WO2019138692A1

WO2019138692A1 - 回転機の制御装置

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Publication number: WO2019138692A1
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Abstract

インダクタンスが回転子位置によって変化するインダクタンス交流分を有する回転機（１）を制御する回転機の制御装置（１００）であって、回転機（１）に流れる回転機電流を検出する電流検出器（２）と、インダクタンスが回転子の位置によって変化することで生じる誘起電圧である運動起電力に基づいて、回転子の回転速度の推定値である推定回転速度を演算する速度推定器（３）とを備える。回転機の制御装置（１００）は、推定回転速度を用いて回転子位置の推定値である推定位置を演算する位置演算器（４）と、回転機電流と推定位置とに基づいて、回転機を駆動するための回転機電圧指令を出力する制御器（５）とを備える。回転機の制御装置（１００）は、回転機電圧指令に基づいて回転機に電圧を印加する電圧印加器（６）を備えることを特徴とする。

Description

回転機の制御装置

　本発明は、インダクタンスが回転子位置によって変化する回転機を、回転子位置を検出する位置センサを用いることなく回転子位置情報を得て制御する、回転機の制御装置に関する。

　回転機の性能を十分に引き出して回転機を駆動するためには、回転子の位置情報が必要である。そのため、従来の回転機の制御装置は、回転機に取付けられた位置センサで検出される位置情報を用いている。しかしながら、回転機の製造コストのより一層の低減、回転機の小型化、及び回転機の信頼性の向上といった観点から、位置センサレスで回転機を駆動する技術が開発されてきた。回転機の位置センサレス制御方法には、高周波電圧を回転機に印加することによって回転子位置を推定する方法と、高周波電圧を印加せずに回転機の誘起電圧、鎖交磁束などから回転子位置を推定する方法とがある。特許文献１には、高周波電圧を回転機に印加することによって回転子位置を推定する方法が開示されている。特許文献１に開示される位置センサレス制御方法では、高周波電圧を回転機に印加したときの回転機電流が検出され、高周波電圧と同じ周波数成分の高周波電流が抽出される。そして、回転機のインダクタンス、すなわち、高周波電流の振幅が回転子位置電気角の２倍の周波数で変化することを利用して、回転子位置が推定される。このような高周波電圧を利用する方式では、回転機が零速又は零速に近い低速でも、正確に回転子位置を推定できる一方で、重畳される高周波電圧によってトルク脈動又は騒音が発生する。また、高周波電圧を利用する方式では、回転機の巻線に印加される電圧と、回転機の巻線に流れる電流とに高周波電圧が重畳される分だけ、回転機の最大トルク又は回転機の回転速度が小さくなる。

　特許文献２、特許文献３及び非特許文献１には、高周波電圧を印加せずに回転子位置を推定する方法が開示されている。高周波電圧を印加せずに回転子位置を推定する方法では、回転機の鎖交磁束から回転子のｑ軸又はｄ軸のインダクタンスと回転機電流との積を減算することで、鎖交磁束の内、回転子位置に同期して回転する成分を抽出する。当該成分には、ｄ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘと、ｑ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘとが含まれる。ここで、インダクタンスが最大になる回転子の方向をｄ軸とし、インダクタンスが最小になる方向をｑ軸とする。ｄ軸は磁束軸と称される軸であり、ｑ軸はトルク軸と称される軸である。ｄ軸及びｑ軸は、各々がベクトル的に直交関係にある。特許文献２では、ＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘをオブザーバで推定することによって回転子位置が推定される。特許文献３では、ＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘによって発生する誘起電圧を用いて回転子位置が推定される。非特許文献１では、回転機の電圧のうち、インダクタンスがｄ軸とｑ軸とで異なることによって表れる成分が拡張誘起電圧として抽出され、その位相から回転子位置が推定される。

　特許文献２，３に開示される位置センサレス制御方法では、回転機電流のｄ軸成分又はｑ軸成分が零の場合、ＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘが零となり、回転子位置を推定できない。非特許文献１に開示される位置センサレス制御方法も同様に、回転機電流のｄ軸成分が零の場合は拡張誘起電圧が零となり、回転子位置を推定できない。すなわち、特許文献２，３及び非特許文献１に開示される位置センサレス制御方法では、回転機の通電方向によっては、回転子位置を推定できない。特許文献４に開示される位置センサレス制御方法では、ｄ軸基準とｑ軸基準の両方のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘに、回転機電流又は鎖交磁束のｄ軸成分とｑ軸成分に基づいた重み付けを行い、回転子位置の推定に利用することによって、この問題を解決している。

特許第５０６９３０６号公報特許第４６４４０１０号公報特許第３５７１６９８号公報欧州特許出願公開第２４９３０６７号明細書

市川真士、陳志謙、冨田睦雄、道木慎二、大熊繁著　「拡張誘起電圧モデルに基づく突極型永久磁石同期モータのセンサレス制御」、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１２２（２００２年）　Ｎｏ．１２　Ｐ１０８８－１０９６

　しかしながら、特許文献４に開示される、回転機電流又は鎖交磁束のｄ軸成分とｑ軸成分に基づいた重み付けは、回転子位置推定の制御設計だけでなく制御処理を複雑にするという課題がある。そのため、特許文献４に開示される技術では、回転子位置を推定するための構成が複雑になるという課題がある。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、回転機の通電方向に依らず簡単な構成で回転子位置を推定することができる回転機の制御装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の回転機の制御装置は、インダクタンスが回転子位置によって変化するインダクタンス交流分を有する回転機を制御する回転機の制御装置であって、回転機に流れる回転機電流を検出する電流検出器と、インダクタンスが回転子の位置によって変化することで生じる誘起電圧である運動起電力に基づいて、回転子の回転速度の推定値である推定回転速度を演算する速度推定器とを備える。回転機の制御装置は、推定回転速度を用いて回転子位置の推定値である推定位置を演算する位置演算器と、回転機電流と推定位置とに基づいて、回転機を駆動するための回転機電圧指令を出力する制御器とを備える。回転機の制御装置は、回転機電圧指令に基づいて回転機に電圧を印加する電圧印加器を備えることを特徴とする。

　本発明によれば、回転機の通電方向に依らず簡単な構成で回転子位置を推定することができる、という効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係る回転機の制御装置の構成を示す図図１に示す速度推定器の構成を示す図図２に示す適応推定器の構成を示す図本発明の実施の形態２に係る回転機の制御装置の構成を示す図図４に示す速度推定器の構成を示す図本発明の実施の形態３に係る回転機の制御装置の構成を示す図図６に示す位置演算器の構成を示す図本発明の実施の形態４に係る回転機の制御装置の構成を示す図図８に示す位置検出器の構成を示す図図８に示す位置演算器の構成を示す図本発明の実施の形態５に係る回転機の制御装置の構成を示す図図１１に示す位置検出器の構成を示す図本発明の実施の形態１から５に係る回転電機の制御装置の第１のハードウェア構成例を示す図実施の形態１から５に係る回転電機の制御装置の第２のハードウェア構成例を示す図

