に FFT処理を施し、 各パイロッ トシン ポルに関して複数のサブキャ リア成分を出力する。 チャネル推定部 6 2は、 隣接 する m個（mは 1 以上の整数で例えば 2)のサブキャ リアを組と し、複数（n個、 例 えば 8 )のパイ口 ッ トシンボルにおける各組の m X n個のサブキヤ リア成分に、送 信側で使用した直交コー ドを乗算してチャネル推定値を演算する。 このとき、 チ ャネル推定部の直交コー ド発生部 62a' は送信側の直交コード発生器 52 と同 様に、同一組の mXn個のサブキヤリ ァに関して時間方向で直交するよう に、かつ、 m個のパイ ロ ッ 卜シンボルのそれぞれにおいて隣接する複数組の総計 mXn個の サブキャ リ アに関してサブキヤ リ ァ方向で直交するよ うに、 各組の直交コー ドを ずらして発生する。
直交コー ド乗算部 62b' は、第 1パイロ ッ トシンボルの第 1〜第 8サブキャ リ ア の受信成分 。' 〜Ρ 8。' にコー ド Ε：。， Κ8， Κ6 , Κ1 4 , Κ4 , Κ1 2, Κ2 , Κ οを乗算し、第 2パイロ ッ トシンポルの第 1〜第 8サブキヤ リァ成分 P！ 〜P s χ' にコー ド Ki , Κ9 , Κ7 , Κ1 5, Κ5 , Κ1 3 , Κ3 , Κι ιを乗算する。 この結 果、 2パイロ ッ トシンボルを受信した時点で、第 1〜第 8サブキャ リ アの 16個のサ ブキヤ リァ成分に直交コー ド K：。〜 K1 5が乗算されたことになる。同様に、第 9〜 第 1 6サブキャ リ ア、 第 1 7〜第 2 4サブキャ リア，...，， 第 505〜第 512 サブ キャ リ アの 16個のサブキャ リア成分に直交コー ド Κ。〜： Κ1 5が乗算されたことに なる。従って、 2 パイ ロ ッ トシンボルを受信すれば、各サブキャ リ アのチャネル推 定値を求めることができる。又、次の 2 イロ ッ トシンボルを受信すれば、次の時 点における各サブキャ リ アのチャネル推定値を求めることができる。
又、直交コー ド乗算部 62V の各組 CLS1〜CLS256 の乗算器 MP 〜ΜΡ2' はそれぞれ 8 パイ ロ ッ トシンボルの総計 16 個のサブキャ リ ア成分 Pi。' 〜！5 i ,P ( i + 1 ) ο' 〜 Ρ ( i + ) 7' ( i =1'3,5"·.511)に直交コー ド Κ。〜Κ 7,Κ 8〜 Κ15を乗算する。従って、第 1パイ 口 ッ ト多重方式と同様に、 8パイ ロッ 卜シンボル を受信すれば各サブキヤ リァのチャネル推定値を精度良く求めることができる。 第 1 平均計算部 62c の各組の平均部 AVRi〜 AVR256 は、 各組の乗算器 ΜΡΙ' ,ΜΡ2' から出力する 2Χ 8個の乗算結果の平均値をそれぞれ計算し、該平 均値を各組の 2つのサブキャ リ アにおけるチャネル推定値 CCi， CC( i + )と して 出力する。 ただし、 第 1平均計算部 62cは 1 フ レーム間隔でチャネル推定値 CCi, CC( i + 1)を計算して出力する。このため、第 1平均計算部 62cは後述する第 2平均 計算部 62dよ り チャネル推定値計算に時間がかかるが、 精度の良いチャネル推定 値を取得するこ とができる。
第 2平均計算部 62dは、 2パイ ロ ッ トシンポルの各 8個のサブキヤ リァ成分、 すなわち総計 2X 8個のサブキャ リア成分と直交コ一 ドとの乗算結果を用いてそ の平均値を計算し、該平均値を該 8個のサブキャ リ アのチャネル推定値 CCi〜 CC(i +7)と して出力する。図 9 の場合、 第 2平均計算部 62dは、 第 1パイ ロ ッ トシ ンボルの第 1〜第 8サブキャ リ アの受信成分 P < 〜Ρ 8。' にコー ド Κ0 , Κ8 , Κ6 , Κ1 4 , Κ4 , Κ1 2 , Κ2 , 。を乗算した乗算結果と、第 2パイ ロ ッ トシ ンボルの第 1〜第 8サブキャ リ ア成分 P i ' 〜Ρ 8 1 ' にコー ド K^ , Kg,
