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WO2018160046A1 - 임의 접속 프리앰블을 전송하는 방법과 사용자기기, 및 임의 접속 프리앰블을 수신하는 방법 및 기지국 - Google Patents

임의 접속 프리앰블을 전송하는 방법과 사용자기기, 및 임의 접속 프리앰블을 수신하는 방법 및 기지국 Download PDF

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WO2018160046A1
WO2018160046A1 PCT/KR2018/002581 KR2018002581W WO2018160046A1 WO 2018160046 A1 WO2018160046 A1 WO 2018160046A1 KR 2018002581 W KR2018002581 W KR 2018002581W WO 2018160046 A1 WO2018160046 A1 WO 2018160046A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
sequence
preamble
random access
rach
access preamble
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/KR2018/002581
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
윤석현
고현수
김기준
김은선
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
LG Electronics Inc
Original Assignee
LG Electronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by LG Electronics Inc filed Critical LG Electronics Inc
Priority to US16/489,765 priority Critical patent/US10912126B2/en
Publication of WO2018160046A1 publication Critical patent/WO2018160046A1/ko
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/10—Code generation
    • H04J13/14—Generation of codes with a zero correlation zone
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0055—ZCZ [zero correlation zone]
    • H04J13/0059—CAZAC [constant-amplitude and zero auto-correlation]
    • H04J13/0062—Zadoff-Chu
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W72/00—Local resource management
    • H04W72/04—Wireless resource allocation
    • H04W72/044—Wireless resource allocation based on the type of the allocated resource
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W74/00—Wireless channel access
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    • H04W74/006—Transmission of channel access control information in the downlink, i.e. towards the terminal
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    • H04W74/00—Wireless channel access
    • H04W74/08—Non-scheduled access, e.g. ALOHA
    • H04W74/0833—Random access procedures, e.g. with 4-step access
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J2211/00—Orthogonal indexing scheme relating to orthogonal multiplex systems
    • H04J2211/003—Orthogonal indexing scheme relating to orthogonal multiplex systems within particular systems or standards
    • H04J2211/005—Long term evolution [LTE]

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system.
  • it relates to a method and apparatus for transmitting / receiving random access preambles.
  • a general wireless communication system performs data transmission / reception through one downlink (DL) band and one uplink (UL) band corresponding thereto (frequency division duplex (FDD) mode). Or a predetermined radio frame divided into an uplink time unit and a downlink time unit in a time domain, and perform data transmission / reception through uplink / downlink time units (time division duplex). (in time division duplex, TDD) mode).
  • a base station (BS) and a user equipment (UE) transmit and receive data and / or control information scheduled in a predetermined time unit, for example, a subframe (SF). Data is transmitted and received through the data area set in the uplink / downlink subframe, and control information is transmitted and received through the control area set in the uplink / downlink subframe.
  • a node is a fixed point capable of transmitting / receiving a radio signal with a UE having one or more antennas.
  • a communication system having a high density of nodes can provide higher performance communication services to the UE by cooperation between nodes.
  • the wireless communication signal can be efficiently transmitted / received. Accordingly, the overall throughput of the wireless communication system can be high.
  • delays / delays generated in the communication process between the user equipment and the base station may be reduced.
  • FIG. 1 illustrates a random access preamble format in an existing LTE / LTE-A system.
  • NR new radio access technology
  • FIG. 3 abstractly illustrates a hybrid beamforming structure in terms of a transceiver unit (TXRU) and a physical antenna.
  • TXRU transceiver unit
  • FIG. 4 illustrates a beam sweeping operation for a synchronization signal and system information during downlink (DL) transmission.
  • FIG. 5 illustrates a cell of a new radio access technology (NR) system.
  • NR new radio access technology
  • FIG. 7 illustrates the format of a RACH preamble using a repeated RACH preamble sequence.
  • FIG. 8 illustrates one method of the present invention for generating a RACH preamble sequence.
  • FIG 9 illustrates a structure of a receiver for receiving a RACH preamble according to an method of the present invention.
  • FIG. 10 illustrates another method of the present invention for generating a RACH preamble sequence.