　以下に、本発明の実施の形態に係る回転機の制御装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係る回転機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態１に係る回転機の制御装置１００は、回転機１を駆動するための回転機電圧指令ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊に従って、交流電圧を回転機１に印加する電圧印加器６と、電圧印加器６から回転機１に供給される交流電流を検出し、検出した交流電流を回転機電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗとして出力する電流検出器２とを備える。また回転機の制御装置１００は、回転機電圧指令ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊と回転機電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗとを用いて、回転機１が有する回転子の回転速度を推定して推定回転速度ω^＾ _rとして出力する速度推定器３と、推定回転速度ω^＾ _rを用いて推定回転子位置θ^＾ _rを演算する位置演算器４と、制御器５とを備える。推定回転速度ω^＾ _rは、回転機１を構成する図示しない回転子の回転速度の推定値である。推定回転子位置θ^＾ _ｒは、回転子の回転位置である回転子位置の推定値である。推定回転子位置θ^＾ _ｒは、電気角で表わされる。回転機の制御装置１００によって制御される回転機１は同期リラクタンスモータである。同期リラクタンスモータは、インダクタンスが回転子位置によって変化するインダクタンス交流分を有するモータである。以下では回転機１を単に「回転機」と称する場合がある。電圧印加器６は、Ｕ，Ｖ，Ｗの３本の配線を介して、回転機に接続される。電流検出器２では、当該配線に流れる交流電流が検出される。以下では、インダクタンスが最大になる回転子の方向をｄ軸とし、インダクタンスが最小になる方向をｑ軸とする。

　制御器５は、電流指令演算器５０１、ｄ－ｑ電流制御器５０２、回転座標逆変換器５０３、二相－三相変換器５０４、三相－二相変換器５０５及び回転座標変換器５０６を備え、回転機がトルク指令値Ｔ^＊に対応した出力を発生するための回転機電圧指令ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊を演算する。

　電流指令演算器５０１は、回転機がトルク指令値Ｔ^＊に対応した出力を発生するために必要な回転座標上の電流指令ｉ_ｓｄ ^＊，ｉ_ｓｑ ^＊を演算する。ここでは、回転二相座標上の電流指令ｉ_ｓｄ ^＊，ｉ_ｓｑ ^＊は、トルクに対する電流実効値、すなわち回転機の銅損が最小になるように選定される。

　ｄ－ｑ電流制御器５０２は、回転座標変換器５０６で回転座標変換されるｄ－ｑ軸電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑが電流指令ｉ_ｓｄ ^＊，ｉ_ｓｑ ^＊となるように制御を行い、回転二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓｄ ^＊，ｖ_ｓｑ ^＊を演算する。この電流制御には、例えば比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御などを利用する。

　回転座標逆変換器５０３は、下記（１）式に示すように、位置演算器４で演算された推定回転子位置θ^＾ _ｒを用いて、回転二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓｄ ^＊，ｖ_ｓｑ ^＊を二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊へ回転座標逆変換する。実施の形態１では、回転座標逆変換に下記（１）式の変換行列Ｃ_ｄｑ ^－１（θ^＾ _ｒ）が利用される。

　二相－三相変換器５０４は、下記（２）式に示すように、静止二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊を三相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊に変換する。実施の形態１では、二相－三相変換に下記（２）式の変換行列Ｃ_２３が利用される。

　三相－二相変換器５０５は、下記（３）式に示すように、三相座標上の回転機電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを静止二相座標上の回転機電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβへ三相－二相変換する。実施の形態１では、三相－二相変換に下記（３）式の変換行列Ｃ_３２が利用される。

　回転座標変換器５０６は、下記（４）式に示すように、推定回転子位置θ^＾ _ｒを用いて、静止二相座標上の回転機電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβを回転二相座標上のｄ－ｑ軸電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑへ回転座標変換する。実施の形態１では、回転座標変換に下記（４）式の変換行列Ｃ_ｄｑが利用される。

　図２は図１に示す速度推定器の構成を示す図である。図２に示すように速度推定器３は、三相－二相変換器３０１、三相－二相変換器３０２、回転座標変換器３０３、回転座標変換器３０４、適応オブザーバ３０５及び適応推定器３０６を備える。

　三相－二相変換器３０１は、三相座標上の回転機電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを静止二相座標上の回転機電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβに変換する。図２ではｉ_ｓα，ｉ_ｓβがｉ_ｓ ^αβと表記されている。また回転座標変換器３０３は、推定回転子位置θ^＾ _rを用いて、静止二相座標上の回転機電流ｉ_ｓ ^αβを回転二相座標上のｄ－ｑ軸電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑへ回転座標変換する。図２ではｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑがｉ_ｓ ^ｄｑと表記されている。

　一方、三相－二相変換器３０２は、三相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊を二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊に変換する。図２ではｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊がｖ_ｓ ^αβ＊と表記されている。また、回転座標変換器３０４は、静止二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊を、回転二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓ ^ｄｑ＊へ回転座標変換する。

　そして、適応オブザーバ３０５は、回転二相座標上の回転機電流ｉ_ｓ ^ｄｑ及び回転機電圧指令ｖ_ｓ ^ｄｑ＊を用いて、回転子の推定回転速度ω^＾ _rを演算する。適応オブザーバ３０５の動作について詳しく説明する。まず、回転機のモデルは静止二相座標上において下記（５）式、（６）式及び（７）式で表される。下記（５）式のＲ_ｓは巻線抵抗である。下記（５）式のΨ_ｓ ^αβは回転機の鎖交磁束である。下記（６）式のＬ_ｓ ^αβは回転機のインダクタンスである。

　上記（７）式のＬ_ｓｄｃは、回転子位置によって変化しないインダクタンス直流分であり、Ｌ_ｍａｃは回転子位置によって変化するインダクタンス交流分である。また、インダクタンスの変化は一般的に、回転子位置の電気角をθ_ｒとすれば、２θ_ｒの正弦又は余弦関数で表される。また上記（５）式の第２項のように、鎖交磁束の変化によって表れる電圧を誘起電圧と称する。上記（５）式、（６）式及び（７）式のモデルを制御座標角度θ_ｓで回転座標変換すると、下記（８）式、（９）式及び（１０）式のモデルが得られる。

　上記（８）式のＪは、下記（１１）式に示す変換行列を表す。

　回転二相座標上では、上記（８）式の第２項と第３項が誘起電圧を表す。

　上記（８）式、（９）式及び（１０）式のモデルを、電圧と電流の式に展開したものが、下記（１２）式及び（１３）式である。

　ただし、上記（１３）式のω_ｒは、下記（１４）式で示される回転子角速度である。上記（１２）式及び（１３）式のω_ｓは、下記（１５）式で示される制御座標が回転する角速度である。制御座標は回転座標を表す。

