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KR100236571B1 - 무선 수신기에서 전력 제어 및 트래픽 채널 디코딩을 위한 시분 할 록 지시기 및 방법 - Google Patents

무선 수신기에서 전력 제어 및 트래픽 채널 디코딩을 위한 시분 할 록 지시기 및 방법 Download PDF

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KR100236571B1
KR100236571B1 KR1019970017181A KR19970017181A KR100236571B1 KR 100236571 B1 KR100236571 B1 KR 100236571B1 KR 1019970017181 A KR1019970017181 A KR 1019970017181A KR 19970017181 A KR19970017181 A KR 19970017181A KR 100236571 B1 KR100236571 B1 KR 100236571B1
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South Korea
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마이클 에이. 에버하트
Original Assignee
비센트 비.인그라시아
모토로라 인코포레이티드
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Abstract

통신 장치(100)은 확산 스펙트럼 통신 신호를 수신하기 위해 다수의 수신기 핑거들(112, 114, 116)을 포함한다. 각각의 수신기 핑거는 수신된 신호 강도 지시(RSSI)회로(400)을 포함한다. RSSI 회로(400)은 신호 품질을 나타내는 여파된 신호를 생성시키기 위해서 에너지 계산기(406) 및 필터(410, 412)를 포함한다. 제1 비교기(414)는 여파된 신호가 1차 록 임계값을 초과하는 경우 2차 록 지시를 생성시킨다. 제2 비교기(418)은 여파된 신호가 2차 록 임계값을 초과하는 경우 2차 록 지시를 생성시킨다. RSSI 회로(400)의 대역폭은 트래픽 채널 디코더에 대한 1차 록 지시를 제공하기 위한 제1 대역폭과 전력 제어비트 디코더에 대한 2차 록 지시를 제공하기 위한 제2 대역폭 사이에서 변할 수 있다. 이것은 수행이 트래픽 채널 디코딩과 전력 제어 채널 디코딩의 각각의 요구 조건들에 맞게 조절되게 한다.

Description

무선 수신기에서 전력 제어 및 트래픽 채널 디코딩을 위한 시분할 록 지시기 및 방법.
본 발명은 일반적으로 확산 스펙트럼 무선 통신(spread spectrum radio communication)에 관한 것이다. 본 발명은 특히, 확산 스펙트럼 무선 통신을 위한 레이크 수신기(rake receiver) 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선 시스템은 무선 가입자 유닛의 사용자들에게 무선 통신을 제공한다. 특정 타입의 무선 시스템은 셀룰라 무선 전화 시스템이다. 특정 타입의 셀룰라 무선 전화 시스템은 확산 스펙트럼 신호를 사용한다. 이러한 시스템에서, 이동국과 같은 가입자 통신 장치는 1개 또는 그 이상의 원격 기지국과 통신을 한다. 각 기지국은 고정된 지리적 영역에서 통신을 제공한다. 이동국이 지리적 영역 사이를 이동함에 따라, 이동국과의 통신이 기지국간에 핸드 오프(handed off)된다.
확산 스펙트럼 신호는 전송된 신호에 의해 점유되는 대역폭이 기저대 정보 신호에 의해 요구되는 대역폭보다 훨신 크게하는 메카니즘으로 광범위하게 정의될 수 있다.
확산 스펙트럼 통신의 2개의 범주는 은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 및 주파수-호핑 확산 스펙트럼(FHSS)이다. 신호의 스펙트럼은 그것을 광대역 위사불규칙 부호 발생 신호를 곱함으로써 가장 쉽게 확산된다. 중요한 것은 수신기가 신호를 디스프레드할 수 있도록 확산 신호가 정확하게 인지되어야 한다는 것이다. DSSS용으로, 수신기의 목적은 신호가 배경 잡음 레벨(background noise level) 아래에 있는 광대역 수신된 밴드폭으로부터 전송된 신호를 식별하는 것이다.
Telecommunications Industry Association/Electronics Industries Associations(TIA/EIA) interim standard IS-95 에 따르면, DSSS를 사용하는 셀룰라 무선 전화 시스템이 직접 시퀀스 부호 분할 다원 접속 (DS-CDMA) 시스템으로 공지되어 있다. 시스템 내의 각 사용자들은 동일한 주파수를 사용하나 각각의 확산 부호들을 사용함으로써 분리된다. American National Standard Institute(ANSI) standard J-STDA-008에서 명시된 바와 같이, 다른 확산 스펙트럼 시스템은 1900MHz의 주파수에서 동작하는 무선전화 시스템을 포함한다. 다른 무선 및 무선 전화 시스템들도 확산 스펙트럼 기술을 사용한다.
학산 스첵트럼 통신 시스템에서, 기지국으로부터 가입자 또는 이동국으로의 다운링크(downlink) 전송들은 파일럿 채널 및 다수의 트래픽 채널들을 포함한다. 파일럿 채널은 모든 사용자들에의해서 디코드된다. 각 트래픽 채널은 기지국 및 1개의 이동국 양자에 의해서 인지된 코드를 사용하여 엔코드된다. 파일럿 채널은 기지국 및 모든 이동국에 의해 인지된 코드를 사용하여 엔코드된다.
파일럿 채널 및 트래픽 채널 신호들에 부가하여, 다운링크 전송은 또한 트래픽 채널 내에 전력 제어 지시자를 포함한다. 전력 제어 지시자는 원격 기지국에 의해서 이동국으로 주기적 전송되어 이동국의 전송 전력을 제어한다. 전력 제어 지시자는 일반적으로 어떤식으로든 엔코드되지 않은 몇개의 비트들을 포함한다. 전력 제어 지시자는 전송 전력을 증가시키거나 전송 전력을 감소시키도록 이동국에 알린다는 점에서 사실상 2진수이다. 전력 제어 지시자에 응답하여, 이동국은 자신의 전송 전력을 조절하여 페이딩(fading) 또는 블러킹(blocking) 또는 이들의 갑작스런 부재와 같은 변화하는 채널 조건을 수용한다. 정확하고, 확실한 통신을 위해서, 이동국에 의해서 수신된 전력 지시자에 대한 신속한 응답하는것이 요구된다.
확산 스펙트럼 통신 시스템에서 사용되기 위한 이동국은 일반적으로 레이크 수신기를 이용한다. 레이크 수신기는 무선 주파수(RF) 신호들을 독립적으로 수신하는 2개 이상의 수신기 핑거를 포함한다. 각 핑거는 채널 이득 및 위상을 추정하고 RF 신호들을 복조해서 트래픽 심폴을 생성한다. 이 수시기 핑거들의 트래픽 심볼들은 심볼 조합기에서 조합되어 수신된 신호들을 생성한다.
일반적으로, 레이크 수신기 핑거들은 가장 강한 채널 멀티패스 레이에 할당된다. 즉, 제1핑거는 가장 강한 신호를 수신하도록 할당되고, 제2 핑거는 다음으로 강한 신호를 수신하도록 할당되는 식으로 계속된다. 페이딩 및 다른 이유들로 인해, 수신된 신호의 세기가 변함에 따라, 핑거의 할당이 달라진다. 또한, 이동이 소프트 핸드 오프로 공지된 상태에 있는 경우, 핑거들은 팬드 오프에서 수반되는 어떠한 기지국에도 할당될 수 있다. 소프트 핸드 오프에서, 이동국 및 기지국은은 어떤 기지국이 이동국에 최적의 통신을 제공할 것인가를 결정한다.
멀티패스 강도의 평균치가 사용되어 핑거가 재할당되어야할 것인가를 결정한다. 멀티패스 강도의 측정치는 수신된 신호대 간섭 비율(RSSI)이고 수신된 신호의 강도 지시로 언급된다. RSSI 값은 고정의 록(lock) 및 언록(unlock) 임계값에 비교된다. 주어진 핑거에 대한 RSSI는 록 임계값보다 크고, 이 핑거는 록되어 있는 것으로 언급된다. RSSI값이 언록 임계값보다 작으면, 핑거는 언록된다. RSSI 회로는 각각의 핑거들의 록 상태를 제어하는 제어기에 록 지시를 제공한다.
우수한 전력제어 성능은 빠른 RSSI 회로를 요구한다. 이 RSSI회로는 수신된 신호가 순간적으로 페이드부로 빠지게 되면 레일리 페이딩(Rayleigh fading)을 추적하고 핑거를 언록한다. 전력 제어 비트들이 올바르지 않게 복조되는 약한 링크는 이동국이 전력 제어 지시에 대해 부정확하게 응답하는 것을 초래시킨다. 이것은 강하된 호출을 야기시키고 다른 바람직하지 못한 상태를 야기시킨다. 따라서, 전력 제어 비트 디코딩을 위해, RSSI 회로가, 예를 들면, 10ms 동안보다 더 길게 깊은 페이드에 빠지는 어떤 핑거라도 언록을 할 수 있을 만큼 빠를 필요가 있다.
