JP2016127577A - 歪補償装置及び歪補償方法 - Google Patents

Abstract

【課題】歪補償処理の演算負荷を低減する。
【解決手段】歪補償装置１１は、アウトフェージング増幅器１２のブランチ間バランスを補正する。そして、歪補償装置１１において、逆特性算出部２１は、アウトフェージング増幅器１２全体の「第１の歪逆特性」を算出する。レプリカ信号算出部２３は、算出した第１の歪逆特性と、アウトフェージング増幅器１２の第２ブランチのブランチ信号と、アウトフェージング増幅器１２の出力信号とに基づいて、アウトフェージング増幅器１２の第１ブランチのブランチ信号のレプリカ信号を算出する。補正量算出部２４は、算出したレプリカ信号と、第１ブランチのブランチ信号とに基づいて、第１ブランチに設けられた非線形増幅器３２の「第２の歪逆特性」、つまり、ブランチ間のバランス補正量を算出する。
【選択図】図２

Description

本発明は、歪補償装置及び歪補償方法に関する。

従来、種々の電子機器において増幅器が用いられている。増幅器の効率は、出力飽和領域（つまり、非線形状態）において最も高いことが一般的に知られている。

従来、増幅器を出力飽和領域で動作させる増幅装置として、アウトフェージング方式の増幅装置（以下では、「アウトフェージング増幅器」と呼ばれることがある）が提案されている。すなわち、アウトフェージング増幅器は、ＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）による、非線形増幅器（つまり、飽和増幅器）を用いた線形増幅器である。

図１は、従来のアウトフェージング増幅器の一例を示すブロック図である。図１に示すように、アウトフェージング増幅器は、信号分離器（ＳＣＳ：Signal Components Separator）と、「第１ブランチ」の第１非線形増幅器（増幅器Ａ）と、「第２ブランチ」の第２非線形増幅器（増幅器Ｂ）とを含む。

信号分離器は、入力端子に入力された包絡線変動を伴う入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)をその振幅に応じた位相差を有する位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)に分離して出力する。以下では、Ｓｃ１(ｔ)を「第１ブランチ信号」と呼び、Ｓｃ２(ｔ)を「第２ブランチ信号」と呼ぶことがある。

例えば、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)は、振幅変調及び位相変調（角度変調）を伴う変調信号であり、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)は、定包絡線となる定振幅位相変調信号である。ここでの入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)及び位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)は、いずれもベースバンド信号であってもよいし、ＩＦ信号であってもよい。信号分離器では、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)がデジタル信号として生成される。

信号分離器で生成された位相変調信号対の一方であるＳｃ１(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータでデジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタを通過することで、Ｓｃ１(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。同様に、位相変調信号対の他方であるＳｃ２(ｔ)は、Ｄ／Ａコンバータでデジタル信号からアナログ信号へ変換され、さらに、フィルタを通過することで、Ｓｃ２(ｔ)の周波数帯域に対応する成分が抽出されるとともにそれ以外の周波数成分が抑圧される。

直交変調器は、発振器から出力された高周波信号（発振信号）ＳＬ(ｔ)（図示していない）を用いて、フィルタを通過したＳｃ１(ｔ)を直交変調することで、ＲＦ信号であるＳ１(ｔ)を生成して出力する。同様に、直交変調器は、発振器から出力された高周波信号ＳＬ(ｔ)を用いて、フィルタを通過したＳｃ２(ｔ)を直交変調することで、ＲＦ信号であるＳ２(ｔ)を生成して出力する。

ここで、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を以下の式（１）で表すものとすると、位相変調信号対Ｓｃ１(ｔ)，Ｓｃ２(ｔ)及び高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)については、以下の式（２）〜（６）で表すことができる。
Ｓｉｎ(ｔ)＝ａ(ｔ)・cos[θ(ｔ)] ・・・（１）
Ｓｃ１(ｔ)＝ａmax・cos[θ(ｔ)＋ψ(ｔ)] ・・・（２）
Ｓｃ２(ｔ)＝ａmax・cos[θ(ｔ)−ψ(ｔ)] ・・・（３）
Ｓ１(ｔ)＝ａmax・cos[２・π・ｆc・ｔ＋θ(ｔ)＋ψ(ｔ)] ・・・（４）
Ｓ２(ｔ)＝ａmax・cos[２・π・ｆc・ｔ＋θ(ｔ)−ψ(ｔ)] ・・・（５）
ψ(ｔ)＝cos^-1[ａ(ｔ)／(２・ａmax)] ・・・（６）

ただし、（１）〜（６）式において、ａ(ｔ)は入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅変調分、θ(ｔ)は入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の位相変調分（角度変調分）である。ｆcは発振器から出力される高周波信号ＳＬ(ｔ)の周波数、つまり高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)のキャリア周波数である。ａmaxは、増幅器対（つまり、上記の第１非線形増幅器及び第２非線形増幅器）の飽和出力レベルから設定される定数である。このように、信号分離器、発振器、及び直交変調器を含む構成により、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)の振幅に応じた位相差２×ψ(ｔ)が生じるように位相変調が与えられた高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)が生成される。

増幅器対は、上記の通り、互いに並列に設けられた、第１非線形増幅器及び第２非線形増幅器によって構成されており、第１非線形増幅器と第２非線形増幅器とで利得、位相特性は略同一である。第１非線形増幅器は、直交変調器から出力された高周波信号対の一方Ｓ１(ｔ)を増幅し、第２非線形増幅器は、直交変調器から出力された高周波信号対の他方Ｓ２(ｔ)を増幅する。

合成器は、増幅器対により増幅された高周波信号対Ｇ×Ｓ１(ｔ)，Ｇ×Ｓ２(ｔ)（Ｇは増幅器の利得）を合成し、合成後の信号を出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)として出力端子から出力する。高周波信号対Ｓ１(ｔ)，Ｓ２(ｔ)の通過位相をφとすると、出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)については、以下の式（７）で表すことができる。
Ｓｏｕｔ(ｔ)＝Ｇ・ａmax・cos[２・π・ｆc・ｔ＋θ(ｔ)＋ψ(ｔ)＋φ]
＋Ｇ・ａmax・cos[２・π・ｆc・ｔ＋θ(ｔ)−ψ(ｔ)＋φ]
＝２・Ｇ・ａmax・cos[２・π・ｆc・ｔ＋θ(ｔ)＋φ]・cos[ψ(ｔ)]
＝Ｇ・ａ(ｔ)・cos[２・π・ｆc・ｔ＋θ(ｔ)＋φ] ・・・（７）

式（７）に示すように、アウトフェージング増幅器によれば、入力変調信号Ｓｉｎ(ｔ)を利得Ｇで増幅した出力高周波信号Ｓｏｕｔ(ｔ)が得られるとともに、高効率な線形増幅が図られている。

一方、アウトフェージング増幅器では２つの非線形増幅器の特性のばらつきなどで歪が発生する。そこで、この非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力（ACLR：Adjacent Channel Leakage Ratio)を低減するために、アウトフェージング増幅器が設けられる無線送信装置には、非線形歪を補償する歪補償装置が備えられているものがある。

例えば、従来のアウトフェージング増幅器を有する無線送信装置には、２つの非線形増幅器の特性差による歪特性（以下では、「ブランチ歪特性」と呼ぶことがある）、及び、アウトフェージング増幅器の全体の歪特性（以下では、「全体歪特性」と呼ぶことがある）を算出し、さらに各歪特性の逆特性（つまり、「ブランチ逆特性」及び「全体逆特性」）を算出する歪補償装置を有するものがある。そして、その歪補償装置は、アウトフェージング増幅器の入力段で送信ベースバンド信号に対して全体逆特性を掛け合わせ、さらに、アウトフェージング増幅器の信号分離器において入力信号をその振幅に応じた位相差を有する２つのブランチ信号に分解し、各ブランチ信号に対してブランチ逆特性を掛け合わせる。これにより、アウトフェージング増幅器の全体歪特性及びブランチ間のバランスを補償することができる、つまり、アウトフェージング増幅器の非線形歪を補償することができる。