　ここで、上記（１２）式及び（１３）式の第３項は、誘起電圧を表す。当該誘起電圧は、回転子位置によってインダクタンスが変動することに起因して発生する。実施の形態１ではこの誘起電圧を運動起電力と称する。この運動起電力は、回転速度に比例する誘起電圧を含んでいる。上記（１２）式及び（１３）式のモデルにおいて、θ_ｒ＝θ_ｓとおくと、下記（１６）式のモデルが得られる。

　上記（１６）式のモデルを、回転機のｄ軸インダクタンスＬ_ｓｄ（Ｌ_ｓｄ＝Ｌ_ｓｄｃ＋Ｌ_ｍａｃ）と、ｑ軸インダクタンスＬ_ｓｑ（Ｌ_ｓｑ＝Ｌ_ｓｄｃ－Ｌ_ｍａｃ）とを用いて表すと、下記（１７）式のモデルが得られる。

　上記（１６）式及び（１７）式の第２項は、回転二相座標上のインダクタンス値と電流の微分値との積によって発生する誘起電圧である。また上記（１６）式及び（１７）式の第３項は、インダクタンスの微分値と電流値との積によって発生する誘起電圧である。また上記（１６）式及び（１７）式の第４項は、回転二相上のインダクタンス値と電流値との積によって発生する誘起電圧である。ここで、上記（１６）式及び（１７）式の第３項は、回転子位置に応じてインダクタンスが変動することによって発生する運動起電力である。この運動起電力は回転速度とインダクタンス交流分と各相の電流値との積で構成される誘起電圧を含んでおり、その誘起電圧は回転速度に比例する。また、ω_ｒ＝ω_ｓとしてモデル化した場合、この運動起電力は表れない。上記（１６）式は、下記（１８）式に示す回転座標上の鎖交磁束Ψ_ｓ ^ｄｑを用いて表すと、下記（１９）式となる。

　また上記（１９）式を、ｄ軸インダクタンスＬ_ｓｄと、ｑ軸インダクタンスＬ_ｓｑとを用いて表した回転機のモデルは、下記（２０）式及び（２１）式となる。

　上記（１９）式及び（２０）式の第２項は、運動起電力であり、回転速度に比例する誘起電圧を含んでいる。回転速度を推定するため、まずオブザーバを下記（２２）式のように構成する。下記（２２）式のｉ_ｓ ^＾ｄｑは回転二相座標上の回転機電流の推定値である。下記（２２）式のΨ_ｓ ^＾ｄｑは回転二相座標上の鎖交磁束の推定値である。

　ここで、下記（２３）式に示すように、オブザーバゲインＨを適切に設計することで、オブザーバの推定鎖交磁束Ψ^＾ｄｑは真値である応答ω_ｃｏｂｓで収束する。なお、オブザーバゲインＨの設計が下記（２３）式の例に限定されるものではない。

　オブザーバにおいて、推定回転速度ω^＾ _rに誤差がある場合、推定鎖交磁束Ψ^＾ｄｑに誤差が表れる。適応推定器３０６は、回転速度の推定誤差によって生じる運動起電力に関する鎖交磁束の推定誤差から、回転速度を演算する。

　図３は図２に示す適応推定器の構成を示す図である。図３に示すように適応推定器３０６は、下記（２４）式及び（２５）式の適応則を用いて回転子の推定回転速度ω^＾ _rを演算する。

　ここで、上記（２４）式及び（２５）式のｋ_ａｐを下記（２６）式で演算される値とし、上記（２４）式及び（２５）式のω_ａｉを下記（２７）式で演算される値とすると、回転子位置の推定応答はω_ｃａとなる。

　また適応推定器３０６は、下記（２８）式に示すｅ_ω１すなわち上記（２４）式に含まれる値、又は、下記（２９）式に示すｅ_ω２すなわち上記（２５）式に含まれる値によって、鎖交磁束又は回転機電流の推定誤差から、回転速度の推定誤差を抽出する。下記（２８）式の「Ψ^＾ _ｓ ^ｄｑ－Ψ_ｓ ^ｄｑ」は鎖交磁束の推定誤差を表す。下記（２９）式の「ｉ^＾ _ｓ ^ｄｑ－ｉ_ｓ ^ｄｑ」は回転機電流の推定誤差を表す。

　なお、回転速度を推定する適応則の選び方は、上記の方法に限定されず、例えば、以下の参考文献１に従って決めることができる。
　（参考文献１）ヨアン・Ｄ・ランダウ、富塚誠義「適応制御システムの理論と実際」オーム社、１９８１

　次に、実施の形態１における回転子位置の推定方法による効果を、従来の回転子位置の推定方法との比較で説明する。

　前述した特許文献２に開示される技術では、下記（３０）式に示すように、回転機の鎖交磁束Ψ_ｓ ^αβから、回転子のｑ軸インダクタンスＬ_ｓｑと回転機電流ｉ_ｓ ^αβとの積を減算することで、鎖交磁束のうち回転子位置に同期して回転する成分であるｄ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘ（Ψ_ＡＦｄ ^αβ）が抽出される。

　また、回転機電流ｉ_ｓ ^αβは下記（３１）式で表される。

　上記（３１）式のＩ_ｐｈは電流実効値であり、φ_ｉは通電角度、すなわち実際の回転子位置と回転機電流との角度差である。

　上記（６）式と上記（７）式とを上記（３０）式の右辺へ代入すると、ｄ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘ（Ψ_ＡＦｄ ^αβ）は下記（３２）式で表される。

　上記（３２）式のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘの方向は回転子ｄ軸方向であるので、これをオブザーバ等を用いて推定することで、回転子位置を推定できる。前述した特許文献３に開示される技術では、ｄ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘによって発生する誘起電圧を用いて回転子位置の推定が行われている。ＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘを用いて、すなわち上記（５）式、（３０）式及び（３２）式を用いて、回転機のモデルを、回転子位置に同期して回転する（θ_ｒ＝θ_ｓかつω_ｒ＝ω_ｓ）回転二相座標にて表すと下記（３３）式となる。

　上記（３３）式の第２項と第３項の誘起電圧は、各相のインダクタンス値ではなく、ｑ軸インダクタンス値を共通に利用している。その結果、残った第４項の誘起電圧がＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘに起因する誘起電圧となり、回転子位置の推定に利用できる。また、上記（３３）式のモデルではω_ｒ＝ω_ｓであるため、インダクタンスが回転子位置によって変動することによって発生する運動起電力は表れない。実際に上記（３３）式のモデルを用いる場合、ω_ｒとしてω_ｓを用いるが、この場合に真の回転速度ω_ｒが変化してもその影響がこのモデルには表れない。

　また特許文献２には、下記（３４）式に示すように、回転機の鎖交磁束から回転子のｄ軸インダクタンスと回転機電流との積を減算した、ｑ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘについても記載されている。