K7 , Κ1 5 , Κ5 , Κ1 3， Κ3 , iを乗算した乗算結果の合計値を 16で除算して 平均値を計算する。第 2平均計算部 62dは、 2パイロッ トシンボルを受信する毎に チャネル推定値を出力できるため、 第 平均計算部 62c より高速にチャネル推定 値を取得できる。 しかし、精度の点で若干落ちる。 チャネル推定値演算部 6 3は、図示しない制御部からの指示に従って、第 1平均 計算部 62cあるいは第 2平均計算部 62dから出力するチャネル推定値を選択して 出力する。
(C) チャネル推定値の計算の変形例
図 9 の実施例では、第 1平均計算部 62c から出力するチャネル推定値を用いる 場合には、チャネル推定値は 1 フレーム期間同じ値になる。又、第 2計算部 62dか ら出力するチャネル推定値を用いる場合には、 8 サブキヤ リ ァのチャネル推定値 が同じ値になる。しかし、厳密には、第 1 平均計算部 62c から出力するチャネル推 定値は図 10(a)におけるパイ ロ ッ トシンボル中央、縦方向の 4つのチャネル推定値 である。 又、第 2計算部 62dから出力するチャネル推定値は図 10(a)におけるサブ キャ リ ア中央、 横方向の 4つのチャネル推定値である。換言すれば、時間方向に長 いブロ ック とサブキャ リ ア方向に長いブロ ックでそれぞれ直交コードを解く と、 厳密には 1 0の X点付近のチャネル推定値が得られる。
これらチャネル推定値よ りサブキャ リア方向と時間方向の平均的なチャネル推 定値の推移が分かる。そこで、これらのチャネル推定値を用いて各パイロ ッ トシン ボルにおける各サブキャ リアのチャネル推定値を近似的に求めることができる。
• 第 1の近似法
第 1 の近似法は、 チャネル推定値の分布を、 最小二乗法などで求めた図 10(b) の平面 PLNで近似する方法である。図 10(c)は最小二乗法の説明図であり、直線近 似する場合である力 同様に平面近似に適用することができる。 2 つの変量 X , y について、 大きさ nの標本の組 （x i， y 1) , ( 2, y 2) · · · , (x n, y„ ) 力 s あつたとする。 と yの間に近似的に次式の直線関係
y = a + b X (6)
が成り立っている と仮定する。 直線が標本値をよぐ近似しているといっても、 x = xi のときに y i = a + b xi となるわけでなく、 ずれがある。 図 1 0 (c)に示 すよう に、 （ X i， y i ) の点の直線からのずれを e ；で表すと、
e i = y i- ( a + b x i) ( i =1,2,-, n ) (7)
となる。 この式は線形回帰モデルと呼ばれる。 図の例では （X I, y 1) の点は直 線よ り上にあるので e 1 は正であり、 （ X 2， y 2) は直線よ り下であるので、 e 2 は負である。 （ X 3, y 3) のように直線にのっているときは e 3=0である。 誤差 e
1, e 2, · · · , e nをできるだけ小さくするように、 直線の係数 a , bを決定す れば該直線が標本値を最も良く近似することになる。
Q = e 2 + e 22+ . . · e n2 (g)
を最小にするよ うに、 未知の係数 a， b を標本のデ一タで表す方法が最小 2乗法 (Method of squares) である。 そのよ う にして得られた直線は、 誤差の 2乗の 和が小さいという意味で、 観測結果にもっ と もよく あてはまる直線である。 （7) 式を用いる と、 Qは、
