KR101150937B1

KR101150937B1 - 이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101150937B1
Application number: KR1020050059538A
Authority: KR
Inventors: 정석호; 장재환; 박윤상; 송봉기
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2005-07-04
Filing date: 2005-07-04
Publication date: 2012-05-29
Anticipated expiration: 2025-07-04
Also published as: KR20070004169A

Abstract

본 발명은 이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치는, i+1번째 파일럿 부반송파값과 i번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 i번째 연산값 T(i)를 생성하는 제 1 연산부와, 상기 i번째 연산값 T(i)와 i-1번째 연산값 T(i-1)을 저장하기 위한 메모리와, 파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 i번째 연산값 T(i)와 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 i-1번째 연산값 T(i-1)과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 차를 계산하는 제 2 연산부와, 상기 두 값의 차의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 제 3 연산부와, 상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 제 4 연산부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

CINR, OFDM, DASS, 간섭 및 잡음 추정기

Description

이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CARRIER TO INTERFERENCE NOISE RATIO IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 본 발명에 따른 CINR 추정기를 포함한 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 도면,

도 2는 본 발명에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기를 포함한 CINR 추정기의 구성을 나타낸 도면,

도 3은 본 발명에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기를 구현한 도면,

도 4는 본 발명에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기를 직렬 처리하여 구현한 블럭 다이어그램,

도 5는 본 발명의 제 1 실시 예에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기를 구현한 블럭 다이어그램, 및

도 6은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기를 구현한 블럭 다이어그램.

본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로, 특히, 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

최근 유/무선 채널에서 고속의 데이터 전송에 유용한 방식으로 사용되고 있는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하 OFDM이라 칭함) 방식은 복수의 반송파를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 데이터를 병렬로 변환하고, 이들 각각에 대해 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub-Carrier) 즉, 서브채널(Sub Channel)로 변조하여 전송하는 방식을 말한다.

상기 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 방식은 종래의 주파수 분할 다중(Frequency Division Multiplexing : FDM) 방식과 유사하나, 다수 개의 부반송파간 직교성(Orthogonality)을 유지하여 데이터를 전송함으로써, 고속 데이터 전송시, 최적의 전송 효율을 얻을 수 있으며, 주파수 효율이 좋고, 다중 경로 페이딩(Multi-path fading)에 강한 특성이 있다. 또한, 주파수 스펙트럼을 중첩하여 사용함으로써, 주파수 선택적 페이딩에 강하고, 보호구간을 이용하여 심벌간 간섭 영향을 줄일 수 있다. 또한, 하드웨어적으로 등화기 구조를 간단하게 설계하는 것이 가능하며, 임펄스성 잡음에 강하다는 장점이 있다.

또한, 상기 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 방식은 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술의 발전으로, 하드웨어적인 복잡도가 줄어, 디지털/오디오 방송, 디지털 TV, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network), 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode), 광대역 무선 접속망(BWA: Broad Wireless Access) 등의 디지털 전송 기술에 광범위하게 적용되어지고 있다.

한편, 상기 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 이하 OFDM이라 칭함) 또는 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access : 이하 OFDMA라 칭함)을 기반(이하 OFDM이라 통칭함)으로 하는 무선통신시스템에서는 전력 제어나 적응 변복조 시에 필요한 파라미터인 채널 신호 품질, 예를 들어, CINR(Carrier to Interference Noise Ratio)을 측정해야 한다. 여기서, 적응 전력 제어나 적응 변복조 장치는 상기 CINR값을 이용하여 채널 품질에 따라 전력을 제어하고, 변복조 레벨을 조절한다. 상기 CINR은 각 부반송파의 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값으로 정의되며, OFDM 시스템에서의 송수신 채널 품질 판단의 척도가 된다.

종래의 CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio : 이하 CINR이라 칭함) 추정 기술은 가드밴드(Guard band)를 사용하여 잡음레벨을 추정하고, 이로써, 상기 CINR을 추정한다. 하지만, 상기 잡음레벨의 추정에 사용되는 부반송파의 개수가 충분하지 않고, 따라서, 상기 CINR의 정확도가 떨어질 수 있으며, ACLR(Adjacent Channel Leakage Ratio) 때문에 잡음레벨이 실제보다 높게 추정될 가능성이 있다. 따라서, 상기 OFDM 시스템에서 상기 CINR을 보다 정확하게 추정하 기 위한 장치가 필요하다.

