[go: up one dir, main page]

WO2019058929A1 - 溶接電源装置 - Google Patents

溶接電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2019058929A1
WO2019058929A1 PCT/JP2018/032366 JP2018032366W WO2019058929A1 WO 2019058929 A1 WO2019058929 A1 WO 2019058929A1 JP 2018032366 W JP2018032366 W JP 2018032366W WO 2019058929 A1 WO2019058929 A1 WO 2019058929A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
output
circuit
ignition
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2018/032366
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
雄一 宮島
道隆 藤堂
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Daihen Corp
Original Assignee
Daihen Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Daihen Corp filed Critical Daihen Corp
Publication of WO2019058929A1 publication Critical patent/WO2019058929A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
    • B23K9/00—Arc welding or cutting
    • B23K9/06—Arrangements or circuits for starting the arc, e.g. by generating ignition voltage, or for stabilising the arc
    • B23K9/073—Stabilising the arc

Definitions

  • the present disclosure relates to a welding power supply for AC arc welding.
  • a welding power source which applies a high voltage at the timing when the polarity of output current switches in order to suppress arc breakage.
  • the said high voltage is for improving the re-ignition property at the time of polarity switching, and, below, describes it as "re-ignition voltage.”
  • An example of a conventional welding power supply device is disclosed in JP-A-2017-24061.
  • FIG. 10 shows the entire configuration of a welding system including an example of a welding power supply.
  • the welding system shown in FIG. 10 includes a welding torch B and a welding power supply A 100 for supplying power to the welding torch B.
  • Welding power supply device A 100 converts alternating current power input from commercial power supply D into direct current power by rectification and smoothing circuit 1, and converts it into high frequency power by inverter circuit 2.
  • the high frequency power after conversion is transformed by the transformer 3, further converted into DC power by the rectifying and smoothing circuit 5, and converted into AC power by the inverter circuit 7.
  • the re-ignition circuit 6 applies a re-ignition voltage when the polarity of the output current of the welding power supply device A 100 switches.
  • the reignition circuit 6 has a charging circuit 63.
  • Control circuit 800 controls the switching of inverter circuit 2 in order to perform feedback control such that the output current of welding power supply device A 100 detected by current sensor 91 becomes the target current. Further, control circuit 800 controls the switching of inverter circuit 7 in order to switch the polarity of the output current of welding power supply device A100. Furthermore, the control circuit 800 controls the charging circuit 63 and the discharging circuit 64 to control the timing of charging and discharging of the reignition voltage. In welding power supply device A100, the reignition voltage is applied when the polarity of the output current of welding power supply device A100 is switched.
  • the control circuit 800 performs feedback control based on the output current of the welding power supply device A 100 detected by the current sensor 91. However, since the overshooted output current is fed back, control is performed to largely suppress the output of the inverter circuit 2 Do.
  • the output of the inverter circuit 7 is also suppressed.
  • an overshoot occurs in the output current of welding power supply device A100, and an undershoot occurs.
  • undershoot means a state in which the target current is exceeded on the opposite side after the output current greatly exceeds the target current.
  • FIG. 11 is a time chart before and after application of the re-ignition voltage, and shows the waveform of each signal of welding power supply device A100.
  • FIG. 6A shows a switching drive signal for switching the output polarity of the inverter circuit 7.
  • the figure (b) has shown the discharge circuit drive signal input into the discharge circuit 64. As shown in FIG. The discharge circuit drive signal is turned on when the switching drive signal is switched from on to off at time t11, and continues to be on until time t13. During this time, the re-ignition voltage is applied.
  • FIG. 7D shows the target current of feedback control in the control circuit 800.
  • the target current is 5A. Therefore, in the steady state, the output current is controlled to 5A.
  • the output current detected by the current sensor 91 is made an absolute value by an absolute value circuit and used for feedback control. Therefore, when the current flows from the output terminal a toward the inverter circuit 7, the output current is controlled to -5A.
  • the output control drive signal is a PWM signal generated based on the deviation between the absolute value of the output current (see (c) in the figure) detected by the current sensor 91 and the target current (see (d) in the figure). .
  • the output current decreases from when the switching drive signal is switched from on to off at time t11. Then, since the re-ignition current flows in the same direction as the output current from when the output current passes zero and changes in polarity at time t12, the output current increases in the negative direction with the addition of the re-ignition current.
  • the re-ignition current is, for example, about -20 A. As a result, an overshoot occurs in the output current (see (c) time t12 to time t13 in the same figure).
  • the re-ignition current flows.
  • the absolute value of the output current becomes larger than the target current, the deviation becomes smaller and the pulse width of the output control drive signal becomes smaller. Since the output current is significantly larger than the target current due to the addition of the re-ignition current, the pulse width of the output control drive signal is extremely small (see FIG. 6E). As a result, the output of the inverter circuit 2 is suppressed, the DC power input to the inverter circuit 7 is also reduced, and the output current is reduced.
  • connection line 4 is provided which connects the center tap of the secondary winding 3b of the transformer 3 and the output terminal b. Further, an output line of the discharge circuit 64 is connected to the connection line 4.
  • the connection line 4 in the range closer to the center tap than this connection point can detect the current before the re-ignition current is added.
  • the current sensor when the current sensor is disposed in this range, the current sensor can not appropriately detect the current due to the influence of the high frequency which is superimposed on the connection line 4 by the transformer 3. Therefore, as shown in FIG. 10 (see reference numeral 91), the current sensor has to be disposed at a position after the re-ignition current is added.
  • the present disclosure has been proposed under the circumstances described above. Based on the teachings of the present disclosure, it is possible to provide a welding power supply capable of suppressing the occurrence of an undershoot even if an overshoot occurs in the output current due to the application of the reignition voltage.
  • a welding power supply provided by a first aspect of the present disclosure includes: a first inverter circuit for controlling an output current to a welding load; and a rectifier circuit that rectifies high-frequency power output from the first inverter circuit. And a second inverter circuit that converts DC power output from the rectifier circuit into AC power and outputs the AC power to the welding load, and switches the welding load when the polarity of the output current to the welding load is switched.
  • the current sensor Based on the re-ignition circuit applying re-ignition voltage to the output, the current sensor detecting the detection current based on the output current to the welding load, and the deviation between the detection current detected by the current sensor and the target current
  • a first connection line connecting an output terminal of the second inverter circuit and the welding load, and a first connecting line for the re-ignition circuit to apply a re-ignition voltage The deviation is detected by detecting, as the detection current, a current obtained by subtracting the current flowing through the second connection line from the current flowing through the first connection line. Adjust the According to this configuration, the current sensor detects the detection current by subtracting the re-ignition current flowing through the second connection line from the output current to the welding load flowing through the first connection line.
  • the detection current is a current obtained by canceling the re-ignition current from the output current, overshoot does not occur in the detection current, and it is possible to prevent the deviation from being reduced by the re-ignition current. Therefore, undershooting of the output current can be prevented when the re-ignition voltage is not applied.
  • the current sensor is a magnetic core in which the first connection line and the second connection line are inserted such that the re-ignition current flows in the opposite directions. And a detection coil which is wound around the magnetic core and detects the detection current. According to this configuration, the current sensor can appropriately detect a current obtained by canceling the re-ignition current from the output current as a detection current. In addition, it is not necessary to provide another sensor or change the control method. Therefore, it is possible to easily take measures against undershoot.
  • the current sensor includes a first current sensor that detects a first current flowing through the first connection line, and a second current flowing through the second connection line.
  • the current sensor can appropriately detect a current obtained by canceling the re-ignition current from the output current as a detection current. Also, there is no need to lead the second connection line close to the first connection line.
  • the detection current is an output current to the welding load
  • the control circuit controls the target current while the re-ignition circuit applies a re-ignition voltage. Adjust the deviation by increasing. According to this configuration, even if the re-ignition current flows when the re-ignition voltage is applied and the output current is increased, the target current is also increased, so that the deviation can be suppressed from being reduced. Therefore, when the re-ignition voltage is not applied, the occurrence of undershoot of the output current can be suppressed.
  • the control circuit switches the target current to a current obtained by adding a predetermined current while the re-ignition circuit applies a re-ignition voltage.
  • the predetermined current by setting the predetermined current according to the re-ignition current, it is possible to prevent the occurrence of the undershoot of the output current. Further, since the target current is merely switched to the current obtained by adding the predetermined current, the setting is easy as compared with the case where the target current is changed according to the re-ignition current.
  • the control circuit does not increase the target current if the target current is larger than a predetermined current value. According to this configuration, it is possible to prevent control disturbance due to unnecessary change of the target current when overshoot does not occur, while taking measures against undershoot when overshoot occurs in the output current.
  • the deviation between the detection current and the target current is adjusted by adjusting the detection current or the target current.
  • the pulse width of the output control drive signal becomes extremely small, and it is possible to prevent the output of the second inverter circuit from being suppressed excessively. Therefore, when the re-ignition voltage is not applied, the occurrence of undershoot of the output current can be suppressed.
  • FIG. 1 to 4 are views for explaining the welding power source device according to the first embodiment.
  • FIG. 1 shows the entire configuration of a welding system including a welding power supply A1.
  • Fig.2 (a) is a circuit diagram which shows an example of the charging circuit 63 of welding power supply device A1.
  • FIG.2 (b) is a circuit diagram which shows an example of the discharge circuit 64 of welding power supply device A1.
  • FIG.2 (c) is a simplification figure which shows an example of the electric current detection means of welding power supply device A1.
  • the current detection means of the present embodiment is constituted by a single current sensor 91.
  • FIG. 3 is a time chart for explaining the control of the reignition circuit 6, and shows the waveforms of the respective signals of the welding power supply device A1.
  • FIG. 4 is a time chart before and after re-ignition voltage application, and shows the waveform of each signal of the welding power source device A1.
  • the welding system comprises a welding power supply A1 and a welding torch B.
  • the welding system is, for example, a TIG welding system that performs AC arc welding.
  • Welding power supply device A1 converts AC power input from commercial power supply D and outputs the converted power from output terminals a and b.
  • One output terminal a is connected to the workpiece W by a cable.
  • the other output terminal b is connected to the electrode of the welding torch B by a cable. Due to the power supply of the welding power supply device A1, an arc is generated between the tip of the electrode of the welding torch B and the workpiece W, and welding is performed by the heat of the arc.
  • the combination of the welding torch B, the workpiece W and the generated arc is the load (welding load) of the welding power supply A1.
  • Welding power supply device A1 includes rectifying and smoothing circuit 1, first inverter circuit 2, transformer 3, rectification and smoothing circuit 5, reignition circuit 6, second inverter circuit 7, control circuit 8, current sensor (current detection means) 91 and a voltage sensor 92.
  • the rectifying and smoothing circuit 1 converts AC power input from a commercial power source D into DC power and outputs the DC power.
  • the rectifying and smoothing circuit 1 includes a rectifying circuit that rectifies an alternating current and a smoothing capacitor that smoothes.
  • the inverter circuit 2 is, for example, a single phase full bridge type PWM control inverter, and includes four switching elements.
  • the inverter circuit 2 switches the switching element in accordance with the output control drive signal input from the control circuit 8, thereby converting the DC power input from the rectifying and smoothing circuit 1 into high frequency power and outputting it.
  • the inverter circuit 2 may be of any type as long as it converts DC power to high frequency power, and may be, for example, a half bridge type or may be an inverter circuit of another configuration.
  • the transformer 3 transforms the high frequency voltage output from the inverter circuit 2 and outputs it to the rectifying and smoothing circuit 5.
  • the transformer 3 includes a primary winding 3a, a secondary winding 3b, and an auxiliary winding 3c. Each input terminal of the primary side winding 3 a is connected to each output terminal of the inverter circuit 2. Each output terminal of the secondary side winding 3 b is connected to each input terminal of the rectifying and smoothing circuit 5.
  • a center tap is provided in the secondary winding 3b separately from the two output terminals. The center tap of the secondary winding 3 b is connected to the output terminal b by the connection wire 4.
