JP3219249B2 - 複共振フォワード形コンバータ - Google Patents
複共振フォワード形コンバータInfo
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 32
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 23
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はフォワード形コンバ
ータに関し、特に共振方式の採用によってソフトスイッ
チングを実現したフォワード形ＤＣ／ＤＣおよびＡＣ／
ＤＣコンバータに関する。
ータに関し、特に共振方式の採用によってソフトスイッ
チングを実現したフォワード形ＤＣ／ＤＣおよびＡＣ／
ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、ソフトスイッチングを実現し
てスイッチング損失を低減するために、種々の形式のフ
ォワード形ＤＣ／ＤＣおよびＡＣ／ＤＣコンバータが提
案されている（例えば、特開平１０−１０８４５８号公
報、特開平７−９５７６７号公報、実開昭６０−１４４
７８８号公報など）。
てスイッチング損失を低減するために、種々の形式のフ
ォワード形ＤＣ／ＤＣおよびＡＣ／ＤＣコンバータが提
案されている（例えば、特開平１０−１０８４５８号公
報、特開平７−９５７６７号公報、実開昭６０−１４４
７８８号公報など）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来提案されているフ
ォワード形コンバータをそのままＡＣ／ＤＣコンバータ
に用いた場合は、力率の改善が十分でなく、しかも簡単
な構成でソフトスイッチングと高力率を両立させるのが
難しいという問題があった。
ォワード形コンバータをそのままＡＣ／ＤＣコンバータ
に用いた場合は、力率の改善が十分でなく、しかも簡単
な構成でソフトスイッチングと高力率を両立させるのが
難しいという問題があった。
【０００４】本発明の目的は、構成を複雑化することな
しに、簡単な構成でソフトスイッチングと力率改善とを
両立させることのできるフォワード形共振コンバータを
提供することにある。
しに、簡単な構成でソフトスイッチングと力率改善とを
両立させることのできるフォワード形共振コンバータを
提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明のフォワード形共
振コンバータは、それぞれの１端子同士が接続された第
１および第３巻線、ならびに第２巻線を有するトランス
と、前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に接
続された主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続さ
れた出力ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出力
側端子と前記第２巻線の他端子間に直列接続された出力
リアクトルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端子
から前記出力ダイオードの出力側端子に順方向になるよ
うに接続された環流ダイオードと、前記第１および第３
巻線の１端子を、直流電源の１極に接続する共振インダ
クタおよび前記直流電源の他極に接続する共振コンデン
サと、前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子に
順方向になるように接続された帰還ダイオードとを具備
し、前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通する
とき導通する極性に接続され、また前記主スイッチの遮
断期間に前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギが、
前記主スイッチの導通時に前記第１巻線を介して放出さ
れ、出力側へのエネルギ伝達が行なわれることを特徴と
する。
振コンバータは、それぞれの１端子同士が接続された第
１および第３巻線、ならびに第２巻線を有するトランス