따라서, 본 발명의 목적은 이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 이동통신 시스템에서 수신 신호의 부반송파들에서 각 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용하여 신호의 잡음 파워를 추정함으로써, 좀 더 정확한 신호 대 간섭 및 잡음 비율(CINR) 추정을 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 이동통신 시스템에서 최적화된 DASS 알고리즘을 이용하여 간섭 및 잡음 파워 추정을 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 제 1 실시 예에 따르면, 이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치는, i+1번째 파일럿 부반송파값과 i번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 i번째 연산값 T(i)를 생성하는 제 1 연산부와, 상기 i번째 연산값 T(i)와 i-1번째 연산값 T(i-1)을 저장하기 위한 메모리와, 파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 i번째 연산값 T(i)와 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 i-1번째 연산값 T(i-1)과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 차를 계산하는 제 2 연산부와, 상기 두 값의 차의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 제 3 연산부와, 상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 제 4 연산부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 제 2 실시 예에 따르면, 이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치는, i번째 파일럿 부반송파값과 i+1번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제1 연산값을 생성하는 제 1 연산부와, i번째 파일럿 부반송파값과 i-1번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제2 연산값을 생성하는 제 2 연산부와, 파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 상기 제1 연산값과 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 상기 제2 연산값과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 합을 계산하는 제 3 연산부와, 상기 두 값의 합의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 제 4 연산부와, 상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 제 5 연산부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 제 3 실시 예에 따르면, 이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 방법은, i+1번째 파일럿 부반송파값과 i번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 i번째 연산값 T(i)를 생성하는 과정과, 파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 i번째 연산값 T(i)와 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 i-1번째 연산값 T(i-1)과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 차를 계산하는 과정과, 상기 두 값의 차의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 과정과, 상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 제 4 실시 예에 따르면, 이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 방법은, i번째 파일럿 부반송파값과 i+1번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제1 연산값을 생성하는 과정과, i번째 파일럿 부반송파값과 i-1번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제2 연산값을 생성하는 과정과, 파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 상기 제1 연산값과 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 상기 제2 연산값과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 합을 계산하는 과정과, 상기 두 값의 합의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 과정과, 상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단 된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

이하, 본 발명은 이동통신 시스템에서 수신 신호의 부반송파들에서 각 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용하여 신호의 잡음 파워를 추정하는 간섭 및 잡음 파워 추정 방안에 대해 설명한다.

도 1은 본 발명에 따른 CINR 추정기를 포함한 OFDM 수신기의 구성을 나타낸 도면이다.

도 1을 참조하면, OFDM 수신기는 안테나(101), RF 처리기(103), 보호 구간 제거기(105), 직렬/병렬 변환기(107), FFT기(109), 등화기(111), 채널 추정기(113) 및 CINR 추정기(115)를 포함한다.

RF 처리기(103)는 안테나(101)를 통해 수신되는 무선 채널로부터 채널 데이터를 보호 구간 제거기(105)로 출력한다. 보호 구간 제거기(105)는 수신된 채널 데이터로부터 보호 구간을 제거한다. 직렬/병렬 변환기(107)는 보호 구간이 제거된 직렬 형태의 정보 데이터 및 잉여 데이터에 대해 복수 개의 병렬 형태의 데이터로 변환하여 고속 푸리에 변환기(FFT기)(109)로 출력한다. 고속 푸리에 변환기(109)는 병렬 형태의 정보 데이터 및 잉여 데이터를 각각 고속으로 푸리에 변환하고, 푸리에 변환된 데이터를 등화기(111)로 출력한다.

등화기(111)는 푸리에 변환된 정보 데이터 및 잉여 데이터의 채널에 의한 신호 왜곡을 제거하고, 신호 왜곡이 제거된 데이터를 출력한다. 채널 추정기(113)는 송수신 시 발생하는 채널 열화로 인한 주파수 도메인 상에서의 위상, 진폭의 일그러짐에 따른 채널 상태를 추정하고 주파수 도메인 상에서의 위상 진폭의 일그러짐을 보상한다. 그리고 CINR 추정기(115)는 채널 품질즉, CINR을 측정한다.

전술한 바와 같이, OFDM 시스템의 송신기에서는 변조를 거친 신호를 고속 푸리에역변환(IFFT)을 한 후 보호 구간을 첨부하여 송신하고, 수신기에서는 이와는 역으로 먼저 보호 구간을 제거한 후 고속 푸리에변환(FFT)을 하고 복조를 하여 송신된 신호를 얻어낸다. 여기서, 상기 OFDM 시스템의 송신기에서 파일럿(Pilot) 신호 또는 프리앰블 신호와 같은 이미 알려진 패턴의 디지털 신호를 전송하면, 이를 수신한 OFDM 수신기에서는 수신된 신호를 사용하여 CINR을 추정한다.

도 2는 본 발명에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기를 포함한 CINR 추정기의 구성을 나타낸 도면이다.