  • the output voltage of the inverter circuit 2 is transformed according to the turns ratio of the primary winding 3 a and the secondary winding 3 b, and is input to the rectifying and smoothing circuit 5.
  • Each output terminal of the auxiliary winding 3 c is connected to each input terminal of the charging circuit 63.
  • the output voltage of the inverter circuit 2 is transformed according to the turns ratio of the primary winding 3 a and the auxiliary winding 3 c, and is input to the charging circuit 63. Since secondary winding 3b and auxiliary winding 3c are insulated with respect to primary winding 3a, current from commercial power source D is prevented from flowing to the secondary circuit and charging circuit 63. be able to.
  • the rectifying and smoothing circuit 5 converts high frequency power input from the transformer 3 into direct current power and outputs it.
  • the rectifying and smoothing circuit 5 includes a full-wave rectifier circuit that rectifies a high frequency current and a DC reactor that smoothes.
  • the inverter circuit 7 is, for example, a single phase half bridge PWM control inverter, and includes two switching elements.
  • the output terminal of the inverter circuit 7 is connected to the output terminal a.
  • the inverter circuit 7 switches the switching element according to the switching drive signal input from the control circuit 8 to output the potential of the output terminal of the inverter circuit 7 (potential of the output terminal a) to the positive side of the rectifying and smoothing circuit 5 It alternately switches between the potential of the terminal and the potential of the output terminal on the negative electrode side.
  • the inverter circuit 7 converts the DC power input from the rectifying and smoothing circuit 5 into AC power and outputs it.
  • the inverter circuit 7 switches the polarity of the output current by switching the potential of the output terminal a.
  • the inverter circuit 7 should just convert direct current power into alternating current power, and may be an inverter circuit of another configuration.
  • the re-ignition circuit 6 is disposed between the rectifying and smoothing circuit 5 and the inverter circuit 7 and between the output terminals a and b of the welding power supply A1 when the polarity of the output current of the welding power supply A1 is switched. Apply re-ignition voltage to. Generally, from the positive polarity in which the output terminal a (workpiece W) is positive and the output terminal b (welding torch B) is negative, the output terminal a (workpiece W) is negative and the output terminal b (welding torch) It is known that arc breakage tends to occur when B) switches to the reverse polarity which is positive.
  • the re-ignition voltage is applied only when the positive polarity is switched to the reverse polarity, and the re-ignition voltage is not applied when the reverse polarity is switched to the positive polarity.
  • the reignition circuit 6 includes a diode 61, a reignition capacitor 62, a charging circuit 63, and a discharging circuit 64.
  • the diode 61 and the reignition capacitor 62 are connected in series and connected in parallel to the input side of the inverter circuit 7.
  • the anode terminal of the diode 61 is connected to the input terminal on the positive electrode side of the inverter circuit 7, and the cathode terminal is connected to one terminal of the reignition capacitor 62.
  • the diode 61 causes the reignition capacitor 62 to absorb the transient voltage of the input voltage of the inverter circuit 7.
  • One terminal of the reignition capacitor 62 is connected to the cathode terminal of the diode 61, and the other terminal is connected to the negative input terminal of the inverter circuit 7.
  • the re-ignition capacitor 62 is a capacitor having a predetermined capacitance or more, and is charged with the re-ignition voltage to be applied to the output of the welding power supply A1.
  • the reignition capacitor 62 is charged by the charging circuit 63 and discharged by the discharging circuit 64.
  • the charging circuit 63 is a circuit for charging the reignition capacitor 62 with the reignition voltage, and is connected in parallel to the reignition capacitor 62.
  • FIG. 2A shows an example of the charging circuit 63.
  • the charging circuit 63 includes a rectifying and smoothing circuit 63c and an isolated forward converter 63d.
  • the rectifying and smoothing circuit 63c includes a rectifying circuit that full-wave rectifies an AC voltage and a smoothing capacitor that smoothes, and converts a high frequency voltage input from the auxiliary winding 3c of the transformer 3 to a DC voltage Do.
  • the isolated forward converter 63 d boosts the DC voltage input from the rectifying and smoothing circuit 63 c and outputs the DC voltage to the reignition capacitor 62.
  • the isolated forward converter 63 d includes a drive circuit 63 a for driving the switching element 63 b.
  • the drive circuit 63a outputs a pulse signal for driving the switching element 63b based on a charge circuit drive signal input from a charge control unit 86 described later.
  • the drive circuit 63a outputs a predetermined pulse signal to the switching element 63b while the charge circuit drive signal is on (for example, a high level signal). Thereby, the reignition capacitor 62 is charged.
  • the drive circuit 63a does not output a pulse signal while the charge circuit drive signal is off (for example, a low level signal).
  • the charging circuit 63 switches between the state in which the re-igniting capacitor 62 is charged and the state in which it is not charged, based on the charging circuit drive signal.
  • the charge control unit 86 may directly input a pulse signal to the switching element 63b as a charge circuit drive signal without providing the drive circuit 63a.
  • the charging circuit 63 may be provided with a step-up chopper circuit or the like in place of the isolated forward converter 63 d.
  • the power supplied to the charging circuit 63 is not limited to the configuration supplied from the auxiliary winding 3 c of the transformer 3.
  • power may be supplied from the secondary winding 3b without providing the auxiliary winding 3c to the transformer 3, or may be supplied from another power supply. If the reignition capacitor 62 can be charged only by absorbing the transient voltage of the input voltage of the inverter circuit 7, the charging circuit 63 may not be provided.
  • the discharge circuit 64 discharges the re-ignition voltage charged in the re-ignition capacitor 62, and the connection point between the diode 61 and the re-ignition capacitor 62, the center tap and output of the secondary side winding 3b. It is connected between the terminal b and the connection line 4 that connects the terminal b.
  • FIG. 2B shows an example of the discharge circuit 64. As shown in FIG. As shown in FIG. 2B, the discharge circuit 64 includes a switching element 64a and a current limiting resistor 64b. In the present embodiment, the switching element 64a is an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the switching element 64a may be a bipolar transistor, a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), or the like.
  • the switching element 64 a and the current limiting resistor 64 b are connected in series and connected in series to the reignition capacitor 62.
  • the collector terminal of the switching element 64a is connected to one terminal of the current limiting resistor 64b, and the emitter terminal of the switching element 64a is connected to the connection line 4 by a connection line 64c.
  • the current limiting resistor 64b may be connected to the emitter terminal side of the switching element 64a.
  • a discharge circuit drive signal is input to the gate terminal of the switching element 64a from a discharge control unit 85 described later.
  • the switching element 64a is turned on while the discharge circuit drive signal is on (for example, a high level signal). Thereby, the reignition voltage charged in the reignition capacitor 62 is discharged through the current limiting resistor 64b. On the other hand, the switching element 64a is in the off state while the discharge circuit drive signal is off (for example, low level signal). Thereby, the discharge of the reignition voltage is stopped. That is, the discharge circuit 64 switches between the state in which the reignition capacitor 62 is discharged and the state in which it is not discharged based on the discharge circuit drive signal.
  • the configuration of the discharge circuit 64 is not limited to the above.
  • the current sensor 91 detects a current, and in the present embodiment, the current sensor 91 is disposed on a connection line 71 connecting the output terminal of the inverter circuit 7 and the output terminal a.
  • FIG. 2C is a simplified view showing an example of the current sensor 91. As shown in FIG. As shown in FIG. 2C, the current sensor 91 includes a magnetic core 911 through which the first connection wire 71 is inserted, and a detection coil 912 wound around the magnetic core 911. In the present embodiment, the case where the current flows from the inverter circuit 7 toward the output terminal a is positive, and the case where the current flows from the output terminal a toward the inverter circuit 7 is negative.
  • connection line 64 c connecting the emitter terminal of the switching element 64 a and the connection line 4 is drawn to the vicinity of the connection line 71.
  • the connection line 64c is inserted through the magnetic core 911 of the current sensor 91 such that the re-ignition current flows in the positive direction.
  • the re-ignition current flowing through the connecting line 71 flows in the negative direction. Therefore, current sensor 91 detects a current that cancels the re-ignition current added to the output current of welding power supply device A1.
  • the current sensor 91 inputs the detected current detected to the control circuit 8.
  • the configuration of the current sensor 91 is not limited to the one described above, and any configuration may be used as long as it detects a detection current that cancels the re-ignition current added to the output current from the connection line 71 and the connection line 64c. .
  • the current sensor may be disposed at the position of a broken line (see reference numeral 91 ') in FIG. Also in this case, it is possible to detect the detection current which has canceled the re-ignition current added to the output current from the connection line 4 and the connection line 64c.
  • the voltage sensor 92 detects the voltage between the terminals of the reignition capacitor 62.
  • the voltage sensor 92 detects the voltage between the terminals and inputs it to the control circuit 8.
  • the control circuit 8 is a circuit for controlling the welding power supply A1, and is realized by, for example, a microcomputer.
  • the control circuit 8 receives the detected current from the current sensor 91, and receives the voltage between the terminals of the reignition capacitor 62 from the voltage sensor 92. Then, the control circuit 8 outputs drive signals to the inverter circuit 2, the inverter circuit 7, the charging circuit 63 and the discharging circuit 64.
  • the control circuit 8 includes a current control unit 81, a target current setting unit 82, a polarity switching control unit 83, a discharge control unit 85, and a charge control unit 86.
  • the current control unit 81 controls the inverter circuit 2 in order to feedback control the output current of the welding power supply device A1.
  • the current control unit 81 converts the detected current input from the current sensor 91 into an absolute value signal by an absolute value circuit, and based on the deviation between the absolute value signal and the target current input from the target current setting unit 82, By PWM control, an output control drive signal for controlling the switching element of the inverter circuit 2 is generated and output to the inverter circuit 2.
  • the polarity switching control unit 83 controls the inverter circuit 7 to switch the polarity of the output current of the welding power supply device A1.
  • the polarity switching control unit 83 generates a switching drive signal which is a pulse signal for controlling the switching element so as to switch the output polarity of the inverter circuit 7 and outputs the switching driving signal to the inverter circuit 7.
  • the switching drive signal is also output to the discharge control unit 85.
  • the discharge control unit 85 controls the discharge circuit 64.
  • Discharge control unit 85 generates a discharge circuit drive signal for controlling discharge circuit 64 based on the switching drive signal input from polarity switching control unit 83, and outputs the generated discharge circuit drive signal to discharge circuit 64.
  • the discharge circuit drive signal is also input to the charge control unit 86.
  • the detected current (see (b)) detected by the current sensor 91 changes in accordance with the switching drive signal (see (a)).
  • the output terminal a (workpiece W) is positive when the switch is on
  • the output terminal b (welding torch B) is negative
  • the output terminal a (machined) when the switch is off
  • the object W) is negative
  • the output terminal b (welding torch B) is positive.
  • the detection current decreases from when the switching drive signal is switched from on to off (time t1), passes zero and changes its polarity (time t2), and then reaches the minimum current value (time t3).
  • the discharge control unit 85 generates a discharge circuit drive signal so as to be turned on when the polarity of the detection current changes from the positive polarity to the reverse polarity. Specifically, the discharge control unit 85 is switched on when the switching drive signal is switched (time t1) and switched on when the discharging time passes (time t4) and switched off. A pulse signal to be replaced is generated and output as a discharge circuit drive signal (see (c)).
  • the discharge time is a time for continuing the discharge state, and a predetermined time longer than the time until the polarity of the output current of the welding power supply device A1 changes is set.
  • the method of the discharge control unit 85 generating the discharge circuit drive signal is not limited to the above. Since it is only necessary to apply the re-ignition voltage when the polarity of the output current of the welding power source A1 changes, the discharge circuit drive signal may be turned on before the polarity changes and turned off after the polarity changes.
  • the charge control unit 86 controls the charging circuit 63.
  • the charge control unit 86 is a charge for controlling the charge circuit 63 based on the discharge circuit drive signal input from the discharge control unit 85 and the inter-terminal voltage of the reignition capacitor 62 input from the voltage sensor 92. A circuit drive signal is generated and output to the charging circuit 63.
  • the discharge circuit drive signal (see (c)) is turned on (time t1)
  • the voltage between the terminals of the reignition capacitor 62 (see (e))
  • the polarity of the reference changes (at time t2)
  • the charge control unit 86 generates a charge circuit drive signal so that the reignition capacitor 62 is turned on until the target voltage is reached after the reignition capacitor 62 is discharged.
  • charge control unit 86 is switched on when the discharge circuit drive signal input from discharge control unit 85 is switched from on to off (at time t4), and the terminals of reignition capacitor 62 are switched on.