特開２０１４−０１１６５３号公報

しかしながら、上記の従来の歪補償装置では、上記の通り、アウトフェージング増幅器の全体歪特性及びブランチ間のバランスを補償するために、全体歪特性及びブランチ歪特性を算出した後にそれらの逆特性を算出しており、演算負荷が大きい。

開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、歪補償処理の演算負荷を低減できる、歪補償装置及び歪補償方法を提供することを目的とする。

開示の態様では、歪補償装置は、第１ブランチに設けられた第１非線形増幅器と、第２ブランチに設けられた第２非線形増幅器と、入力信号を前記入力信号の振幅に応じた位相差を有する定振幅の第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号に分離し前記第１ブランチ信号及び前記第２ブランチ信号を前記第１ブランチ及び前記第２ブランチにそれぞれ出力する信号分離部と、前記第１非線形増幅器から出力された第１増幅信号と前記第２非線形増幅器から出力された第２増幅信号とを合成し合成信号を出力する合成器とを有するアウトフェージング増幅器における、前記第１ブランチと前記第２ブランチとのブランチ間のバランスを補正する。また、前記歪補償装置は、調整部と、第１の算出部と、第２の算出部と、第３の算出部とを有する。前記調整部は、前記第１ブランチにおいて前記第１非線形増幅器の入力段に設けられ、バランス補正量を用いて前記第１ブランチ信号の位相及び振幅を調整して得た信号を前記第１非線形増幅器へ出力する。前記第１の算出部は、前記入力信号と前記合成信号とに基づいて、前記アウトフェージング増幅器全体の第１の歪逆特性を算出する。前記第２の算出部は、前記算出した第１の歪逆特性と、前記第２ブランチ信号と、前記合成信号とに基づいて、前記第１ブランチ信号のレプリカ信号を算出する。前記第３の算出部は、前記算出した第１ブランチのレプリカ信号と前記調整部の出力信号とに基づいて、前記バランス補正量を算出する。

開示の態様によれば、歪補償処理の演算負荷を低減できる。

図１は、従来のアウトフェージング増幅器の一例を示すブロック図である。 図２は、実施例１の歪補償装置を含む無線送信装置の一例を示すブロック図である。 図３は、実施例１の逆特性算出部の一例を示すブロック図である。 図４は、実施例１の歪補償部の一例を示すブロック図である。 図５は、実施例１のレプリカ信号算出部の一例を示すブロック図である。 図６は、実施例１の補正量算出部の一例を示すブロック図である。 図７は、実施例１の調整部の一例を示すブロック図である。 図８は、実施例１の無線送信装置の処理動作の一例を示すフローチャートである。 図９は、歪補償部の入力信号の状態を示す図（その１）である。 図１０は、歪補償部の出力信号の状態を示す図（その１）である。 図１１は、信号分離部の出力信号の状態を示す図（その１）である。 図１２は、非線形増幅器への入力信号の状態を示す図（その１）である。 図１３は、非線形増幅器の出力信号の状態を示す図（その１）である。 図１４は、合成部の出力信号の状態を示す図（その１）である。 図１５は、レプリカ信号算出部の乗算部の出力信号の状態を示す図（その１）である。 図１６は、レプリカ信号算出部の減算部の出力信号の状態を示す図（その１）である。 図１７は、歪補償部の入力信号の状態を示す図（その２）である。 図１８は、歪補償部の出力信号の状態を示す図（その２）である。 図１９は、信号分離部の出力信号の状態を示す図（その２）である。 図２０は、非線形増幅器への入力信号の状態を示す図（その２）である。 図２１は、非線形増幅器の出力信号の状態を示す図（その２）である。 図２２は、合成部の出力信号の状態を示す図（その２）である。 図２３は、レプリカ信号算出部の乗算部の出力信号の状態を示す図（その２）である。 図２４は、レプリカ信号算出部の減算部の出力信号の状態を示す図（その２）である。 図２５は、実施例２の無線送信装置の処理動作の一例を示すフローチャートである。 図２６は、実施例３の逆特性算出部の一例を示すブロック図である。 図２７は、実施例３の歪補償部の一例を示すブロック図である。 図２８は、実施例３のレプリカ信号算出部の一例を示すブロック図である。 図２９は、実施例３の補正量算出部の一例を示すブロック図である。 図３０は、実施例３の調整部の一例を示すブロック図である。 図３１は、無線送信装置のハードウェア構成例を示す図である。

以下に、本願の開示する歪補償装置及び歪補償方法の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施形態により本願の開示する歪補償装置及び歪補償方法が限定されるものではない。また、実施形態において同一の機能を有する構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略される。

［実施例１］
［無線送信装置の構成例］
図２は、実施例１の歪補償装置を含む無線送信装置の一例を示すブロック図である。図２では、アンテナの図示は省略されている。図２において、無線送信装置１０は、歪補償装置１１と、アウトフェージング増幅器１２とを有する。また、歪補償装置１１は、図２に示すように、逆特性算出部２１と、歪補償部２２と、レプリカ信号算出部２３と、補正量算出部２４と、調整部２５とを有する。また、アウトフェージング増幅器１２は、例えば、図１に示したアウトフェージング増幅器と同様の構成を有しているが、図１では、説明を簡単にするために、ＤＡＣ、ＬＰＦ、直交変調器、及び周波数変換部の図示を省略している。図２において、アウトフェージング増幅器１２は、信号分離部３１と、非線形増幅器３２，３３と、合成部３４とを有する。信号分離部３１は、図１に示した信号分離器に相当し、非線形増幅器３２，３３は、図１に示した第１非線形増幅器及び第２非線形増幅器にそれぞれ相当する。また、合成部３４は、図１に示した合成器に相当し、例えば、シレー（Chireix）合成器である。

歪補償装置１１において逆特性算出部２１は、歪補償部２２から出力されたプリディストーション信号系列（ＰＤ信号系列）ｕと、アウトフェージング増幅器１２の出力信号、つまり合成部３４の出力信号である合成信号系列ｙとに基づいて、アウトフェージング増幅器１２全体の歪特性の逆特性（以下では、「第１の歪逆特性」と呼ぶことがある）を算出する。この「第１の歪逆特性」は、上記の「全体逆特性」に対応する。ここで、図２では図示を省略しているが、アウトフェージング増幅器１２の出力信号である合成信号系列ｙは、ダウンコンバート及びアナログデジタル変換等の処理が施された後に、逆特性算出部２１へ入力される。

例えば、逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）において、各サンプル系列（つまり、ｕ_ｉ、ｙ_ｉ）を用いて、下記式（８）における誤差信号ε_ｉの絶対値の自乗和（Σ|ε|²)が最小となるように係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整し、調整後の係数またはルックアップデーブルで表されるｆ（｜ｙ_ｉ｜^２）を歪補償部２２及びレプリカ信号算出部２３へ出力する。

図３は、実施例１の逆特性算出部の一例を示すブロック図である。図３において、逆特性算出部２１は、アドレス生成部４１と、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）４２と、乗算部４３と、減算部４４と、ＬＵＴ更新値演算部４５と、バッファ４８，４９とを有する。

バッファ４８は、期間Ｔ毎に、合成信号系列ｙ_Ｔ（ｙ_Ｔ＝［ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

バッファ４９は、期間Ｔ毎に、プリディストーション信号系列ｕ_Ｔ（ｕ_Ｔ＝［ｕ_１，ｕ_２，…，ｕ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｕ_１，ｕ_２，…，ｕ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

アドレス生成部４１は、図３に示すように、乗算部４６と、アドレス変換部４７とを有する。ここで、ｋ＝１〜Ｎ−１とする。乗算部４６は、バッファ４８に保持されている期間Ｔ１における合成信号系列ｙ_Ｔ１のサンプルｙ_ｋと当該サンプルｙ_ｋの複素共役とを乗算し電力値を求める。そして、乗算部４６は、求めた電力値をアドレス変換部４７へ出力する。アドレス変換部４７は、乗算部４６から受け取った乗算結果の値（つまり、電力値）に応じたアドレスをＬＵＴ４２へ出力する。すなわち、アドレス変換部４７は、合成信号系列ｙ_Ｔ１のサンプルｙ_ｋの振幅値に応じたアドレスをＬＵＴ４２へ出力する。