Q = ( y 1— a — b 1 2 + ( y 2— a _ b x 2) 2+ · · + ( y n— a — b x n) となる。 x i, x 2， · · · ， x n , y i, y 2， · · · y nは標本値と して既知の量で ある力 ら、 Qは 2変数 a , bの関数 Q ( a , b ) となっている。 Qが最小となる a , b を求めるには 2変数関数の極値問題を考えればよい。 a と bを変化させた とき Qが極値をとる条件は
厶 QZ Δ a = 0 (9)
厶 QZ Δ b = 0 (10)
であり 、（9)，（10)式よ り a， bが求まる。
この最小二乗法を用いた平面近似法によれば、 X点以外の部分についてもチヤ ネル推定値を得ることができる。 なお、チヤネル推定値は複素の値なので、実部、 虚部のそれぞれについて同じ操作を行う必要がある。
• 第 2の近似法
第 2 の近似法は、図 1 1 に示すよ う にサブキャ リア方向の変動に時間方向の変 動差分を加算する差分補間によ り、 あるいは時間方向の変動にサブキヤ リァ方向 の変動差分を加算する差分補間によ り チャネル推定値分布を求める。 図 1 1 (a) は図 1 0 (a)と同様に平均計算部 62c, 62dで求まったチャネル推定値、図 1 1 (b)は 差分補間により得られた推定値を〇印で示すものである。 図 1 1 (c)はサブキヤリ ァ方向の変動に時間方向の変動差分を加算する差分補間の説明図であり、 Q0〜 Q3 は平均計算部 62c,62d で求まったチャネル推定値に応じたポイン ト、 Qa, Qb は差分補間によ り求めるポイン トである。 ポイン ト Q 1 , Q 3のチャネル推定値 の差分（CI— C3)を時間方向の変動差分と して求める。ここで、 x。 = x 2, x o— x 3 = x i— x。であるから、 比例配分によ り、ポイン ト Qa,Qb のチャネル 推定値 Ca,Cbはそれぞれ次式
Ca=C2+ (Cl-C3)/2
Cb=C2-(Cl-C3)/2
によ り求まる。すなわち、 時間方向の変動差分（Cl_C3)/2 をサブキャ リ ア方向の 変動 C2に加減する こ とによ り ポイ ン ト Qa,Qbのチャネル推定値 Ca,Cbを演算す ることができる。なお、 チャネル推定値は複素の値なので、 実部、 虚部のそれぞれ について同じ操作を行う。
' 第 1、第 2の近似法の併用
チャネル推定値の変動率が均一の時は平面近似をした方が雑音が平均化される ので精度良く近似できるが、 変動率が大き く変化する時は平面近似による誤差の 方が大きく なるため、 差分補間方法を使う方が良い精度で求められる。 そこで、 チャネル推定値の変動量の分散 σ 2に応じて平面近似と差分補間を切り替えれば よ り精度を向上させることができる。
図 12 はチャネル推定値の変動量の分散に応じて近似法を切り換える場合の処 理フ口一である。まずチャネル推定値の差分を計算し（ステップ 1 0 1)、 ついで、 該差分を用いて分散 σ 2を求める（ステップ 1 0 2)。そして、 分散 σ 2が基準値以 下であれば、平面近似によ りチャネル推定値の分布を求め、分散 σ 2が基準値以上 であれば差分補間によ り チャネル推定値の分布を求める（ステップ 1 0 3)。
(D) 局識別用ゴール ドコー ドのシフ ト量の決定