　ｄ軸基準の場合と同様に、上記（３４）式の右辺に上記（６）式と上記（７）式と上記（３１）式とを代入すると、ｑ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘ（Ψ_ＡＦｑ ^αβ）は下記（３５）式で表される。

　ｑ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘは回転子ｑ軸方向であるため、これをオブザーバ等を用いて推定することで、回転子位置を推定できる。ただし、ｄ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘを用いたモデルと同様に、インダクタンスが回転子位置によって変動することによって発生する運動起電力は利用できない。特許文献４は、ｄ軸基準とｑ軸基準の両方のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘに、回転機電流又は鎖交磁束のｄ軸成分とｑ軸成分に基づいた重み付けを行い、回転子位置の推定に利用している。一方、前述した非特許文献１は、回転機の電圧のうち、インダクタンスがｄ軸とｑ軸で異なることにより表れる成分を拡張誘起電圧として抽出し、これを利用して回転子位置を推定している。拡張誘起電圧を抽出するには、まず上記（１７）式のモデルを、ω_ｒ＝ω_ｓとして、下記（３６）式のように表す。

　上記（３６）式において、第２項のインダクタンス値としてＬ_ｓｄを共通で利用し、第３項のインダクタンス値としてＬ_ｓｑを共通で利用すると、下記（３７）式が得られる。

　上記（３７）式の４項「ｅ_ｅｘｔ ^ｄｑ」が拡張誘起電圧である。つまり、上記（３７）式の第２項の誘起電圧の演算にＬ_ｓｄを共通で用い、上記（３７）式の第３項の誘起電圧の演算にＬ_ｓｑを共通で利用することによって、上記（３７）式の残った第４項の誘起電圧が拡張誘起電圧となっている。また、上記（３７）式のモデルでは、ω_ｒ＝ω_ｓであるため、インダクタンスが回転子位置によって変動することによって発生する運動起電力は表れない。上記（３７）式を、静止二相座標へ回転座標逆変換すると、下記（３８）式となる。

　上記（３８）式の４項「ｅ_ｅｘｔ ^αβ」が静止二相座標での拡張誘起電圧である。定常状態ではｄｉ_ｓｑ／ｄｔは零なので、拡張誘起電圧はｄ軸方向の鎖交磁束（Ｌ_ｓｄ－Ｌ_ｓｑ）ｉ_ｄによってｑ軸方向に電圧が発生していることが、上記（３７）式及び（３８）式から確認できる。実際に上記（３７）式及び（３８）式のモデルを用いる場合、ω_ｒとしてω_ｓを用いるが、この場合に真の回転速度ω_ｒが変化してもその影響がこのモデルには表れない。

　以上のように従来の技術は、ＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘ又は拡張誘起電圧を利用して回転子位置を推定している。しかしながら、ｄ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘと拡張誘起電圧は、通電方向が回転子ｑ軸方向のみ場合、すなわちｉ_ｓｄ＝０の場合は零となり、これを用いた位置推定ができない。同様に、ｑ軸基準のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘは、通電方向が回転子ｄ軸方向のみ場合、すなわちｉ_ｓｑ＝０の場合は零となり、これを用いた位置推定ができない。このような問題に対して、前述した特許文献４では、ｄ軸基準とｑ軸基準の両方のＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘに、回転機電流又は鎖交磁束のｄ軸成分とｑ軸成分に基づいた重み付けを行い、回転子位置の推定に利用することによって、この問題を解決している。しかしながら、回転機電流又は鎖交磁束のｄ軸成分とｑ軸成分に基づいた重み付けは、回転子位置推定の制御設計だけでなく制御処理を複雑にする。また、ＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘ又は拡張誘起電圧を利用した従来の回転子位置推定方法では、回転機のモデルにおいて制御座標が回転する角速度ω_ｓが回転速度ω_ｒと等しいとされており、ω_ｓで回転座標変換した場合、ω_ｒに関する誘起電圧が表れない。言い換えれば、従来の方法のモデルでは、インダクタンスが回転子位置によって変動することによって発生し、その大きさが回転速度に比例する誘起電圧を含む運動起電力が表れない。

　実施の形態１に係る回転機の制御装置１００は、上記（１２）式及び（１３）式の第３項、又は上記（１６）式及び（１７）式のそれぞの第３項と、上記（１９）式及び（２０）式のそれぞれの第２項とに表されるような、インダクタンスが回転子位置によって変化することで生じる誘起電圧である運動起電力を用いて、回転速度と回転子位置を推定する。これらの運動起電力は、回転二相座標にて二相両方の成分を持っているため、運動起電力を用いることによって、電流の通電方向に依存せずに位置推定が可能である。また、実施の形態１に係る回転機の制御装置１００では、通電方向によって重み付けを行う必要もない。従って実施の形態１に係る回転機の制御装置１００は、回転機の通電方向に依らず簡単な構成で回転子位置を推定できる、といった従来にない顕著な効果を奏する。

　また、従来の技術は、ＡｃｔｉｖｅＦｌｕｘ又は拡張誘起電圧から回転子位置を推定している。実施の形態１に係る回転機の制御装置１００は、運動起電力から回転子の回転速度を推定する。回転速度は回転子位置の微分したものであるため、回転速度を推定することによって、より高応答に回転子位置を推定できる。従って実施の形態１に係る回転機の制御装置１００は、高応答に回転子位置を推定できる、といった従来にない著しく顕著な効果を奏する。

実施の形態２．
　図４は本発明の実施の形態２に係る回転機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態２では、実施の形態１とは異なる方法で運動起電力を抽出して回転速度と回転子位置を推定するように構成されている。実施の形態２に係る回転機の制御装置１００Ａは、図１に示す速度推定器３の代わりに速度推定器７を備える。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

　図５は図４に示す速度推定器の構成を示す図である。速度推定器７は、図２に示す適応オブザーバ３０５及び適応推定器３０６の代わりに、外乱オブザーバ７０１及び速度演算器７０２を備える。

　まず、上記（２０）式及び（２１）式の回転機のモデルを、下記（３９）式、（４０）式及び（４１）式のように整理する。

　上記（３９）式及び（４１）式のｅ_ｓ ^ｄｑは、運動起電力のうち回転速度に比例する誘起電圧である。この誘起電圧を推定するように、下記（４２）式のように外乱オブザーバ７０１を構成する。

　ここで、オブザーバゲインＨを適切に設計することで、誘起電圧の推定値ｅ_ｓ＾^ｄｑは真値に収束する。速度演算器７０２は、下記（４３）式により、運動起電力のうち回転速度に比例する誘起電圧の推定値ｅ_ｓ＾^ｄｑから、回転速度を推定する。なお下記（４３）式において、誘起電圧の推定値ｅ_ｓ＾^ｄｑのｄ軸成分をｅ_ｓｄ＾、ｑ軸成分をｅ_ｓｑ＾とする。

