RU2005993C1

RU2005993C1 - Indication device

Info

Publication number: RU2005993C1
Authority: RU
Inventors: Виктор Иванович Дикарев; Виктор Викторович Мельник; Владимир Викторович Шерстобитов
Original assignee: Виктор Иванович Дикарев; Виктор Викторович Мельник; Владимир Викторович Шерстобитов
Priority date: 1991-07-04
Filing date: 1991-07-04
Publication date: 1994-01-15

Abstract

FIELD: radio measurement technology. SUBSTANCE: indication device has reception aerial 1, wide-band amplifier 2, mixers 3, 4, search unit 5, heterodyne 6, phase inverters 7, 10, 54 of + 90 deg, amplifiers 8, 9 of intermediate frequency, adders 11, 18, multipliers 12, 19, 42, band-pass filters 13, 20, 24, 28, 38, 40, 43, 45, 47, amplitude detectors 14, 21, 25, 29, keys 15, 22, 26, 30, 36, 51, units 16, 23, 27, 31, phase inverter 17 of - 90 deg, OR gate 32, detector 33, delay elements 34, 41, CRTs 35, 55, 60, scale-of-eight multipliers 37, 33, scale-of-eight dividers 39, 46, phase discriminator 48, low-pass filter 49, former 50 of controlling signal, reference voltage generator 52, frequency discriminators 53, 56, differentiation circuits 57, 58, sweep generator 59. EFFECT: expanded range of frequency search for complex signals with combined linear frequency modulation and phase-shift keying without widening of range of frequency re-tuning of heterodyne. 7 dwg

Description

Изобретение относится к радиоизмерительной технике, а именно к индикаторным устройствам, и может использоваться для индикации быстро изменяющихся процессов, в частности для визуального анализа и регистрации параметров сложных сигналов с комбинированной линейной частотной модуляцией и многократной фазовой манипуляцией (ЛЧМ-МФМн). The invention relates to a radio measurement technique, namely, indicator devices, and can be used to indicate rapidly changing processes, in particular for visual analysis and recording of parameters of complex signals with combined linear frequency modulation and multiple phase shift keying (LFM-MFMn).

Известны индикаторные устройства, наиболее близким к предлагаемому является индикаторное устройство, выбранное в качестве прототипа, которое, обеспечивает поиск и обнаружение в заданном частотном диапазоне Df сложных сигналов с комбинированной линейной частотной модуляцией и многократной фазовой манипуляцией, визуальную оценку их основных параметров и подавление ложных сигналов (помех), принимаемых по зеркальному и комбинационным каналам. Однако при панорамном приеме целесообразно не давить, а использовать дополнительные каналы. Это позволяет расширить диапазон частотного поиска сложных сигналов без расширения диапазона частотной перестройки гетеродина. Indicator devices are known, the closest to the proposed one is an indicator device selected as a prototype, which provides search and detection in a given frequency range Df of complex signals with combined linear frequency modulation and multiple phase manipulation, a visual assessment of their main parameters and suppression of false signals ( interference) received on the mirror and Raman channels. However, with panoramic reception, it is advisable not to push, but to use additional channels. This allows you to expand the range of the frequency search for complex signals without expanding the range of frequency tuning of the local oscillator.

Целью изобретения является расширения диапазона частотного поиска сложных сигналов ЛЧМ-МФМн без расширения диапазона частотной перестройки гетеродина. The aim of the invention is to expand the frequency range of the search for complex signals LFM-MPSF without expanding the frequency range of the local oscillator.

Поставленная цель достигается тем, что в устройство введены последовательно соединенные второй смеситель, второй усилитель промежуточной частоты, первый фазовращатель на 90^о, первый сумматор, другой вход которого подключен к выходу первого усилителя промежуточной частоты, и первый ключ, выход которого соединен с первым входом первого блока анализа, второй фазовращатель на 90^о, включенный между вторым выходом гетеродина и одним входом второго смесителя, последовательно соединенные первый перемножитель, один вход которого подключен к другому входу второго смесителя и к выходу широкополосного усилителя, первый полосовой фильтр и первый амплитудный детектор, выход которого подключен к другому входу первого ключа, последовательно соединенные фазовращатель на 90^о, вход которого подключен к выходу второго усилителя промежуточной частоты, второй сумматор, второй перемножитель, другой вход которого подключен к выходу широкополосного усилителя, второй полосовой фильтр, второй амплитудный детектор и второй ключ, другой вход которого подключен к выходу второго сумматора, последовательно соединенные третий полосовой фильтр, вход которого подключен к выходу первого перемножителя, третий амплитудный детектор и третий ключ, другой вход которого подключен к выходу первого сумматора, последовательно соединенные четвертый полосовой фильтр, вход которого подключен к выходу второго перемножителя, четвертый амплитудный детектор и четвертый ключ, другой вход которого подключен к выходу второго сумматора, элемент ИЛИ, выход которого соединен с входом блока поиска, а также второй, третий и четвертый блоки анализа, выполненные аналогично первому блоку анализа, первые входы которых подключены к выходам соответственно второго, третьего и четвертого ключей, вторые входы - к второму выходу блока поиска, а выходы всех блоков анализа соединены с соответствующими входами элемента ИЛИ.This goal is achieved by the fact that a second mixer, a second intermediate frequency amplifier, a first phase shifter 90 ^° , a first adder, the other input of which is connected to the output of the first intermediate frequency amplifier, and a first key, the output of which is connected to the first input of the first analysis unit, a second phase shifter 90 ^° , connected between the second output of the local oscillator and one input of the second mixer, the first multiplier connected in series, one input of which is connected to rugomu input of the second mixer and to the output of broadband amplifier, a first bandpass filter and the first amplitude detector, whose output is connected to another input of the first switch serially connected phase shifter ⁹⁰ having an input connected to the output of the second intermediate frequency amplifier, a second adder, the second multiplier, the other input of which is connected to the output of the broadband amplifier, the second bandpass filter, the second amplitude detector and the second switch, the other input of which is connected to the output of the second adder, therefore, a connected third bandpass filter, the input of which is connected to the output of the first multiplier, a third amplitude detector and a third switch, another input of which is connected to the output of the first adder, a fourth bandpass filter connected in series, the input of which is connected to the output of the second multiplier, the fourth amplitude detector and the fourth key , the other input of which is connected to the output of the second adder, the OR element, the output of which is connected to the input of the search unit, as well as the second, third and fourth analysis units, complements similar to the first analysis unit, first inputs of which are connected respectively to the outputs of the second, third and fourth keys, the second input - to the second output of the search block, and outputs of all the analysis units are connected to respective inputs of OR element.

Структурная схема предлагаемого устройства представлена на фиг. 1. Структурная схема блока анализа изображена на фиг. 2. Структурная схема обнаружителя изображена на фиг. 3. Вид осциллограм показан на фиг. 4. Частотная и временная диаграммы, поясняющие работу устройства, представленны на фиг. 5, 6 и 7. The block diagram of the proposed device is presented in FIG. 1. The block diagram of the analysis unit is shown in FIG. 2. The block diagram of the detector is shown in FIG. 3. A waveform view is shown in FIG. 4. The frequency and time diagrams explaining the operation of the device are shown in FIG. 5, 6 and 7.