그러나, 전력 제어 비트 디코딩을 위해 요구되는 페이딩에 대한 신속한 응답은 트래픽 채널 복조에 대해서는 필요치 않다. 따라서, 당기술에는 빠른 RSSI 회로가 전력 제어 비트 디코딩을 위해 록 지시를 제공하고 느린 RSSI 회로가 트래픽 채널 디코딩을 위해 각각의 록 지시를 제공하는 레이크 수신기 회로 및 방법이 요구된다. 이것은 트래픽 채널 디코딩 및 전력 제어 채널 디코딩의 각각의 요구들에 대하여 성능이 맞추어지도록 허용한다. 다음으로, 전력 제어 비트들 및 트래픽 비트들의 양자를 정확하게 복조하기 위해 성능이 최적화될 수 있다. RSSI 회로는 트래픽 채널 및 전력 제어 채널간에 시분할 되어 하드웨어 요구 조건들을 최소화한다.
도1은 무선 전화 이동국의 동작 블럭도.
도2는 도1의 무선 전화 이동국에서 사용되기 위한 제1 필터의 블럭도.
도3은 도1의 무선 전화 이동국에서 사용되기 위한 제2 필터의 블럭도.
도4는 도1의 무선 전화 이동국에서 사용되기 위한 수신된 신호 강도 지시 회로의 블럭도.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
154 : 필터 156 : 공액 발생기
118 : 결합기 120 : 디코더
124 : 사용자 인터페이스
신규한 것을 여겨지는 본 발명의 특징들이 첨부된 특허 청구 범위들을 이용하여 시작된다. 본 발명의 다른 목적들 및 잇점들과 함께 본 발명은 동일한 참조 번호들이 동일한 소자들을 나타내는 첨부된 몇 개의 도면들을 이용하여 다음 설명들을 참조하면 가장 잘 이해될 것이다.
도1을 참조하면, 통신장치, 이동국(100)의 동작 블럭도가 도시된다. 이동국(100)은 안테나(102) 및 필터 회로(106)을 포함한다. 이동국(100)은 제1 수신기 핑거(112), 제2 수신기 핑거(114), 제3 수신기 핑거(116)을 포함하는 다수의 수신기 핑거들, 각 수신기 핑거들에 결합되는 합성기(118) 및 디코더(120)을 포함하는 수신기 회로(111)를 포함한다. 이동국(100)은 제어기(122), 사용자 인터페이스(124) 및 전송기(126)을 더 포함한다.
이동국(100)은 다수의 원격 기지국들을 포함하는 DS-CDMA 셀룰라 무선 전화시스템에서 사용되기 위해 양호하게 구성된다. 각 기지국은 이동국(100)을 포함하여 지정된 영역 내에서 이동국으로 무선 주파수(RF) 신호들을 보내고 이동국으로부터 무선 주파수(RF)를 수신하는 트랜스시버를 포함한다. 이것은 이동국(100)을 위한 하나의 분야이고, 이동국(100)은 어떠한 적당한 확산 스펙트럼 통신 시스템에서도 사용될 수 있다.
이동국(100)에서, 안테나(102)는 RF 신호들을 기지국으로 보내고 또 기지국으로부터 수신한다. 안테나(102)에서 수신된 RF 신호들은 여파되고, 아날로그 신호에서 디지탈 데이타 신호로 전환되고 그렇지 않은 경우, 필터 회로(106)에서 처리된다. 필터 회로(106)은 또한 자동 이득 제어 및 중간 주파수(IF)로의 다운 컨버젼과 같은 다른 기능을 수행할 수 있다.
이동국(100)은 페이딩되는 신호들을 수신하는 무선 수신기를 사용한다. 수신기 회로(111)은 통신 채널을 통하여 확산 스펙트럼 통신 신호를 수신하도록 구성된 제1 수신기 핑거(112), 제2 수신기 핑거(114) 및 제3 수신기 핑거(116)를 포함하는 레이크 수신기이다. 이하에서 더 상세히 설명되겠지만, 각 수신기 핑거는 수신기 핑거의 록상태를 나타내는 록 지시를 발생시킨다. 제1 수신기 핑거(112)의 구조 및 동작은 이하에서 상세히 설명될 것이다. 양호하게, 제2 수신기(114) 및 제3 수신기(116)은 제1 수신기 핑거(112)와 실제로 동일하게 동작한다.
상술된 바와 같이, 결합기(118) 다수의 수신기 핑거들, 즉, 제1 수신기 핑거(112), 제2 수신기 핑거(11)4 및 제3 수신기 핑거(116)에 결합된다. 결합기(118)은 각 수신기 핑거로부터 록 지시에 응답하여 각 수신기 핑거로부터 트래픽 신호를 결합하고 수신된 신호를 형성한다. 결합기(118)은 수신된 신호를 디코더(120)에 제공한다. 디코더(120)은 디인터리빙 및 채널 디코딩을 제공하고 비터비 디코더 또는 다른 타입의 컨볼루셔널비코더 또는 임의의 다른 적당한 디코더일 수 있다. 디코더(120)은 RF 신호에 전송된 데이타를 회복시키고 이 데이카를 제어기(122)에 출력한다.
제어기(122)는 데이타를 각 사용자의 인터페이스(124)에 의해 사용되기 위한 인식할 수 있는 음성 또는 정보로 포맷한다. 제어기(122)는 이동국(100)의 다른 소자들에 전기적으로 결합되어 제어 정보를 수신하고 제어 신호들을 제공한다. 제어 접속은 도면을 복잡하지 않게 하도록 도1에 도시되어 있지 않다. 제어기(122)는 통상 마이크로 프로세서 및 메모리를 포함한다. 사용자 인터페이스(124)는 수신된 정보 또는 음성을 사용자에게 전달한다. 통상, 사용자 인터페이스(124)는 디스플레이, 키패드, 스피커 및 마이크로폰을 포함한다.
각각의 수신기 ㅍㅇ거들(112, 114, 116)은 서로 다른 신호들을 수신하도록 할당된다. 멀티패스 상태에서, 수신기 핑거들(112, 114, 116)은 각각의 멀티캐스 신호들 또는 레이들을 수신하도록 할당된다. 소프트 핸드 오프 동안, 수신기 핑거들(112, 114, 116)은 핸드 오프시 수반되는 서로 다른 기지국들에 할당된다. 각각의 신호들로의 수신기 핑거들의 할당은 이하에서 설명되는 방식으로 제어기(122)의 제어 하에 있다.
이동국(100)으로부터 무선 주파수 신호들을 원격 기지국에 전송할 때, 사용자 인터페이스(124)는 사용자 입력 데이타를 제어기(122)에 전송한다. 제어기(122)는 사용자 인터페이스(124)로부터 얻어진 정보를 포맷하고 이 포맷된 정보를 전송기(126)에 전송하여 RF변조 신호들로 변환시킨다. 전송기(126)은 RF 변조 신호를 안테나(102)에 전송하여 기지국에 전송한다.
신호들을 수신하고 복조하기 위한 각 레이크 수신기 핑거들(112, 114, 116)의 구조 및 동작이 수신기 핑거(112)를 예를 들어 설명될 것이다. 본 발명에 따라서, 이동국(100)은 1개 이상의 확산 스펙트럼 통신 신호들, 양호하게, 직접 시퀀스 부호 분할 다원 접속(DS-CDMA) 신호들을 수신하도록 구성된다. 각 확산 스펙트럼 통신 신호들은 파일럿 채널 및 다수의 트래픽 채널들을 포함한다.
셀룰라 무선 전화 시스템에서의 기지국에서와 같은 전송기에서, 파일럿 채널 및 트래픽 채널들은 왈시 부호들을 이용하여 엔코드된다. 이 파일럿 채널 및 트래픽 채널들은 서로 다른 왈시 부호들을 이용하에 엔코드된다. 통상, 파일럿 채널은 왈시(0) 부호를 사용하여 엔코드되고, 제1 트래픽 채널은 왈시(2) 부호들을 이용하여 엔코드된다. 엔코딩을 한 후에, 이 신호 스펙트럼은 의사 불규칙 잡음(PN) 부호를 사용하여 확산된다. 디지탈 형태의 이 확산 스펙트럼 신호는 PN 부호 및 엔코드된 데이타에 의해 정의되는 각각의 값들을 갖는 일련의 칩들을 포함한다. 각 기지국에 대한 PN 부호는 다른 기지국의 PN 부호와 식별된다. 시스템 내에서의 각 수신기, 또는 셀룰라 무선 전화 시스템에서의 가입자는 트래픽 채널에 대응하는 유일한 왈시 부호를 할당받아서 이 할당된 트래픽 채널상에서 기지국과의 통신을 하여 트래픽 채널을 디코딩한다. 각 수신기는 또한 파일럿 채널을 디코드한다. 각 수신기는 시스템 내의 기지국들에 대응하는 PN 부호를 인지한다. 파일럿 채널은 통신 채널의 채널 위상 및 채널 이득을 추정하는데 사용된다.
