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WO2018169107A1 - 센싱 오프셋을 개선하는 지문 인식 센서 및 시스템 - Google Patents

센싱 오프셋을 개선하는 지문 인식 센서 및 시스템 Download PDF

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Publication number
WO2018169107A1
WO2018169107A1 PCT/KR2017/002872 KR2017002872W WO2018169107A1 WO 2018169107 A1 WO2018169107 A1 WO 2018169107A1 KR 2017002872 W KR2017002872 W KR 2017002872W WO 2018169107 A1 WO2018169107 A1 WO 2018169107A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
sensing
node
electrode
capacitor
protective
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/KR2017/002872
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
전용원
전창원
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Circuid Inc
Original Assignee
Circuid Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Circuid Inc filed Critical Circuid Inc
Priority to PCT/KR2017/002872 priority Critical patent/WO2018169107A1/ko
Publication of WO2018169107A1 publication Critical patent/WO2018169107A1/ko
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Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
    • H03K17/96—Touch switches

Definitions

  • the present invention relates to a fingerprint sensor, and more particularly, to a fingerprint sensor and a system for improving a sensing offset generated when a fingerprint is sensed.
  • the fingerprint sensor that realizes the fingerprint recognition method may be classified into an optical type, a capacitive type, a thermal type, a resistive type, or an ultrasonic type according to a fingerprint detection method. have.
  • the capacitive fingerprint recognition sensor recognizes a fingerprint by detecting a difference in the amount of charge stored in the sensing capacitor according to a portion of a finger to be contacted.
  • it is necessary to reduce the so-called 'sensing offset' according to the parasitic capacitor generated at the sensing electrode forming one terminal of the sensing capacitor. very important.
  • An object of the present invention is to provide a fingerprint recognition sensor and system for reducing the sensing offset according to the parasitic capacitance of the sensing electrode generated when the fingerprint is sensed.
  • a fingerprint recognition sensor comprising: a fingerprint terminal capable of contacting a finger; A sensing electrode connected to a sensing node, the sensing electrode being one terminal of a sensing capacitor formed by the finger in contact with the fingerprint terminal; One terminal is electrically connected to the sensing electrode, the other terminal is a protective capacitor consisting of a protective electrode, the protective electrode is the protective capacitor for receiving a protective drive signal; A sensing precharge block driven to precharge the sensing node to a voltage of a first precharge reference signal in response to activation of a precharge control signal; And a sensing read block configured to generate the sensing data by sensing the voltage level of the sensing node.
  • the sensing read block may include a sensing select switch configured to connect the sensing node to a driving node in response to a sensing control signal; A sensing driver configured to sense a difference in voltage level of the driving node with respect to an amplification reference voltage to generate sensing data; And a compensation unit connected to the driving node and driven to compensate for the influence of parasitic capacitance generated in the sensing node during the sensing operation of the sensing driver.
  • Each of the plurality of pixels may include a fingerprint terminal capable of contacting a finger; A sensing electrode connected to a sensing node, the sensing electrode being one terminal of a sensing capacitor formed by the finger in contact with the fingerprint terminal; One terminal is electrically connected to the sensing electrode, the other terminal is a protective capacitor consisting of a protective electrode, the protective electrode is the protective capacitor for receiving a protective drive signal; And a sensing precharge block driven to precharge the sensing node to a voltage of a first precharge reference signal in response to a precharge control signal.
  • the sensing read block includes a sensing read block that senses a voltage level of the sensing node of the selected pixel to generate sensing data during sensing driving.
  • the sensing electrode and the protective electrode of at least some of the pixels adjacent to the selected pixel are controlled at the same voltage as the sensing electrode and the protective electrode of the selected pixel during the sensing driving.
  • the compensation unit is driven to cancel the parasitic capacitance generated in the sensing electrode forming one terminal of the sensing capacitor. Therefore, according to the fingerprint recognition sensor of the present invention, the sensing offset can be relaxed in the parasitic capacitance of the sensing electrode to ensure a good fingerprint pattern.
  • FIG. 1 is a diagram conceptually illustrating a fingerprint recognition sensor according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 and 3 are timing diagrams for describing an operation of the fingerprint recognition sensor of FIG. 1.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the feedback capacitor means of FIG. 1.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of compensation power storage means of the compensation unit of FIG. 1.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view illustrating a formation form of the sensing electrode and the protective electrode of FIG. 1
  • FIG. 7 is a layout view of the sensing electrode and the protective electrode of FIG. 1.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining that factors inducing a 'sensing offset' may be injected from neighboring pixels when sensing a selected pixel.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example in which the first modified feedback capacitor means and the second modified feedback capacitor means are applied in the fingerprint recognition sensor of FIG. 1.
  • FIG. 10 is a detailed illustration of the first modified feedback capacitor means of FIG. 9 with the relevant components.
  • FIG. 11 is a detailed illustration of the second modified feedback capacitor means of FIG. 9 with the relevant components.
  • FIG. 1 is a diagram conceptually illustrating a fingerprint recognition sensor according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • 2 and 3 are timing diagrams for describing an operation of the fingerprint recognition sensor of FIG. 1.
  • Sensing driving of the fingerprint recognition sensor of the present invention is performed through a signal sensing operation P1 (see FIG. 2) and a reference sensing operation P2 (see FIG. 3) distinguished from each other.
  • the signal sensing operation P1 may be divided into a signal precharge process (P11 of FIG. 2) and a signal sensing process (P12 of FIG. 2), and the reference sensing operation P2 may be a reference precharge process.
  • 3 may be divided into a reference sensing process (P22 of FIG. 3).
  • the signal precharge process (P11 of FIG. 2) and the reference precharge process (P21 of FIG. 3) may be collectively referred to as 'precharge process'
  • P12) and the reference sensing process (P22 of FIG. 3) may be collectively referred to as a 'sensing process'.
  • the fingerprint recognition sensor of the present invention includes a fingerprint stage (STF), a sensing electrode (ELDT), a protective capacitor (CPDR), a sensing precharge block (BKSNPR), and a sensing read block. (BKSNDR).
  • STF fingerprint stage
  • ELDT sensing electrode
  • CPDR protective capacitor
  • BKSNPR sensing precharge block
  • BKSNDR sensing read block
  • the fingerprint terminal STF may contact the finger FNG.
  • the sensing electrode ELDT is electrically connected to the sensing node NSEN.
  • the sensing electrode ELDT and the finger FNG serve as one terminal and the other terminal of the virtual sensing capacitor CPDT, respectively.
  • the finger FNG is grounded through the user's body.
  • the amount of charge stored in the sensing capacitor CPDT depends on the degree of contact of the finger FNG, that is, the portion of the finger FNG to be contacted. That is, when the ridges of the fingers FNG are in contact with each other, the amount of charge stored in the sensing capacitor CPDT increases as compared with the case where the valleys of the fingers FNG are in contact with each other.
  • the pattern of the fingerprint is recognized by confirming the amount of charge stored in the sensing capacitor CPDT.
  • One terminal of the protection capacitor CPDR is electrically connected to the sensing electrode ELDT, and the other terminal of the protection capacitor CPDR is formed of the protection electrode ELIN.
  • the protection electrode ELIN applies a protection driving signal XDRDT.
  • the protection electrode ELIN which is the other terminal of the protection capacitor CPDR, serves to block unintentional charge into the sensing electrode ELDT.
  • sensing electrode ELDT and the protective electrode ELIN is described in detail later.
  • the voltage level of the protective driving signal XDRDT applied to the protective electrode ELIN is controlled to the same level as the sensing electrode ELDT. Therefore, the amount of charge stored in the protection capacitor CPDR is '0'.
  • the sensing precharge block BKSNPR is driven to precharge the sensing node NSEN to the voltage of the first precharge reference signal XPRE1 in the precharge processes P11 and P21.
  • the first precharge reference signal XPRE1 has an upper driving voltage VHG in the signal sensing operation P1 and a lower driving voltage VLW in the reference sensing operation P2.
  • the upper driving voltage VHG and the lower driving voltage VLW are more than the ground voltage VSS and less than the power supply voltage VDD.
  • the upper driving voltage VHG is higher than the lower driving voltage VLW.
  • the sensing precharge block BKSNPR includes a precharge switch SWPR controlled by a precharge control signal XPCON.
  • the precharge switch SWPR is turned on in the precharge processes P11 and P21 and is turned off in the sensing processes P12 and P22.
  • the sensing read block BKSNDR senses the voltage level of the sensing node NSEN in order to check the degree of contact of the finger FNG with the fingerprint terminal STF, that is, the part of the finger FNG that is in contact with the fingerprint terminal STF. Generate the sensing data DSEN.
  • the sensing data DSEN means a difference between voltage levels of the signal data SDA and the reference data RDA.
  • the signal data SDA is generated in the signal sensing operation P1
  • the reference data RDA is generated in the reference sensing operation P2.
  • the sensing read block BKSNDR includes a sensing selection switch SWST, a sensing driver 100, and a compensator 200.
  • the sensing select switch SWST is turned on in response to the sensing control signal XSCON in the sensing processes P12 and P22 and is driven to connect the sensing node NSEN to the driving node NDRV.
  • the sensing selection switch SWST is turned off in the precharge processes P11 and P21.
  • the sensing driver 100 senses a voltage level of the driving node NDRV to generate sensing data DSEN. That is, the sensing driver 100 generates the signal data SDA by sensing the voltage level of the driving node NDRV with respect to the amplification reference voltage VRF in the signal sensing process P12, and generates a reference sensing process ( In operation P22, the voltage level of the driving node NDRV with respect to the amplification reference voltage VRF is sensed to generate reference data RDA.
  • the amplification reference voltage VRF is higher than the ground voltage VSS and lower than the power supply voltage VDD.
  • the sensing driver 100 includes a driving amplifier 110, a reset switch 120, a feedback capacitor means MSCP, and a sampling holding means 140.
  • the driving amplifier 110 inverts and amplifies the voltage of the driving node NDRV by comparing with the amplifying reference voltage VRF.
  • the amplification reference voltage VRF preferably has a level lower than or equal to the lower driving voltage VLW.
  • the driving amplifier 110 generates the signal data SDA in the signal sensing process P12 and is held by the sampling holding means 140.
  • the driving amplifier 110 generates the reference data RDA in the reference sensing process P22 and is held by the sampling and holding means 140.