  • FIG. 11 illustrates the coherent and non-coherent combining of the RACH preamble.
  • FIG. 12 is a block diagram showing the components of the transmitter 10 and the receiver 20 for carrying out the present invention.
  • the UE may perform UL transmission (eg, Msg3) according to the resource allocation information and the TA value in the RAR.
  • HARQ is applied to UL transmission corresponding to the RAR. Therefore, after transmitting the Msg3, the UE may receive reception response information (eg, PHICH) corresponding to the Msg3.
  • FIG. 1 illustrates a random access preamble format in an existing LTE / LTE-A system.
  • the random access preamble that is, the RACH preamble is composed of a cyclic prefix of a length T CP and a sequence part of the length T SEQ in the physical layer.
  • the T SEQ of the parameter values T CP is listed in the following table and depends on the frame structure and the random access configuration.
  • the preamble format is controlled by higher layers.
  • the PACH preamble is transmitted in a UL subframe. Transmission of the random access preamble is restricted to certain time and frequency resources. These resources are referred to as PRACH resources, and the PRACH resources are numbered in order of subframe number in the radio frame, followed by increasing PRBs in the frequency domain, so that index 0 corresponds to the lower number PRB and subframe in the radio frame. Lose. Random access resources are defined according to the PRACH configuration index (see 3GPP TS 36.211 standard document). The PRACH configuration index is given by the higher layer signal (sent by the eNB).
  • the sequence portion of the RACH preamble uses a Zadoff-Chu sequence.
  • Preamble sequences for the RACH are generated from Zadoff-Chu sequences with zero correlation zone, generated from one or several root Zadoff-Chu sequences.
  • the network configures a set of preamble sequences that the UE is allowed to use.
  • the set of 64 preamble sequences in a cell first contains all available cyclic shifts of the root Zadoff-Chu sequence with logical index RACH_ROOT_SEQUENCE, in order of increasing cyclic shift.
  • RACH_ROOT_SEQUENCE is broadcast as part of the system information (of that cell). If 64 preamble sequences cannot be generated from a single root Zadoff-Chu sequence, additional preamble sequences are obtained from root sequences with consecutive logical indices until all 64 preamble sequences are found. (obtain).
  • the logical root sequence order is cyclic and logical index 0 is contiguous to logical index 837.
  • the relationship between the logical root sequence index and the physical root sequence index u is given by Table 2 for preamble formats 0-3 and by Table 3 for preamble format 4.
  • Logical root sequence number Physical root sequence number u (in increasing order of the corresponding logical sequence number) 0-23 129, 710, 140, 699, 120, 719, 210, 629, 168, 671, 84, 755, 105, 734, 93, 746, 70, 769, 60, 7792, 837, 1, 838 24-29 56, 783, 112, 727, 148, 691 30-35 80, 759, 42, 797, 40, 799 36 ⁇ 41 35, 804, 73, 766, 146, 693 42-51 31, 808, 28, 811, 30, 809, 27, 812, 29, 810 52-63 24, 815, 48, 791, 68, 771, 74, 765, 178, 661, 136, 703 64-75 86, 753, 78, 761, 43, 796, 39, 800, 20, 819, 21, 818 76-89 95, 744, 202, 637, 190, 649, 181, 658,
  • the u-th root Zadoff-Chu sequence is defined by the following equation.
  • the length N ZC of the Zadoff-Chu sequence is given by the following table.
  • N CS is given by Table 5 for preamble formats 0-3 and by Table 6 for preamble format 4.
  • the parameter zeroCorrelationZoneConfig is provided by the upper layer.
  • the parameter High-speed-flag provided by the upper layer determines whether an unrestricted set or a restricted set should be used.
  • variable d u is a cyclic shift corresponding to the Doppler transition of size 1 / T SEQ , and is given by the following equation.
  • the time-continuous random access signal s ( t ), which is the baseband signal of the RACH, is defined by the following equation.
  • ⁇ PRACH is a match (conform) the amplitude (amplitude) the scaling factor (factor) for the transmitted power P PRACH specific to 3GPP TS 36.213
  • k 0 n RA PRB N RB sc N UL RB N RB sc / 2.