ＬＵＴ４２は、複数のアドレスと、各アドレスに応じた歪補償係数（つまり、ｆ（｜ｙ_ｉ｜^２））とを対応付けて記憶している。すなわち、ＬＵＴ４２は、複数のアドレスと、各アドレスに応じた「第１の歪逆特性」とを対応付けて記憶している。ＬＵＴ４２は、アドレス変換部４７から受け取ったアドレスに対応付けられている歪補償係数を乗算部４３へ出力する。

乗算部４３は、合成信号系列ｙ_Ｔ１のサンプルｙ_ｋとＬＵＴ４２から出力された歪補償係数とを乗算し、乗算結果を減算部４４へ出力する。

減算部４４は、乗算部４３から出力された乗算結果とバッファ４９に保持されているプリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１のサンプルｕ_ｋとの誤差信号ε_ｋを算出し、算出した誤差信号ε_ｋをＬＵＴ更新値演算部４５へ出力する。

ＬＵＴ更新値演算部４５は、誤差信号ε_ｋが小さくなるように係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整し、調整後の係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）で表されるｆ（｜ｙ_ｋ｜^２）によってＬＵＴ４２を更新する。

そして、以上で説明した更新処理が、合成信号系列ｙ_Ｔ１の次のサンプルｙ_ｋ＋１、プリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１の次のサンプルｕ_ｋ＋１について行われる。すなわち、以上の更新処理が、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）について繰り返される。

そして、ＬＵＴ４２は、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）について更新処理が終了した時点で、ＬＵＴ４２に記憶されている、複数のアドレスと、各アドレスに応じた歪補償係数（つまり、ｆ（｜ｙ_ｉ｜^２））との対応テーブルを、歪補償部２２及びレプリカ信号算出部２３へ出力（つまり、コピー）する。

図２の説明に戻り、歪補償部２２は、送信対象のベースバンド信号系列ｘを入力する。そして、歪補償部２２は、ベースバンド信号系列ｘに対して、期間Ｔ１において求められた上記の「第１の歪逆特性」を掛け合わせてプリディストーション信号系列ｕを生成し、生成したプリディストーション信号系列ｕをアウトフェージング増幅器１２へ出力する。

図４は、実施例１の歪補償部の一例を示すブロック図である。図４において、歪補償部２２は、アドレス生成部５１と、ＬＵＴ５２と、乗算部５３とを有する。

アドレス生成部５１は、図４に示すように、乗算部５４と、アドレス変換部５５とを有する。乗算部５４は、ベースバンド信号系列ｘのサンプルｘ_ｋと当該サンプルｘ_ｋの複素共役とを乗算し電力値を求める。そして、アドレス生成部５１は、求めた電力値をアドレス変換部５５へ出力する。アドレス変換部５５は、乗算部５４から受け取った乗算結果の値（つまり、電力値）に応じたアドレスをＬＵＴ５２へ出力する。すなわち、アドレス変換部５５は、ベースバンド信号系列ｘのサンプルｘ_ｋの振幅値に応じたアドレスをＬＵＴ５２へ出力する。

ＬＵＴ５２は、ＬＵＴ４２からコピーした対応テーブル（つまり、期間Ｔ１において更新された対応テーブル）を記憶している。そして、ＬＵＴ５２は、アドレス変換部５５から出力されたアドレスに対応付けられている歪補償係数を乗算部５３へ出力する。

乗算部５３は、ベースバンド信号系列ｘのサンプルｘ_ｋとＬＵＴ５２から出力された歪補償係数とを乗算し、乗算結果（つまり、プリディストーション信号系列ｕのサンプルｕ_ｋ）をアウトフェージング増幅器１２へ出力する。

図２の説明に戻り、レプリカ信号算出部２３は、「第１の歪逆特性」と、第２ブランチ信号系列ｕｂと、アウトフェージング増幅器１２の出力信号（つまり、合成部３４の出力信号である合成信号系列ｙ）とに基づいて、第１ブランチ信号系列ｕａのレプリカ信号系列ｙａを算出する。すなわち、アウトフェージング増幅器１２における「第１ブランチ」は、非線形増幅器３２が設けられたブランチであり、「第２ブランチ」は、非線形増幅器３３が設けられたブランチである。ここで、図２では図示を省略しているが、アウトフェージング増幅器１２の出力信号である合成信号系列ｙは、ダウンコンバート及びアナログデジタル変換等の処理が施された後に、レプリカ信号算出部２３へ入力される。

図５は、実施例１のレプリカ信号算出部の一例を示すブロック図である。図５において、レプリカ信号算出部２３は、アドレス生成部６１と、ＬＵＴ６２と、乗算部６３と、減算部６４と、バッファ６７，６８とを有する。

バッファ６７は、期間Ｔ毎に、合成信号系列ｙ_Ｔ（ｙ_Ｔ＝［ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

バッファ６８は、期間Ｔ毎に、第２ブランチ信号系列ｕｂ_Ｔ（ｕｂ_Ｔ＝［ｕｂ_１，ｕｂ_２，…，ｕｂ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｕｂ_１，ｕｂ_２，…，ｕｂ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

アドレス生成部６１は、図５に示すように、乗算部６５と、アドレス変換部６６とを有する。乗算部６５は、バッファ６７に保持されている期間Ｔ１における合成信号系列ｙのサンプルｙ_ｋと当該サンプルｙ_ｋの複素共役とを乗算し電力値を求める。そして、乗算部６５は、求めた電力値をアドレス変換部６６へ出力する。アドレス変換部６６は、乗算部６５から受け取った乗算結果の値（つまり、電力値）に応じたアドレスをＬＵＴ６２へ出力する。すなわち、アドレス変換部６６は、合成信号系列ｙのサンプルｙ_ｋの振幅値に応じたアドレスをＬＵＴ６２へ出力する。

ＬＵＴ６２は、ＬＵＴ４２からコピーした対応テーブル（つまり、期間Ｔ１において更新された対応テーブル）を記憶している。そして、ＬＵＴ６２は、アドレス変換部６６から出力されたアドレスに対応付けられている歪補償係数を乗算部６３へ出力する。

乗算部６３は、合成信号系列ｙのサンプルｙ_ｋとＬＵＴ６２から出力された歪補償係数とを乗算し、乗算結果ｙｕ_ｋを減算部６４へ出力する。ここで、乗算部６３から出力される乗算結果ｙｕ_ｋは、アウトフェージング増幅器１２の入力信号、つまりプレコーディング信号系列ｕのサンプルｕ_ｋのレプリカ信号に相当する。

減算部６４は、乗算部６３から出力された乗算結果ｙｕ_ｋとバッファ６８に保持されている第２ブランチ信号系列ｕｂのサンプルｕｂ_ｋとの差分を算出することにより、第１ブランチ信号系列ｕａのサンプルｕａ_ｋのレプリカ信号ｙａ_ｋを算出する。

図２の説明に戻り、補正量算出部２４は、調整部２５で位相及び振幅が調整された、調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’と、レプリカ信号算出部２３で算出された、第１ブランチ信号系列ｕａのレプリカ信号系列ｙａとに基づいて、増幅器３２の歪特性の逆特性、つまり、第１ブランチのブランチ逆特性（以下では、「第２の歪逆特性」と呼ぶことがある）を、「バランス補正量」として算出する。

例えば、補正量算出部２４は、サンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を含む期間Ｔ１において、各サンプル系列（つまり、ｕａ’_ｉ、ｙａ_ｉ）を用いて、下記の式（９）における誤差信号ε_ｉの絶対値の自乗和（Σ|ε|²）が最小となるように係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整し、調整後の係数またはルックアップデーブルで表されるｆ（｜ｙａ_ｉ｜^２）を調整部２５へ出力する。

図６は、実施例１の補正量算出部の一例を示すブロック図である。図６において、補正量算出部２４は、アドレス生成部７１と、ＬＵＴ７２と、乗算部７３と、減算部７４と、ＬＵＴ更新値演算部７５と、バッファ７８，７９とを有する。