複数基地局のパイ 口ッ トを分離できるよ うに、 多重されたパイロッ トをさ らに OFDM シンボル単位で局識別用ゴールドコー ドで拡散する時がある。 このとき、 時間方向の局識別用ゴールドコー ドが一定にならないよ うに OFDM シンポル毎 に数サブキヤ リ ア分シフ トさせて使用する（図 26 参照）。 このとき、 図 1 3 (a)に 示すよ うにシフ ト量が十分でなく 、 直交コー ドを逆拡散する単位（逆拡散単位） 71 における、サブキャ リ ア方向長 4 よ り もシフ ト量が少ないと、直交コー ドの逆拡散 単位 7 1 中の局識別用ゴールドコー ドに相関のある部分が出てしまい、 実効的に 局識別用ゴール ドコー ド長が短く なつてしま う。 例えば、図 14(a)に示すよ うに、 A局における局識別用ゴールドコー ド GU〜GINのシフ ト量が 1 サブキヤ リアで ある とする と、直交コー ドの逆拡散単位 7 1 中の局識別用ゴールドコー ド Gii〜 Gi 3がー致し、実質的に直交コー ドの逆拡散単位 7 1 中の局識別用ゴール ドコー 卞 '長は 5である。 同様に、図 14(b)に示すよ うに、 B局における局識別用ゴールド コー ド G 2 i〜 G2 Nのシフ ト量が 1 サブキヤ リアであるとすると、直交コー ドの逆 拡散単位 7 1 ' 中の局識別用ゴールドコー ド G 2 l〜G 2 3がー致し、実質的に直交 コ一ドの逆拡散単位 7 1 ' 中の局識別用ゴールドコー ド長は 5である。このため、 A 局の逆拡散単位 7 1 における局識別用ゴール ドコー ドと B局の逆拡散単位 7 1 ' における局識別用ゴールドコー ドが一致する可能性が高く なり、一致すれば 複数基地局のパイ 口 ッ トを分離できなく なる。
以上から、直交コ一 ドの逆拡散単位 7 1 における実効的な局識別用ゴールドコ 一ド長を長くする必要がある。そこで、本発明では、図 1 4 (c)に示すよ う に直交コ 一ドの逆拡散単位における、サブキヤ リ ア方向長 Sよ り もシフ ト量を多くする。こ のよ う にすれば、実効的な局識別用ゴール ドコード長は 8になり、他局の局識別用 ゴール ドコー ドと一致する可能性は最も低く なる。なお、 直交コー ド長を L、各組 のサブキャ リア数を m とすれば、 S = L / mである。
図 1 5は局識別用ゴールドコー ドで更に拡散する場合の OFDM 送信装置の構 成図であり、図 3 の OFDM送信装置と同一部分には同一符号を付している。異な る点は、局識別用ゴール ドコー ド発生器 81、OFDM シンボル毎に局識別用ゴール ドコ一 ドを直交コー ドの逆拡散単位よ り大きく シフ トするシフ ト部 82、直交コー ド乗算部 52c の後段に局識別用ゴールドコー ド乗算部 83 を設けた点である。尚、 データ OFDM 発生部 51 は局識別用ゴールドコードを用いて拡散し、且つ、 IFFT 処理しているものとする。
図 15では、局識別用ゴールドコー ド乗算部及び IFFT部をデータ OFDMシンポ ル発生部 51 とパイ 口 ッ ト OFDM シンボル発生部 52 のそれぞれに設けた場合に ついて説明したが、局識別用ゴールドコー ドを乗算する前にデータ OFDM シンポ ルとパイ ロッ ト OFDM シンポルを結合し、しかる後、 局識別用ゴール.ドコー ドを 乗算し、 かつ、 IFFT処理するよ うに構成することもできる。
尚、 OFDM受信装置では、 逆拡散単位 71 のサブキヤ リァ方向長を S とすれば、 OFDM シンボル毎に基地局識別用コードを Sづつずらし、 該基地局識別用コード を順次 FFT処理結果に乗算し、ついで、 送信側で使用した直交コー ドを該乗算結 果に乗算してチャネル推定値を演算する。
以上本発明によれば、複数種類のパイ ロ ッ トを多重することができ、しかも、 1 フ レームにおける先頭の幾つかのパイロッ トシンボルを受信すれば、 チャネル推 定値を短時間で計算することができる。
又、本発明によれば、第 1、第 2 の方法によ りチャネル推定値を演算できるため、 時間がかかっても精度の良いチャネル推定値を使ってチャネル補償したい、精度 は若干落ちても短時間でチャネル推定値を求めてチャネル補償したい、などに応 じて適宜いずれかの方法によ りチャネル推定値を演算してチャネル補償すること ができる。
