JP6994580B2 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関するものである。

入力側と出力側が絶縁用トランスを介して接続され、絶縁用トランスの一次側である入力側にスイッチング素子Ｑ_１、Ｑ_２、Ｑ_３、Ｑ_４を備えたフルブリッジ方式のインバータを設け、絶縁用トランスの漏れインダクタンスと絶縁用トランスの二次側である出力側に設けた出力コンデンサが平滑手段として利用されるスイッチング電源が知られている（特許文献１）。このスイッチング電源では、二次側の回路構成がセンターチップ整流回路であり、絶縁用トランスの二次側がトランスＴ_ｒ２、Ｔ_ｒ３で構成され、二次側整流素子としてスイッチング素子Ｑ_５がトランスＴ_ｒ２に直列接続され、スイッチング素子Ｑ_６がトランスＴ_ｒ２に直列に接続され、単体のダイオードＤがスイッチング素子Ｑ_５とスイッチング素子Ｑ_６の各々に対して直列に接続されている。

特開２０１７－１４７９１７号公報

従来技術では、ソフトスイッチングさせるために、絶縁用トランスの二次側にスイッチング素子を設けている。スイッチング素子の増加により回路構成が複雑になり、制御が複雑になるという問題がある。

本発明が解決しようとする課題は、比較的簡易な制御によりソフトスイッチングを実現可能な電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供することである。

本発明は、絶縁トランスの出力側に接続される共振回路を設け、この共振回路を流れる電流が絶縁トランスを介してスイッチング素子の低電位側端子から高電位側端子へ流れている期間において、スイッチング素子をターンオンさせることによって上記課題を解決する。

本発明によれば、比較的簡易な制御によりソフトスイッチングを実現することができる。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置を含む電力変換システムの回路図である。 図２は、電力変換装置の動作の説明に必要な各パラメータを説明するための図である。 図３は、電流連続モードにおける電力変換装置の動作の一例である。 図４は、図３に示す時間ｔ_１ａでの電力変換装置の動作を説明するための図である。 図５は、図３に示す時間ｔ_２ａでの電力変換装置の動作を説明するための図である。 図６は、図３に示す時間ｔ_３ａでの電力変換装置の動作を説明するための図である。 図７は、電流不連続モードにおける電力変換装置の動作の一例である。 図８は、電流不連続モードにおける電力変換装置の動作の一例である。 図９は、電流不連続モードにおける電力変換装置の動作の一例である。 図１０は、時間比率に対する出力電力の特性の一例である。 図１１は、図１０に示す出力電力特性の場合に比べて、共振周波数が高い場合の時間比率に対する出力電力の特性の一例である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

本実施形態に係る電力変換装置を、図１を用いて説明する。図１は、本実施形態に係る電力変換装置２００を含む電力変換システムの回路図である。本実施形態に係る電力変換装置２００は、電源から入力される電力を変換し、変換された電力を負荷に供給する。電力変換装置は、例えば、車両に搭載された充電システムに用いられる。具体的な例を挙げると、電源を太陽電池とし、負荷を二次電池とした充電システムが挙げられる。なお、以下の説明では、電源を太陽電池とし、負荷を二次電池とした上で、実施形態を説明するが、電源は太陽電池に限らず他の電源であってもよい。また、負荷は二次電池に限らず、エアコンなどの装置であってもよい。また、電力変換装置は、必ずしも車両に搭載される必要はなく、車両以外の他の装置に搭載されていてもよい。

図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置２００は、１次側回路１と２次側回路２とを備えている。１次側回路１はＤＣＤＣコンバータの１次側の回路であり、２次側回路２はＤＣＤＣコンバータの２次側回路である。１次側回路１は、入力端子１１ａ、１１ｂを備えており、入力端子１１ａには直流電源（図示しない）が接続される。２次側回路２は、出力端子２１ａ、２１ｂを備えており、出力端子２１ａ、２１ｂには負荷（図示しない）接続される。直流電源としては、例えば、太陽電池が挙げられ、負荷としては、例えば、二次電池が挙げられる。

１次側回路１は、電源から入力される直流電力を交流電力に変換する。そして、１次側回路１と２次側回路２との間には絶縁トランス３が設けられており、１次側回路１と２次側回路２との間は絶縁されている。また、絶縁トランス３が昇圧機能を発揮する。２次側回路２は、昇圧され交流を直流に整流し、出力端子２１ａ、２１ｂから直流電力を出力する。これにより、電力変換装置２００は、入力される直流電力を変圧し、変圧後の電力を直流電力として出力する、いわゆるＤＣ－ＤＣコンバータとして動作することができる。

１次側回路１の回路構成について説明する。１次側回路１は、変換回路１０と、平滑コンデンサ１２と、１次巻線３１を備えている。

変換回路１０は、第１ハーフブリッジ回路１０ａと第２ハーフブリッジ回路１０ｂを備えている。第１ハーフブリッジ回路１０ａ及び第２ハーフブリッジ回路１０ｂは、入力端子１１ａ、１１ｂに接続される電源ラインの間に接続されている。第１ハーフブリッジ回路１０ａは、第２ハーフブリッジ回路１０ｂと並列に接続されている。変換回路１０は、第１ハーフブリッジ回路１０ａに含まれるスイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２と、第２ハーフブリッジ回路１０ｂに含まれるスイッチング素子Ｓ_２１、Ｓ_２２をフルブリッジ状に接続した回路構成であり、いわゆるフルブリッジ回路である。変換回路１０は、入力端子１１ａ、１１ｂから入力される直流電力を交流電力に変換する。

第１ハーフブリッジ回路１０ａは、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２と、ダイオードＤ_１１、Ｄ_１２を有している。スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２としては、制御端子の電圧を制御することで、高電位側端子と低電位側端子との間を接続又は遮断する素子が挙げられる。電圧を制御することでスイッチとして機能する素子としては、例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴが挙げられる。なお、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２は、制御端子に流れる電流を制御することでスイッチとして機能する素子であってもよい。電流を制御することでスイッチとして機能する素子としては、例えば、バイポーラトランジスタが挙げられる。以降の説明では、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、及び後述するスイッチング素子Ｓ_２１、Ｓ_２２として、Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴを用いた場合を例に挙げて説明する。この場合、Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴのゲート端子は、各スイッチング素子の制御端子に相当し、Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子は、各スイッチング素子の高電位側端子に相当し、Ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴのソース端子は、各スイッチング素子の低電位側端子に相当する。

図１に示すように、スイッチング素子Ｓ_１１のドレイン端子は、電源ラインを介して入力端子１１ａに接続され、スイッチング素子Ｓ_１１のソース端子は、スイッチング素子Ｓ_１２のドレイン端子と接続されている。また、スイッチング素子Ｓ_１２のソース端子は、電源ラインを介して入力端子１１ｂに接続されている。スイッチング素子Ｓ_１１及びスイッチング素子Ｓ_１２のゲート端子には、後述する制御回路１００から、それぞれ制御信号が入力される。スイッチング素子Ｓ_１１及びスイッチング素子Ｓ_１２は、それぞれの制御信号に応じて、ドレイン端子とソース端子の間を導通又は遮断し、スイッチとして機能する。また、スイッチング素子Ｓ_１１のソース端子とスイッチング素子Ｓ_１２のドレイン端子との接続点Ｏ_１は、後述する１次巻線３１の一端と電気的に接続されている。第１ハーフブリッジ回路１０ａは、スイッチング素子Ｓ_１１及びスイッチング素子Ｓ_１２のスイッチング動作により、入力端子１１ａ、１１ｂから入力される直流電圧を交流電圧に変換し、接続点Ｏ_１から交流電圧を絶縁トランス３に対して出力する。

ダイオードＤ_１１は、スイッチング素子Ｓ_１１に流れる電流の向きに対して逆向きの方向に電流を流すように、スイッチング素子Ｓ_１１に並列に接続されている。また、ダイオードＤ_１２は、スイッチング素子Ｓ_１２に流れる電流の向きに対して逆向きの方向に電流を流すように、スイッチング素子Ｓ_１２に並列に接続されている。これにより、ダイオードＤ_１１及びダイオードＤ_１２は、それぞれ還流ダイオードとして機能する。例えば、スイッチング素子Ｓ_１１がオフ状態でも、電流がソース端子からドレイン端子の方向に流れると、ソース端子からドレイン端子の方向には、ダイオードＤ_１１を通って電流が流れる。ダイオードＤ_１１、Ｄ_１２としては、整流素子又はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードが挙げられる。

