NO303710B1 - FremgangsmÕte og apparat for modulasjon av en bµreb°lge ved komponenter i fase og i kvadratur samt anvendelse av fremgangsmÕten - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte og et apparat for modulasjon av en bærebølge, i en form som kan representeres ved to komponenter, 1-fase I og i-kvadratur 0. Oppfinnelsen finner stor anvendelse som spesielt men ikke utelukkende omfatter modulasjon av minimumsforskyvning og oppstrøms gaussfiltrering i angelsaksiske språkbruk generelt kalt GMSK, i dag foreslått for sonordiffusjon mot mobilstasjoner og vokaltransmisjon mellom mobilstasjoner (radio-telefon). Man kan finne en beskrivelse av GMSK-modulasJon i diverse dokumenter og spesielt i en artikkel av K. Murota "GMSK modulation for digital mobile radiotelephony", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com. 29, nr 7, Juli 1981, sidene 1044 - 1050. Oppfinnelsen angår også anvendelse av foreliggende fremgangsmåte.

Rent generelt søker GMSK modulasjon å bringe informasjonen som skal transmitteres til analogform ved hjelp av digital-analogiske omformere DAC. Slike omformere er likeledes nødvendig for andre typer modulasjon i fase og i kvadratur, for eksempel modulasjon av typen "MAQ 4 faser". Oppfinnelsen tar spesielt sikte på å overvinne nødvendigheten av klassiske omformere som nemlig utgjør komponenter til høy pris men som er vanskelige å integrere og samtidig å oppnå en høyere spektralrenhet for signalet som skal transmiteres, det vil si en lav støydensitet ved basislinjen og en naturlig likevekt for veiene I og Q.

Oppfinnelsen gjelder spesielt transformasjon av det digitale signal ved omdanning av Ea som, inntil i dag, kun har vært benyttet som basisbånd. Man kan finne eksempler på omformeren Ea i diverse dokumenter, spesielt i artikkelen av James Candy, "A use of double integration sigma-delta modulation", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com. 33, nr 3, mars 1985, sidene 249 - 258.

For å lette oppfinnelsens forklaring kan det være nyttig å holde for øyet formen til en Ea omformer av annen orden som finnes i forskjellige varianter. Denne utforming er vist i figur l.

Det binære utgangssignal Y oppnås fra suksessive prøver av inngangssignalet X ved behandling i en adderer 10 i en ekstern sløyfe, en subtraherer 12 i en intern sløyfe og en terskelkrets 14 for kvantifisering av det binære signal Y ved utgangen. Kvantifiseringen skjer ved addisjon av en kvanti-fiseringsfeil E:

der S er inngangssignalet i terskelkretsen.

Inngangssignalet S i kvantifisereren trekkes fra det kvantifiserte signal i en subtraherer 16 hvis utmating traverserer et element 18 som gir en forsinkelse D lik prøvetakingsperioden for inngangssignalet. Det forsinkede signal legges på den subtraherende inngang av addereren 12, etter multiplisering med 2, det vil si forskyvning (fjerning) av en bit. Det samme signal, forsinket en ny varighet D i en forsinkerelement 20, legges på inngangen til addereren 10. En slik omformer har en overføringsfunksjon: og det kvantifiserte utgangssignal Y kan representeres, ved alltid å benytte z transformasjonene, ved:

Når prøvene er digitale og presenterer seg ved en frekvens l/T i form av suksessive ord på m bits, består addererne 10 og 12 av akkumulatorer med en kapasitet tilstrekkelig til ikke å risikere overløp; forsinkelseselementene 18 og 20 består av registre med et antall vipper tilstrekkelig til å memorisere den maksimalt mulige verdi for kvantifiserings-feilen.