Индикаторное устройство содержит последовательно включенные приемную антенну 1, широкополосный усилитель 2, первый смеситель 3, второй вход которого через гетеродин 6 соединен с первым выходом блока 5 поиска, первый сумматор 11, второй вход которого через последовательно включенные первый фазовращатель 7 на + 90^о, второй смеситель 4, второй вход которого соединен с выходом широкополосного усилителя 2, второй усилитель 9 промежуточной частоты и второй фазовращатель 10 на + 90^осоединен с вторым выходом гетеродина 6, второй выход которого соединен с выходом широкополосного усилителя 2, первый полосовой фильтр 13, первый амплитудный детектор 14, первый ключ 15, второй вход которого соединен с выходом первого сумматора 11, первый блок 16 анализа, второй вход которого соединен с вторым выходом блока 5 поиска, и элемент ИЛИ 32, выход которого подключен к блоку 5 поиска. К выходу второго усилителя 9 промежуточной частоты последовательно подключены фазовращатель 17 на - 90^о, второй сумматор 18, второй вход которого соединен с выходом первого усилителя 8 промежуточной частоты, второй перемножитель 19, второй вход которого соединен с выходом широкополосного усилителя 2, второй полосовой фильтр 20, второй вход которого соединен с выходом второго сумматора 18, и второй блок 23 анализа, второй вход которого соединен со вторым выходом блока 5 поиска, а выход подключен ко второму входу элемента ИЛИ 32. К выходу первого перемножителя 12 последовательно подключены третий полосовой фильтр 24, третий амплитудный детектор 25, третий ключ 26, второй вход которого соединен с выходом первого сумматора 11, и третий блок 27 анализа, второй вход которого соединен с вторым выходом блока 5 поиска, а выход подключен к третьему входу элемента ИЛИ 32. К выходу второго перемножителя 19 последовательно подключены четвертый полосовой фильтр 28, четвертый амплитудный детектор 29, четвертый ключ 30, второй вход которого соединен с выходом второго сумматора 18, и четвертый блок 31 анализа, второй вход которого соединен с вторым выходом блока 5 поиска, а выход подключен к четвертому входу элемента ИЛИ 32.The indicator device includes a receiving antenna 1 connected in series, a broadband amplifier 2, a first mixer 3, the second input of which is connected through the local oscillator 6 to the first output of the search unit 5, the first adder 11, the second input of which through the first phase shifter 7 is switched on + 90 ^° , the second a mixer 4, a second input coupled to an output of the wideband amplifier 2, a second intermediate frequency amplifier 9 and the second phase shifter 10 by + ⁹⁰ connected to the second output of the local oscillator 6, a second output is connected with the output of the broadband amplifier 2, the first bandpass filter 13, the first amplitude detector 14, the first key 15, the second input of which is connected to the output of the first adder 11, the first analysis unit 16, the second input of which is connected to the second output of the search unit 5, and the OR element 32 whose output is connected to the search unit 5. To the output of the second intermediate frequency amplifier 9, a phase shifter 17 is connected by 90 ^° , a second adder 18, the second input of which is connected to the output of the first intermediate frequency amplifier 8, the second multiplier 19, the second input of which is connected to the output of the broadband amplifier 2, the second bandpass filter 20 , the second input of which is connected to the output of the second adder 18, and the second analysis unit 23, the second input of which is connected to the second output of the search unit 5, and the output is connected to the second input of the OR element 32. To the output of the first of the multiplier 12, a third band-pass filter 24, a third amplitude detector 25, a third key 26, the second input of which is connected to the output of the first adder 11, and a third analysis unit 27, the second input of which is connected to the second output of the search unit 5, are connected in series and the output is connected to the third the input of the OR element 32. The fourth bandpass filter 28, the fourth amplitude detector 29, the fourth key 30, the second input of which is connected to the output of the second adder 18, and the fourth analysis unit 31 are connected to the output of the second multiplier 19 in series whose swarm input is connected to the second output of the search unit 5, and the output is connected to the fourth input of the OR element 32.

Первый (второй, третий и четвертый) блок анализа 16 (23, 27 и 31) содержит последовательно подключенные к выходу первого (второго, третьего и четвертого) ключа обнаружитель 33, второй вход которого через первый элемент 34 задержки соединен с его выходом, пятый ключ 36, второй вход которого соединен с выходом ключа 15 (22, 26, 30) первый умножитель 37 частоты на восемь, пятый полосовой фильтр 38, первый делитель 39 частоты на восемь, шестой полосовой фильтр 40, второй элемент 41 управляемой задержки, третий перемножи- тель 42, второй вход которого соединен с выходом ключа 15 (22, 26, 30), седьмой полосовой фильтр 43, второй умножитель 44 частоты на восемь, восьмой полосовой фильтр 45, второй делитель 46 частоты на восемь, девятый полосовой фильтр 47, фазовый детектор 48, второй вход которого соединен с выходом генератора 52 опорного напряжения, фильтр 49 нижних частот и формирователь 50 управляющего сигнала, выход которого соединен с вторым входом второго элемента 41 управляемой задержки. К выходу обнаружителя 33 подключен вертикальный электрод первой ЭЛТ 35, горизонтальный электрод который соединен с вторым выходом блока 5 поиска. К выходу обнаружителя 33 последовательно подключены пятый ключ 51, второй выход которого соединен с выходом седьмого полосового фильтра 43, первый частотный детектор 53 и модулирующий электрод второй ЭЛТ 55, вертикальный электрод которого соединен с выходом генератора 52 опорного напряжения, а горизонтальный электрод через третий фазовращатель 54 на + 90^о соединен с выходом генератора 52 опорного напряжения. К выходу шестого полосового фильтра 40 последовательно подключены второй частотный детектор 56, первая дифференцирующая цепь 57, вторая дифференцирующая цепь 58, генератор 59 развертки и горизонтальный электрод третьей ЭЛТ 60, вертикальный электрод который соединен с выходом первой дифференцирующей цепи 57.The first (second, third and fourth) analysis unit 16 (23, 27 and 31) contains a detector 33 connected in series to the output of the first (second, third and fourth) key, the second input of which is connected to its output through the first delay element 34, the fifth key 36, the second input of which is connected to the key output 15 (22, 26, 30), the first frequency multiplier 37 by eight, the fifth bandpass filter 38, the first frequency divider 39 by eight, the sixth bandpass filter 40, the second controlled delay element 41, the third multiply body 42, the second input of which is connected to the output key 15 (22, 26, 30), the seventh band pass filter 43, the second eight frequency multiplier 44, the eighth band pass filter 45, the second eight frequency divider 46, the ninth band pass filter 47, the phase detector 48, the second input of which is connected to the output of the generator 52 reference voltage, a low-pass filter 49 and a driver 50 of the control signal, the output of which is connected to the second input of the second element 41 of the controlled delay. To the output of the detector 33 is connected a vertical electrode of the first CRT 35, a horizontal electrode which is connected to the second output of the search unit 5. A fifth key 51, the second output of which is connected to the output of the seventh bandpass filter 43, the first frequency detector 53 and the modulating electrode of the second CRT 55, the vertical electrode of which is connected to the output of the reference voltage generator 52, and the horizontal electrode through the third phase shifter 54 are sequentially connected to the output of the detector 33. + 90 ^{° is} connected to the output of the voltage reference generator 52. The second frequency detector 56, the first differentiating circuit 57, the second differentiating circuit 58, the scanning generator 59 and the horizontal electrode of the third CRT 60, the vertical electrode which is connected to the output of the first differentiating circuit 57, are connected in series to the output of the sixth bandpass filter 40.

Обнаружитель 33 содержит последовательно подключенные к информационному входу 61 третий умножитель 63 частоты на восемь, второй измеритель 64 ширины спектра, блок 65 сравнения, второй вход которого через первый измеритель 62 ширины спектра соединен с информационным входом 61, и пороговый блок 66, второй вход которого соединен с входом 67 сброса. The detector 33 comprises a third eight frequency multiplier 63 in series with the information input 61, a second spectral width meter 64, a comparison unit 65, the second input of which is connected to the information input 61 through the first spectral width meter 62, and a threshold block 66, the second input of which is connected with input 67 reset.

Индикаторное устройство работает следующим образом. The indicator device operates as follows.

Просмотр заданного диапазона частоты D_f осуществляется с помощью блока 5 поиска, который периодически с периодом T_п по пилообразному закону перестраивает частоту гетеродина 6. Одновременно блок 5 формирует горизонтальную развертку ЭЛТ 35, которая используется как ось частот и соответствует полосе обзора заданного диапазона частот D_f. Ключи 15, 22, 26, 30, 36 и 51 в исходном состоянии всегда закрыты.View the specified frequency range D _f using the search unit 5, which periodically with a period T _p according to the sawtooth law tunes the frequency of the local oscillator 6. At the same time, unit 5 generates a horizontal scan of the CRT 35, which is used as the frequency axis and corresponds to the viewing band of the specified frequency range D _f . Keys 15, 22, 26, 30, 36 and 51 in the initial state are always closed.

Частота настройки W_н и полоса пропускания ΔW_п усилителей 8 и 9 промежуточной частоты выбраны следующим образом:
W_н = W_пр; ΔW_п = 2W_пр.The tuning frequency W _n and the passband ΔW _{p of the} amplifiers 8 and 9 of the intermediate frequency are selected as follows:
W _n = W _pr ; ΔW _p = 2W _ave .

Частота настройки W_н1 и полоса пропускания ΔW₁ полосовых фильтров 13 и 20 выбраны следующим образом:
W_н1 = W_г ; ΔW₁ = 2W_пр.The tuning frequency W _n1 and the passband ΔW _{1 of the} bandpass filters 13 and 20 are selected as follows:
W _n1 = W _g ; ΔW ₁ = 2W _pr.

Частота настройки W_н2 полоса пропускания ΔW₂ полосовых фильтров 24 и 28 выбраны следующим образом:
W_н2 = 2W_г; ΔW₂ = 2W_пр.The tuning frequency W _n2 bandwidth ΔW ₂ bandpass filters 24 and 28 are selected as follows:
W _H2 = 2W _g ; ΔW ₂ = 2W _pr.