第２ハーフブリッジ回路１０ｂは、スイッチング素子Ｓ_２１、Ｓ_２２と、ダイオードＤ_２１、Ｄ_２２を有している。第２ハーフブリッジ回路１０ｂは、第１ハーフブリッジ回路１０ａと同様の回路構成であるため、第１ハーフブリッジ回路１０ａでの説明を適宜援用する。例えば、第１ハーフブリッジ回路１０ａにおけるスイッチング素子Ｓ_１１を、スイッチング素子Ｓ_２１に置き換え、第１ハーフブリッジ回路１０ａにおけるスイッチング素子Ｓ_１２を、スイッチング素子Ｓ_２１に置き換えると、第２ハーフブリッジ回路１０ｂの回路構成となる。なお、第２ハーフブリッジ回路１０ｂでは、第１ハーフブリッジ回路１０ａと異なり、スイッチング素子Ｓ_２１のソース端子とスイッチング素子Ｓ_２２のドレイン端子との接続点Ｏ_２が、後述する１次巻線３１の他端と電気的に接続されている。第２ハーフブリッジ回路１０ｂは、スイッチング素子Ｓ_２１及びスイッチング素子Ｓ_２２のスイッチング動作により、入力端子１１ａ、１１ｂから入力される直流電圧を交流電圧に変換し、接続点Ｏ_２から交流電圧を絶縁トランス３に対して出力する。

ダイオードＤ_２１は、スイッチング素子Ｓ_２１に流れる電流の向きに対して逆向きの方向に電流を流すように、スイッチング素子Ｓ_２１に並列に接続されている。また、ダイオードＤ_２２は、スイッチング素子Ｓ_２２に流れる電流の向きに対して逆向きの方向に電流を流すように、スイッチング素子Ｓ_２２に並列に接続されている。これにより、ダイオードＤ_２１及びダイオードＤ_２２は、それぞれ還流ダイオードとして機能する。ダイオードＤ_２１、Ｄ_２２はとしては、整流素子又はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードが挙げられる。

１次巻線３１は、絶縁トランス３の１次側のコイルである。１次巻線３１には、変換回路１０から交流電力が入力される。１次巻線３１は、入力された交流電力を２次側に供給するためのコイルである。１次巻線３１の一端は、第１ハーフブリッジ回路１０ａの出力端子（接続点Ｏ_１）に電気的に接続されており、１次巻線３１の他端は、第２ハーフブリッジ回路１０ｂの出力端子（接続点Ｏ_２）に電気的に接続されている。なお、一般的には、絶縁トランス３の１次巻線３１と２次巻線３２とは磁気的に完全な結合をしておらず、絶縁トランス３の巻線の一部がインダクタンスとして働く。このようなインダクタンスは、漏れインダクタンスとなる。本実施形態では、図１に示すように、絶縁トランス３の一部として、漏れインダクタンス３３を示している。漏れインダクタンス３３は、１次巻線３１と第１ハーフブリッジ回路１０ａの出力端子の間に直列接続されたものとして表される。

平滑コンデンサ１２は、入力端子１１ａ、１１ｂから入力される電圧を平滑する。平滑コンデンサ１２は、入力端子１１ａ、１１ｂに接続された１対の電源ラインの間に設けられ、変換回路１０と並列接続されている。

次に、２次側回路２の回路構成について説明する。２次側回路２は、２次巻線３２と、整流回路４、を備えている。

２次巻線３２は、絶縁トランス３の２次側のコイルである。２次巻線３２は、１次巻線３１と磁気的に結合している。１次巻線３１に電流が流れると、１次巻線３１には磁束が発生し、２次巻線３２には、この磁束により誘導起電力が発生する。その結果、２次巻線３２には、１次巻線３１から交流電力が入力される。２次巻線３２の巻線比は、１次巻線３１の巻線比よりも多い。この場合、２次巻線３２には、巻線比に応じて昇圧された１次巻線３１の電圧が発生する。２次巻線３２の一端は、ダイオード５のアノード端子とダイオード６のカソード端子と接続されている。また、２次巻線３２の他端は、フィルタインダクタ９の一端と接続されている。

整流回路４は、ダイオード５、６と、出力コンデンサ７、８と、フィルタインダクタ９を有している。本実施形態では、整流回路４は、いわゆる倍電圧整流回路と呼ばれる回路である。ダイオード５のアノード端子は、ダイオード６のカソード端子と、２次巻線３２の一端と接続されている。ダイオード５のカソード端子は、出力コンデンサ７の一端と、出力端子２１ａと接続されている。また、ダイオード６のアノード端子は、出力コンデンサ８の他端と、出力端子２１ｂと接続されている。出力コンデンサ７の他端と出力コンデンサ８の一端は、接続点Ｏ_３で接続されている。また、接続点Ｏ_３は、フィルタインダクタ９を介して、２次巻線３２の他端と接続されている。

整流回路４の回路構成を図１に示すような回路構成にすることで、整流回路４に流れる電流は、２次巻線３２の一端から、ダイオード５、出力コンデンサ７、フィルタインダクタ９の順で２次巻線の他端の方向に流れる電流（正側電流ともいう）と、２次巻線３２の他端から、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ８、ダイオード６の順で２次巻線３２の一端の方向に流れる電流（負側電流ともいう）に分けられる。これにより、正側電流はダイオード５により整流され、出力コンデンサ７では充電が行われる。また、負側電流はダイオード６により整流され、出力コンデンサ８では充電が行われる。正側電流と負側電流は、２次巻線３２を流れる向きが逆方向の関係にある。このため、出力コンデンサ７で充電が行われている間、出力コンデンサ８では放電が行われる。反対に、出力コンデンサ８で充電が行われている間、出力コンデンサ７では放電が行われる。その結果、正側電流及び負側電流それぞれについて直流電圧が作り出される。出力端子２１ａと出力端子２１ｂの間には、２次巻線３２から出力される交流電圧の実効値に対して、２の平方根の２倍の直流電圧が発生する。

また、整流回路４は、ダイオード５の接合容量５ａと、ダイオード６の接合容量６ａとを有する。各接合容量５ａ、６ａの容量値は、各出力コンデンサ７、８の容量値よりも十分に小さいものとする。

フィルタインダクタ９は、電流に含まれるノイズ成分を除去するためのコイルである。本実施形態では、フィルタインダクタ９は、２次巻線３２の他端と接続点Ｏ_３の間に直列接続されている。整流回路４を流れる正側電流及び負側電流は、それぞれフィルタインダクタ９を通過するため、正側電流及び負側電流に含まれるノイズは、フィルタインダクタ９により除去される。

フィルタインダクタ９は、接続点Ｏ_３と接続されているため、本実施形態に係る電力変換装置２００には、２つの共振回路が構成されている。具体的には、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ７、及びダイオード５の接合容量５ａで構成される共振回路と、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ８、及びダイオード６の接合容量６ａで構成される共振回路である。この２つの共振回路の動作については後述する。なお、本実施形態では、フィルタインダクタ９のインダクタンス値は、漏れインダクタンス３３のインダクタンス値よりも十分に大きいものとする。

制御回路１００について説明する。制御回路１００は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）で構成される。

制御回路１００は、変換回路１０に含まれる各スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のスイッチング動作を制御する。具体的には、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２をオン及びオフさせるための制御信号を生成して、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のそれぞれのゲート端子に対して出力する。例えば、制御回路１００は、基準クロックに基づいて、スイッチング周波数ｆ_ｓｗのパルス信号を生成し、当該パルス信号をドライブ回路（図示しない）にてスイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２が駆動可能なレベルに増幅して、制御信号としてスイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のそれぞれのゲート端子に出力する。これにより、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２は、制御信号に応じてターンオン又はターンオフする。なお、ターンオンとは、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２がオフ状態からオン状態に切り替わる動作であり、ターンオフとは、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２がオン状態からオフ状態に切り替わる動作である。

本実施形態では、制御回路１００は、電力変換装置２００がいわゆる位相シフト方式のフルブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作するように、各スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のスイッチング動作を制御する。

具体的なスイッチング素子への制御について説明する。制御回路１００は、各スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のオン期間が１周期の半分の期間となるように制御する。また、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ_１１とスイッチング素子Ｓ_１２が互い違いにオン／オフするように制御する。すなわち、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ_１１がオン状態のときにはスイッチング素子Ｓ_１２がオフ状態となるように、反対に、スイッチング素子Ｓ_１２オン状態のときにはスイッチング素子Ｓ_１１がオフ状態となるように制御する。同様に、制御回路１００は、スイッチング素子Ｓ_２１とスイッチング素子Ｓ_２２が互い違いにオン／オフするように制御する。

また、制御回路１００は、第１ハーフブリッジ回路１０ａの出力電圧と第２ハーフブリッジ回路１０ｂの出力電圧の位相差に基づいて、電力変換装置２００の出力電圧を制御する。出力電圧の位相差とは、第１ハーフブリッジ回路１０ａから１次巻線３１に対して電圧が出力開始された時間を基準とした場合、この基準の時間に対して第２ハーフブリッジ回路１０ｂが１次巻線３１に対して電圧を出力開始するまでの時間の差分のことである。言い換えると、出力電圧の位相差とは、第１ハーフブリッジ回路１０ａに含まれるスイッチング素子Ｓ_１１がターンオンし、かつ、スイッチング素子Ｓ_１２がターンオフする時間と、第２ハーフブリッジ回路１０ｂに含まれるスイッチング素子Ｓ_２１がターンオンし、かつ、スイッチング素子Ｓ_２２がターンオフする時間との差分でもある。