Man kjenner allerede (B. Eklund et al: "A VLSI sigma delta waveform generator for a quadrature type CPM transmitter", 1987 IEEE Intern. Symposiums on Circuits and Systems, Vol. 2, IEEE, New York, side 475 - 478), en bølgegenerator for en sender med modulasjon på bærerne i kvadratur. Den beskrevne montasje er tradisjonell: signalet bringes til analog form og angriper to bærere, analoge i kvadratur. Denne innretning oppviser de feil og begrensninger som er naturlige for analogfunksjonering. Det er meget vanskelig å realisere to bærer som reelt er distinkte i kvadratur, å gjennomføre en likevektsblanding og i tillegg generelt å ekvilibrere å de to veier. En analogkrets er i tillegg vanskelig å integrere.

Ifølge foreliggende oppfinnelse er det tilveiebragt en fremgangsmåte for modulasjon av en bærebølge ved to komponenter, i-fase og i-kvadratur, startende fra digitale signaler, og denne fremgangsmåten er kjennetegnet ved at modulasjonskomponentene, i-fase og i-kvadratur, dannes av to binære elementsekvenser med forutbestemt frekvens, og nevnte binære elementsekvenser påføres en symmetrisk bærer som har tre nivåer +1, 0 og —1, ved halve frekvensen til de binære elementenes frekvens.

Et spesielt trekk ved oppfinnelsen er definert I medfølgende krav 2 og benytter en omforming Ea på de to komponenter I og 0 oppnådd ved GMSK modulasjon (eller mere generelt ved modulasjon som gir opphev til slike komponenter) før multipleksing av disse komponenter og opprettelse av bæreren.

Det skal her påpekes at det allerede benyttes omformere Ea for å effektuere den analogisk digitale eller digital-analogiske omforming med en omformer av annen orden hvis filter har en dobbelt 0 ved frekensen Vq = 0, minimaliserer man støykraften for kvantifiseringen E i hele det benyttede signalbånd: dvs. omformerens oppløsning er optimal.

Av logiske eller materielle implementeringsgrunner er det nødvendig temporært å begrense den omhyll ing av komponentene som legges på omformeren Ea for å redusere omfanget av minnene av presentasjonen av bølgeformene. I praksis og når man benytter GMSK-modulering og en grad av overprøvetaking lik 8, gir en kutting i en varighet lik 4 x bitsperioden generelt tilfredsstillende resultater.

Ofte er det ikke en øket oppløsning etter GSMK-modulering man søker men heller en god spektral renhet av signalet som avgis etter GSMK-modulering. På grunn av forløpet av variasjons-kurven for effektens spektrale densitet som funksjon av frekvensen for et GMSK signal, blir denne renhet merkbart forbedret hvis man benytter en omforming Ea av annen orden, modifisert for å ha en overføringsfunksjon H(z) av typen:

som har nullverdier ved frekvensene og — Jq. Ligning (2) stemmer med ligning (1) ovenfor hvis ^0= 0.

Et egnet valg av frekvensen -nJq reduserer den spektrale densitet for støykraften ved foten av bæreren på et punkt slik at den går lagt utover en enkel kompensasjon av forringelsen av støysignalforholdet i det brukbare bånd for signalet som fremtvinges av nul1forskyvningen.

Implementeringen av overføringsfunksjonen (2) ovenfor er dårlig tilpasset i det generelle tilfellet. Den kan imidlertid gjøres enkel ved å syntetisere faktoren cos 2jWøT til polynominell form som l-(l/2)<n>med en egnet verdi for n som avhenger av spekterformen for signaltypen fra GMSK-moduleringen.

En annen løsning for å forbedre spektralrenheten, denne gang ved å forskyve støyenergien fjernere i frekvens består i å tilpasse en konverter Ea i en orden over 2.

Oppfinnelsen tilveiebringer også et apparat for digital modulasjon av en bærerbølge ved to komponenter i-fase og i-kvadratur, startende fra digitale sampler, og dette apparatet er kjennetegnet ved at det innbefatter en GMSK-generator hvis utganger, i-fase og i-kvadratur, hver er tilført en bane omfattende en Ea generator og en modulator som mottar bærebølgen som har halve frekvensen av frekvensen til utgangsbitene fra Ea omformeren, idet de to banene hvis bærebølger er i kvadratur tilføres en blander.