又、本発明によれば、平面近似法あるいは差分補間法によ り所定時刻における所 定サプキャ リアのチヤネル推定値を求めてチャネル補償することができる。
又、本発明によれば、局識別用ゴールドコー ドで拡散する場合ノ ィ ロ ッ トシン ボル毎に該コー ドを所定長シフ トするよ う にしたから実効的な局識別用ゴールド コー ド長を長く でき、他局の局識別用ゴール ドコードと異ならせることができ、自 局のパイロ ッ トを確実に分離できる。

Claims

請求の範囲
1 . 送信データ とパイ 口 ッ ト を直交周波数分割多重（OFDM)して送信する OFDM装置におけるパイ.口 ッ ト多重方法において、
隣接する πα個（mは 1 以上の整数）のサブキャ リアを組と し、複数のパイ ロ ッ ト シンボルにおける各組のサブキャ リ アの成分に直交コー ドを乗算してパイロ ッ ト シンボルを送信する時、
各組の m個のサブキャ リアに関して時間方向で直交するように、 かつ、 各 m個 のパイ ロッ トシンボルに関してサブキャリ ア方向で直交するよ うに、 各組の直交 コー ドを発生し、
前記各組の直交コー ドを対応する組の'サブキヤ リァ成分に乗算し、
各サブキヤ リ ァにおける前記乗算結果を IFFT して送信する、
ことを特徴とするパイ口 ッ ト多重方法。
2 . OFDM シンボル毎にサブキヤ リァ方向に基地局識別用コ一ドを [直交コー ド長 m]以上ずら し、該基地局識別用コー ドを前記各サブキャ リ アの乗算結果に 更に乗算する、
ことを特徴とする請求項 1記載のパイ ロ ッ ト多重方法。
3 . 直交周波数分割多重（OFDM)された信号を受信し、該受信信号に FFT 演算 を施して送信データを復調する OFDM受信方法において、
受信信号に FFT 処理を施してパイロ ッ トシンボル毎に複数のサブキャ リ ア成 分を出力し、
隣接する m個（mは 1以上の整数）のサブキャリ アを組と し、各組の m X n個のサ ブキャ リ ア成分に、 送信側で使用した直交コードを乗算してチャネル推定値を演 算する時、
各組の m X n個のサブキャ リ アに関して時間方向で直交するように、 かつ、 m 個のパイ ロッ トシンポルにおける総計 m X n個のサブキャ リアに関してサブキヤ リ ア方向で直交するよ うに、 各組の直交コードを発生し、
各組のサブキャ リ ア成分に該組の直交コー ドを乗算し、乗算結果の平均値に基 いて各組のサブキヤ リァのチャネル推定値を発生する第 1のチャネル推定値演算 方法と、 m個のパイ 口ッ トシンボルにおける m X n個のサブキヤリァ成分と直交 コー ドとの乗算結果の平均値に基いて各組のサブキヤ リァのチャネル推定値を発 生する第 2のチャネル推定値演算方法とのいずれかによりサブキャ リアのチヤネ ル推定値を演算し、
該チャネル推定値を用いてチャネル補償する、
ことを特徴とする OFDM受信方法。
4 . 前記第 1、 第 2 のチャネル推定値演算方法によ りそれぞれ求まる複数個の チャネル推定値を用いて、任意の時点における任意のサブキャ リ アのチャネル推 定値を算出する、
ことを特徴とする請求項 3記載の OFDM受信方法。
5 . 第 1、 第 2 のチャネル推定値演算方法によ りそれぞれ求まる複数個のチヤ ネル推定値を用いて、チャネル推定値の分布をサブキヤ リ ア一時間一チャネル推 定値を軸とする 3次元平面で近似して求める、
ことを特徴とする請求項 4記載のパイロ ッ ト多重方法。