도 2를 참조하면, CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio : 이하 CINR이라 칭함) 추정기(115)는 전체 수신 신호 파워를 추정하는 신호 파워 추정기(201), 수신되는 프리앰블 또는 파일럿 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 간섭 및 잡음 파워 추정기(203), 수신 신호의 잡음 레벨을 추정하는 잡음 레벨 추정기(205) 및 데이터 구간에서의 CINR을 추정하는 CINR 산출기(207)를 포함한다. 여기서, 상기 CINR 추정기(115)는 상기 FFT기(109)로부터 출력되는 신호를 신호 파워 추정기(201), 간섭 및 잡음 파워 추정기(203) 및 잡음 레벨 추정기(205)로 출력한다.

상기 신호 파워 추정기(201)는 수신되는 신호의 파워를 추정한다. 구체적으로 신호 파워 추정기(201)는 FFT기(109)로부터 수신되는 신호의 각 부반송파의 파워를 구한 후, 각 부반송파의 파워를 모두 합하여 신호의 파워를 추정하고 추정한 신호 파워 정보를 CINR 산출기(207)로 출력한다.

간섭 및 잡음 파워 추정기(203)는 수신되는 신호의 잡음 파워를 추정하여 추정한 잡음 파워 정보를 CINR 산출기(207)로 출력한다. 본 발명의 실시 예에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기(203)는 수신 신호의 부반송파들에서 각 그 인접 부반송파가 겪는 채널의 특성이 유사하다는 점을 이용하여 신호의 잡음 파워를 추정한다.

잡음 레벨 추정기(205)는 수신 신호의 잡음 레벨을 추정하고, 상기 추정한 잡음 레벨 정보를 CINR 산출기(207)에 제공한다. 여기서, 상기 잡음 레벨 추정기(205)는 신호가 실리지 않는 복수개의 부반송파의 신호 파워를 이용하여 잡음 레벨을 추정할 수 있다.

CINR 산출기(207)는 신호 파워 추정기(201)로부터 전체 수신 신호의 파워 정보를 제공받고, 간섭 및 잡음 파워 추정기(203)로부터 수신 신호의 잡음 파워 정보를 제공받는다. 또한, CINR 산출기(207)는 잡음 레벨 추정기(205)로부터 잡음 레벨 정보를 제공받는다. 이때, 상기 CINR 산출기(207)는 상기 제공받은 정보들를 이용하여 데이터 구간에서의 CINR를 추정한다.

여기서, 상기 CINR은 각 부반송파의 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값으로 정의되며, 일반적으로, 다음 <수학식 1>과 같이 정의된다.

여기서, 상기 P(i)는 i 번째 파일럿 부반송파값을 의미하고, 상기 I(i)는 i 번째 파일럿에 해당하는 간섭과 잡음 파워를 의미하며, 상기 i는 상기 파일럿 부반송파의 인덱스를 나타낸다.

상기 CINR을 계산하기 위한 잡음과 간섭 파워의 총합, 즉, I(i)는, 일반적으로, DASS(Difference of adjacent Subcarrier Signal)방법을 통해 계산된다. 이때, 상기 간섭 및 잡음 파워 추정을 위한 연산은 <수학식 2>를 이용한다.

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 유사한 채널 특성을 보이는 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미한다.

도 3은 상기 DASS 기법을 이용한 CINR 추정기의 간섭 및 잡음 파워 추정기를 실제 하드웨어로 구현한 도면이다. 여기서, 상기 간섭 및 잡음 파워 추정기(203)는 M-2개의 곱셈부들(301-2 ~ 301-M-1), M개의 가산부들(302-1 ~ 302-M), M개의 연산부들(303-1 ~ 303-M) 및 합산기(304)를 포함한다.

도 3을 참조하면, 제 1 가산부(302-1)는 1번째 파일럿 부반송파값 P(1)과 2번째 파일럿 부반송파값 P(2)의 차이를 계산하여 출력하고, 제 M 가산부(302-M)는 M번째 파일럿 부반송파값 P(M)와 M-1번째 파일럿 부반송파값 P(M-1)와의 차이를 계산하여 출력한다. 그 외 제 2 가산부(302-2) 내지 제 M-1 가산부(302-M-1)는 대응되는 i번째 파일럿 부반송파값 P(i)에 2를 곱한 후, 상기 2배의 P(i)에서 i-1번째 파일럿 부반송파값 P(i-1)과 i+1번째 파일럿 부반송파값 P(i+1)를 뺀 값을 출력한다. 여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 유사한 채널 특성을 보이는 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미한다.