Videre tilveiebringer oppfinnelsen anvendelse av fremgangsmåten ifølge hvilket som helst av de medfølgende krav i et mobilradiotelefonisystem.

Oppfinnelsen vil forstås bedre ut fra den følgende beskrivelse av spesielle utførelsesformer, gitt som ikke begrensende eksempel. Beskrivelsen henviser til de ledsagende tegninger der: figur 1 nevnt ovenfor, viser prinsippet for en EAomformer av

annen orden;

figur 2 viser et prinsippskjema for en numerisk GMSK

modulator for Ea omforming og som utgjør en spesiell

utførelsesform av oppfinnelsen;

figur 3 er et diagram som viser bølgeformene som opptrer i skjemaet i figur 2 på punkter vist ved de samme

referanser som linjene i figur 3;

figur 4 er et skjema som viser en mulig form av blanderen i

f igur 2;

figur 5 viser utseende av inngangs- og utgangssignalet for

blanderen i figur 4; og

figur 6 viser utseende av støyspektraldensiteten som oppnås ved å benytte en modulator i henhold til prinsipp-skjemaet i figurene 1 og 2.

Modulatorene hvis skjema er vist i figur 2 er ment, utfra et binært modulerende signal, lagt på inngangen 22, ved bitsfrekvens f^, og avgi et GMSK-signal ved utgangen 24.

For dette formål omfatter modulatoren i figur 2 en GMSK-signalgenerator 26 som gir utgangsbølgeformer Xjog Xq i form av numeriske prøver, hver kodet på fiere bits og en tegnbit. Utgangssignalene Xjog Xq fra generatoren 26 angriper to veier hver omfatter en omformer Ea 28 av annen orden og som kan ha den konstitusjon som er vist i figur 1 og som for hver inngangsprøve Xjeller Yjgir en enkel utgangsbit Yjeller Yq. Hver vei omfatter likeledes en modulator 30 som mottar en bærer med en frekvens halvparten av utgangsbitfrekvensen til konverteren Ea. De to veier blandes deretter i en blander 32 og den modulerte bærer som oppstår legges på et filter 24 som spiller den nedenfor beskrevne rolle.

Komponentenen settes i rekkefølge ved hjelp av signaler fra delere matet fra en klokkekrets 36 bestående av en kvarts-oscillator.

De forskjellige komponenter beskrives nedenfor.

GMSK-generatoren 26 kan bestå av en frekvensmodulator med indeks 1/2 som mottar det modulerende signal bestående av et binært signal i en mengde f^og som gir to kode-utgangs-signaler X på 11 biter og en bit tegn. Generatoren 26 omfatter et inngangsspredningsregister 38 hvis utganger i parallell går til en hvilehukommelse 40 som gir bølgeformer ved I og 0 i form av cosinus og sinus av fasen på suksessive øyeblikk nT + mTs der T er bitens periode, Tser perioden for over-prøvingen, Ts= T/r og m er et helt tall mellom 0 og r-1.

Mengden av r av overprøving består av et kompromiss mellom en høy r verdi som forutsetter hukommelser med høy kapasitet, og en lav verdi som endrer utgangsspekteret.

Som eksempel kan man antyde at en innretning ment for vokalkommunikasjon er fremstilt der man har benyttet en mengde f^på 8 kbs tilsvarende en bitperiode T = 125 jjs. I dette tilfellet har en faktor r for overprøvingen lik 25 gitt tilfredsstillende resultater for å oppnå et GMSK-signal med frekvensmodulering med indeks 1/2 ved bruk av et gaussfilter med en kuttefrekvens B på 3 dB, for eksempel BT = 0,25, med en gaussavskjæring som ikke overskrider 5 T.