  • the reset switch 120 electrically connects the output node N111 of the driving amplifier 110 with the driving node NDRV in response to the reset signal RST.
  • the reset switch 120 is turned on in the precharge processes P11 and P21 and is turned off before the sensing processes P12 and P22 are started.
  • both the output node N111 and the driving node NDRV of the driving amplifier 110 are controlled to the same level of the amplification reference voltage VRF.
  • the feedback capacitor means MSCP couples the drive node NDRV to the output node N111 of the drive amplifier. Accordingly, the driving node NDRV is restored to the amplification reference voltage VRF even after sensing is performed in the sensing processes P12 and P22.
  • the gain ratio Ga of the driving amplifier 110 is equal to (Equation 1).
  • Ga -(Ca / Cg)
  • Ca is the capacitance of the sensing capacitor (CPDT)
  • Cg is the capacitance of the capacitor (in the present specification, 'drive') formed between the driving node (NDRV), which is an input node of the driving amplifier 110 and the output node in the sensing process.
  • NDRV driving node
  • the feedback capacitor means MSCP has a capacitance that is varied by a capacitance control signal XCAP.
  • the gain of the driving amplifier 110 may be appropriately controlled.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a feedback capacitor means MSCP of FIG. 1.
  • the feedback capacitor means MSCP includes a first driving feedback capacitor 131, a second driving feedback capacitor 133, and a driving feedback switch 135.
  • One side of the first driving feedback capacitor 131 is connected to the driving node NDRV, and the other side of the first driving feedback capacitor 131 is connected to the output node N111 of the driving amplifier 110.
  • One side of the second driving feedback capacitor 133 is connected to the driving node NDRV.
  • the driving feedback switch 135 is driven to connect the other side of the second driving feedback capacitor 133 to the output node N111 of the driving amplifier in response to the activation of the capacitance control signal XCAP.
  • the driving capacitance Cg is varied according to whether the capacitance control signal XCAP is activated, and ultimately, the gain ratio of the driving amplifier 110 is increased. Ga) is controlled.
  • the sampling holding means 140 generates the sensing data DSEN by sampling and holding the voltage of the output node N111 of the driving amplifier 110. That is, in the signal sensing process P12, the sampling holding means 140 samples and holds the signal data SDA provided through the output node N111 of the driving amplifier 110. In the reference sensing process P22, the sampling holding means 140 samples and holds the reference data RDA provided through the output node N111 of the driving amplifier 110.
  • the sensing data DSEN is a value of a voltage difference between the signal data SDA and the reference data RDA.
  • the gain ratio of the driving amplifier 110 is ideally determined by a ratio of the capacitance value of the sensing capacitor CPDT and the capacitance value of the feedback capacitor means MSCP.
  • an unintentional parasitic capacitor CPPD may be generated in the sensing node NSEN.
  • the parasitic capacitor CPPD may cause a 'sensing offset' when sensing the fingerprint sensor.
  • the sensing read block BKSNDR includes the compensation unit 200 in the fingerprint recognition sensor of the present invention.
  • the compensator 200 is connected to the driving node NDRV and is driven to compensate for the influence of the parasitic capacitor CPPD generated in the sensing node NSEN.
  • the compensator 200 includes a compensation power storage means 210, a first compensation switch 230, and a second compensation switch 250.
  • the compensation power storage means 210 includes a compensation capacitor CPSA, and the compensation capacitor CPSA has a capacitance value corresponding to the capacitance value of the parasitic capacitor CPPD.
  • the capacitance value of the compensation capacitor CPSA is equal to the capacitance value of the parasitic capacitor CPPD.
  • the first compensation switch 230 is driven to electrically connect the spare node NPRE to the second precharge reference signal XPRE2 in response to the activation of the precharge control signal XPCON.
  • the second precharge reference signal XPRE2 has a lower driving voltage VLW in the signal sensing operation P1 and an upper driving voltage VHG in the reference sensing operation P2.
  • the second compensation switch 250 is driven to electrically connect the spare node NPRE to the driving node NDRV in response to the activation of the sensing control signal XSCON.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the compensation power storage unit 210 of the compensation unit 200 of FIG. 1.
  • the compensation power storage unit 210 includes at least one subcapacitor, preferably a plurality of subcapacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2>.
  • the compensation power storage means 210 may include two or more subcapacitors.
  • One terminal of the plurality of subcapacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2> is electrically connected to the spare node NPRE.
  • the plurality of subcapacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2> are non-exclusively selected in response to respective selection signals SEL ⁇ 1> and SEL ⁇ 2>.
  • the other terminal of the non-selected sub-capacitor among the plurality of sub-capacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2> has the precharge for which the precharge control signal XPCON is activated with “H”.
  • the voltage is controlled to the voltage of the second precharge reference signal XPRE2.
  • the voltage level of the spare node NPRE is the second precharge reference signal XPRE2. ) Is the voltage.
  • the other terminal of the non-selected sub-capacitors among the plurality of sub-capacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2> may include the sensing process P12 in which the sensing control signal XSCON is activated with “H”.
  • the amplification reference voltage VRF is controlled.
  • the voltage level of the spare node NPRE is the amplification reference voltage VRF.
  • the amount of charge stored in the non-selected sub capacitor among the plurality of sub capacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2> is '0'.
  • the other terminal of the subcapacitor selected from the plurality of subcapacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2> is controlled by a capacitor reference voltage VRC.
  • the capacitor reference voltage VRC has a level equal to or higher than the lowest level voltage used to implement the fingerprint recognition sensor of the present invention.
  • subcapacitors selected from the plurality of subcapacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2> are connected in parallel between the spare node NPRE and the capacitor reference voltage VRC.
  • the capacitance value of the compensation capacitor CPSA is the sum of the capacitance values of the subcapacitors selected from the plurality of subcapacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2>.
  • the capacitance value of the compensation capacitor CPSA may be adjusted by selection of the plurality of subcapacitors CPSB ⁇ 1> and CPSB ⁇ 2>.
  • sensing of the fingerprint recognition sensor of the present invention is performed through a signal sensing operation P1 (see FIG. 2) and a reference sensing operation P2 (see FIG. 3) which are distinguished from each other.
  • the signal sensing operation P1 may be divided into a signal precharge process P11 and a signal sensing process P12.
  • the reference sensing operation P2 may be a reference precharge process P21 and a reference sensing method. Process (P22).
  • Capacitor Charge CPDT (Ca) VHG * Ca CPPD (Cb) VHG * Cb CPDR (Cc) 0 * Cc CPSA (Cd) (VLW-VRC) * Cd
  • Capacitor Capacitance Charge CPDT (Ca) VRF * Ca CPPD (Cb) VRF * Cb CPDR (Cc) 0 * Cc CPSA (Cd) (VRF-VRC) * Cd
  • Capacitor Charge CPDT (Ca) VLW * Ca CPPD (Cb) VLW * Cb CPDR (Cc) 0 * Cc CPSA (Cd) (VHG-VRC) * Cd
  • Capacitor Capacitance Charge CPDT (Ca) VRF * Ca CPPD (Cb) VRF * Cb CPDR (Cc) 0 * Cc CPSA (Cd) (VRF-VRC) * Cd
  • Equation 7 the net charge amount Qref that affects the value of the reference data RDA provided to the driving amplifier 110 in the reference sensing operation P2 is expressed by Equation 7 below.
  • the amount of charge that affects the sensing data DSEN during the operation of the fingerprint recognition sensor of the present invention affects the value of the signal data SDA provided to the driving amplifier 110 in the signal sensing operation P1.
  • Note is a difference between the net charge Qsig and the net charge Qref that affects the value of the reference data RDA provided to the driving amplifier 110 in the reference sensing operation P2.
  • Equation (8) the amount of charge Qsen that affects the sensing data DSEN during the operation of the fingerprint recognition sensor of the present invention is expressed by Equation (8).
  • the sensing data DSEN is determined by the capacitance value Ca of the sensing capacitor CPDT, and the influence of the capacitance value Cb of the parasitic capacitor CPPD is excluded.
  • the sensing offset is reduced.
  • the sensing sensitivity with respect to the fingerprint pattern is greatly improved, and it is possible to secure a more clear and accurate fingerprint pattern.
  • the capacitor reference voltage VRC has the same level as the amplification reference voltage VRF. In this case, since the charge amount stored in the compensation capacitor CPSA becomes '0' in the signal sensing process P12 and the reference sensing process P22, the sensing efficiency of the fingerprint recognition sensor of the present invention is improved.
  • the compensation capacitor (CPSA) preferably has an externally adjustable capacitance. In this case, it is easy for the compensation capacitor CPSA to have a capacitance value corresponding to (eg, equal to) the capacitance value of the parasitic capacitor CPPD.
  • the data value of the sensing data DSEN depends on the output difference Vdiff of the driving amplifier 110 in the signal sensing operation P1 and the reference sensing operation P2.
  • Vdiff Ga * (VHG-VLW)
  • the sensing data DSEN may have an appropriate data value by controlling the difference between the upper driving voltage VHG and the lower driving voltage VLW and the driving capacitance Cg. .
  • the form of formation of the sensing electrode ELDT and the protective electrode ELIN is described in detail.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view illustrating a formation form of the sensing electrode ELDT and the protective electrode ELIN of FIG. 1
  • FIG. 7 is a layout diagram of the sensing electrode ELDT and the protective electrode ELIN of FIG. 1. 6 and 7, components directly related to the present invention are shown centrally, and the remaining components are omitted or abbreviated.
  • the protective electrode ELIN is formed of the first metal layer MET1 formed on the substrate SUB.
  • the protective driving signal XDRDT is applied to the protective electrode ELIN formed of the first metal layer MET1.
  • reference numeral 'LMUS' conceptually represents various types of materials including an insulating layer that may be formed between the first metal layer MET1 and the substrate SUB.
  • the sensing electrode ELDT is formed of a second metal layer MET2 or a third metal layer MET3 stacked on the first metal layer MET1 forming the protective electrode ELIN.
  • the protective driving signal XDRDT is applied to the protective electrode ELIN formed of the first metal layer MET1.
  • the sensing electrode ELDT formed of the second metal layer MET2 is formed by the protection electrode ELIN, such as a peripheral charge and coupling effect that can be injected into the bottom, such as a 'sensing offset'. Can be protected against factors that can cause.
