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WO2020110778A1 - 光受信機 - Google Patents

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Publication number
WO2020110778A1
WO2020110778A1 PCT/JP2019/044878 JP2019044878W WO2020110778A1 WO 2020110778 A1 WO2020110778 A1 WO 2020110778A1 JP 2019044878 W JP2019044878 W JP 2019044878W WO 2020110778 A1 WO2020110778 A1 WO 2020110778A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
signals
optical
digital
optical receiver
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2019/044878
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
松田　俊哉
佳奈 益本
松村　和之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Inc
Original Assignee
Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nippon Telegraph and Telephone Corp filed Critical Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority to US17/296,572 priority Critical patent/US11689294B2/en
Publication of WO2020110778A1 publication Critical patent/WO2020110778A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/614—Coherent receivers comprising one or more polarization beam splitters, e.g. polarization multiplexed [PolMux] X-PSK coherent receivers, polarization diversity heterodyne coherent receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/67—Optical arrangements in the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6166—Polarisation demultiplexing, tracking or alignment of orthogonal polarisation components
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/66—Non-coherent receivers, e.g. using direct detection
    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/06—Polarisation multiplex systems

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver.
  • the optical demultiplexer inside the optical module has a complicated configuration. It was an obstacle to the miniaturization of modules.
  • the polarization multiplexing/demultiplexing technique is effective in that there is no excessive deterioration of reception sensitivity when multiplexing is performed and in terms of frequency utilization efficiency.
  • the conventional polarization demultiplexing technique requires a complicated configuration of the receiving system (see Non-Patent Documents 1 and 2) and an ultrahigh-speed electric circuit that operates at a signal baud rate or higher. (See Non-Patent Documents 1 to 3). Therefore, the optical receiver using the conventional polarization demultiplexing technique becomes large in scale, and it is difficult to downsize it.
  • an object of the present invention is to miniaturize an optical receiver using a polarization demultiplexing technology.
  • the invention according to claim 1 is an optical receiver for receiving a polarization multiplexed signal in which two optical signals are orthogonal polarization multiplexed.
  • An interleaver that branches into two transmission signals that are asymmetric with respect to transmission characteristics, an optical/electrical converter that converts the branched transmission signal into an electrical signal, and a low-speed digital signal that downsamples the converted electrical signal.
  • the level adjuster and the adder which require high-speed processing, do not perform repetitive calculations, and the buffer memory for repetitive calculations can be eliminated.
  • the circuit scale of the optical receiver can be suppressed.
  • the down-sampling of the down-sampling device significantly reduces the amount of calculation when signal processing of the electrical signal output from the optical/electrical converter is performed.
  • an ultra-high-speed electric circuit that operates at a signal baud rate or higher is not required, which contributes to the reduction of the circuit scale of the optical receiver. Therefore, the optical receiver using the polarization demultiplexing technology can be downsized.
  • the invention according to claim 2 is the optical receiver according to claim 1, further comprising a first A/D converter that converts the electrical signal that is an analog signal into a digital signal,
  • the level adjuster and the adder are configured as a digital circuit that processes the converted digital signal.
  • the level adjuster and the adder as digital circuits, when mass-producing optical receivers, it is possible to reduce the manufacturing cost due to the mass production effect.
  • the invention according to claim 3 is the optical receiver according to claim 1, wherein the second A that functions as the down-sampling device while converting the electric signal that is an analog signal into a digital signal A /D converter is further provided, and the level adjuster and the adder are configured as an analog circuit for processing the electric signal.
  • the level adjuster and the adder are configured as an analog circuit, so that the photomask required for manufacturing a digital circuit is provided a plurality of times. Since the design/manufacturing of the optical receiver becomes unnecessary, the initial cost of manufacturing the optical receiver can be reduced.
  • the optical receiver of each embodiment is one of the plurality of optical receivers included in the optical module on the receiving side.
  • an optical module on the receiving side and an optical module on the transmitting side constitute an optical transmission system using a multicarrier optical signal.
  • the optical transmission system including the optical receiver of each embodiment can perform polarization separation using digital signal processing, for example.
  • a DP (Dual Polarization)-OOK signal Pa composed of two OOK (On Off Keying) signals s1 and s2 is provided in the optical receiver 100A of the present embodiment. Is entered.
  • the OOK signals s1 and s2 are two optical signals generated by an optical transmitter (not shown) communicatively connected to the optical receiver 100A.
  • the optical transmitter is described in Non-Patent Document 3, for example, and detailed description thereof will be omitted.
  • the optical transmitter includes a plurality of optical modules on the transmission side.
  • the OOK signal s1 is the first data (0, 1 bit string) of the first carrier (optical carrier) output by the first channel (Ch1) which is one of two channels of different frequencies. It is an optical signal optically modulated by.
  • the OOK signal s2 is the second data (0, 1 bit string) of the second carrier (optical carrier) output by the second channel (Ch2) which is the other of the two channels of different frequencies. It is an optical signal optically modulated by.
  • the DP-OOK signal Pa is a polarization multiplexing signal generated by a polarizer (PBS: Polarization Beam Splitter) (not shown) included in the optical transmitter.
  • PBS Polarization Beam Splitter
  • the polarizer multiplexes the OOK signal s1 of Ch1 and the OOK signal s2 of Ch2 by orthogonal polarization by shifting the phases of the first carrier and the second carrier by 90 degrees from each other, and thereby the DP-OOK signal Pa To generate.
  • the frequency difference between the peak components P1 and P2 of the carrier frequency (f0 ⁇ f/2) sandwiching the center position f0 of the frequencies of Ch1 and Ch2 is ⁇ f.
  • a signal including the first carrier and the second carrier A signal including the first carrier and the second carrier. It should be noted that the OOK signals s1 and s2 that are orthogonally polarization-multiplexed to generate the DP-OOK signal Pa do not interfere with each other because their frequencies are different from each other.
  • the optical receiver 100A includes an IL (Interleaver) 1, O/E (optical/electrical converters) 2a and 2b, a downsampling unit 3, a computing unit 4, and a level adjustment. 5A, adders 6Aa and 6Ab, and discriminators 7a and 7b.
  • IL Interleaver
  • O/E optical/electrical converters
  • 5A adders 6Aa and 6Ab, and discriminators 7a and 7b.
  • IL1 is a one-input, two-output asymmetrical filter having a predetermined light transmission characteristic (transmittance), and when one optical signal is input, one output side increases the signal of the first wavelength. The second output side outputs a large number of signals of the second wavelength that are symmetrical with respect to the first wavelength.
  • the transmission characteristics cross at the WDM grid, and the FSR (Full-Scale Range), which is the width of the input range, has a cycle equal to or twice that of the WDM grid.
  • the IL1 is a filter in which the FSR has a transmission characteristic of light having a period equal to or twice the frequency grid interval and the output is asymmetric.
  • the IL1 When transmitting the DP-OOK signal Pa, the IL1 easily transmits the OOK signal s1 as an output side signal connected to one O/E2a, and the OOK signal s2 as an output side signal connected to the other O/E2b. It is easy to penetrate.
  • the IL1 transmits the OOK signal s1 on the transmission side of Ch1 twice as much as the OOK signal s2 of Ch2, and outputs this transmission signal i1 to the O/E2a.
  • the IL1 transmits, for example, the OOK signal s2 on the transmission side of Ch2 twice as much as the OOK signal s1 of Ch1 and outputs the transmission signal i2 to the O/E2b.
  • the ratio of the transmittance (or the amount of transmission) of the OOK signals s1 and s2 due to IL1 is not limited to the above, and can be changed as appropriate.
  • the intersection of the transmission characteristics of the two output ports coincides with the center position f0 with respect to the DP-OOK signal Pa including the OOK signals s1 and s2 having the carrier frequency f0 ⁇ f/2.
  • the O/Es 2a and 2b directly detect the two outputs from the IL1, that is, the transmission signals i1 and i2, which are optical signals, respectively, and convert the electrical signals e1 and e2 to output.
  • the O/Es 2a and 2b can be, for example, semiconductor elements whose storage capacity changes according to input light, but are not limited thereto.
  • the O/E 2a branches the electric signal e1 to the down-sampling device 3 and the level adjuster 5A and outputs it.
  • the O/E 2b branches the electric signal e2 to the down-sampler 3 and the level adjuster 5A and outputs it.