Если сложный сигнал с комбинированной линейной частотной модуляцией и многократной фазовой манипуляцией (ЛЧМ-МФМн) U_c(t)= U_c˙cos(W_ct+π γt²+φ_c);

0≅t≅τ_и , где U_c, W_c, φ_c, τ_и - амплитуда, начальная несущая частота, начальная фаза, длительность сигнала;
γ =

- скорость изменения частоты внутри импульса;
Δ f_∂- девиация частоты;
φ_K(t) - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M(t) (фиг. 7 а), причем φ_K(t) = const при K τ_э < t < (K + 1) τ_э и может изменяться скачком при t = K τ_э , т. е. на границах между элементарными посылками (К = 1, 2, . . . , N - 1);
τ_э , N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью τ_и ( τ_и = N τ_э ); принимается по основному каналу на частоте W_c, то он с выхода приемной антенны 1 через широкополосный усилитель 2 поступает на первые входы смесителей 3, 4 и перемножителей 12 , 19. На второй вход первого смесителя 3 с первого выхода гетеродина 6, подается напряжение линейно изменяющейся частоты
U_г1(t)= U

cos(W_гt+π γ₁t²+φ_г) ;
0≅t≅T_п , где U_г, W_г, φ_г, T_п - амплитуда, начальная частота, начальная фаза, период повторения напряжения гетеродина;
γ₁=

- скорость изменения частоты гетеродина.If a complex signal with combined linear frequency modulation and multiple phase shift keying (LFM-MPSM) U _c (t) = U _c ˙cos (W _c t + π γt ² + φ _c );

0≅t≅τ _and , where U _c , W _c , φ _c , τ _and are the amplitude, initial carrier frequency, initial phase, signal duration;
γ =

- rate of change of frequency inside the pulse;
Δ f _∂ - frequency deviation;
φ _K (t) is the manipulated phase component that displays the phase manipulation law in accordance with the modulating code M (t) (Fig. 7 a), and φ _K (t) = const for K τ _e <t <(K + 1) τ _e and can change abruptly at t = K τ _e , that is, at the boundaries between elementary premises (K = 1, 2,..., N - 1);
τ _e , N - the duration and number of chips that make up the signal of duration τ _and (τ _and = N τ _e ); is received through the main channel at a frequency W _c , then it goes from the output of the receiving antenna 1 through the broadband amplifier 2 to the first inputs of the mixers 3, 4 and multipliers 12, 19. The voltage of the ramp is applied to the second input of the first mixer 3 from the first output of the local oscillator 6 frequency
U _g1 (t) = U

cos (W _g t + π γ ₁ t ² + φ _g );
0≅t≅T _p , where U _g , W _g , φ _g , T _p - amplitude, initial frequency, initial phase, repetition voltage of the local oscillator;
γ ₁ =

- rate of change of the local oscillator frequency.

Указанное напряжение с второго выхода гетеродина 6 поступает на вход первого фазовращателя 7 на + 90^о, на выходе которого образуется напряжение U_г2(t)= U_г˙cos(W_гt+π γ₁t²+φ_г+90^о);
0≅t≅T_п
Это напряжение подается на второй вход второго смесителя 4. На выходах смесителей 3 и 4 образуется напряжение комбинационных частот (фиг. 6 а): W_c1= W_c+2 π˙γ t-W_г-2 π˙γ₁ t= W_пр-2 π(γ₁-γ), W_c2= W_г+2 π˙γ₂˙ t-W_c-2 π˙γ ˙t, где первый индекс обозначает канал, по которому принимается сигнал; второй индекс обозначает номер гармоники частоты гетеродина, участвующей в преобразовании несущей частоты принимаемого сигнала;
2W_г, γ₂ - вторая гармоника частоты гетеродина и скорость ее изменения ( γ₂ = = 2 ˙γ₁).Said output voltage from the second local oscillator 6 is supplied to the first input of the phase shifter 7 + ^90, the output of which forms the voltage U _r2 (t) = U _r ˙cos (W _r t + π γ ₁ t + φ _r ² ^of 90) ;
0≅t≅T _n
This voltage is supplied to the second input of the second mixer 4. At the outputs of the mixers 3 and 4, the voltage of the combination frequencies is generated (Fig. 6 a): W _c1 = W _c +2 π˙γ tW _g -2 π˙γ ₁ t = W _pr - 2 π (γ ₁ -γ), W _c2 = W _g +2 π˙γ ₂ ˙ tW _c -2 π˙γ ˙t, where the first index indicates the channel through which the signal is received; the second index denotes the harmonic number of the local oscillator frequency involved in the conversion of the carrier frequency of the received signal;
2W _g , γ ₂ is the second harmonic of the local oscillator frequency and its rate of change (γ ₂ = = 2 ˙ γ ₁ ).

Однако в полосу пропускания ΔW_п усилителей 8 и 9 промежуточной частоты попадает только напряжение с частотой W_г1. U_пр1(t)= U_пр1˙cos(W_прt+π γ t²+ φ_K(t)-π γ₁ t +φ $\binom{2}{п}$ _р1), U_пр2 (t)= U_пр1˙cos(W_прt+π γ t²+φ_K(t)-π γ₁ t²+φ_пр1-90^о),
0≅t≅τ_и, где U_пр1 = 1/2˙K₁˙U_c˙U_г;
K₁ - коэффициент предачи смесителей;
W_пр = W_c - W_г - промежуточная частота;
φ_пр1= φ_c-φ_г.However, the bandwidth ΔW _n amplifiers 8 and 9, only the intermediate frequency voltage falls with frequency W _r1. U _pr1 (t) = U _pr1 ˙cos (W _pr t + π γ t ² + φ _K (t) -π γ ₁ t + φ $\binom{2}{P}$ _p1 ), U _pr2 (t) = U _pr1 ˙cos (W _pr t + π γ t ² + φ _K (t) -π γ ₁ t ² + φ _pr1 -90 ^о ),
0≅t≅τ _and , where U _pr1 = 1 / 2˙K ₁ ˙U _c ˙U _g ;
K ₁ - transfer coefficient of the mixers;
W _CR = W _c - W _g - intermediate frequency;
φ _pr1 = φ _c -φ _g .

Напряжение с выхода второго усилителя 9 и промежуточной частоты поступает на входы фазовращателя 10 на + 90^о и 17 на - 90^о, на выходах которых образуются напряжения:
U_пр3(t)= U_пр1˙cos(W_прt+π ˙γ t²+φ_K(t)-π γ₁ t²+φ_пр1-90^о+90^о)= = U_пр1˙cos(W_прt+π ˙γ t²+φ_K(t)--π γ₁ t²+φ_пр1), U_пр4(t)= U_пр1˙cos(W_прt+π γ t²+φ_K(t)-π γ₁ t²+φ_пр1-90^о-90^о)= = -U_пр1˙cos(W_прt+π γ t²+φ_K(t)-π γ₁ t²+φ_пр1),
Напряжения U_пр1(t) и U_пр3(t) поступают на два входа сумматора 11, на выходе которого образуется напряжение U_Σ1(t)= U_Σ1˙cos(W_прt+π˙γ t²+φ_K(t)-π γ₁ t²+φ_пр1), 0≅t≅τ_и, где U_Σ1 = 2U_пр1.The voltage from the output of the second amplifier 9 and the intermediate frequency is supplied to the inputs of the phase shifter 10 at + 90 ^° and 17 at - 90 ^° , at the outputs of which voltages are formed:
U _pr3 (t) = U _pr1 ˙cos (W _pr t + π ˙γ t ² + φ _K (t) -π γ ₁ t ² + φ _pr1 -90 ^о +90 ^о ) = = U _pr1 ˙cos (W _pr t + π ˙γ t ² + φ _K (t) - π γ ₁ t ² + φ _pr1 ), U _pr4 (t) = U _pr1 ˙cos (W _pr t + π γ t ² + φ _K (t ) -π γ ₁ t ² + φ _pr1 -90 ^о -90 ^о ) = = -U _pr1 ˙cos (W _pr t + π γ t ² + φ _K (t) -π γ ₁ t ² + φ _pr1 ),
_Pr1 voltage U (t) and U _PR3 (t) applied to two inputs of the adder 11, the output of which is formed _Σ1 voltage U (t) = U _Σ1 ˙cos (W _ave t + π˙γ t ² + φ _K (t) −π γ ₁ t ² + φ _pr1 ), 0≅t≅τ _and , where U _Σ1 = 2U _pr1 .

Напряжения U_пр1(t) и U_пр4(t), поступающие на два входа сумматора 18, на его выходе компенсируются. Напряжение U_Σ1 (t) с выхода сумматора 11 поступает на второй вход перемножителя 12, на выходе которого образуется напряжение
U₁(t)= U₁˙cos(W_г t+π γ₁ t²+φ_г)+U₁˙cos(2(W_c+W_г)t+2 π γ t²+ +2 φ_K(t)-π γ₁ t²+2 φ_c-φ_г)
0≅t≅τ_и, где U₁ = 1/2 ˙K₂ ˙U_c ˙U_Σ1;
К₂ - коэффициент передачи перемножителя.The voltage U _CR1 (t) and U _CR4 (t) supplied to the two inputs of the adder 18, at its output are compensated. The voltage U _Σ1 (t) from the output of the adder 11 is supplied to the second input of the multiplier 12, at the output of which a voltage is generated
U ₁ (t) = U ₁ ˙cos (W _g t + π γ ₁ t ² + φ _g ) + U ₁ ˙cos (2 (W _c + W _g ) t + 2 π γ t ² + + 2 φ _K (t) -π γ ₁ t ² +2 φ _c -φ _g )
0≅t≅τ _and , where U ₁ = 1/2 ˙K ₂ ˙U _c ˙U _Σ1 ;
K ₂ is the transmission coefficient of the multiplier.