バッファ７８は、期間Ｔ毎に、第１ブランチ信号系列ｕａのレプリカ信号系列ｙａ_Ｔ（ｙａ_Ｔ＝［ｙａ_１，ｙａ_２，…，ｙａ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｙａ_１，ｙａ_２，…，ｙａ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

バッファ７９は、期間Ｔ毎に、調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’ _Ｔ（ｕａ’_Ｔ＝［ｕａ’_１，ｕａ’_２，…，ｕａ’_Ｎ］）を保持する。ここで、ｕａ’_１，ｕａ’_２，…，ｕａ’_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

アドレス生成部７１は、図６に示すように、乗算部７６と、アドレス変換部７７とを有する。乗算部７６は、バッファ７８に保持されている期間Ｔ１における第１ブランチ信号系列ｕａのサンプルｕａ_ｋのレプリカ信号ｙａ_ｋと当該レプリカ信号ｙａ_ｋの複素共役とを乗算し電力値を求める。乗算部７６は、求めた電力値をアドレス変換部７７へ出力する。アドレス変換部７７は、乗算部７６から受け取った乗算結果の値（つまり、電力値）に応じたアドレスをＬＵＴ７２へ出力する。すなわち、アドレス変換部７７は、第１ブランチ信号系列ｕａのサンプルｕａ_ｋのレプリカ信号ｙａ_ｋの振幅値に応じたアドレスをＬＵＴ７２へ出力する。

ＬＵＴ７２は、複数のアドレスと、各アドレスに応じた歪補償係数（つまり、ｆ（｜ｙａ_ｉ｜^２））とを対応付けて記憶している。すなわち、ＬＵＴ７２は、複数のアドレスと、各アドレスに応じた「第２の歪逆特性」とを対応付けて記憶している。ＬＵＴ７２は、アドレス変換部７７から受け取ったアドレスに対応付けられている歪補償係数を乗算部７３へ出力する。

乗算部７３は、期間Ｔ１における第１ブランチ信号系列ｕａのサンプルｕａ_ｋのレプリカ信号ｙａ_ｋとＬＵＴ７２から出力された歪補償係数とを乗算し、乗算結果を減算部７４へ出力する。

減算部７４は、乗算部７３から出力された乗算結果と、調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’のサンプルｕａ’_ｋとの誤差信号ε_ｋを算出し、算出した誤差信号ε_ｋをＬＵＴ更新値演算部７５へ出力する。

ＬＵＴ更新値演算部７５は、誤差信号ε_ｋが小さくなるように係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整し、調整後の係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）で表されるｆ（｜ｙａ_ｉ｜^２）によってＬＵＴ７２を更新する。

そして、以上で説明した更新処理が、第１ブランチ信号系列ｕａの次のサンプルｕａ_ｋ＋１のレプリカ信号ｙａ_ｋ＋１、調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’の次のサンプルｕａ’_ｋ＋１について行われる。すなわち、以上の更新処理が、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）について繰り返される。

そして、ＬＵＴ７２は、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）について更新処理が終了した時点で、ＬＵＴ７２に記憶されている、複数のアドレスと、各アドレスに応じた歪補償係数（つまり、ｆ（｜ｙａ_ｉ｜^２））との対応テーブルを、調整部２５へ出力（つまり、コピー）する。

図２の説明に戻り、調整部２５は、第１ブランチ信号系列ｕａを入力する。そして、調整部２５は、期間Ｔ１において求められた上記の「第２の歪逆特性」を掛け合わせてブランチプレディストーション信号系列ｕａ’を生成し、生成したブランチプレディストーション信号系列ｕａ’を補正量算出部２４及び非線形増幅器３２へ出力する。なお、調整部２５から出力されたブランチプレディストーション信号系列ｕａ’は、図２では図示が省略されているが、デジタルアナログ変換、アップコンバート等の処理が施された後に、非線形増幅器３２へ入力される。一方、調整部２５から出力されたブランチプレディストーション信号系列ｕａ’は、デジタル信号のまま補正量算出部２４へ入力される。

図７は、実施例１の調整部の一例を示すブロック図である。図７において、調整部２５は、アドレス生成部８１と、ＬＵＴ８２と、乗算部８３とを有する。

アドレス生成部８１は、図７に示すように、乗算部８４と、アドレス変換部８５とを有する。乗算部８４は、第１ブランチ信号系列ｕａのサンプルｕａ_ｋと当該サンプルｕａ_ｋの複素共役とを乗算し電力値を求める。そして、乗算部８４は、求めた電力値をアドレス変換部８５へ出力する。アドレス変換部８５は、乗算部８４から受け取った乗算結果の値（つまり、電力値）に応じたアドレスをＬＵＴ８２へ出力する。すなわち、アドレス変換部８５は、第１ブランチ信号系列ｕａのサンプルｕａ_ｋの振幅値に応じたアドレスをＬＵＴ８２へ出力する。

ＬＵＴ８２は、ＬＵＴ７２からコピーした対応テーブル（つまり、期間Ｔ１において更新された対応テーブル）を記憶している。そして、ＬＵＴ８２は、アドレス変換部８５から出力されたアドレスに付けられている歪補償係数を乗算部８３へ出力する。

乗算部８３は、第１ブランチ信号系列ｕａのサンプルｕａ_ｋとＬＵＴ８２から出力された歪補償係数とを乗算し、乗算結果（つまり、ブランチプレディストーション信号系列ｕａ’のサンプルｕａ’_ｋ）を出力する。

［無線送信装置の動作例］
以上の構成を有する無線送信装置１０の処理動作の一例について説明する。図８は、実施例１の無線送信装置の処理動作の一例を示すフローチャートである。

無線送信装置１０の歪補償装置１１において、逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のプリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１（つまり、サンプルｕ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ１０１）。プリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１のサンプル信号ｕ_ｉは、期間Ｔ１のベースバンド信号系列ｘのサンプルｘ_ｉを入力としたときの歪補償部２２の出力信号である。

逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のプリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１がアウトフェージング増幅器１２で増幅されアウトフェージング増幅器１２から出力された合成信号系列ｙ_Ｔ１（つまり、サンプルｙ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ１０２）。なお、上記の通り、合成部３４の出力信号である合成信号系列ｙ_Ｔ１は、ダウンコンバート、アナログデジタル変換された後に、逆特性算出部２１に保持される。

逆特性算出部２１は、ステップＳ１０１及びステップＳ１０２で保持したプリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１及び合成信号系列ｙ_Ｔ１に基づいて、アウトフェージング増幅器１２全体の歪特性の逆特性、つまり、上記の第１の歪逆特性を算出する（ステップＳ１０３）。すなわち、上記の通り、逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）において、各サンプル系列（つまり、ｕ_ｉ、ｙ_ｉ）を用いて、上記の式（８）における誤差信号ε_ｉの絶対値の自乗和が最小となるように係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整し、調整後の係数で表されるｆ（｜ｙ_ｉ｜^２）を算出している。

レプリカ信号算出部２３は、期間Ｔ１の第２ブランチ信号系列ｕｂ_Ｔ１（つまり、サンプルｕｂ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ１０４）。

レプリカ信号算出部２３は、期間Ｔ１の合成信号系列ｙ_Ｔ１（つまり、サンプル信号ｙ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ１０５）。

レプリカ信号算出部２３は、ステップＳ１０３で算出された第１の歪逆特性と、合成部３４の出力信号である合成信号系列ｙ_Ｔ１と、期間Ｔ１の第２ブランチ信号系列ｕｂ_Ｔ１とに基づいて、期間Ｔ１の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ１（つまり、サンプルｕａ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）のレプリカ信号系列ｙａ_Ｔ１（つまり、サンプルｙａ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を算出する（ステップＳ１０６）。ここで、期間Ｔ１の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ１のサンプルｕａ_ｉは、プリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１のサンプルｕ_ｉが信号分離部３１で分解された２つのブランチ信号のうち第１ブランチに出力されたブランチ信号である。また、期間Ｔ１の第２ブランチ信号系列ｕｂ_Ｔ１のサンプルｕｂ_ｉは、プリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１のサンプルｕ_ｉが信号分離部３１で分解された２つのブランチ信号のうち第２ブランチに出力されたブランチ信号である。