と、前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に接
続された主スイッチと、前記第２巻線の１端子に接続さ
れた出力ダイオードおよび、前記出力ダイオードの出力
側端子と前記第２巻線の他端子間に直列接続された出力
リアクトルおよびコンデンサと、前記第２巻線の他端子
から前記出力ダイオードの出力側端子に順方向になるよ
うに接続された環流ダイオードと、前記第１および第３
巻線の１端子を、直流電源の１極に接続する共振インダ
クタおよび前記直流電源の他極に接続する共振コンデン
サと、前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子に
順方向になるように接続された帰還ダイオードとを具備
し、前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通する
とき導通する極性に接続され、また前記主スイッチの遮
断期間に前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギが、
前記主スイッチの導通時に前記第１巻線を介して放出さ
れ、出力側へのエネルギ伝達が行なわれることを特徴と
する。
【０００６】本発明は、コンバ−タの入力段に共振イン
ダクタＬR と共振コンデンサＣR を接続し、主スイッチ
のオン時とオフ時に共振を起させることにより高力率と
ソフトスイッチングを達成している。即ち、主スイッチ
のオン時とオフ時で、共振周波数がそれぞれ異なり、オ
ン時には電流共振、オフ時には電圧共振が起こり、前記
共振コンデンサＣR はスイッチング周波数毎に、その端
子電圧がゼロになるまで放電するため、電源電流ｉi が
スイッチング周期ごとに流れて高力率が達成される。
ダクタＬR と共振コンデンサＣR を接続し、主スイッチ
のオン時とオフ時に共振を起させることにより高力率と
ソフトスイッチングを達成している。即ち、主スイッチ
のオン時とオフ時で、共振周波数がそれぞれ異なり、オ
ン時には電流共振、オフ時には電圧共振が起こり、前記
共振コンデンサＣR はスイッチング周波数毎に、その端
子電圧がゼロになるまで放電するため、電源電流ｉi が
スイッチング周期ごとに流れて高力率が達成される。
【０００７】この場合、不連続モード(DCM) 動作時に
は、主スイッチＱ1 のオン、オフ時ともソフトスイッチ
ングが実現される。一方、連続モード(CCM) 動作時で
は、オフ時にソフトスイッチングが実現されるが、オン
時にはソフトスイッチングは達成されない。しかし、上
記の理由で、スイッチング周期ごとに電流ｉi が流れる
ために、通常のＣＣＭフォワードＡＣ/ ＤＣコンバータ
に比べ力率は大きく改善される。
は、主スイッチＱ1 のオン、オフ時ともソフトスイッチ
ングが実現される。一方、連続モード(CCM) 動作時で
は、オフ時にソフトスイッチングが実現されるが、オン
時にはソフトスイッチングは達成されない。しかし、上
記の理由で、スイッチング周期ごとに電流ｉi が流れる
ために、通常のＣＣＭフォワードＡＣ/ ＤＣコンバータ
に比べ力率は大きく改善される。
【０００８】
【発明の実施の形態】本発明のフォワード形共振コンバ
ータをＡＣ/ ＤＣコンバータに適用した場合の実施例回
路を図1 に示す。この回路構成はフォワードＡＣ/ ＤＣ
コンバータを基本とし、その入力側に共振用のインダク
タＬR およびコンデンサＣR を付加接続したものであ
る。
ータをＡＣ/ ＤＣコンバータに適用した場合の実施例回
路を図1 に示す。この回路構成はフォワードＡＣ/ ＤＣ
コンバータを基本とし、その入力側に共振用のインダク
タＬR およびコンデンサＣR を付加接続したものであ
る。
【０００９】主スイッチＱ１は予め設定された時比率Ｄ
で駆動される。Ｑ１のオン時には、共振用コンデンサＣ
R と出力リアクトルＬとトランスＴR の励磁インダクタ
ンスＬM とが電流共振して主スイッチＱ１を流れる電流
が０から立ち上がる。一方、主スイッチＱ１のオフ時に
は前記ＣR とＬM および共振インダクタＬR とが電圧共
振して主スイッチＱ１の端子間電圧が０から立ち上が
る。その結果、出力リアクトルＬの電流の遮断期間があ
る不連続モードでは、主スイッチＱ１のオン時およびオ
フ時の両方でソフトスイッチングが実現される。
で駆動される。Ｑ１のオン時には、共振用コンデンサＣ