6 . 第 1、 第 2 のチャネル推定値演算方法によ りそれぞれ求まる複数個のチヤ ネル推定値を用いて、時間方向のチャネル推定値の変動にサブキャ リア方向のチ ャネル推定値の変動差分を加算する差分補間によ り、 あるいはサブキヤ リァ方向 のチャネル推定値の変動に時間方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分 補間によ り、 チャネル推定値の分布を求める、
ことを特徴とする請求項 4記載のパイ口 ッ ト多重方法。
7 . 第 1、 第 2 のチャネル推定値演算方法によ りそれぞれ求まる複数個のチヤ ネル推定値を用いて、チャネル推定値の分布をサブキャ リ ア一時間一チャネル推 定値を軸とする 3次元平面で近似して求める第 1の計算方法、第 1、第 2のチヤネ ル推定値演算方法によ りそれぞれ求まる複数個のチャネル推定値を用いて、時間 方向のチャネル推定値の変動にサブキヤ リ ァ方向のチャネル推定値の変動差分を 加算する差分補間により、 あるいはサブキヤ リァ方向のチャネル推定値の変動に 時間方向のチャネル推定値の変動差分を加算する差分補間によ り、 チャネル推定 値の分布を求める第 2の計算方法とする とき、
チャネル推定値の変動が少ない場合は、 チャネル推定値の分布を前記第 1の計 算方法で近似して求め、変動が大きい場合は、前記補間による第 2の計算方法で近 似して求める、
ことを特徴とする請求項 4記載のパイ口 ッ ト多重方法。
8 . 直交コー ド長を L とするとき、 OFDMシンボル毎にサブキヤリァ方向に基 地局識別用コー ドを （LZ m ) コー ド以上づっずらし、 該基地局識別用コー ドを 順次 FFT処理結果に乗算し、ついで、 送信側で使用した直交コードを該乗算結果 に乗算してチャネル推定値を演算する
こと を特徴とする請求項 3記載のパイ口 ッ ト多重方法。
9 . 送信データ とパイ 口 ッ ト を直交周波数分割多重（OFDM)して送信する OFDM送信装置において、
隣接する m個（mは 1 以上の整数）のサブキャ リ アを組とするとき、各組の m個 のサブキャ リアに関して時間方向で直交するよ うに、 かつ、 各 m個のパイ ロ ッ ト シンポルに関してサブキヤリ ァ方向で直交するよ うに、 各組の直交コー ドを発生 する直交コ ー ド発生部、
前記各組の直交コー ドを対応する組のサブキャ リア成分に乗算する直交コー ド 乗算部、
直交コー ド乗算部より求まる各サブキヤ リ ァにおける前記乗算結果を IFFT演 算する IFFT部、
を有するこ とを特徴とする OFDM送信装置。
1 0 . 直交周波数分割多重（OFDM)された信号を受信し、該受信信号に FFT 演 算を施して送信データを復調する OFDM受信装置において、
受信信号に FFT 処理を施してパイ ロ ッ トシンボル毎に複数のサブキヤリァ成 分を出力する FFT部、
隣接する m個（mは 1以上の整数）のサブキヤ リアを組と し、各組の m X n個のサ ブキャ リアに関して時間方向で直交するよ うに、 かつ、 m個のパイ ロ ッ トシンポ ルにおける総計 m X n個のサブキャ リ アに関してサブキャ リア方向で直交するよ う に、 各組の直交コードを発生する直交コー ド発生部、
各組のサブキヤ リ ァ成分に該組の直交コ ー ドを乗算し、乗算結果の平均値に基 いて各組のサブキヤ リァのチャネル推定値を発生する第 1のチャネル推定値演算 部、 m個のパイロ ッ トシンボルにおける m X n個のサブキャリア成分と直交コー ド との乗算結果の平均値に基いて各組のサブキヤ リァのチャネル推定値を発生する 第 2 のチャネル推定値演算部、
第 1、第 2のチャネル推定値演算部のいずれかよ り得られたサブキャ リ アのチヤ ネル推定値を用いてチャネル補償するチャネル補償部、
を備えたことを特徴とする OFDM受信装置。
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