ここで、図２を用いて、電力変換装置２００の動作を説明する際に用いる各パラメータについて説明する。図２は、電力変換装置２００の動作説明に必要な各パラメータを説明するための図である。図２に示す電力変換装置は、図１に示す電力変換装置２００と同様の構成であり、各構成には同じ符号を付している。このため、各構成の説明については、図１を用いて説明した内容を適宜援用する。また、図２では、説明の便宜上、図１に示す全ての符号が表していないが、図１と図２では同様の電力変換装置２００を示しているため、図２に示されていない符号についても、図１に示す符号を用いて説明する。

本実施形態では、入力電圧Ｖ_ｉｎは、電力変換装置２００に入力される直流電圧であって、入力端子１１ａと入力端子１１ｂの間の電圧である。また、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、電力変換装置２００から出力される直流電圧であって、出力端子２１ａと出力端子２１ｂの間の電圧である。入力電流Ｉ_ｉｎは、電力変換装置２００に入力される直流電流である。出力電流Ｉ_ｏｕｔは、電力変換装置２００から出力される直流電流である。

出力電圧Ｖ_Ｌは、第１ハーフブリッジ回路１０ａの接続点Ｏ_１から１次巻線３１に対して出力される電圧である。具体的には、出力電圧Ｖ_Ｌは、スイッチング素子Ｓ_１２のドレイン端子とソース端子の間の電圧である。例えば、スイッチング素子Ｓ_１１がターンオンし、かつ、スイッチング素子Ｓ_１２がターンオフすると、第１ハーフブリッジ回路１０ａは、入力端子１１ａから入力される電圧からスイッチング素子Ｓ_１１によるオン抵抗による電圧降下分を引いた電圧を、１次巻線３１に対して出力する。反対に、例えば、スイッチング素子Ｓ_１１がターンオフし、かつ、スイッチング素子Ｓ_１２がターンオンすると、第１ハーフブリッジ回路１０ａから１次巻線３１に対して電圧が出力されなくなる。

出力電圧Ｖ_Ｒは、第２ハーフブリッジ回路１０ｂの接続点Ｏ_２から１次巻線３１に対して出力される電圧である。具体的には、出力電圧Ｖ_Ｒは、スイッチング素子Ｓ_２２のドレイン端子とソース端子の間の電圧である。スイッチング素子Ｓ_２１がターンオンし、かつ、スイッチング素子Ｓ_２２がターンオフする場合の第２ハーフブリッジ回路１０ｂの動作と、スイッチング素子Ｓ_２１がターンオフし、かつ、スイッチング素子Ｓ_２２がターンオンする場合の第２ハーフブリッジ回路１０ｂの動作は、それぞれ第１ハーフブリッジ回路１０ａの動作と同様のため、第１ハーフブリッジ回路１０ａの説明の内容を援用する。

印加電圧Ｖ_ｘは、１次巻線３１に対して印加される電圧であって、１次巻線３１の一端と１次巻線３１の他端の間の電圧である。印加電圧Ｖ_ｘは、出力電圧Ｖ_Ｌと出力電圧Ｖ_Ｒとの差分の電圧で表される。本実施形態では、出力電圧Ｖ_Ｒが出力電圧Ｖ_Ｌよりも高い場合、印加電圧Ｖ_ｘは正の電圧とし、出力電圧Ｖ_Ｒが出力電圧Ｖ_Ｌよりも低い場合、印加電圧Ｖ_ｘは負の電圧とする。また、出力電圧Ｖ_Ｒと出力電圧Ｖ_Ｌが同一の場合、印加電圧Ｖ_ｘはゼロ電圧とする。

１次側電流Ｉ_ｐは、１次巻線３１に入力される電流である。１次側電流Ｉ_ｐの正方向は、図２に示すように、接続点Ｏ_１から漏れインダクタンス３３、１次巻線３１の順で接続点Ｏ_２の方へ流れる方向とする。２次側電流Ｉ_Ｌｆは、フィルタインダクタ９を流れる電流である。２次側電流Ｉ_Ｌｆの正方向は、図２に示すように、接続点Ｏ_３からフィルタインダクタ９を通って２次巻線３２の他端の方へ流れる方向とする。

次に、図３～図６を用いて、電力変換装置２００の動作について説明する。図３は、電力変換装置２００の動作を説明するための図である。図３は、出力電圧Ｖ_Ｌ、Ｖ_Ｒと、印加電圧Ｖ_ｘと、１次側電流Ｉ_ｐの時間ｔに対する特性を示す。図４～図６は、それぞれ図３に示す時間ｔ_１ａ～ｔ_３ａにおいて、電力変換装置２００に流れる電流の様子を示す。図４～図６に示す電力変換装置２００は、図１、図２に示す電力変換装置２００と同じため、図１、図２を用いて説明した内容を適宜援用する。また、図４～図６では、説明の便宜上、図１、図２に示す全ての符号が表していないが、図４～図６と図１及び図２では同様の電力変換装置２００を示しているため、図４～図６に示されていない符号についても、図１及び図２に示す符号を用いて説明する。

図３に示すように、出力電圧Ｖ_Ｌは、１周期（１／ｆ_ｓｗ）に対して半分のオン期間（１／２ｆ_ｓｗ）となるパルス状の波形で表される。また、出力電圧Ｖ_Ｒも、１周期（１／ｆ_ｓｗ）に対して半分のオン期間（１／２ｆ_ｓｗ）となるパルス状の波形で表される。１周期とは、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のオン期間とオフ期間を足し合わせた単位周期である。なお、以降の説明では、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２がスイッチング動作する周波数は、スイッチング周波数ｆ_ｓｗと称して説明する。

時間０～ｔ_１ａにおいて、１次巻線３１には負方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＜０）。また、１次巻線３１には第１ハーフブリッジ回路１０ａ及び第２ハーフブリッジ回路１０ｂから電圧は入力されていない（Ｖ_Ｌ＝０、Ｖ_Ｒ＝０）。接続点Ｏ_１と接続点Ｏ_２との電位差はなく、印加電圧Ｖ_ｘはゼロ電圧となる（Ｖ_ｘ＝０）。なお、時間０～ｔ_１ａにおいて、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_２１はオフ状態であり、スイッチング素子Ｓ_１２、Ｓ_２２はオン状態である。

時間ｔ_１ａにおいて、１次巻線３１には負方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＜０）。この際に、スイッチング素子Ｓ_１１はターンオンし、スイッチング素子Ｓ_１２はターンオフする。これにより、１次巻線３１には第１ハーフブリッジ回路１０ａから所定の電圧が入力される（Ｖ_Ｌ＞０、Ｖ_Ｒ＝０）。接続点Ｏ_１の電圧が接続点Ｏ_２の電圧よりも高くなり、印加電圧Ｖ_ｘは所定の正の電圧となる（Ｖ_ｘ＞０）。

図４は、図３に示す時間ｔ_１ａでの電力変換装置２００の動作を説明するための図である。図４に示すように、時間ｔ_１ａにおいて、２次側回路２には、出力コンデンサ７の放電動作により、出力コンデンサ７の一端から、ダイオード５の接合容量５ａ、２次巻線３２、フィルタインダクタ９の順で、出力コンデンサ７の他端の方向に電流が流れている。この電流は、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ７、及びダイオード５の接合容量５ａで構成される共振回路を流れる電流である。そして、２次側回路２の共振回路を流れる電流は、絶縁トランス３を介して、１次側回路１に流れる。１次側回路１では、１次巻線３１に流れる電流の向きが、２次巻線３２に流れる電流の向きと逆方向となるように、電流が流れる。１次側回路１では、１次巻線３１の一端から、漏れインダクタンス３３、ダイオードＤ_１１、スイッチング素子Ｓ_２１の順で、１次巻線３１の他端の方向に電流が流れる。なお、時間ｔ_１ａにおいて、スイッチング素子Ｓ_２１はオフ状態であるため、図４に示す電流は、スイッチング素子Ｓ_２１の出力容量（図示しない）を介して、ドレイン端子からソース端子へ流れている。

ここで、スイッチング素子Ｓ_１１に注目すると、スイッチング素子Ｓ_１１はオフ状態であるが、ダイオードＤ_１１を介してソース端子からドレイン端子の方向には電流が流れている。すなわち、スイッチング素子Ｓ_１１では、ドレイン端子とソース端子間の電圧はゼロ電圧となっている。一般的には、スイッチング素子には、内部構造に起因してドレイン端子とソース端子間にはオン抵抗が存在する。このため、例えば、ドレイン端子とソース端子間に所定の電圧がある状態で、スイッチング素子がターンオンすると、ドレイン端子とソース端子間の電圧とオン抵抗に基づく消費電力が発生し、電力変換効率を低下させる（スイッチング損失ともいう）。

これに対して、ドレイン端子とソース端子間の電圧がゼロ電圧の状態で、スイッチング素子Ｓ_１１がターンオンすると、スイッチング素子Ｓ_１１で発生する消費電力は大幅に低減され、電力変換効率を向上させることができる。以降の説明では、説明の便宜上、このようなスイッチング素子の動作を、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）、ゼロ電圧スイッチング、又はソフトスイッチングと称する。なお、ＺＶＳ等の動作には、ドレイン端子とソース端子間の電圧がゼロ電圧の状態にて、スイッチング素子がターンオフする動作も含まれる。