Полосовым фильтром 13 выделяется напряжение
U₂(t)= U₁˙cos(W_г t+π γ₁ t²+φ_г),
0≅t≅τ_и, которое после детектирования в амплитудном детекторе 14 поступает на управляющий вход ключа 15, открывая его. При этом напряжение U_Σ1(t) с выхода сумматора 11 через открытый ключ 15 поступает на вход первого блока 16 анализа, а именно, на первые входы обнаружителя 33, ключа 36 и перемножителя 42. На выходе умножителя 63 частоты на восемь обнаружителя 33 образуется колебание U₃(t)= U_Σ1˙cos(8 W_пр t+8 π γ t²-8 π γ₁ t²+8 φ_пр1) , 0≅t≅τ_и, в котором фазовая манипуляция уже соответствует.
Ширина спектра Δf₈ воссьмой гармоники сигнала определяется длительностью τ_и и сигнала (Δf₈ = 1/τ_и), тогда как ширина спектра Δf_cпринимаемого сигнала определяется длительностью τ_э его элементарных посылок ( Δf_c = 1/ τ_э), т. е. ширина спектра восьмой гармоники сигнала в N раз меньше ширины спектра входного сигнала Δf_c/ Δf₈ = N.Band-pass filter 13 is allocated voltage
U ₂ (t) = U ₁ ˙cos (W _g t + π γ ₁ t ² + φ _g ),
0≅t≅τ _and , which, after detection in the amplitude detector 14, enters the control input of the key 15, opening it. In this case, the voltage U _Σ1 (t) from the output of the adder 11 through the public key 15 is supplied to the input of the first analysis unit 16, namely, to the first inputs of the detector 33, key 36, and multiplier 42. An oscillation is generated at the output of the frequency multiplier 63 by eight detectors 33 U ₃ (t) = U _Σ1 ˙cos (8 W _pr t + 8 π γ t ² -8 π γ ₁ t ² +8 φ _pr1 ), 0 ≅ t≅τ _and , in which phase manipulation already corresponds.
The width of the spectrum Δf _{8 of the} eighth harmonic of the signal is determined by the duration τ _{and of the} signal (Δf ₈ = 1 / τ _u ), while the width of the spectrum Δf _{c of the} received signal is determined by the duration τ _{e of} its elementary premises (Δf _c = 1 / τ _e ), t. e. the width of the spectrum of the eighth harmonic of the signal is N times smaller than the width of the spectrum of the input signal Δf _c / Δf ₈ = N.

Следовательно, при умножении частоты принимаемого ЛЧМ-МФМн сигнала на восемь его спектр "сворачивается" в N раз. Это обстоятельство и позвоялет обнаружить ЛЧМ-МФМн сигнал даже тогда, когда его мощность на входе устройства меньше мощности шумов помех. Consequently, when the frequency of the received LFM-MPSM signal is multiplied by eight, its spectrum “folds” N times. This circumstance will make it possible to detect the LFM-MFMn signal even when its power at the input of the device is less than the power of noise interference.

Ширина спектра Δf_c входного сигнала измеряется с помощью измерителя 62, ширина спектра Δf₈ восьмой гармоники сигнала измеряется с помощью измерителя 64. Напряжение U и U₈, пропорциональные Δf_c и Δf₈соответственно, с выходов измерителей 62 и 64 поступают на два входа блока 65 сравнения. Так как U >> U₈, то на выходе блока 65 сравнения образуется положительный импульс, который поступает на вход порогового блока 66, где сравнивается с пороговым напряжением U_пор. Пороговое напряжение U_пор выбирается таким, чтобы этот уровень не превышал случайные помехи. Пороговое напряжение U_пор превышается только при обнаружении ЛЧМ-МФМн сигнала. При превышении порогового напряжения U_порв пороговом блоке 66 формируется постоянное напряжение, которое через элемент ИЛИ 32, поступает на управляющий вход блока 5 поиска, переводя его в режим остановки, на вход элемента 34 задержки, на управляющие входы ключей 36 и 51, открывая их, и на вертикально-отклоняющие пластины ЭЛТ 35. С этого момента времени просмотр заданного частотного диапазона и поиск ЛЧТМ-МФМн сигналов прекращается на время визуального анализа основных параметров обнаруженного сигнала, которое определяется временем задержки τ_э элемента задержки 34. При этом на экране ЭЛТ 35 образуется импульс (частотная метка), положение которого на горизонтальной развертке однозначно определяет начальную несущую частоту W_cобнаруженного ЛЧМ-МФМн сигнала (фиг. 4 а).The width of the spectrum Δf _{c of the} input signal is measured using a meter 62, the width of the spectrum Δf _{8 of the} eighth harmonic of the signal is measured using a meter 64. The voltage U and U ₈ are proportional to Δf _c and Δf _8, respectively, from the outputs of the meters 62 and 64 are fed to two inputs of the block 65 comparisons. Since U >> U ₈ , a positive pulse is generated at the output of the comparison unit 65, which is fed to the input of the threshold unit 66, where it is compared with the threshold voltage U _then . The threshold voltage U _then is chosen so that this level does not exceed random interference. The threshold voltage U _{then is} exceeded only when the LFM-MPSK signal is detected. When the threshold voltage U _then is exceeded, a constant voltage is generated in the threshold block 66, which, through the OR element 32, is supplied to the control input of the search unit 5, putting it into stop mode, to the input of the delay element 34, to the control inputs of the keys 36 and 51, opening them , and vertically-deflection plates of CRT 35. at this point in time predetermined frequency range of viewing and searching LCHTM-MFMn signals terminated at the time the visual analysis of the main parameters of the detected signal, which is determined by the delay time τ delay element 34. In this case, on the screen of the CRT 35 is formed pulse (mark frequency), whose position on the horizontal sweep uniquely determines the initial carrier frequency W _c MFMn detected chirped signal (Fig. 4 a).

При остановке блока 5 поиска на выходе сумматора 11 образуется напряжение (фиг. 7 б), U_Σ2(t)= U_Σ1 cos(W_пр t+π˙γ t²+φ_K(t)+φ_пр1), 0≅t≅τ_и, которое через котрытые ключи 15 и 36 поступает на вход умножителя 37 частоты на восемь. На выходе умножителя частоты на 8 образуется напряжение U₄(t)= U_Σ1˙cos(8 W_пр t+8 π γ t²+8 φ_пр1), 0≅t≅τ_и, которое выделяется полосовым фильтром 38 и поступает на вход делителя 39 частоты на восемь. На выходе последнего образуется напряжение (фиг. 7 в) U₅(t)= U₁ cos(W_пр t+π˙γ t²+φ_пр1), 0≅t≅τ_и, которое представляет собой ЛЧМ сигнал на промежуточной частоте и выделяется полосовым фильтром 40. Это напряжение поступает на информационный вход элемента 41 управляемой линии задержки, на выходе которого образуется напряжение U₆(t)= U₅(t-t)= U_Σ1 cos(W_пр(t-t)+π˙γ(t-τ)²+φ_пр1) , 0≅t≅t_и, Это напряжение поступает на второй вход перемножителя 42, на первый вход которого подается напряжение U_Σ2(t) (фиг. 7 б) с выхода ключа 15. На выходе перемножителя 42 образуется напряжение биений (фиг. 7 з) U_б1(t)= U_б˙cos(W_б t+φ_K(t)+φ_б), 0≅t≅t_и, где U_б = 1/2 ˙K₂ ˙U_Σ1 ²,
W_б= 2 π γ τ - частота биений,
φ_б= W_пр t-π γ t² - начальная фаза биений,
которое представляет собой ФМн сигнал на частоте биений. Причем частота биений W_б определяется скоростью изменения частоты γсигнала и величиной задержки τ.When the search unit 5 stops at the output of the adder 11, a voltage is generated (Fig. 7 b), U _Σ2 (t) = U _Σ1 cos (W _pr t + π˙γ t ² + φ _K (t) + φ _pr1 ), 0≅ t≅τ _and , which, through the closed keys 15 and 36, enters the input of the frequency multiplier 37 by eight. At the output of the frequency multiplier by 8, a voltage U ₄ (t) = U _Σ1 ˙cos (8 W _pr t + 8 π γ t ² +8 φ _pr1 ), 0 ≅ t≅τ _and which is allocated by the band-pass filter 38 and is fed to the input of the frequency divider 39 into eight. At the output of the latter, a voltage is generated (Fig. 7 c) U ₅ (t) = U ₁ cos (W _pr t + π˙γ t ² + φ _pr1 ), 0 ≅ t≅τ _and , which is an LFM signal at an intermediate frequency and secreted by a bandpass filter 40. This voltage is supplied to the data input element 41 controlled delay line, the output of which forms the voltage U ₆ (t) = U ₅ _{(tt) = U Σ1 cos (} W _ave (tt) + π˙γ (t -τ) ² + φ _pr1 ), 0≅t≅t _and , This voltage is supplied to the second input of the multiplier 42, the first input of which is supplied with voltage U _Σ2 (t) (Fig. 7 b) from the output of the key 15. At the output of the multiplier 42 voltage is generated beats (Fig. 7 h) U _b1 (t) = U _b ˙cos (W _b t + φ _K (t) + φ _b ), 0≅t≅t _and , where U _b = 1/2 ˙K ₂ ˙ U _Σ1 ² ,
W _b = 2 π γ τ - beat frequency,
φ _b = W _CR t-π γ t ² - the initial phase of the beats,
which is an FMN signal at a beat frequency. Moreover, the beat frequency W _b is determined by the rate of change of the frequency of the γ signal and the delay value τ.