  • time t5 When the voltage reaches the target voltage (time t5), a pulse signal that is switched off is generated and output as a charging circuit drive signal (see (d)).
  • the current sensor (current detection means) 91 detects a detection current obtained by canceling the re-ignition current from the output current of the welding power source device A1. Then, the current control unit 81 performs feedback control based on the detected current input from the current sensor 91.
  • FIG. 4 is a time chart before and after re-ignition voltage application, and shows the waveform of each signal of the welding power source device A1.
  • the figure (a) shows the switching drive signal inputted into the inverter circuit 7, and the figure (b) shows the discharge circuit drive signal inputted into the discharge circuit 64.
  • the discharge circuit drive signal is turned on when the switching drive signal is switched from on to off at time t11, and continues to be on until time t13. During this time, the re-ignition voltage is applied.
  • FIG. 4C shows the output current of the welding power supply device A1 output from the inverter circuit 7.
  • the output current includes re-ignition current.
  • the figure (d) has shown re-ignition current.
  • (e) of the figure shows the detected current detected by the current sensor 91, and the re-ignition current (see (d) in the figure) from the output current of the welding power source A1 (see (c) in the figure). It is the one that is reduced.
  • the figure (f) has shown the target current which the target current setting part 82 sets. In the figure (f), the target current is 5A. Therefore, in the steady state, the detection current is controlled to 5A.
  • the detected current detected by the current sensor 91 is made an absolute value by an absolute value circuit and used for feedback control.
  • the figure (g) has shown the output control drive signal which the current control part 81 outputs to the inverter circuit 2.
  • FIG. The output control drive signal is generated based on the deviation between the absolute value of the detected current (see (e) in the figure) detected by the current sensor 91 and the target current (see (f) in the figure).
  • the output current decreases from when the switching drive signal is switched from on to off at time t11. Then, since the re-ignition current flows in the same direction as the output current from the time when the output current passes zero and the polarity changes at time t12 (see FIG. 4D), the re-ignition current is added to the output current. Increase in the negative direction (see (c) in the figure).
  • the re-ignition current is, for example, about -20 A. As a result, an overshoot occurs in the output current (see (c) time t12 to time t13 in the same figure).
  • the output control drive signal is generated based on the deviation between the absolute value of the detected current and the target current. Since overshoot does not occur in the detection current, the deviation does not become an extremely small value, and the pulse width of the output control drive signal does not become extremely small also from time t12 to time t13. That is, the output control drive signal is not affected by the overshoot of the output current. Therefore, the output of the inverter circuit 2 is not suppressed, and the detected current is controlled to the target current and is in the steady state.
  • the re-ignition current stops flowing at time t13, and no undershoot occurs even when the output current matches the detected current.
  • undershoot does not occur even if overshoot occurs in the output current due to the application of the re-ignition voltage.
  • the deviation is adjusted by using the detection current instead of the output current as the feedback current used for feedback control, so that the output current is prevented from being affected by the overshoot of the output current when the reignition voltage is applied. It prevents the occurrence of current undershoot.
  • connection wire 64c is inserted into the magnetic core 911 of the current sensor 91, and it is not necessary to provide another sensor or change the control method. Therefore, it is possible to easily take measures against undershoot.
  • FIG. 5 shows the overall configuration of a welding system including a welding power supply A2 according to a second embodiment of the present disclosure.
  • the welding power supply device A2 shown in FIG. 5 is a welding power supply device A1 according to the first embodiment in that the current sensor (current detection means) 91 is disposed not on the output side of the inverter circuit 7 but on the input side. Different from 1).
  • connection line 64c connected to each of two input terminals of the inverter circuit 7 to the magnetic core 911 of the current sensor 91, and a connection line 64c from which the re-ignition circuit 6 outputs the re-ignition current Is inserted.
  • the connection line 64c is inserted in the direction to cancel the re-ignition current from the output current, as in the first embodiment.
  • the current sensor 91 according to the second embodiment detects a detection current that cancels the re-ignition current added to the output current, and outputs the detected current to the control circuit 8 Do. Therefore, also in the second embodiment, the same effects as in the first embodiment can be obtained.
  • the arrangement position of the current sensor 91 is not limited to the position shown in FIG. 5, as long as the current sensor 91 can detect a detection current that cancels the re-ignition current added to the output current.
  • the current sensor 91 may be disposed between the rectifying and smoothing circuit 5 and the reignition circuit 6.
  • FIG. 6 shows the overall configuration of a welding system including a welding power supply A3 according to a third embodiment of the present disclosure.
  • Welding power supply device A3 shown in FIG. 6 differs from welding power supply device A1 (see FIG. 1) according to the first embodiment in that the method of detecting the current is different.
  • the current detection unit is configured by the first current sensor 91, the second current sensor 93, and the subtraction unit 811.
  • the first current sensor 91 detects an output current (first current) of the welding power source device A3 and inputs the detected current to the current control unit 81.
  • the second current sensor 93 detects a re-ignition current (second current), and the re-ignition circuit 6 is disposed on the connection line 64 c that outputs the re-ignition current. In this embodiment, the direction in which the re-ignition current flows is positive.
  • the current sensor 93 inputs the detected re-ignition current to the current control unit 81.
  • the current control unit 81 includes a subtraction unit 811 that detects the detection current by subtracting the re-ignition current input from the current sensor 93 from the output current input from the current sensor 91.
  • the current control unit 81 uses the detection current detected by the subtraction unit 811 for feedback control.
  • the current control unit 81 performs feedback control using the detected current. Therefore, undershoot does not occur even if overshoot occurs in the output current due to application of the re-ignition voltage. Further, in the third embodiment, it is not necessary to lead the connection line 64 c to the current sensor 91.
  • the current control unit 81 uses the detection current obtained by subtracting the re-ignition current from the output current for feedback control, but the present disclosure is not limited thereto. .
  • the current control unit 81 uses the output current input from the current sensor 91 as it is for feedback control,
  • the detected current detected by the subtracting unit 811 may be used for feedback control only when the target current is equal to or less than a predetermined current value.
  • the predetermined current value may be set based on the current value calculated from the re-ignition voltage charged to the re-ignition capacitor 62 and the resistance value of the current limiting resistor 64b. Even in this case, it is possible to take measures against undershoot when overshoot occurs. In addition, when overshoot does not occur, control can be performed according to the output current without using a detection current.
  • FIG. 7 and FIG. 8 are diagrams for explaining a welding power supply A4 according to a fourth embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the welding power supply A4, and shows the overall configuration of the welding system.
  • FIG. 8 is a time chart before and after application of the re-ignition voltage, and shows waveforms of respective signals of the welding power source device A4.
  • Welding power supply device A4 shown in FIG. 7 is not a detection current obtained by canceling the re-ignition current from the output current, but uses the output current as it is for feedback control, and changes the target current when re-ignition voltage is applied. It differs from welding power supply device A1 (refer to Drawing 1) concerning an embodiment.
  • the current detection means is constituted by one current sensor 91.
  • the current sensor 91 detects the output current of the welding power supply A4, and inputs it to the current control unit 81.
  • the target current setting unit 82 receives the discharge circuit drive signal from the discharge control unit 85 and adds the target current to the target current while the discharge circuit drive signal is on, that is, while the re-ignition voltage is applied. Switch to current.
  • the predetermined current is preset according to the re-ignition current output from the re-ignition circuit 6. For example, when the reignition voltage charged to the reignition capacitor 62 is 300 V and the current limiting resistance 64 b is 15 ⁇ , the reignition current of 20 A flows in calculation, so in this embodiment, the predetermined current is 20 A It is set to the degree.
  • FIG. 8 is a time chart before and after application of the re-ignition voltage, and shows waveforms of respective signals of the welding power source device A4.
  • the figure (a) shows the switching drive signal inputted into the inverter circuit 7, and the figure (b) shows the discharge circuit drive signal inputted into the discharge circuit 64.
  • the same figure (c) has shown the output current of welding power unit A4 outputted from inverter circuit 7.
  • the figure (d) of the figure has shown the target current which the target current setting part 82 sets. In (d) of the figure, the target current is 5 A while the discharge circuit drive signal is off, and the target current is 25 A to which the predetermined current (20 A) is added during the discharge circuit drive signal is on. .
  • the figure (e) has shown the output control drive signal which the current control part 81 outputs to the inverter circuit 2.
  • FIG. The output control drive signal is generated based on the deviation between the absolute value of the output current (see (c) in the figure) detected by the current sensor 91 and the target current (see (d) in the figure).
  • the output current increases in the negative direction, and an overshoot occurs (see FIG. 8 (c)).
  • the target current during this period is 25A (see (d) in the figure) in which the predetermined current 20A is added to 5A in the normal state, the deviation does not decrease. Therefore, the pulse width of the output control drive signal does not decrease (see (e) in the same drawing), and the output of the inverter circuit 2 is not suppressed. Therefore, when the re-ignition voltage is not applied at time t13, the undershoot of the output current does not occur (see (c) in the figure).
  • undershoot does not occur even if overshoot occurs in the output current due to the application of the re-ignition voltage.
  • the deviation is adjusted by changing the target current in feedback control, and the occurrence of the undershoot of the output current is prevented by not being influenced by the overshoot of the output current at the time of application of the reignition voltage. doing.
  • the current value calculated from the re-ignition voltage charged in the re-ignition capacitor 62 and the resistance value of the current limiting resistor 64b is set as a predetermined current, but the present disclosure is not limited thereto. .
  • the actual re-ignition current flowing varies depending on the condition of the welding load and the like.
  • the predetermined current can be determined optimum by simulation or experiment based on the calculated current value.
  • the undershoot may occur by setting the predetermined current small, the effect of suppressing the occurrence of the undershoot can be achieved. If the occurrence of undershoot can be suppressed, the occurrence of arc breakage can be suppressed.
  • the target current is switched to a current obtained by adding a predetermined current, but may be changed in accordance with the change of the re-ignition current. Further, in the fourth embodiment, the case where the target current is switched while the re-ignition voltage is applied regardless of the output current has been described, but the present disclosure is not limited to this. If the output current is greater than the re-ignition current, no overshoot will occur. Therefore, when the target current set by the target current setting unit 82 is larger than a predetermined current value based on the re-ignition current, the target current remains unchanged and the target current is less than the predetermined current value even when the re-ignition voltage is applied.
  • the target current may be switched when the re-ignition voltage is applied.
  • the predetermined current value may be set based on the current value calculated from the re-ignition voltage charged to the re-ignition capacitor 62 and the resistance value of the current limiting resistor 64b. Even in this case, it is possible to take measures against undershoot when overshoot occurs. Further, when overshoot does not occur, it is possible to prevent control disturbance due to unnecessary change of the target current.
  • FIG. 9 shows the overall configuration of a welding system including a welding power supply A5 according to a fifth embodiment of the present disclosure.
  • Welding power supply device A5 shown in FIG. 9 differs from welding power supply device A1 (see FIG. 1) according to the first embodiment in that re-ignition circuit 6 is disposed on the output side of inverter circuit 7.
  • re-ignition circuit 6 is disposed on the output side of inverter circuit 7.
  • the re-ignition capacitor 62 does not function as the snubber circuit of the inverter circuit 7, the wire on the negative side of the diode 61 and the re-ignition capacitor 62 (the wire connected to the connection line 4) It may not be provided.
  • welding power supply devices A1 to A5 are used for the TIG welding system has been described in the first to fifth embodiments, the present disclosure is not limited thereto.
  • the welding power supply according to the present disclosure can also be used in other semi-automatic welding systems.
  • the welding power supply according to the present disclosure can be used for a robot-based fully automatic welding system, and can also be used for a covered arc welding system.
  • the present disclosure can be applied not only to welding power supplies exclusively for AC output, but also to welding power supplies for both AC and DC.
  • the welding power supply according to the present disclosure is not limited to the above-described embodiment.
  • the specific configuration of each part of the welding power supply according to the present disclosure can be varied in design in many ways.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Arc Welding Control (AREA)