本実施形態では、制御回路１００は、２次側回路２に設けられた共振回路、すなわち、整流回路４の一部、及びフィルタインダクタ９で構成される共振回路を流れる電流が、絶縁トランス３を介して、スイッチング素子Ｓ_１１又はスイッチング素子Ｓ_１２のソース端子からドレイン端子の方向に流れている期間において、スイッチング素子Ｓ_１１又はスイッチング素子Ｓ_１２をターンオンさせる。これにより、スイッチング素子Ｓ_１１又はスイッチング素子Ｓ_１２がターンオンする際に、ソフトスイッチングを実現させることができる。

再び図３を用いて、電力変換装置２００の動作を説明する。時間ｔ_１ａ～ｔ_２ａにおいて、１次巻線３１には正方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＞０）。また、１次巻線３１には第１ハーフブリッジ回路１０ａから所定の電圧が入力されている（Ｖ_Ｌ＞０、Ｖ_Ｒ＝０）。印加電圧Ｖ_ｘは所定の正の電圧となる（Ｖ_ｘ＞０）。なお、時間ｔ_１ａ～ｔ_２ａにおいて、スイッチング素子Ｓ_１２、Ｓ_２１はオフ状態であり、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_２２はオン状態である。

時間ｔ_２ａにおいて、１次巻線３１には正方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＞０）。この際に、スイッチング素子Ｓ_２１はターンオンし、スイッチング素子Ｓ_２２はターンオフする。これにより、１次巻線３１には、第１ハーフブリッジ回路１０ａから所定の電圧が入力された状態から、さらに第２ハーフブリッジ回路１０ｂから所定の電圧が入力される（Ｖ_Ｌ＞０、Ｖ_Ｒ＞０）。出力電圧Ｖ_Ｌと出力電圧Ｖ_Ｒが同一とすると、接続点Ｏ_１と接続点Ｏ_２との電位差がなくなり、印加電圧Ｖ_ｘはゼロ電圧となる（Ｖ_ｘ＝０）。

図５は、図３に示す時間ｔ_２ａでの電力変換装置２００の動作を説明するための図である。図５に示すように、時間ｔ_２ａにおいて、２次側回路２には、出力コンデンサ８の放電動作により、出力コンデンサ８の一端から、フィルタインダクタ９、２次巻線３２、ダイオード６の接合容量６ａ、出力コンデンサ８の他端の方向に電流が流れている。この電流は、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ８、及びダイオード６の接合容量６ａで構成される共振回路を流れる電流である。そして、２次側回路２の共振回路を流れる電流は、絶縁トランス３を介して、１次側回路１に流れる。１次側回路１では、１次巻線３１に流れる電流の向きが、２次巻線３２に流れる電流の向きと逆方向となるように、電流が流れる。１次側回路１では、入力端子１１ａから、スイッチング素子Ｓ_１１、漏れインダクタンス３３、１次巻線３１、スイッチング素子Ｓ_２２の順で、入力端子１１ｂの方向に電流が流れる。

ここで、スイッチング素子Ｓ_２２に注目すると、スイッチング素子Ｓ_２２がターンオフすると、スイッチング素子Ｓ_２２の出力容量（コンデンサＣ_２２）によって、電流の立下りに対して電圧の立ち上がりは遅れる。このため、ドレイン端子とソース端子間の電圧差が小さい状態で、スイッチング素子Ｓ_２２はターンオフする。その結果、スイッチング素子Ｓ_２２では、疑似的なソフトスイッチングが行われている。これにより、ターンオフの際にも、スイッチング損失を抑制し、電力変換効率を向上させることができる。

再び図３を用いて、電力変換装置２００の動作を説明する。時間ｔ_２ａ～ｔ_３ａにおいて、１次巻線３１には正方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＞０）。また、１次巻線３１には第１ハーフブリッジ回路１０ａ及び第２ハーフブリッジ回路１０ｂから所定の電圧が入力されている（Ｖ_Ｌ＞０、Ｖ_Ｒ＞０）。印加電圧Ｖ_ｘはゼロ電圧となる（Ｖ_ｘ＝０）。なお、時間ｔ_２ａ～ｔ_３ａにおいて、スイッチング素子Ｓ_１２、Ｓ_２２はオフ状態であり、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_２１はオン状態である。

時間ｔ_３ａにおいて、１次巻線３１には正方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＞０）。この際に、スイッチング素子Ｓ_１２はターンオンし、スイッチング素子Ｓ_１１はターンオフする。これにより、１次巻線３１には、第１ハーフブリッジ回路１０ａから電圧が入力されず、第２ハーフブリッジ回路１０ｂから所定の電圧が入力される（Ｖ_Ｌ＝０、Ｖ_Ｒ＞０）。接続点Ｏ_１の電圧が接続点Ｏ_２の電圧よりも低くなり、印加電圧Ｖ_ｘは負の電圧となる（Ｖ_ｘ＜０）。

図６は、図３に示す時間ｔ_３ａでの電力変換装置２００の動作を説明するための図である。図６に示すように、時間ｔ_３ａにおいて、２次側回路２には、出力コンデンサ８の放電動作により、出力コンデンサ８の一端から、フィルタインダクタ９、２次巻線３２、ダイオード６の接合容量６ａ、出力コンデンサ８の他端の方向に電流が流れている。この電流は、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ８、及びダイオード６の接合容量６ａで構成される共振回路を流れる電流である。そして、２次側回路２の共振回路を流れる電流は、絶縁トランス３を介して、１次側回路１に流れる。１次側回路１では、１次巻線３１に流れる電流の向きが、２次巻線３２に流れる電流の向きと逆方向となるように、電流が流れる。１次側回路１では、１次巻線３１の他端からスイッチング素子Ｓ_２２、ダイオードＤ_１２、漏れインダクタンス３３の順で、１次巻線３１の一端の方向に電流が流れる。なお、時間ｔ_３ａにおいて、スイッチング素子Ｓ_２２はオフ状態であるため、図６に示す電流は、スイッチング素子Ｓ_２２の出力容量（図示しない）を介して、ドレイン端子からソース端子へ流れている。

ここで、スイッチング素子Ｓ_１２に注目すると、スイッチング素子Ｓ_１２はオフ状態であるが、ダイオードＤ_１２を介してソース端子からドレイン端子の方向には、電流が流れている。すなわち、スイッチング素子Ｓ_１２では、ドレイン端子とソース端子間の電圧はゼロ電圧となっている。この状態で、スイッチング素子Ｓ_１２がターンオンすると、スイッチング素子Ｓ_１２では、ソフトスイッチングが行われ、スイッチング素子Ｓ_１２が発生する消費電力は大幅に低減され、電力変換効率を向上させることができる。

本実施形態では、制御回路１００は、出力電圧Ｖ_Ｌと出力電圧Ｖ_Ｒの位相差Ｄ（時間比率Ｄともいう）が下記式（１）を満たす場合、図３に示すように、絶縁トランス３に連続的に電流を流すことが可能となる。以降では、説明の便宜上、このような電力変換装置２００の動作を電流連続モードと称する。

ただし、Ｄは時間比率を、Ｎは１次巻線３１と２次巻線３２との巻線比を、Ｖ_ｉｎは電力変換装置２００の入力電圧を、Ｖ_ｏｕｔは電力変換装置２００の出力電圧を示す。

制御回路１００は、電流連続モードにおいて、スイッチング素子Ｓ_１１のソース端子からドレイン端子へ電流が流れている状態で、スイッチング素子Ｓ_１１をターンオンさせる。同様に、制御回路１００は、電流連続モードにおいて、スイッチング素子Ｓ_１２のソース端子からドレイン端子へ電流が流れている状態で、スイッチング素子Ｓ_１２をターンオンさせる。これにより、電力変換装置２００ではソフトスイッチングが行われ、スイッチング損失を抑制することができる。

また、制御回路１００は、電流連続モードにおいて、スイッチング素子Ｓ_２２がオンした状態であっても、スイッチング素子Ｓ_２２の出力容量により、電圧の立ち上がり速度を遅らせて、スイッチング素子Ｓ_２２をターンオフさせる。これにより、電力変換装置２００では疑似的なソフトスイッチングが行われ、スイッチング損失を抑制することができる。

これまでは、電力変換装置２００の電流連続モードについて説明をしてきたが、ここで、図７を用いて、電流不連続モードにおける電力変換装置２００の動作について説明する。電流不連続モードとは、電流連続モードと対照関係にあるモードであり、時間比率Ｄが上記式（１）を満たさない場合の電力変換装置２００の動作である。図７は、電流不連続モードにおける電力変換装置の動作の一例である。図７は、出力電圧Ｖ_Ｌ、Ｖ_Ｒと、印加電圧Ｖ_ｘと、１次側電流Ｉ_ｐの時間ｔに対する特性を示す。