  • the down-sampling device 3 down-samples the electric signals e1 and e2 which are outputs from the O/Es 2a and 2b.
  • the sampling frequency used by the down-sampler 3 is smaller than the sampling frequency used when the O/Es 2a and 2b convert the transmission signals i1 and i2 into the electrical signals e1 and e2.
  • the down-sampling device 3 When down-sampling the electric signal e1, the down-sampling device 3 generates a low-speed digital signal d1 (low-speed digital signal) and outputs it to the arithmetic unit 4. Further, the down-sampling device 3 generates a low-speed digital signal d2 when down-sampling the electric signal e2, and outputs the low-speed digital signal d2 to the computing unit 4.
  • the calculator 4 calculates the coefficient of the polarization separation matrix from the digital signals d1 and d2 which are the outputs from the downsampler 3.
  • the polarization separation matrix is orthogonal polarization multiplexed, and is a separation matrix for extracting OOK signals s1 and s2 from digital signals d1 and d2 in which OOK signals s1 and s2 which are independent of each other are mixed at different intensity ratios. Is. Since the OOK signals s1 and s2 that are the source signals have two components and the digital signals d1 and d2 that are the observation signals also have two components, the polarization separation matrix is a 2 ⁇ 2 matrix.
  • the arithmetic unit 4 can estimate the polarization separation matrix even from the down-sampled digital signals d1 and d2 by using a well-known statistical algorithm.
  • the well-known statistical algorithm can be, for example, ICA (Independent Componet Analysis) described in Non-Patent Document 4, but is not limited to this.
  • the arithmetic unit 4 calculates the coefficient h ij of the polarization separation matrix as the estimated value of the polarization separation matrix, and outputs it to the level adjuster 5A.
  • the level adjuster 5A adjusts the signal levels (signal strength) of the electric signals e1 and e2 branched and output from the O/Es 2a and 2b according to the coefficient h ij of the polarization separation matrix output from the calculator 4. To do.
  • the level adjuster 5A can include, for example, coefficient-based adjusters 5A1 to 5A4.
  • the coefficient-based adjuster 5A1 can adjust the signal level of the electric signal e1 output from the O/E 2a according to the coefficient h 11 output from the calculator 4.
  • the coefficient adjuster 5A1 generates an adjustment signal xA1 from the electric signal e1 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xA1 to the adder 6Aa.
  • the coefficient-specific adjuster 5A2 can adjust the signal level of the electric signal e2 output from the O/E 2b according to the coefficient h 12 output from the calculator 4.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5A2 generates the adjustment signal xA2 from the electric signal e2 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xA2 to the adder 6Aa.
  • the coefficient-based adjuster 5A3 can adjust the signal level of the electric signal e1 output from the O/E 2a according to the coefficient h 21 output from the calculator 4.
  • the coefficient adjuster 5A3 generates the adjustment signal xA3 from the electric signal e1 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xA3 to the adder 6Ab.
  • the coefficient-based adjuster 5A4 can adjust the signal level of the electric signal e2 output from the O/E 2b according to the coefficient h 22 output from the calculator 4.
  • the coefficient adjuster 5A4 generates an adjustment signal xA4 from the electric signal e2 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xA4 to the adder 6Ab.
  • the level adjuster 5A can generate the adjustment signals xA1 to xA4 as digital signals or analog signals.
  • the adder 6Aa adds the adjustment signals xA1 and xA2 output from the level adjuster 5A.
  • the adder 6Aa adds the adjustment signals xA1 and xA2 to generate an addition signal yA1 and outputs it to the discriminator 7a.
  • the adder 6Ab adds the adjustment signals xA3 and xA4 output from the level adjuster 5A.
  • the adder 6Ab adds the adjustment signals xA3 and xA4 to generate an addition signal yA2 and outputs it to the discriminator 7b.
  • the adders 6Aa and 6Ab can generate the addition signals yA1 and yA2 as digital signals or analog signals.
  • the discriminator 7a restores and extracts the OOK signal s1 from the addition signal yA1 output from the adder 6Aa. Further, the discriminator 7b restores and extracts the OOK signal s2 from the added signal yA2 output from the adder 6Ab.
  • the method of restoring and extracting the OOK signals s1 and s2 by the discriminators 7a and 7b is well known, and detailed description thereof will be omitted.
  • the OOK signals s1 and s2 extracted by the discriminators 7a and 7b are digital signals, and predetermined digital signal processing is executed.
  • predetermined digital signal processing is executed.
  • the first data used to optically modulate the first carrier and the second carrier output by Ch1 and Ch2 to generate the OOK signals s1 and s2, A calculation process for obtaining the second data is executed.
  • the down-sampling device 3, the computing device 4, the level adjuster 5A, the adders 6Aa and 6Ab, and the discriminators 7a and 7b shown in FIG. 1 are DSPs (Digital Signal Processors) of the optical receiver 100A.
  • DSPs Digital Signal Processors
  • the DSP of the optical receiver 100A performs signal processing on the restored and extracted digital signal in the optical receiver 100A at a low frequency interval (frequency grid) within a range that follows the fluctuation of the coefficient of the polarization separation matrix. You can Further, the DSP of the optical receiver 100A can update the coefficient h ij of the polarization separation matrix according to the result of signal processing. Therefore, the adjustment of the signal level by the level adjuster 5A is optimized.
  • the level adjuster 5A and the adders 6Aa and 6Ab which require high-speed processing, do not perform repetitive calculations, and the buffer memory for repetitive calculations is not performed. Can be eliminated. As a result, the circuit scale of the optical receiver 100A can be suppressed.
  • the down-sampling of the down-sampling device 3 significantly reduces the amount of calculation for signal processing of the electric signals e1 and e2 which are the outputs from the O/Es 2a and 2b.
  • an ultrahigh-speed electric circuit that operates at a signal baud rate or higher is not required, which contributes to the suppression of the circuit scale of the optical receiver 100A. Therefore, the optical receiver using the polarization demultiplexing technology can be downsized.
  • the optical receiver 100B includes an IL1, O/Es 2a and 2b, ADCs (Digital Analog Converter: first A/D converter) 8a and 8b, and a down converter.
  • the sampling device 3, the calculator 4, the digital level adjuster 5B, the digital adders 6Ba and 6Bb, and the discriminators 7a and 7b are provided.
  • the IL1, the O/Es 2a and 2b, the downsampling unit 3, the computing unit 4, and the discriminators 7a and 7b are the same as those included in the optical receiver 100A (FIG. 1) of the first embodiment.
  • the O/E 2a outputs the electric signal e1 to the ADC 8a.
  • the O/E 2b outputs the electric signal e2 to the ADC 8b.
  • the ADCs 8a and 8b convert the electric signals e1 and e2, which are analog signals, into digital signals c1 and c2, respectively.
  • the ADC 8a branches the digital signal c1 into the down-sampler 3 and the digital level adjuster 5B, and outputs the branched signal.
  • the ADC 8b branches the digital signal c2 into the down-sampler 3 and the digital level adjuster 5B, and outputs the branched signal.
  • the downsampling device 3 downsamples the digital signals c1 and c2 which are the outputs from the ADCs 8a and 8b.
  • the sampling frequency used by the down sampler 3 is smaller than the sampling frequency used when the ADCs 8a and 8b convert the electric signals e1 and e2 into the digital signals c1 and c2.
  • the down-sampler 3 down-samples the digital signal c1 to generate a low-speed digital signal d1 and outputs it to the arithmetic unit 4. Further, the down-sampler 3 down-samples the digital signal c2 to generate a low-speed digital signal d2, and outputs it to the arithmetic unit 4.
  • the calculator 4 calculates the coefficient xh ij of the polarization separation matrix as the estimated value of the polarization separation matrix, and outputs it to the digital level adjuster 5B.
  • the digital level adjuster 5B adjusts the signal level (signal strength) of the digital signals c1 and c2 branched and output from the ADCs 8a and 8b according to the coefficient xh ij of the polarization separation matrix output from the calculator 4. ..
  • the digital level adjuster 5B corresponds to the one in which the output signal is limited to a digital signal as compared with the level adjuster 5A (FIG. 1).
  • the digital level adjuster 5B can include, for example, coefficient adjusters 5B1 to 5B4.