Abstract

溶接電源装置は、溶接負荷への出力電流を制御するための第１のインバータ回路と、前記第１のインバータ回路が出力する高周波電力を整流する整流回路と、前記整流回路が出力する直流電力を交流電力に変換して前記溶接負荷に出力する第２のインバータ回路と、前記溶接負荷への出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を印加する再点弧回路と、前記溶接負荷への出力電流に基づく検出電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段が検出した検出電流と目標電流との偏差に基づいて、前記第１のインバータ回路を駆動させる出力制御駆動信号を生成する制御回路と、を備える。再点弧電圧印加時に、前記偏差の調整が行われる。

Description

溶接電源装置
　本開示は、交流アーク溶接のための溶接電源装置に関する。
　交流アーク溶接においては、出力電流の極性が切り換わるときにアーク切れが起こりやすい。アーク切れを抑制するために、出力電流の極性が切り換わるタイミングで高電圧を印加する溶接電源装置が知られている。当該高電圧は、極性切り換え時の再点弧性を向上させるためのものであり、以下では「再点弧電圧」と記載する。従来の溶接電源装置の一例が、特開２０１７－２４０６１号公報に開示されている。
　図１０は、溶接電源装置の一例を含む溶接システムの全体構成を示している。図１０に示す溶接システムは、溶接トーチＢと、溶接トーチＢに電力を供給する溶接電源装置Ａ１００とを備えている。溶接電源装置Ａ１００は、商用電源Ｄから入力される交流電力を整流平滑回路１で直流電力に変換し、インバータ回路２で高周波電力に変換する。変換後の高周波電力は、トランス３で変圧し、さらに整流平滑回路５で直流電力に変換し、インバータ回路７で交流電力に変換する。再点弧回路６は、溶接電源装置Ａ１００の出力電流の極性が切り換わるときに、再点弧電圧を印加する。具体的には、再点弧回路６は、充電回路６３を有している。インバータ回路２が出力する高周波電力の一部は、トランス３の補助巻線３ｃを介して充電回路６３に供給され、充電回路６３によって、再点弧コンデンサ６２が充電される。そして、放電回路６４によって、再点弧コンデンサ６２に充電された電力を放電する。制御回路８００は、電流センサ９１が検出した溶接電源装置Ａ１００の出力電流が目標電流になるようにフィードバック制御を行うために、インバータ回路２のスイッチングを制御する。また、制御回路８００は、溶接電源装置Ａ１００の出力電流の極性を切り換えるために、インバータ回路７のスイッチングを制御する。さらに、制御回路８００は、充電回路６３および放電回路６４を制御することで、再点弧電圧の充電および放電のタイミングを制御する。溶接電源装置Ａ１００においては、溶接電源装置Ａ１００の出力電流の極性が切り換わるときに再点弧電圧が印加される。
特開２０１７－２４０６１号公報
　溶接電流として小さい電流を扱う場合、出力電流の目標電流と比べて、再点弧電圧の印加により流れる電流（再点弧電流）が大きくなるので、出力電流のフィードバック制御が乱れるという問題があった。すなわち、再点弧電流が追加されることで出力電流が大きくなって、オーバーシュートが発生する。ここで、「オーバーシュート」とは、出力電流が目標電流を大きく超えてしまう状態を言う。制御回路８００は、電流センサ９１が検出した溶接電源装置Ａ１００の出力電流に基づいてフィードバック制御を行うが、オーバーシュートした出力電流がフィードバックされるので、インバータ回路２の出力を大きく抑制するように制御する。インバータ回路２の出力が抑制されることでインバータ回路７の出力も抑制される。これにより、溶接電源装置Ａ１００の出力電流にオーバーシュートが発生した後、アンダーシュートが発生する。ここで、「アンダーシュート」とは、出力電流が目標電流を大きく超えた後に、目標電流を反対側に超えてしまう状態を言う。
　図１１は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１００の各信号の波形を示している。同図（ａ）はインバータ回路７の出力極性を切り替えるためのスイッチング駆動信号を示している。同図（ｂ）は放電回路６４に入力される放電回路駆動信号を示している。放電回路駆動信号は、時刻ｔ１１でスイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わったときにオンになり、時刻ｔ１３までオン状態を継続する。この間、再点弧電圧が印加される。
　同図（ｃ）は、電流センサ９１が検出する溶接電源装置Ａ１００の出力電流を示している。電流センサ９１は、電流がインバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正とし、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負としている。同図（ｄ）は制御回路８００でのフィードバック制御の目標電流を示している。同図（ｄ）では目標電流を５Ａとしている。したがって、定常状態では出力電流は５Ａに制御されている。電流センサ９１が検出した出力電流は、絶対値回路によって絶対値にされてフィードバック制御に用いられる。したがって、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合は、出力電流は－５Ａに制御されている。同図（ｅ）は制御回路８００がインバータ回路２に出力する出力制御駆動信号を示している。出力制御駆動信号は、電流センサ９１が検出した出力電流（同図（ｃ）参照）の絶対値と、目標電流（同図（ｄ）参照）との偏差に基づいて生成されるＰＷＭ信号である。
　時刻ｔ１１でスイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わったときから出力電流は低下する。そして、時刻ｔ１２で出力電流がゼロを過ぎて極性が変わったときから再点弧電流が出力電流と同じ向きに流れるので、出力電流は再点弧電流が追加されて負の方向に大きくなる。再点弧電流は例えば－２０Ａ程度になる。これにより、出力電流にオーバーシュートが発生する（同図（ｃ）時刻ｔ１２から時刻ｔ１３参照）。
　時刻ｔ１２から時刻ｔ１３まで再点弧電圧が印加されている間、再点弧電流が流れる。出力電流の絶対値が目標電流より大きくなるほど偏差は小さくなって、出力制御駆動信号のパルス幅が小さくなる。出力電流は再点弧電流が追加されて目標電流より大幅に大きくなっているので、出力制御駆動信号のパルス幅は、極端に小さくなっている（同図（ｅ）参照）。これにより、インバータ回路２の出力が抑制されてインバータ回路７に入力される直流電力も減少し、出力電流は減少する。時刻ｔ１３で再点弧電圧が印加されなくなってからも、出力電流はしばらく減少を続け、目標電流を下回った後にフィードバック制御によって目標電流に制御される（時刻ｔ１４参照）。これにより、出力電流にアンダーシュートが発生する（同図（ｃ）時刻ｔ１３から時刻ｔ１４参照）。
　出力電流のオーバーシュートはあまり問題にならない。一方、アンダーシュートは、出力電流が「０」に近づきすぎた場合にアーク切れが発生するので、問題になる。
　再点弧電流が追加されない状態における電流を検出できれば、当該電流をフィードバックに用いることで、オーバーシュートに左右されないフィードバック制御を行うことができる。図１０において、トランス３の二次側巻線３ｂのセンタタップと出力端子ｂとを接続する接続線４が設けられている。また、接続線４には、放電回路６４の出力線が接続されている。この接続点よりもセンタタップ側の範囲における接続線４では、再点弧電流が追加される前の電流を検出できる。しかし、この範囲に電流センサを配置した場合には、トランス３によって接続線４に重畳される高周波の影響で、電流センサは適切に電流を検出することができない。したがって、電流センサは、図１０に示すように（符号９１参照）、再点弧電流が追加された後の位置に配置せざるをえない。
　本開示は、上記した事情のもとで提案されたものである。本開示の教示に基づけば、再点弧電圧の印加により出力電流にオーバーシュートが発生しても、アンダーシュートの発生を抑制できる溶接電源装置を提供することが可能である。
　本開示の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、溶接負荷への出力電流を制御するための第１のインバータ回路と、前記第１のインバータ回路が出力する高周波電力を整流する整流回路と、前記整流回路が出力する直流電力を交流電力に変換して前記溶接負荷に出力する第２のインバータ回路と、前記溶接負荷への出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を印加する再点弧回路と、前記溶接負荷への出力電流に基づく検出電流を検出する電流センサと、前記電流センサが検出した検出電流と目標電流との偏差に基づいて、前記第１のインバータ回路を駆動させる出力制御駆動信号を生成する制御回路とを備えており、再点弧電圧印加時の前記偏差を調整することを特徴とする。この構成によると、再点弧電圧印加時に、検出電流または目標電流を調整することで、検出電流と目標電流との偏差を調整する。偏差が調整されることで、出力制御駆動信号のパルス幅が極端に小さくなることを回避でき、第２のインバータ回路の出力が抑制されすぎることを回避できる。したがって、再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートが発生することを抑制できる。
　本開示の好ましい実施の形態においては、前記第２のインバータ回路の出力端子と前記溶接負荷とを接続する第１の接続線と、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加するための第２の接続線とを備えており、前記電流センサは、前記第１の接続線に流れる電流から前記第２の接続線を流れる電流を減じた電流を前記検出電流として検出することで、前記偏差を調整する。この構成によると、電流センサは、第１の接続線に流れる溶接負荷への出力電流から、第２の接続線を流れる再点弧電流を減じることで、検出電流を検出する。検出電流は出力電流から再点弧電流を打ち消した電流なので、検出電流にはオーバーシュートが発生せず、再点弧電流によって偏差が小さくなることを防止できる。したがって、再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートが発生することを防止できる。
　本開示の好ましい実施の形態においては、前記電流センサは、前記第１の接続線と前記第２の接続線とが、再点弧電流が流れる向きが互いに反対になるように挿通される磁気コアと、前記磁気コアに巻回されており、前記検出電流を検出する検出コイルとを備えている。この構成によると、電流センサは、出力電流から再点弧電流を打ち消した電流を検出電流として適切に検出することができる。また、他のセンサを設けたり、制御の方法を変更する必要がない。したがって、容易にアンダーシュートの対策を行うことができる。
　本開示の好ましい実施の形態においては、前記電流センサは、前記第１の接続線を流れる第１の電流を検出する第１の電流センサと、前記第２の接続線を流れる第２の電流を検出する第２の電流センサと、前記第１の電流から前記第２の電流を減じることで前記検出電流を検出する減算部とを備えている。この構成によると、電流センサは、出力電流から再点弧電流を打ち消した電流を検出電流として適切に検出することができる。また、第２の接続線を第１の接続線の近くまで引き回す必要がない。
　本開示の好ましい実施の形態においては、前記検出電流は、前記溶接負荷への出力電流であり、前記制御回路は、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加している間、前記目標電流を増加させることで、前記偏差を調整する。この構成によると、再点弧電圧印加時に再点弧電流が流れて出力電流が大きくなっても、目標電流も大きくなっているので、偏差が小さくなることを抑制できる。したがって、再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートが発生することを抑制できる。
　本開示の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加している間、前記目標電流を所定電流を加算した電流に切り替える。この構成によると、所定電流を再点弧電流に応じて設定することで、出力電流のアンダーシュートが発生することを防止できる。また、目標電流を所定電流を加算した電流に切り替えるだけなので、目標電流を再点弧電流に応じて変化させる場合と比べて、設定が容易である。
　本開示の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記目標電流が所定の電流値より大きい場合には、前記目標電流を増加させない。この構成によると、出力電流にオーバーシュートが発生するときのアンダーシュートの対策としつつ、オーバーシュートが発生しないときには、不要な目標電流の変更による制御の乱れを防ぐことができる。
　本開示によると、再点弧電圧印加時に、検出電流または目標電流を調整することで、検出電流と目標電流との偏差を調整する。偏差が調整されることで、出力制御駆動信号のパルス幅が極端に小さくなることを回避でき、第２のインバータ回路の出力が抑制されすぎることを回避できる。したがって、再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートが発生することを抑制できる。
第１実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第１実施形態に係る充電回路、放電回路、および電流センサを示す図である。 再点弧回路の制御を説明するためのタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。 再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。 第２実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第３実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 第４実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。 第５実施形態に係る溶接電源装置を示すブロック図である。 溶接電源装置の一例を示すブロック図である。 再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置の各信号の波形を示している。
　以下、本開示の実施の形態につき、添付図面を参照して具体的に説明する。
　図１～図４は、第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。図１は、溶接電源装置Ａ１を含む溶接システムの全体構成を示している。図２（ａ）は、溶接電源装置Ａ１の充電回路６３の一例を示す回路図である。図２（ｂ）は、溶接電源装置Ａ１の放電回路６４の一例を示す回路図である。図２（ｃ）は、溶接電源装置Ａ１の電流検出手段の一例を示す簡略図である。本実施形態の電流検出手段は、単一の電流センサ９１により構成されている。図３は、再点弧回路６の制御を説明するためのタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示している。図４は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示している。
　図１に示すように、溶接システムは、溶接電源装置Ａ１および溶接トーチＢを備えている。当該溶接システムは、交流アーク溶接を行う、例えばＴＩＧ溶接システムである。溶接電源装置Ａ１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を変換して、出力端子ａ，ｂから出力する。一方の出力端子ａは、ケーブルによって被加工物Ｗに接続されている。他方の出力端子ｂは、ケーブルによって溶接トーチＢの電極に接続されている。溶接電源装置Ａ１の電力供給により、溶接トーチＢの電極の先端と被加工物Ｗとの間にアークが発生し、当該アークの熱によって溶接が行われる。一例として、溶接トーチＢ、被加工物Ｗおよび発生したアークを合わせたものが、溶接電源装置Ａ１の負荷（溶接負荷）である。