For å gjennomføre prøvetaking i dette tilfellet er den hvilehukommelse 40 utstyrt med en adresseberegner 42 som virker ved frekvensen 25 f^. Denne frekvens tilveiebringes av klokken 36 ved 40 MHz og to delere I kaskade 40 bringer frekvensen til 20 MHz og 46 tilveiebringer frekvensen 200 KHz. Beregneren 42 kan bestå av fem vipper i kaskade. Dens tilbakeholdingsutgang tilveiebringer frekvensen f^ved inngangen til spredningsregisteret 38 som mottar bitene som kommer på inngangen 22. Avskjæringen skjer på fem perioder, idet registeret omfatter fem vipper i kaskade.

Prøvetakingen på signalet modulert til basisbånd, skjer ved nærværet av, i det resulterende spektrum, spektere omdannet til multippelf rekvenser av r. f^som opptrer ved inngangen av omformeren EAog som det er tatt hensyn til i valget av impulsresponsen for gaussfilteret. Som et eksempel kan man antyde at gode resultater er oppnådd i tilfellet ved de ovenfor angitte karakteristika med en gausskurve begrenset til intervallet (-2,5 T ; +2,5 T) forutsatt at kvasitotali-teten av energien til den nominelle gausskurve angis på den avskårede gausskurve.

Det skal her ikke gås nærmere inn på GMSK-modulatorer da man kan finne eksempler på utførelsesformer i de ovenfor nevnte dokumenter.

Hver av omformerne Ea 28 kan ha en utforming av det prinsipp som er vist i fig. 1. Kvantifiseringsmålestokken velges ved å holde for øyet at signalet som går inn i X, ikke må over-skride de verdier som representerer nivåene —1 og +1 ved utgangen uten å risikere divergenser. Som et resultat blir verdiene som representerer nivåene —1 og +1 for Y, satt lik -2.048 og +2.048 når X er kodet på 11 bits og 1 fortegnbit.

Spissverdiene for X må være under 2.048 fordi:

verdier som er for nær ±2.048, induserer en densitet av bits —1 eller bit +1 som for nær utgangsenheten til omformeren 28;

for lave verdier for spissverdien øker kvanti-fiser ingss tøyen .

Et tilfredsstillende kompromiss synes å være å tilpasse spissverdier lik ±0,8 x 2.048.

Et studium av konfigurasjonen i fig. 1 viser, på betingelse av initialisere registrene 18 og 20 til 0, det er tilstrekkelig å kode informasjon i omformeren Ea på 15 bits og 1 fortegnbit.

Taktfrekvensen for hver omformer Ea 28 henger sammen med valget av bæreren som legges på modulatorene 30. Bæreren må kunne motta 1 bit fra hver vei til hver av sine halvperioder. Hver omformer Ea er således i takt ved 20 MHz hvis bæreren er ved 10 MHz.

Moduleringen av bærerfrekvensen i skjemaet i fig. 2 kan anses som av pseudoanalogtype. Hver modulator Ea angriper inngangen av en multiplikator 30 som likeledes mottat en ternær-bølge Mj eller Mq med en basisfrekvens på 10 MHz idet de to bølger er i kvadratur. Modulatoren som er vist i fig. 1, omfatter for dette formål en generator 46 som direkte angriper multiplikatoren 30 i veien I og angriper multiplikatoren 30 i veien Q med en avfaser 48.

Bølgeformene ved inngangen til multiplikatoren 30 vises i flg. 3.

GMSK-signalet som oppnås ved å summere utgangene fra multi-plikatorene 30 består av et NRZ-tog og 40 MBs, prøvetatt ved 20 MHz. Summereren 32 kan realiseres på enkel form i form av to "OU EXCLUSIF"-porter 50 og 52 og en multiplekser 54 (fig.