  • a protective dielectric layer LPRF of a dielectric material is formed between the second metal layer MET2 forming the sensing electrode ELDT and the first metal layer MET1 forming the protective electrode ELIN.
  • a protective capacitor CPDR is formed using the sensing electrode ELDT as one terminal and the protective electrode ELIN as the other terminal.
  • the fingerprint terminal STF is formed of a surface dielectric layer LSUR of a dielectric material stacked on the second metal layer MET2 forming the sensing electrode ELDT.
  • the sensing electrode ELDT and the finger FNG act as one terminal and the other terminal of the virtual sensing capacitor CPDT, respectively. As shown.
  • the sensing electrode ELDT formed as described above is covered by the surface dielectric layer LSUR, and thus is not exposed to the outside.
  • the surface dielectric layer LSUR is composed of a first surface dielectric layer LSUR1 and a second surface dielectric layer LSUR2.
  • the first surface dielectric layer LSUR1 is formed by being stacked on the second metal layer MET2 forming the sensing electrode ELDT.
  • the third metal layer MET3 in contact contact also acts as the protective electrode ELIN.
  • the second surface dielectric layer LSUR2 is formed by being stacked on the first surface dielectric layer LSUR1 on which the third metal layer MET3 is formed.
  • the sensing electrode ELDT formed of the second metal layer MET2 is not only from below but also from offset factors such as peripheral charge and coupling effects that can be injected from the side. Can be protected.
  • the fingerprint recognition system generally comprises a plurality of fingerprint recognition pixels.
  • the fingerprint recognition pixels may include the sensing electrode ELDT and the protection electrode ELIN of the fingerprint recognition sensor of the present invention.
  • factors inducing a 'sensing offset' from the surrounding pixels BPIX may be injected during sensing driving of the selected pixel SPIX.
  • the sensing electrodes ELDTs and the protection electrodes ELIN of at least some of the adjacent pixels BPIX that are disposed around the selected pixel SPIX are also selected.
  • the sensing electrode ELDT of the selected pixel SPIX can be more effectively protected from the off-set generating factors.
  • the feedback capacitor means MSCP may be modified in various forms.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example in which the modified feedback capacitor means is applied in the fingerprint recognition sensor of FIG. 1.
  • the first modified feedback capacitor means MSCP1 and the second modified feedback capacitor means MSCP2 is included in place of the feedback capacitor means MSCP of FIG. 1.
  • the first modified feedback capacitor means MSCP1 is formed between the output node N111 and the sensing node NSEN of the drive amplifier 110, and the first modified feedback capacitor means MSCP1 is a drive amplifier. It is formed between the output node N111 and the spare node NPRE of 110.
  • FIG. 10 is a detailed illustration of the first modified feedback capacitor means MSCP1 of FIG. 9 with the relevant components.
  • the first modified feedback capacitor means MSCP1 may include a first sensing feedback capacitor 171, a second sensing feedback capacitor 172, a first sensing feedback switch 173, and a second sensing feedback switch. 174, a third sensing feedback switch 175 and a fourth sensing feedback switch 176.
  • One side of the first sensing feedback capacitor 171 and the second sensing feedback capacitor 172 is connected to the sensing node NSEN.
  • the first sensing feedback switch 173 electrically connects the other side of the first sensing feedback capacitor 171 and the output node N111 of the driving amplifier 110 in response to the sensing control signal XSCON. Let's do it.
  • the second sensing feedback switch 174 is in response to the activation of the first capacitance control signal XCAP1, the other side of the first sensing feedback capacitor 171 and the other side of the second sensing feedback capacitor 172. Is electrically connected.
  • the third sensing feedback switch 175 electrically connects the other side of the first sensing feedback capacitor 171 to the first precharge reference signal XPRE1 in response to the first precharge control signal XPCON. Driven to be connected.
  • the fourth sensing feedback switch 176 electrically connects the other side of the second sensing feedback capacitor 172 to the protection driving signal XDRDT in response to the deactivation of the first capacitance control signal XCAP1. Driven to connect.
  • the first modified feedback capacitor means MSCP1 having the configuration of FIG. 10, when the first capacitance control signal XCAP1 is activated, in the sensing process of activating a sensing control signal XSCON, the first sensing is performed.
  • a feedback capacitor 171 and the second sensing feedback capacitor 172 are formed in parallel with the output node N111 and the sensing node NSEN of the driving amplifier 110.
  • the second sensing feedback capacitor 172 and the protection capacitor CPDR are formed in parallel between the sensing node NSEN and the protection driving signal XDRT. do.
  • the driving capacitance Cg is reduced, and the second sensing feedback capacitor 172 enhances the action of the protection capacitor CPDR.
  • FIG. 11 is a view detailing the second modified feedback capacitor means MSCP2 of FIG. 9 with the relevant components.
  • the second modified feedback capacitor means MSCP2 may include a first sensing feedback capacitor 191, a second sensing feedback capacitor 192, a first sensing feedback switch 193, and a second sensing feedback switch. 194, a third sensing feedback switch 195 and a fourth sensing feedback switch 196.
  • One side of the first sensing feedback capacitor 191 and the second sensing feedback capacitor 194 is connected to the spare node NPRE.
  • the first sensing feedback switch 193 electrically connects the other side of the first sensing feedback capacitor 191 and the output node N111 of the driving amplifier 110 in response to the sensing control signal XSCON. Let's do it.
  • the second sensing feedback switch 194 is in response to the activation of the second capacitance control signal XCAP2, the other side of the first sensing feedback capacitor 191 and the other side of the second sensing feedback capacitor 192. Is electrically connected.
  • the third sensing feedback switch 195 electrically connects the other side of the first sensing feedback capacitor 191 to the first precharge reference signal XPRE1 in response to the first precharge control signal XPCON. Driven to be connected.
  • the fourth sensing feedback switch 196 electrically connects the other side of the second sensing feedback capacitor 192 to the protection driving signal XDRDT in response to deactivation of the second capacitance control signal XCAP2. Driven to connect.
  • the second modified feedback capacitor means MSCP2 having the configuration of FIG. 11, when the second capacitance control signal XCAP2 is activated, in the sensing process of activating a sensing control signal XSCON, the first sensing is performed.
  • a feedback capacitor 191 and the second sensing feedback capacitor 192 are formed in parallel to the output node N111 and the spare node NPRE of the driving amplifier 110.
  • the second sensing feedback capacitor 192 and the protection capacitor CPDR are formed in parallel between the spare node NPRE and the protection driving signal XDRT. do.
  • switches may be implemented in various forms such as PMOS transistors, NMOS transistors, transmission gates, and the like.
  • the present invention is applicable to the field of fingerprint recognition.

Landscapes

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  • Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)

Abstract

센싱 오프셋을 개선하는 지문 인식 센서 및 시스템이 게시된다. 본 발명의 지문 인식 센서는 지문단; 센싱 노드에 연결되는 감지 전극; 일측 단자는 상기 감지 전극에 전기적으로 연결되며, 다른 일측 단자는 보호 전극으로 이루어지는 보호 캐패시터; 센싱 노드를 제1 프리차아지 기준 신호의 전압으로 프리차아지시키도록 구동되는 센싱 프리차아지 블락; 및 상기 센싱 노드의 전압 레벨을 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 독출 블락을 구비한다. 상기 센싱 독출 블락은 센싱 제어 신호에 응답하여, 상기 센싱 노드를 구동 노드에 연결하는 센싱 선택 스위치; 증폭 기준 전압에 대한 상기 구동 노드의 전압 레벨의 차이를 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 구동부; 및 상기 구동 노드에 연결되며, 상기 센싱 구동부의 센싱 동작시에 상기 센싱 노드에 발생되는 기생 캐패시턴스의 영향을 보상하도록 구동되는 보상부를 구비한다. 본 발명의 지문 인식 센서에 의하면, 감지 전극의 기생 캐패시턴스의 영향이 완화됨으써, 센싱 오프셋이 감소되어 양질의 지문 패턴이 확보될 수 있다.

Description

센싱 오프셋을 개선하는 지문 인식 센서 및 시스템
본 발명은 지문 인식 센서에 관한 것으로, 특히, 지문의 센싱시에 발생되는 센싱 오프셋을 개선하는 지문 인식 센서 및 시스템에 관한 것이다.
일반적으로 정보화 시대의 도래로 원하는 정보를 수집 및 가공하는 일이 쉬어진 만큼이나, 개인의 중요한 정보가 타인에 의해 쉽게 도용되거나 파괴되는 심각한 문제가 제기되었다. 또한 전자상거래 등의 발전과 모바일(mobile) 전자기기의 이용은 기밀 관련 및 개인 데이터에 대한 접속 제한의 필요성을 크게 부각시키고 있다. 이에 기존에 사용되어 온 PIN(Personal Identification Number)이나 비밀번호 입력 그리고 주민등록증과 운전면허증 등의 토큰기반 인식 방법에 대한 대안으로 지문을 인식하여 신원을 확인하는 지문 인식 방법이 널리 사용되고 있다.
지문 인식 방법을 실현하는 지문 인식 센서는 지문의 감지 방식에 따라 광학식(optical type), 정전용량식(capacitive type), 열감지식(thermal type), 저항 방식(resistive type), 초음파식 등으로 구분될 수 있다.
상기 정전용량식 지문 인식 센서는 접촉되는 손가락의 부위에 따라 감지 캐패시터에 저장되는 전하량의 상이함을 감지하여, 지문을 인식한다. 이러한 상기 정전용량식 지문 인식 센서에서, 양질의 지문 패턴을 확보하기 위해서는, 상기 감지 캐패시터의 일측 단자를 형성하는 감지 전극에 발생되는 기생 캐패시터에 따른 소위 '센싱 오프셋'(sensing offset)을 감소시키는 것이 매우 중요하다.
본 발명의 기술적 과제는 지문의 센싱시에 발생되는 감지 전극의 기생 캐패시턴스에 따른 센싱 오프셋을 감소시키는 지문 인식 센서 및 시스템을 제공하는 데 있다.