　溶接電源装置Ａ１は、整流平滑回路１、第１のインバータ回路２、トランス３、整流平滑回路５、再点弧回路６、第２のインバータ回路７、制御回路８、電流センサ（電流検出手段）９１、および電圧センサ９２を備えている。
　整流平滑回路１は、商用電源Ｄから入力される交流電力を直流電力に変換して出力する。非限定的な例として、整流平滑回路１は、交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。
　インバータ回路２は、例えば、単相フルブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、４つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路２は、制御回路８から入力される出力制御駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、整流平滑回路１から入力される直流電力を高周波電力に変換して出力する。インバータ回路２は直流電力を高周波電力に変換するものであればよく、例えばハーフブリッジ型であってもよいし、その他の構成のインバータ回路であってもよい。
　トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流平滑回路５に出力する。トランス３は、一次側巻線３ａ、二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃを備えている。一次側巻線３ａの各入力端子は、インバータ回路２の各出力端子にそれぞれ接続されている。二次側巻線３ｂの各出力端子は、整流平滑回路５の各入力端子にそれぞれ接続されている。また、二次側巻線３ｂには、２つの出力端子とは別にセンタタップが設けられている。二次側巻線３ｂのセンタタップは、接続線４によって、出力端子ｂに接続されている。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと二次側巻線３ｂの巻き数比に応じて変圧されて、整流平滑回路５に入力される。補助巻線３ｃの各出力端子は、充電回路６３の各入力端子にそれぞれ接続されている。インバータ回路２の出力電圧は、一次側巻線３ａと補助巻線３ｃの巻き数比に応じて変圧されて、充電回路６３に入力される。二次側巻線３ｂおよび補助巻線３ｃは一次側巻線３ａに対して絶縁されているので、商用電源Ｄから入力される電流が二次側の回路および充電回路６３に流れることを防止することができる。
　整流平滑回路５は、トランス３から入力される高周波電力を直流電力に変換して出力する。非限定的な例として、整流平滑回路５は、高周波電流を整流する全波整流回路と、平滑する直流リアクトルとを備えている。
　インバータ回路７は、例えば、単相ハーフブリッジ型のＰＷＭ制御インバータであり、２つのスイッチング素子を備えている。インバータ回路７の出力端子は、出力端子ａに接続されている。インバータ回路７は、制御回路８から入力されるスイッチング駆動信号によってスイッチング素子をスイッチングさせることで、インバータ回路７の出力端子の電位（出力端子ａの電位）を、整流平滑回路５の正極側の出力端子の電位と負極側の出力端子の電位とで交互に切り替える。これにより、インバータ回路７は、整流平滑回路５から入力される直流電力を交流電力に変換して出力する。また、インバータ回路７は、出力端子ａの電位を切り替えることで、出力電流の極性を切り換える。インバータ回路７は直流電力を交流電力に変換するものであればよく、その他の構成のインバータ回路であってもよい。
　再点弧回路６は、整流平滑回路５とインバータ回路７との間に配置されており、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が切り換わるときに、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａ，ｂ間に再点弧電圧を印加する。一般的に、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が正で出力端子ｂ（溶接トーチＢ）が負である正極性から、出力端子ａ（被加工物Ｗ）が負で出力端子ｂ（溶接トーチＢ）が正である逆極性に切り換わるときに、アーク切れが発生しやすいことが知られている。本実施形態では、正極性から逆極性に切り換わるときにのみ再点弧電圧を印加させ、逆極性から正極性に切り換わるときには再点弧電圧を印加させない。再点弧回路６は、ダイオード６１、再点弧コンデンサ６２、充電回路６３および放電回路６４を備えている。
　ダイオード６１と再点弧コンデンサ６２とは直列接続されて、インバータ回路７の入力側に並列接続されている。ダイオード６１は、アノード端子がインバータ回路７の正極側の入力端子に接続され、カソード端子が再点弧コンデンサ６２の一方の端子に接続されている。ダイオード６１は、インバータ回路７の入力電圧の過渡電圧を、再点弧コンデンサ６２に吸収させる。再点弧コンデンサ６２は、一方の端子がダイオード６１のカソード端子に接続され、他方の端子がインバータ回路７の負極側の入力端子に接続されている。再点弧コンデンサ６２は、所定の静電容量以上のコンデンサであり、溶接電源装置Ａ１の出力に印加するための再点弧電圧を充電される。再点弧コンデンサ６２は、充電回路６３によって充電され、放電回路６４によって放電される。
　充電回路６３は、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電するための回路であり、再点弧コンデンサ６２に並列に接続されている。図２（ａ）は、充電回路６３の一例を示す。図２（ａ）に示すように、本実施形態では、充電回路６３は、整流平滑回路６３ｃおよび絶縁型フォワードコンバータ６３ｄを備えている。非限定的な例として、整流平滑回路６３ｃは、交流電圧を全波整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備え、トランス３の補助巻線３ｃから入力される高周波電圧を直流電圧に変換する。絶縁型フォワードコンバータ６３ｄは、整流平滑回路６３ｃから入力される直流電圧を昇圧して、再点弧コンデンサ６２に出力する。絶縁型フォワードコンバータ６３ｄは、スイッチング素子６３ｂを駆動するための駆動回路６３ａを備えている。駆動回路６３ａは、後述する充電制御部８６から入力される充電回路駆動信号に基づいて、スイッチング素子６３ｂを駆動させるためのパルス信号を出力する。駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間、所定のパルス信号をスイッチング素子６３ｂに出力する。これにより、再点弧コンデンサ６２が充電される。一方、駆動回路６３ａは、充電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間、パルス信号の出力を行わない。よって、再点弧コンデンサ６２の充電は停止される。すなわち、充電回路６３は、充電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を充電する状態と充電しない状態とで切り替える。なお、駆動回路６３ａを設けずに、充電制御部８６が充電回路駆動信号としてパルス信号をスイッチング素子６３ｂに直接入力するようにしてもよい。充電回路６３は、絶縁型フォワードコンバータ６３ｄに代えて、昇圧チョッパ回路などを備えるようにしてもよい。また、充電回路６３に供給される電力は、トランス３の補助巻線３ｃから供給する構成に限定されない。例えば、トランス３に補助巻線３ｃを設けず、二次側巻線３ｂから電力を供給するようにしてもよいし、他の電源から供給するようにしてもよい。また、インバータ回路７の入力電圧の過渡電圧を吸収させるだけで再点弧コンデンサ６２を充電できる場合は、充電回路６３を設けなくてもよい。
　放電回路６４は、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧を放電するものであり、ダイオード６１と再点弧コンデンサ６２との接続点と、二次側巻線３ｂのセンタタップと出力端子ｂとを接続する接続線４との間に接続されている。図２（ｂ）は、放電回路６４の一例を示す図である。図２（ｂ）に示すように、放電回路６４は、スイッチング素子６４ａおよび限流抵抗６４ｂを備えている。本実施形態では、スイッチング素子６４ａは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。なお、スイッチング素子６４ａは、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などであってもよい。スイッチング素子６４ａと限流抵抗６４ｂとは直列接続されて、再点弧コンデンサ６２に直列接続されている。スイッチング素子６４ａのコレクタ端子は限流抵抗６４ｂの一方の端子に接続されており、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子は、接続線６４ｃによって、接続線４に接続されている。なお、限流抵抗６４ｂをスイッチング素子６４ａのエミッタ端子側に接続するようにしてもよい。また、スイッチング素子６４ａのゲート端子には、後述する放電制御部８５から、放電回路駆動信号が入力される。スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオン（例えばハイレベル信号）の間オン状態になる。これにより、再点弧コンデンサ６２に充電された再点弧電圧は、限流抵抗６４ｂを介して、放電される。一方、スイッチング素子６４ａは、放電回路駆動信号がオフ（例えばローレベル信号）の間オフ状態になる。これにより、再点弧電圧の放電は停止される。すなわち、放電回路６４は、放電回路駆動信号に基づいて、再点弧コンデンサ６２を放電する状態と放電しない状態とで切り換える。なお、放電回路６４の構成は、上記のものに限定されない。
　電流センサ９１は、電流を検出するものであり、本実施形態では、インバータ回路７の出力端子と出力端子ａとを接続する接続線７１に配置されている。図２（ｃ）は、電流センサ９１の一例を示す簡略図である。図２（ｃ）に示すように、電流センサ９１は、第１の接続線７１を挿通される磁気コア９１１、および、磁気コア９１１に巻回された検出コイル９１２を備えている。本実施形態では、電流がインバータ回路７から出力端子ａに向かって流れる場合を正としており、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合を負としている。また、本実施形態では、スイッチング素子６４ａのエミッタ端子と接続線４とを接続する第２の接続線６４ｃが、接続線７１の近くまで引き回されている。そして、接続線６４ｃは、再点弧電流の流れる向きが正の向きになるように、電流センサ９１の磁気コア９１１に挿通されている。一方、接続線７１を流れる再点弧電流は、負の向きに流れる。したがって、電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した電流を検出する。電流センサ９１は、検出した検出電流を制御回路８に入力する。なお、電流センサ９１の構成は上記のものに限定されず、接続線７１と接続線６４ｃとから、出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した検出電流を検出するものであればよい。電流センサは、図１において破線（符号９１’参照）の位置に配置するようにしてもよい。この場合でも、接続線４と接続線６４ｃとから、出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した検出電流を検出することができる。
　電圧センサ９２は、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧を検出するものである。電圧センサ９２は、端子間電圧を検出して制御回路８に入力する。
　制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するための回路であり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路８は、電流センサ９１から検出電流を入力され、電圧センサ９２から再点弧コンデンサ６２の端子間電圧を入力される。そして、制御回路８は、インバータ回路２、インバータ回路７、充電回路６３および放電回路６４に、それぞれ駆動信号を出力する。制御回路８は、電流制御部８１、目標電流設定部８２、極性切換制御部８３、放電制御部８５、および充電制御部８６を備えている。
　電流制御部８１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流をフィードバック制御するために、インバータ回路２を制御する。電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される検出電流を絶対値回路によって絶対値信号に変換し、当該絶対値信号と目標電流設定部８２から入力される目標電流との偏差に基づいて、ＰＷＭ制御により、インバータ回路２のスイッチング素子を制御するための出力制御駆動信号を生成して、インバータ回路２に出力する。
　極性切換制御部８３は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性を切り換えるために、インバータ回路７を制御する。極性切換制御部８３は、インバータ回路７の出力極性を切り換えるようにスイッチング素子を制御するためのパルス信号であるスイッチング駆動信号を生成して、インバータ回路７に出力する。スイッチング駆動信号は、放電制御部８５にも出力される。
　放電制御部８５は、放電回路６４を制御する。放電制御部８５は、極性切換制御部８３から入力されるスイッチング駆動信号に基づいて、放電回路６４を制御するための放電回路駆動信号を生成して、放電回路６４に出力する。放電回路駆動信号は、充電制御部８６にも入力される。
　図３に示すように、電流センサ９１が検出した検出電流（（ｂ）参照）は、スイッチング駆動信号（（ａ）参照）に応じて変化する。図３（ａ）に示すスイッチング駆動信号は、オンのときに出力端子ａ（被加工物Ｗ）を正、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）を負とし、オフのときに出力端子ａ（被加工物Ｗ）を負、出力端子ｂ（溶接トーチＢ）を正とする。検出電流は、スイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わった時（時刻ｔ１）から減少し、ゼロを過ぎて（時刻ｔ２）極性が変わった後に最小電流値になる（時刻ｔ３）。また、検出電流は、スイッチング駆動信号がオフからオンに切り換わった時（時刻ｔ６）から増加し、ゼロを過ぎて（時刻ｔ７）極性が変わった後に最大電流値になる（時刻ｔ８）。放電制御部８５は、検出電流の極性が正極性から逆極性に変わるときにオンとなるように、放電回路駆動信号を生成する。具体的には、放電制御部８５は、スイッチング駆動信号が切り換わったとき（時刻ｔ１）にオンに切り換わり、オンに切り換わった後、放電時間が経過したとき（時刻ｔ４）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、放電回路駆動信号として出力する（（ｃ）参照）。放電時間は、放電状態を継続する時間であり、溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるまでの時間より長い所定時間が設定されている。
　放電制御部８５が放電回路駆動信号を生成する方法は、上記のものに限定されない。溶接電源装置Ａ１の出力電流の極性が変わるときに再点弧電圧を印加できればよいので、放電回路駆動信号は、極性が変わる前にオンになり、極性が変わった後にオフになればよい。
　充電制御部８６は、充電回路６３を制御する。充電制御部８６は、放電制御部８５から入力される放電回路駆動信号と、電圧センサ９２から入力される再点弧コンデンサ６２の端子間電圧とに基づいて、充電回路６３を制御するための充電回路駆動信号を生成して、充電回路６３に出力する。