図７に示す時間比率Ｄ_１’が上記式（１）を満たさない場合、１次巻線３１に電流が流れない期間（ゼロ電流となる期間）が発生するため、絶縁トランス３には電流が連続的に流れない。例えば、時間ｔ_１ｂは、第１ハーフブリッジ回路１０ａから１次巻線３１に所定の電圧が印加された時間であり（Ｖ_Ｌ＞０）、図３に示す時間ｔ_１ａに対応する時間である。しかし、時間比率Ｄ_１’が上記式（１）を満たさない場合、時間ｔ_１ｂにおいて、１次巻線３１には電流が流れていない（Ｉ_ｐ＝０）。この場合、１次側回路１では、図３に示すような電流は流れていないため、オフ状態のスイッチング素子Ｓ_１１において、ドレイン端子とソース端子間には所定の電圧が発生する。この状態でスイッチング素子Ｓ_１１がターンオンすると、スイッチング素子Ｓ_１１には、ドレイン端子とソース端子間の電圧とオン抵抗に基づいて消費電力が発生し、スイッチング損失が発生する。ドレイン端子とソース端子間に所定の電圧が発生している状態で、スイッチング素子がターンオンする動作を、ソフトスイッチングと対照関係にある動作として、ハードスイッチングと称する。なお、図７では、時間ｔ_３ｂにおいても、１次巻線３１には電流が流れていない（Ｉ_ｐ＝０）。このため、オフ状態のスイッチング素子Ｓ_１２において、ドレイン端子とソース端子間には所定の電圧が発生しており、スイッチング素子Ｓ_１２がターンオンすると、ハードスイッチングが行われる。

図７の例では、時間ｔ_２ｂから時間が経過するとともに、１次巻線３１に流れる電流は減少している。そして、時間ｔ_２ｂ～時間ｔ_３ｂのうち所定の時間において、１次巻線３１には電流が流れなくなる（Ｉ_ｐ＝０）。このような特性は、絶縁トランス３の特性に起因する。時間ｔ_２ｂ～時間ｔ_３ｂで示す期間では、印加電圧Ｖ_ｘがゼロ電圧であり、１次巻線３１には電圧が印加されていない。電流不連続モードでは、１次巻線３１に電圧が印加されていない期間（無効電力の期間ともいう）において、１次巻線３１に流れる電流がゼロ電流となる。

そこで、本実施形態に係る制御回路１００は、時間比率Ｄを制御することで、この１次巻線３１に電圧が印加されていない期間に、２次側回路２に設けられた共振回路により共振電流を発生させて、電流不連続モードにおいても、電流連続モードと同様に、１次側回路１に電流を連続的に流す。これにより、電流不連続モードにおいても、電流連続モードと同様に、オフ状態のスイッチング素子において、還流ダイオードを介してソース端子からドレイン端子の方向に電流を流すことができる。そして、制御回路１００は、ソース端子からドレイン端子に電流が流れている期間において、スイッチング素子をターンオンさせる。その結果、電流不連続モードにおいても、電流連続モードと同様に、ソフトスイッチング動作を実現させることができる。

具体的に、制御回路１００は、時間比率Ｄが下記式（２）を満たすように、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２を制御する。

ただし、Ｄは時間比率を、Ｎは１次巻線３１と２次巻線３２との巻線比を、Ｖ_ｉｎは電力変換装置２００の入力電圧を、Ｖ_ｏｕｔは電力変換装置２００の出力電圧を、ｆ_ｓｗはスイッチング素子のスイッチング周波数を、ｆ_ｒｅｓは、２次側回路２に含まれる共振回路の共振周波数を、ｎは自然数を示す。

また、共振周波数ｆ_ｒｅｓは下記式（３）、（４）で示されるとともに、共振周波数ｆ_ｒｅｓとスイッチング周波数ｆ_ｓｗは下記式（５）の関係を満たす。

ただし、ｆ_ｒｅｓは、２次側回路２に含まれる共振回路の共振周波数を、ω_ｒｅｓは共振角周波数を示す。また、Ｃ_ｊｄは接合容量５ａ又は６ａの容量値を、Ｎは１次巻線３１と２次巻線３２との巻線比を、Ｌ_ｓは漏れインダクタンス３３のインダクタンス値を、Ｌ_ｆはフィルタインダクタ９のインダクタンス値を示す。また、ｆ_ｓｗは各スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のスイッチング周波数を、ｆ_ｒｅｓは、２次側回路２に設けられた共振回路の共振周波数を、ｎは自然数を示す。

上述のとおり、２次側回路２に設けられた共振回路は、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ７、及びダイオード５の接合容量５ａで構成される共振回路と、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ８、及びダイオード６の接合容量６ａで構成される共振回路である。本実施形態では、出力コンデンサ７の容量値と出力コンデンサ８の容量値は同一とし、ダイオード５の接合容量５ａの容量値とダイオード６の接合容量６ａの容量値は同一とする。このため、上記式（３）、（４）で示すように、一つの共振周波数で定められる。

また、共振回路を流れる電流は、絶縁トランス３を介して１次側回路１の漏れインダクタンス３３を流れているが、本実施形態では、漏れインダクタンス３３のインダクタンス値は、フィルタインダクタ９のインダクタンス値よりも十分に小さい。さらに、ダイオード５の接合容量５ａの容量値とダイオード６の接合容量６ａの容量値は、各出力コンデンサ７、８の容量値よりも十分に小さい。このため、上記式（４）で示すように、共振周波数は、ダイオード５の接合容量５ａの容量値又はダイオード６の接合容量６ａの容量値と、フィルタインダクタ９のインダクタンス値により定められる。

次に、図８及び図９を用いて、時間比率Ｄが上記式（２）を満たす場合と満たさない場合のそれぞれについて、電力変換装置２００の動作を説明する。図８は、時間比率Ｄ_２が上記式（２）を満たす場合の電力変換装置２００の動作の一例である。図８は、出力電圧Ｖ_Ｌ、Ｖ_Ｒと、印加電圧Ｖ_ｘと、１次側電流Ｉ_ｐの時間ｔに対する特性を示す。

図８と図７を比較すると、図７では１次巻線３１に電流が流れていない期間が存在したが、図８では１次巻線３１には連続的に所定の電流が流れている。例えば、時間ｔ_１ｃは、第１ハーフブリッジ回路１０ａから１次巻線３１に所定の電圧が印加された時間であり（Ｖ_Ｌ＞０）、図３に示す時間ｔ_１ａ又は図７に示す時間ｔ_１ｂに対応する時間である。時間比率Ｄ_２が上記式（２）を満たす場合、時間ｔ_１ｃにおいて、１次巻線３１には負方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＜０）。オフ状態のスイッチング素子Ｓ_１１には、ダイオードＤ_１１を介してソース端子からドレインの方向に電流が流れており、スイッチング素子Ｓ_１１において、ドレイン端子とソース端子間の電圧はゼロ電圧となる。この状態でスイッチング素子Ｓ_１１がターンオンすると、図３に示す時間ｔ_１ａでの動作と同様に、ソフトスイッチングが行われる。

また、時間ｔ_３ｃは、第１ハーフブリッジ回路１０ａから１次巻線３１へ電圧が出力されなくなる時間であり（Ｖ_Ｌ＝０）、図３に示す時間ｔ_３ａ又は図７に示す時間ｔ_３ｂに対応する時間である。時間ｔ_３ｃにおいて、１次巻線３１には正方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＞０）。このため、オフ状態のスイッチング素子Ｓ_１２には、ダイオードＤ_１２を介してソース端子からドレインの方向に電流が流れており、スイッチング素子Ｓ_１２において、ドレイン端子とソース端子間の電圧はゼロ電圧となる。この状態でスイッチング素子Ｓ_１２がターンオンすると、図３に示す時間ｔ_３ａでの動作と同様に、ソフトスイッチングが行われる。

図９は、時間比率Ｄ_２’が上記式（２）を満たさない場合の電力変換装置２００の動作の一例である。図９は、出力電圧Ｖ_Ｌ、Ｖ_Ｒと、印加電圧Ｖ_ｘと、１次側電流Ｉ_ｐの時間ｔに対する特性を示す。

図９と図８を比較すると、１次巻線３１には常に所定の電流が流れている点では共通するが、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２がターンオンするタイミングにおいて１次巻線３１に流れる電流の方向が異なる。例えば、図９に示す時間ｔ_１ｄは、第１ハーフブリッジ回路１０ａから１次巻線３１に所定の電圧が印加された時間であり（Ｖ_Ｌ＞０）、図８に示す時間ｔ_１ｃに対応する時間である。時間比率Ｄ_２’が上記式（２）を満たさない場合、時間ｔ_１ｄにおいて、１次巻線３１には正方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＞０）。１次巻線３１に流れる電流の向きは、図９に示す時間ｔ_１ｃにて１次巻線３１に流れる電流の向きと反対方向の関係にある。このため、オフ状態のスイッチング素子Ｓ_１１には、少なくともダイオードＤ_１１を介してソース端子からドレインの方向に電流が流れていない。この場合、スイッチング素子Ｓ_１１において、ドレイン端子とソース端子間には所定の電圧が発生しており、スイッチング素子Ｓ_１１がターンオンすると、ハードスイッチングが行われる。