  • the coefficient-based adjuster 5B1 can adjust the signal level of the digital signal c1 output from the ADC 8a according to the coefficient xh 11 output from the calculator 4.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5B1 generates an adjustment signal xB1 from the digital signal c1 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xB1 to the digital adder 6Ba.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5B2 can adjust the signal level of the digital signal c2 output from the ADC 8b according to the coefficient xh 12 output from the calculator 4.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5B2 generates an adjustment signal xB2 from the digital signal c2 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xB2 to the digital adder 6Ba.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5B3 can adjust the signal level of the digital signal c1 output from the ADC 8a according to the coefficient xh 21 output from the calculator 4.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5B3 generates an adjustment signal xB3 from the digital signal c1 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xB3 to the digital adder 6Bb.
  • the coefficient-based adjuster 5A4 can adjust the signal level of the digital signal c2 output from the ADC 8b according to the coefficient xh 22 output from the calculator 4.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5B4 generates an adjustment signal xB4 from the digital signal c2 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xB4 to the digital adder 6Bb.
  • the digital level adjuster 5B can be configured as a part of a digital circuit that processes the digital signals c1 and c2. Further, the digital level adjuster 5B generates the adjustment signals xB1 to xB4 as digital signals.
  • the digital adders 6Ba and 6Ba correspond to those in which the input signals are limited to digital signals as compared with the adders 6Aa and 6Ab (FIG. 1).
  • the digital adder 6Ba adds the adjustment signals xB1 and xB2 output from the digital level adjuster 5B.
  • the digital adder 6Ba adds the adjustment signals xB1 and xB2 to generate an addition signal yB1 and outputs it to the discriminator 7a.
  • the digital adder 6Bb adds the adjustment signals xB3 and xB4 output from the digital level adjuster 5B.
  • the digital adder 6Bb adds the adjustment signals xB3 and xB4 to generate an addition signal yB2 and outputs it to the discriminator 7b.
  • the digital adders 6Ba and 6Bb can be configured as part of a digital circuit that processes the digital signals c1 and c2. Further, the digital adders 6Ba and 6Bb generate the added signals yB1 and yB2 as digital signals.
  • the discriminator 7a restores and extracts the OOK signal s1 from the addition signal yB1 output from the digital adder 6Ba. Further, the discriminator 7b restores and extracts the OOK signal s2 from the added signal yB2 output from the adder 6Bb.
  • the downsampling device 3, the computing device 4, the digital level adjuster 5B, the digital adders 6Ba and 6Bb, and the discriminators 7a and 7b shown in FIG. 2 can configure the DSP of the optical receiver 100B.
  • the manufacturing cost can be reduced by the mass production effect.
  • the optical receiver 100C includes an IL1, O/Es 2a and 2b, ADCs 9a and 9b (second A/D converter), an arithmetic unit 4, and an analog.
  • a level adjuster 5C, analog adders 6Ca and 6Cb, and discriminators 7a and 7b are provided.
  • the IL1, the O/Es 2a and 2b, the computing unit 4, and the discriminators 7a and 7b are the same as those included in the optical receiver 100A (FIG. 1) of the first embodiment.
  • the O/E 2a branches the electric signal e1 to the ADC 9a and the analog level adjuster 5C and outputs it.
  • the O/E 2b branches the electric signal e2 to the ADC 9b and the analog level adjuster 5C and outputs it.
  • the ADCs 9a and 9b convert the electric signals e1 and e2, which are analog signals, into digital signals d1 and d2, respectively. Further, the ADCs 9a and 9b function as the downsampling device 3 (FIGS. 1 and 2) and downsample the electric signals e1 and e2.
  • the sampling frequency used by the ADCs 9a, 9b is lower than the sampling frequency used by the O/Es 2a, 2b when converting the transmission signals i1, i2 into the electrical signals e1, e2.
  • the ADC 9a downsamples the electric signal e1
  • the ADC 9a generates a low-speed digital signal d1 and outputs it to the arithmetic unit 4.
  • the ADC 9b downsamples the electric signal e2
  • the ADC 9b generates a low-speed digital signal d2 and outputs it to the arithmetic unit 4.
  • the calculator 4 calculates the coefficient xh ij of the polarization separation matrix as the estimated value of the polarization separation matrix, and outputs it to the analog level adjuster 5C.
  • the analog level adjuster 5C determines the signal level (signal strength) of the electric signals e1 and e2 branched and output from the O/Es 2a and 2b according to the coefficient xh ij of the polarization separation matrix output from the calculator 4. adjust.
  • the analog level adjuster 5C corresponds to one in which the output signal is limited to an analog signal as compared with the level adjuster 5A (FIG. 1).
  • the analog level adjuster 5C may include, for example, coefficient adjusters 5C1 to 5C4.
  • the coefficient-based adjuster 5C1 can adjust the signal level of the electric signal e1 output from the O/E 2a according to the coefficient xh 11 output from the calculator 4.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5C1 generates an adjustment signal xC1 from the electric signal e1 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xC1 to the analog adder 6Ca.
  • the coefficient-based adjuster 5C2 can adjust the signal level of the electric signal e2 output from the O/E 2b in accordance with the coefficient xh 12 output from the calculator 4.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5C2 generates an adjustment signal xC2 from the electric signal e2 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xC2 to the analog adder 6Ca.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5C3 can adjust the signal level of the electric signal e1 output from the O/E 2a according to the coefficient xh 21 output from the calculator 4.
  • the coefficient adjuster 5C3 generates an adjustment signal xC3 from the electric signal e1 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xC3 to the analog adder 6Cb.
  • the coefficient-based adjuster 5C4 can adjust the signal level of the electric signal e2 output from the O/E 2b according to the coefficient xh 22 output from the calculator 4.
  • the coefficient-by-coefficient adjuster 5C4 generates an adjustment signal xC4 from the electric signal e2 by adjusting the signal level, and outputs the adjustment signal xC4 to the analog adder 6Cb.
  • the analog level adjuster 5C can be configured as a part of an analog circuit that processes the electric signals e1 and e2 that are analog signals. Further, the analog level adjuster 5C generates the adjustment signals xC1 to xC4 as analog signals.
  • the analog adders 6Ca and 6Ca correspond to those in which the input signals are limited to analog signals as compared with the adders 6Aa and 6Ab (FIG. 1).
  • the analog adder 6Ca adds the adjustment signals xC1 and xC2 output from the analog level adjuster 5C.
  • the analog adder 6Ca adds the adjustment signals xC1 and xC2 to generate an addition signal yC1 and outputs it to the discriminator 7a.
  • the analog adder 6Cb adds the adjustment signals xC3 and xC4 output from the analog level adjuster 5C.
  • the analog adder 6Cb adds the adjustment signals xC3 and xC4 to generate an addition signal yC2, and outputs the addition signal yC2 to the discriminator 7b.
  • the analog adders 6Ca and 6Ca can be configured as part of an analog circuit that processes the electric signals e1 and e2 that are analog signals. Also, the analog adders 6Ca and 6Ca generate the addition signals yC1 and yC2 as analog signals.
  • the discriminator 7a restores and extracts the OOK signal s1 from the added signal yC1 output from the analog adder 6Ca. Further, the discriminator 7b restores and extracts the OOK signal s2 from the added signal yC2 output from the analog adder 6Cb.
  • the ADCs 9a and 9b, the arithmetic unit 4, the analog level adjuster 5C, the analog adders 6Ca and 6Ca, and the discriminators 7a and 7b shown in FIG. 3 can configure a DSP of the optical receiver 100C.
  • the level adjuster and the adder are configured as analog circuits, so that the optical receiver can be manufactured a plurality of times required for manufacturing the digital circuit. Since it is not necessary to design and manufacture the photomask of, the initial cost of manufacturing the optical receiver 100C can be reduced.
  • a transmission signal transmitted from the optical transmitter included in the optical transmission system to the optical receiver 100B has, for example, two different wavelengths at a frequency interval of 14 GHz.
  • a DP-OOK signal of optical signal ⁇ 25 Gbit/s was used.
  • a single mode fiber (SMF) of 80 km was used as an optical transmission line connecting the optical transmitter and the optical receiver 100B. Under such conditions, the transmission characteristics after SMF transmission were evaluated.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the sampling rate and the bit error rate (BER) in this embodiment.
  • BER bit error rate
  • the down sampling device 3 down-sampled the digital signals c1 and c2, and measured the BER while gradually reducing the sampling rate from 80 GS/s to 80 kS/s.
  • the BER shows a substantially constant value, and even if the sampling rate is low such as 80 kS/s (see the leftmost plot in FIG. 4), the BER reference value (3 8E-3).