  • N RB sc represents the number of subcarriers constituting one RB.
  • N UL RB represents the number of RBs in a UL slot and depends on the UL transmission bandwidth. Location in the frequency domain is controlled by parameter n RA PRB , derived from section 5.7.1 of 3GPP TS 36.211.
  • Factor K ⁇ f / ⁇ f RA accounts for the difference in subcarrier spacing between random access preamble and uplink data transmission (account for).
  • the fixed (fixed) to determine the frequency offset parameter ⁇ domain position in the preamble of the random access sub-carrier interval is variable ⁇ f RA and physical resource blocks for the random access preamble is given by the following table.
  • the subcarrier spacing ⁇ f is 15 kHz or 7.5 kHz, but as shown in Table 7, the subcarrier spacing ⁇ f RA for the random access preamble is 1.25 kHz or 0.75 kHz.
  • Massive MTC which connects multiple devices and objects to provide various services anytime and anywhere, is also one of the major issues to be considered in next-generation communication.
  • a communication system design considering a service / UE that is sensitive to reliability and latency has been discussed.
  • next generation RAT considering such advanced mobile broadband communication, Massive MTC, and Ultra-Reliable and Low Latency Communication (URLLC) is being discussed.
  • URLLC Ultra-Reliable and Low Latency Communication
  • 3GPP is working on the next generation mobile communication system after EPC.
  • the technology is referred to as a new RAT (new RAT, NR) or 5G RAT.
  • NR communication systems are required to support significantly better performance than existing fourth generation (4G) systems in terms of data rate, capacity, latency, energy consumption and cost.
  • 4G fourth generation
  • NR systems need to make significant advances in the area of bandwidth, spectral, energy, signaling efficiency, and cost per bit.
  • the new RAT system uses an OFDM transmission scheme or a similar transmission scheme.
  • the new RAT system may follow the OFDM parameters defined in the following table.
  • the new RAT system can follow the legacy of existing LTE / LTE-A but have a larger system bandwidth (eg, 100 MHz).
  • one cell may support a plurality of neurology. That is, UEs operating with different numerologies may coexist in one cell.
  • the radio frame used in the 3GPP LTE / LTE-A system has a length of 10 ms (307200 T s ) and consists of 10 equally sized subframes (SF). Numbers may be assigned to 10 subframes in one radio frame.
  • Each subframe has a length of 1 ms and consists of two slots. 20 slots in one radio frame may be sequentially numbered from 0 to 19. Each slot is 0.5ms long.
  • the time for transmitting one subframe is defined as a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • NR new radio access technology
  • a fifth frame new RAT considers a subframe structure in which control channels and data channels are time division multiplexed (TDM).
  • the hatched region indicates a transmission region of a DL control channel (eg, PDCCH) carrying DCI
  • a black part shows a transmission region of an UL control channel (eg, PUCCH) carrying UCI.
  • DCI is control information delivered to the UE by the gNB
  • the DCI is UL specific information such as information on cell configuration that the UE needs to know, DL specific information such as DL scheduling, and UL grant. Information and the like.
  • the UCI is control information delivered from the UE to the gNB, and the UCI may include a HARQ ACK / NACK report on DL data, a CSI report on a DL channel state, and a scheduling request (SR).
  • SR scheduling request
  • the symbol regions 1 to 12 may be used for transmission of a physical channel (eg, PDSCH) that carries downlink data, and may be used for transmission of a physical channel (eg, PUSCH) that carries uplink data. May be used.
  • a physical channel eg, PDSCH
  • PUSCH physical channel
  • DL transmission and UL transmission are sequentially performed in one subframe such that transmission / reception of DL data and reception / transmission of UL ACK / NACK for the DL data are performed in the one subframe. Can be done in As a result, when a data transmission error occurs, the time required for data retransmission is reduced, thereby minimizing the delay of the final data transfer.
  • a time gap is required for a gNB and a UE to switch from a transmission mode to a reception mode or a process from a reception mode to a transmission mode.