R と出力リアクトルＬとトランスＴR の励磁インダクタ
ンスＬM とが電流共振して主スイッチＱ１を流れる電流
が０から立ち上がる。一方、主スイッチＱ１のオフ時に
は前記ＣR とＬM および共振インダクタＬR とが電圧共
振して主スイッチＱ１の端子間電圧が０から立ち上が
る。その結果、出力リアクトルＬの電流の遮断期間があ
る不連続モードでは、主スイッチＱ１のオン時およびオ
フ時の両方でソフトスイッチングが実現される。
【００１０】なお、出力リアクトルＬの電流の遮断期間
のない連続モードでは、主スイッチＱ１のオフ時にはソ
フトスイッチングが実現されるが、そのオン時には、出
力リアクトルＬを流れる出力電流ｉL がゼロにならない
ため、主スイッチＱ１を流れる電流も０にならず、ソフ
トスイッチングは実現されない。しかし、いずれの場合
でも通常のフォワード形ＡＣ／ＤＣコンバータと比べる
と、スイッチング周期毎にコンデンサＣR が完全に充放
電を繰り返し、充電電流が電源ｅｉから供給されるため
高力率を達成することができる。
のない連続モードでは、主スイッチＱ１のオフ時にはソ
フトスイッチングが実現されるが、そのオン時には、出
力リアクトルＬを流れる出力電流ｉL がゼロにならない
ため、主スイッチＱ１を流れる電流も０にならず、ソフ
トスイッチングは実現されない。しかし、いずれの場合
でも通常のフォワード形ＡＣ／ＤＣコンバータと比べる
と、スイッチング周期毎にコンデンサＣR が完全に充放
電を繰り返し、充電電流が電源ｅｉから供給されるため
高力率を達成することができる。
【００１１】図２，３は不連続モード動作時における図
１の回路各部の電流と電圧波形及び動作状態とその発生
期間を示している。図２は交流入力電圧ｅｉに対する各
部の電圧、電流波形をそれぞれ示す。図３は図２の波形
の時間軸（横軸）を拡大したもので、スイッチングの１
周期ＴC に対する各部の波形をそれぞれ示す。なお、交
流電流ｉi と入力電流ｉＬR の大きさ（縦軸）は、動作
を理解しやすいように、他の波形と比べ拡大されてい
る。
１の回路各部の電流と電圧波形及び動作状態とその発生
期間を示している。図２は交流入力電圧ｅｉに対する各
部の電圧、電流波形をそれぞれ示す。図３は図２の波形
の時間軸（横軸）を拡大したもので、スイッチングの１
周期ＴC に対する各部の波形をそれぞれ示す。なお、交
流電流ｉi と入力電流ｉＬR の大きさ（縦軸）は、動作
を理解しやすいように、他の波形と比べ拡大されてい
る。
【００１２】図１の回路では、図２に示すように２つの
動作モードが発生する。即ち、トランスＴR の一次側に
換算した出力電圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 （以下、「換算出
力電圧」という）よりも共振コンデンサＣR の端子電圧
ＶCR（以下、「入力電圧」という）の方が小さい、すな
わち（Ｎ１／Ｎ２）ν0 ＞ＶCRの場合のモードＡと、そ
の大小関係が反対になり、（Ｎ１／Ｎ２）ν0 ＜ＶCRの
場合のモードＢである。
動作モードが発生する。即ち、トランスＴR の一次側に
換算した出力電圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 （以下、「換算出
力電圧」という）よりも共振コンデンサＣR の端子電圧
ＶCR（以下、「入力電圧」という）の方が小さい、すな
わち（Ｎ１／Ｎ２）ν0 ＞ＶCRの場合のモードＡと、そ
の大小関係が反対になり、（Ｎ１／Ｎ２）ν0 ＜ＶCRの
場合のモードＢである。
【００１３】モードＡでは、入力電圧ＶCRが換算出力電
圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 よりも低いので、入力側から出力
側へのエネルギ伝達が行われず、リアクトル（出力）電
流ｉL は流れない。しかし本発明の回路では、インダク
タＬR および励磁インダクタンスＬM とコンデンサＣR
との共振のため入力電圧ＶCRが高くなり、このモードＡ
の期間が通常のフォワードＡＣ／ＤＣコンバータと比べ
て短くなるので、力率が高くなる。
圧（Ｎ１／Ｎ２）ν0 よりも低いので、入力側から出力
側へのエネルギ伝達が行われず、リアクトル（出力）電
流ｉL は流れない。しかし本発明の回路では、インダク