補正量算出部２４は、期間Ｔ１の調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’_Ｔ１（つまり、サンプルｕａ’_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ１０７）。

補正量算出部２４は、期間Ｔ１の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ１（つまり、サンプルｕａ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）のレプリカ信号系列ｙａ_Ｔ１（つまり、レプリカ信号ｙａ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ１０８）。

補正量算出部２４は、期間Ｔ１の調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’_Ｔ１と、レプリカ信号算出部２３で得られた、期間Ｔ１の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ１のレプリカ信号系列ｙａ_Ｔ１とに基づいて、非線形増幅器３２の歪特性の逆特性、つまり、上記の第２の歪逆特性を算出する（ステップＳ１０９）。すなわち、上記の通り、逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）において、各サンプル系列（つまり、ｕａ’_ｉ、ｙａ_ｉ）を用いて、上記の式（９）における誤差信号ε_ｉの絶対値の自乗和が最小となるように係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整し、調整後の係数で表されるｆ（｜ｙａ_ｉ｜^２）を算出している。要するに、補正量算出部２４は、ブランチ間のバランス補正量を同定している。

そして、歪補償部２２は、ステップＳ１０３で算出された第１の歪逆特性を期間Ｔ１より後のベースバンド信号系列ｘに掛け合わせ、プレディストーション信号系列ｕを出力する。また、調整部２５は、ステップＳ１０９で算出された第２の歪逆特性を期間Ｔ１より後の第１ブランチ信号系列ｕａに掛け合わせ、ブランチプリディストーション信号系列ｕａ’を出力する。そして、ステップＳ１０１からステップＳ１０９の処理は、期間Ｔ１より後の信号を用いて行われる。

ここで、無線送信装置１０の機能部の入出力信号の状態について説明する。図９〜図２４は、実施例１の無線通信装置の機能部の入出力信号の一例を示す図である。図９〜図２４には、コンスタレーションが示されている。特に、図９〜１６には、歪補償及びバランス補正が行われない場合の、入出力信号の状態（その１）が示されている。一方、図１７〜図２４には、歪補償及びバランス補正が行われた場合の、入出力信号の状態（その２）が示されている。すなわち、図９は、歪補償部の入力信号の状態を示す図（その１）である。図１０は、歪補償部の出力信号の状態を示す図（その１）である。図１１は、信号分離部の出力信号の状態を示す図（その１）である。図１２は、非線形増幅器への入力信号の状態を示す図（その１）である。図１３は、非線形増幅器の出力信号の状態を示す図（その１）である。図１４は、合成部の出力信号の状態を示す図（その１）である。図１５は、レプリカ信号算出部の乗算部の出力信号の状態を示す図（その１）である。図１６は、レプリカ信号算出部の減算部の出力信号の状態を示す図（その１）である。図１７は、歪補償部の入力信号の状態を示す図（その２）である。図１８は、歪補償部の出力信号の状態を示す図（その２）である。図１９は、信号分離部の出力信号の状態を示す図（その２）である。図２０は、非線形増幅器への入力信号の状態を示す図（その２）である。図２１は、非線形増幅器の出力信号の状態を示す図（その２）である。図２２は、合成部の出力信号の状態を示す図（その２）である。図２３は、レプリカ信号算出部の乗算部の出力信号の状態を示す図（その２）である。図２４は、レプリカ信号算出部の減算部の出力信号の状態を示す図（その２）である。

〈歪補償及びバランス補正が行われない場合〉
図９には、歪補償部２２の入力信号（２トーン信号）である、ベースバンド信号ｘの一例が示されている。図９に示すラインＬ１は、ベースバンド信号ｘの位相が０［ｒａｄ］又はπ／２［ｒａｄ］で、振幅が０〜１の間であることを示している。

図１０には、歪補償部２２の出力信号である、プリディストーション信号ｕの一例が示されている。ここでは、歪補償部２２の歪補償が行われないことを前提としているので、図１０に示すプリディストーション信号ｕの状態は、図９に示したベースバンド信号ｘの状態と同じである。

図１１には、信号分離部３１の出力信号、つまり、第１ブランチ信号ｕａ及び第２ブランチ信号ｕｂが示されている。図１１において実線で示したラインＬ２１は、第１ブランチ信号ｕａが取り得る位相及び振幅の範囲を示し、点線で示したラインＬ２２は、第２ブランチ信号ｕｂが取り得る位相及び振幅の範囲を示している。

図１２には、非線形増幅器３２への入力信号ｕａ’及び非線形増幅器３３への入力信号ｕｂの状態が示されている。ここでは、調整部２５によるバランス補正が行われないことを前提としているので、図１２に示す入力信号ｕａ’及び入力信号ｕｂの状態は、図１１に示した第１ブランチ信号ｕａ及び第２ブランチ信号ｕｂの状態と同じである。図１２において実線で示したラインＬ３１は、非線形増幅器３２への入力信号ｕａ’が取り得る位相及び振幅の範囲を示し、点線で示したラインＬ３２は、非線形増幅器３３への入力信号ｕｂが取り得る位相及び振幅の範囲を示している。

図１３には、非線形増幅器３２の出力信号ｕａ’’及び非線形増幅器３３の出力信号ｕｂ’’の状態が示されている。図１３において実線で示したラインＬ４１は、非線形増幅器３２の出力信号ｕａ’’が取り得る位相及び振幅の範囲を示し、点線で示したラインＬ４２は、非線形増幅器３３の出力信号ｕｂ’’が取り得る位相及び振幅の範囲を示している。ここで、非線形増幅器３２のアンプ特性は、ゲインが１．０１で、位相回転が０．０５［ｒａｄ］であり、非線形増幅器３３のアンプ特性は、ゲインが０．９５で、位相回転が−０．０５［ｒａｄ］であるものとしている。このため、ラインＬ４１は、ラインＬ３１に比べて、振幅が大きくなり、位相が反時計回りに回転している。また、ラインＬ４２は、ラインＬ３２に比べて、振幅が小さくなり、位相が時計回りに回転している。

図１４には、合成部３４の出力信号ｙの状態が示されている。図１４を見てわかるように、出力信号ｙに歪みが生じている。この歪みの１つの要因は、ブランチ間のアンバランスである。上記の歪補償装置１１では、この歪みを小さくする処理が実行されている。

図１５には、レプリカ信号算出部２３の乗算部６３の出力信号ｙｕの状態が示されている。すなわち、プリディストーション信号ｕのレプリカ信号ｙｕの状態が示されている。ここでは、ＬＵＴ６２及び乗算部６３による歪補償が行われないことを前提としているので、プリディストーション信号ｕのレプリカ信号ｙｕの状態は、合成部３４の出力信号ｙの状態と同じである。

図１６には、レプリカ信号算出部２３の減算部６４の出力信号ｙａの状態が示されている。すなわち、第１ブランチ信号ｕａのレプリカ信号ｙａの状態が示されている。

〈歪補償及びバランス補正が行われる場合〉
図１７には、歪補償部２２の入力信号である、ベースバンド信号ｘの一例が示されている。図１７に示すベースバンド信号ｘは、図９に示したものと同じである。

図１８には、歪補償部２２の出力信号である、プリディストーション信号ｕの一例が示されている。図１８に示すプリディストーション信号ｕは、ベースバンド信号ｘに対して上記の第１の歪逆特性が掛け合わされたものである。この第１の歪逆特性を掛け合わせることは、ブランチ間バランスの基準となる第２ブランチの振幅及び位相を補償することと等価である。

図１９には、信号分離部３１の出力信号、つまり、第１ブランチ信号ｕａ及び第２ブランチ信号ｕｂが示されている。図１９において実線で示したラインＬ５１は、第１ブランチ信号ｕａが取り得る位相及び振幅の範囲を示し、点線で示したラインＬ５２は、第２ブランチ信号ｕｂが取り得る位相及び振幅の範囲を示している。ラインＬ５１及びラインＬ５２は、歪補償部２２で歪補償が行われているので、図１１のラインＬ２１及びラインＬ２２と比べて、位相が反時計回りに回転している。