  • some OFDM symbols at the time of switching from DL to UL in the subframe structure are set to a guard period (GP).
  • the DL control channel is TDM and the data channel, and the control channel, PDCCH, is spread over the entire system band and transmitted.
  • the bandwidth of a system is expected to reach at least 100 MHz, which makes it difficult to spread the control channel over the entire band.
  • Monitoring the entire band for downlink control channel reception for the UE to transmit / receive data may impair battery consumption and efficiency of the UE. Therefore, in the present invention, the DL control channel may be transmitted by being localized or distributed in the system band, that is, some frequency bands in the channel band.
  • the basic transmission unit is a slot.
  • the slot duration is 14 symbols of normal cyclic prefix (CP) and 12 symbols of extended CP, scaled with time as a function of the subcarrier spacing used.
  • CP normal cyclic prefix
  • the scheduler allocates radio resources in units of TTIs.
  • the TTI is one mini-slot, one slot or a plurality of slots.
  • the wavelength is shortened, enabling the installation of multiple antenna elements in the same area.
  • a total of 100 antenna elements can be installed in a two-dimensional arrangement in a 0.5 by (wavelength) interval on a panel of 5 by 5 cm. Therefore, in mmW, it is considered to use a plurality of antenna elements to increase the beamforming gain to increase coverage or to increase throughput.
  • TXRU transceiver unit
  • a method of mapping a plurality of antenna elements to a single TXRU and adjusting a beam direction with an analog phase shifter is considered.
  • Such an analog beamforming method has a disadvantage in that only one beam direction can be made in the entire band and thus frequency selective beamforming (BF) cannot be performed.
  • a hybrid BF with B TXRUs which is less than Q antenna elements in the form of digital BF and analog BF, can be considered.
  • the direction of beams that can be simultaneously transmitted is limited to B or less.
  • FIG. 3 abstractly illustrates a hybrid beamforming structure in terms of a transceiver unit (TXRU) and a physical antenna.
  • TXRU transceiver unit
  • analog beamforming refers to an operation in which the RF unit performs precoding (or combining).
  • the baseband unit and the RF unit perform precoding (or combining), respectively, which reduces the number of RF chains and the number of D / A (or A / D) converters.
  • the hybrid beamforming structure may be represented by N TXRUs and M physical antennas.
  • the digital beamforming for the L data layers to be transmitted at the transmitting end can be represented by an N-by-L matrix, and then the converted N digital signals are converted into analog signals via TXRU and then into an M-by-N matrix.
  • the expressed analog beamforming is applied.
  • the number of digital beams is L
  • the number of analog beams is N.
  • the base station is designed to change the analog beamforming on a symbol basis, so that a direction for supporting more efficient beamforming for a UE located in a specific area is being considered.
  • N TXRUs and M RF antennas are defined as one antenna panel
  • the NR system considers to introduce a plurality of antenna panels to which hybrid beamforming independent of each other is applicable.
  • analog beams advantageous for signal reception may be different for each UE. Therefore, at least a plurality of analog beams to be applied by the base station in a specific subframe (SF) for synchronization signals, system information, and paging. Beam sweeping operations are being considered that change the analog beams symbol by symbol so that all UEs have a reception opportunity.
  • SF subframe
  • FIG. 4 illustrates a beam sweeping operation for a synchronization signal and system information during downlink (DL) transmission.
  • a physical resource or physical channel
  • xPBCH a physical resource through which system information of the NR system is transmitted in a broadcasting manner
  • analog beams belonging to different antenna panels in one (OFDM) symbol may be transmitted simultaneously, and a single analog beam (corresponding to a specific antenna panel) may be transmitted as illustrated in FIG. 4 to measure an analog beam-specific channel.
  • a method of introducing a beam RS (BRS), which is a reference signal (RS) applied and transmitted, has been discussed.
  • the BRS may be defined for a plurality of antenna ports, and each antenna port of the BRS may correspond to a single analog beam.
  • the sync signal or the xPBCH can be transmitted by applying all the analog beams in the analog beam group so that any UE can receive them well.