가장 잘 수신된 신호를 얻기 위해, 수신기 핑거들(112,114,116) 및 결합기(118)을 포함하는 수신기 회로(111)은 가능한한 많은 핑거들로부터 심볼들을 결합하려고 한다. 각 핑거는 각각의 멀티패스 신호 또는 소프트 핸드 오프시 수반되는 기지국들중 하나의 기지국으로부터의 신호와 같은 수신된 신호에 할당된다. RSSI와 같은 신호 품질 파라미터는 핑거가 결합기(118)에 의해서 결합되어야 할지를 결정하는데 이용된다. 신호 품질이 록 임계값을 초과하면, 핑거는 "록"된다. 신호 품질이 언록 임계값 이하로 떨어지면, 이 핑거는 "언록"된다. 이 핑거록 상태는 레이크 수신기 회로(111)에 의해서 핑거가 결합기(118)에 의해 사용되어야 할지를 결정하는데 사용된다.
첫째로, 수신기 핑거(112)는 수신된 신호 강도 지시(RSSI) 회로(130), 디스프레더(150), 파일럿 심볼 디코더(151), 파일럿 채널 합산기(152), 필터(154), 공액 발생기(156), 트래픽 심볼 디코더(158), 트래팩 채널 합산기(160), 지연 소자(162) 및 복조기(164)를 포함한다. 당기술에 숙련된 당업자에게는 이 구성 요소들이 하드웨어 또는 소프트웨어에서 구현될 수 있고 효율 및 생산성을 향상시키는 2개의 결합에서 구현될 수 있다.
디스프레더(150)은 필터 회로(106)으로부터 이동국(100)에 의해서 수신된 확산 스펙트럼 통신 신호의 디지탈 표시를 수시한다. 디스프레더(150)은 의사 불규칙 잡음(PN) 부호를 수신된 신호에 인가한다. 디스프레더(150)은 디스프레드 신호를 발생하여 수신된 신호를 디스프레드한다. PN 부호는 이동국(100)에 기억되고, 예를 들어, 통신 채널이 기지국과 이동국(100) 사이에서 시작되는 경우 이동국(100)에 전송될 수 있다. PN 부호는 대응하는 PN 부호를 선택함으로써 이동국이 통신을 위해 기지국을 선택하도록 기지국에 대해 유일하다.
디스프레드 신호는 디스프레더(150)으로부터 파일럿 심볼 디코더(151)에 제공된다. 파일럿 심볼 디코더(151)은 파일럿 채널 신호를 디코드하고 파일럿 심볼들을 검출한다. 이 파일럿 심볼 디코더는 통상 왈시 부호 왈시(0)인 파일럿 채널 부호를 인가한다. 파일럿 심볼 디코더(151)은 디코드된 신호를 파일럿 채널 합산기(152)에 인가한다. 파일럿 채널 합산기(152)는 합산기(166) 및 스위치(168)을 포함한다. 합산기(166)은 64개의 연속된 칩들을 합산하여 파일럿 심볼을 형성한다. 매 64번째 칩 이후에, 스위치(168)은 합산기(166)을 필터(154)에 결합시키도록 폐쇄되어 수신된 파일럿 심볼을 필터(154)에 제공한다.
왈시 부호가 파일럿 채널을 엔코드하는데 사용된다면, 도1에 도시된 실시예가 적당한다. 왈시(0)이 2진수로 구성되기 때문에, 파일럿 채널이 왈시(0)을 사용하여 엔코드되는 경우, 디코딩이 필요치 않고 파일럿 심볼 디코더(151)이 배재될 수 있다. 그러나, 다른 왈시 코드 또는 다른 타입의 코딩이 파일럿 채널을 엔코드하는데 사용되면, 디코더가 필요하다. 이러한 디코더는 파일럿 코드를 디스프레드 신호에 인가하여 파일럿 채널 신호를 생성시킨다.
필터(154)는 파일럿 심볼들을 파일럿 채널 합산기(152)로부터 수신한다. 필터(154)는 채널 신호를 여파하여 이하에서 설명되는 방법으로 통신 채널에 대한 추정된 채널 이득과 추정된 채널 위상의 복소수 표시를 얻는다.
필터(154)는 양호하게는 로우 패스 필터(low pass filter)이다. 이 필터의 입력은 파일럿 심볼p(n)이다. 필터의 출력은 채널 계수의 추정치h(n)이다. h(n)은 위상 및 크기를 둘다 갖는 복소수이다. 이 위상 정보는 채널 위상의 추정치에 대응한다. 필터(154)의 한가지 가능한 구현이 도그에 관련하여 이하에서 설명될 것이다. 공액발생기(156)은 필터(154)에 의해 발생된 신호h(n)의 공액 복소수를 결정한다. 공액 발생기(156)과 관련하여, 필터(154)는 통신 채널에 대한 채널 이득 및 채널 위상의 복소수 표시의 켤레 복소수의 추정치를 생성한다. 채널 위상 및 채널 이득의 복소수 표시의 켤레 복소수가 복조기(164)에 제공된다.
디스프레드 신호는 또한 디스프레더(150)으로부터 트래픽 심볼 디코더(158)에 제공된다. 트래픽 심볼 디코더(158)은 이동국(100)에 의해 수신된 확산 스펙트럼 통신 신호에 응답하여 트래픽 신호를 발생시킨다. 이 트래픽 심볼 디코더(158)은 사용자 특정 트래픽 부호를 디크프레드 신호에 인가하여 트래픽 채널 신호를 발생시킨다. 이 사용자 특정 트래픽 코드는 이동국(100)에 할당된 왈시 코두 왈시(n)이다. 트래픽 채널 신호는 트래픽 채널 합산기(160)에 제공된다.
트래픽 채널 합산기(160)은 합산기(170) 및 스위치(172)를 포함한다. 이 합산기(170)은 64개의 연속적인 칩들을 합산하여 트래픽 심볼을 형성시킨다. 매 64번째 칩 이후에, 이 스위치(172)는 합산기(170)이 지연 소자(162)에 결합되도록 폐쇄되어 수신된 트래픽 심볼을 지연 소자(162)에 제공한다. 따라서, 트래픽 채널 합산기(160)은 트래픽 채널을 검출한다.
지연 소자(162)는 양호하게, FIFO, 또는 퍼스트 인(first in), 퍼스트 아웃(first out) 버퍼이다. 필터(154)는 채널 이득 및 채널 위상을 추정할때 필터 지연을 도입한다. 지연 소자(162)는 이 필터 지연을 보상하여 추정된 채널 위상 및 추정된 채널 이득이 대응하는 트래픽 심볼들을 복조하는데 사용된다는 것을 보장한다. 지연소자(162)는 지연 신호를 발생시키기 위해 확산 스펙트럼 통신 신호를 소정 시간 동안 지연시킨다. 특히, 지연 소자(162)는 트래픽 채널의 트래픽 심볼들만을 지연시켜서 지연된 트래픽 심볼들을 발생시킨다.
지연된 트래픽 심볼들은 복조기(164)에 제공된다. 이 복조기(164)는 추정된 채널 위상 및 추정된 채널 이득을 이용하여 지연된 트래픽 심볼들을 복조함으로써 지연된 트래픽 심볼들과 공액 발생기(156)을 곱하는 승산기로서 구현된다. 승산한 결과는 다른 과정을 위해 디코더(120)에 제공된다.
RSSI 회로(130)은 합산기(132), 에너지 계산기(134), 합산기(136), 시프터(138), 합산기(140) 및 지연 소자(142)를 포함하는 필터(135), 비교기(144) 및 메모리(146)을 포함한다. RSSI 회로(130)은 파일럿 심볼들을 샘플링하고 여파된 신호를 발생시킨다. 이 필터(135)는 파일럿 샘플신호를 정류하고 여파된 신호를 발생시킨다. 비교기(144)느 여파된 신호가 록 임계값을 초과하는 경우, 출력(149)에서 록 지시를 발생시킨다.