Напряжение биений U_б1(t) (фиг. 7 з) выделяется полосовым фильтром 43 и поступает на вход умножителя 44 частоты на восемь, на выходе которого образуется гармоническое колебание
U_б2(t)= U_б˙cos(8 W_б t+8˙φ_б), 0≅t≅t_и, выделяемое полосовым фильтром 45 и поступающее на вход делителя 46 частоты на восемь, на выходе которого образуется напряжение (фиг. 7 и)
U_б3(t)= U_б˙cos(W_б t+φ_б), 0≅t≅t_и, Это напряжение представляет собой гармоническое колебание на частоте биений, которое выделяется полосовым фильтром 47 и поступает на первый вход фазового детектора 48, на второй вход которого подается напряжение с выхода генератора 52 опорного напряжения
U₀(t) = U₀˙cos(W₀t + φ₀), где U₀, W₀, φ₀ - амплитуда, частота и начальная фаза напряжения генератора.The beat voltage U _b1 (t) (Fig. 7 h) is allocated by a band-pass filter 43 and fed to the input of the frequency multiplier 44 by eight, at the output of which a harmonic oscillation is generated
U _b2 (t) = U _b ˙ cos (8 W _b t + 8 ˙ φ _b ), 0 ≅ t ≅ t _and allocated by the band-pass filter 45 and fed to the input of the frequency divider 46 by eight, at the output of which a voltage is generated (Fig. . 7 and)
U _b3 (t) = U _b ˙cos (W _b t + φ _b ), 0 ≅ t ≅ t _and , This voltage is a harmonic oscillation at the beat frequency, which is allocated by the band-pass filter 47 and fed to the first input of the phase detector 48, to the second input of which voltage is supplied from the output of the voltage reference generator 52
U ₀ (t) = U ₀ ˙cos (W ₀ t + φ ₀ ), where U ₀ , W ₀ , φ ₀ is the amplitude, frequency, and initial phase of the generator voltage.

Если указанные напряжения отличаются друг от друга по частоте и фазе, то на выходе фазового детектора 48 образуется управляющее напряжение. Причем амплитуда и полярность этого напряжения зависят от степени и направления отклонения частоты биений W_б от частоты W₀генератора 52 опорного напряжения. Управляющее напряжение выделяется фильтром 49 нижних частот и с помощью формирователя 50 управляющего сигнала воздействует на управляющий вход элемента 41 управляемой задержки, изменяя величину задержки τ так, чтобы выполнялось равенство W_б = = 2 π γt = W₀.If these voltages differ in frequency and phase, then a control voltage is generated at the output of the phase detector 48. Moreover, the amplitude and polarity of this voltage depend on the degree and direction of the deviation of the beat frequency W _b from the frequency W _{0 of} the reference voltage generator 52. The control voltage is allocated by the low-pass filter 49 and, using the control signal generator 50, acts on the control input of the controlled delay element 41 by changing the delay value τ so that the equality W _b = = 2 π γt = W _{0 is} satisfied.

Для визуальной оценки величины скачков фазы Δ φ и кратности m фазовой манипуляции принимаемого ЛЧМ-МФМн сигнала используется ЭЛТ 55, выполненная с круговой разверткой. При этом круговая развертка формируется с помощью генератора 52 опорного напряжения, частота W₀которого поддерживается равной частоте биений W_б(W₀ = W_б) c помощью системы фазовой автоподстройки частоты.For a visual assessment of the magnitude of the phase jumps Δ φ and the multiplicity m of the phase manipulation of the received LFM-MPSK signal, a CRT 55 made with a circular scan is used. In this case, a circular scan is formed using the reference voltage generator 52, the frequency W _{0 of} which is maintained equal to the beat frequency W _b (W ₀ = W _b ) using a phase-locked loop.

Напряжение U_б1(t) (фиг. 7 з) с выхода полосового фильтра 43 через открытый ключ 51 поступает на вход частотного детектора 53, на выходе которого формируется последовательность коротких разнополярных импульсов (фиг. 7 к), временное положение которых соответствует моментам скачкообразного изменения фазы сигнала (фиг. 7 з).The voltage U _b1 (t) (Fig. 7 h) from the output of the band-pass filter 43 through the public key 51 is fed to the input of the frequency detector 53, the output of which is formed by a sequence of short bipolar pulses (Fig. 7 k), the temporary position of which corresponds to the moments of abrupt change signal phase (Fig. 7 h).

Напряжение U₀(t) с выхода генератора 52 опорного напряжения поступает непосредственно на вертикально-отклоняющие пластины, а через фазовращатель 54 на 90^о - на горизонтально-отклоняющие пластины ЭЛТ 55, образуя на ее экране круговую развертку. Последовательность коротких разнополярных импульсов (фиг. 7 к) с выхода частотного детектора 53 поступает на модулирующий электрод 55, обеспечивая модуляцию ее электронного луча по яркости. При этом на экране ЭЛТ 55 образуется изображение в виде нескольких ярких точек, расположенных по окружности (фиг. 4 б, в, г). Количество точек определяет кратность m фазовой манипуляции, а угловое расстояние между ними равно величине скачков фазы принимаемого сигнала. При неравенстве частоты (W_б = W₀) яркостные метки будут двигаться по окружности с разностной частотой и достоверность визуальной оценки кратности m фазовой манипуляции и величины скачков фазы принимаемого сигнала снижается. Для устранения этого используется система фазовой автоподстройки частоты.Voltage U ₀ (t) output from the reference voltage generator 52 is supplied directly with the vertical deflection plates, and 54 through phase shifter 90 ^of - for horizontal deflection plates of CRT 55 to form at its circumferential screen scan. The sequence of short bipolar pulses (Fig. 7 k) from the output of the frequency detector 53 is fed to a modulating electrode 55, providing modulation of its electron beam in brightness. At the same time, an image is formed on the screen of the CRT 55 in the form of several bright points located around the circumference (Fig. 4 b, c, d). The number of points determines the multiplicity m of phase manipulation, and the angular distance between them is equal to the magnitude of the phase jumps of the received signal. If the frequency inequality (W _b = W ₀ ), the brightness marks will move around the circle with a difference frequency, and the reliability of the visual assessment of the multiplicity m of phase manipulation and the magnitude of the phase jumps of the received signal decreases. To eliminate this, a phase-locked loop is used.

Напряжение U₅(t) (фиг. 7 в) с выхода полосового фильтра 40 поступает одновременно на вход частотного детектора 56, на выходе которого образуется видеоимпульс (фиг. 7г ), форма которого соответствует закону линейной частотной модуляции. Указанный видеоимпульс с выхода частотного детектора 56 поступает на вход дифференцирующей цепи 57, выходной импульс (фиг. 7 д) которой подается на вертикально-отклоняющие пластины ЭЛТ 60 и на вход дифференцирущей цепи 58. На выходе диффе- ренцирующей цепи 58 образуются короткие разнополярные импульсы (фиг. 7 с). Причем положительным коротким импульсом запускается, а отрицательным коротким импульсом закрывается генератор 59 развертки. Сформированное пилообразное напряжение (фиг. 7 ж) используется в качестве напряжения развертки и поступает на горизонтально-отклоняющие пластины ЭЛТ 60. На экране ЭЛТ 60 образуется импульс (фиг. 7 д), длительность которого пропорциональна длительности τ_и принимаемого ЛЧМ-МФМн сигнала, амплитуда пропорциональна скорости изменения частоты γ внутри импульса, а площадь осциллограммы пропорциональна девиации частоты Δ f_∂(Δ f_∂= γ τ_и) принимаемого ЛЧМ-МФМн сигнала.The voltage U ₅ (t) (Fig. 7 c) from the output of the bandpass filter 40 is supplied simultaneously to the input of the frequency detector 56, the output of which is a video pulse (Fig. 7d), the shape of which corresponds to the law of linear frequency modulation. The specified video pulse from the output of the frequency detector 56 is fed to the input of the differentiating circuit 57, the output pulse (Fig. 7 d) of which is supplied to the vertically-deflecting plates of the CRT 60 and to the input of the differentiating circuit 58. At the output of the differentiating circuit 58, short bipolar pulses are generated ( Fig. 7 c). Moreover, a positive short pulse starts, and a negative short pulse closes the generator 59 sweep. The generated sawtooth voltage (Fig. 7 g) is used as the sweep voltage and is applied to the CRT 60 horizontal deflecting plates. A pulse is generated on the CRT 60 screen (Fig. 7 d), the duration of which is proportional to the duration τ _{and the} received LFM-MPSF signal, the amplitude is proportional to the rate of change of the frequency γ inside the pulse, and the area of the waveform is proportional to the frequency deviation Δ f _∂ (Δ f _∂ = γ τ _and ) of the received LFM-MPSK signal.