4). Fig. 4 viser et eksempel på en mulig form. Utgangs-sekvensen s er av typen YnI; YnQ;<Y>(n+1)j<;>Y(n+l)j;<Y>(n+1)Q<;>Y(n+2)I"'etc-

Hver omformer 28 kan, idet tilfelle der antall kodingsbits er det som er nevnt ovenfor, realiseres i form av en adderer 10 på 16 bits, to subtraktorer 12 og 16 på 16 bits og tre regis-tere på 16 bits bestående av forsinkerelementer 18 og 20 og to-multiplikatoren.

Til slutt omfatter modulatoren i fig. 2 et utgangsbåndfilter 34 hvis sentrale frekvens er den til bærerfrekvensen, dvs. 10 MHz, og hvis rolle er å eliminere spektralkomponenter som skyldes kvantifiseringsstøy (2 ganger størrelsen ved 3 dB).

En annen realiseringsform av oppfinnelsen er direkte an-vendelig på egenskapene til radiotelefonisystemet PAN EUROPEEN. Dette system tar sikte på en bit fblik (13/48) MHz med en kanalavstand på 200 KHz. Man har for dette system tatt sikte på en GMSK moduleringsinstallasjon omfattende analoge numeriske omformere hvis mangler er antydet ovenfor. Moduleringssignalet består av normalsalver på 148 bit eller korte salver som kan kompletteres med 1 for å bringe den til det førstnevnte tilfelle.

Man kan videre anvende en GMSK-generator av den type som er vist i fig. 2, men med en prøvetakingsgrad på 8 og en av-kutting ved 4T, forbundet med omformere Ea som er modifisert for å forbedre spektralrenheten av de avgitte signaler for å ta hensyn til at graden av prøvetaking er meget mindre høy enn i det førstnevnte tilfelle.

For bedre å definere GMSK-generatoren som benyttes, kan det være nyttig å ha i betraktning den komplekse omhyll ing som tilsvarer MSK-moduleringen generelt. Utgangssignalet X(t) som oppnås ved denne modulering, kan representeres ved: der T er bitperioden, og

GMSK-moduleringen skiller seg fra moduleringen av MSK-typen ved at q(t) dannes av en funksjon g<*>(t) med formen: ;idet BT = 0,3 i det pan-europeiske system. ;Som man har sett ovenfor krever praktiske implementerings-hensyn å kutte funksjonen g(t). En kutting i en varighet på 4T er tilstrekkelig til å garantere en tilstrekkelig spektralrenhet. For dette formål kan man kutte gausskurven ved 3T, kutte direkte q(t) eller kutte g(t) ved 4T etter integrering. ;Den sistnevnte metode synes fordelaktig. Den modifiserer integralet g<*>(t) som ikke lenger strikt er lik 1, noe som krever å renormalisere q(t). Dette medfører ingen vanskelig-heter.

Som i tilfellet med modulatoren i fig. 2 kan X være represen-tert av et ord på 11 bits og 1 fortegnbit, representerende verdier mellom +1.640 og —1.640. Forutsatt imidlertid at disse moduleringsbits presenterer seg i form av salver, er det nødvendig å gi utgangssignalene en omhylling hvis nivåer er konstant på alle benyttede bit, men som forlenges med en stigende rampe og en fallende rampe tilsvarende f.eks. hver på 3 bitperioder. Ved en prøvetaking på 8 opptrer utgangs-prøvene Xjog Xq med en bitfrekvens på 26 MHz.

Hver av omformerne EAkan ha den form som er vist i fig. 1 hvis det ikke er mer enn multiplikatoren som er tilsiktet for overføringsfunksjonen H(z), altså:

Denne funksjon simulerer ligning (2) og tilsvarer omtrent Xq = 365,9 MHz. For å implementere formel (2 bis) er multi-plikatorer ment for å realisere en mul tipl isering med 2 (i form av en enkel spredning), en multiplisering med 2-<7>(spredning på 7 bits) og en substraksjon.