　図３に示すように、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧（（ｅ）参照）は、放電回路駆動信号（（ｃ）参照）がオンになって（時刻ｔ１）、検出電流（（ｂ）参照）の極性が変わったとき（時刻ｔ２）に、再点弧コンデンサ６２の放電により低下する。次の放電のタイミングまでに、再点弧コンデンサ６２に再点弧電圧を充電する必要がある。また、再点弧コンデンサ６２が目標電圧まで充電された場合は、それ以上の充電を行う必要がない。充電制御部８６は、再点弧コンデンサ６２の放電後から、再点弧コンデンサ６２が目標電圧になるまでオンとなるように、充電回路駆動信号を生成する。具体的には、充電制御部８６は、放電制御部８５より入力される放電回路駆動信号がオンからオフに切り換わったとき（時刻ｔ４）にオンに切り換わり、再点弧コンデンサ６２の端子間電圧が目標電圧になったとき（時刻ｔ５）にオフに切り換わるパルス信号を生成し、充電回路駆動信号として出力する（（ｄ）参照）。
　次に、本実施形態に係る溶接電源装置Ａ１の作用および効果について説明する。
　本実施形態によると、電流センサ（電流検出手段）９１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流から再点弧電流を打ち消した検出電流を検出する。そして、電流制御部８１は、電流センサ９１から入力される検出電流に基づいて、フィードバック制御を行う。
　図４は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ１の各信号の波形を示している。同図（ａ）はインバータ回路７に入力されるスイッチング駆動信号を示しており、同図（ｂ）は放電回路６４に入力される放電回路駆動信号を示している。放電回路駆動信号は、時刻ｔ１１でスイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わったときにオンになり、時刻ｔ１３までオン状態を継続する。この間、再点弧電圧が印加される。
　図４（ｃ）は、インバータ回路７から出力される溶接電源装置Ａ１の出力電流を示している。当該出力電流には、再点弧電流が含まれている。同図（ｄ）は再点弧電流を示している。また、同図（ｅ）は、電流センサ９１が検出する検出電流を示しており、溶接電源装置Ａ１の出力電流（同図（ｃ）参照）から再点弧電流（同図（ｄ）参照）を減じたものになっている。同図（ｆ）は目標電流設定部８２が設定する目標電流を示している。同図（ｆ）では目標電流を５Ａとしている。したがって、定常状態では検出電流は５Ａに制御されている。電流センサ９１が検出した検出電流は、絶対値回路によって絶対値にされてフィードバック制御に用いられる。したがって、電流が出力端子ａからインバータ回路７に向かって流れる場合は、検出電流は－５Ａに制御されている。同図（ｇ）は電流制御部８１がインバータ回路２に出力する出力制御駆動信号を示している。出力制御駆動信号は、電流センサ９１が検出した検出電流（同図（ｅ）参照）の絶対値と、目標電流（同図（ｆ）参照）との偏差に基づいて生成される。
　時刻ｔ１１でスイッチング駆動信号がオンからオフに切り換わったときから出力電流は低下する。そして、時刻ｔ１２で出力電流がゼロを過ぎて極性が変わったときから再点弧電流が出力電流と同じ向きに流れる（図４（ｄ）参照）ので、出力電流は再点弧電流が追加されて負の方向に大きくなる（同図（ｃ）参照）。再点弧電流は例えば－２０Ａ程度になる。これにより、出力電流にオーバーシュートが発生する（同図（ｃ）時刻ｔ１２から時刻ｔ１３参照）。
　一方、図４（ｅ）に示すように、電流センサ９１が検出する検出電流においては、出力電流から再点弧電流が打ち消されているので、オーバーシュートが発生していない。出力制御駆動信号は、検出電流の絶対値と目標電流との偏差に基づいて生成される。検出電流にはオーバーシュートが発生しないので、偏差が極端に小さな値にならず、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３においても、出力制御駆動信号のパルス幅は極端に小さくならない。つまり、出力制御駆動信号は、出力電流のオーバーシュートの影響を受けない。したがって、インバータ回路２の出力は抑制されず、検出電流は目標電流に制御されて定常状態になっている。インバータ回路２の出力が抑制されてないので、時刻ｔ１３で再点弧電流が流れなくなって、出力電流が検出電流に一致したときにも、アンダーシュートは発生していない。以上のように、溶接電源装置Ａ１においては、再点弧電圧の印加により出力電流にオーバーシュートが発生しても、アンダーシュートは発生しない。本実施形態では、フィードバック制御に用いるフィードバック電流として出力電流に代えて検出電流を用いることで偏差を調整し、再点弧電圧印加時の出力電流のオーバーシュートの影響を受けないようにして、出力電流のアンダーシュートの発生を防止している。
　また、本実施形態によると、接続線６４ｃを電流センサ９１の磁気コア９１１に挿通するだけであり、他のセンサを設けたり、制御の方法を変更する必要がない。したがって、容易にアンダーシュートの対策を行うことができる。
　図５～図９は、本開示の他の実施形態を示している。なお、これらの図において、上記第１実施形態と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。
　図５は、本開示の第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を含む溶接システムの全体構成を示している。図５においては、制御回路８の内部構成の記載を省略している。図５に示す溶接電源装置Ａ２は、電流センサ（電流検出手段）９１をインバータ回路７の出力側ではなく、入力側に配置している点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なる。
　第２実施形態においては、電流センサ９１の磁気コア９１１に、インバータ回路７の２つの入力端子にそれぞれ接続された接続線と、再点弧回路６が再点弧電流を出力する接続線６４ｃとが挿通されている。接続線６４ｃは、第１実施形態の場合と同様に、出力電流から再点弧電流を打ち消す方向に挿通されている。
　第２実施形態に係る電流センサ９１は、第１実施形態に係る電流センサ９１と同様に、出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した検出電流を検出して、制御回路８に出力する。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
　電流センサ９１の配置位置は図５に示す位置に限定されず、電流センサ９１が、出力電流に追加されている再点弧電流を打ち消した検出電流を検出できればよい。例えば、整流平滑回路５と再点弧回路６との間に、電流センサ９１を配置するようにしてもよい。
　図６は、本開示の第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を含む溶接システムの全体構成を示している。図６に示す溶接電源装置Ａ３は、電流の検出方法が異なる点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なる。
　第３実施形態では、電流検出手段は、第１の電流センサ９１、第２の電流センサ９３および減算部８１１により構成される。第１の電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ３の出力電流（第１の電流）を検出して、電流制御部８１に入力する。第２の電流センサ９３は、再点弧電流（第２の電流）を検出するものであり、再点弧回路６が再点弧電流を出力する接続線６４ｃに配置されている。本実施形態では、再点弧電流が流れる向きを正としている。電流センサ９３は、検出した再点弧電流を電流制御部８１に入力する。電流制御部８１は、電流センサ９１より入力される出力電流から、電流センサ９３より入力される再点弧電流を減じて、検出電流を検出する減算部８１１を備えている。電流制御部８１は、減算部８１１が検出した検出電流を、フィードバック制御に用いる。
　第３実施形態においても、電流制御部８１は、検出電流を用いてフィードバック制御を行う。したがって、再点弧電圧の印加により出力電流にオーバーシュートが発生しても、アンダーシュートは発生しない。また、第３実施形態においては、接続線６４ｃを電流センサ９１まで引き回す必要がない。
　第３実施形態においては、出力電流に関係なく、電流制御部８１が出力電流から再点弧電流を減じた検出電流をフィードバック制御に用いているが、本開示がこれに限定されるわけではない。例えば、出力電流が再点弧電流より大きい場合は、オーバーシュートが発生しない。したがって、電流制御部８１は、目標電流設定部８２が設定する目標電流が再点弧電流に基づく所定の電流値より大きい場合は、電流センサ９１より入力される出力電流をそのままフィードバック制御に用い、目標電流が所定の電流値以下の場合だけ、減算部８１１が検出した検出電流をフィードバック制御に用いるようにしてもよい。所定の電流値は、再点弧コンデンサ６２に充電される再点弧電圧と限流抵抗６４ｂの抵抗値から算出される電流値に基づいて設定すればよい。この場合でも、オーバーシュートが発生するときのアンダーシュートの対策とすることができる。また、オーバーシュートが発生しないときには、検出電流を用いることなく出力電流に応じた制御とすることができる。
　図７および図８は、本開示の第４実施形態に係る溶接電源装置Ａ４を説明するための図である。図７は、溶接電源装置Ａ４を示すブロック図であり、溶接システムの全体構成を示している。図８は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ４の各信号の波形を示している。図７に示す溶接電源装置Ａ４は、出力電流から再点弧電流を打ち消した検出電流ではなく、出力電流をそのままフィードバック制御に用い、再点弧電圧印加時に目標電流を変更する点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。
　第４実施形態において、電流検出手段は、１つの電流センサ９１により構成されている。電流センサ９１は、溶接電源装置Ａ４の出力電流を検出して、電流制御部８１に入力する。目標電流設定部８２は、放電制御部８５から放電回路駆動信号を入力され、放電回路駆動信号がオンの間、すなわち、再点弧電圧が印加されている間、目標電流を所定電流を加算した電流に切り替える。所定電流は、再点弧回路６が出力する再点弧電流に応じて、あらかじめ設定されている。例えば、再点弧コンデンサ６２に充電される再点弧電圧が３００Ｖで、限流抵抗６４ｂが１５Ωの場合、計算上は２０Ａの再点弧電流が流れるので、本実施形態では、所定電流を２０Ａ程度に設定している。
　図８は、再点弧電圧印加前後のタイムチャートであり、溶接電源装置Ａ４の各信号の波形を示している。同図（ａ）はインバータ回路７に入力されるスイッチング駆動信号を示しており、同図（ｂ）は放電回路６４に入力される放電回路駆動信号を示している。同図（ｃ）は、インバータ回路７から出力される溶接電源装置Ａ４の出力電流を示している。同図（ｄ）は目標電流設定部８２が設定する目標電流を示している。同図（ｄ）では、放電回路駆動信号がオフの期間は目標電流が５Ａとされ、放電回路駆動信号がオンの期間は目標電流が、所定電流（２０Ａ）を加算された２５Ａとされている。同図（ｅ）は電流制御部８１がインバータ回路２に出力する出力制御駆動信号を示している。出力制御駆動信号は、電流センサ９１が検出した出力電流（同図（ｃ）参照）の絶対値と、目標電流（同図（ｄ）参照）との偏差に基づいて生成される。
　時刻ｔ１２から時刻ｔ１３において、再点弧電流が追加されるので、出力電流は負の方向に大きくなって、オーバーシュートが発生する（図８（ｃ）参照）。しかし、この期間の目標電流は、通常時の５Ａに所定電流２０Ａが加算された２５Ａになっている（同図（ｄ）参照）ので、偏差は小さくならない。よって、出力制御駆動信号のパルス幅は小さくならず（同図（ｅ）参照）、インバータ回路２の出力は抑制されない。したがって、時刻ｔ１３で再点弧電圧が印加されなくなったときに、出力電流のアンダーシュートは発生していない（同図（ｃ）参照）。以上のように、第４実施形態においても、再点弧電圧の印加により出力電流にオーバーシュートが発生しても、アンダーシュートは発生しない。本実施形態では、フィードバック制御において目標電流を変更することで偏差を調整し、再点弧電圧印加時の出力電流のオーバーシュートの影響を受けないようにして、出力電流のアンダーシュートの発生を防止している。また、第４実施形態においては、接続線６４ｃを電流センサ９１まで引き回す必要がないし、電流センサを追加する必要もない。
　第４実施形態では、再点弧コンデンサ６２に充電される再点弧電圧と限流抵抗６４ｂの抵抗値から算出した電流値を所定電流として設定しているが、本開示はこれに限られない。実際に流れる再点弧電流は、溶接負荷の状態などによって異なってくる。また、所定電流を小さくすると、出力電流が目標電流を超えて、インバータ回路２の出力が抑制され、アンダーシュートが発生する場合がある。逆に、所定電流を大きくすると、インバータ回路２の出力が増加され過ぎる場合がある。所定電流は、計算上の電流値を基準にして、シミュレーションや実験によって、最適な値を決定することができる。なお、所定電流を小さく設定して、アンダーシュートが発生する場合があるとしても、アンダーシュートの発生を抑制することができるという効果を奏することはできる。アンダーシュートの発生を抑制できれば、アーク切れの発生を抑制することができる。
　第４実施形態においては、再点弧電圧が印加されている間、目標電流を所定電流を加算した電流に切り替えているが、再点弧電流の変化に合わせて変化させるようにしてもよい。また、第４実施形態においては、出力電流に関係なく、再点弧電圧が印加されている間、目標電流を切り替える場合について説明したが、本開示はこれに限られない。出力電流が再点弧電流より大きい場合は、オーバーシュートが発生しない。したがって、目標電流設定部８２が設定する目標電流が再点弧電流に基づく所定の電流値より大きい場合は、再点弧電圧印加時でも、目標電流をそのままとし、目標電流が所定の電流値以下の場合だけ、再点弧電圧印加時に目標電流を切り替えるようにしてもよい。所定の電流値は、再点弧コンデンサ６２に充電される再点弧電圧と限流抵抗６４ｂの抵抗値から算出される電流値に基づいて設定すればよい。この場合でも、オーバーシュートが発生するときのアンダーシュートの対策とすることができる。また、オーバーシュートが発生しないときには、不要な目標電流の変更による制御の乱れを防ぐことができる。
　図９は、本開示の第５実施形態に係る溶接電源装置Ａ５を含む溶接システムの全体構成を示している。図９においては、制御回路８の内部構成の記載を省略している。図９に示す溶接電源装置Ａ５は、再点弧回路６をインバータ回路７の出力側に配置している点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。本実施形態では、再点弧コンデンサ６２がインバータ回路７のスナバ回路としての機能を果たさないので、ダイオード６１および再点弧コンデンサ６２の負極側の配線（接続線４に接続されている配線）を設けないようにしてもよい。
　第５実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
　上記第１ないし第５実施形態では、溶接電源装置Ａ１ないしＡ５をＴＩＧ溶接システムに用いた場合を説明したが、本開示はこれに限定されない。本開示に係る溶接電源装置は、その他の半自動溶接システムにも用いることができる。また、本開示に係る溶接電源装置は、ロボットによる全自動溶接システムにも用いることができるし、被覆アーク溶接システムにも用いることができる。また、本開示は、交流出力専用の溶接電源装置だけでなく、交直両用の溶接電源装置にも適用することができる。
　本開示に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本開示に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Claims (7)