Для визуальной оценки основных параметров принимаемого сигнала на экран ЭЛТ 60 наносится координатная частотно-временная сетка. To visually assess the main parameters of the received signal, a coordinate time-frequency grid is applied to the screen of the CRT 60.

Следовательно, блок 16 анализа обеспечивает визуальную оценку основных параметров сложного сигнала с комбиниро- ванной линейной частотной модуляцией и фазовой манипуляцией, принимаемого по основному каналу на частоте W_с.Therefore, the analysis unit 16 provides a visual assessment of the main parameters of a complex signal with combined linear frequency modulation and phase shift keying received on the main channel at a frequency of W _c .

Время задержки τ элемента 34 задержки выбирается таким, чтобы можно было визуально оценить основные параметры обнаруженного ЛЧМ-МФМн сигнала, наблюдая осциллограммы на экранах ЭЛТ 35, 55 и 60. По истечению этого времени напряжение с выхода элемента 34 задержки поступает на вход 67 сброса обнаружителя 33 (порогового блока 66) и сбрасывает его содержимое на нулевое значение. При этом блок 5 поиска переводится в режим перестройки, а ключи 36 и 52 закрываются, т. е. переводятся в свои исходные состояния. С этого момента времени просмотр заданного частотного диапазона D_f и поиск ЛЧМ-МФМн сигналов продолжается.The delay time τ of the delay element 34 is selected so that it is possible to visually evaluate the main parameters of the detected LFM-MPSK signal by observing the oscillograms on the CRT screens 35, 55 and 60. After this time, the voltage from the output of the delay element 34 is supplied to the detector reset input 67 (threshold block 66) and resets its contents to zero. In this case, the search unit 5 is transferred to the tuning mode, and the keys 36 and 52 are closed, i.e., are transferred to their initial states. From this point in time, viewing the specified frequency range D _f and searching for the LFM-MPSK signals continues.

В случае обнаружения следующего ЛЧМ-МФМн сигнала работа устройства происходит аналогичным образом. In case of detection of the next LFM-MPSK signal, the device operates in a similar way.

Описанная выше работа устройства соответствует случаю приема сигналов по основному каналу на частоте W_c (фиг. 5).The operation of the device described above corresponds to the case of receiving signals on the main channel at a frequency W _c (Fig. 5).

Если сложный сигнал с комбинированной линейной частотной модуляцией и многократной фазовой манипуляцией (ЛЧМ-МФМн) принимается по зеркальному каналу на частоте W_з1 (фиг. 6б) U_з(t)= U_з˙cos(W_зt+π γ t²+φ_K(t)+φ_з), то в смесителях 3 и 4 он преобразуется в напряжения следующих частот:
W_з1= W_г+2π˙γ₁t-W_з-2π γt= W_пр+2π (γ₁-γ),
W_з2= 2 W_г+2π 2t-W_з-2π t.
Однако в полосу W пропускания усилителей 8 и 9 промежуто- попадают только напряжения с частотой W_з1. U_пр5(t)= U_пр2˙cos(W_пр t-π˙γ t²-φ_K(t)+π γ₁ t²+φ_пр2), U_пр6(t)= U_пр2˙cos(W_пр t-π˙γ t²-φ_K(t)+π γ₁ t²+φ_пр2+90^о),
0≅t≅τ_и, где U_пр2 = 1/2 ˙K ˙U_з ˙U₁,
W_пр = W_г - W_з - промежуточная частота,
φ_пр2= φ_г-φ_з.If a complex signal with combined linear frequency modulation and multiple phase shift keying (LFM-MPSK) is received on the mirror channel at a frequency W _s1 (Fig. 6b) U _s (t) = U _s ˙cos (W _s t + π γ t ² + φ _K (t) + φ _з ), then in mixers 3 and 4 it is converted to voltages of the following frequencies:
_Z1 W = W _r + 2π˙γ ₁ tW _s -2π γt = W _ave + 2π (γ ₁ -γ),
W _z2 = 2 W _g + 2π 2t-W _z -2π t.
However, only the voltages with a frequency of W _s1 enter the passband W of the amplifiers 8 and 9. U _pr5 (t) = U _pr2 ˙cos (W _pr t-π˙γ t ² -φ _K (t) + π γ ₁ t ² + φ _pr2 ), U _pr6 (t) = U _pr2 ˙cos (W _pr t-π˙γ t ² -φ _K (t) + π γ ₁ t ² + φ _pr2 +90 ^о ),
0≅t≅τ _and , where U _pr2 = 1/2 ˙K ˙U _s ˙U ₁ ,
W _CR = W _g - W _C - intermediate frequency,
φ _pr2 = φ _g -φ _s .

Напряжение U_пр6(t) с выхода второго усилителя 9 промежуточной частоты поступает на входы фазовращателей 10 на + 90^о и 17 на - 90^о на выходах которых образуются напряжения: U_пр7(t)= U_пр2˙cos(W_прt-π γ t²-φ_K(t)+π γ₁ t²+φ_пр2+90^о+90^о)= = -U_пр2˙cos(W_прt-π γ t²-φ_K(t)+π γ₁ t²+φ_пр2), U_пр8(t)= U_пр2˙cos(W_прt-π γ t²-φ_K(t)+π γ₁ t²+φ_пр2+90^о-90^о)= = U_пр2˙cos(W

-π γ t

(t)+π γ₁ t²+φ_пр2),
Напряжения U_пр5(t) и U_пр7(t), поступающие на два входа сумматора 11, на его выходе компенсируются. _Pr6 voltage U (t) output from the second intermediate frequency amplifier 9 is supplied to the inputs of the phase shifters 10 + 90 and ^about 17 - ⁹⁰ at the outputs a voltage which are formed: U _pr7 (t) = U _np2 ˙cos (W _pr t-π γ t ² -φ _K (t) + π γ ₁ t ² + φ _pr2 +90 ^о +90 ^о ) = -U _pr2 ˙cos (W _pr t-π γ t ² -φ _K (t) + π γ ₁ t ² + φ _pr2 ), U _pr8 (t) = U _pr2 ˙cos (W _pr t-π γ t ² -φ _K (t) + π γ ₁ t ² + φ _pr2 +90 ^о -90 ^о ) = = U _pr2 ˙cos (W

-π γ t

(t) + π γ ₁ t ² + φ _pr2 ),
The _voltages U _CR5 (t) and U _CR7 (t) supplied to the two inputs of the adder 11 are compensated at its output.

Напряжения U_пр5(t) U_пр8(t) поступают на два входа сумматора 18, на выходе которого образуется напряжение U_Σ3(t)= U_Σ2˙cos(W_прt-π˙γ t²-φ_K(t)+π γ₁ t²+φ_пр2), 0≅t≅τ_и, где U_Σ2 = 2U_пр2.The _voltages U _pr5 (t) U _pr8 (t) are _applied to the two inputs of the adder 18, the output of which produces the voltage U _Σ3 (t) = U _Σ2 ˙cos (W _pr t-π˙γ t ² -φ _K (t) + π γ ₁ t ² + φ _pr2 ), 0≅t≅τ _and , where U _Σ2 = 2U _pr2 .

Напряжение U_Σ3 t с выхода сумматора 18 поступает на второй вход перемножителя 19, на первый вход которого подается принимаемый сигнал U₃(t). На выходе перемножителя 19 образуется напряжение U₄(t)= U₂˙cos(W_г t+π γ₁ t²+φ_г)+U₂˙cos(2(W_з-W_г)t-2 π γ t²- -2 φ_K(t)+π ˙γ₁ t²+2 ˙φ_з-φ_г) где U₂ = 1/2 ˙K₂ ˙U_з˙U_Σ2 .The voltage U _Σ3 t from the output of the adder 18 is supplied to the second input of the multiplier 19, to the first input of which a received signal U ₃ (t) is supplied. At the output of the multiplier 19, a voltage U ₄ (t) = U ₂ ˙cos (W _g t + π γ ₁ t ² + φ _g ) + U ₂ ˙cos (2 (W _з -W _g ) t-2 π γ t ² _{- -2 φ K (t) +} π ˙γ ₁ t ² +2 ˙φ _of -φ _r) where U ₂ = 1/2 ˙K ₂ ˙U _of ˙U _Σ2.

Полосовым фильтром 20 выделяется напряжение
U₅(t)= U₂˙cos(W_г t+π γ₁ t²+φ_г) 0≅t≅τ_и, которое после детектирования в амплитудном детекторе 21 поступает на управляющий вход ключа 22, открывая его. При этом напряжение U_Σ3(t) с выхода сумматора 18 через открытый ключ 22 поступает на вход блока 23 анализа.Band-pass filter 20 releases voltage
U ₅ (t) = U ₂ ˙ cos (W _g t + π γ ₁ t ² + φ _g ) 0 ≅ _t ≅ τ _and , which, after detection in the amplitude detector 21, enters the control input of the key 22, opening it. In this case, the voltage U _Σ3 (t) from the output of the adder 18 through the public key 22 is supplied to the input of the analysis unit 23.

Следовательно, визуальную оценку основных параметров сложного ЛЧМ-МФМн сигнала, принимаемого по зеркальному каналу на частоте W₃, обеспечивает блок 23 анализа.Therefore, a visual analysis of the main parameters of the complex LFM-MPSK signal received through the mirror channel at a frequency of W ₃ is provided by the analysis unit 23.