タＬR および励磁インダクタンスＬM とコンデンサＣR
との共振のため入力電圧ＶCRが高くなり、このモードＡ
の期間が通常のフォワードＡＣ／ＤＣコンバータと比べ
て短くなるので、力率が高くなる。
【００１４】一方、モードＢでは、ダイオードの特性を
理想的とし、トランスＴR を密結合とすれば、図３の波
形図及び図４（Ａ）〜（Ｄ）の等価回路図に示す４つの
動作状態ａ〜ｄが発生する。以下それぞれの状態ａ〜ｄ
について詳細に説明する。
理想的とし、トランスＴR を密結合とすれば、図３の波
形図及び図４（Ａ）〜（Ｄ）の等価回路図に示す４つの
動作状態ａ〜ｄが発生する。以下それぞれの状態ａ〜ｄ
について詳細に説明する。
【００１５】状態ａでは、時刻ｔ１に主スイッチＱ１が
オンにされ、出力側のダイオードＤ2 がオンとなる。後
述するように、インダクタＬR とコンデンサＣR の共振
によって電源電圧ｅｉより入力電圧ＶＣR の方が高くな
っており、全波整流ダイオードＲＥＣが逆バイアスされ
るため入力電流ｉL R は流れない。コンデンサＣR に蓄
積されたエネルギは、励磁インダクタンスＬM および出
力リアクトルＬの並列インダクタンスと共振コンデンサ
ＣR との電流共振によって、出力側へ転送される。
オンにされ、出力側のダイオードＤ2 がオンとなる。後
述するように、インダクタＬR とコンデンサＣR の共振
によって電源電圧ｅｉより入力電圧ＶＣR の方が高くな
っており、全波整流ダイオードＲＥＣが逆バイアスされ
るため入力電流ｉL R は流れない。コンデンサＣR に蓄
積されたエネルギは、励磁インダクタンスＬM および出
力リアクトルＬの並列インダクタンスと共振コンデンサ
ＣR との電流共振によって、出力側へ転送される。
【００１６】このとき、主スイッチＱ１の電流ｉＤ１
がゼロから立ち上がるので、ソフトスイッチングが実現
される。なお、この場合の共振周波数は、コンデンサＣ
R が放電し終わってその端子電圧ＶCRが０になるタイミ
ング（時刻ｔ２）が、主スイッチＱ１のオフ・タイミン
グ（時刻ｔ３）より遅れないように選択されることが必
要である。この状態ａは、コンデンサＣR が放電してそ
の端子電圧、すなわち入力電圧ＶCRがゼロになった時刻
ｔ２に終了する（図３参照）。
がゼロから立ち上がるので、ソフトスイッチングが実現
される。なお、この場合の共振周波数は、コンデンサＣ
R が放電し終わってその端子電圧ＶCRが０になるタイミ
ング（時刻ｔ２）が、主スイッチＱ１のオフ・タイミン
グ（時刻ｔ３）より遅れないように選択されることが必
要である。この状態ａは、コンデンサＣR が放電してそ
の端子電圧、すなわち入力電圧ＶCRがゼロになった時刻
ｔ２に終了する（図３参照）。
【００１７】状態ｂでは、主スイッチＱ１及び環流ダイ
オードＤ3 がオンで、出力ダイオードＤ2 がオフにな
る。トランスＴR と帰還ダイオードＤF とで励磁インダ
クタンスＬM が短絡されるため、そこに蓄積された励磁
エネルギは電流ｉзとなって環流する。このときコンデ
ンサＣR は充電されず、入力電圧ＶCRは０を保持する。
したがって電源νＤからＬR を介して電流i ＬR が流れ
始め、共振インダクタＬR にエネルギが蓄積される。出
力側では出力リアクトルＬのエネルギがダイオードＤ3
を通って環流し、負荷Ｒへエネルギが供給される。この
状態ｂは主スイッチＱ１がオフになる時刻ｔ３に終了す
る（図３参照）。
オードＤ3 がオンで、出力ダイオードＤ2 がオフにな
る。トランスＴR と帰還ダイオードＤF とで励磁インダ
クタンスＬM が短絡されるため、そこに蓄積された励磁
エネルギは電流ｉзとなって環流する。このときコンデ
ンサＣR は充電されず、入力電圧ＶCRは０を保持する。
したがって電源νＤからＬR を介して電流i ＬR が流れ
始め、共振インダクタＬR にエネルギが蓄積される。出
力側では出力リアクトルＬのエネルギがダイオードＤ3
を通って環流し、負荷Ｒへエネルギが供給される。この
状態ｂは主スイッチＱ１がオフになる時刻ｔ３に終了す
る（図３参照）。
【００１８】状態ｃでは、時刻ｔ３に主スイッチＱ１が
オフになるので、ダイオードＤ2 がオフになり、環流ダ
イオードＤ3 はオン状態を維持する。共振インダクタＬ
R および励磁インダクタンスＬM の並列インダクタンス
とコンデンサＣR とが電圧共振を起こし、入力電圧ＶCR