図２０には、非線形増幅器３２への入力信号ｕａ’（つまり、調整部２５の出力信号ｕａ’）及び非線形増幅器３３への入力信号ｕｂの状態が示されている。図２０において実線で示したラインＬ６１は、調整部２５の出力信号ｕａ’が取り得る位相及び振幅の範囲を示し、点線で示したラインＬ６２は、非線形増幅器３３への入力信号ｕｂが取り得る位相及び振幅の範囲を示している。図２０のラインＬ６１と図１９のラインＬ５１とを比べてわかるように、調整部２５では、第１ブランチ信号ｕａの振幅を小さくし且つ位相を時計回りに回転させる調整が行われている。

図２１には、非線形増幅器３２の出力信号ｕａ’’及び非線形増幅器３３の出力信号ｕｂ’’の状態が示されている。図２１において実線で示したラインＬ７１は、非線形増幅器３２の出力信号ｕａ’’が取り得る位相及び振幅の範囲を示し、点線で示したラインＬ７２は、非線形増幅器３３の出力信号ｕｂ’’が取り得る位相及び振幅の範囲を示している。図２１と図１３を比べてわかるように、図２１に示す非線形増幅器３２の出力信号ｕａ’’及び非線形増幅器３３の出力信号ｕｂ’’の状態は、図１１に示した第１ブランチ信号ｕａ及び第２ブランチ信号ｕｂが歪なく増幅された、理想的な状態となっている。

図２２には、合成部３４の出力信号ｙの状態が示されている。図２２に示す合成部３４の出力信号ｙには、図１４に示した合成部３４の出力信号ｙに生じていた歪みが無くなっている。

図２３には、レプリカ信号算出部２３の乗算部６３の出力信号ｙｕの状態が示されている。すなわち、プリディストーション信号ｕのレプリカ信号ｙｕの状態が示されている。図２３に示すレプリカ信号ｙｕの状態は、合成部３４の出力信号ｙから歪みが除去されたため、図１８に示したプリディストーション信号ｕの状態と同じとなり、理想的な状態となっている。

図２４には、レプリカ信号算出部２３の減算部６４の出力信号ｙａの状態が示されている。すなわち、第１ブランチ信号ｕａのレプリカ信号ｙａの状態が示されている。図２４に示すレプリカ信号ｙａの状態は、合成部３４の出力信号ｙから歪みが除去されたため、図１９に示した第１ブランチ信号ｕａの状態と同じとなり、理想的な状態となっている。

以上のように本実施例によれば、歪補償装置１１は、アウトフェージング増幅器１２のブランチ間バランスを補正する。そして、歪補償装置１１において、逆特性算出部２１は、アウトフェージング増幅器１２全体の「第１の歪逆特性」を算出する。レプリカ信号算出部２３は、算出した第１の歪逆特性と、アウトフェージング増幅器１２の第２ブランチのブランチ信号と、アウトフェージング増幅器１２の出力信号とに基づいて、アウトフェージング増幅器１２の第１ブランチのブランチ信号のレプリカ信号を算出する。補正量算出部２４は、算出した第１ブランチのレプリカ信号と、第１ブランチのブランチ信号とに基づいて、第１ブランチに設けられた非線形増幅器３２の「第２の歪逆特性」、つまり、ブランチ間のバランス補正量を算出する。

この歪補償装置１１の構成により、アウトフェージング増幅器１２全体の「第１の歪逆特性」をまず算出し、第１ブランチに設けられた非線形増幅器３２の「第２の歪逆特性」を「第１の歪逆特性」を利用して算出できるので、歪補償処理の演算負荷を低減できる。

また、歪補償装置１１において、逆特性算出部２１、レプリカ信号算出部２３、及び補正量算出部２４は、同一時間のベースバンド信号ｘに基づく信号を用いて、算出処理を実行する。

［実施例２］
実施例１では、逆特性算出部２１及び補正量算出部２４とで同じ期間Ｔ１のベースバンド信号ｘに基づく信号を用いて歪逆特性を算出するものとして説明を行った。これに対して、実施例２では、逆特性算出部２１及び補正量算出部２４とで異なる期間のベースバンド信号に基づく信号を用いて歪逆特性を算出する。なお、実施例２の無線送信装置の基本構成は、実施例１の無線送信装置１０と同じであるので、図１から図６を参照して説明する。

図２５は、実施例２の無線送信装置の処理動作の一例を示すフローチャートである。

実施例２の無線送信装置１０の歪補償装置１１において、逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のプリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１（つまり、サンプルｕ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ２０１）。

逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のプリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１がアウトフェージング増幅器１２で増幅されアウトフェージング増幅器１２から出力された合成信号系列ｙ_Ｔ１（つまり、サンプル信号ｙ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ２０２）。

逆特性算出部２１は、ステップＳ２０１及びステップＳ２０２で保持したプリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１及び合成信号系列ｙ_Ｔ１に基づいて、アウトフェージング増幅器１２全体の歪特性の逆特性、つまり、上記の第１の歪逆特性を算出する（ステップＳ２０３）。

歪補償部２２は、ステップＳ２０３で算出された第１の歪逆特性をベースバンド信号系列ｘに掛け合わせ、得られたプレディストーション信号系列ｕを出力する（ステップＳ２０４）。

レプリカ信号算出部２３は、期間Ｔ１より後の期間Ｔ２の第２ブランチ信号系列ｕｂ_Ｔ２（つまり、サンプルｕｂ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ２０５）。

レプリカ信号算出部２３は、期間Ｔ２の合成信号系列ｙ_Ｔ２（つまり、サンプル信号ｙ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ２０６）。

レプリカ信号算出部２３は、ステップＳ２０３で算出された第１の歪逆特性と、期間Ｔ２の合成信号系列ｙ_Ｔ２（つまり、サンプル信号ｙ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）と、期間Ｔ２の第２ブランチ信号系列ｕｂ_Ｔ２（つまり、サンプルｕｂ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）とに基づいて、期間Ｔ２の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ２のレプリカ信号ｙａ_Ｔ２（つまり、サンプルｙａ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を算出する（ステップＳ２０７）。

補正量算出部２４は、期間Ｔ２の調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’_Ｔ２（つまり、サンプルｕａ’_２ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ２０８）。

補正量算出部２４は、期間Ｔ２の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ２（つまり、サンプルｕａ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）のレプリカ信号系列ｙａ_Ｔ２（つまり、レプリカ信号ｙａ_ｉ：ｉ＝１〜Ｎ）を取得し保持する（ステップＳ２０９）。

補正量算出部２４は、期間Ｔ２の調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’_Ｔ２と、期間Ｔ２の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ２のレプリカ信号系列ｙａ_Ｔ２とに基づいて、第２の歪逆特性を算出する（ステップＳ２１０）。そして、ステップＳ２０１からステップＳ２０３の処理は、期間Ｔ２より後の信号を用いて行われる。そして、調整部２５は、ステップＳ２１０で算出された第２の歪逆特性を期間Ｔ２より後の第１ブランチ信号系列ｕａに掛け合わせ、期間Ｔ２より後のブランチプリディストーション信号系列ｕａ’を出力する。

以上のように本実施例によれば、歪補償装置１１において、逆特性算出部２１と、レプリカ信号算出部２３及び補正量算出部２４とは、異なる期間のベースバンド信号に基づく信号を用いて、算出処理を実行する。すなわち、逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のベースバンド信号に基づく信号を用いて算出処理を実行し、レプリカ信号算出部２３及び補正量算出部２４は、期間Ｔ１より後の期間Ｔ２のべーバンド信号に基づく信号を用いて算出処理を実行する。