Если сложный ЛЧМ-МФМн сигнал принимается по первому комбинационному каналу на частоте W_K1 (фиг. 6 в) U_K1(t)= U_K1˙cos(W_K1 t+π γ₁ t²+φ_K(t)+φ_K1), 0≅t≅τ_и, то в смесителях 3 и 4 он преобразуется в напряжение следующих частот:
W₁₁= W_K1+2 π˙γ t-W_г-2 π γ₁ t, W₁₂= 2 W_г+2 π γ 2 t-W_K1-2 π γ t= = W_пр+2 π(γ₂-γ)t .
Однако в полосу пропускания ΔW_п усилителей 8 и 9 промежуточной частоты попадают только напряжения с частотой W₁₂ U_пр9(t)= U_пр3˙cos(W_прt+π γ t²+φ_K(t)-π γ₂ t²+φ_пр3) , U_пр10(t)= U_пр3˙cos(W_прt-π γ t²-φ_K(t)+π γ₂ t²+φ_пр3+90^о),
0≅t≅τ_и, где U_пр3 = 1/2 ˙K₁ ˙U_K1 ˙U_г,
W_пр = 2 W_г , W_K1 - промежуточная частота,
φ_пр3= φ_г-φ_K1
Напряжение U_пр10(t) c выхода второго усилителя 9 промежуточной поступает на выходы фазовращателей 10 на + 90^о и 17 на - 90^о на выходах которых образуются напряжения: U_пр11(t)= U_пр3˙cos(W_прt-π γ t²-φ_K(t)+π γ₂ t²+φ_пр3+90^о+90^о)= = -U_пр3˙cos(W_прt-π γ t²-φ_K(t)+π γ₂ t²+φ_пр3), U_пр12(t)= U_пр3˙cos(W_прt-π γ t²-φ_K(t)+π γ₂ t²+φ_пр3+90^о-90^о)= = U_пр3˙cos(W_прt-π γ t²-φ_K(t)+π γ₂ t²+φ_пр3),
0≅t≅τ_и,
Напряжения U_пр9(t) и U_пр11(t), поступающие на два входа сумматора 11, на его выходе компенсируются.If a complex LFM-MPSK signal is received through the first combination channel at a frequency W _K1 (Fig. 6 c) U _K1 (t) = U _K1 ˙cos (W _K1 t + π γ ₁ t ² + φ _K (t) + φ _K1 ), 0≅t≅τ _and , then in mixers 3 and 4 it is converted to the voltage of the following frequencies:
W ₁₁ = W _K1 + 2 π˙γ tW _g -2 π γ ₁ t, W ₁₂ = 2 W _g +2 π γ 2 tW _K1 -2 π γ t = = W _pr +2 π (γ ₂ -γ) t.
However, the bandwidth ΔW _n amplifiers 8 and 9, the intermediate frequency voltage only fall with frequency W _pr9 ₁₂ U (t) = U _PR3 ˙cos (W _ave t π + γ t ² + φ _K (t) -π γ ₂ t ² + φ _pr3 ), U _pr10 (t) = U _pr3 ˙cos (W _pr t-π γ t ² -φ _K (t) + π γ ₂ t ² + φ _pr3 +90 ^о ),
0≅t≅τ _and , where U _pr3 = 1/2 ˙K ₁ ˙U _K1 ˙U _g ,
W _CR = 2 W _g , W _K1 - intermediate frequency,
φ _pr3 = φ _g -φ _K1
_Pr10 voltage U (t) c output of the second amplifier 9 is supplied to the intermediate outputs of phase shifters 10 + 90 and ^about 17 - ⁹⁰ which are formed at the outputs of the voltage: U _pr11 (t) = U _PR3 ˙cos (W _pr t-π γ t ² -φ _K (t) + π γ ₂ t ² + φ _{pr 3} +90 ^о +90 ^о ) = -U _pr 3 ˙cos (W _pr t-π γ t ² -φ _K (t) + π γ ₂ t ² + φ _pr3 ), U _pr12 (t) = U _pr3 ˙cos (W _pr t-π γ t ² -φ _K (t) + π γ ₂ t ² + φ _pr3 +90 ^о -90 ^о ) = = U _pr3 ˙cos (W _pr t-π γ t ² -φ _K (t) + π γ ₂ t ² + φ _pr3 ),
0≅t≅τ _and ,
Voltages U _{CR 9} (t) and U _{CR 11} (t), supplied to the two inputs of the adder 11, are compensated at its output.

Напряжения U_пр9(t) и U_пр11(t) поступают на два входа сумматора 18, на выходе которого образуется напряжение U_Σ4(t)= U_Σ3˙cos(W_прt-π˙γ t²-φ_K(t)+π γ₂ t²+φ_пр3), 0≅t≅τ_и, где U_Σ3 = 2U_пр3.Voltages U _pr9 (t) and U _pr11 (t) are supplied to two inputs of the adder 18, the output of which produces a voltage U _Σ4 (t) = U _Σ3 ˙cos (W _pr t-π˙γ t ² -φ _K (t) + π γ ₂ t ² + φ _pr3 ), 0≅t≅τ _and , where U _Σ3 = 2U _pr3 .

Напряжение U_Σ4 (t) с выхода сумматора 18 поступает на второй вход перемножителя 19, на первый вход которого подается принимаемый сигнал U_K1(t). На выходе перемножителя 19 образуется напряжение U₆(t)= U₃˙cos(W_г t+π γ₂ t²+φ_г)+U₃˙cos(2(W_K1-W_г)t-2 π γ t²- -2 φ_K(t)+π γ₂ t+2 φ_K1-φ_г); 0≅t≅τ_и,
где U₃ = 1/2˙K₂ ˙U_K1 ˙U_Σ3.The voltage U _Σ4 (t) from the output of the adder 18 is supplied to the second input of the multiplier 19, to the first input of which a received signal U _K1 (t) is supplied. At the output of the multiplier 19, a voltage U ₆ (t) = U ₃ ˙cos (W _g t + π γ ₂ t ² + φ _g ) + U ₃ ˙cos (2 (W _K1 -W _g ) t-2 π γ t ² - -2 φ _K (t) + π γ ₂ t + 2 φ _K1 -φ _g ); 0≅t≅τ _and ,
where U ₃ = 1 / 2˙K ₂ ˙U _K1 ˙U _Σ3 .

Полосовым фильтром 28 выделяется напряжение
U₇(t)= U₃ cos(2 W_г t+π γ₂ t²+φ_г); 0≅t≅τ_и, которое после детектирования в амплитудной детекторе 29 поступает на управляющий вход ключа 30, открывая его. При этом напряжение U_Σ4(t) с выхода сумматора 18 через открытый ключ 30 поступает на вход блока 31 анализа.Band-pass filter 28 releases a voltage
U ₇ (t) = U ₃ cos (2 W _g t + π γ ₂ t ² + φ _g ); 0≅t≅τ _and , which, after detection in the amplitude detector 29, enters the control input of the key 30, opening it. In this case, the voltage U _Σ4 (t) from the output of the adder 18 through the public key 30 is supplied to the input of the analysis unit 31.

Следовательно, визуальную оценку основных параметров сложного ЛЧМ-МФМн сигнала, принимаемого по первому комбинационному каналу на частоте W_K1, обеспечивает блок 31 анализа.Therefore, a visual analysis of the main parameters of the complex LFM-MPSK signal received via the first combination channel at a frequency W _K1 is provided by the analysis unit 31.