합산기(132)는 파일럿 심볼 디코더(151)에 결합되고 칩의 형태로 신호를 수신한다. 합산기(132)는 512개의 연속된 칩을 합산하여 파일럿 심볼을 형성한다. 에너지 계산기(134)는 파일럿 신호내에서 에너지를 결정하고 신호를 필터(135)에 제공한다. 필터(135)는 평균화 시간 주기를 통해 신호를 평균화하고 여파된 신호를 발생시킨다. 신호는 가정된 평균 페이드 간격을 갖는다. 가정된 평균 페이드 간격은 이동국(100)에 의해 수신된 확산 스펙트럼 통신 신호의 추정된 평균 페이드에 대웅한다. 가정된 평균 페이드 간격은 멀티패스 환경 및 이동국(100)이 이동속도와 같이, 이동국의 동작 조건에 따라 변한다. 평균화 시간 주기는 양호하게 신호의 추정된 평균 페이드 간격보다 길다.
시프터(138)은 신호를 오른쪽으로 비트 위치들의 소정수 K 만큼 시프트시킨다. 양호한 실시예 K=6이다. 그러나, K는 임의의 적당한 값일 수 있다. K값의 변화는 필터(135)의 대역폭을 변화시키는 효과를 갖는다. 이동국에 의해 수신된 확산 스펙트럼 신호는 통상 페이딩하게 되고 필터(135)는 가변 대역폭을 갖음으로써 페이딩의 효과를 여파한다. 본 발명에 따라서, 필터(135)의 대역폭이 줄어들어 페이딩의 효과를 여파한다. 대안적으로 표현된, 이 필터(135)는 평균화 시간 주기 동안 신호를 평균화한다. K값의 증가는 수신된 신호가 평균화되는 평균화 시간 주기를 증가시킨다. 양호하게, 평균화 시간 주기는 10에서 200ms의 범위로 설정된다. 한가지 실시예에서, 평균화 시간 주기는 실제로 30ms 에서 설정된다.
비교기(144)는 여파된 신호를 수신하기 위해 필터에 결합되는 제1 입력(147)을 포함한다. 비교기(144)는 메모리(146)에 결합되는 제2 입력(145)를 포함한다.
비교기(144)는 여파된 신호를 록 임계값(141)에 비교하거나 메모리(146)에 기옥된 언록 임계값(143)에 비교한다. 이 여파된 신호는 RSSI 측정과 같은 신호 품질 파라미터에 대응한다. 비교기는 비교에 응답하여 출력(149)에서 록 지시를 발생시킨다.
록 지시는 제어기(122)에 제공된다. 록지시가 RSSI 측정이 록 임계값을 초과하고 제1 수신기 핑거(112)가 록되어야 한다는 것을 지시하는 경우, 제1 수신기 핑거(112)는 제어기(122)에 의해서 록되고, 제1 수신기 핑거(112)로부터의 트래픽 신호 또는 트래픽 심볼은 결합기(118)에 의해 결합된다. 여파된 신호가 이전의 록 지시 이후에 언록 임계값 이하로 떨어지는 경우, 결합기는 수신기 핑거로부터 트래픽 신호를 결합시키지 않는다. 따라서, 수신기 회로(111)은 여파된 신호에 대한 신호 품질 파라미터가 록 임계값을 초과하는 경우 제1 수신기 핑거(112)를 언록하고 신호 품질 파라미터가 언록 임계값 이하로 떨어지는 경우에 제1 수신기 핑거(112)를 록한다. 록 임계값은 언록 임계값과는 다를 수 있다. 대안적으로, 록 임계값이 실제로 언록 임계값과 같을 수 있다.
언록 임계값은 제1 수신기 핑거(112)의 잡음 플로어(noise floor) 약간 위에 세트된다. 잡음 플로어는 잡음으로부터 입력 신호를 식별하는데 요구되는 최소 입력 신호 레벨에 대응한다. 예시적 실시예에 있어서, 제1 수신기 핑거(112)의 잡음 플로어는 실제로 -27dB EC/IO'이고 여기서 EC는 총 칩 에너지이며 IO는 총 간섭 포함 잡음이다. 양호하게, 언록 임계값은 -19dB EC/IO의 범위에서 설정된다. 발명자는 실제로 -24dB EC/IO'에서 언록 임계값을 설정함으로써 바람직한 결과가 얻어진다는 결론을 내렸다.
종래의 수신기 회로에서는, 언록 임계값이 대략 -18.5dB EC/IO에서 설정된다. 이 값은 결합을 위해 사용되기 위한 정확한 채널 추정치의 결정을 위한 시간을 제공한다. 또한, 이 값은 낮게 수신된 신호 강도에서 정확하지 않은 채널 추정기들을 제공한다. 이 언록 임계값으로, 수신기 핑거(112)는 깊은 페이드 동안 언록할 수 있다. 페이드 동안 언록된 임의의 수신기 핑거들(112,114,116)로, 멀티패스레이는 사용가능치 않고 확산 스펙트럼 통신 신호로부터 몇몇 유용한 파일럿 신호정보가 손실된다. 이것은 2중 또는 3중 소프트 핸드오프시 또는 파일럿 신호가 대응하는 기지국으로부터 수신된 총 전력에 대하여 약한 경우 수신기 성능에 있어서 심각한 저하를 초래할 수 있다. 느린 페이딩 동안에는 격심한 저하가 증가한다.
본 발명에 따른 수신기 회로를 사용하는 이동국에서, 페이드 동안 핑거 언록의 가능성이 감소된다. 멀티패스 레이가 페이드에 있는 경우, 레이는 코히런트(coherent) 결합으로 여전히 몇몇 혜택을 제공한다. 예를 들면, 언록 임계값을 -19에 -27dB EC/IO의 범위로 낮추는 것은 수신기 핑거의 언록을 제한하고 수신기 회로(111)의 수행을 개선시킨다. 도3에 관련하여 이하에서 설명되겠지만, 수신기 수행에 대한 부가적 향상이 핑거를 직접적으로 결합하도록 파일럿 추정치를 즉시 얻음으로써 얻어진다.
도2를 참조하면, 도1의 무선 전화 이동국(100)에서 사용되기 위한 유한 임펄스 응답(FIR) 필터(200)가 도시된다.
필터(200)은 도1의 필터(154)의 로우 패스 필터 기능을 제공하는데 사용될 수 있다. 필터(200)은 지연 소자들(202, 204, 206), 승산기(208, 210, 212 및 214) 및 합산기(216)을 포함한다.
양호하게, 필터(200)은 지연소자들(202, 204, 206)과 같은 총 61개의 지연 소자들을 사용하는데, 도면을 복잡하지 않게 하기 위해서 도2에 모두다 도시되지는 않는다. 지연 소자들은 순차적 위상에서 동작하고, 지연 소자들의 체인을 통해서 여속적으로 파일럿 심볼들을 시프트한다. 지연 소자들은 직렬로 결합되어 제1 위상동안 지연 소자(202)는 파일럿 채널 합산기(152)(도1)로부터 제1 파일럿 심볼을 수신한다. 한 파일럿 심볼 주기 이후에, 제1 파일럿 심볼은 지연 소자(202)로 부터 지연 소자(204)에 전송되고 제2 파일럿 심볼은 파일럿 채널 합산기(152)로부터 지연소자(202)에 전송된다. 다시, 하나의 파일럿 심볼 주기 정도의 지연 이후에, 제3 위상동안, 제1 파일럿 심볼은 지연소자(204)로부터 지연소자(204)와 직렬로 결합된 다음 지연 소자에 전송되고, 제2 파일럿 심볼은 지연 소자(202)로부터 지연 소자(204)에 전송되고, 제3 파일럿 심볼은 파일럿 채널 합산기(152)로부터 지연 소자(208)에 전송된다.
각 위상동안, 각 지연 소자에 기억된 파일럿 심볼들은(208, 210, 212, 214)등과 같은 각각의 승산기기에 의해서 가중 계수로 승산된다. 양호하게, 필터(200)은 승산기(208, 210, 212 및 214)와 총 62개의 승산기를 사용한다. 그러나, 도2에는 모두다 도시되어 있지는 않다. 각 승산기는 지연 소자들(202, 204, 206) 중 하나의 지연 소자에 대응한다. 또한, 승산기(208)은 지연 소자의 입력에서 가중 계수에 의해 인컴밍 파일럿 심볼을 증배한다.
가중 계수들은 임의의 적당한 방법에 따라 추정될 수 있다. 하나의 샘플인 예를 들어, 가중 계수들 모두가 1이 되도록 세트된다. 이러한 구현에서, 필터(200)은 가중 없이 파일럿 심볼들의 소정 수(예를 들면, 42)를 평균화하는 로우 패스 필터이다. 양호하게, 가중 계수들은 필터(200)이 로우 패스 필터의 이상적인 평행 주파수 응답에 대하여 주파수 응답 폐쇄를 갖는다.