また、例えば、図９に示す時間ｔ_３ｄは、第１ハーフブリッジ回路１０ａから１次巻線３１へ電圧が出力されなくなる時間であり（Ｖ_Ｌ＝０）、図８に示す時間ｔ_３ｃに対応する時間である。時間ｔ_３ｄにおいて、１次巻線３１には負方向の電流が流れている（Ｉ_ｐ＜０）。１次巻線３１に流れる電流の向きは、図９に示す時間ｔ_３ｃにて１次巻線３１に流れる電流の向きと反対方向の関係にある。このため、オフ状態のスイッチング素子Ｓ_１２には、少なくともダイオードＤ_１２を介してソース端子からドレインの方向に電流が流れていない。この場合、スイッチング素子Ｓ_１２において、ドレイン端子とソース端子間には所定の電圧が発生しており、スイッチング素子Ｓ_１２がターンオンすると、ハードスイッチングが行われる。

図８及び図９を用いて説明したように、２次側回路２に設けられた共振回路により共振電流を発生させて、絶縁トランス３を介して共振電流を１次側回路に流した場合でも、時間比率Ｄが上記式（２）を満たすか否かに応じて、ソフトスイッチング又はハードスイッチングが行われる。時間比率Ｄが上記式（２）を満たす場合には、スイッチング素子がターンオンする際にソース端子からドレイン端子の方向へ電流が流れているため、ソフトスイッチングが行われる。反対に、時間比率Ｄが上記式（２）を満たさない場合には、スイッチング素子がターンオンする際にソース端子からドレイン端子の方向へ電流が流れず、ハードスイッチングが行われる。また、時間比率Ｄは、電力変換装置２００の出力電力に影響を与えるパラメータである。このため、出力しなければならない電力の大きさ次第では、時間比率Ｄが上記式（２）を満たさず、ハードスイッチングが行われる。

次に、図１０を用いて、時間比率Ｄと電力変換装置２００の出力電力との関係について説明する。図１０は、時間比率に対する出力電力の特性の一例である。図１０では、横軸は時間比率（Ｄ）を示し、縦軸は電力変換装置２００の出力電力（Ｐ）を示す。時間比率Ｄが０～Ｄ_５の範囲では、電力変換装置２００は電流不連続モードとして動作し、時間比率ＤがＤ_５以降の範囲では、電力変換装置２００は電流連続モードとして動作する。

図１０に示すように、時間比率Ｄには、時間比率Ｄの増加に伴い出力電力Ｐが増加する範囲（第１範囲ともいう）と、時間比率Ｄの増加に伴い出力電力Ｐが減少する範囲（第２範囲ともいう）との２つの範囲が存在する。また、時間比率Ｄの増加とともに、第１範囲と第２範囲が交互に繰り返されている。

例えば、時間比率Ｄが０～Ｄ_１、Ｄ_２～Ｄ_３、Ｄ_４～Ｄ_５の範囲では、時間比率Ｄを増加させると、出力電力Ｐが増加するため、これらの範囲は第１範囲に該当する。この範囲では、時間比率Ｄは上記式（２）を満たしていない。すなわち、第１範囲では、１次側回路１においてハードスイッチングが行われ、電力変換装置２００のスイッチング損失を抑制することができない。反対に、例えば、時間比率ＤがＤ_１～Ｄ_２、Ｄ_３～Ｄ_４の範囲では、時間比率Ｄを増加させると、出力電力Ｐが減少するため、これらの範囲は第２範囲に該当する。この範囲では、時間比率Ｄは上記式（２）を満たしている。すなわち、第２範囲では、１次側回路１においてソフトスイッチングが行われ、電力変換装置２００のスイッチング損失の抑制を図ることができる。

本実施形態に係る制御回路１００は、比較的低い電力を出力させる必要がある場合には、図１０に示すような時間比率に対する出力電力の特性を考慮して、時間比率の選択を行う。例えば、第１範囲内における時間比率を用いたときに出力される電力と、第２範囲内における時間比率を用いたときに出力される電力とが一致する場合、制御回路１００は、第２範囲内における時間比率を選択する。言い換えると、制御回路１００は、第２範囲内における時間比率を優先的に選択する。図１０の例を用いると、例えば、出力電力Ｐ_３を出力させる必要がある場合、選択できる時間比率としては、第１範囲（Ｄ_２～Ｄ_３）内における時間比率、又は第２範囲（Ｄ_３～Ｄ_４）内における時間比率の何れかである。制御回路１００は、第１範囲（Ｄ_２～Ｄ_３）内における時間比率を用いたときの出力電力Ｐ_３と、第２範囲（Ｄ_３～Ｄ_４）内における時間比率を用いたときの出力電力Ｐ_３が一致する場合、第２範囲（Ｄ_３～Ｄ_４）内における時間比率を選択する。これにより、電流不連続モードにおいて、ハードスイッチングよりもソフトスイッチングが優先的に実行されることになり、スイッチング損失を抑制することができる。

しかし、使用する時間比率の範囲が制限されることで、出力可能な電力が制限されるという問題もある。例えば、図１０の例において、制御回路１００が第２範囲（Ｄ_１～Ｄ_２、Ｄ_３～Ｄ_４）内における時間比率Ｄを用いたとき、電力変換装置２００が出力可能な出力電力Ｐは、Ｐ_１～Ｐ_２、Ｐ_３～Ｐ_４の範囲に制限される。言い換えると、この範囲の電力を出力させる必要がある場合には、ソフトスイッチングによりスイッチング損失を抑制することができる。反対に、図１０の例において、Ｐ_１～Ｐ_２、Ｐ_３～Ｐ_４以外の範囲（０～Ｐ_１、Ｐ_２～Ｐ_３、Ｐ_４～Ｐ_５）の電力を出力させる必要がある場合には、ハードスイッチングが行われる。このため、０～Ｐ_１、Ｐ_２～Ｐ_３、Ｐ_４～Ｐ_５の範囲の電力を出力する必要がある場合には、スイッチング損失を抑制することができない。ソフトスイッチング可能な出力電力の範囲が制限されるのは、時間比率Ｄが上記式（２）を満たすか否かに起因している。

ここで、図１１を用いて、２次側回路２に設けられた共振回路の共振周波数を高くした場合の時間比率Ｄと電力変換装置２００の出力電力との関係について説明する。図１１は、図１０に示す出力電力特性の場合に比べて、共振周波数が高い場合の時間比率に対する出力電力の特性の一例である。図１１では、横軸は時間比率（Ｄ）を示し、縦軸は電力変換装置２００の出力電力（Ｐ）を示す。時間比率Ｄが０～Ｄ_７’の範囲では、電力変換装置２００は電流不連続モードとして動作し、時間比率ＤがＤ_７’以降の範囲では、電力変換装置２００は電流連続モードとして動作する。

図１１と図１０とを比較すると、共振周波数が高くなったことに起因して、電流不連続モードにおいて、第２範囲が拡大している。具体的には、図１０では、Ｄ_１～Ｄ_２、Ｄ_３～Ｄ_４の２つの範囲が第２範囲に該当するのに対して、図１１では、Ｄ_１’～Ｄ_２’、Ｄ_３’～Ｄ_４’、Ｄ_５’～Ｄ_６’の３つの範囲が第２範囲に該当する。つまり、共振周波数を高くすることで、ソフトスイッチングさせることが可能な時間比率の範囲を拡大させることができる。

また、ソフトスイッチングさせることが可能な時間比率の範囲が拡大することに伴い、ソフトスイッチングにより出力可能な電力の範囲も拡大する。図１０では、制御回路１００が第２範囲（Ｄ_１～Ｄ_２、Ｄ_３～Ｄ_４）における時間比率Ｄを用いたとき、電力変換装置２００が出力可能な出力電力Ｐは、Ｐ_１～Ｐ_２とＰ_３～Ｐ_４の範囲であるのに対して、図１１では、制御回路１００が第２範囲（Ｄ_１’～Ｄ_２’、Ｄ_３’～Ｄ_４’、Ｄ_５’～Ｄ_６’）内における時間比率Ｄを用いたとき、電力変換装置２００が出力可能な出力電力Ｐは、０～Ｐ_１’、Ｐ_１’～Ｐ_３’、Ｐ_２’～Ｐ_４’の範囲に拡大する。具体的には、図１０では、出力電力Ｐ_２～Ｐ_３の範囲はハードスイッチングにより出力されていたが、図１１では、この出力電力の範囲が出力電力Ｐ_１’～Ｐ_２’の範囲に含まれており、ソフトスイッチングにより出力することができる。つまり、共振周波数を高くすることで、ソフトスイッチングにより出力可能な電力の範囲を拡大させることができる。これにより、広い出力電力の範囲で電力変換効率を向上させることができる。

共振周波数をどの程度高くするかの目安としては、例えば、共振周波数をスイッチング周波数の６倍以上にすることが好ましいとされている。なお、共振周波数の設定については、スイッチング周波数の６倍以上に設定することに限られず、共振周波数は、スイッチング素子の特性、フィルタインダクタの特性、ダイオード５、６の特性などに応じて、適宜変更することができる。