　実施の形態２に係る回転機の制御装置１００Ａは、適応則を含む適応オブザーバを利用せずに、外乱オブザーバ７０１を用いて、運動起電力のうち回転速度に比例する誘起電圧から回転速度と回転子位置を推定する。従って、実施の形態２に係る回転機の制御装置１００Ａは、より少ない制御演算量で、回転機の通電方向に依らず簡単な構成で回転子位置を推定できる、といった従来にない顕著な効果を奏する。さらには、回転速度を推定することでより高応答に回転子位置を推定できる、といった従来にない著しく顕著な効果を奏する。

実施の形態３．
　図６は本発明の実施の形態３に係る回転機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態１，２では、推定した回転速度に誤差がある場合、これを積分して演算した推定回転子位置の誤差が大きくなるときがある。実施の形態３に係る回転機の制御装置１００Ｂは、回転速度の推定誤差がある場合でも安定して回転機を駆動するように構成されている。実施の形態３に係る回転機の制御装置１００Ｂは、図１に示す位置演算器４の代わりに位置演算器９を備え、さらに位置検出器８を備える。その他の構成については、実施の形態１の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

　位置検出器８は、回転機１に設けられるホールセンサであり電気角６０°毎に検出した回転子位置θ_{ｒ，ｍｅｓ}を出力する。位置演算器９は、速度推定器３で演算された推定回転速度ω^＾ _rと、位置検出器８で検出された回転子位置θ_{ｒ，ｍｅｓ}とから、推定回転子位置θ^＾ _rを推定する。

　図７は図６に示す位置演算器の構成を示す図である。位置演算器９は、推定回転速度ω^＾ _rを積分して推定回転子位置θ^＾ _rを演算する。併せて、位置演算器９は、位置検出器８で検出された回転子位置θ_{ｒ，ｍｅｓ}に推定回転子位置θ^＾ _rが追従するようにＰＩ制御を行う。位置演算器９によれば、推定回転速度ω^＾ _rを用いて高応答に回転子位置を推定しつつ、回転速度の推定誤差などに起因する回転子位置の推定誤差を、回転子位置θ_{ｒ，ｍｅｓ}を用いて補正することができる。従って実施の形態３に係る回転機の制御装置１００Ｂは、実施の形態１，２の効果に加えて、推定回転速度ω^＾ _rの誤差がある場合でも安定して回転機を駆動できるといった、従来にない顕著な効果を奏する。

実施の形態４．
　図８は本発明の実施の形態４に係る回転機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態３では、回転機１に設けられるホールセンサが用いられ、ホールセンサで検出される回転子位置θ_{ｒ，ｍｅｓ}を利用して、回転速度の推定誤差などに起因する回転子位置の推定誤差が補正される。ここで、回転機の制御装置自体が位置検出器として回転子位置を推定する構成とすれば、回転子位置を検出するためのホールセンサが不要となる。実施の形態４に係る回転機の制御装置１００Ｃは、回転機１に設けられるホールセンサすなわち図６に示す位置検出器８の代わりに、位置検出器１０を備える。また回転機の制御装置１００Ｃは、図６に示す位置演算器９の代わりに位置演算器１１を備える。回転機の制御装置１００Ｃは、位置演算器１１を用いて推定された回転子位置から回転速度の推定誤差などに起因する回転子位置の推定誤差を補正して安定に回転機を駆動するように構成されている。その他の構成については、実施の形態３の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

　位置検出器１０は、回転機電圧指令ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊と回転機電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗと推定回転子位置θ^＾ _ｒとを用いて、回転子位置の推定誤差－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）を演算し、位置演算器１１は、回転子位置の推定誤差－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）と推定回転速度ω^＾ _rとから推定回転子位置θ^＾ _ｒを演算する。

　図９は図８に示す位置検出器の構成を示す図である。位置検出器１０は、三相－二相変換器１００１、三相－二相変換器１００２、回転座標変換器１００３、鎖交磁束インダクタンス交流分演算器１００４、鎖交磁束インダクタンス交流分推定器１００５及び回転子位置推定誤差演算器１００６を備える。

　三相－二相変換器１００１は、三相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊を静止二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊に変換する。

　三相－二相変換器１００２は、三相座標上の回転機電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを静止二相座標上の回転機電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβに変換する。

　回転座標変換器１００３は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを用いて、静止二相座標上の回転機電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβを回転二相座標上のｄ－ｑ軸電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑへ回転座標変換する。

　次に鎖交磁束インダクタンス交流分演算器１００４の動作について説明する。ここで、鎖交磁束インダクタンス交流分とは、インダクタンス交流分と回転機電流によって生成される鎖交磁束を指す。具体的には、上記（８）式、（９）式及び（１０）式の回転機のモデルにおいて、鎖交磁束Ψ_ｓ ^ｄｑは、回転子位置によって変化しないインダクタンス直流分Ｌ_ｓｄｃの項と、回転子位置によって変化するインダクタンス交流分Ｌ_ｍａｃの項に分けて、下記（４４）式で表される。

　上記（４４）式の第２項が、鎖交磁束インダクタンス交流分である。鎖交磁束インダクタンス交流分を演算するため、まず、鎖交磁束インダクタンス交流分演算器１００４では、回転機の鎖交磁束Ψ_ｓ ^ｄｑが下記（４５）式により演算される。下記（４５）式のＲ_ｓは巻線抵抗である。

　また、上記（４５）式の積分は、ラプラス変換におけるｓ領域において下記（４６）式で表される。

　回転機の鎖交磁束Ψ_ｓ ^αβを積分で演算する場合、通常は初期値が不明であるため、回転機の鎖交磁束Ψ_ｓ ^αβの基本波周波数成分に対して十分にカットオフ周波数の低いハイパスフィルタ（Ｈｉｇｈ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ：ＨＰＦ）を利用する。そのＨＰＦの伝達関数は、カットオフ周波数をω_ｈｐｆとして下記（４７）式で表される。

　このＨＰＦを上記（４６）式に適用すると、鎖交磁束Ψ_ｓｈｐｆ ^αβは下記（４８）式で計算される。

　上記（４８）式を変形すると下記（４９）式となる。

　さらに、鎖交磁束インダクタンス交流分演算器１００４は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを用いて、静止二相座標上での鎖交磁束Ψ_ｓｈｐｆ ^αβを、回転二相座標上での鎖交磁束Ψ_ｓｈｐｆ ^ｄｑへ回転座標変換する。回転座標上での鎖交磁束インダクタンス交流分Ψ_{ｓａｃ，ｃａｌｃ} ^ｄｑは、上記（４４）式に従って、下記（５０）式で演算される。下記（５０）式で演算される鎖交磁束インダクタンス交流分Ψ_{ｓａｃ，ｃａｌｃ} ^ｄｑは、以下では鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と称する。