다른 실시예에서, 필터(154)(도1)은 로우 패스 무한 임펄스 응답(IIR) 필터를 사용하여 구현될 수 있었다. 이러한 IIR 필터는 자신의 패스밴드 내에서 근접 선형 위상 응답을 포함했어야 한다.
필터(154)는 여분 주파수에서 그룹 지연에 의해 특징지어 진다. 필터(200)과 같은 선형 위상(FIR) 필터에 대해서, 필터의 그룹 지연은 지연의 1/2 또는 필터의 길이 정도이다. 비선형 -위상 FIR 또는 IIR필터에 대해서, 그룹 지연은 다음과 같이 정의된다.
Figure kpo00002
여기서
Figure kpo00003
는 주파수(f)에서 필터에 의해 도입된 위상 회전이고, fO는 여분의 주파수이다. 지연 소자(162)에 의해 도입된 지연은 실제로 필터(154)의 그룹 지연과 같다.
도3은 도1의 무선 전화 이동국에서 사용되기 위한 필터(300)의 블럭도이다. 필터(300)은 전치 결합기(302), 버퍼(304), 합산기(306), 누산기(308) 및 수량기(310)을 포함한다. 이 전치 결합기(302)는 파일럿 채널 합산기(152)(도1)에 결합되고 19.2kHz와 같은 소정 속도로 디스프레드 파일럿 심볼들을 연속해서 결합하여 결합된 파일럿 심볼들을 형성한다. 이것은 필터(300)의 메모리 요구량을 줄이는 작용을 한다. 예를 들면, 전치 결합기는 2개의 파일럿 심볼들을 합산하고 그런다음 기억되는데 상기 2개의 심볼은 파일럿 심볼을 생성해내도록 함께 설계된 p(n) 및 p(n+1)이다. 메모리 요구량이 중요치 않은 분야에서는, 전치 결합기가 생략될 수 있다.
전치 결합기(302)는 결합된 파일럿 심볼들을 순차적으로 버퍼(304)로 시프트시킨다. 버퍼는 양호하게 21개의 결합된 파일럿 심볼들을 기억시키는데, 이 파일럿 심볼드은 파일럿 채널 합산기(152)로부터 수신된 42개의 파일럿 심볼들에 대응된다. 이것은 또한 1.1ms의 그룹 지연에 대응한다.
각 결합된 파일럿 심볼 주기 동안, 버퍼(304)는 새로 결합된 파일럿 심볼을 버퍼(304)에 시프트시키고 최초로 결합된 파일럿 심볼을 버퍼(304) 밖으로 시프트시킨다. 합산기(306)은 버퍼의 내용들을 전치 결합기(302)에 의해 합산기(302)에 제공된 새로 결합된 파일럿 심볼과 함께 결합된다. 합계가 누산기(308)에 누산된다. 그런 후 이 합계는 기억 요구량을 줄이도록 퀀타이저(310)에서 수량화된다. 이 수량화의 결과는 채널 위상 및 채널 이득의 추정치에 대응하는 결과를 초래시킨다.
주의할 것은, 필터(300)은 양호하게 21개의 파일럿 심볼 또는 1.1ms 정도인 그룹 지연에 의해 특징지어진다. 필터(300)은 필터(154)(도1)의 필터 기능을 제공하는데 사용되고, 지연 소자(162)에 의해 도입된 지연은 필터(300)의 그룹 지연과 실제로 동등하다.
본 발명에 따라서, 핑거는 새로운 신호에 할당되는 경우 수신기 핑거(112)와 같은 수신기 핑거가 바로 결합되게 하기 위해서 파일럿 추정치를 발생시키도록 필터(300)이 T 심볼에 대해 평균화 회로로서 사용될 수 있다. 핑거가 새로운 멀티패스 레이에 할당되는 경우, 핑거는 결합되기 전에 먼저 새로운 파일로서 추정치를 얻어야만 한다. 종래의 추정기 회로에서, 핑거는 언록으로 할당되고 핑거의 RSSI가 RSSI 록 임계값 위로 부상하면 록된다. 종래의 채널 추정기는 위상 록 루프(PLL)을 사용하여 새로운 파일럿의 이득 및 위상 추정치를 발생시킨다. PLL은 새로운 파일럿에 록될 시간을 필요로 한다. 이 지연은 핑거가 재할당될때 마다 저하를 야기시킨다. 많은 분야에서, 핑거들은 자주 재할당될 필요가 있다. 예를 들면, 주어진 기지국에 대응하는 멀티패스 프로필은 일정하게 변한다. 또한, 이동국(100)이 셀 경계들을 횡단함에 따라, 소프트 핸드 오프시 기지국은 이동국(100)과 시간에 따라 변한다. 이런 상황에서, 수신기 핑거를 결합시키는 데 있어서의 지연과 수신기 성능에 있어서의 저하가 받아들이기 어렵다.
필터(300)에서, 누산기(308)은 평균화 회로이다. 수신기 핑거(112)를 새로운 신호에 할당한 후에, 수신기 핑거는 바로 록된다. 몇몇 구현에 있어서, 수신기 회로(111)은 레지스터 또는 다른 메모리 소자를 포함하여 수신기 핑거의 록 상태를 기억시킨다. 결합은 록 상태가 레지스터 내에 "록"으로 기입될 수 있다. 이러한 구형에서, 레지스터는 "록"으로 기입될 수 있고 그런 후에 핑거는 새로운 신호에 할당된다. 평균화 회로, 누산기(308) 및 버퍼(304)는 또한 클리어(clear)되거나 또는 리셋(reset)되고 새로운 신호는 제1 수신기 핑거(112)에 수신된다.
새로운 신호가 수신되기 때문에, 수신기 핑거(112)는 새로운 신호에서 파일럿심볼들을 검출한다. 필터(300)은 연속된 파일럿 심볼들을 평균화하여 가중된 채널 추정치를 제공한다. 필터(300)은 제1 파일럿 심볼과 다음 파일럿 심볼을 포함하는 파일럿 심볼들을 합산하고, 누산기(308)에 이 합을 생성시킨다. 가중된 채널 추정치는 합계에 응답하여 생성된다. 필터(300)은 부가적으로 샘플 크기, T, 로 합계를 나누어 가중된 채널 추정치를 생성시킨다. 샘플 크기(T)는 양호하게 버퍼, 42개의 파일럿 심볼들 또는 21개의 파일럿 심볼들의 샘플 쿠기에 대응하나, 다른 샘플 크기들이 사용될 수 있다.
따라서, 제1 수신기 핑거(112)를 록 된(locked)된 것으로서 새로운 신호에 할당할 때, 필터(300)은 제1 파일럿 심볼을 검출하고 파일럿 심볼 합(초기에 제1 파일럿 심볼만을 포함함)을 형성한다. 제1 파일럿 채널 추정치는 파일럿 심볼 합계에 응답하여 발생된다. 필터(300)은 부가적으로 파일럿 심볼 합을 T로 나눌 수 있는데, 여기서 T는 제1 파일럿 채널 추정치를 발생시키도록 21 또는 42와 같은 소정 값이다. 제1 수신기 핑거(112)는 제1 트래픽 채널 추정치에 따라 제1 트래픽 심볼을 복조한다. 제1 트래픽 심볼은 결합기(118)에의해 제2 수신기 핑거(114) 및 제3 트래픽 핑거(116)으로부터의 트래픽 심볼들과 지연 없이 결합된다. 필터(300)은 다음 파일럿 심볼을 검출하면서 계속된다. 필터(300)은 다음 채널 추정치를 발생시키면서 다음 파일럿 심볼을 파일럿 심볼 합에 가산한다. 제1 수신기 핑거(112)는 새로운 신호에 트래픽 심볼을 검출하면서 다음 채널 추정치에 따라 다음 트래픽 심볼을 복조한다. 결합기(118)은 가중된 채널 추정치에 따라 트래픽 심볼들을 다른 수신기 핑거들, 제2 수신기 핑거(114) 및 제3 수신기 핑거(116)으로부터의 트래픽 심볼들과 결합시킨다.
이 과정은 수신된 파일럿 심볼들의 수로 채널 추정치를 가중시키면서 파일럿 심볼이 T파일럿 심볼들을 포함할때까지 계속된다. 이러한 방식으로, 채널 추정치는 연속된 파일럿 심볼들이 수신됨에 따라 개선된다. 대강의 초기 추정치들은 적은 수의 수신된 심볼들로 가중되기 때문에 작은 크기를 갖는다. 결과적으로, 추정치의 비정확도는 수신기 회로의 성능을 격심하게 저하시키지 않을 것이다. 이 구현은 PLL을 사용하는 채널 추정과 같이 지연 시간이 새로운 파일럿을 록하는데 요구되는 핑거들이 종래의 방법에 관해 종종 재할당되는 상황에서 성능을 개선시킨다.