この歪補償装置１１の構成により、逆特性が目標値に近づく時間を短縮できる可能性が高くなる。

［実施例３］
実施例３は、実施例１及び実施例２で説明した歪補償装置１１の逆特性算出部２１、歪補償部２２、レプリカ信号算出部２３、補正量算出部２４、及び調整部２５の構成のバリエーションに関する。すなわち、実施例１及び実施例２では、逆特性算出部２１、歪補償部２２、レプリカ信号算出部２３、補正量算出部２４、及び調整部２５がそれぞれルックアップテーブルを用いることを前提に説明を行った。これに対して、実施例３では、逆特性算出部２１、歪補償部２２、レプリカ信号算出部２３、補正量算出部２４、及び調整部２５が「モデル級数」を用いる場合について説明する。なお、実施例３の実施例１の歪補償装置を含む無線送信装置の基本構成は、実施例１の無線送信装置１０と同じであるので、図２を参照して説明する。

実施例３の逆特性算出部２１は、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）において、各サンプル系列（つまり、ｕ_ｉ、ｙ_ｉ）を用いて、下記式（１０）における誤差信号ε_ｉの絶対値の自乗和（Σ|ε|²)が最小となるように係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整し、調整後の係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を歪補償部２２及びレプリカ信号算出部２３へ出力する。

図２６は、実施例３の逆特性算出部の一例を示すブロック図である。図２６において、逆特性算出部２１は、逆特性同定部１４１と、減算部１４２と、バッファ１４３，１４４とを有する。

バッファ１４３は、期間Ｔ毎に、合成信号系列ｙ_Ｔ（ｙ_Ｔ＝［ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

バッファ１４４は、期間Ｔ毎に、プリディストーション信号系列ｕ_Ｔ（ｕ_Ｔ＝［ｕ_１，ｕ_２，…，ｕ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｕ_１，ｕ_２，…，ｕ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

逆特性同定部１４１は、バッファ１４３に保持されている期間Ｔ１における合成信号系列_Ｔ１のサンプルｙ_ｋを上記の式（１０）に代入し、得られた結果信号を減算部１４２へ出力する。

減算部１４２は、逆特性同定部１４１から出力された結果信号と、バッファ１４４に保持されている期間Ｔ１におけるプリディストーション信号系列ｕ_Ｔ１のサンプルｕ_ｋとの誤差信号ε_ｋを算出し、算出した誤差信号ε_ｋを逆特性同定部１４１へ戻す。

逆特性同定部１４１は、減算部１４２から受け取った誤差信号ε_ｋが小さくなるように上記式（１０）の係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整する。

そして、期間Ｔ１における合成信号系列ｙ_Ｔ１の次のサンプルｙ_ｋ＋１を、係数調整後の式（１０）に代入し、得られた結果信号を減算部１４２へ出力する。

以上の係数調整処理が、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）について繰り返される。

そして、逆特性同定部１４１は、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）について係数調整処理が終了した時点で、調整された係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を、歪補償部２２及びレプリカ信号算出部２３へ出力（つまり、コピー）する。

実施例３の歪補償部２２は、ベースバンド信号系列ｘに対して、期間Ｔ１において求められた第１の歪逆特性を掛け合わせてプリディストーション信号系列ｕを生成し、生成したプリディストーション信号系列ｕをアウトフェージング増幅器１２へ出力する。

ずなわち、歪補償部２２は、ベースバンド信号系列ｘのサンプルｘ_ｋを下記の式（１１）に代入することで、プリディストーション信号系列ｕのサンプルｕ_ｋを生成している。

図２７は、実施例３の歪補償部の一例を示すブロック図である。図２７において、歪補償部２２は、乗算部１５１〜１５７と、加算部１５８とを有する。

乗算部１５１には、逆特性同定部１４１からコピーした係数ａ_１と、ベースバンド信号系列ｘのサンプルｘ_ｋとが入力され、係数ａ_１とサンプルｘ_ｋとを乗算し、乗算結果を加算部１５８へ出力する。すなわち、乗算部１５１は、式（１１）の第１項に対応する。

乗算部１５２は、ベースバンド信号系列ｘのサンプルｘ_ｋと当該サンプルｘ_ｋの複素共役とを乗算し電力値を求める。そして、乗算部１５２は、求めた電力値を乗算部１５３へ出力する。乗算部１５３は、乗算部１５２から受け取った乗算結果（つまり、電力値）とベースバンド信号系列ｘのサンプルｘ_ｋとを乗算し、乗算結果を乗算部１５４へ出力する。乗算部１５４は、乗算部１５３から受け取った乗算結果と、逆特性同定部１４１からコピーした係数ａ_３とを乗算し、乗算結果を加算部１５８へ出力する。すなわち、乗算部１５２〜１５４は、式（１１）の第２項に対応する。

同様に、乗算部１５２，１５５〜１５７は、式（１１）の第３項に対応する。

以上のように、式（１１）の第１項、第２項、及び第３項がそれぞれ算出され、加算部１５８で加算されることにより、結局、歪補償部２２では、式（１１）に示した算出処理が行われていることになる。

実施例３のレプリカ信号算出部２３は、第１の歪逆特性と、第２ブランチ信号系列ｕｂと、アウトフェージング増幅器１２の出力信号（つまり、合成部３４の出力信号である合成信号系列ｙ）とに基づいて、第１ブランチ信号系列ｕａのレプリカ信号系列ｙａを算出する。

図２８は、実施例３のレプリカ信号算出部の一例を示すブロック図である。図２８において、レプリカ信号算出部２３は、乗算部１６１〜１６７と、加算部１６８と、減算部１６９と、バッファ１５９，１６０とを有する。

バッファ１５９は、期間Ｔ毎に、合成信号系列ｙ_Ｔ（ｙ_Ｔ＝［ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

バッファ１６０は、期間Ｔ毎に、第２ブランチ信号系列ｕｂ_Ｔ（ｕｂ_Ｔ＝［ｕｂ_１，ｕｂ_２，…，ｕｂ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｕｂ_１，ｕｂ_２，…，ｕｂ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

乗算部１６１〜１６７と加算部１６８とは、入力信号が合成信号系列ｙのサンプルｙ_ｋであり出力信号がプレコーディング信号系列ｕのサンプルｕ_ｋのレプリカ信号ｙｕ_ｋであること以外、上記した乗算部１５１〜１５７と加算部１５８と同じ処理を行う。

減算部１６９は、加算部１６８で得られたレプリカ信号ｙｕ_ｋと、バッファ１６０に保持されている第２ブランチ信号系列ｕｂのサンプルｕｂ_ｋとの差分を算出することにより、第１ブランチ信号系列ｕａのサンプルｕａ_ｋのレプリカ信号ｙａ_ｋを算出する。

実施例３の補正量算出部２４は、サンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を含む期間Ｔ１において、各サンプル系列（つまり、ｕａ’_ｉ、ｙａ_ｉ）を用いて、下記の式（１２）における誤差信号ε_ｉの絶対値の自乗和（Σ|ε|²）が最小となるように係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整し、調整後の係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整部２５へ出力する。

図２９は、実施例３の補正量算出部の一例を示すブロック図である。図２９において、補正量算出部２４は、逆特性同定部１７１と、減算部１７２と、バッファ１７３，１７４とを有する。

バッファ１７３は、期間Ｔ毎に、第１ブランチ信号系列ｕａのレプリカ信号系列ｙａ_Ｔ（ｙａ_Ｔ＝［ｙａ_１，ｙａ_２，…，ｙａ_Ｎ］）を保持する。ここで、ｙａ_１，ｙａ_２，…，ｙａ_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

バッファ１７４は、期間Ｔ毎に、調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’_Ｔ（ｕａ’_Ｔ＝［ｕａ’_１，ｕａ’_２，…，ｕａ’_Ｎ］）を保持する。ここで、ｕａ’_１，ｕａ’_２，…，ｕａ’_Ｎのそれぞれは、期間Ｔの各サンプルである。

逆特性同定部１７１は、バッファ１７３に保持されている期間Ｔ１における第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ１のサンプルｕａ_ｋのレプリカ信号ｙａ_ｋを上記の式（１２）に代入し、得られた結果信号を減算部１７２へ出力する。