　鎖交磁束インダクタンス交流分推定器１００５は、下記（５１）式に示すように、推定回転子位置θ^＾ _ｒと回転機電流ｉ_ｓ ^ｄｑとを用いて、上記（４４）式の第２項である鎖交磁束インダクタンス交流分を推定する。

　ここで、上記（５１）式では、制御座標角度θ_ｓとして推定回転子位置θ^＾ _ｒを用いているので、上記（５１）式は下記（５２）式に示すように簡略化される。

　上記（５２）式のΨ^＾ _ｓａｃ ^ｄｑは、実施の形態４に係る回転機の制御装置１００Ｃで演算される鎖交磁束インダクタンス交流分推定値である。

　回転子位置推定誤差演算器１００６は、鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と鎖交磁束インダクタンス交流分推定値とを用いて、回転子位置の推定誤差－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）を演算する。ここで、鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と鎖交磁束インダクタンス交流分推定値との外積は、上記（５０）式すなわち上記（４４）式の第２項を演算した値と、上記（５１）式とを用いて、下記（５３）式で表される。

　ここで、回転子位置の推定値と真値がおよそ等しい、すなわちθ^＾ _ｒ≒θ_ｒとすると、回転子位置の推定誤差は下記（５４）式で演算できる。

　図１０は図８に示す位置演算器の構成を示す図である。位置演算器１１は、推定回転速度ω^＾ _rを積分して、積分された推定回転速度を用いて推定回転子位置θ^＾ _ｒを演算する。併せて、位置演算器１１は、回転子位置の推定誤差－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）を零にするようにＰＩ制御が行われる。位置演算器１１によれば、推定回転速度ω^＾ _rを用いて高応答に回転子位置を推定しつつ、回転速度の推定誤差などに起因する回転子位置の推定誤差を、推定した回転子位置を用いて補正することができる。従って実施の形態４に係る回転機の制御装置１００Ｃは、実施の形態１，２の効果に加えて、実施の形態３のホールセンサを用いることなく、推定回転速度ω^＾ _rの誤差がある場合でも安定して回転機を駆動できるといった、従来にない顕著な効果を奏する。また、実施の形態４で演算される鎖交磁束インダクタンス交流分は、二相両方の成分を持っているため、この鎖交磁束インダクタンス交流分を用いることによって、回転機電流の片側の相が零の場合でも回転子位置の推定が可能である。すなわち、電流の通電方向に依存せずに回転子位置の推定が可能である。また、実施の形態４に係る回転機の制御装置１００Ｃでは、通電方向によって重み付けを行う必要もない。従って実施の形態４に係る回転機の制御装置１００Ｃは、回転機の通電方向に依らず簡単な構成で回転子位置を推定できる、といった従来にない顕著な効果を奏する。

　ここで、鎖交磁束インダクタンス交流分推定値は、静止二相座標でも演算することができる。上記（８）式及び（９）式の回転機のモデルを用いれば、静止二相座標での鎖交磁束インダクタンス交流分は下記（５５）式で表すことができる。

　また、上記（５５）式を用いて、鎖交磁束インダクタンス交流分推定値は下記（５６）式で表すことができる。

　静止二相座標上の鎖交磁束インダクタンス交流分の演算値は、鎖交磁束の上記（４９）式と、上記（５）式及び（６）式の回転機のモデルとを用いれば、下記（５７）式で得られる。

　静止二相座標においても、回転二相座標の場合と同様にして、回転子位置の推定誤差は、鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と鎖交磁束インダクタンス交流分推定値とを用いて、下記（５８）式で演算される。

　上記（５８）式を用いれば、回転二相座標の場合と同様に、静止二相座標でも回転子位置を推定できる。しかしながら実際のインダクタンスの変化は、正確には２θ_ｒの正弦関数又は余弦関数とはならず、推定回転子位置に誤差が発生する。また、静止二相座標では、上記（５６）式の鎖交磁束インダクタンス交流分推定値を演算するために２θ_ｒの正弦関数と余弦関数が必要であり、制御演算量が多くなる。このような問題を解消するため、実施の形態４に係る回転機の制御装置１００Ｃは、少ない制御演算量で正確に回転子位置を推定できるように、回転二相座標において、鎖交磁束インダクタンス交流分を演算し、さらに鎖交磁束インダクタンス交流分を推定している。また、回転二相座標上での鎖交磁束インダクタンス交流分の演算式である上記（５２）式は、回転座標上のｄ軸におけるインダクタンス値と、回転座標上のｑ軸におけるインダクタンス値とを使用しているため、回転子位置の電気角をθ_ｒとしたときに、インダクタンスを２θ_ｒの正弦関数又は余弦関数で表す必要がない。従って、実際の回転機のインダクタンスは正確には２θ_ｒの正弦関数又は余弦関数とならないことによる回転子推定誤差が発生しない。また、実施の形態４では、鎖交磁束インダクタンス交流分の推定に、２θ_ｒの正弦関数と余弦関数を必要としない。従って、実施の形態４に係る回転機の制御装置１００Ｃは、少ない制御演算量で正確に回転子位置を推定できる、といった従来にない顕著な効果を奏する。

実施の形態５．
　図１１は本発明の実施の形態５に係る回転機の制御装置の構成を示す図である。実施の形態４に係る回転機の制御装置１００Ｃは、鎖交磁束インダクタンス交流分の演算値及び推定値を用いて回転子位置を推定している。これに対して実施の形態５に係る回転機の制御装置１００Ｄは、鎖交磁束インダクタンス交流分の演算値と通電角度と回転子位置とを用いて回転子位置を推定するように構成されている。回転機の制御装置１００Ｄは、図８に示す位置検出器１０の代わりに、位置検出器１２を備える。その他の構成については、実施の形態４の構成と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付して、重複する説明は省略する。

　図１２は図１１に示す位置検出器の構成を示す図である。位置検出器１２は、三相－二相変換器１２０１、三相－二相変換器１２０２、鎖交磁束インダクタンス交流分演算器１２０３、通電角度演算器１２０４、鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトル推定器１２０５及び回転子位置推定誤差演算器１２０６を備える。

　三相－二相変換器１２０１は、三相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊を静止二相座標上の回転機電圧指令ｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊に変換する。

　三相－二相変換器１２０２は、三相座標上の回転機電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを静止二相座標上の回転機電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβに変換する。

　鎖交磁束インダクタンス交流分演算器１２０３は、実施の形態４と同様に、鎖交磁束インダクタンス交流分を演算する。ただし、実施の形態４では、上記（５７）式に示されるように、静止二相座標上の鎖交磁束インダクタンス交流分の演算値が演算される。