および主スイッチＱ１の端子間電圧ＶDSがゼロより立ち
上がり、ソフトスイッチングが実現される。
オフになるので、ダイオードＤ2 がオフになり、環流ダ
イオードＤ3 はオン状態を維持する。共振インダクタＬ
R および励磁インダクタンスＬM の並列インダクタンス
とコンデンサＣR とが電圧共振を起こし、入力電圧ＶCR
および主スイッチＱ１の端子間電圧ＶDSがゼロより立ち
上がり、ソフトスイッチングが実現される。
【００１９】トランスＴR に蓄積された励磁エネルギは
三次巻線Ｎ3 および帰還ダイオードＤF を介してコンデ
ンサＣR を充電する。一方、電源νD からもインダクタ
ＬRを介して電流ｉLRが流れて共振コンデンサＣR を充
電する。なお、出力側は前の状態ｂと同じである。この
状態ｃはダイオードＤF を通る電流i3がゼロになった時
刻ｔ４に終了する（図３参照）。
三次巻線Ｎ3 および帰還ダイオードＤF を介してコンデ
ンサＣR を充電する。一方、電源νD からもインダクタ
ＬRを介して電流ｉLRが流れて共振コンデンサＣR を充
電する。なお、出力側は前の状態ｂと同じである。この
状態ｃはダイオードＤF を通る電流i3がゼロになった時
刻ｔ４に終了する（図３参照）。
【００２０】時刻ｔ４に始まる状態ｄでは、主スイッチ
Ｑ１及びダイオードＤ2 がオフで、ダイオードＤ3 がオ
ンである。インダクタＬR とコンデンサＣR が直列共振
し、電源νＤからの電流ｉLRでコンデンサＣR が充電さ
れる。充電が完了した時刻ｔ５で前記電流ｉLRが０にな
り、コンデンサＣR は電源電圧νＤより高い電圧ＶCRに
充電される。共振コンデンサＣR は、次に主スイッチＱ
１がオン（状態ａ）になる時刻ｔ６まで、その端子電圧
ＶCRを保持する。
Ｑ１及びダイオードＤ2 がオフで、ダイオードＤ3 がオ
ンである。インダクタＬR とコンデンサＣR が直列共振
し、電源νＤからの電流ｉLRでコンデンサＣR が充電さ
れる。充電が完了した時刻ｔ５で前記電流ｉLRが０にな
り、コンデンサＣR は電源電圧νＤより高い電圧ＶCRに
充電される。共振コンデンサＣR は、次に主スイッチＱ
１がオン（状態ａ）になる時刻ｔ６まで、その端子電圧
ＶCRを保持する。
【００２１】このとき、出力側は状態ｂ、ｃと同じであ
り、この間に出力リアクトルＬを流れる（出力）電流ｉ
L はゼロとなる。この状態ｄは主スイッチＱ１がオンに
なる時刻ｔ６に終了し、状態ａに戻る（図３参照）。
り、この間に出力リアクトルＬを流れる（出力）電流ｉ
L はゼロとなる。この状態ｄは主スイッチＱ１がオンに
なる時刻ｔ６に終了し、状態ａに戻る（図３参照）。
【００２２】上述のように、本発明によれば、主スイッ
チＱ１がオンになる時（時刻ｔ１）とオフになる時（時
刻ｔ３）のいずれにおいても、ソフトスイッチングが行
われる。また図３に示すように、共振コンデンサＣR の
端子電圧ＶCRがスイッチング周期ごとにゼロになり、入
力電流ｉLR（即ち電源電流ｉi ）は、電源電圧VDに比例
してスイッチング周期毎に流れるため、高力率が実現さ
れる。
チＱ１がオンになる時（時刻ｔ１）とオフになる時（時
刻ｔ３）のいずれにおいても、ソフトスイッチングが行
われる。また図３に示すように、共振コンデンサＣR の
端子電圧ＶCRがスイッチング周期ごとにゼロになり、入
力電流ｉLR（即ち電源電流ｉi ）は、電源電圧VDに比例
してスイッチング周期毎に流れるため、高力率が実現さ
れる。
【００２３】図５は本発明のフォワード形共振ＡＣ／Ｄ
Ｃコンバータと、共振用のインダクタＬR やコンデンサ
ＣR を有しない従来のフォワード形ＡＣ／ＤＣコンバー
タの力率特性を示す図であり、同図（Ａ）は従来形、
（Ｂ）は本発明のコンバータの、出力電流に対する力率
特性を、時比率Ｄをパラメータとして示す実験例であ
る。
Ｃコンバータと、共振用のインダクタＬR やコンデンサ
ＣR を有しない従来のフォワード形ＡＣ／ＤＣコンバー
タの力率特性を示す図であり、同図（Ａ）は従来形、
（Ｂ）は本発明のコンバータの、出力電流に対する力率
特性を、時比率Ｄをパラメータとして示す実験例であ
る。
【００２４】本発明の共振コンバータでは、出力電流へ
の依存率が小さく、小出力電流領域でもほぼ９５％以上
の力率が得られ、また時比率Ｄが大きいほど高力率とな
っていることが分かる。これに対し、従来形では、出力