  • the result of the graph shown in FIG. 4 is down-sampled by calculation of the coefficient of the polarization separation matrix by the calculator 4, adjustment of the signal level by the digital level adjuster 5B, and addition processing of the digital adders 6Ba and 6Bb.
  • a dedicated DSP for performing ultrahigh-speed signal processing was required, but by using the present invention, a general-purpose inexpensive CPU (low speed) can be substituted.
  • a significant improvement in cost and power consumption is expected as compared with the conventional technology.
  • the results brought about by the embodiment of FIG. 4 were related to the optical receiver 100B that performs signal level adjustment and addition processing on digital signals. However, the result also applies to the optical receiver 100C (third embodiment) that performs signal level adjustment and addition processing on analog signals. Further, the result is also applicable to the optical receiver 100A including the inventions of the optical receivers 100B and 100C.
  • the configuration of the level adjuster 5A (for example, the number of adjusters by coefficient is arbitrary), when the electric signals e1 and e2 are input to the level adjuster 5A
  • the input mode and the output mode when the adjustment signals xA1 to xA4 are output from the level adjuster 5A are not limited to those shown in FIG. 1, and various configurations and modes can be adopted.
  • the main function of the level adjuster 5A is to adjust the input electric signals e1 and e2 according to the coefficient h ij of the polarization separation matrix and output a plurality of adjustment signals to the adders 6Aa and 6Ab.
  • the configuration of the adders 6Aa and 6Ab (for example, the adder may be a single unit) and the adjustment signals xA1 to xA4 when input to the adders 6Aa and 6Ab
  • the input mode and the output mode when the adder signals yA1 and yA2 are output from the adders 6Aa and 6Ab are not limited to those shown in FIG. Aspect can be adopted.
  • the main function of the adder is to add a plurality of input adjustment signals and output the added signals to the discriminators 7a and 7b.
  • the configuration of the discriminators 7a and 7b (for example, the discriminator may be a single unit), and when the addition signals yA1 and yA2 are input to the discriminators 7a and 7b,
  • the input mode and the recovery and extraction modes when the OOK signals s1 and s2 are restored and extracted from the discriminators 7a and 7b are not limited to those shown in FIG. 1, and various configurations and modes can be adopted. ..
  • the main function of the discriminator is to restore and extract the OOK signals s1 and s2 from the input addition signal.
  • Optical Receiver 1 IL Interleaver 2a, 2b O/E (optical/electrical converter) 3 down-sampling device 4 computing device 5A level adjuster 5B digital level adjuster 5C analog level adjuster 6Aa, 6Ab adder 6Ba, 6Bb digital adder 6Ca, 6Cb analog adder 7a, 7b discriminator 8a, 8b ADC (first A/D converter) 9a, 9b ADC (second A/D converter)

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Abstract

【課題】偏波多重分離技術を用いた光受信機を小型化する。 【解決手段】２つの光信号を直交偏波多重した偏波多重信号を受信する光受信機１００Ａは、偏波多重信号を、光の透過特性に関して非対称となる２つの透過信号に分岐するＩＬ１と、分岐された透過信号を電気信号に変換するＯ／Ｅ２ａ，２ｂと、変換された電気信号をダウンサンプリングして、低速デジタル信号を生成するダウンサンプリング器３と、生成した低速デジタル信号から偏波分離行列の係数を計算する演算器４と、変換された電気信号の信号レベルを、計算した係数に従い調整して、複数の調整信号を生成するレベル調整器５Ａと、生成した調整信号を加算して、加算信号を生成する加算器６Ａａ，６Ａｂと、生成した加算信号から、２つの光信号を復元、抽出する識別器７ａ，７ｂと、を備える。

Description

光受信機
　本発明は、光受信機に関する。
　データセンタの急速なトラフィック増大を背景として、１００ＧｂＥ（100 Gigabit Ethernet。Ethernetは登録商標。）の標準化及び光モジュールの開発が進展している。１００ＧｂＥの光モジュールの主流は、異なる４波長の光信号×２５Ｇｂｉｔ／ｓのＩＭ－ＤＤ（Intensity Modulation-Direct Detection）送受信機で構成されている。データセンタ内の光トランシーバ等の光インタフェースとして、ＣＦＰ（Centum gigabit Form factor Pluggable）４やＱＳＦＰ（Quad Small Form-factor Pluggable）２８といった、より小型省電力のモジュールの開発が進んでいる。
　一方、直接データセンタ間を接続するために、波長分割多重（ＷＤＭ：Wavelength Division Multiplexing）グリッドの任意の光信号を出力する光モジュールの開発が進んでいる。例えば、１０Ｇ用の規格であるＸＦＰ（10 Gigabit Small Form Factor Pluggable）やＳＦＰ＋（Small Form-Factor Pluggable Plus）等の光トランシーバである小型モジュールの市販が始まっており、これらの光モジュールを用いることでコストが低いＷＤＭシステムの構築が可能となる。また、波長可変光モジュールの大容量化に向けた研究も進んでいる（例えば、非特許文献１～３参照）。
K. Kikuchi, "Electronic polarization-division demultiplexing based on digital signal processing in intensity-modulation direct-detection optical communication systems," Opt. Express, Vol. 22, no.2 p.1971 (2014). M. Chagnon et al., "1 λ, 6 bits/symbol, 280 and 350 Gb/s Direct Detection Transceiver using Intensity Modulation, Polarization Multiplexing, and Inter-Polarization Phase Modulation," Proc. OFC, Th5B.2, Los Angeles (2015). T. Matsuda et al., "Dual-Polarization Intensity-Modulated Signal Transmission with Direct-Detection by Using Asymmetrical Polarization Synthesis," ECOC2018, Th2.37, (2018). E. Oja et al., "The FastICA Algorithm Revisited: Convergence Analysis," IEEE Trans. Neural Networks, vol.17, no.6, pp.1370-1381, November (2006).