  • the gNB when the gNB can form N beams, several beams may be bundled into one beam group, and PSS / SSS / PBCH may be transmitted / received for each beam group. At this time, one beam group includes one or more beams.
  • a signal such as PSS / SSS / PBCH transmitted in the same direction may be defined as one SS block, and a plurality of SS blocks may exist in one cell. When there are a plurality of SS blocks, the SS block index may be used to distinguish each SS block.
  • PSS / SSS / PBCH in the same direction may constitute one SS block, and in the system, 10 SS blocks It can be understood to exist.
  • the beam index may be interpreted as an SS block index.
  • the present invention proposes a method of increasing the optimal number of codes available for one RACH resource. Specifically, when generating a preamble sequence for the RACH preamble of an NR system, the present invention uses an orthogonal cover of a sinusoidal complex signal for repetition of the sequence using a repetition pattern for a short sequence. It is suggested to use as. It is also possible for a discrete Fourier transform vector to be used as the orthogonal code. At this time, the maximum number of sequences that can be obtained using only orthogonal codes for the short sequence according to the present invention may be equal to the number of repetitions of the short sequence.
  • the present invention proposes to extend the number of preamble sequences for the RACH process in the following manner.
  • a method of generating a sequence portion of a RACH preamble is a method of generating a sequence portion of a RACH preamble.
  • the present invention proposes generating orthogonal covered base sequences by applying orthogonal covers to the base sequence.
  • the base sequence may be a root sequence or a sequence obtained by cyclically shifting the root index. Applying the N orthogonal covers according to the invention to the base sequence, N versions of orthogonal covered base sequences can be obtained.
  • the present invention proposes to apply an orthogonal cover signal according to method I or method II to the base sequence.
  • Method I Method for generating orthogonal cover sequence for repetition pattern of RACH preamble sequence: using sinusoidal complex signal
  • the present invention maps the base sequence into a comb-type having a frequency interval of N * ⁇ f, but uses n to change the frequency-domain start position of the base sequence.
  • S ′ (k) having different frequency-domain starting positions according to resource index n is obtained. (See S ' n of Fig. 8 (b), that is, the frequency position of S' 1 , S ' 2 , S' 3 ).
  • FIG. 9 illustrates a structure of a receiver for receiving a RACH preamble according to an method of the present invention.
  • FIG. 9 (a) shows the processing for the RACH signal in terms of the time axis
  • FIG. 9 (b) shows the processing for the RACH signal in terms of the frequency axis.
  • s i (k) means the i-th s (k) of s (k) repeated six times in the RACH preamble.
  • FIG. 10 illustrates another method of the present invention for generating a RACH preamble sequence.
  • FIG. 10 illustrates a method of generating a RACH preamble sequence by applying an orthogonal cover using a DFT matrix.
  • the transmitter inserts a CP in front of the RACH preamble sequence portion to generate a RACH preamble.
  • the RACH preamble is finally transmitted through an antenna of the transmitter through a modulation process.
  • the UE may use this to select a resource to be used for RACH transmission among RACH preamble (sequence) resources.
  • the gNB informs the UE (s) of the root index set, cyclic shift unit (N), to inform the UE that only some of the full orthogonal covers for the RACH are used.
  • CS cyclic shift unit
  • N can tell the orthogonal cover limit factor.
  • the information on the orthogonal cover constraint factor may correspond to the number of repetitions N, that is, a ratio indicating the number of orthogonal covers that are actually available relative to the N orthogonal covers that can be used maximum, or It may also be information indicating the index n.
  • N is the number of repetitions
  • n is the index for the orthogonal cover used for (preamble sequence) resource classification
  • ⁇ represents any phase
  • L is a value used as the aforementioned orthogonal cover limiting factor is applied.
  • a false alarm may increase between RACH preamble sequences corresponding to adjacent orthogonal cover sequences on the frequency axis.
  • the gNB uses a plurality of root sequences and allocates orthogonal cover signals such that different orthogonal cover signals are used for the plurality of root sequences. can do.