이후, 제 1 연산부(303-1)와 제 M 연산부(303-M)는 각각 대응되는 제 1 가산부(302-1)와 제 M 가산부(302-M)로부터 출력된 결과 값을 제곱하고, 2로 나누어 출력한다. 그 외 제 2 연산부(303-2) 내지 제 M-1 연산부(303-M-1)는 각각 대응되는 가산부의 결과 값을 제곱하고, 6으로 나누어 합산기(304)로 출력한다. 상기 합산기(304)는 상기 M개의 연산부들(303-1 ~ 303-M)로부터 출력되는 값들을 모두 가산하여 전체 간섭 및 잡음 신호 파워를 구한다.

여기서, 상기 도 3과 같이 병렬 처리가 많을 경우, 회로의 크기가 커지고, 이에 따라 전력소모가 커지는 등의 여러 부작용이 있으므로, 실제의 구현이 있어서 다음 도 4와 같이 직렬 처리 하도록 구현한다.

도 4를 참조하면, 제 1 지연부(401)는 입력되는 파일럿 부반송파들을 소정시간(one time) 지연시켜 출력한다. 제 2 지연부(402)는 상기 제 1 지연부로부터의 파일럿 부반송파들을 소정시간 지연시켜 출력하고, 제 3 지연부(403)는 상기 제 2 지연부로부터의 파일럿 부반송파들을 소정시간 지연시켜 출력한다. 여기서, 상기 제 1 지연부로부터의 출력을 i+1번째 파일럿 부반송파값이라고 가정하고, 상기 제 2 지연부로부터의 출력을 i번째 파일럿 부반송파값이라고 가정하며, 상기 제 3 지연부로부터의 출력을 i-1번째 파일럿 부반송파값이라고 가정한다.

이후, 제 1 가산부(404)는 상기 제 2 지연부(402)의 출력 P(i)에서 상기 제 1 지연부(401)의 출력 P(i+1)을 감산한 후 제 4 지연부(409)로 출력하고, 제 2 가산부(405)는 상기 제 2 지연부(402)와 제 3 지연부(403)로부터 출력되는 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제 6 지연부(411)로 출력한다. 쉬프터기(406)는 상기 제 2 지연부(402)로부터의 값을 쉬프트하여 즉, 2배 연산하여 제 3 가산부(407)로 출력한다. 이때, 제 3 가산부(407)는 상기 쉬프터기(406)의 출력 2P(i)에서 상기 제 1 지연부(401)의 출력 P(i+1)을 뺀 후, 결과 값을 제 4 가산부(408)로 출력하며, 상기 제 4 가산부(408)는 상기 제 3 가산부(407)의 출력 2P(i)-P(i+1)에서 상기 제 3 지연부(403)의 출력 P(i-1)을 감산한 후, 제 5 지연부(410)로 출력한다.

선택부(412)는 부반송파의 인덱스를 나타내는 i 값에 따라 상기 제 4 지연부(409)와 상기 제 5 지연부(410)와 제 6 지연부(411)의 출력들, 즉, P(i)-P(i+1)과 2P(i)-P(i-1)-P(i+1)과 P(i)-P(i-1) 중 하나를 선택하여 제 1 연산부(413)로 출력한다. 여기서, 상기 <수학식 2>와 같이, 상기 i가 1이면, 상기 제 4 지연부(409)의 출력 P(i)-P(i+1)이 제 1 연산부(413)로 출력되고, 상기 i가 M이면, 상기 제 6 지연부(411)의 출력 P(i)-P(i-1)이 제 1 연산부(413)로 출력된다. 또한, 상기 i가 1이나 M이 아니면, 상기 제 5 지연부(410)의 출력 2P(i)-P(i-1)-P(i+1)이 제 1 연산부(413)로 출력된다. 여기서, 상기 선택부(412)는 3×1 멀티플렉서를 이용할 수 있다.

이후, 상기 제 1 연산부(413)는 상기 선택부(412)로부터 출력되는 값을 제곱하고, 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하여 결과값을 합산기(304)로 출력한다. 여기서, 상기 i가 1이나 M이면, 상기 선택부(412)로부터 출력되는 값에 1/2을 곱하 고, 상기 i가 1이나 M이 아니면, 상기 선택부(412)로부터 출력되는 값에 1/6을 곱한다.

여기서, 상기 <수학식 2>와 도 3 및 도 4의 구현은 알고리즘의 단순 구현으로, 각 경우를 별도로 계산하여 선택하는 방식을 사용하고 있다. 여기서, 상기 <상기 수학식 2>를 적절히 변형하면, 하드웨어 구현의 최적화를 시킬 수 있다.

여기서, 상기 하드웨어 구현의 최적화를 위해 상기 <수학식 2>를 다음 <수학식 3>과 같이 변형시킬 수 있다.