　上述した異なる波長の光信号を用いる１００ＧｂＥ及び４０ＧｂＥの光モジュールをＷＤＭシステムに適用する場合、波長可変機能を実現するためには、光モジュール内部の光分波器が複雑な構成となるため、光モジュール小型化の障害となっていた。
　波長分割多重に依らず、大容量波長可変光モジュールを実現するには、その他の多重化技術を用いることが考えられる。ここで、その他の多重化技術としては、多重化した際の過剰な受信感度劣化が無い点や、周波数利用効率の点で、偏波多重分離技術が有効である。しかし、従来の偏波多重分離技術は、複雑な受信系の構成を必要としたり（非特許文献１，２参照）、信号のボーレート以上で動作する超高速の電気回路を必要としたりしていた（非特許文献１～３参照）。このため、従来の偏波多重分離技術を用いた光受信機は大規模になってしまい、小型化することが困難であった。
　このような背景に鑑みて、本発明は、偏波多重分離技術を用いた光受信機を小型化することを課題とする。
　前記した課題を解決するため、請求項１に記載の発明は、２つの光信号を直交偏波多重した偏波多重信号を受信する光受信機であって、前記偏波多重信号を、光の透過特性に関して非対称となる２つの透過信号に分岐するインタリーバと、前記分岐された透過信号を電気信号に変換する光／電気変換器と、前記変換された電気信号をダウンサンプリングして、低速デジタル信号を生成するダウンサンプリング器と、前記生成した低速デジタル信号から偏波分離行列の係数を計算する演算器と、前記変換された電気信号の信号レベルを、前記計算した係数に従い調整して、複数の調整信号を生成するレベル調整器と、前記生成した調整信号を加算して、加算信号を生成する加算器と、前記生成した加算信号から、前記２つの光信号を復元、抽出する識別器と、を備える、ことを特徴とする。
　請求項１に記載の発明によれば、高速な処理を必要とする、レベル調整器および加算器において、繰り返し演算が行われることはなく、繰り返し演算用のバッファメモリを不要とすることができる。その結果、光受信機の回路規模を抑制することができる。また、ダウンサンプリング器のダウンサンプリングにより、光／電気変換器からの出力となる電気信号の信号処理をするときの計算量は、大幅に低減される。その結果、信号のボーレート以上で動作する超高速の電気回路を必要とせず、光受信機の回路規模の抑制に資する。
　したがって、偏波多重分離技術を用いた光受信機を小型化することができる。
　また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光受信機であって、アナログ信号となる前記電気信号をデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器、をさらに備え、前記レベル調整器および前記加算器を、前記変換したデジタル信号を処理するデジタル回路として構成する、ことを特徴とする。
　請求項２に記載の発明によれば、レベル調整器および加算器をデジタル回路として構成することで、光受信機を大量生産する場合には、量産効果により製造コストを低減することができる。
　また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の光受信機であって、アナログ信号となる前記電気信号をデジタル信号に変換するとともに、前記ダウンサンプリング器として機能する第２のＡ／Ｄ変換器、をさらに備え、前記レベル調整器および前記加算器を、前記電気信号を処理するアナログ回路として構成する、ことを特徴とする。
　請求項３に記載の発明によれば、光受信機の製造が少量の場合には、レベル調整器および加算器をアナログ回路として構成することで、デジタル回路の製造に必要な複数回のフォトマスクの設計・製造が不要となるため光受信機の製造の初期コストを低減することができる。
　本発明によれば、偏波多重分離技術を用いた光受信機を小型化することができる。
第１の実施形態における光受信機の構成図である。 第２の実施形態における光受信機の構成図である。 第３実施形態における光受信機の構成図である。 第２の実施形態における光受信機の実施例における、サンプリングレートとビットエラーレートとの関係を示す図である。
　以下、図面を参照して本発明を実施するための形態について説明する。
　各実施形態の光受信機は、受信側の光モジュールが備える複数の光受信機の１つである。例えば、受信側の光モジュールと、送信側の光モジュールとによって、マルチキャリア光信号を用いる光伝送システムが構成される。各実施形態の光受信機を含む光伝送システムは、例えば、デジタル信号処理を用いた偏波分離を行うことができる。
≪第１の実施形態≫
　図１に示すように、本実施形態の光受信機１００Ａには、２つのＯＯＫ（On Off Keying：オンオフ変調）信号ｓ１，ｓ２からなるＤＰ(Dual Polarization：二重偏波)－ＯＯＫ信号Ｐａが入力される。ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、光受信機１００Ａと通信可能に接続する光送信機（図示せず）が生成した２つの光信号である。光送信機は、例えば、非特許文献３には記載されているものであり、詳細な説明は省略する。光送信機は、送信側の光モジュールが複数備える。
　ＯＯＫ信号ｓ１は、光送信機において、異なる周波数の２チャンネルの一方である第１のチャンネル（Ｃｈ１）によって出力される第１のキャリア（光搬送波）を第１のデータ（０，１のビット列）で光変調した光信号である。
　ＯＯＫ信号ｓ２は、光送信機において、異なる周波数の２チャンネルの他方である第２のチャンネル（Ｃｈ２）によって出力される第２のキャリア（光搬送波）を第２のデータ（０，１のビット列）で光変調した光信号である。
　ＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａは、光送信機が備える偏光器（ＰＢＳ：Polarization Beam Spliter）（図示せず）が生成した偏波多重信号である。偏光器は、Ｃｈ１のＯＯＫ信号ｓ１、および、Ｃｈ２のＯＯＫ信号ｓ２を、第１のキャリアおよび第２のキャリアの位相を互いに９０度ずらして直交偏波で多重することによって、ＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａを生成する。Ｃｈ１のＯＯＫ信号ｓ１、および、Ｃｈ２のＯＯＫ信号ｓ２はそれぞれ、Ｃｈ１とＣｈ２の周波数の中心位置ｆ０を挟んだキャリア周波数（ｆ０±ｆ／２）のピーク成分Ｐ１，Ｐ２の周波数差がΔｆとなる、第１のキャリアおよび第２のキャリアを含む信号となる。
　なお、ＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａの生成のために直交偏波多重された各ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、互いの周波数が異なるため干渉しない。
　図１に示すように、光受信機１００Ａは、ＩＬ（Interleaver：インタリーバ）１と、Ｏ／Ｅ（光／電気変換器）２ａ，２ｂと、ダウンサンプリング器３と、演算器４と、レベル調整器５Ａと、加算器６Ａａ，６Ａｂと、識別器７ａ，７ｂとを備える。
　ＩＬ１は、予め定められた光の透過特性（透過率）を有する１入力２出力の非対称なフィルタであり、１つの光信号が入力されると、一方の出力側から第１波長の信号を多く出力し、他方の出力側から第１波長に対称な第２波長の信号を多く出力するものである。このＩＬ１は、透過特性がＷＤＭグリッドでクロスし、入力レンジの幅であるＦＳＲ（Full-Scale Range）がＷＤＭグリッドと等倍又は２倍の周期を持っている。言い換えれば、ＩＬ１は、ＦＳＲが周波数グリッド間隔と等倍又は２倍の周期を持つ光の透過特性を有し、出力が非対称であるフィルタである。
　ＩＬ１は、ＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａを透過する際に、一方のＯ／Ｅ２ａに繋がる出力側の信号としてＯＯＫ信号ｓ１を透過し易く、他方のＯ／Ｅ２ｂに繋がる出力側の信号としてＯＯＫ信号ｓ２を透過し易くなっている。
　更に説明すると、ＩＬ１は、例えばＣｈ１の送信側のＯＯＫ信号ｓ１を、Ｃｈ２のＯＯＫ信号ｓ２よりも２倍多く透過し、この透過信号ｉ１をＯ／Ｅ２ａへ出力する。この場合、透過信号ｉ１は、ｉ１＝（ｓ１×２）＋（ｓ２×１）で表される。
　同様に、ＩＬ１は、例えばＣｈ２の送信側のＯＯＫ信号ｓ２を、Ｃｈ１のＯＯＫ信号ｓ１よりも２倍多く透過し、この透過信号ｉ２をＯ／Ｅ２ｂへ出力する。この場合、透過信号ｉ２は、ｉ２＝（ｓ１×１）＋（ｓ２×２）で表される。