　一方、上記（５５）式に示す鎖交磁束インダクタンス交流分は、上記（３１）式で演算される回転機電流を用いると、下記（５９）式で表される。

　上記（５９）式に示す鎖交磁束インダクタンス交流分は、回転子位置から回転機電流の通電角度を減じた位相で回転している。また、上記（５９）式のｅ_Ψｓａｃ ^αβを鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトルと称する。鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトルｅ_Ψｓａｃ ^αβは、鎖交磁束インダクタンス交流分と同方向のベクトルである。

　通電角度演算器１２０４は、回転二相座標上の電流指令ｉ_ｓｄ ^＊，ｉ_ｓｑ ^＊から、電流指令と実際の回転子位置との成す角度を示す通電角の指令である通電角度指令φ_ｉ ^＊を下記（６０）式により演算する。

　鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトル推定器１２０５は、下記（６１）式により、通電角度指令φ_ｉ ^＊と推定回転子位置θ^＾ _ｒとを用いて、鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトル推定値ｅ^＾ _Ψｓａｃ ^αβを演算する。

　回転子位置推定誤差演算器１２０６は、鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトル推定値とから、回転子位置の推定誤差－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）を演算する。鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトル推定値との外積は、通電角度φ_ｉと通電角度指令φ_ｉ ^＊とが等しいと仮定すると、下記（６２）式で表される。なお、鎖交磁束インダクタンス交流分演算値は、上記（５５）式を、回転機電圧指令と回転機電流を用いて、上記（４９）式及び（５０）式により演算したものである。

　ここで、回転子位置の推定値と真値がおよそ等しい、すなわちθ^＾ _ｒ≒θ_ｒとすると、回転子位置の推定誤差は下記（６３）式で演算できる。

　従って実施の形態５に係る回転機の制御装置１００Ｄは、実施の形態１，２の効果に加えて、実施の形態３のホールセンサを用いることなく、推定回転速度ω^＾ _rの誤差がある場合でも安定して回転機を駆動できるといった、従来にない顕著な効果を奏する。また実施の形態５に係る回転機の制御装置１００Ｄは、鎖交磁束インダクタンス交流分と同方向のベクトルを用いて、すなわち上記（５９）式及び（６１）式を用いて鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトル推定値を演算できる。なお、鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトル推定値は、上記（６１）式に示すように、通電角度指令φ_ｉ ^＊と推定回転子位置θ^＾ _ｒとを用いて演算される。鎖交磁束インダクタンス交流分及び鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトルは二相両方の成分を持っているため、鎖交磁束インダクタンス交流分及び鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトルを用いることによって、電流の通電方向に依存せずに位置推定が可能である。また、実施の形態５に係る回転機の制御装置１００Ｄでは、通電方向によって重み付けを行う必要もない。従って実施の形態５に係る回転機の制御装置１００Ｄは、回転機の通電方向に依らず簡単な構成で回転子位置を推定できる、といった従来にない顕著な効果を奏する。

　実施の形態１から５に係る回転機の制御装置１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄが備える各機能は処理回路を用いて実現することができる。各機能とは、電流検出器２、電圧印加器６、速度推定器３，７、位置演算器４，９，１１、位置検出器１０，１２及び制御器５である。

　図１３は本発明の実施の形態１から５に係る回転電機の制御装置の第１のハードウェア構成例を示す図である。図１３には専用処理回路１３のような専用のハードウェアにより上記の処理回路を実現する例が示される。図１３に示すように専用のハードウェアを利用する場合、専用処理回路１３は、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又はこれらを組み合わせたものが該当する。上記の各機能のそれぞれを、処理回路で実現してもよいし、まとめて処理回路で実現してもよい。

　図１４は実施の形態１から５に係る回転電機の制御装置の第２のハードウェア構成例を示す図である。図１４にはプロセッサ１４及び記憶装置１５により上記の処理回路を実現する例が示される。図１４に示すようにプロセッサ１４及び記憶装置１５を利用する場合、上記の各機能のそれぞれは、ソフトウェア、ファームウェア又はこれらの組合せにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアはプログラムとして記述され、記憶装置１５に記憶される。プロセッサ１４は記憶装置１５に記憶されたプログラムを読み出して実行する。またこれらのプログラムは、上記の各機能のそれぞれが実行する手順及び方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。記憶装置１５は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、又はＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった半導体メモリが該当する。半導体メモリは不揮発性メモリでもよいし揮発性メモリでもよい。また記憶装置１５は、半導体メモリ以外にも、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク又はＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）が該当する。

　また上記の各機能のそれぞれは、一部をハードウェアで実現し、一部をソフトウェア又はファームウェアで実現してもよい。具体例としては、電流検出器２、電圧印加器６及び位置検出器８は専用のハードウェアを用いてその機能が実現され、速度推定器３，７、位置演算器４，９，１１、位置検出器１０，１２及び制御器５はプロセッサ１４及び記憶装置１５を用いてその機能が実現される。

　実施の形態１から５では、回転機のトルクに対する電流指令は、実効値すなわち回転機の銅損が最小になるように選定されたが、鎖交磁束又は損失が小さくなるように設定してもよいことは言うまでもない。また実施の形態１及び実施の形態２のオブザーバでは、上記（１９）式のモデル、又は（２０）式及び（２１）式のモデルに基づき、状態変数としての鎖交磁束が用いられたが、上記（１６）式のモデル又は上記（１７）式のモデルに基づき、状態変数として回転機電流も用いてもよい。また、運動起電力を抽出するために、実施の形態１では適応オブザーバが用いられ、実施の形態２では外乱オブザーバが用いているが、上記（１６）式及び（１７）式のそれぞれの第３項に示す運動起電力、又は上記（１９）式及び（２０）式のそれぞれの第２項に示す運動起電力は、回転機の電圧及び電流から演算しても良い。また実施の形態３では、位置検出器８としてホールセンサを用いた例を説明したが、ホールセンサの代わりに、レゾルバ、エンコーダなどの位置検出器を利用してもよい。また実施の形態１から５では、説明を分かりやすくするため、制御器５、速度推定器３，７及び位置検出器１２において、回転機の電圧及び電流の座標変換が重複して行われているが、これらの座標変換は、制御器５、速度推定器３，７及び位置検出器１２に共通の機能で実施してもよい。また実施の形態１から５では、同期リラクタンスモータが用いられているが、回転機１は、インダクタンスが回転子位置によって変化するものであればよく、表面磁石同期モータ、埋込磁石同期モータなどでもよい。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　回転機、２　電流検出器、３，７　速度推定器、４，９，１１　位置演算器、５　制御器、６　電圧印加器、８，１０，１２　位置検出器、１３　専用処理回路、１４　プロセッサ、１５　記憶装置、１００，１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ　制御装置、３０１，３０２，５０５，１００１，１００２，１２０１，１２０２　三相－二相変換器、３０３，３０４，５０６，１００３　回転座標変換器、３０５　適応オブザーバ、３０６　適応推定器、５０１　電流指令演算器、５０２　ｄ－ｑ電流制御器、５０３　回転座標逆変換器、５０４　二相－三相変換器、７０１　外乱オブザーバ、７０２　速度演算器、１００４，１２０３　鎖交磁束インダクタンス交流分演算器、１００５　鎖交磁束インダクタンス交流分推定器、１００６，１２０６　回転子位置推定誤差演算器、１２０４　通電角度演算器、１２０５　鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトル推定器。