減算部１７２は、逆特性同定部１７１から出力された結果信号と、バッファ１７４に保持されている期間Ｔ１における調整後の第１ブランチ信号系列ｕａ’_Ｔ１のサンプルｕａ’_ｋとの誤差信号ε_ｋを算出し、算出した誤差信号ε_ｋを逆特性同定部１７１へ戻す。

逆特性同定部１７１は、減算部１７２から受け取った誤差信号ε_ｋが小さくなるように上記式（１２）の係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を調整する。

そして、逆特性同定部１７１は、期間Ｔ１における第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ１の次のサンプルｕａ_ｋ＋１のレプリカ信号ｙａ_ｋ＋１を、係数調整後の式（１２）に代入し、得られた結果信号を減算部１７２へ出力する。

以上の係数調整処理が、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）について繰り返される。

そして、逆特性同定部１７１は、期間Ｔ１のサンプルタイミングｉ（ｉ＝１〜Ｎ）について係数調整処理が終了した時点で、調整された係数（ａ_１、ａ_３、ａ_５）を、調整部２５へ出力（つまり、コピー）する。

実施例３の調整部２５は、期間Ｔ１より後の期間Ｔ２の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ２に対して、期間Ｔ１において求められた第２の歪逆特性を掛け合わせてブランチプレディストーション信号系列ｕａ’_Ｔ２を生成し、生成したブランチプレディストーション信号系列ｕａ’_Ｔ２を補正量算出部２４及び非線形増幅器３２へ出力する。

図３０は、実施例３の調整部の一例を示すブロック図である。図３０において、調整部２５は、乗算部１８１〜１８７と、加算部１８８とを有する。乗算部１８１〜１８７と加算部１８８とは、入力信号が期間Ｔ２の第１ブランチ信号系列ｕａ_Ｔ２のサンプルｕａ_ｋであり出力信号が期間Ｔ２のブランチプレディストーション信号系列ｕａ’_Ｔ２のサンプルｕａ’_ｋであること以外、上記した乗算部１５１〜１５７と加算部１５８と同じ処理を行う。

以上のような構成としても、実施例１及び実施例２と同様の効果が得られる。

［他の実施例］
［１］実施例１から実施例３では、合成部３４がシレー合成器であることを前提に説明を行ったが、これに限定されるものではない。合成部３４は、例えば、ウィルキンソン合成器であってもよい。合成部３４がウィルキンソン合成器である場合、例えば、逆特性算出部２１で用いられる式を一次式とすることができる。

［２］実施例１から実施例３で図示した各部の各構成要素は、必ずしも物理的に図示の如く構成されていることを要しない。すなわち、各部の分散・統合の具体的形態は図示のものに限られず、その全部又は一部を、各種の負荷や使用状況等に応じて、任意の単位で機能的又は物理的に分散・統合して構成することができる。

さらに、各装置で行われる各種処理機能は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）（又はＭＰＵ（Micro Processing Unit）、ＭＣＵ（Micro Controller Unit）等のマイクロ・コンピュータ）上で、その全部又は任意の一部を実行するようにしてもよい。また、各種処理機能は、ＣＰＵ（又はＭＰＵ、ＭＣＵ等のマイクロ・コンピュータ）で解析実行するプログラム上、又はワイヤードロジックによるハードウェア上で、その全部又は任意の一部を実行するようにしてもよい。

実施例１から実施例３の無線送信装置は、例えば、次のようなハードウェア構成により実現することができる。

図３１は、無線送信装置のハードウェア構成例を示す図である。図３１に示すように、無線送信装置２００は、プロセッサ２０１と、メモリ２０２と、増幅器２０３，２０４と、合成器２０５とを有する。プロセッサ２０１の一例としては、ＣＰＵ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が挙げられる。また、メモリ２０２の一例としては、ＳＤＲＡＭ（Synchronous Dynamic Random Access Memory）等のＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ等が挙げられる。

そして、実施例１から実施例３の無線送信装置で行われる各種処理機能は、不揮発性記憶媒体などの各種メモリに格納されたプログラムをプロセッサで実行することによって実現してもよい。すなわち、歪補償装置１１と、信号分離部３１とによって実行される各処理に対応するプログラムがメモリ２０２に記録され、各プログラムがプロセッサ２０１で実行されてもよい。また、非線形増幅器３２，３３は、増幅器２０３，２０４によって実現される。また、合成部３４は、合成器２０５によって実現される。

なお、ここでは、実施例１から実施例３の無線送信装置で行われる各種処理機能が１つのプロセッサ２０１によって実行されるものとしたが、これに限定されるものではなく、複数のプロセッサによって実行されてもよい。

１０ 無線送信装置
１１ 歪補償装置
１２ アウトフェージング増幅器
２１ 逆特性算出部
２２ 歪補償部
２３ レプリカ信号算出部
２４ 補正量算出部
２５ 調整部
３１ 信号分離部
３２，３３ 非線形増幅器
３４ 合成部

Claims (3)

1. 第１ブランチに設けられた第１非線形増幅器と、第２ブランチに設けられた第２非線形増幅器と、入力信号を前記入力信号の振幅に応じた位相差を有する定振幅の第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号に分離し前記第１ブランチ信号及び前記第２ブランチ信号を前記第１ブランチ及び前記第２ブランチにそれぞれ出力する信号分離部と、前記第１非線形増幅器から出力された第１増幅信号と前記第２非線形増幅器から出力された第２増幅信号とを合成し合成信号を出力する合成器とを有するアウトフェージング増幅器における、前記第１ブランチと前記第２ブランチとのブランチ間のバランスを補正する歪補償装置であって、
   前記第１ブランチにおいて前記第１非線形増幅器の入力段に設けられ、バランス補正量を用いて前記第１ブランチ信号の位相及び振幅を調整して得た信号を前記第１非線形増幅器へ出力する調整部と、
   前記入力信号と前記合成信号とに基づいて、前記アウトフェージング増幅器全体の第１の歪逆特性を算出する第１の算出部と、
   前記算出した第１の歪逆特性と、前記第２ブランチ信号と、前記合成信号とに基づいて、前記第１ブランチ信号のレプリカ信号を算出する第２の算出部と、
   前記算出した第１ブランチのレプリカ信号と前記調整部の出力信号とに基づいて、前記バランス補正量を算出する第３の算出部と、
   を具備することを特徴とする歪補償装置。
2. 前記第２の算出部は、前記合成信号に対して前記第１の歪逆特性を掛け合わせ、前記入力信号のレプリカ信号を算出する第４の算出部と、
   前記算出した入力信号のレプリカ信号と前記第２ブランチ信号との差分を算出することにより、前記第１ブランチ信号のレプリカ信号を算出する減算部と、
   を具備することを特徴とする請求項１に記載の歪補償装置。
3. 第１ブランチに設けられた第１非線形増幅器と、第２ブランチに設けられた第２非線形増幅器と、入力信号を前記入力信号の振幅に応じた位相差を有する定振幅の第１ブランチ信号及び第２ブランチ信号に分離し前記第１ブランチ信号及び前記第２ブランチ信号を前記第１ブランチ及び前記第２ブランチにそれぞれ出力する信号分離部と、前記第１非線形増幅器から出力された第１増幅信号と前記第２非線形増幅器から出力された第２増幅信号とを合成し合成信号を出力する合成器とを有するアウトフェージング増幅器における、前記第１ブランチと前記第２ブランチとのブランチ間のバランスを補正する歪補償方法であって、
   前記第１ブランチの前記第１非線形増幅器の入力段において、バランス補正量を用いて前記第１ブランチ信号の位相及び振幅を調整して、調整後の信号を前記第１非線形増幅器へ出力し、
   前記入力信号と前記合成信号とに基づいて、前記アウトフェージング増幅器全体の第１の歪逆特性を算出し、
   前記算出した第１の歪逆特性と、前記第２ブランチ信号と、前記合成信号とに基づいて、前記第１ブランチのレプリカ信号を算出し、
   前記算出した第１ブランチのレプリカ信号と前記調整後の信号とに基づいて、前記バランス補正量を算出する、
   ことを特徴とする歪補償方法。

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