  1. 　溶接負荷への出力電流を制御するための第１のインバータ回路と、
    　前記第１のインバータ回路が出力する高周波電力を整流する整流回路と、
    　前記整流回路が出力する直流電力を交流電力に変換して前記溶接負荷に出力する第２のインバータ回路と、
    　前記溶接負荷への出力電流の極性が切り換わるときに、前記溶接負荷への出力に再点弧電圧を印加する再点弧回路と、
    　前記溶接負荷への出力電流に基づく検出電流を検出する電流検出手段と、
    　前記電流検出手段が検出した検出電流と目標電流との偏差に基づいて、前記第１のインバータ回路を駆動させる出力制御駆動信号を生成する制御回路と、
    を備えており、
    　再点弧電圧印加時の前記偏差の調整が行われる、溶接電源装置。
  2. 　前記第２のインバータ回路の出力端子と前記溶接負荷とを接続する第１の接続線と、
    　前記再点弧回路が再点弧電圧を印加するための第２の接続線と、
    をさらに備えており、
    　前記電流検出手段は、前記第１の接続線に流れる電流から前記第２の接続線を流れる電流を減じた電流を前記検出電流として検出することで、前記偏差の調整が行われる、請求項１に記載の溶接電源装置。
  3. 　前記電流検出手段は、
    　前記第１の接続線と前記第２の接続線とが、再点弧電流が流れる向きが互いに反対になるように挿通される磁気コアと、
    　前記磁気コアに巻回されており、前記検出電流を検出する検出コイルと、
    を備えている、請求項２に記載の溶接電源装置。
  4. 　前記電流検出手段は、
    　前記第１の接続線を流れる第１の電流を検出する第１の電流センサと、
    　前記第２の接続線を流れる第２の電流を検出する第２の電流センサと、
    　前記第１の電流から前記第２の電流を減じることで前記検出電流を検出する減算部と、を備えている、請求項２に記載の溶接電源装置。
  5. 　前記検出電流は、前記溶接負荷への出力電流であり、
    　前記制御回路は、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加している間、前記目標電流を増加させることで、前記偏差を調整する、請求項１に記載の溶接電源装置。
  6. 　前記制御回路は、前記再点弧回路が再点弧電圧を印加している間、前記目標電流を所定電流を加算した電流に切り替える、請求項５に記載の溶接電源装置。
  7. 　前記制御回路は、前記目標電流が所定の電流値より大きい場合には、前記目標電流を増加させない、請求項５または６に記載の溶接電源装置。
PCT/JP2018/032366 2017-09-19 2018-08-31 溶接電源装置 Ceased WO2019058929A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017-178995 2017-09-19
JP2017178995A JP6911253B2 (ja) 2017-09-19 2017-09-19 溶接電源装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2019058929A1 true WO2019058929A1 (ja) 2019-03-28