도4를 참조하면, 도1의 이동국(100)에서 사용되기 위한 수신된 신호 강도 지시(RSSI) 회로(400)이 도시된다. RSSI 회로(400)은 파일럿 샘플들, 합산기(404), 에너지 계산기(406), 스위치(408), 제1 필터(410), 제2 필터(412), 제1 비교기(414), 전치프로세서(416), 제2 비교기(418), 1차 록 지시기 출력(420) 및 2차 록 지시기 출력(422)를 수신하기 위해 입력(402)를 포함한다. 당기술에 숙련된 자에게는 도4에 설명된 어떠한 기능도 설명된 하드웨어 요소보다는 소프트 웨어 조작을 이용하여 수행될 수 있다.
RSSI 회로(400)은 수신된 파일럿 심볼들의 수신된 신호 강도를 측정한다. 파일럿 심볼들은 입력(402)에서 수신된 신호를 디스프레드함으로써 형성된다.
우수한 전력 제어 수행은 빠른 RSSI 회로를 필요로 한다. RSSI 회로는 수신된 신호가 순간적으로 페이드에 강하되는 경우 레일레이 페이딩을 추적하고 핑거를 언록해야만 한다. 전력 제어 비트들이 부적당하게 복조되는 약한 링크는 이동국(100)이 전력 제어 지시에 올바르지 않게 응답되도록 한다. 이것은 저하된 호출들 및 다른 바람직하지 못한 상태를 초래시킬 수 있다. 따라서, 전력 제어 비트 디코딩에 대해서, RSSI회로는, 예를 들면, 10ms이상의 시간동안 깊은 페이드로 강하하는 어떠한 핑거라도 언록할 만큼 빠를 필요가 있다.
이 필요 조건은 이동국(100)이 소프트 핸드오프되건 되지 않건 간에 적용된다. 이 필요조건은 소프트 핸드 오프에 있어서 매우 중요하다. 소프트 핸드 오프에서, 전력 제어 비트들은 보우팅 방법(vouting method)을 사용하여 디코드된다. 어떠한 기지국이라도 전력을 줄이기 위해 전력 제어 지시를 보내면, 이동국은 전력을 줄일 것이다. 소프트 핸드 오프시 모든 기지국으로부터의 모든 전력 제어 지시기들이 이동국이 전력을 증가시킬 것을 지시하면, 이동국은 전력을 증가시킬 것이다.
록된 핑거는 트래픽 채널 복조 및 전력 제어 비트 디코딩 양자에 제공된다. 종래의 수신기에서, 동일한 록 지시기는 트래픽 채널 결합기 및 전력 제어 비트 복조 양자를 제어하는 데 이용된다. 그러나, 파워 제어 비트 디코딩을 위해 요구되는 페이딩에 대한 재빠른 응답이 트래픽 채널 복조에 대해서는 요구되지 않는다. 따라서, 본 발명에 따라서, RSSI회로(400)은 비교적 느린 속도로 1차 또는 트래픽 채널 록 지시를 제공하고 2차 또는 전력 제어 록 지시를 제공하는 사이에서 시분할 된다. 따라서, 본 발명에 따라서, 레이크 수신기의 각 레이크 핑거는 2개의 독립적 록 상태를 갖는데, 하나는 트래픽 채널 디코딩을 위해 사용되는 1차 록 상태이고 다른 하나는 전력 제어 채널 디모딩을 위해 사용되는 2차 록 상태이다. 이동국(100)은 결합기와 같은 트래픽 채널 결합기와 디코더(120)과 같은 전력 제어 비트 디코더이다. 1차 록 상태는 결합기(118)에 의해서 사용되고 2차 록 상태는 디코더(120)의 전력 제어 비트 디코더에 의해 사용된다.
각각의 레이크 수신기 핑거들(112,114,116)은 파일럿 채널 신호를 디스프레드하기 위해 디스프레더(150)와 RSSI 회로(400)과 같은 수신된 신호 강도 지시기 회로를 포함한다. RSSI회로(400)에서, 입력 (402)는, 예를 들면, 파일럿 신호 디스프레서(150)(도1)로부터 파일럿 샘플들을 수신하도록 구성된다. 파일럿 샘플들은 합산기(404)에 제공된다. 이 합산기(404)는 연속된 파일럿 샘플과 같은 소정 수의 파일럿 샘플들을 합산하여, 파일럿 심볼을 형성시킨다. 파일럿 심볼들은 파일럿 신호에서 에너지를 결정하기 위해 에너지 계산기(406)에 제공된다.
스위치(408)은 각 수신된 파일럿 심볼에 대해 제2 필터(412)를 일반적으로 에너지 계산기(406)에 결합시킨다. 매 M파일럿 심볼들마다 한번, 스위치(408)은 또한 제1 필터(410)을 에너지 계산기(406)에 결합시킨다. M은 소정수의 심볼들, 예를 들면, 8개의 심볼들이다. 다른 값들은 적당하게 M에 대해 선택될 수 있다. 소프트웨어 조작의 일부일 수 있는 스위치(408)의 동작은 제어기(122)에 의해 제어된다.
제1 필터(410)과 제2 필터(412)의 구조 및 동작은 도1과 관련하여 상술된 필터(135)의 구조 및 동작과 유사하다. K의 값은 제어기(122)에 의해 제어된다. 통상 K의 값들은 3에서 6의 범위에 있는 정수이다. 그러나, 어떠한 다른 적당한 값도 사용될 수 잇다. 설명된 실시예에서의 제1 필터(410)및 제2 필터(412)는 각각 단극 유한 임펄스 응답(IIR) 필터이다. 다른 적당한 필터들이 사용될 수 있다. 제1 필터(410) 및 제2 필터(412)를 형성시키는 하드웨어 소자들은 2개의 필터로 나뉘어 진다. 예를 들면, 하나는 1차 또는 트래픽 채널 록 지시를 위한 것이고 다른 하나는 2차 및 전력 제어 록 지시를 위한 2개의 독립적 누산기들 및 2개의 독립적 기어 레지스터들이 양호하게 제공된다. 이것은 다른 필터 하드웨어의 시분할 2개의 록 지시 값들의 계산 또는 상태들 사이에서 이루어지도록 허용한다.
스위치(408)은 필터를 임계값 비교 회로들 중 하나에 결합시킨다. 스위치(408)의 위치는 제어기(122)에 의해서 제어된다. 본 발명에 따라서, RSSI 회로는 파일럿 에너지를 측정하고 1차 록 지시 및 2차 록 지시를 제공하는 시분할 된 록 지시기 회로를 형성한다. 1차 록 지시는 더 작은 대역폭 IIR 필터에 관련하여 파일럿 에너지의 롱텀 평균에 대응한다. 2차 록 지시는 대역폭 IIR 필터에 관련하여 파일럿 에너지의 쇼트텀 평균에 대응한다.
설명된 실시예에서, 스위치(408)은 각각의 수신된 파일럿 심볼에 대해서 제2 필터(412)를 에너지 계산기 (406)에 결합시킨다. 이것은 2차 또는 전력 제어 록 지시가 빠른 베이드에 응답할 수 있다는 것을 보장한다. 대조적으로, 스위치 (408)은 제1 필터(410)을 매 M 수신된 파일럿 심볼들 마다 한번씩만 에너지 계산기(406)에 결합시킨다. 한 실시예에서, M은 8이다. 이것은 1차 또는 트래픽 채널 록 지시기가 파일럿 에너지의 롱텀 평균에 대응한다는 것을 보장한다. 따라서, RSSI 회로 (400)은 제1 속도로 1차 록 지시를 제공하고 제1 속도로 2차 록 지시를 제공하는 시분할 된 록 지시기를 형성하는 데, 제2 속도는 제1 속도보다 빠르다. 스위치(408)은 RSSI 회로(400)의 대역폭을 변화시키기 위한 수단을 형성한다. 대역폭은 서로 다른 대역폭들을 갖는 각각의 필터들을 제공함으로써 또는 시프트 레지스터, 징수기와 같은 다른 수단에 의해서 변할 수 있다
제어기(122)는 시분할 록 지시기 회로를 제어한다. 대안적 실시예에서, 각각의 록 지시기 회로들이 각각의 1차 록 지시 및 제2차 록 지시를 위해 제공된다. 그러나, 스위치(408)을 이용하고 제어기(122)의 제어하에서 시분할 하는 것은 요구되는 구성요소들의 수를 줄인다.