상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면은 지문 인식 센서에 관한 것이다. 본 발명의 지문 인식 센서는 지문 인식 센서에 있어서, 손가락의 접촉이 가능한 지문단; 센싱 노드에 연결되는 감지 전극으로서, 상기 지문단에 접촉되는 상기 손가락에 의하여 형성되는 감지 캐패시터의 일측 단자인 상기 감지 전극; 일측 단자는 상기 감지 전극에 전기적으로 연결되며, 다른 일측 단자는 보호 전극으로 이루어지는 보호 캐패시터로서, 상기 보호 전극은 보호 구동 신호를 수신하는 상기 보호 캐패시터; 프리차아지 제어 신호의 활성화에 응답하여, 상기 센싱 노드를 제1 프리차아지 기준 신호의 전압으로 프리차아지시키도록 구동되는 센싱 프리차아지 블락; 및 상기 센싱 노드의 전압 레벨을 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 독출 블락을 구비한다. 상기 센싱 독출 블락은 센싱 제어 신호에 응답하여, 상기 센싱 노드를 구동 노드에 연결하는 센싱 선택 스위치; 증폭 기준 전압에 대한 상기 구동 노드의 전압 레벨의 차이를 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 구동부; 및 상기 구동 노드에 연결되며, 상기 센싱 구동부의 센싱 동작시에 상기 센싱 노드에 발생되는 기생 캐패시턴스의 영향을 보상하도록 구동되는 보상부를 구비한다.
상기의 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면은 복수개의 픽셀들 및 센싱 독출 블락을 구비하는 지문 인식 시스템에 관한 것이다. 상기 복수개의 픽셀들 각각은 손가락의 접촉이 가능한 지문단; 센싱 노드에 연결되는 감지 전극으로서, 상기 지문단에 접촉되는 상기 손가락에 의하여 형성되는 감지 캐패시터의 일측 단자인 상기 감지 전극; 일측 단자는 상기 감지 전극에 전기적으로 연결되며, 다른 일측 단자는 보호 전극으로 이루어지는 보호 캐패시터로서, 상기 보호 전극은 보호 구동 신호를 수신하는 상기 보호 캐패시터; 및 프리차아지 제어 신호에 응답하여, 상기 센싱 노드를 제1 프리차아지 기준 신호의 전압으로 프리차아지시키도록 구동되는 센싱 프리차아지 블락을 포함한다. 상기 센싱 독출 블락은 센싱 구동시에, 선택되는 상기 픽셀의 상기 센싱 노드의 전압 레벨을 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 독출 블락을 구비한다. 그리고, 상기 센싱 구동시에 상기 선택되는 픽셀에 인접한 픽셀들 중의 적어도 일부의 상기 감지 전극 및 상기 보호 전극은 상기 선택되는 픽셀의 상기 감지 전극 및 상기 보호 전극과 동일한 전압으로 제어된다.
본 발명의 지문 인식 센서에서는, 상기 보상부가 감지 캐패시터의 일측 단자를 형성하는 감지 전극에 발생되는 기생 캐패시턴스를 상쇄하도록 구동된다. 그러므로, 본 발명의 지문 인식 센서에 의하면, 감지 전극의 기생 캐패시턴스에 센싱 오프셋이 완화되어 양질의 지문 패턴이 확보될 수 있다.
본 발명에서 사용되는 각 도면의 간단한 설명이 제공된다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 지문 인식 센서를 개념적으로 나타내는 도면이다.
도 2 및 도 3은 도 1의 지문 인식 센서의 동작을 설명하기 위한 타이밍도들이다.
도 4는 도 1의 피드백 캐패시터 수단의 일예를 나타내는 도면이다.
도 5는 도 1의 보상부의 보상 축전 수단의 일예를 나타내는 도면이다.
도 6은 도 1의 감지 전극 및 보호 전극의 형성 형태를 나타내는 단면도이며, 도 7은 도 1의 감지 전극 및 보호 전극의 레이아웃도이다.
도 8은 선택되는 픽셀의 센싱시에 주변의 픽셀들로부터 '센싱 오프셋'을 유발하는 요인들이 주입될 수 있음을 설명하기 위한 도면이다.
도 9는 도 1의 지문 인식 센서에서 제1 변형된 피드백 캐패시터 수단 및 제2 변형된 피드백 캐패시터 수단이 적용된 예를 나타내는 도면이다.
도 10은 도 9의 제1 변형된 피드백 캐패시터 수단을 관련 구성요소들과 함께 자세히 나타내는 도면이다.
도 11은 도 9의 제2 변형된 피드백 캐패시터 수단을 관련 구성요소들과 함께 자세히 나타내는 도면이다.
본 발명과 본 발명의 동작상의 잇점 및 본 발명의 실시에 의하여 달성되는 목적을 충분히 이해하기 위해서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하는 첨부 도면 및 첨부 도면에 기재된 내용을 참조하여야만 한다. 그러나 본 발명은 여기서 설명되어지는 실시예들에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수도 있다. 오히려, 여기서 소개되는 실시예들은 개시된 내용이 철저하고 완전해질 수 있도록 그리고 당업자에게 본 발명의 사상이 충분히 전달될 수 있도록 하기 위해 제공되어지는 것이다.
그리고, 각 도면을 이해함에 있어서, 동일한 부재는 가능한 한 동일한 참조부호로 도시하고자 함에 유의해야 한다. 그리고, 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 기술은 생략된다.
한편, 도면에서 여러 층을 명확하게 표현하기 위하여 두께를 확대하여 나타내었다. 전체적으로 도면 설명시 관찰자 관점에서 설명하였고, 층 등의 부분이 다른 부분 "위에" 있다고 할 때, 이는 다른 부분 "바로 위에" 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 또 다른 부분이 있는 경우도 포함한다. 반대로 어떤 부분이 다른 부분 "바로 위에" 있다고 할 때에는 중간에 다른 부분이 없는 것을 의미한다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 설명함으로써, 본 발명을 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 지문 인식 센서를 개념적으로 나타내는 도면이다. 그리고, 도 2 및 도 3은 도 1의 지문 인식 센서의 동작을 설명하기 위한 타이밍도들이다.
본 발명의 지문 인식 센서의 센싱 구동은 서로 구분되는 신호 센싱 동작(P1, 도 2 참조) 및 기준 센싱 동작(P2, 도 3 참조)을 통하여 수행된다. 그리고, 상기 신호 센싱 동작(P1)은 신호 프리차아지 과정(도 2의 P11)과 신호 센싱 과정(도 2의 P12)으로 구분될 수 있으며, 상기 기준 센싱 동작(P2)은 기준 프리차아지 과정(도 3의 P21)과 기준 센싱 과정(도 3의 P22)으로 구분될 수 있다.
본 명세서에서, 상기 신호 프리차아지 과정(도 2의 P11) 및 상기 기준 프리차아지 과정(도 3의 P21)은 '프리차아지 과정'으로 통칭될 수 있으며, 상기 신호 센싱 과정(도 2의 P12) 및 상기 기준 센싱 과정(도 3의 P22)은 '센싱 과정'으로 통칭될 수 있다.
도 2 및 도 3과 함께 도 1 을 참조하면, 본 발명의 지문 인식 센서는 지문단(STF), 감지 전극(ELDT), 보호 캐패시터(CPDR), 센싱 프리차아지 블락(BKSNPR) 및 센싱 독출 블락(BKSNDR)을 구비한다.
상기 지문단(STF)은 손가락(FNG)의 접촉이 가능하다. 상기 감지 전극(ELDT)은 센싱 노드(NSEN)에 전기적으로 연결된다.
상기 지문단(STF)에 손가락(FNG)이 접촉되면, 상기 감지 전극(ELDT)과 손가락(FNG)은 각각 가상의 감지 캐패시터(CPDT)의 일측 단자 및 다른 일측 단자로 작용한다. 또한, 손가락(FNG)은 사용자의 몸을 통하여 접지된다.
이때, 상기 감지 캐패시터(CPDT)에 저장되는 전하량은 손가락(FNG)의 접촉 정도 즉, 접촉되는 손가락(FNG)의 부위에 의존된다. 즉, 손가락(FNG)의 릿지(ridge)가 접촉되는 경우에는, 손가락(FNG)의 벨리(valley)가 접촉되는 경우에 비하여, 상기 감지 캐패시터(CPDT)에 저장되는 전하량은 많아지게 된다. 본 발명의 지문 인식 센서에서, 상기 감지 캐패시터(CPDT)의 저장되는 전하량을 확인함으로써, 지문의 패턴을 인식하게 된다.
상기 보호 캐패시터(CPDR)의 일측 단자는 상기 감지 전극(ELDT)에 전기적으로 연결되며, 다른 일측 단자는 보호 전극(ELIN)으로 이루어진다. 상기 보호 전극(ELIN)은 보호 구동 신호(XDRDT)를 인가한다.
본 발명의 지문 인식 센서에서, 상기 보호 캐패시터(CPDR)의 다른 일측 단자인 보호 전극(ELIN)은 상기 감지 전극(ELDT)에 의도하지 않은 전하가 주입되는 차단하는 역할을 수행한다.
이러한 상기 감지 전극(ELDT)과 상기 보호 전극(ELIN)의 형성에 대해서는, 뒤에서 자세히 기술된다.
그리고, 본 발명의 지문 인식 센서의 센싱 동작에서, 상기 보호 전극(ELIN)에 인가되는 상기 보호 구동 신호(XDRDT)의 전압 레벨이 상기 감지 전극(ELDT)과 동일한 레벨로 제어된다. 그러므로, 상기 보호 캐패시터(CPDR)에 저장되는 전하량은 '0'이다.
상기 센싱 프리차아지 블락(BKSNPR)은 프리차아지 과정(P11, P21)에서 상기 센싱 노드(NSEN)를 제1 프리차아지 기준 신호(XPRE1)의 전압으로 프리차아지시키도록 구동된다.
본 실시예에서, 상기 제1 프리차아지 기준 신호(XPRE1)은, 신호 센싱 동작(P1)에서는 상위 구동 전압(VHG)을 가지며, 기준 센싱 동작(P2)에서는 하위 구동 전압(VLW)을 가진다. 이때, 상위 구동 전압(VHG)과 하위 구동 전압(VLW)은 접지 전압(VSS) 이상이며, 전원 전압(VDD) 이하이다. 그리고 상위 구동 전압(VHG)은 하위 구동 전압(VLW)보다 높은 레벨이다.
바람직하기로는, 상기 센싱 프리차아지 블락(BKSNPR)은 프리차아지 제어 신호(XPCON)에 의하여 제어되는 프리차아지 스위치(SWPR)를 구비한다.