도 5는 본 발명의 제 1 실시 예에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기를 상기 <수학식 3>을 이용하여 구현한 블럭 다이어 그램이다.

도 5를 참조하면, 제 1 지연부(501)는 입력되는 파일럿 부반송파들을 소정시간(one time) 지연시켜 출력한다. 제 2 지연부(502)는 상기 제 1 지연부로부터의 파일럿 부반송파들을 소정시간 지연시켜 출력하고, 제 3 지연부(503)는 상기 제 2 지연부로부터의 파일럿 부반송파들을 소정시간 지연시켜 출력한다. 여기서, 상기 제 1 지연부로부터의 출력을 i+1번째 파일럿 부반송파값이라고 가정하고, 상기 제 2 지연부로부터의 출력을 i번째 파일럿 부반송파값이라고 가정하며, 상기 제 3 지연부로부터의 출력을 i-1번째 파일럿 부반송파값이라고 가정한다.

이후, 제 1 가산부(504)는 상기 제 2 지연부(502)의 출력 P(i)에서 상기 제 1 지연부(501)의 출력 P(i+1)을 감산한 후 제 4 지연부(506)로 출력하고, 제 2 가산부(505)는 상기 제 2 지연부(502)와 제 3 지연부(503)로부터 출력되는 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제 5 지연부(507)로 출력한다.

제 1 선택부(508)는 부반송파의 인덱스를 나타내는 i 값에 따라 상기 제 4 지연부(506)의 출력 P(i)-P(i+1)과 0 중 하나를 선택하여 제 3 가산부(510)로 출력한다. 여기서, 상기 <수학식 3>과 같이, 상기 i가 M이면, 0을 제 3 가산부(510)로 출력하고, 상기 i가 M이 아니면, P(i)-P(i+1)을 제 3 가산부(510)로 출력한다. 제 2 선택부(509)는 부반송파의 인덱스를 나타내는 i 값에 따라 상기 제 5 지연부(507)의 출력 P(i)-P(i-1)과 0 중 하나를 선택하여 제 3 가산부(510)로 출력한다. 여기서, 상기 <수학식 3>과 같이, 상기 i가 1이면, 0을 제 3 가산부(510)로 출력하고, 상기 i가 1이 아니면, P(i)-P(i-1)을 제 3 가산부(510)로 출력한다. 여기서, 상기 제 1 선택부(508) 및 제 2 선택부(509)는 2×1 멀티플렉서를 이용할 수 있으며, 두개의 입력 신호 중 하나의 입력신호를 선택하여 출력한다.

이후, 제 3 가산부(510)는 상기 제 1 선택부(508)와 제 2 선택부(509)의 출력 값을 가산하여 제 1 연산부(511)로 출력한다. 여기서, 상기 <수학식 3>과 같이, 상기 i가 1이면, 상기 제 1 선택부(508)의 출력 P(i)-P(i+1)과 상기 제 2 선택부 (509)의 출력 0을 가산하여 제 1 연산부(511)로 출력하고, 상기 i가 M이면, 상기 제 1 선택부(508)의 출력 0과 상기 제 2 선택부(509)의 출력 P(i)-P(i-1)을 가산하여 제 1 연산부(511)로 출력한다. 또한, 상기 i가 그 외의 값일 경우, 상기 제 3 가산부(510)는 상기 제 1 선택부(508)의 출력 P(i)-P(i+1)과 상기 제 2 선택부(509)의 출력 P(i)-P(i-1)을 가산하여 제 1 연산부(511)로 출력한다.

이후, 상기 제 1 연산부(511)는 상기 제 3 가산부(510)로부터 출력되는 값을 제곱하고, 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하여 결과값을 합산기(304)로 출력한다. 여기서, 상기 i가 1이나 M이면, 상기 제 3 가산부(510)로부터 출력되는 값에 1/2을 곱하고, 상기 i가 1이나 M이 아니면, 상기 제 3 가산부(510)로부터 출력되는 값에 1/6을 곱한다. 이 경우, 상기 <수학식 2>를 이용하여 하드웨어를 구현한 도 4의 경우보다 하드웨어 구조가 훨씬 간단해지는 것을 볼 수 있다.

상기 <수학식 3>을 다시 일부 변형하면 <수학식 4>와 같은 형태로 변형된다.

여기서, 다음 <수학식 5>의 형태가 반복되는 것을 확인할 수 있으며, <수학 식 5>를 이용하여 상기 <수학식 4>를 상기 <수학식 6>과 같은 형태로 변형할 수 있다.

도 6은 본 발명의 제 2 실시 예에 따른 간섭 및 잡음 파워 추정기를 상기 <수학식 6>을 이용하여 구현한 블럭 다이어 그램이다.