　なお、ＩＬ１による、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の透過率（または透過量）の比は、上記に限定されず、適宜変更することができる。
　上記のようなＩＬ１において、キャリア周波数ｆ０±ｆ／２のＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２からなるＤＰ－ＯＯＫ信号Ｐａに対して、２つの出力ポートの透過特性の交点は、中心位置ｆ０と一致する。
　Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂは、ＩＬ１からの２つの出力、つまり、光信号である透過信号ｉ１，ｉ２をそれぞれ直接検波し、電気信号ｅ１，ｅ２に変換して出力する。Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂは、例えば、入力光に応じて、蓄電容量が変化する半導体素子とすることができるが、これに限定されない。Ｏ／Ｅ２ａは、電気信号ｅ１を、ダウンサンプリング器３とレベル調整器５Ａとに分岐して出力する。Ｏ／Ｅ２ｂは、電気信号ｅ２を、ダウンサンプリング器３とレベル調整器５Ａとに分岐して出力する。
　ダウンサンプリング器３は、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂからの出力となる電気信号ｅ１，ｅ２をダウンサンプリングする。ダウンサンプリング器３が用いるサンプリング周波数は、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂが、透過信号ｉ１，ｉ２から電気信号ｅ１，ｅ２に変換するときに用いたサンプリング周波数よりも小さい。ダウンサンプリング器３は、電気信号ｅ１をダウンサンプリングすると低速のデジタル信号ｄ１（低速デジタル信号）を生成し、演算器４に出力する。また、ダウンサンプリング器３は、電気信号ｅ２をダウンサンプリングすると低速のデジタル信号ｄ２を生成し、演算器４に出力する。
　演算器４は、ダウンサンプリング器３からの出力となるデジタル信号ｄ１，ｄ２から偏波分離行列の係数を計算する。偏波分離行列は、直交偏波多重されており、互いに独立となるＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が異なる強度比率で混在しているデジタル信号ｄ１，ｄ２から、ＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を取り出すための分離行列である。源信号となるＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２が２成分であり、観測信号となるデジタル信号ｄ１，ｄ２も２成分であるため、偏波分離行列は、２×２行列となる。偏波分離行列の係数は、２×２行列の各成分ｈｉｊ（ｉ，ｊ＝１，２）である。
　演算器４は、周知の統計的アルゴリズムを用いることで、ダウンサンプリングしたデジタル信号ｄ１，ｄ２からであっても、偏波分離行列を推定することができる。周知の統計的アルゴリズムは、例えば、非特許文献４に記載されているＩＣＡ（Independent Componet Analysis）とすることができるが、これに限定されない。演算器４は、偏波分離行列の推定値として、偏波分離行列の係数ｈｉｊを計算し、レベル調整器５Ａに出力する。
　レベル調整器５Ａは、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂから分岐して出力された電気信号ｅ１，ｅ２の信号レベル（信号強度）を、演算器４から出力された、偏波分離行列の係数ｈｉｊに従い調整する。レベル調整器５Ａは、例えば、係数別調整器５Ａ１～５Ａ４を備えることができる。
　係数別調整器５Ａ１は、Ｏ／Ｅ２ａから出力された電気信号ｅ１の信号レベルを演算器４から出力された係数ｈ１１に従い調整することができる。係数別調整器５Ａ１は、信号レベルの調整によって、電気信号ｅ１から調整信号ｘＡ１を生成し、加算器６Ａａに出力する。
　係数別調整器５Ａ２は、Ｏ／Ｅ２ｂから出力された電気信号ｅ２の信号レベルを演算器４から出力された係数ｈ１２に従い調整することができる。係数別調整器５Ａ２は、信号レベルの調整によって、電気信号ｅ２から調整信号ｘＡ２を生成し、加算器６Ａａに出力する。
　係数別調整器５Ａ３は、Ｏ／Ｅ２ａから出力された電気信号ｅ１の信号レベルを演算器４から出力された係数ｈ２１に従い調整することができる。係数別調整器５Ａ３は、信号レベルの調整によって、電気信号ｅ１から調整信号ｘＡ３を生成し、加算器６Ａｂに出力する。
　係数別調整器５Ａ４は、Ｏ／Ｅ２ｂから出力された電気信号ｅ２の信号レベルを演算器４から出力された係数ｈ２２に従い調整することができる。係数別調整器５Ａ４は、信号レベルの調整によって、電気信号ｅ２から調整信号ｘＡ４を生成し、加算器６Ａｂに出力する。
　レベル調整器５Ａは、調整信号ｘＡ１～ｘＡ４をデジタル信号として生成することもできるし、アナログ信号として生成することもできる。
　加算器６Ａａは、レベル調整器５Ａから出力された調整信号ｘＡ１，ｘＡ２を加算する。加算器６Ａａは、調整信号ｘＡ１，ｘＡ２を加算して加算信号ｙＡ１を生成し、識別器７ａに出力する。
　加算器６Ａｂは、レベル調整器５Ａから出力された調整信号ｘＡ３，ｘＡ４を加算する。加算器６Ａｂは、調整信号ｘＡ３，ｘＡ４を加算して加算信号ｙＡ２を生成し、識別器７ｂに出力する。
　加算器６Ａａ，６Ａｂは、加算信号ｙＡ１，ｙＡ２をデジタル信号として生成することもできるし、アナログ信号として生成することもできる。
　識別器７ａは、加算器６Ａａから出力された加算信号ｙＡ１からＯＯＫ信号ｓ１を復元し、抽出する。また、識別器７ｂは、加算器６Ａｂから出力された加算信号ｙＡ２からＯＯＫ信号ｓ２を復元し、抽出する。識別器７ａ，７ｂによるＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２の復元、抽出の手法は周知であり、詳細な説明は省略する。
　識別器７ａ，７ｂが抽出したＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２はデジタル信号であり、所定のデジタル信号処理が実行される。例えば、光送信機（図示せず）において、Ｃｈ１，Ｃｈ２によって出力される第１のキャリア、第２のキャリアを光変調してＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を生成するために用いた第１のデータ、第２のデータを求める演算処理が実行される。
　図１に示す、ダウンサンプリング器３、演算器４、レベル調整器５Ａ、加算器６Ａａ，６Ａｂ、および、識別器７ａ，７ｂは、光受信機１００ＡのＤＳＰ（Digital Signal Processor：デジタル信号処理器）を構成することができる。光受信機１００ＡのＤＳＰは、光受信機１００Ａ内で、復元、抽出されたデジタル信号に対して、偏波分離行列の係数の変動に追従する範囲で低速な周波数間隔（周波数グリッド）で信号処理をすることができる。また、光受信機１００ＡのＤＳＰは、信号処理の結果に応じて、偏波分離行列の係数ｈｉｊを更新することができる。よって、レベル調整器５Ａによる、信号レベルの調整は最適化される。
　上記によれば、本実施形態の光受信機１００Ａは、高速な処理を必要とする、レベル調整器５Ａおよび加算器６Ａａ，６Ａｂにおいて、繰り返し演算が行われることはなく、繰り返し演算用のバッファメモリを不要とすることができる。その結果、光受信機１００Ａの回路規模を抑制することができる。
　また、ダウンサンプリング器３のダウンサンプリングにより、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂからの出力となる電気信号ｅ１，ｅ２の信号処理をするときの計算量は大幅に低減される。その結果、信号のボーレート以上で動作する超高速の電気回路を必要とせず、光受信機１００Ａの回路規模の抑制に資する。
　したがって、偏波多重分離技術を用いた光受信機を小型化することができる。
≪第２の実施形態≫
　第２の実施形態について、主に、第１の実施形態と相違する点について説明し、重複する点については説明を省略する。
　図２に示すように、第２の実施形態の光受信機１００Ｂは、ＩＬ１と、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂと、ＡＤＣ（Digital Analog Converter：第１のＡ／Ｄ変換器）８ａ，８ｂと、ダウンサンプリング器３と、演算器４と、デジタルレベル調整器５Ｂと、デジタル加算器６Ｂａ，６Ｂｂと、識別器７ａ，７ｂとを備える。ＩＬ１と、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂと、ダウンサンプリング器３と、演算器４と、識別器７ａ，７ｂは、第１の実施形態の光受信機１００Ａ（図１）が備えるものと同様である。