이때, 상기 프리차아지 스위치(SWPR)는, 상기 프리차아지 과정(P11, P21)에서 턴온되며, 상기 센싱 과정(P12, P22)에서 턴오프된다.
상기 센싱 독출 블락(BKSNDR)은 상기 지문단(STF)에 상기 손가락(FNG)의 접촉 정도 즉, 접촉되는 손가락(FNG)의 부위를 확인하기 위하여, 상기 센싱 노드(NSEN)의 전압 레벨을 센싱하여 센싱 데이터(DSEN)를 발생한다.
이때, 상기 센싱 데이터(DSEN)는 신호 데이터(SDA)와 기준 데이터(RDA)의 전압 레벨의 차이를 의미한다. 여기서, 상기 신호 데이터(SDA)는 신호 센싱 동작(P1)에서 생성되며, 상기 기준 데이터(RDA)는 기준 센싱 동작(P2)에서 생성된다.
상기 센싱 독출 블락(BKSNDR)은 구체적으로 센싱 선택 스위치(SWST), 센싱 구동부(100) 및 보상부(200)를 구비한다.
상기 센싱 선택 스위치(SWST)는 센싱 과정(P12, P22)에서 센싱 제어 신호(XSCON)에 응답하여 턴온되어, 상기 센싱 노드(NSEN)를 구동 노드(NDRV)에 연결하도록 구동된다. 상기 센싱 선택 스위치(SWST)는 프리차아지 과정(P11, P21)에서 는 턴오프된다.
상기 센싱 구동부(100)는 상기 구동 노드(NDRV)의 전압 레벨을 센싱하여 센싱 데이터(DSEN)를 발생한다. 즉, 상기 센싱 구동부(100)는, 신호 센싱 과정(P12)에서 증폭 기준 전압(VRF)에 대한 상기 구동 노드(NDRV)의 전압 레벨을 센싱하여 신호 데이터(SDA)를 발생하며, 기준 센싱 과정(P22)에서 상기 증폭 기준 전압(VRF)에 대한 상기 구동 노드(NDRV)의 전압 레벨을 센싱하여 기준 데이터(RDA)를 발생한다.
바람직하기로, 상기 증폭 기준 전압(VRF)은 접지 전압(VSS)보다 높으며, 전원 전압(VDD)보다 낮다.
상기 센싱 구동부(100)는 더욱 구체적으로 구동 증폭기(110), 리셋 스위치(120), 피드백 캐패시터 수단(MSCP) 및 샘플링 홀딩 수단(140)을 구비한다.
상기 구동 증폭기(110)는 상기 구동 노드(NDRV)의 전압을 증폭 기준 전압(VRF)과 비교하여 반전 증폭한다. 여기서, 상기 증폭 기준 전압(VRF)은 상기 하위 구동 전압(VLW) 이하의 레벨을 가지는 것이 바람직하다.
이때, 상기 구동 증폭기(110)는 상기 신호 센싱 과정(P12)에서 상기 신호 데이터(SDA)를 발생하며, 상기 샘플링 홀딩 수단(140)에 의하여 홀딩된다. 또한, 상기 구동 증폭기(110)는 상기 기준 센싱 과정(P22)에서 상기 기준 데이터(RDA)를 발생하며, 상기 샘플링 홀딩 수단(140)에 의하여 홀딩된다.
상기 리셋 스위치(120)는 리셋 신호(RST)에 응답하여, 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)를 상기 구동 노드(NDRV)와 전기적으로 연결한다. 여기서, 상기 리셋 스위치(120)는 프리차아지 과정(P11, P21)에서 턴온되었다가, 센싱 과정(P12, P22)이 시작되기 전에 턴오프된다.
이에 따라, 상기 프리차아지 과정(P11, P21)에서, 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)와 상기 구동 노드(NDRV)는 모두 상기 증폭 기준 전압(VRF)의 동일한 레벨로 제어된다.
상기 피드백 캐패시터 수단(MSCP)은 상기 구동 노드(NDRV)를 상기 구동 증폭기의 출력 노드(N111)에 커플링시킨다. 이에 따라, 상기 구동 노드(NDRV)는 센싱 과정(P12, P22)에 센싱이 수행된 후에도 상기 증폭 기준 전압(VRF)으로 복원된다.
한편, 본 실시예에서, 상기 구동 증폭기(110)의 이득율(Ga)은 (수학식 1)과 같다.
(수학식 1)
Ga= -(Ca/Cg)
여기서, Ca는 감지 캐패시터(CPDT)의 캐패시턴스이며, Cg는 센싱 과정에서 상기 구동 증폭기(110)의 입력 노드인 구동 노드(NDRV)와 출력 노드 사이에 형성되는 캐패시터의 캐패시턴스(본 명세서에서는, '구동 캐패시턴스'라 함)이다.
바람직하기로는, 상기 피드백 캐패시터 수단(MSCP)은 캐패시턴스 제어 신호(XCAP)에 의하여 가변되는 캐패시턴스를 가진다. 이 경우, 상기 구동 증폭기(110)의 이득율(gain)을 적절히 제어할 수 있다. 참고로, 본 실시예에서, 상기 감지 캐패시터(CPDT)의 캐패시턴스(Ca)의 조절은 어렵다.
도 4는 도 1의 피드백 캐패시터 수단(MSCP)의 일예를 나타내는 도면이다.
도 4를 참조하면, 상기 피드백 캐패시터 수단(MSCP)은 제1 구동 피드백 캐패시터(131), 제2 구동 피드백 캐패시터(133) 및 구동 피드백 스위치(135)를 구비한다.
상기 제1 구동 피드백 캐패시터(131)는 일측이 상기 구동 노드(NDRV)에 연결되며, 다른 일측이 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)에 연결된다. 상기 제2 구동 피드백 캐패시터(133)는 일측이 상기 구동 노드(NDRV)에 연결된다.
상기 구동 피드백 스위치(135)는 상기 캐패시턴스 제어 신호(XCAP)의 활성화에 응답하여 상기 제2 구동 피드백 캐패시터(133)의 다른 일측을 상기 구동 증폭기의 출력 노드(N111)에 연결시키도록 구동된다.
도 4의 구성을 가지는 상기 피드백 캐패시터 수단(MSCP)에 의하면, 상기 캐패시턴스 제어 신호(XCAP)의 활성화 여부에 따라 상기 구동 캐패시턴스(Cg)가 가변되며, 궁극적으로 상기 구동 증폭기(110)의 이득율(Ga)이 제어된다.
다시 도 1을 참조하면, 상기 샘플링 홀딩 수단(140)은 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)의 전압을 샘플링 홀딩하여 상기 센싱 데이터(DSEN)를 발생한다. 즉, 상기 신호 센싱 과정(P12)에서, 상기 샘플링 홀딩 수단(140)은 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)를 통하여 제공되는 상기 신호 데이터(SDA)를 샘플링 홀딩한다. 그리고, 상기 기준 센싱 과정(P22)에서, 상기 샘플링 홀딩 수단(140)은 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)를 통하여 제공되는 상기 기준 데이터(RDA)를 샘플링 홀딩한다.
이때, 상기 센싱 데이터(DSEN)는 상기 신호 데이터(SDA)와 상기 기준 데이터(RDA)의 전압 차이의 값이다.
한편, 도 1의 지문 인식 센서에서, 상기 구동 증폭기(110)의 이득율은 상기 감지 캐패시터(CPDT)의 캐패시턴스값과 상기 피드백 캐패시터 수단(MSCP)의 캐패시턴스값의 비에 의하여 결정되는 것이 이상적이다.
그러나, 상기 센싱 노드(NSEN)에는 비의도적인 기생 캐패시터(CPPD)가 발생될 수 있다. 상기 기생 캐패시터(CPPD)는 지문 인식 센서의 센싱시에 '센싱 오프셋'을 유발할 수 있다.
이러한 기생 캐패시터(CPPD)의 영향을 완화하기 위하여, 본 발명의 지문 인식 센서에서 상기 센싱 독출 블락(BKSNDR)은 상기 보상부(200)를 구비한다.
상기 보상부(200)는 상기 구동 노드(NDRV)에 연결되며, 상기 센싱 노드(NSEN)에 발생되는 기생 캐패시터(CPPD)의 영향을 보상하도록 구동된다.
상기 보상부(200)는 구체적으로 보상 축전 수단(210), 제1 보상 스위치(230) 및 제2 보상 스위치(250)를 구비한다.
상기 보상 축전 수단(210)은 보상 캐패시터(CPSA)를 포함하며, 상기 보상 캐패시터(CPSA)는 상기 기생 캐패시터(CPPD)의 캐패시턴스값에 상응하는 캐패시턴스 값을 가진다. 바람직하기로는, 상기 보상 캐패시터(CPSA)의 캐패시턴스 값은 상기 기생 캐패시터(CPPD)의 캐패시턴스 값과 동일하다.
상기 제1 보상 스위치(230)는 상기 프리차아지 제어 신호(XPCON)의 활성화에 응답하여, 상기 예비 노드(NPRE)를 제2 프리차아지 기준 신호(XPRE2)에 전기적으로 연결되도록 구동된다.
본 실시예에서, 상기 제2 프리차아지 기준 신호(XPRE2)은, 신호 센싱 동작(P1)에서는 하위 구동 전압(VLW)을 가지며, 기준 센싱 동작(P2)에서는 상위 구동 전압(VHG)을 가진다.
상기 제2 보상 스위치(250)는 상기 센싱 제어 신호(XSCON)의 활성화에 응답하여, 상기 예비 노드(NPRE)를 상기 구동 노드(NDRV)에 전기적으로 연결되도록 구동된다.
계속하여, 도 1의 보상부(200)의 보상 축전 수단(210)를 좀더 구체적으로 살펴본다.
도 5는 도 1의 보상부(200)의 보상 축전 수단(210)의 일예를 나타내는 도면이다. 도 5를 참조하면, 상기 보상 축전 수단(210)은 적어도 하나의 서브 캐패시터, 바람직하기로는 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>)을 포함하여 구성된다.
참고로, 도 5에서는, 설명의 간략화를 위하여, 2개의 서브 캐패시터들만이 도시되었으나, 상기 보상 축전 수단(210)은 2 이상의 서브 캐패시터들이 포함될 수 있음은 당업자에게는 자명하다.
상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>)의 일측 단자는 상기 예비 노드(NPRE)에 전기적으로 연결된다.