電流及び時比率への力率の依存率が大きい。すなわち従
来型では、出力電流が大きく、時比率が小さいところで
は９８％近い力率が得られるが、出力電流が小さく、時
比率Ｄが大きいところでは８３％と低くなることが分か
る。
の依存率が小さく、小出力電流領域でもほぼ９５％以上
の力率が得られ、また時比率Ｄが大きいほど高力率とな
っていることが分かる。これに対し、従来形では、出力
電流及び時比率への力率の依存率が大きい。すなわち従
来型では、出力電流が大きく、時比率が小さいところで
は９８％近い力率が得られるが、出力電流が小さく、時
比率Ｄが大きいところでは８３％と低くなることが分か
る。
【００２５】また図示は省略するが、歪み率特性も、本
発明の共振コンバータでは出力電流の上昇に伴って４０
％近くから５％前後まで低くなるのに対し、従来のコン
バータでは出力電流の上昇に伴って７０％近くから１８
％前後となり、本発明の共振コンバータの方が従来形と
比べて歪み率が低いことが確認された。従来形では交流
電流ｉi （入力電流ｉLR）が流れないゼロ期間が長いの
に対し、本発明の共振コンバータでは前記ゼロ期間が短
いために、前述のように力率が高く、歪み率も小さくな
っている。
発明の共振コンバータでは出力電流の上昇に伴って４０
％近くから５％前後まで低くなるのに対し、従来のコン
バータでは出力電流の上昇に伴って７０％近くから１８
％前後となり、本発明の共振コンバータの方が従来形と
比べて歪み率が低いことが確認された。従来形では交流
電流ｉi （入力電流ｉLR）が流れないゼロ期間が長いの
に対し、本発明の共振コンバータでは前記ゼロ期間が短
いために、前述のように力率が高く、歪み率も小さくな
っている。
【００２６】以上では本発明の実施例回路を不連続モー
ドで動作した場合について述べたが、この回路は連続モ
ードで動作させることもできる。連続モードでは、主ス
イッチＱ１がオフになるときはゼロ電圧スイッチングが
行われるが、主スイッチＱ１がオンになるときは、リア
クトル電流ｉL の連続性（状態ｄの末期に０にならな
い）のために、ドレイン電流ｉD1がゼロから立ち上がら
ず、ソフトスイッチングは実現されない。しかしこの場
合も、基本的には同じ動作状態を繰り返し、高力率が達
成される。
ドで動作した場合について述べたが、この回路は連続モ
ードで動作させることもできる。連続モードでは、主ス
イッチＱ１がオフになるときはゼロ電圧スイッチングが
行われるが、主スイッチＱ１がオンになるときは、リア
クトル電流ｉL の連続性（状態ｄの末期に０にならな
い）のために、ドレイン電流ｉD1がゼロから立ち上がら
ず、ソフトスイッチングは実現されない。しかしこの場
合も、基本的には同じ動作状態を繰り返し、高力率が達
成される。
【００２７】この対策としては、図１において、環流ダ
イオードＤ3 の上側端子と出力リアクトルＬとの接続
点、および環流ダイオードＤ3 の下側端子と出力コンデ
ンサＣとの接続点よりもトランスＴＲの巻線Ｎ2 の側
に、出力ダイオードＤ2 と直列に過飽和リアクトル（図
示せず）を接続する。このようにすれば、主スイッチＱ
１がオンになる瞬間にダイオードＤ2 に流れる電流を阻
止して２次巻線Ｎ2 を開放状態にし、ソフトスイッチン
グを実現することができる。
イオードＤ3 の上側端子と出力リアクトルＬとの接続
点、および環流ダイオードＤ3 の下側端子と出力コンデ
ンサＣとの接続点よりもトランスＴＲの巻線Ｎ2 の側
に、出力ダイオードＤ2 と直列に過飽和リアクトル（図
示せず）を接続する。このようにすれば、主スイッチＱ
１がオンになる瞬間にダイオードＤ2 に流れる電流を阻
止して２次巻線Ｎ2 を開放状態にし、ソフトスイッチン
グを実現することができる。
【００２８】また以上では、交流入力を全波整流した直
流電源を使用するＡＣ／ＤＣコンバータの例について述
べたが、バッテリなどの直流電源を使用するＤＣ／ＤＣ
コンバータや、さらに前記直流電源に逆流阻止ダイオー
ドを直列接続したＤＣ／ＤＣコンバータに、本発明を同
様に適用できることは明らかである。
流電源を使用するＡＣ／ＤＣコンバータの例について述
べたが、バッテリなどの直流電源を使用するＤＣ／ＤＣ
コンバータや、さらに前記直流電源に逆流阻止ダイオー
ドを直列接続したＤＣ／ＤＣコンバータに、本発明を同