트래픽 심볼들의 산재는 전력 제어 비트들을 포함하는 전력 제어 채널이다. 트래픽 채널과 전력 제어 채널의 수령간의 시간관계는 이동국(100)과 원격 기지국 사이의 통신을 위해 사용되는 통신 프로토콜에 의해 정해진다. 예를 들면, IS-95에 따르면, 전력 제어 비트들은 매 1.25ms 마다 수신된다.
제1 비교기(414)는 여파된 신호를 제1 소정의 임게와 비교한다. 제1 소정의 임계값은 비교기(414)에 기억되나 임의의 적당한 방식으로 교대적으로 기억되거나 계산된다. 소정 임계값에 대한 에시적 값은 -20dB EC/IO이다. 제1 비교기(414)는 수신된 신호 강도가 제1 소정 임계값을 초과하는 경우 1차 록 지시를 제1 상태에 제공하고 수신된 신호 강도가 제1 소정 임계값을 초과하지 않은 경우에는 제2 상태에 제공한다. 따라서, 제1 비교기(414)는 파일럿 신호 에너지의 롱텀 평균에 응답하여 1차 록 지시를 발생시킨다. 1차 록 지시는 제1 비교기(414)에 의해서 1차 록 지시기 출력부(420)에 제공된다. 1차 록 지시기 출력부(420)은 제어기(122)(도1)에 결합된다.
전치 프로세서(416)은 여파된 신호를 필터(410)으로부터 수신한다. 전치 프로세서(416)은 동일한 기지국으로부터 수신된 멀티패스 레이들로부터 RSSI 에너지 들을 결합시킨다. 이것은 제2 비교기(418)이 각각의 핑거들의 RSSI 보다는 특정 기지국으로부터의 총 RSSI에 기초하여 록/언록 결정을 하도록 하는 것을 허용한다. 이런 방법으로 RSSI 에너지들을 결합시키는 것은 전력 제어 비트 디코딩에서 에러를 최소화하는 것을 돕는다. 제2 비교기(418)은 전치 프로세서(416) 출력이 제2 소정 임계값을 초과하는 경우 2차 록 지시를 제공한다. 제2 비교기(418)은 수신된 파일럿 신호의 수신된 신호 강도를 주기적으로 검출하고 수신된 신호 강도가 제2 비교기(418) 또는 다른 곳에 기억된 제2 소정의 임계값을 초과하는 경우 2차 록 지시를 제1 상태에 제공하고 수신된 신호 강도가 제2 소정의 임계값을 초과하지 않는 경우 제2 상태에 제공한다.
제2 소정의 임계값에 대한 예시적 값은 -17dB EC/IO이다. 따라서, 제2 비교기(418)은 파일럿 신호 에너지의 쇼트-텀 평균에 응다바여 2차 록 지시를 발생시킨다. 2차 록 지시는 제2 비교기에 의해서 2차 록 지시 출력(122)에 제공된다. 2차 록 지시 출력(422)는 제어기(122)에 결합된다.
본 발명에 따르면, 제어기(122)는 1차 록 지시 및 2차 록 지시에 의해 지시되는바오 같이 1차 록 상태 및 재차 록 상태에 응답하여 핑거 록 상태를 제어한다. 제어기(122)는 수신기 핑거에 대한 1차록 지시가 생성되는 경우 트래픽 채널 결합기(118)을 제공하기 위해 다수의 수신기 핑거들(112, 114, 116)로된 수신기 핑거를 배제한다. 제어기는 1차 록 지시가 생성되지 않는 경우 트래픽 채널 결합기(118)을 제공하는 것으로부터 수신기 핑거를 배제한다. 제어기(122)는 2차 록 지시가 생성되는 경우 전력 제어 비트 디코더(122)을 제공하기 위해 수신기 핑거를 포함한다.제어기(122)는 또한 2차록 지시가 생성되지 않는 경우 트래픽 채널 결합기(118)을 제공하는 것으로부터 수신기 핑거들을 배제한다.
더우기, 본 발명에 따라서, RSSI 회로(400)은 가변 대역폭을 갖는 신호 품질 검출 회로를 형성하는데, 이 신호 품질 검출 회로는 트래픽 채널을 검출하기 위한 제1 대역폭과 전력 제어 채널을 검출하기 위한 제2 대역폭을 포함한다. 제1 대역폭은 매 1/M 수신된 파일럿 심볼에 대해 동작을 함으로써 유지된다. 제2 대역폭은 모든 수신된 심볼에 대해 동작을 함으로써 설정된다. 대역폭은 제어기(122)로 부터 수신된 제어 신호들에 응답하여 가변적이된다.
본 발명자는 2차 록 지시에 대해 비교적 빠른 RSSI 회로를 사용함으로써 IS-95 시스템에서 전력 제어 비트 디코딩 수행에 중대한 개선이 있을 수 있다는 결론을 내렸다. 도4에 도시된 RSSI 회로(400)은 : 제2 필터(412)에서 M+=1, k=3과 제2 소정임계값이 -17dB EC/IO라고 셋팅한 예시적 구성을 이용하여 이러한 개선이 성취될 수 있다. 다른 적당한 값들이 사용될 수 있다. 이러한 셋팅으로, 회로의 시정수는 실제로 3ms이고 회로는 EC/IO가 -17dB EC/IO이하로 떨어지는 빠른 페이딩과 얼록 핑거들을 추적할 것이다. 전력 제어 비트들이 매 1.25ms에 한번씩 이동국(100)에서 수신되기 때문에 RSSI 회로(400)을 3ms 보다 빠르게 만드는 것은 중요한 것이 아니다.
RSSI 회로의 속도를 증가시키는 것이 전력 제어 수행을 개선시킨다해도, 이것은 트래픽 채널 수행을 저하시킬 것이다. 최적의 트래픽 채널 디코딩을 위해서, 낮은 언록 임계값을 갖는 느린 RSSI 회로는 최상의 성능을 제공한다. 도4의 RSSI 회로(400)의 제1 필터(410)에서 M=8, k=6이고 제1 소정의 임계값이 -20dB EC/I 로 셋팅한 다음의 예시적 구성을 이용하여 성취될 수 있다. 다른 적당한 값들이 사용될 수 있다. 이러한 셋팅으로, 회로의 시정수는 200ms이다.
제어기(122)는 트래픽 채널 및 전력 제어 검출을 위해 RSSI 회로(400)의 대역폭을 변화시킨다. 선택적으로, 트래픽 채널 검출에 대응하는 제1 대역폭이 시프트 레지스터 값(K)를 이용하여 조절될 수 있다. 제1 필터(410)에 대하여 k=3은 6Hz의 대역폭에 대응하고, k=4 는 3Hz에 대응하고, k=5는 1.5Hz의 대역폭에 대응하고 k=6은 0.75Hz의 대역폭에 대응한다. 전력 제어 채널에 대하여, 제2 필터(412)의 k=3은 48Hz의 대역폭에 대응하고 k=4 24Hz의 대역폭에 대응하고, k=5는 12Hz에 대응하고, k=6은 6Hz의 대역폭에 대응한다. 파일럿 신호들이 급속하게 바뀌고 핑거들이 자주 재할당되는 환경에서, 본 발명에 따른 방법 및 장치는 부가적 특징을 제공한다. 제1 필터(410)의 대역폭 k는 3에서 6의 범위로 조절 가능하다. 따라서, 핑거들이 할당되는 경우, 핑거는 k=3으로 할당되고 1차 록 지시기는 록된다. 이것은 핑거가 핑거 재할당 사이에 지연됨이 없이 트래픽 채널 결합을 위해 바로 사용된다는 것을 의미한다. 수신기 핑거의 RSSI가 스테디 스테이트에 한번 도달되면, K는 더 긴 평균 주기동안 6으로 스위치 백되어야 한다.
전술한 것으로부터 볼 수 있는 바와 같이, 본 발명은 확산 스펙트럼 통신 시스템에서 이동국의 개선된 수행르 위한 방법 및 장치를 제공한다. 2개의 서로 다른 록 지시기들이 제공되는데, 하나의 트래픽 채널 디코더을 위한 것이고, 다른 하나는 전력 제어 채널 디코더를 위한 것이다. 전력 제어 록 지시기는 더 큰 대역폭 RSSI 회로로 발생되고 트래픽 채널 록 지시기는 더 작은 대역폭 RSSI 회로로 발생된다. 이것은 수행이 트래픽 채널 디코딩과 전력 제어 채널 디코딩의 각각의 요구 조건에 잘 맞춰지도록 한다. 다음으로, 이것은 수행이 전력 제어 비트들 및 트래픽 비트들 양자의 정확한 복조를 위해 최적이되도록 허용한다. RSSI 회로는 하드웨어 요구 조건을 최소화하기 위해 트래픽 채널과 전력 제어 채널산에 시분할 된다.