그리고 상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>)은 각자의 선택 신호(SEL<1>, SEL<2>)에 응답하여 비배타적으로 선택된다.
이때, 상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>) 중에서 비선택되는 서브 캐패시터의 다른 일측 단자는 상기 프리차아지 제어 신호(XPCON)가 "H"로 활성화되는 상기 프리차아지 과정(P11, P21)에서 상기 제2 프리차아지 기준 신호(XPRE2)의 전압으로 제어된다.
여기서, 상기 프리차아지 제어 신호(XPCON)가 "H"로 활성화되는 상기 프리차아지 과정(P11, P21)에서, 상기 예비 노드(NPRE)의 전압 레벨은 상기 제2 프리차아지 기준 신호(XPRE2)의 전압이다.
또한, 상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>) 중에서 비선택되는 서브 캐패시터의 다른 일측 단자는 상기 센싱 제어 신호(XSCON)가 "H"로 활성화되는 상기 센싱 과정(P12, P22)에서 상기 증폭 기준 전압(VRF)으로 제어된다.
여기서, 상기 센싱 제어 신호(XSCON)가 "H"로 활성화되는 상기 센싱 과정(P12, P22)에서, 상기 예비 노드(NPRE)의 전압 레벨은 상기 증폭 기준 전압(VRF)이다.
이에 따라, 상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>) 중에서 비선택되는 서브 캐패시터에 저장되는 전하량은 '0'이다.
그리고, 상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>) 중에서 선택되는 서브 캐패시터의 다른 일측 단자는 캐패시터 기준 전압(VRC)으로 제어된다.
바람직하기로는, 상기 캐패시터 기준 전압(VRC)은 본 발명의 지문 인식 센서를 구현하는데, 사용되는 최저 레벨의 전압 이상 최고 레벨의 전압 이하의 레벨을 가진다.
결과적으로, 상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>) 중에서 선택되는 서브 캐패시터들은 상기 예비 노드(NPRE)과 상기 캐패시터 기준 전압(VRC) 사이에 병렬로 연결된다.
즉, 상기 보상 캐패시터(CPSA)의 캐패시턴스값은 상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>) 중에서 선택되는 서브 캐패시터들의 캐패시턴스값들의 합으로 된다.
다시 기술하자면, 상기 보상 캐패시터(CPSA)의 캐패시턴스값은 상기 복수개의 서브 캐패시터들(CPSB<1>, CPSB<2>)의 선택에 의하여 조절될 수 있다.
계속하여, 본 발명의 지문 인식 센서의 센싱시에, 센싱 데이터(DSEN)에 영향을 주는 전하의 양을 살펴본다.
전술한 바와 같이, 본 발명의 지문 인식 센서의 센싱은 서로 구분되는 신호 센싱 동작(P1, 도 2 참조) 및 기준 센싱 동작(P2, 도 3 참조)을 통하여 수행된다. 그리고, 상기 신호 센싱 동작(P1)은 신호 프리차아지 과정(P11)과 신호 센싱 과정(P12)으로 구분될 수 있으며, 상기 기준 센싱 동작(P2)은 기준 프리차아지 과정(P21)과 기준 센싱 과정(P22)으로 구분될 수 있다.
먼저, 신호 센싱 동작(P1)에서 구동 증폭기(110)에 제공되는 신호 데이터(SDA)의 값에 영향을 주는 순 전하량(Qsig)을 살펴본다.
우선, 신호 프리차아지 과정(P11)에서 각 캐패시터들의 충전량을 살펴보면 (표 1)과 같다.
캐패시터(캐패시턴스) 충전량
CPDT(Ca) VHG*Ca
CPPD(Cb) VHG*Cb
CPDR(Cc) 0*Cc
CPSA(Cd) (VLW-VRC)*Cd
즉, 신호 프리차아지 과정(P11)에서 총 충전량(Qsp)은 (수학식 2)와 같다.
(수학식 2)
Qsp= VHG*Ca + VHG*Cb + (VLW-VRC)*Cd
그리고, 신호 센싱 과정(P12)에서 각 캐패시터들의 충전량을 살펴보면 (표 2)과 같다.
캐패시터(캐패시턴스) 충전량
CPDT(Ca) VRF*Ca
CPPD(Cb) VRF*Cb
CPDR(Cc) 0*Cc
CPSA(Cd) (VRF-VRC)*Cd
즉, 신호 센싱 과정(P12)에서 총 충전량(Qss)은 (수학식 3)과 같다.
(수학식 3)
Qss= VRF*Ca + VRF*Cb + (VRF-VRC)*Cd
따라서, 신호 센싱 동작(P1)에서 구동 증폭기(110)에 제공되는 신호 데이터(SDA)의 값에 영향을 주는 순 전하량(Qsig)은 (수학식 4)와 같다.
(수학식 4)
Qsig=Qsp-Qss
=(VHG-VRF)*Ca + (VHG-VRF)*Cb + (VLW-VRF)*Cd
이어서, 기준 센싱 동작(P2)에서 구동 증폭기(110)에 제공되는 기준 데이터(RDA)의 값에 영향을 주는 순 전하량(Qref)을 살펴본다.
우선, 기준 프리차아지 과정(P21)에서 각 캐패시터들의 충전량을 살펴보면 (표 3)과 같다.
캐패시터(캐패시턴스) 충전량
CPDT(Ca) VLW*Ca
CPPD(Cb) VLW*Cb
CPDR(Cc) 0*Cc
CPSA(Cd) (VHG-VRC)*Cd
즉, 기준 프리차아지 과정(P21)에서 총 충전량(Qrp)은 (수학식 5)와 같다.
(수학식 5)
Qrp= VLW*Ca + VLW*Cb + (VHG-VRC)*Cd
그리고, 기준 센싱 과정(P22)에서 각 캐패시터들의 충전량을 살펴보면 (표 4)과 같다.
캐패시터(캐패시턴스) 충전량
CPDT(Ca) VRF*Ca
CPPD(Cb) VRF*Cb
CPDR(Cc) 0*Cc
CPSA(Cd) (VRF-VRC)*Cd
즉, 기준 센싱 과정(P12)에서 총 충전량(Qrs)은 (수학식 6)과 같다.
(수학식 6)
Qrs= VRF*Ca + VRF*Cb + (VRF-VRC)*Cd
따라서, 기준 센싱 동작(P2)에서 구동 증폭기(110)에 제공되는 기준 데이터(RDA)의 값에 영향을 주는 순 전하량(Qref)은 (수학식 7)과 같다.
(수학식 7)
Qref=Qrp-Qrs
=(VLW-VRF)*Ca + (VLW-VRF)*Cb + (VHG-VRF)*Cd
한편, 본 발명의 지문 인식 센서의 동작시에 센싱 데이터(DSEN)에 영향을 주는 전하의 양은, 신호 센싱 동작(P1)에서 구동 증폭기(110)에 제공되는 신호 데이터(SDA)의 값에 영향을 주는 순 전하량(Qsig)과 기준 센싱 동작(P2)에서 구동 증폭기(110)에 제공되는 기준 데이터(RDA)의 값에 영향을 주는 순 전하량(Qref)의 차이이다.
따라서, 본 발명의 지문 인식 센서의 동작시에 센싱 데이터(DSEN)에 영향을 주는 전하의 양(Qsen)은 (수학식 8)과 같다.
(수학식 8)
Qsen=Qsig-Qref
=(VHG-VLW)*Ca + (VHG-VLW)*Cb + (VLW-VHG)*Cd
이때, 상기 보상 캐패시터(CPSA)의 캐패시턴스 값(Cd)과 상기 기생 캐패시터(CPPD)의 캐패시턴스 값(Cb)이 동일한 경우에는, 센싱 데이터(DSEN)에 영향을 주는 전하의 양(Qsen)은 (수학식 9)와 같다.
(수학식 9)
Qsen=(VHG-VLW)*Ca
즉, 본 발명의 지문 인식 센서에서, 상기 센싱 데이터(DSEN)는 감지 캐패시터(CPDT)의 캐패시턴스값(Ca)에 의하여 결정되며, 상기 기생 캐패시터(CPPD)의 캐패시턴스값(Cb)의 영향은 배제되어 센싱 오프셋이 감소된다.
따라서, 본 발명의 지문 인식 센서에 의하면, 지문 패턴에 대한 센싱 감도가 크게 향상되며, 보다 선명하고 정확한 지문 패턴의 확보가 가능하게 된다.
도 1의 지문 인식 센서에서, 바람직하기로는 상기 캐패시터 기준 전압(VRC)은 상기 증폭 기준 전압(VRF)와 동일한 레벨을 가진다. 이 경우, 상기 보상 캐패시터(CPSA)에 저장되는 전하량은 상기 신호 센싱 과정(P12) 및 상기 기준 센싱 과정(P22)에서 '0'으로 되므로, 본 발명의 지문 인식 센서의 센싱 효율이 향상된다.
한편, 상기 보상 캐패시터(CPSA)는 외부에서 조절가능한 캐패시턴스를 가지는 것이 바람직하다. 이 경우, 상기 보상 캐패시터(CPSA)는 상기 기생 캐패시터(CPPD)의 캐패시턴스값에 상응한(예를 들어, 동일한) 캐패시턴스값을 가지는 것이 용이하게 된다.
그리고, 본 실시예에서, 상기 센싱 데이터(DSEN)의 데이터값은 신호 센싱 동작(P1)과 기준 센싱 동작(P2)에서의 구동 증폭기(110)의 출력 차이(Vdiff)에 따른다.
이때, 상기 구동 증폭기(110)의 출력 차이(Vdiff)는 (수학식 10)과 같다.
(수학식 10)
Vdiff=Ga*(VHG-VLW)
=-(Ca/Cg)*(VHG-VLW)
즉, 본 발명의 지문 인식 센서에서, 상위 구동 전압(VHG)과 하위 구동 전압(VLW)의 차이 및 상기 구동 캐패시턴스(Cg)를 제어함으로써, 상기 센싱 데이터(DSEN)는 적절한 데이터값을 가질 수 있다.
계속하여, 도 1의 지문 인식 센서에서, 감지 전극(ELDT) 및 보호 전극(ELIN)의 형성 형태에 대하여, 자세히 기술된다.