Family

ID=65811137

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/032366 Ceased WO2019058929A1 (ja) 2017-09-19 2018-08-31 溶接電源装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6911253B2 (ja)
WO (1) WO2019058929A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111889855A (zh) * 2020-08-26 2020-11-06 深圳市佳士科技股份有限公司 切割机驱动电路、切割机控制装置和等离子切割机

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4169649A1 (de) * 2021-10-19 2023-04-26 FRONIUS INTERNATIONAL GmbH Vorrichtung und verfahren zur durchführung eines schweissprozesses

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62192264A (ja) * 1986-02-19 1987-08-22 Hitachi Seiko Ltd パルスア−ク溶接電源
JP2017024061A (ja) * 2015-07-27 2017-02-02 株式会社三社電機製作所 交流出力インバータ溶接機

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62192264A (ja) * 1986-02-19 1987-08-22 Hitachi Seiko Ltd パルスア−ク溶接電源
JP2017024061A (ja) * 2015-07-27 2017-02-02 株式会社三社電機製作所 交流出力インバータ溶接機

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111889855A (zh) * 2020-08-26 2020-11-06 深圳市佳士科技股份有限公司 切割机驱动电路、切割机控制装置和等离子切割机

Also Published As

Publication number Publication date
JP6911253B2 (ja) 2021-07-28
JP2019051551A (ja) 2019-04-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2019104040A (ja) 被覆アーク溶接システム、および、被覆アーク溶接用の溶接電源装置
JP5063731B2 (ja) 電源装置
CN110605459B (zh) 焊接电源装置
KR20140115951A (ko) 전원 장치 및 아크 가공용 전원 장치
WO2019058929A1 (ja) 溶接電源装置
US11235411B2 (en) Welding power supply with interleaved inverter circuitry
EP3482863B1 (en) Welding power source apparatus
EP3613528B1 (en) Welding power supply device
JP2019217544A (ja) 溶接電源装置
JPH05169258A (ja) 消耗電極式直流アーク溶接機
JP6880436B2 (ja) 溶接電源装置
JP2018187645A (ja) 溶接電源装置
JP7004258B2 (ja) 溶接電源装置
JP7065464B2 (ja) 電源装置および溶接用電源装置
US20230311230A1 (en) Cancellation of the effects of primary voltage variations
JP6665390B2 (ja) 制御回路、インバータ装置、および、電源装置
JP6958785B2 (ja) 被覆アーク溶接システム、および、被覆アーク溶接用の溶接電源装置
JP2022177970A (ja) 電源装置
JP2021114807A (ja) アーク加工電源装置
JP2022164372A (ja) 昇圧回路、および、当該昇圧回路を備える溶接電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18858793

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18858793

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1