도 6을 참조하면, 제 1 지연부(601)는 입력되는 파일럿 부반송파들을 소정시간(one time) 지연시켜 출력하고, 제 2 지연부(602)는 상기 제 1 지연부로부터의 파일럿 부반송파들을 소정시간 지연시켜 출력한다. 여기서, 상기 제 1 지연부로부터의 출력을 i+1번째 파일럿 부반송파값이라고 가정하고, 상기 제 2 지연부로부터의 출력을 i번째 파일럿 부반송파값이라고 가정한다.

이후, 제 1 가산부(603)는 상기 제 2 지연부(602)의 출력 P(i)에서 상기 제 1 지연부(601)의 출력 P(i+1)을 감산하고, 상기 결과 값을 T(i)로 저장한 후, 제 3 지연부(604)로 출력한다.

제 3 지연부(604)는 제 1 가산부(603)의 출력 T(i)를 소정시간(one time) 지연시켜 출력하고, 제 4 지연부(605)는 상기 제 3 지연부(604)의 출력 값을 소정시간 지연시켜 출력한다. 여기서, 상기 제 3 지연부(604)로부터의 출력을 T(i)라고 가정한다면, 상기 제 2 지연부로부터의 출력을 T(i-1)이라고 가정할 수 있다.

제 1 선택부(606)는 부반송파의 인덱스를 나타내는 i 값에 따라 상기 제 3 지연부(604)의 출력 T(i)와 0 중 하나를 선택하여 제 2 가산부(608)로 출력한다. 여기서, 상기 <수학식 6>과 같이, 상기 i가 M이면, 0을 제 2 가산부(608)로 출력하고, 상기 i가 M이 아니면, T(i)를 제 2 가산부(608)로 출력한다. 제 2 선택부(607)는 부반송파의 인덱스를 나타내는 i 값에 따라 상기 제 4 지연부(605)의 출력 T(i-1)과 0 중 하나를 선택하여 제 2 가산부(608)로 출력한다. 여기서, 상기 <수학식 6>과 같이, 상기 i가 1이면, 0을 제 2 가산부(608)로 출력하고, 상기 i가 1이 아니면, T(i-1)을 제 2 가산부(608)로 출력한다. 여기서, 상기 제 1 선택부(606) 및 제 2 선택부(607)는 2×1 멀티플렉서를 이용할 수 있으며, 두개의 입력 신호 중 하나의 입력신호를 선택하여 출력한다.

이후, 제 2 가산부(608)는 상기 제 1 선택부(606)와 제 2 선택부(607)의 출력 값을 감산하여 제 1 연산부(609)로 출력한다. 여기서, 상기 <수학식 6>과 같이, 상기 i가 1이면, 상기 제 1 선택부(606)의 출력 T(i)와 상기 제 2 선택부(607)의 출력 0을 감산하여 제 1 연산부(609)로 출력하고, 상기 i가 M이면, 상기 제 1 선택부(606)의 출력 0과 상기 제 2 선택부(607)의 출력 T(i-1)을 감산하여 제 1 연산부 (609)로 출력한다. 또한, 상기 i가 그 외의 값일 경우, 상기 제 2 가산부(608)는 상기 제 1 선택부(606)의 출력 T(i)와 상기 제 2 선택부(607)의 출력 T(i-1)을 감산하여 제 1 연산부(609)로 출력한다.

이후, 상기 제 1 연산부(609)는 상기 제 2 가산부(608)로부터 출력되는 값을 제곱하고, 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하여 결과값을 합산기(304)로 출력한다. 여기서, 상기 i가 1이나 M이면, 상기 제 2 가산부(608)로부터 출력되는 값에 1/2을 곱하고, 상기 i가 1이나 M이 아니면, 상기 제 2 가산부(608)로부터 출력되는 값에 1/6을 곱한다. 여기서, 도 6은 상기 T(i)에 대한 계산을 저장함으로써, 전체 계산에서 덧셈기 하나를 공유할 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 이동통신 시스템에서 간섭 및 잡음을 측정하기 위한 DASS 알고리즘의 구현을 최적화함으로써, 전체적인 하드웨어 구조를 단순화시키고, 연산 속도를 향상시키며, 나아가 일종의 파이프라인 구조를 가지게 되어 동작 속도 향상에 기여할 수 있는 이점이 있다.