도 6은 도 1의 감지 전극(ELDT) 및 보호 전극(ELIN)의 형성 형태를 나타내는 단면도이며, 도 7은 도 1의 감지 전극(ELDT) 및 보호 전극(ELIN)의 레이아웃도이다. 도 6 및 도 7에서는, 본 발명과 직접적으로 관련되는 구성요소가 중심적으로 도시되며, 나머지 구성요소들은 생략되거나 약식으로 도시된다.
도 6 및 도 7에 도시된 바와 같이, 상기 보호 전극(ELIN)은 기판(SUB) 위에 형성되는 제1 메탈층(MET1)으로 형성된다. 이때, 제1 메탈층(MET1)으로 형성되는 상기 보호 전극(ELIN)에는, 보호 구동 신호(XDRDT)가 인가됨을 전술한 바와 같다.
도 6에서, 참조부호 'LMUS'는 상기 제1 메탈층(MET1)과 상기 기판(SUB) 사이에 형성될 수 있는 절연층을 포함한 여러 종류의 물질들을 개념적으로 나타낸다.
그리고, 상기 감지 전극(ELDT)은 상기 보호 전극(ELIN)을 형성하는 상기 제1 금속층(MET1) 위에 적층되는 제2 금속층(MET2) 혹은 제3 금속층(MET3)으로 형성된다.
이때, 제1 메탈층(MET1)으로 형성되는 상기 보호 전극(ELIN)에는, 보호 구동 신호(XDRDT)가 인가됨을 전술한 바와 같다. 이 경우, 상기 보호 전극(ELIN)에 의하여, 상기 제2 금속층(MET2)으로 형성되는 상기 감지 전극(ELDT)은 하부로 주입될 수 있는 주변의 전하 및 커플링 효과 등과 같이 '센싱 오프셋(sensing offset)'을 발생시킬 수 있는 요인들로부터 보호될 수 있다.
그리고, 상기 감지 전극(ELDT)을 형성하는 제2 금속층(MET2)과 상기 보호 전극(ELIN)을 형성하는 상기 제1 금속층(MET1) 사이에는, 유전체 물질의 보호 유전층(LPRF)이 형성된다.
이에 따라, 상기 감지 전극(ELDT)을 일측 단자로 하고, 상기 보호 전극(ELIN)을 다른 일측 단자로 하는 보호 캐패시터(CPDR)가 형성된다.
그리고, 상기 지문단(STF)은 상기 감지 전극(ELDT)을 형성하는 상기 제2 금속층(MET2) 위에 적층되는 유전체 물질의 표면 유전층(LSUR)으로 형성된다.
이때, 상기 지문단(STF)에 손가락(FNG)이 접촉되면, 상기 감지 전극(ELDT)과 손가락(FNG)은 각각 가상의 감지 캐패시터(CPDT)의 일측 단자 및 다른 일측 단자로 작용함은 전술한 바와 같다.
상기와 같은 형성되는 상기 감지 전극(ELDT)은 상기 표면 유전층(LSUR)에 덮혀져 있으므로, 외부로 노출되지 않는다.
바람직하기로는, 상기 표면 유전층(LSUR)은 제1 표면 유전층(LSUR1)과 제2 표면 유전층(LSUR2)으로 구성된다. 상기 제1 표면 유전층(LSUR1)은 상기 감지 전극(ELDT)을 형성하는 상기 제2 금속층(MET2) 위에 적층되어 형성된다.
이때, 도 6 및 도 7에 도시된 바와 같이, 상기 제1 표면 유전층(LSUR1) 위에 형성되며, 상기 제1 표면 유전층(LSUR1) 및 보호 유전층(LPRF)을 관통하여 상기 제1 금속층(MET1)과 컨택 접촉되는 제3 금속층(MET3)도, 상기 보호 전극(ELIN)으로 작용한다.
그리고, 상기 제2 표면 유전층(LSUR2)은 상기 제3 금속층(MET3)이 형성된 상기 제1 표면 유전층(LSUR1) 위에 적층되어 형성된다.
이 경우, 상기 제2 금속층(MET2)으로 형성되는 상기 감지 전극(ELDT)은 하부뿐만 아니라, 측면에서 주입될 수 있는 주변의 전하 및 커플링 효과 등과 같은 오프셋(off-set) 발생 요인들로부터도 보호될 수 있다.
한편, 지문 인식 시스템은 복수개의 지문 인식 픽셀들을 포함하여 구성되는 것이 일반적이다. 그리고, 상기 지문 인식 픽셀들은, 본 발명의 지문 인식 센서의 상기 감지 전극(ELDT) 및 상기 보호 전극(ELIN)을 포함하여 구성될 수 있다.
이때, 도 8에 도시되는 바와 같이, 선택되는 픽셀(SPIX)의 센싱 구동시에 주변의 픽셀(BPIX)들로부터 '센싱 오프셋'을 유발하는 요인들이 주입될 수 있다.
이 경우, 선택되는 픽셀(SPIX)의 주변에 배치되는 즉, 인접한 픽셀(BPIX)들 중의 적어도 일부의 감지 전극(ELDT)들 및 보호 전극(ELIN)들도 선택되는 픽셀(SPIX)의 감지 전극(ELDT) 및 보호 전극(ELIN)과 동일한 전압으로 제어함으로써, 선택되는 픽셀(SPIX)의 감지 전극(ELDT)은 오프셋(off-set) 발생 요인들로부터 더욱 효과적으로 보호될 수 있다.
한편, 도 1의 지문 인식 센서에서, 상기 피드백 캐패시터 수단(MSCP)은 다양한 형태로 변형될 수 있다.
도 9는 도 1의 지문 인식 센서에서 변형된 피드백 캐패시터 수단이 적용된 예를 나타내는 도면이다.
도 9의 지문 인식 센서에서, 도 1의 피드백 캐패시터 수단(MSCP)을 대신하여, 제1 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP1) 및 제2 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP2) 중의 적어도 어느 하나가 포함된다. 이때, 상기 제1 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP1)은 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)과 센싱 노드(NSEN) 사이에 형성되며, 상기 제1 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP1)은 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)과 예비 노드(NPRE) 사이에 형성된다.
도 10은 도 9의 제1 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP1)을 관련 구성요소들과 함께 자세히 나타내는 도면이다.
도 10을 참조하면, 상기 제1 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP1)은 제1 센싱 피드백 캐패시터(171) 및 제2 센싱 피드백 캐패시터(172), 제1 센싱 피드백 스위치(173), 제2 센싱 피드백 스위치(174), 제3 센싱 피드백 스위치(175) 및 제4 센싱 피드백 스위치(176)를 구비한다.
상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(171) 및 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(172)는 일측이 상기 센싱 노드(NSEN)에 연결된다.
상기 제1 센싱 피드백 스위치(173)는 상기 센싱 제어 신호(XSCON)에 응답하여, 상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(171)의 다른 일측과 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)를 전기적으로 연결시킨다.
상기 제2 센싱 피드백 스위치(174)는 상기 제1 캐패시턴스 제어 신호(XCAP1)의 활성화에 응답하여, 상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(171)의 다른 일측과 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(172)의 다른 일측을 전기적으로 연결한다.
상기 제3 센싱 피드백 스위치(175)는 상기 제1 프리차아지 제어 신호(XPCON)에 응답하여, 상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(171)의 다른 일측을 제1 프리차아지 기준 신호(XPRE1)에 전기적으로 연결되도록 구동된다.
그리고, 상기 제4 센싱 피드백 스위치(176)는 상기 제1 캐패시턴스 제어 신호(XCAP1)의 비활성화에 응답하여, 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(172)의 다른 일측을 상기 보호 구동 신호(XDRDT)에 전기적으로 연결시키도록 구동된다.
도 10의 구성을 가지는 상기 제1 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP1)에서는, 상기 제1 캐패시턴스 제어 신호(XCAP1)가 활성화되는 경우, 센싱 제어 신호(XSCON)가 활성화되는 센싱 과정에서, 상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(171) 및 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(172)가 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)와 센싱 노드(NSEN)에 병렬로 형성된다.
즉, 상기 제1 캐패시턴스 제어 신호(XCAP1)가 활성화되는 경우, 상기 구동 캐패시턴스(Cg)는 크게 된다.
그리고, 상기 제1 캐패시턴스 제어 신호(XCAP1)가 비활성화되는 경우, 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(172)와 상기 보호 캐패시터(CPDR)는 센싱 노드(NSEN)과 보호 구동 신호(XDRT) 사이에 병렬로 형성된다.
즉, 상기 제1 캐패시턴스 제어 신호(XCAP1)가 비활성화되는 경우, 상기 구동 캐패시턴스(Cg)는 작게 되며, 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(172)는 상기 보호 캐패시터(CPDR)의 작용을 강화하게 된다.
도 11은 도 9의 제2 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP2)을 관련 구성요소들과 함께 자세히 나타내는 도면이다.
도 11을 참조하면, 상기 제2 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP2)은 제1 센싱 피드백 캐패시터(191) 및 제2 센싱 피드백 캐패시터(192), 제1 센싱 피드백 스위치(193), 제2 센싱 피드백 스위치(194), 제3 센싱 피드백 스위치(195) 및 제4 센싱 피드백 스위치(196)를 구비한다.
상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(191) 및 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(194)는 일측이 상기 예비 노드(NPRE)에 연결된다.
상기 제1 센싱 피드백 스위치(193)는 상기 센싱 제어 신호(XSCON)에 응답하여, 상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(191)의 다른 일측과 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)를 전기적으로 연결시킨다.
상기 제2 센싱 피드백 스위치(194)는 상기 제2 캐패시턴스 제어 신호(XCAP2)의 활성화에 응답하여, 상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(191)의 다른 일측과 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(192)의 다른 일측을 전기적으로 연결한다.
상기 제3 센싱 피드백 스위치(195)는 상기 제1 프리차아지 제어 신호(XPCON)에 응답하여, 상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(191)의 다른 일측을 제1 프리차아지 기준 신호(XPRE1)에 전기적으로 연결되도록 구동된다.
그리고, 상기 제4 센싱 피드백 스위치(196)는 상기 제2 캐패시턴스 제어 신호(XCAP2)의 비활성화에 응답하여, 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(192)의 다른 일측을 상기 보호 구동 신호(XDRDT)에 전기적으로 연결시키도록 구동된다.