　Ｏ／Ｅ２ａは、電気信号ｅ１をＡＤＣ８ａに出力する。Ｏ／Ｅ２ｂは、電気信号ｅ２をＡＤＣ８ｂに出力する。
　ＡＤＣ８ａ，８ｂはそれぞれ、アナログ信号である電気信号ｅ１，ｅ２をデジタル信号ｃ１，ｃ２に変換する。ＡＤＣ８ａは、デジタル信号ｃ１を、ダウンサンプリング器３とデジタルレベル調整器５Ｂとに分岐して出力する。ＡＤＣ８ｂは、デジタル信号ｃ２を、ダウンサンプリング器３とデジタルレベル調整器５Ｂとに分岐して出力する。
　ダウンサンプリング器３は、ＡＤＣ８ａ，８ｂからの出力となるデジタル信号ｃ１，ｃ２をダウンサンプリングする。ダウンサンプリング器３が用いるサンプリング周波数は、ＡＤＣ８ａ，８ｂが、電気信号ｅ１，ｅ２からデジタル信号ｃ１，ｃ２に変換するときに用いたサンプリング周波数よりも小さい。ダウンサンプリング器３は、デジタル信号ｃ１をダウンサンプリングすると低速のデジタル信号ｄ１を生成し、演算器４に出力する。また、ダウンサンプリング器３は、デジタル信号ｃ２をダウンサンプリングすると低速のデジタル信号ｄ２を生成し、演算器４に出力する。
　演算器４は、偏波分離行列の推定値として、偏波分離行列の係数ｘｈｉｊを計算し、デジタルレベル調整器５Ｂに出力する。
　デジタルレベル調整器５Ｂは、ＡＤＣ８ａ，８ｂから分岐して出力されたデジタル信号ｃ１，ｃ２の信号レベル（信号強度）を、演算器４から出力された、偏波分離行列の係数ｘｈｉｊに従い調整する。デジタルレベル調整器５Ｂは、レベル調整器５Ａ（図１）と比較して、出力される信号がデジタル信号に限定されたものに相当する。デジタルレベル調整器５Ｂは、例えば、係数別調整器５Ｂ１～５Ｂ４を備えることができる。
　係数別調整器５Ｂ１は、ＡＤＣ８ａから出力されたデジタル信号ｃ１の信号レベルを演算器４から出力された係数ｘｈ１１に従い調整することができる。係数別調整器５Ｂ１は、信号レベルの調整によって、デジタル信号ｃ１から調整信号ｘＢ１を生成し、デジタル加算器６Ｂａに出力する。
　係数別調整器５Ｂ２は、ＡＤＣ８ｂから出力されたデジタル信号ｃ２の信号レベルを演算器４から出力された係数ｘｈ１２に従い調整することができる。係数別調整器５Ｂ２は、信号レベルの調整によって、デジタル信号ｃ２から調整信号ｘＢ２を生成し、デジタル加算器６Ｂａに出力する。
　係数別調整器５Ｂ３は、ＡＤＣ８ａから出力されたデジタル信号ｃ１の信号レベルを演算器４から出力された係数ｘｈ２１に従い調整することができる。係数別調整器５Ｂ３は、信号レベルの調整によって、デジタル信号ｃ１から調整信号ｘＢ３を生成し、デジタル加算器６Ｂｂに出力する。
　係数別調整器５Ａ４は、ＡＤＣ８ｂから出力されたデジタル信号ｃ２の信号レベルを演算器４から出力された係数ｘｈ２２に従い調整することができる。係数別調整器５Ｂ４は、信号レベルの調整によって、デジタル信号ｃ２から調整信号ｘＢ４を生成し、デジタル加算器６Ｂｂに出力する。
　デジタルレベル調整器５Ｂは、デジタル信号ｃ１，ｃ２を処理するデジタル回路の一部として構成することができる。また、デジタルレベル調整器５Ｂは、調整信号ｘＢ１～ｘＢ４をデジタル信号として生成する。
　デジタル加算器６Ｂａ，６Ｂａは、加算器６Ａａ，６Ａｂ（図１）と比較して、入力される信号がデジタル信号に限定されたものに相当する。
　デジタル加算器６Ｂａは、デジタルレベル調整器５Ｂから出力された調整信号ｘＢ１，ｘＢ２を加算する。デジタル加算器６Ｂａは、調整信号ｘＢ１，ｘＢ２を加算して加算信号ｙＢ１を生成し、識別器７ａに出力する。
　デジタル加算器６Ｂｂは、デジタルレベル調整器５Ｂから出力された調整信号ｘＢ３，ｘＢ４を加算する。デジタル加算器６Ｂｂは、調整信号ｘＢ３，ｘＢ４を加算して加算信号ｙＢ２を生成し、識別器７ｂに出力する。
　デジタル加算器６Ｂａ，６Ｂｂは、デジタル信号ｃ１，ｃ２を処理するデジタル回路の一部として構成することができる。また、デジタル加算器６Ｂａ，６Ｂｂは、加算信号ｙＢ１，ｙＢ２をデジタル信号として生成する。
　識別器７ａは、デジタル加算器６Ｂａから出力された加算信号ｙＢ１からＯＯＫ信号ｓ１を復元し、抽出する。また、識別器７ｂは、加算器６Ｂｂから出力された加算信号ｙＢ２からＯＯＫ信号ｓ２を復元し、抽出する。
　図２に示す、ダウンサンプリング器３、演算器４、デジタルレベル調整器５Ｂ、デジタル加算器６Ｂａ，６Ｂｂ、および、識別器７ａ，７ｂは、光受信機１００ＢのＤＳＰを構成することができる。
　第２の実施形態の光受信機１００Ｂによれば、レベル調整器および加算器をデジタル回路として構成することで、光受信機１００Ｂを大量生産する場合には、量産効果により製造コストを低減することができる。
≪第３の実施形態≫
　第３の実施形態について、主に、第１の実施形態と、第２の実施形態と相違する点について説明し、重複する点については説明を省略する。
　図３に示すように、第３の実施形態の光受信機１００Ｃは、ＩＬ１と、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂと、ＡＤＣ９ａ，９ｂ（第２のＡ／Ｄ変換器）と、演算器４と、アナログレベル調整器５Ｃと、アナログ加算器６Ｃａ，６Ｃｂと、識別器７ａ，７ｂとを備える。ＩＬ１と、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂと、演算器４と、識別器７ａ，７ｂは、第１の実施形態の光受信機１００Ａ（図１）が備えるものと同様である。
　Ｏ／Ｅ２ａは、電気信号ｅ１を、ＡＤＣ９ａとアナログレベル調整器５Ｃとに分岐して出力する。Ｏ／Ｅ２ｂは、電気信号ｅ２を、ＡＤＣ９ｂとアナログレベル調整器５Ｃとに分岐して出力する。
　ＡＤＣ９ａ，９ｂはそれぞれ、アナログ信号である電気信号ｅ１，ｅ２をデジタル信号ｄ１，ｄ２に変換する。また、ＡＤＣ９ａ，９ｂは、ダウンサンプリング器３（図１、図２）として機能し、電気信号ｅ１，ｅ２をダウンサンプリングする。ＡＤＣ９ａ，９ｂが用いるサンプリング周波数は、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂが、透過信号ｉ１，ｉ２から電気信号ｅ１，ｅ２に変換するときに用いたサンプリング周波数よりも小さい。ＡＤＣ９ａは、電気信号ｅ１をダウンサンプリングすると低速のデジタル信号ｄ１を生成し、演算器４に出力する。また、ＡＤＣ９ｂは、電気信号ｅ２をダウンサンプリングすると低速のデジタル信号ｄ２を生成し、演算器４に出力する。
　演算器４は、偏波分離行列の推定値として、偏波分離行列の係数ｘｈｉｊを計算し、アナログレベル調整器５Ｃに出力する。
　アナログレベル調整器５Ｃは、Ｏ／Ｅ２ａ，２ｂから分岐して出力された電気信号ｅ１，ｅ２の信号レベル（信号強度）を、演算器４から出力された、偏波分離行列の係数ｘｈｉｊに従い調整する。アナログレベル調整器５Ｃは、レベル調整器５Ａ（図１）と比較して、出力される信号がアナログ信号に限定されたものに相当する。アナログレベル調整器５Ｃは、例えば、係数別調整器５Ｃ１～５Ｃ４を備えることができる。
　係数別調整器５Ｃ１は、Ｏ／Ｅ２ａから出力された電気信号ｅ１の信号レベルを演算器４から出力された係数ｘｈ１１に従い調整することができる。係数別調整器５Ｃ１は、信号レベルの調整によって、電気信号ｅ１から調整信号ｘＣ１を生成し、アナログ加算器６Ｃａに出力する。
　係数別調整器５Ｃ２は、Ｏ／Ｅ２ｂから出力された電気信号ｅ２の信号レベルを演算器４から出力された係数ｘｈ１２に従い調整することができる。係数別調整器５Ｃ２は、信号レベルの調整によって、電気信号ｅ２から調整信号ｘＣ２を生成し、アナログ加算器６Ｃａに出力する。
　係数別調整器５Ｃ３は、Ｏ／Ｅ２ａから出力された電気信号ｅ１の信号レベルを演算器４から出力された係数ｘｈ２１に従い調整することができる。係数別調整器５Ｃ３は、信号レベルの調整によって、電気信号ｅ１から調整信号ｘＣ３を生成し、アナログ加算器６Ｃｂに出力する。
　係数別調整器５Ｃ４は、Ｏ／Ｅ２ｂから出力された電気信号ｅ２の信号レベルを演算器４から出力された係数ｘｈ２２に従い調整することができる。係数別調整器５Ｃ４は、信号レベルの調整によって、電気信号ｅ２から調整信号ｘＣ４を生成し、アナログ加算器６Ｃｂに出力する。
　アナログレベル調整器５Ｃは、アナログ信号となる電気信号ｅ１，ｅ２を処理するアナログ回路一部として構成することができる。また、アナログレベル調整器５Ｃは、調整信号ｘＣ１～ｘＣ４をアナログ信号として生成する。