Если сложный сигнал ЛЧМ-МФМн сигнал принимается по второму комбинационному каналу на частоте W_K2 (фиг. 6 г)
U_K2(t)= U_K2˙cos(W_K2 t+π γ t²+φ_K(t)+φ_K2), 0≅t≅τ_и, то в смесителях 3 и 4 он преобразуется в напряжения следующих частот:
W₂₁= W_K2+2 π γ t-W_г-2 π γ₁ t , W₂₂= W_K2+2 π γ t-2 W_г-2 π γ₂ t= W_пр-2 π(γ₂-γ)t. Однако в полосу пропускания W_п усилителей 8 и 9 промежуточной частоты попадают только напряжения с частотой W₂₂ U_пр13(t)= U_пр4˙cos(W_прt+π γ t²+φ_K(t)-π γ₂ t²+φ_пр4) , U_пр14(t)= -U_пр4˙cos(W_прt+π γ t²+φ_K(t)-π γ₂ t²+φ_пр4-90^о),
0≅t≅τ_и, где U_пр4 = 1/2 ˙K₁ ˙U_K2 ˙U_г,
W_пр = W_K2 - 2W_г- промежуточная частота,
φ_пр4= φ_K2-φ_г
Напряжение U_пр14(t) с выхода второго усилителя 9 промежуточной частоты поступает на входы фазовращателей 10 на + 90^о и 17 на - 90^о, на выходах которых образуются напряжения: U_пр15(t)= U_пр4˙cos(W_прt+π γ t²+φ_K(t)-π γ₂ t²+φ_пр4) , U_пр14(t)= U_пр4˙cos(W_прt+π γ t²+φ_K(t)-π γ₂ t²+φ_пр4),
0≅t≅τ_и,
Напряжения U_пр13(t) и U_пр15(t) поступают на два входа сумматора 11, на выходе которого образуется напряжение U_Σ5(t)= U_Σ4˙cos(W_прt+πγ t²+φ_K(t)+π γ₂ t²+φ_пр4), 0≅t≅τ_и, где U_Σ4 = 2U_пр4.If the composite signal LFM-MPSK signal is received on the second combinational channel at a frequency W _K2 (Fig. 6 g)
U _K2 (t) = U _K2 ˙cos (W _K2 t + π γ t ² + φ _K (t) + φ _K2 ), 0≅t≅τ _and then in mixers 3 and 4 it is converted to voltages of the following frequencies:
W ₂₁ = W _K2 + 2 π γ tW _g -2 π γ ₁ t, W ₂₂ = W _K2 +2 π γ t-2 W _g -2 π γ ₂ t = W _pr -2 π (γ ₂ -γ) t. However, the bandwidth W _n amplifiers 8 and 9, the intermediate frequency voltage only fall with frequency W _pr13 ₂₂ U (t) = U _WP4 ˙cos (W _ave t π + γ t ² + φ _K (t) -π γ ₂ t ² + φ _pr4 ), U _pr14 (t) = -U _pr4 ˙cos (W _pr t + π γ t ² + φ _K (t) -π γ ₂ t ² + φ _pr4 -90 ^о ),
0≅t≅τ _and , where U _pr4 = 1/2 ˙K ₁ ˙U _K2 ˙U _g ,
W _CR = W _K2 - 2W _g - intermediate frequency,
φ _pr4 = φ _K2 -φ _g
_Pr14 voltage U (t) output from the second intermediate frequency amplifier 9 is supplied to phase shifters 10 inputs at + ⁹⁰ and 17 - ^90, which are formed at the outputs of the voltage: U _pr15 (t) = U _WP4 ˙cos (W _ave t + π γ t ² + φ _K (t) -π γ ₂ t ² + φ _pr4 ), U _pr14 (t) = U _pr4 ˙cos (W _pr t + π γ t ² + φ _K (t) -π γ ₂ t ² + φ _CR4 ),
0≅t≅τ _and ,
Voltages U _pr13 (t) and U _pr15 (t) are supplied to two inputs of the adder 11, the output of which is formed by the voltage U _Σ5 (t) = U _Σ4 ˙cos (W _pr t + πγ t ² + φ _K (t) + π γ ₂ t ² + φ _CR4 ), 0≅t≅τ _and , where U _Σ4 = 2U _CR4 .

Напряжения U_пр13(t) и U_пр16(t), поступающие на два входа сумматора 18, на его выходе компенсируются. Напряжение U_Σ5(t) с выхода сумматора 11 поступает на второй вход перемножителя 12, на выходе которого образуется напряжение
U₈(t)= U₄˙cos(2W_г t+π γ₂ t²+φ_г)+U₄˙cos(2W_c-W_г)t+2 π γ t²+ +2 φ_K(t)-π γ₂ t²+2 φ_K2-φ_г);
0≅t≅τ_и, где U₄ = 1/2 ˙K₂ ˙U_K2 ˙U_Σ5.
Полосовым фильтром 24 выделяется напряжение
U₉(t)= U₄ cos(2 W_г t+π γ₂ t²+φ_г) которое после детектирования в амплитудном детекторе 25 поступает на управляющий вход ключа 26, открывая его. При этом напряжение U_Σ5(t) с выхода сумматора 11 через открытый ключ 26 поступает на вход блока 27 анализа.Voltages U _CR13 (t) and U _CR16 (t) supplied to the two inputs of the adder 18 are compensated at its output. The voltage U _Σ5 (t) from the output of the adder 11 is supplied to the second input of the multiplier 12, at the output of which a voltage is generated
U ₈ (t) = U ₄ ˙cos (2W _g t + π γ ₂ t ² + φ _g ) + U ₄ ˙cos (2W _c -W _g ) t + 2 π γ t ² + + 2 φ _K (t ) -π γ ₂ t ² +2 φ _K2 -φ _g );
0≅t≅τ _and , where U ₄ = 1/2 ˙K ₂ ˙U _K2 ˙U _Σ5 .
Band-pass filter 24 releases voltage
U ₉ (t) = U ₄ cos (2 W _g t + π γ ₂ t ² + φ _g ) which, after detection in the amplitude detector 25, enters the control input of the key 26, opening it. In this case, the voltage U _Σ5 (t) from the output of the adder 11 through the public key 26 is supplied to the input of the analysis unit 27.

Следовательно, визуальную оценку основных параметров сложного ЛЧМ-МФМн сигнала, принимаемого по второму комбинационному каналу на частоте W_K2, обеспечивает блок 27 анализа.Therefore, a visual analysis of the main parameters of the complex LFM-MPSK signal received via the second Raman channel at the frequency W _K2 is provided by the analysis unit 27.

Таким образом, предлагаемое устройство по сравнению с прототипом обеспечивает расширение диапазона частотного поиска сложных сигналов с комбинированной линейной частотной модуляцией и многократной фазовой манипуляцией без расширения диапазона частотной перестройки гетеродина. Это достигается использованием зеркального, первого и второго комбинационных каналов приема. (56) Авторское свидетельство СССР N 1682787, кл. G 01 D 7/10, 1991. Thus, the proposed device in comparison with the prototype provides an extension of the frequency range of the search for complex signals with combined linear frequency modulation and multiple phase shift keying without expanding the frequency range of the local oscillator. This is achieved by using the mirror, first and second combination receive channels. (56) Copyright certificate of the USSR N 1682787, cl. G 01 D 7/10, 1991.

Авторское свидетельство СССР
N 1682788, кл. G 01 D 7/10, 1991. USSR copyright certificate
N 1682788, cl. G 01 D 7/10, 1991.

Claims

INDICATOR DEVICE containing a series-connected receiving antenna, a broadband amplifier, a first mixer, the other input of which is connected through a local oscillator to the first output of the search unit, and a first intermediate frequency amplifier, the first analysis unit, made in the form of series-connected first key, the first input of which is the first the input of the analysis unit, the first frequency multiplier by 8, the first band-pass filter, the first frequency divider by 8, the second band-pass filter, the second delay element, the first the first multiplier, the third band-pass filter, the second frequency multiplier by 8, the fourth band-pass filter, the second frequency divider by 8, the fifth band-pass filter, the phase detector, the low-pass filter and the driver of the control signal, the output of which is connected to the control input of the second delay element, detector, the output of which is the output of the analysis unit and is connected to one input of the detector through the first delay element, to the second input of the first key, to the vertically-deflecting plates of the first electron tube, the horizontal deflecting plates of which are the second input of the analysis unit, and to one input of the second key, the other input of which is connected to the output of the third band-pass filter, and the output through the first frequency detector to the modulating electrode of the second cathode ray tube, vertically deflecting the plates of which are connected to the output of the reference voltage generator, to another input of the phase detector and through a 90 phase shifter to the horizontally-deflecting plates of the second cathode ray tube, the other input of The loader is connected to the first input of the first key and to the other input of the first multiplier, the output of the second bandpass filter is connected through a second frequency detector, a first differentiating circuit, the output of which is connected to the vertically-deflecting plates of the third cathode ray tube, the second differentiating circuit and a horizontal sweep generator deflecting plates of the third cathode ray tube, while the second input of the analysis unit is connected to the second output of the search unit, characterized in that, in order to expand the pazona frequency search complex signals with a combined linear frequency modulation and multiple phase shift keying without expanding the frequency tuning range oscillator device introduced serially connected second mixer, the second intermediate-frequency amplifier, a first phase shifter 90 ^o, a first adder, the other input of which is connected to the output of the first an intermediate frequency amplifier, and the first switch, whose output is connected to a first input of the first analysis block of the second phase shifter 90 ^o, included Between the second output of the local oscillator and one input of the second mixer, the first multiplier is connected in series, one input of which is connected to the other input of the second mixer and to the output of the broadband amplifier, the first bandpass filter and the first amplitude detector, the output of which is connected to the other input of the first key, phase shifter connected in series 90 ^o, the input of which is connected to the output of the second intermediate frequency amplifier, a second adder, the second multiplier, the other input of which is connected to the output of broad a bandpass amplifier, a second bandpass filter, a second amplitude detector and a second key, the other input of which is connected to the output of the second adder, a third bandpass filter, the input of which is connected to the output of the first multiplier, a third amplitude detector and a third key, the other input of which is connected to the output the first adder, connected in series with a fourth bandpass filter, the input of which is connected to the output of the second multiplier, a fourth amplitude detector and a fourth key, the other input of which connected to the output of the second adder, the OR element, the output of which is connected to the input of the search unit, as well as the second, third and fourth analysis units, performed similarly to the first analysis unit, the first inputs of which are connected to the outputs of the second, third and fourth keys, respectively, the second inputs - to the second search block, and the outputs of all analysis blocks are connected to the corresponding inputs of the OR element.