도 11의 구성을 가지는 상기 제2 변형된 피드백 캐패시터 수단(MSCP2)에서는, 상기 제2 캐패시턴스 제어 신호(XCAP2)가 활성화되는 경우, 센싱 제어 신호(XSCON)가 활성화되는 센싱 과정에서, 상기 제1 센싱 피드백 캐패시터(191) 및 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(192)가 상기 구동 증폭기(110)의 출력 노드(N111)와 예비 노드(NPRE)에 병렬로 형성된다.
즉, 상기 제2 캐패시턴스 제어 신호(XCAP2)가 활성화되는 경우, 상기 구동 캐패시턴스(Cg)는 크게 된다.
그리고, 상기 제2 캐패시턴스 제어 신호(XCAP1)가 비활성화되는 경우, 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(192)와 상기 보호 캐패시터(CPDR)는 예비 노드(NPRE)와 보호 구동 신호(XDRT) 사이에 병렬로 형성된다.
즉, 상기 제2 캐패시턴스 제어 신호(XCAP2)가 비활성화되는 경우, 상기 구동 캐패시턴스(Cg)는 작게 되며, 상기 제2 센싱 피드백 캐패시터(192)는 상기 보호 캐패시터(CPDR)의 작용을 강화하게 된다.
본 발명은 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다.
예를 들면, 본 명세서에서의 각종의 스위치들은 피모스 트랜지스터, 앤모스 트랜지스터, 전송 게이트 등의 다양한 형태로 구현될 수 있음은 당업자에게는 자명하다.
따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 등록청구범위의 기술적 사상에 의해 정해져야 할 것이다.
본 발명은 지문 인식 분야에 이용가능하다.

Claims (12)

  1. 지문 인식 센서에 있어서,
    손가락의 접촉이 가능한 지문단;
    센싱 노드에 연결되는 감지 전극으로서, 상기 지문단에 접촉되는 상기 손가락에 의하여 형성되는 감지 캐패시터의 일측 단자인 상기 감지 전극;
    일측 단자는 상기 감지 전극에 전기적으로 연결되며, 다른 일측 단자는 보호 전극으로 이루어지는 보호 캐패시터로서, 상기 보호 전극은 보호 구동 신호를 수신하는 상기 보호 캐패시터;
    프리차아지 제어 신호의 활성화에 응답하여, 상기 센싱 노드를 제1 프리차아지 기준 신호의 전압으로 프리차아지시키도록 구동되는 센싱 프리차아지 블락; 및
    상기 센싱 노드의 전압 레벨을 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 독출 블락을 구비하며,
    상기 센싱 독출 블락은
    센싱 제어 신호에 응답하여, 상기 센싱 노드를 구동 노드에 연결하는 센싱 선택 스위치;
    증폭 기준 전압에 대한 상기 구동 노드의 전압 레벨의 차이를 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 구동부; 및
    상기 구동 노드에 연결되며, 상기 센싱 구동부의 센싱 동작시에 상기 센싱 노드에 발생되는 기생 캐패시턴스의 영향을 보상하도록 구동되는 보상부를 구비하는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  2. 제1항에 있어서, 상기 보상부는
    상기 기생 캐패시터에 상응하는 캐패시턴스값을 가지는 보상 캐패시터를 포함하는 보상 축전 수단으로서, 상기 보상 캐패시터는 일측 단자가 상기 예비 노드에 전기적으로 연결되는 적어도 하나의 서브 캐패시터를 포함하여 구성되는 상기 보상 축전 수단;
    상기 프리차아지 제어 신호의 활성화에 응답하여, 상기 예비 노드를 상기 제2 프리차아지 기준 신호의 전압을 제어하는 제1 보상 스위치;
    상기 센싱 제어 신호의 활성화에 응답하여, 상기 예비 노드를 상기 구동 노드에 전기적으로 연결되도록 구동되는 제2 보상 스위치를 구비하는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  3. 제2항에 있어서, 상기 적어도 하나의 서브 캐패시터의 다른 일측 단자는
    캐패시터 기준 전압으로 제어될 수 있는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  4. 제3 항에 있어서, 상기 보상 캐패시터는
    상기 적어도 하나의 서브 캐패시터를 포함하는 복수개의 서브 캐패시터들로서, 각자의 선택 신호에 응답하여 비배타적으로 선택되는 상기 복수개의 서브 캐패시터들을 포함하여 구성되며,
    상기 복수개의 서브 캐패시터들 각각의 일측 단자는
    상기 예비 노드에 전기적으로 연결되며,
    상기 복수개의 서브 캐패시터들 중 선택되는 상기 서브 캐패시터의 다른 일측 단자는
    상기 캐패시터 기준 전압으로 제어되는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  5. 제4 항에 있어서, 상기 캐패시터 기준 전압은
    상기 증폭 기준 전압과 동일한 레벨인 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  6. 제4 항에 있어서, 상기 복수개의 서브 캐패시터들 중 비선택되는 상기 서브 캐패시터의 다른 일측 단자는
    상기 프리차아지 제어 신호의 활성화에 응답하여, 상기 제2 프리차아지 기준 신호의 전압으로 제어하며,;
    상기 센싱 제어 신호의 활성화에 응답하여, 상기 증폭 기준 전압으로 제어되는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  7. 제1 항에 있어서, 상기 센싱 구동부는
    상기 구동 노드의 전압을 상기 증폭 기준 전압과 비교하여 반전 증폭하는 구동 증폭기;
    리셋 신호에 응답하여, 상기 구동 증폭기의 출력 노드를 상기 구동 노드와 전기적으로 연결하도록 구동되는 리셋 스위치;
    상기 구동 노드를 상기 구동 증폭기의 출력 노드에 커플링시키는 피드백 캐패시터 수단; 및
    상기 구동 증폭기의 출력 노드의 전압을 샘플링 홀딩하여 상기 센싱 데이터를 발생하는 샘플링 홀딩 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  8. 제1 항에 있어서, 상기 피드백 캐패시터 수단은
    캐패시턴스 제어 신호에 응답하여, 가변되는 캐패시턴스를 가지는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  9. 제1 항에 있어서,
    상기 보호 전극은
    기판 위에 적층되는 제1 금속층으로 형성되며,
    상기 감지 전극은
    상기 보호 전극을 형성하는 상기 제1 금속층 위에 적층되는 제2 금속층으로 형성되며,
    상기 지문단은
    상기 감지 전극을 형성하는 상기 제2 금속층 위에 적층되는 표면 유전층으로 형성되는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  10. 제9 항에 있어서, 상기 표면 유전층은
    상기 감지 전극을 형성하는 상기 제2 금속층 위에 적층되는 제1 표면 유전층; 및
    상기 제1 표면 유전층 위에 적층되는 제2 표면 유전층을 구비하며,
    상기 보호 전극은
    상기 제1 표면 유전층 위에 형성되며, 상기 제1 표면 유전층 및 보호 유전층을 관통하여 상기 제1 금속층과 컨택 접촉되는 제3 금속층으로서, 상기 보호 유전층은 상기 제1 금속층과 상기 제2 금속층 사이에 형성되는 상기 제3 금속층을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  11. 지문 인식 센서에 있어서,
    손가락의 접촉이 가능한 지문단;
    센싱 노드에 연결되는 감지 전극으로서, 상기 지문단에 접촉되는 상기 손가락에 의하여 형성되는 감지 캐패시터의 일측 단자인 상기 감지 전극;
    일측 단자는 상기 감지 전극에 전기적으로 연결되며, 다른 일측 단자는 보호 전극으로 이루어지는 보호 캐패시터로서, 상기 보호 전극은 보호 구동 신호를 수신하는 상기 보호 캐패시터;
    프리차아지 제어 신호의 활성화에 응답하여, 상기 센싱 노드를 제1 프리차아지 기준 신호의 전압으로 프리차아지시키도록 구동되는 센싱 프리차아지 블락; 및
    상기 센싱 노드의 전압 레벨을 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 독출 블락을 구비하며,
    상기 보호 전극은
    기판 위에 적층되는 제1 금속층으로 형성되며,
    상기 감지 전극은
    상기 보호 전극을 형성하는 상기 제1 금속층 위에 적층되는 제2 금속층으로 형성되며,
    상기 지문단은
    상기 감지 전극을 형성하는 상기 제2 금속층 위에 적층되는 표면 유전층으로 형성되며,
    상기 표면 유전층은
    상기 감지 전극을 형성하는 상기 제2 금속층 위에 적층되는 제1 표면 유전층; 및
    상기 제1 표면 유전층 위에 적층되는 제2 표면 유전층을 구비하며,
    상기 보호 전극은
    상기 제1 표면 유전층 위에 형성되며, 상기 제1 표면 유전층 및 보호 유전층을 관통하여 상기 제1 금속층과 컨택 접촉되는 제3 금속층으로서, 상기 보호 유전층은 상기 제1 금속층과 상기 제2 금속층 사이에 형성되는 상기 제3 금속층을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 지문 인식 센서.
  12. 복수개의 픽셀들 및 센싱 독출 블락을 구비하는 지문 인식 시스템에 있어서,
    상기 복수개의 픽셀들 각각은
    손가락의 접촉이 가능한 지문단;
    센싱 노드에 연결되는 감지 전극으로서, 상기 지문단에 접촉되는 상기 손가락에 의하여 형성되는 감지 캐패시터의 일측 단자인 상기 감지 전극;
    일측 단자는 상기 감지 전극에 전기적으로 연결되며, 다른 일측 단자는 보호 전극으로 이루어지는 보호 캐패시터로서, 상기 보호 전극은 보호 구동 신호를 수신하는 상기 보호 캐패시터; 및
    프리차아지 제어 신호에 응답하여, 상기 센싱 노드를 제1 프리차아지 기준 신호의 전압으로 프리차아지시키도록 구동되는 센싱 프리차아지 블락을 포함하며,
    상기 센싱 독출 블락은
    센싱 구동시에, 선택되는 상기 픽셀의 상기 센싱 노드의 전압 레벨을 센싱하여 센싱 데이터를 발생하는 센싱 독출 블락을 구비하고,
    상기 센싱 구동시에 상기 선택되는 픽셀에 인접한 픽셀들 중의 적어도 일부의 상기 감지 전극 및 상기 보호 전극은
    상기 선택되는 픽셀의 상기 감지 전극 및 상기 보호 전극과 동일한 전압으로 제어되는 것을 특징으로 하는 지문 인식 시스템.
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