また、図１１の例では、制御回路１００が第２範囲（Ｄ_３’～Ｄ_４’）内における時間比率Ｄ_３４’を用いたとき、又は制御回路１００が第２範囲（Ｄ_５’～Ｄ_６’）内における時間比率Ｄ_６’を用いたときのいずれにおいても、電力変換装置２００は出力電力Ｐ_２’を出力することができる。この場合、制御回路１００は、時間比率Ｄ_３４’と時間比率Ｄ_６’とを比較し、値が小さいほうの時間比率を選択する。図１１の例では、時間比率Ｄ_３４’が時間比率Ｄ_６’よりも小さいため、制御回路１００は、時間比率Ｄ_３４’を選択する。

図１１の例において、時間比率Ｄ_３４’は、第２範囲（Ｄ_３’～Ｄ_４’）に含まれており、時間比率Ｄの増加に伴い緩やかに出力電力Ｐが減少している途中に位置する。一方、時間比率Ｄ_６’は、第２範囲（Ｄ_５’～Ｄ_６’）のうち最大値であるとともに、第１範囲（Ｄ_６’～Ｄ_７’）との境界値でもある。このため、時間比率Ｄ_６’は出力電力についての変曲点となる。時間比率の誤差（例えば、演算誤差や測定誤差）に対して変動する出力電力Ｐの大きさは、時間比率Ｄ_３４’を用いたときよりも、時間比率Ｄ_６’を用いたときの方が大きくなる。本実施形態では、制御回路１００は、特定の第２範囲内における時間比率を用いたときの出力電力と、その他の第２範囲（複数の範囲を含む）内における時間比率を用いたときの出力電力が一致する場合、それぞれの時間比率を比較し、値が最も小さい時間比率を選択する。これにより、変曲点付近の時間比率を用いることを防ぎ、出力電力の制御の安定性を図ることができる。

また、本実施形態では、出力電力Ｐを段階的に増加又は減少させる場合、制御回路１００は、第１範囲内における時間比率に対して第２範囲内における時間比率を優先的に選択する。図１１の例を用いて説明すると、例えば、出力電力Ｐを０～Ｐ_４’まで段階的に増加させる必要があるとする。この場合、制御回路１００は、出力電力Ｐを０～Ｐ_１’まで増加させる際には、第１範囲（０～Ｄ_１’）内における時間比率ではなく、第２範囲（Ｄ_１’～Ｄ_２’）内における時間比率を選択する。次に、制御回路１００は、出力電力ＰをＰ_１’～Ｐ_３’まで増加させる際には、第２範囲（Ｄ_１’～Ｄ_２’）内における時間比率を用いたときの出力電力Ｐと、第２範囲（Ｄ_３’～Ｄ_４’）内における時間比率を用いたときの出力電力Ｐが出力電力Ｐ_１’で一致する場合、時間比率を制御する範囲を、第２範囲（Ｄ_１’～Ｄ_２’）から第２範囲（Ｄ_３’～Ｄ_４’）へ変更する。そして、制御回路１００は、第２範囲（Ｄ_３’～Ｄ_４’）内における時間比率を用いて出力電力ＰをＰ_１’から増加させる。ここで、第２範囲（Ｄ_３’～Ｄ_４’）内における時間比率を用いたとき、出力電力ＰをＰ_１’～Ｐ_３’の範囲で出力させることができるが、制御回路１００は、第２範囲（Ｄ_３’～Ｄ_４’）内における時間比率を用いたときの出力電力Ｐと、第２範囲（Ｄ_５’～Ｄ_６’）内における時間比率を用いたときの出力電力Ｐが出力電力Ｐ_２’で一致する場合、時間比率を制御する範囲を、第２範囲（Ｄ_３’～Ｄ_４’）から第２範囲（Ｄ_５’～Ｄ_６’）へ変更する。制御回路１００は、第２範囲（Ｄ_５’～Ｄ_６’）内における時間比率を用いて出力電力ＰをＰ_２’からＰ_４’まで段階的に増加させる。なお、上記の例において、各第２範囲で制御回路１００が出力電力Ｐを増加させる制御は、時間比率Ｄを減少させる制御である。

次に、電流連続モードでの時間比率と出力電力との関係性について説明する。本実施形態では、制御回路１００は、電力変換装置２００が電流連続モードとして動作する場合、第１範囲において時間比率を制御する。図１０及び図１１の例では、電力変換装置２００が電流連続モードで動作する時間比率の範囲では、時間比率の増加に伴い出力電力が増加している。その増加する割合は、電流不連続モードにおいて出力電力が増加する割合に比べて小さい。これは、２次側回路２にも設けられたフィルタインダクタ９によって、出力電流が制限されているためである。出力電流の大きさは、フィルタインダクタ９のインダクタンス値と反比例の関係にある。

本実施形態では、フィルタインダクタ９として、フィルタインダクタ９に流れる電流が増加するに伴い、インダクタンス値が減少する特性をもつものが用いられる。例えば、磁性体の磁気飽和の特性を利用することが挙げられる。このような特性を有するインダクタとしては、可飽和インダクタが挙げられる。これにより、特定の出力電流の範囲において高いインダクタンス値を維持するが、この範囲を超える出力電流ではインダクタンス値が減少するため、電流連続モードのような出力電流が増加する場合であっても、出力できる電力の範囲を拡大させることができる。

以上のように、本実施形態に係る電力変換装置２００は、スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２を有し、各スイッチング素子のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換する変換回路１０と、入力側が変換回路１０と接続される絶縁トランス３と、絶縁トランス３の出力側に接続される整流回路４とを備えている。また、電力変換装置２００は、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ７、及びダイオード５の接合容量５ａで構成される共振回路と、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ８、及びダイオード６の接合容量６ａで構成される共振回路と、を備えている。制御回路１００は、共振回路を流れる電流が絶縁トランス３を介してスイッチング素子Ｓ_１１又はスイッチング素子Ｓ_１２のソース端子からドレイン端子へ流れている期間において、スイッチング素子Ｓ_１１又はスイッチング素子Ｓ_１２をターンオンさせる。これにより、ソフトスイッチングを行うためのスイッチング素子を２次回路２に設けることなく、ソフトスイッチングを実現させることができるため、比較的簡易な制御によりソフトスイッチングを実現することができる。

また、本実施形態では、制御回路１００は、変換回路１０から１次巻線３１に電圧が印加されていない期間中に、共振回路により共振するように、スイッチング素子Ｓ_１１又はスイッチング素子Ｓ_１２をターンオンさせる。電流不連続モードにおいて、無効電力の期間に共振電流を流すことで、電流連続モードと同様に、ソフトスイッチングを行うことができる。その結果、電流不連続モードとして動作するような比較的出力電力が低い範囲においても、スイッチング損失を抑制し、電力変換効率の向上を図ることができる。

さらに、本実施形態では、変換回路１０は、第１ハーフブリッジ回路１０ａ及び第２ハーフブリッジ回路１０ｂを含み、第１ハーフブリッジ回路１０ａは、高電位側にはスイッチング素子Ｓ_１１を、低電位側にはスイッチング素子Ｓ_１２を含み、第２ハーフブリッジ回路１０ｂは、高電位側にはスイッチング素子Ｓ_２１を、低電位側にはスイッチング素子Ｓ_２２を含んでいる。制御回路１００は、共振回路を流れる電流が１次巻線３１からスイッチング素子Ｓ_１１のソース端子からドレイン端子の方向に流れる場合、スイッチング素子Ｓ_１１をターンオンさせる。また、制御回路１００は、共振回路を流れる電流が１次巻線３１からスイッチング素子Ｓ_１２のソース端子からドレイン端子の方向に流れる場合、スイッチング素子Ｓ_１２をターンオンさせる。これにより、変換回路１０に流れる電流の向きに応じて、スイッチング素子Ｓ_１１又はスイッチング素子Ｓ_１２がターンオンする際に、ソフトスイッチングを実現することができる。その結果、電力変換効率の向上を図ることができる。

加えて、本実施形態では、制御回路１００は、変換回路１０に含まれるスイッチング素子Ｓ_１１又はスイッチング素子Ｓ_１２のソース端子からドレイン端子に流れる電流が発生するように、第１ハーフブリッジ回路１０ａから１次巻線３１に電圧が出力される時間と、第２ハーフブリッジ回路１０ｂから１次巻線３１に電圧が出力される時間の時間比率を制御する。時間比率の制御によりソフトスイッチングを実現させることができるため、比較的簡易な制御で電力変換効率の向上を図ることができる。

また、本実施形態では、第１範囲とは、時間比率の増加とともに出力電力が増加する時間比率の範囲であり、第２範囲とは、時間比率の増加とともに出力電力が減少する時間比率の範囲である。制御回路１００は、第１範囲内における時間比率を用いたときの出力電力と、第２範囲内における時間比率を用いたときの出力電流とが一致する場合、第２範囲内における時間比率を選択する。これにより、ハードスイッチングよりもソフトスイッチングが優先的に実行されることになり、電力変換効率の向上を図ることができる。