Claims

이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치에 있어서,

최초로 입력되는 파일럿 부반송파로부터 i+1번째 파일럿 부반송파값과 i번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 i번째 연산값 T(i)를 생성하는 제 1 연산부와,

상기 i번째 연산값 T(i)와 i-1번째 연산값 T(i-1)을 저장하기 위한 메모리와,

파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 i번째 연산값 T(i)와 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 i-1번째 연산값 T(i-1)과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 차를 계산하는 제 2 연산부와,

상기 두 값의 차의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 제 3 연산부와,

상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 제 4 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 제 2 연산부는,

상기 i가 M일 경우, 상기 T(i)와 0 중 0을 선택하고 상기 T(i-1)과 0 중 T(i-1)을 선택하며,

상기 i가 1일 경우, 상기 T(i)와 0 중 T(i)을 선택하고 상기 T(i-1)과 0 중 0을 선택하며,

상기 i가 그 외의 값일 경우, 상기 T(i)와 0 중 T(i)을 선택하고 상기 T(i-1)과 0 중 T(i-1)을 선택하며,

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 제 3 연산부는,

상기 i가 1 또는 M일 경우, 상기 두 값의 차의 결과값을 제곱한 후 1/2을 곱하고,

상기 i가 그 외의 값을 가질 경우, 상기 두 값의 차의 결과값을 제곱한 후 1/6을 곱하며,

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 1 항에 있어서,

전체 수신 신호 파워를 추정하는 신호 파워 추정기와,

수신 신호의 잡음 레벨을 추정하는 잡음 레벨 추정기와,

데이터 구간에서의 신호 대 간섭 및 잡음 비율(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)을 추정하는 신호 대 간섭 및 잡음 비율(CINR) 산출기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 잡음 레벨 추정기는 전체 수신 부반송파 중 신호가 실리지 않은 일부 부반송파의 신호 파워를 이용하여 신호 잡음 레벨을 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 4 항에 있어서,

신호 대 간섭 및 잡음 비율(CINR) 산출기는 전체 수신 신호의 파워와 간섭 및 잡음 파워의 차를 계산하고 이를 기반으로 CINR을 계산하는 것을 특징으로 하는 장치.
이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 장치에 있어서,

최초로 입력되는 파일럿 부반송파로부터 i번째 파일럿 부반송파값과 i+1번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제1 연산값을 생성하는 제 1 연산부와,

상기 최초로 입력되는 파일럿 부반송파로부터 i번째 파일럿 부반송파값과 i-1번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제2 연산값을 생성하는 제 2 연산부와,

파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 상기 제1 연산값과 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 상기 제2 연산값과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 합을 계산하는 제 3 연산부와,

상기 두 값의 합의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 제 4 연산부와,

상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 제 5 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 제 3 연산부는,

상기 i가 1일 경우, 상기 제1 연산값과 0 중 제1 연산값을 선택하고 상기 제2 연산값과 0 중 0을 선택하며,

상기 i가 M일 경우, 상기 제1 연산값과 0 중 0을 선택하고 상기 제2 연산값과 0 중 제2 연산값을 선택하며,

상기 i가 그 외의 값을 가질 경우, 상기 제1 연산값과 0 중 제1 연산값을 선택하고 상기 제2 연산값과 0 중 제2 연산값을 선택하며,

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 제 4 연산부는,

상기 i가 1 또는 M일 경우, 상기 두 값의 합의 결과값을 제곱한 후 1/2을 곱하고,

상기 i가 그 외의 값을 가질 경우, 상기 두 값의 합의 결과값을 제곱한 후 1/6을 곱하며,

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 7 항에 있어서,

전체 수신 신호 파워를 추정하는 신호 파워 추정기와,

수신 신호의 잡음 레벨을 추정하는 잡음 레벨 추정기와,

데이터 구간에서의 신호 대 간섭 및 잡음 비율(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)을 추정하는 신호 대 간섭 및 잡음 비율(CINR) 산출기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 10 항에 있어서,

상기 잡음 레벨 추정기는 전체 수신 부반송파 중 신호가 실리지 않은 일부 부반송파의 신호 파워를 이용하여 신호 잡음 레벨을 추정하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 10 항에 있어서,

신호 대 간섭 및 잡음 비율(CINR) 산출기는 전체 수신 신호의 파워와 간섭 및 잡음 파워의 차를 계산하고 이를 기반으로 CINR을 계산하는 것을 특징으로 하는 장치.
이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 방법에 있어서,

최초로 입력되는 파일럿 부반송파로부터 i+1번째 파일럿 부반송파값과 i번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 i번째 연산값 T(i)를 생성하는 과정과,

파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 i번째 연산값 T(i)와 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 i-1번째 연산값 T(i-1)과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 차를 계산하는 과정과,

상기 두 값의 차의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 과정과,

상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 13 항에 있어서, 상기 두 값의 차를 계산하는 과정은,