様に適用できることは明らかである。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、従来のフォワードコン
バータと比べて高力率で、しかも主スイッチＱｌのオン
時には電流共振、オフ時には電圧共振が起こり、不連続
動作モードでは、オン時およびオフ時の両方でソフトス
イッチングが実現される。したがって、力率改善とスイ
ッチング損失低減を両立させることができる。また連続
動作モードにおいても、主スイッチオフ時のソフトスイ
ッチングと力率改善とを両立させることができる。さら
に、トランス２次側の出力ダイオードに直列に可飽和リ
アクトルを挿入すれば、主スイッチのオン時にもソフト
スイッチングを実現することができる。
バータと比べて高力率で、しかも主スイッチＱｌのオン
時には電流共振、オフ時には電圧共振が起こり、不連続
動作モードでは、オン時およびオフ時の両方でソフトス
イッチングが実現される。したがって、力率改善とスイ
ッチング損失低減を両立させることができる。また連続
動作モードにおいても、主スイッチオフ時のソフトスイ
ッチングと力率改善とを両立させることができる。さら
に、トランス２次側の出力ダイオードに直列に可飽和リ
アクトルを挿入すれば、主スイッチのオン時にもソフト
スイッチングを実現することができる。
【図１】本発明の１実施例の回路図である。
【図２】図１の回路の不連続モード動作時における、交
流入力電圧ｅｉに対する回路各部の電流と電圧波形を示
す図である。
流入力電圧ｅｉに対する回路各部の電流と電圧波形を示
す図である。
【図３】図２の波形の時間軸（横軸）を拡大し、スイッ
チングの１周期ＴCに対する各部の波形をそれぞれ示す
図である。
チングの１周期ＴCに対する各部の波形をそれぞれ示す
図である。
【図４】図３の状態ａ〜ｄにおける図１の回路の等価回
路を示す図である。
路を示す図である。
【図５】図１の実施例回路と、従来のフォワード形ＡＣ
／ＤＣコンバータの力率特性を、時比率Ｄをパラメータ
として示す図であり、同図（Ａ）は従来形、（Ｂ）は本
発明の１実施例の実験例である。
／ＤＣコンバータの力率特性を、時比率Ｄをパラメータ
として示す図であり、同図（Ａ）は従来形、（Ｂ）は本
発明の１実施例の実験例である。
Ｃ…出力コンデンサ、 ＣR …共振コンデンサ、 ＤF
…帰還ダイオード、Ｄ2 …出力ダイオード、 Ｄ3 …環
流ダイオード、 Ｌ…出力インダクタンス、 ＬR …共
振インダクタ、 Ｎ1 …トランスの一次巻線、 Ｎ2 …
トランスの二次巻線、 Ｎ3 …補助巻線、 Ｑ1 …主ス
イッチ、 ＴR …トランス
…帰還ダイオード、Ｄ2 …出力ダイオード、 Ｄ3 …環
流ダイオード、 Ｌ…出力インダクタンス、 ＬR …共
振インダクタ、 Ｎ1 …トランスの一次巻線、 Ｎ2 …
トランスの二次巻線、 Ｎ3 …補助巻線、 Ｑ1 …主ス
イッチ、 ＴR …トランス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 前置審査 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (4)
- 【請求項１】それぞれの１端子同士が接続された第１お
よび第３巻線、ならびに第２巻線を有するトランスと、 前記第１巻線の他端子と直流電源の他極との間に接続さ
れた主スイッチと、 前記第２巻線の１端子に接続された出力ダイオードおよ
び、前記出力ダイオードの出力側端子と前記第２巻線の
他端子間に直列接続された出力リアクトルおよびコンデ
ンサと、 前記第２巻線の他端子から前記出力ダイオードの出力側
端子に順方向になるように接続された環流ダイオード
と、 前記第１および第３巻線の１端子を、直流電源の１極に
接続する共振インダクタおよび前記直流電源の他極に接
続する共振コンデンサと、 前記直流電源の他極から前記第３巻線の他端子に順方向
になるように接続された帰還ダイオードとを具備し、 前記出力ダイオードは、前記主スイッチが導通するとき
導通する極性に接続され、また前記スイッチの遮断期間
に前記共振コンデンサに蓄積されたエネルギが、前記主
スイッチの導通時に前記第１巻線を介して放出され、出
力側へのエネルギ伝達が行なわれ、かつ前記主スイッチ
のオフ・タイミングが前記共振コンデンサの放電完了タ
イミングより早くないことを特徴とするフォワード形共