본 발명의 특정한 실시예가 도시된고 설명되었지만, 수정이 있을 수 있다. 따라서 본 특허 청구 범위내에서 의도하고자 하는 바는 본 발명의 사상과 범주에서 벗어나지 않고 모든 변경과 수정들을 본 특허 청구 범위 포괄하는 것이다.

Claims (20)

  1. 파일럿 신호 디스프레더(150), 트래픽 채널 결합기(118) 및 전력 제어 비트디코더(120)을 포함하는 통신장치(100)에 있어서, 트래픽 채널 결합기 및 전력 제어 비트 디코더에서 결합되는 시분할 록 지시기 회로(400)로서, 파일럿 심볼을 검출하고 트래픽 채널 결합기에 의해 사용되기 위한 1차 록 지시를 제공하고 파일럿 심볼을 검출하고 전력 제어 비트 디코더에 의해 사용되기 위한 2차록 지시를 제공하는 시분할 록 지시기 회로 ; 및 시분할 록 지시기 회로를 제어하기 위한 제어기(122)를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신장치.
  2. 제1항에 있어서, 시분할 록 지시기 회로가 제1 속도로 1차 록 지시를 제공하고 제2 속도로 2차 지시를 제공하되, 제2 속도가 제1 속도보다 빠른 것을 더 특징으로 하는 통신장치.
  3. 제1항에 있어서, 트래픽 심볼들 및 전력 제어 심볼들을 검출하기 위해 다수의 수신기 핑거들을 더 포함하고, 다수의 수신기 핑거들 각각은 관련 시분할 록 지시기 회로(400)을 포함하고, 트래픽 채널 결합기는 각각의 수신기 핑거로부터 수신된 각각의 1차 록 지시에 응답하여 각각의 수신기 핑거들로 부터의 심볼들을 결합시키기 위해 다수의 수신기 핑거들에 결합되고, 전력 제어 비트 디코더는 각 수신기 핑거로부터 수신된 각각의 2차 록 지시에 응답하여 각각의 수신기 핑거들로부터의 전력 제어 비트들을 디코드하기 위해 다수의 수신기 핑거들에 결합되는 것을 특징으로 하는 통신장치.
  4. 제3항에 있어서, 시분할 록 지시기 회로는 파일럿 신호 에너지의 롱텀 평균 측정치가 제1소정의 임계값을 초과하는 경우 1차 록 지시를 제공하고 파일럿 신호 에너지의 쇼트텀 평균 측정치가 제2 소정의 임계값을 초과하는 경우 2차 록 지시를 제공하는 것을 특징으로 하는 통신장치.
  5. 다수의 수신기 핑거들(112, 114, 116)을 포함하는 무선 수신기(111)에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법에서, 수신된 파일럿 신호와 응답하여 1차 록 지시를 발생시키는 단계 ; 수신된 파일럿 신호와 응답하여 2차 록 지시를 발생시키는 단계 ; 및 1차 록 지시 및 2차 록 지시와 응답하여 핑거 록 상태를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법.
  6. 제5항에 있어서, 제1 대역폭 및 제2 대역폭을 포함하는 가변 대역폭을 갖는 신호 품질 검출 회로(400)을 제공하는 단계 ; 가변 대역폭을 제1 대역폭에 설정시키는 단계 ; 를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법.
  7. 제6항에 있어서, 제1 대역폭이 제2 대역폭 보다 작은 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법.
  8. 제6항에 있어서, 1차 록 지시는 신호 품질이 제1 소정의 임계값을 초과하는 경우 제공되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법.
  9. 제6항에 있어서, 가변 대역폭을 제2 대역폭에 설정시키는 단계 : 수신된 파일럿 신호의 신호 품질을 검출하는 단계 ; 및 신호 품질에 응답하여 2차 록 지시를 제공하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법.
  10. 제6항에 있어서, 가변 대역폭이 1차 록 지시를 발생시키기 위해서 제1 대역 폭에 설정되고 2차 록 지시를 발생시키기 위해 제2 대역폭에서 설정되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 상태를 제어하기 위한 방법.
  11. 제5항에 있어서, 수신된 파일럿 신호의 수신된 신호 강도를 제1 속도로 주기적으로 검출하는 단계; 수신된 신호 강도가 제1 소정의 임계값을 초과하는 경우 1차 록지시를 제1 상태에 제공하고 수신된 신호 강도가 제1 소정의 임계값을 초과하지 않는 경우 제2 상태에 제공하는 단계; 수신된 파일럿 신호의 수신된 신호 강도를 제2 속도로 주기적으로 검출하는 단계로서, 제2 속도가 제1 속도보다 빠른 단계; 및 수신된 신호 강도가 제2 소정의 임계값을 초과하는 경우 2차 록 지시를 제1 상태에 제공하고 수신된 신호 강도가 제2 소정의 임계값을 초과하지 않는 경우 제2 상태에 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법.
  12. 제11항에 있어서, 제1 속도가 수신된 파일럿 신호의 수신된 파일럿 심볼들의 제1 속도에 대응하고 제2 속도 다수의 수신된 파일럿 심볼들의 제1 속도에 대응하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법.
  13. 제5항에 있어서, 2차 록 지시가 특정 기지국으로부터 총 수신된 신호 강도 지시에 기초하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기에서의 핑거 록 상태를 제어하기 위한 방법.
  14. 다수의 수신기 핑거들(112, 114, 116)을 포함하는 무선 수신기(111)에서의 핑거 록 상태를 결정하기 위한 방법 있어서, 제1 대역폭을 갖는 신호 품질 회로(400)을 이용하여 트래픽 채널의 신호 품질을 검출하는 단계 ; 트래픽 채널의 신호 품질이 제1임계값을 초과하는 경우 1차 록 지시를 생성시키는 단계 ; 제2 대역폭을 갖는 신호 품질 회로를 이용하여 전력 제어 채널의 신호 품질을 검출하는 단계로서, 제1 대역폭이 제2 대역폭보다 작은 단계 ; 및 전력 제어 채널의 신호 품질이 제2 임계값을 초과하는 경우 2차 록 지시를 생성시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기(111)의 핑거 록 상태를 결정하기 위한 방법.
  15. 제14항에 있어서, 무선 수신기가 트래픽 채널 결합기(118) 및 전력 제어 비ㅡ 디코더(120)을 더 포함하고, 1차 록 지시가 생성되는 경우 트래픽 채널 결합기에 기여하기 위해 다수의 수신기 핑거들 중 하나의 수신기 핑거를 포함시키는 단계 ; 2차록 지시가 생성되는 경우 전력 제어 비트 디코더에 기여하기 위해 상기 수신기 핑거를 포함시키는 단계 ; 및 2차 록 지시가 생성되지 않는 경우 전력 제어 비트 디코더에 기여하는 것으로부터 상기 수신기 핑거를 배제하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기(111)의 핑거 록 상태를 결정하기 위한 방법.
  16. 파일럿 신호를 수신하기 위해 입력(402)를 포함하고 파일럿 신호에서 에너지를 결정하기 위해 에너지 계산기를 포함하는 수신된 신호 강도 지시기(RSSI) 회로(400)에 있어서, 에너지 계산기에 결합되어 파일럿 신호의 에너지가 제1 소정의 임계값을 초과하는 경우 주기적으로 결정하고 1차 록 지시를 제공하는 제1 비교기(414) ; 에너지 계산기에 결합되어 파일럿 신호의 에너지가 제2 소정의 임계값을 초과하는 경우 주기적으로 결정하고 2차 록 지시를 제공하는 제2 비교기(418) ; 및 입력에 결합되어 RSSI회로의 대역폭을 변화시키는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 신호 강도 지시기(RSSI) 회로.
  17. 제16항에 있어서, 대역폭을 변화시키기 위해 수단이 스위치(408)을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 신호 강도 지시기(RSSI) 회로.
  18. 제16항에 있어서, 파일럿 신호의 에너지를 여파하기 위해 에너지 계산기에 결합되는 필터(410, 412)르 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 RSSI 회로.
  19. 제18항에 있어서, 필터가 RSSI 회로의 대역폭을 변화시키기 위해 시프트 레지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신된 RSSI 회로.
  20. 제16항에 있어서, 대역폭을 변화시키기 위한 수단이 1차 록 지시를 제공하기 위하여 대역폭을 제1 대역폭에 설정하고 2차 록 지시를 제공하기 위하여 대역폭을 제2 대역폭에 설정하되, 제1 대역폭이 제2 대역폭보다 작을 것을 특징으로 하는 수신된 RSSI 회로.
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