상기 i가 M일 경우, 상기 T(i)와 0 중 0을 선택하고 상기 T(i-1)과 0 중 T(i-1)을 선택하는 과정과,

상기 i가 1일 경우, 상기 T(i)와 0 중 T(i)을 선택하고 상기 T(i-1)과 0 중 0을 선택하는 과정과,

상기 i가 그 외의 값일 경우, 상기 T(i)와 0 중 T(i)을 선택하고 상기 T(i-1)과 0 중 T(i-1)을 선택하는 과정을 포함하며,

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 13 항에 있어서, 상기 1/2 또는 1/6을 곱하는 과정은,

상기 i가 1 또는 M일 경우, 상기 두 값의 차의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 1/2을 곱하는 과정과,

상기 i가 그 외의 값을 가질 경우, 상기 두 값의 차의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 1/6을 곱하는 과정을 포함하며,

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 13 항에 있어서,

전체 수신 신호 파워를 추정하는 과정과,

수신 신호의 잡음 레벨을 추정하는 과정과,

데이터 구간에서의 신호 대 간섭 및 잡음 비율(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)을 추정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 16 항에 있어서, 상기 수신 신호의 잡음 레벨을 추정하는 과정은,

전체 수신 부반송파 중 신호가 실리지 않은 일부 부반송파의 신호 파워를 이용하여 신호 잡음 레벨을 추정하는 과정임을 특징으로 하는 방법.
제 16 항에 있어서, 상기 CINR을 추정하는 과정은,

전체 수신 신호의 파워와 간섭 및 잡음 파워의 차를 계산하고 이를 기반으로 CINR을 계산하는 과정임을 특징으로 하는 방법.
이동통신 시스템에서 신호 대 간섭 및 잡음 비율 추정을 위한 방법에 있어서,

최초로 입력되는 파일럿 부반송파로부터 i번째 파일럿 부반송파값과 i+1번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제1 연산값을 생성하는 과정과,

상기 최초로 입력되는 파일럿 부반송파로부터 i번째 파일럿 부반송파값과 i-1번째 파일럿 부반송파값의 차를 계산하여 제2 연산값을 생성하는 과정과,

파일럿 부반송파 인덱스 i의 값에 따라 상기 제1 연산값과 0 중 하나를 선택하고, 상기 i 값에 따라 상기 제2 연산값과 0 중 하나를 선택하며, 상기 i 값에 따라 선택된 두 값의 합을 계산하는 과정과,

상기 두 값의 합의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 상기 i 값에 따라 1/2 또는 1/6을 곱하는 과정과,

상기 1/2 또는 1/6이 곱해진 파일럿 부반송파별 결과값들을 가산하여 신호의 간섭 및 잡음 파워를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 19 항에 있어서, 상기 두 값의 합을 계산하는 과정은,

상기 i가 1일 경우, 상기 제1 연산값과 0 중 제1 연산값을 선택하고 상기 제2 연산값과 0 중 0을 선택하는 과정과,

상기 i가 M일 경우, 상기 제1 연산값과 0 중 0을 선택하고 상기 제2 연산값과 0 중 제2 연산값을 선택하는 과정과,

상기 i가 그 외의 값을 가질 경우, 상기 제1 연산값과 0 중 제1 연산값을 선택하고 상기 제2 연산값과 0 중 제2 연산값을 선택하는 과정을 포함하며,

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 19 항에 있어서, 상기 1/2 또는 1/6을 곱하는 과정은,

상기 i가 1 또는 M일 경우, 상기 두 값의 합의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 1/2을 곱하는 과정과,

상기 i가 그 외의 값을 가질 경우, 상기 두 값의 합의 결과값을 제곱하고, 상기 제곱된 값에 대해 1/6을 곱하는 과정을 포함하며,

여기서, 상기 M은 주파수 영역에서 인접한 파일럿 부반송파의 개수를 의미하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 19 항에 있어서,

전체 수신 신호 파워를 추정하는 과정과,

수신 신호의 잡음 레벨을 추정하는 과정과,

데이터 구간에서의 신호 대 간섭 및 잡음 비율(Carrier to Interference Noise Ratio : CINR)을 추정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 22 항에 있어서, 상기 수신 신호의 잡음 레벨을 추정하는 과정은,

전체 수신 부반송파 중 신호가 실리지 않은 일부 부반송파의 신호 파워를 이용하여 신호 잡음 레벨을 추정하는 과정임을 특징으로 하는 방법.
제 22 항에 있어서, 상기 CINR을 추정하는 과정은,

전체 수신 신호의 파워와 간섭 및 잡음 파워의 차를 계산하고 이를 기반으로 CINR을 계산하는 과정임을 특징으로 하는 방법.