Virkningen av modifiseringen av omformeren vises i fig. 6 som i trukken strek viser spektraldensitetene til signalstyrken som benyttes (kurve 56), og den til støyen Ea og prøve-takingen (kurve 58) når det gjelder et GMSK-spektrum med BT = 0,3 og en omformer Ea av annen orden. Den resulterende kurve 60 er modifisert og inntar formen 62 når omformerne Ea tilsvarer ligning (2 bis) med Xq er 365,9 MHz: man ser at støy-energien forskyves mot de høyere frekvenser.

Ligning (2 bis) innfører, i forhold til en dividering med 128, en kvantifiseringsstøy og en skråning på —0,5 men har ingen følbar virkning.

Bærerfrekvensmoduleringen kan gjennomføres som vist i fig. 2 hvis det bare er togene Yjog Yq på 26 Mbs/s som transfor-meres til et enkelt NRZ-tog på 52 Mbs/s.

Som antydet ovenfor er oppfinnelsen ikke begrenset bare til GMSK-modulering. Den kan spesielt anvendes på alle module-ringer i kontinuerlig fase som totalrespons eller partiell respons. Uansett utførelsesform oppnås en ekvilibrering som er helt ugjennomførbar med omformere som ikke er absolutt identiske, dette p.g.a. bærerens symmetri.

Claims (10)

1. Fremgangsmåte for modulasjon av en bærebølge ved to komponenter, i-fase og i-kvadratur, startende fra digitale signaler,karakterisert vedat modulasjonskomponentene, i-fase og I-kvadratur, dannes av to binære elementsekvenser med forutbestemt frekvens, og nevnte binære elementsekvenser påføres en symmetrisk bærer som har tre nivåer +1, 0 og —1, ved halve frekvensen til de binære elementenes frekvens.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisertved at det oppnås en tidsmultipleksing som gir en digitalmodulert bærebølge med en modulasjonsfrekvens to ganger frekvensen til hver sekvens, ved anvendelse av de to sekvensene av to komponenter til nevnte bærebølge i-kvadratur og tilføyelsen av de ternære komponentene i-kvadratur modulert av sekvensene, idet vekslende elementer av hver sekvens inverteres.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2,karakterisert vedat nevnte sekvenser av binære elementer oppnås ved EAomdannelse av to digitale signal tog, i-kvadratur, oppnådd fra sampler av et modulerende inngangssignal.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 3,karakterisertved at Ea omdannelsen utføres med en overføringsfunksjon H(z) som simulerer:

hvor vøer en frekvens valgt for å redusere den spektrale effekttettheten til støyen ved bærebølgens basis.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 3,karakterisertved at omdannelsen utføres med en overføringsfunksjon H(z)

med 7 < n < 9.

6. Fremgangsmåte ifølge hvilket som helst av kravene 1-5,karakterisert vedat komponentene dannes ved GMSK-modulasjon fra et modulerende inngangssignal, fulgt av omdannelse til sekvenser av binære elementer.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 6,karakterisertved at bitenes frekvens ved GMSK-modulasjonsutgangen er 26 MHz, idet v0velges lik 365,9 MHz.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 5,karakterisertved at komponentene oppnådd ved GMSK-modulasjon over-samples ved åtte ganger bitfrekvensen til inngangssignalet.

9. Anvendelse av fremgangsmåten ifølge hvilket som helst av de foregående krav i et mobilradiotelefonisystem.

10. Apparat for digital modulasjon av en bærerbølge ved to komponenter i-fase og i-kvadratur, startende fra digitale sampler,karakterisert vedat det innbefatter en GMSK-generator hvis utganger, i-fase og i- kvadratur, hver er tilført en bane omfattende en Ea generator (28) og en modulator (30) som mottar bærebølgen som har halve frekvensen av frekvensen til utgangsbitene fra Ea omformeren, idet de to banene hvis bærebølger er i kvadratur tilføres en blander (32).