さらに、本実施形態では、制御回路１００は、時間の経過とともに絶縁トランス３に電流が連続的に流れる場合、いわゆる電力変換装置２００が電流連続モードとして動作する場合、第１範囲内において時間比率を制御する。これにより、高電力を出力する必要がある場合、適切に必要な電力を出力することができる。

加えて、本実施形態では、第１ハーフブリッジ回路１０ａ及び第２ハーフブリッジ回路１０ｂに含まれる各スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のオン期間は略同一である。また、第１ハーフブリッジ回路１０ａは、１次巻線３１に対してパルス状の交流電圧を出力し、第２ハーフブリッジ回路１０ｂは、１次巻線３１に対してパルス状の交流電圧を出力する。制御回路１００は、第１ハーフブリッジ回路１０ａから出力される電圧と、第２ハーフブリッジ回路１０ｂから出力される電圧との位相差を制御することで、時間比率を制御する。２つの出力電圧の位相差を制御することで、時間比率を制御することができるため、比較的簡易な制御によりソフトスイッチングを実現することができる。

また、本実施形態では、時間比率を増加させると、図１０又は図１１に示すように、第１範囲と第２範囲が交互に繰り返される。制御回路１００は、特定の第２範囲内における時間比率を用いたときの出力電力と、その他の第２範囲内における時間比率を用いたときの出力電力とが一致する場合、時間比率を制御する範囲を、特定の第２範囲からその他の第２範囲へ変更させる。これにより、例えば、出力電力を段階的に増加又は減少させる必要がある場合、出力電力の変化前後においてソフトスイッチングを維持させることができ、電力変換効率の向上を図ることができる。

さらに、本実施形態では、制御回路１００は、特定の第２範囲内における時間比率を用いたときの出力電力と、その他の第２範囲内における時間比率を用いたときの出力電力が一致する場合、値が最も小さい時間比率を選択する。これにより、変曲点付近の時間比率を用いることを防ぎ、出力電力の制御の安定性を図ることができる。

加えて、本実施形態では、共振周波数は、各スイッチング素子Ｓ_１１、Ｓ_１２、Ｓ_２１、Ｓ_２２のスイッチング周波数の６倍以上の周波数である。これにより、低電力を出力させる時間比率の範囲において、ソフトスイッチングが可能な第２範囲を発生させることができ、広い出力電力の範囲で電力変換効率を向上させることができる。

また、本実施形態では、整流回路４は、フィルタインダクタ９を含んでいる。また、フィルタインダクタ９は、インダクタンスに流れる電流が増加するほど、インダクタンス値が減少する特性を有する。これにより、例えば、電力変換装置２００を電流連続モードで動作させて、高電力を出力させる必要がある場合、フィルタインダクタ９により出力電流が制限されることを防ぎ、出力可能な電力の範囲を拡大させることができる。

なお、以上に説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするために記載されたものであって、本発明を限定するために記載されたものではない。したがって、上記の実施形態に開示された各要素は、本発明の技術的範囲に属する全ての設計変更や均等物をも含む趣旨である。

例えば、本明細書では、本発明に係る電力変換装置を、電力変換装置２００を例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る変換回路を、変換回路１０を例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る絶縁トランスを、絶縁トランス３を例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る整流回路を、整流回路４を例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る共振回路を、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ７、及びダイオード５の接合容量５ａで構成される共振回路と、フィルタインダクタ９、出力コンデンサ８、及びダイオード６の接合容量６ａで構成される共振回路を例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。また、本明細書では、本発明に係る制御回路を、制御回路１００を例に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。

１…１次側回路
１０…変換回路
１０ａ…第１ハーフブリッジ回路
１０ｂ…第２ハーフブリッジ回路
１１ａ…入力端子
１１ｂ…入力端子
１２…平滑コンデンサ
２…２次側回路
４…整流回路
５…ダイオード
５ａ…接合容量
６…ダイオード
６ａ…接合容量
７…出力コンデンサ
８…出力コンデンサ
９…フィルタインダクタ
２１ａ…出力端子
２１ｂ…出力端子
３…絶縁トランス
３１…１次巻線
３２…２次巻線
３３…漏れインダクタンス
１００…制御回路
２００…電力変換装置

Claims (12)

1. スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換する変換回路と、
   入力側が前記変換回路に接続される絶縁トランスと、
   前記絶縁トランスの出力側に接続される整流回路と、
   前記絶縁トランスの出力側に接続される共振回路と、
   前記スイッチング素子を制御する制御回路と、を備え
   前記制御回路は、電流不連続モードにおいて、前記共振回路を流れる電流が前記絶縁トランスを介して前記スイッチング素子の低電位側端子から高電位側端子へ流れている期間に、前記スイッチング素子をターンオンさせる電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、前記変換回路から前記絶縁トランスの入力側に電圧が印加されない期間中に、前記電流が前記共振回路により共振するように、前記スイッチング素子のターンオン及びターンオフのタイミングを制御する電力変換装置。
3. 請求項１又は２記載の電力変換装置であって、
   前記変換回路は、第１ハーフブリッジ回路及び第２ハーフブリッジ回路を含み、
   前記第１ハーフブリッジ回路は、第１高電位側スイッチング素子と、第１低電位側スイッチング素子を含み、
   前記第２ハーフブリッジ回路は、第２高電位側スイッチング素子と、第２低電位側スイッチング素子を含み、
   前記制御回路は、前記電流が前記絶縁トランスから前記第１高電位側スイッチング素子の低電位側端子へ流れる場合、前記第１高電位側スイッチング素子をターンオンさせ、前記電流が前記絶縁トランスから前記第１低電位側スイッチング素子の低電位側端子へ流れる場合、前記第１低電位側スイッチング素子をターンオンさせる電力変換装置。
4. 請求項３記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、前記電流が発生するように、前記第１ハーフブリッジ回路から前記絶縁トランスに電圧が出力される時間と、前記第２ハーフブリッジ回路から前記絶縁トランスに電圧が出力される時間の比率を制御する電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、第１範囲内における前記比率を用いたときの電力変換装置の出力電力と、第２範囲内における前記比率を用いたときの前記出力電力が一致する場合、前記第２範囲内における前記比率を選択し、
   前記第１範囲は、前記比率の増加とともに前記出力電力が増加する前記比率の範囲であり、
   前記第２範囲は、前記比率の減少とともに前記出力電力が増加する前記比率の範囲である電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、時間の経過とともに前記絶縁トランスに前記電流が連続的に流れる場合、前記第１範囲内における前記比率を制御する電力変換装置。
7. 請求項３～６の何れか一項に記載の電力変換装置であって、
   前記第１高電位側スイッチング素子、前記第１低電位側スイッチング素子、前記第２高電位側スイッチング素子、及び前記第２低電位側スイッチング素子のオン期間は、それぞれ略同一であり、
   前記第１ハーフブリッジ回路は、前記絶縁トランスにパルス状の第１電圧を出力し、
   前記第２ハーフブリッジ回路は、前記絶縁トランスにパルス状の第２電圧を出力し、
   前記制御回路は、前記第１電圧と前記第２電圧の位相差を制御することで、前記第１ハーフブリッジ回路から前記絶縁トランスに電圧が出力される時間と、前記第２ハーフブリッジ回路から前記絶縁トランスに電圧が出力される時間の比率を制御する電力変換装置。
8. 請求項５又は６に記載の電力変換装置であって、
   前記第１範囲と前記第２範囲は、交互に繰り返されており、
   前記制御回路は、一の前記第２範囲内における前記比率を用いたときの前記出力電力と他の前記第２範囲内における前記比率を用いたときの前記出力電力が一致する場合、前記比率を制御する範囲を、前記一の第２範囲から前記他の第２範囲へ変更する電力変換装置。
9. 請求項５又は６に記載の電力変換装置であって、
   前記制御回路は、一の前記第２範囲内における前記比率を用いたときの前記出力電力と他の前記第２範囲内における前記比率を用いたときの前記出力電力が一致する場合、値が最も小さい前記比率を選択する電力変換装置。
10. 請求項７記載の電力変換装置であって、
    前記共振回路による共振周波数は、前記スイッチング素子のスイッチング周波数の６倍以上の周波数である電力変換装置。
11. 請求項１～１０の何れか一項に記載の電力変換装置であって、
    前記整流回路は、インダクタを含み、
    前記インダクタは、前記インダクタに流れる電流が増加するほど、インダクタンス値が減少する電力変換装置。
12. 直流電圧を交流電圧に変換する変換回路と、絶縁トランスと、整流回路と、共振回路と、制御回路と、を備える電力変換装置の制御方法であって、
    前記変換回路は、スイッチング素子を有し、
    前記変換回路と前記絶縁トランスの入力側が接続され、
    前記整流回路と前記絶縁トランスの出力側が接続され、
    前記共振回路と前記絶縁トランスの出力側が接続され、
    前記制御回路により、電流不連続モードにおいて、前記共振回路を流れる電流が前記絶縁トランスを介して前記スイッチング素子の低電位側端子から高電位側端子へ流れている期間に、前記スイッチング素子をターンオンさせる電力変換装置の制御方法。

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