Claims

　インダクタンスが回転子の回転位置である回転子位置によって変化するインダクタンス交流分を有する回転機を制御する回転機の制御装置であって、
　前記回転機に流れる回転機電流を検出する電流検出器と、
　前記インダクタンスが前記回転子の位置によって変化することで生じる誘起電圧である運動起電力に基づいて、前記回転子の回転速度の推定値である推定回転速度を演算する速度推定器と、
　前記推定回転速度を用いて前記回転子位置の推定値である推定位置を演算する位置演算器と、
　前記回転機電流と前記推定位置とに基づいて、前記回転機を駆動するための回転機電圧指令を出力する制御器と、
　前記回転機電圧指令に基づいて前記回転機に電圧を印加する電圧印加器とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
　前記誘起電圧が、各相の電流値と当該電流値の微分値とのそれぞれに各相のインダクタンス値を乗じて得られる第１の電圧成分と、各相のインダクタンスの微分値と各相の電流値との積によって得られる第２の電圧成分とから構成され、
　前記速度推定器は、
　前記第２の電圧成分に基づいて前記推定回転速度を演算することを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
　前記誘起電圧は、前記回転機の回転速度と、前記インダクタンスのうち前記回転子の位置によって変化するインダクタンス交流分と、前記回転機電流とを乗じた電圧を含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の回転機の制御装置。
　前記誘起電圧は、前記回転子位置に基づいた回転二相座標において二相両方の成分を持つことを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の回転機の制御装置。
　前記誘起電圧は、前記回転子位置に基づいた回転二相座標において、前記回転機電流の二相の値を入れ替えて等しい係数を乗じたものであることを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の回転機の制御装置。
　回転二相座標上の回転機電流をｉ_ｓ ^ｄｑとし、回転二相座標上の鎖交磁束をΨ_ｓ ^ｄｑとし、回転子の回転速度をω_rとし、ｄ軸インダクタンスをＬ_ｓｄとし、ｑ軸インダクタンスをＬ_ｓｑとしたとき、前記インダクタンス交流分を下記（１）式に示すＬ_ｍａｃとしたとき、
　前記誘起電圧は、下記（２）式に示す第１の運動起電力項であるｖ_ｅｍｆ１ ^ｄｑを含み又は下記（３）式に示す第２の運動起電力項であるｖ_ｅｍｆ２ ^ｄｑを含むことを特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の回転機の制御装置。
　前記速度推定器は、
　前記回転機の鎖交磁束又は前記回転機電流を状態変数としてオブザーバを用いて推定し、前記誘起電圧に関する状態変数の推定誤差から前記回転子の速度を推定することを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の回転機の制御装置。
　前記速度推定器は、
　２次元オブザーバを用いて前記回転機の鎖交磁束又は前記回転機電流を推定することを特徴とする請求項７に記載の回転機の制御装置。
　前記オブザーバは、制御座標が回転する角速度で回転する回転二軸座標において、前記制御座標が回転する角速度に比例する前記回転機の第１の誘起電圧と、前記回転機の回転速度に比例する第２の誘起電圧とを演算し、前記第２の誘起電圧から回転子の回転速度を推定することを特徴とする請求項７又は８に記載の回転機の制御装置。
　回転二相座標上の回転機電流をｉ_ｓ ^ｄｑとし、回転二相座標上の鎖交磁束をΨ_ｓ ^ｄｑとし、回転二相座標上の回転機電流の推定値をｉ_ｓ ^＾ｄｑとし、回転二相座標上の鎖交磁束の推定値をΨ_ｓ ^＾ｄｑとし、前記インダクタンス交流分を下記（４）式に示すＬ_ｍａｃとしたとき、下記（４）式のＬ_ｓｄをｄ軸インダクタンスとし、下記（４）式のＬ_ｓｑをｑ軸インダクタンスとしたとき、
　前記速度推定器は、前記回転速度を、下記（５）式又は下記（６）式を含んだ演算式で演算することを特徴とする請求項７から９の何れか一項に記載の回転機の制御装置。
　前記速度推定器は、
　外乱オブザーバを用いて前記誘起電圧を推定することを特徴とする請求項１から６の何れか一項に記載の回転機の制御装置。
　前記回転子位置を検出又は推定する位置検出器を備え、
　前記位置演算器は、
　前記位置検出器で検出又は推定された前記回転子位置と、前記推定回転速度とを用いて前記回転子位置を演算することを特徴とする請求項１から１１の何れか一項に記載の回転機の制御装置。
　前記位置検出器は、
　前記インダクタンス交流分と、前記回転機電流によって生成される鎖交磁束インダクタンス交流分とを用いて回転子位置を推定することを特徴とする請求項１２に記載の回転機の制御装置。
　前記回転機のインダクタンスは、前記回転子位置によって変化しない第１の成分と、前記回転子位置の電気角の２倍の周波数で変化する第２の成分とから構成され、
　前記インダクタンス交流分は、前記第２の成分であることを特徴とする請求項１３に記載の回転機の制御装置。
　前記位置検出器は、
　前記回転機電圧指令及び前記回転機電流から演算された前記鎖交磁束インダクタンス交流分である鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と、前記回転機電流、前記インダクタンス交流分及び前記回転子位置から推定された前記鎖交磁束インダクタンス交流分である鎖交磁束インダクタンス交流分推定値とを用いて、前記回転子位置を推定することを特徴とする請求項１３又は１４に記載の回転機の制御装置。
　前記位置検出器は、
　前記鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と前記鎖交磁束インダクタンス交流分推定値の外積から前記回転子位置の推定誤差を演算することを特徴とする請求項１５に記載の回転機の制御装置。
　前記位置検出器は、
　前記鎖交磁束インダクタンス交流分を前記回転機の回転に同期した回転座標上で演算又は推定することを特徴とする請求項１３から１６の何れか一項に記載の回転機の制御装置。
　前記位置検出器は、
　前記回転機電圧指令及び前記回転機電流から演算した鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と、前記回転機電流と前記回転子位置との角度差である通電角度と、前記回転子位置とから前記回転子位置を推定することを特徴とする請求項１３又は１４に記載の回転機の制御装置。
　前記位置検出器は、
　前記通電角度及び前記回転子位置から前記鎖交磁束インダクタンス交流分と同方向のベクトルである鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトルを推定し、
　前記鎖交磁束インダクタンス交流分演算値と、推定された前記鎖交磁束インダクタンス交流分ベクトルの推定値との外積から前記回転子位置の推定誤差を演算することを特徴とする請求項１８に記載の回転機の制御装置。