振コンバータ。 - 【請求項２】前記共振インダクタを通って電流が電源側
へ逆流するのを防止するダイオードをさらに具備した請
求項１に記載のフォワード形共振コンバータ。 - 【請求項３】電流の逆流を防止するダイオードが交流電
源を整流して前記直流電源を提供することを特徴とする
請求項２に記載のフォワード形共振コンバータ。 - 【請求項４】前記出力ダイオードと並列に、前記主スイ
ッチがオンになる瞬間に前記出力ダイオードに流れる電
流を事実上阻止する過飽和リアクトルを接続したことを
特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のフォワ
ード形共振コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32272999A JP3219249B2 (ja) | 1999-11-12 | 1999-11-12 | 複共振フォワード形コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32272999A JP3219249B2 (ja) | 1999-11-12 | 1999-11-12 | 複共振フォワード形コンバータ |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001064781A Division JP2001275352A (ja) | 2001-03-08 | 2001-03-08 | フォワード形共振コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001157447A JP2001157447A (ja) | 2001-06-08 |
| JP3219249B2 true JP3219249B2 (ja) | 2001-10-15 |
Family
ID=18146980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32272999A Expired - Fee Related JP3219249B2 (ja) | 1999-11-12 | 1999-11-12 | 複共振フォワード形コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3219249B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
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|---|---|---|---|---|
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| JP3723947B2 (ja) * | 2002-03-19 | 2005-12-07 | エス・オー・シー株式会社 | 高力率スイッチング電源装置 |
| CN100416996C (zh) * | 2005-12-02 | 2008-09-03 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种采用耦合电感的功率因数校正电路 |
| CN103782499A (zh) * | 2011-09-09 | 2014-05-07 | 株式会社村田制作所 | 具有正弦波变压器电压的隔离开关模式dc/dc转换器 |
| JP6994580B2 (ja) | 2018-09-13 | 2022-02-04 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| CN112234807B (zh) * | 2020-10-30 | 2021-11-26 | 杭州欧佩捷科技有限公司 | 零电压开关正激式直流-直流变换器及其控制法 |
-
1999
- 1999-11-12 JP JP32272999A patent/JP3219249B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2001157447A (ja) | 2001-06-08 |
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