　アナログ加算器６Ｃａ，６Ｃａは、加算器６Ａａ，６Ａｂ（図１）と比較して、入力される信号がアナログ信号に限定されたものに相当する。
　アナログ加算器６Ｃａは、アナログレベル調整器５Ｃから出力された調整信号ｘＣ１，ｘＣ２を加算する。アナログ加算器６Ｃａは、調整信号ｘＣ１，ｘＣ２を加算して加算信号ｙＣ１を生成し、識別器７ａに出力する。
　アナログ加算器６Ｃｂは、アナログレベル調整器５Ｃから出力された調整信号ｘＣ３，ｘＣ４を加算する。アナログ加算器６Ｃｂは、調整信号ｘＣ３，ｘＣ４を加算して加算信号ｙＣ２を生成し、識別器７ｂに出力する。
　アナログ加算器６Ｃａ，６Ｃａは、アナログ信号となる電気信号ｅ１，ｅ２を処理するアナログ回路一部として構成することができる。また、アナログ加算器６Ｃａ，６Ｃａは、加算信号ｙＣ１，ｙＣ２をアナログ信号として生成する。
　識別器７ａは、アナログ加算器６Ｃａから出力された加算信号ｙＣ１からＯＯＫ信号ｓ１を復元し、抽出する。また、識別器７ｂは、アナログ加算器６Ｃｂから出力された加算信号ｙＣ２からＯＯＫ信号ｓ２を復元し、抽出する。
　図３に示す、ＡＤＣ９ａ，９ｂ、演算器４、アナログレベル調整器５Ｃ、アナログ加算器６Ｃａ，６Ｃａ、および、識別器７ａ，７ｂは、光受信機１００ＣのＤＳＰを構成することができる。
　第３の実施形態の光受信機１００Ｃによれば、光受信機の製造が少量の場合には、レベル調整器および加算器をアナログ回路として構成することで、デジタル回路の製造に必要な複数回のフォトマスクの設計・製造が不要となるため光受信機１００Ｃの製造の初期コストを低減することができる。
≪実施例≫
　第２の実施形態における光受信機１００Ｂの実施例について説明する。本実施例では、光受信機１００Ｂを備えた光伝送システムにおいて、光伝送システムが備える光送信機から光受信機１００Ｂに送信される送信信号として、例えば、周波数間隔：１４ＧＨｚにおける、異なる２波長の光信号×２５Ｇｂｉｔ／ｓのＤＰ－ＯＯＫ信号を用いた。また、光送信機と光受信機１００Ｂとをつなぐ光伝送路として、８０ｋｍのシングルモードファイバ（ＳＭＦ）を用いた。このような条件下で、ＳＭＦ伝送後の伝送特性を評価した。
　図４は、本実施例における、サンプリングレートとビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示すグラフである。グラフの横軸を構成するサンプリングレート（Ｓ／ｓ）を８０ＧＳ／ｓとしてデジタル信号ｃ１，ｃ２（図２）をサンプリングした場合、光受信機１００Ｂの識別器７ａで復元、抽出されたＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２は、光受信機１００Ｂに入力された上記送信信号に対して、ＢＥＲが約３．０Ｅ－３（３．０×１０－３）を示した（図４中、最右のプロット参照）。
　ここで、ダウンサンプリング器３によって、デジタル信号ｃ１，ｃ２をダウンサンプリングし、サンプリングレートを８０ＧＳ／ｓから８０ｋＳ／ｓまで徐々に落としつつ、ＢＥＲを測定した。その結果、図４に示すように、ＢＥＲは、ほぼ一定値を示し、サンプリングレートを８０ｋＳ／ｓ（図４中、最左のプロット参照）のように低速にしても、ＢＥＲの基準値（３．８Ｅ－３）を下回るようにすることができた。
　図４に示すグラフの結果は、演算器４による偏波分離行列の係数の計算、デジタルレベル調整器５Ｂによる信号レベルの調整、および、デジタル加算器６Ｂａ，６Ｂｂの加算処理によって、ダウンサンプリングを行っても同等の伝送性能を実現できることを意味する。よって、従来では、超高速の信号処理をする専用ＤＳＰを必要としていたところ、本発明を用いれば、汎用の安価なＣＰＵ（低速）で代用することができる。その結果、従来技術と比較して、コストや消費電力の点で大幅な改善が見込まれる。
　図４の実施例がもたらす結果は、デジタル信号に対して、信号レベルの調整や加算処理を行う光受信機１００Ｂに関するものであった。しかし、当該結果は、アナログ信号に対して、信号レベルの調整や加算処理を行う光受信機１００Ｃ（第３の実施形態）に対してもあてはまる。また、当該結果は、光受信機１００Ｂ，１００Ｃの発明を包含する光受信機１００Ａに対してもあてはまる。
（その他）
　（ａ）：第１の実施形態のレベル調整器５Ａに関して、レベル調整器５Ａの構成（例えば、係数別調整器の個数は任意）、レベル調整器５Ａに電気信号ｅ１，ｅ２が入力されるときの入力態様、および、レベル調整器５Ａから調整信号ｘＡ１～ｘＡ４が出力されるときの出力態様は、図１に示したものに限定されず、さまざまな構成や態様をとることができる。レベル調整器５Ａの主機能は、入力された電気信号ｅ１，ｅ２を、偏波分離行列の係数ｈｉｊに従い調整し、複数の調整信号を加算器６Ａａ，６Ａｂに出力することである。
　また、第１の実施形態の加算器６Ａａ，６Ａｂに関して、加算器６Ａａ，６Ａｂの構成（例えば、加算器は単体でもよい）、加算器６Ａａ，６Ａｂに調整信号ｘＡ１～ｘＡ４が入力されるときの入力態様、および、加算器６Ａａ，６Ａｂから加算信号ｙＡ１，ｙＡ２が出力されるときの出力態様（加算信号は１種類でもよい）は、図１に示したものに限定されず、さまざまな構成や態様をとることができる。加算器の主機能は、入力された複数の調整信号を加算し、加算信号を識別器７ａ，７ｂに出力することである。
　また、第１の実施形態の識別器７ａ，７ｂに関して、識別器７ａ，７ｂの構成（例えば、識別器は単体でもよい）、識別器７ａ，７ｂに加算信号ｙＡ１，ｙＡ２が入力されるときの入力態様、および、識別器７ａ，７ｂからＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を復元、抽出するときの復元、抽出態様は、図１に示したものに限定されず、さまざまな構成や態様をとることができる。識別器の主機能は、入力された加算信号からＯＯＫ信号ｓ１，ｓ２を復元、抽出することである。
　（ｂ）：上記（ａ）の説明は、第２の実施形態（図２）のデジタルレベル調整器５Ｂ、デジタル加算器６Ｂａ，６Ｂｂ、識別器７ａ，７ｂにもあてはまり、第３の実施形態（図３）のアナログレベル調整器５Ｃ、アナログ加算器６Ｃａ，６Ｃｂ、識別器７ａ，７ｂにもあてはまる。
　（ｃ）：各実施形態で説明した種々の技術を適宜組み合わせた技術を実現することもできる。
　１００Ａ～１００Ｃ　光受信機
　１　　　ＩＬ（インタリーバ）
　２ａ，２ｂ　Ｏ／Ｅ（光／電気変換器）
　３　　　ダウンサンプリング器
　４　　　演算器
　５Ａ　　　レベル調整器
　５Ｂ　　　デジタルレベル調整器
　５Ｃ　　　アナログレベル調整器
　６Ａａ，６Ａｂ　加算器
　６Ｂａ，６Ｂｂ　デジタル加算器
　６Ｃａ，６Ｃｂ　アナログ加算器
　７ａ，７ｂ　識別器
　８ａ，８ｂ　ＡＤＣ（第１のＡ／Ｄ変換器）
　９ａ，９ｂ　ＡＤＣ（第２のＡ／Ｄ変換器）

Claims (3)

  1. 　２つの光信号を直交偏波多重した偏波多重信号を受信する光受信機であって、
    　前記偏波多重信号を、光の透過特性に関して非対称となる２つの透過信号に分岐するインタリーバと、
    　前記分岐された透過信号を電気信号に変換する光／電気変換器と、
    　前記変換された電気信号をダウンサンプリングして、低速デジタル信号を生成するダウンサンプリング器と、
    　前記生成した低速デジタル信号から偏波分離行列の係数を計算する演算器と、
    　前記変換された電気信号の信号レベルを、前記計算した係数に従い調整して、複数の調整信号を生成するレベル調整器と、
    　前記生成した調整信号を加算して、加算信号を生成する加算器と、
    　前記生成した加算信号から、前記２つの光信号を復元、抽出する識別器と、を備える、
    　ことを特徴とする光受信機。
  2. 　アナログ信号となる前記電気信号をデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄ変換器、をさらに備え、
    　前記レベル調整器および前記加算器を、前記変換したデジタル信号を処理するデジタル回路として構成する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
  3. 　アナログ信号となる前記電気信号をデジタル信号に変換するとともに、前記ダウンサンプリング器として機能する第２のＡ／Ｄ変換器、をさらに備え、
    　前記レベル調整器および前記加算器を、前記電気信号を処理するアナログ回路として構成する、
    　ことを特徴とする請求項１に記載の光受信機。
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