  • adjacent gNBs can obtain the same effect as increasing the number of base sequences by using different orthogonal cover signals for the same base sequence. That is, when the RACH preamble (sequence) resource is configured using a plurality of root sequences while repeating a short base sequence and using an orthogonal cover signal for the base sequence, the orthogonal numbers used for the plurality of root sequences are respectively used.
  • the cover signal can be used so as not to overlap each other or distributed and mapped so as to suppress the influence of cross correlation between sequences of other UEs in coherent combining.
  • the gNB When configuring resources in this way, the gNB should efficiently inform the UE of the root index (s) and orthogonal cover signal index (s) of the sequence (s) for the RACH preamble. To this end, the gNB may configure sequence (s) for the RACH preamble using a pair of a root index and an orthogonal cover signal index corresponding to the base sequence. For example, the gNB may set the sequence (s) resources available on the cell for the RACH to the UE (s) using the following method.
  • the UE may set the resource set ⁇ root index R i , (orthogonal cover signal index C j + i)% N ⁇ as the RACH preamble sequence resource.
  • % is a modulo operator
  • i may indicate the position of the corresponding root index in the root index set
  • j may indicate the position of the corresponding orthogonal cover signal in the orthogonal cover signal set.
  • R 0 represents 15 and R 1 represents 128 for the root index set ⁇ 15, 128 ⁇
  • C 0 represents the orthogonal cover signal 0
  • C 1 represents the orthogonal cover for the orthogonal cover signal set ⁇ 0, 2 ⁇ .
  • the UE Based on the signaling from the gNB (ie, the RACH preamble resource configuration information), the UE uses the information on the root index and the start offset, and the orthogonal cover signal index to be used by each root index, to indicate ⁇ 15, 0 ⁇ , ⁇ 15, 2 ⁇ , ⁇ 128, 1 ⁇ and ⁇ 128, 3 ⁇ resource set can be created or set.
  • the gNB ie, the RACH preamble resource configuration information
  • the UE uses the information on the root index and the start offset, and the orthogonal cover signal index to be used by each root index, to indicate ⁇ 15, 0 ⁇ , ⁇ 15, 2 ⁇ , ⁇ 128, 1 ⁇ and ⁇ 128, 3 ⁇ resource set can be created or set.
  • the resource set is set by the gNB by combining the root index and the orthogonal cover signal index, and the resource index in the resource set is signaled for the resource to be used in the gNB.
  • route sequences are defined as tables (see Tables 2 and 3).
  • the eNB informs the root sequence number u and the cyclic shift unit N CS , the UE can generate or set 64 preamble sequences including the cyclic shifted version.
  • the root sequence number is shown in the table. Is used continuously.
  • the resource index set is not explicitly signaled, and as in the LTE system, only the primary index (that is, the root index) is signaled and the resource index set to be used for the RACH may be set implicit by a predetermined rule. It may be.
  • the UE When the UE receives the above RACH preamble resource configuration information (eg, root index set, cyclic shift unit N CS , repetition factor N, OC resource constraint factor M) from gNB, the root index set and cyclic shift for each root index Set an orthogonal cover signal set for the version set and each root index.
  • the UE may generate or set an entire RACH preamble (sequence) resource set using this, and select an RACH preamble sequence according to a rule defined in the RACH preamble (sequence) resource set to perform RACH transmission.
  • FIG. 12 is a block diagram showing the components of the transmitter 10 and the receiver 20 for carrying out the present invention.
  • the transmitter 10 and the receiver 20 are radio frequency (RF) units 13 and 23 capable of transmitting or receiving radio signals carrying information and / or data, signals, messages, and the like, and in a wireless communication system.
  • the device is operatively connected to components such as the memory 12 and 22, the RF unit 13 and 23, and the memory 12 and 22, which store various types of information related to communication, and controls the components.
  • a processor (11, 21) configured to control the memory (12, 22) and / or the RF unit (13, 23), respectively, to perform at least one of the embodiments of the invention described above.
  • the memories 12 and 22 may store a program for processing and controlling the processors 11 and 21, and may temporarily store input / output information.
  • the memories 12 and 22 may be utilized as buffers.
  • the firmware or software when implementing the present invention using firmware or software, may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention, and configured to perform the present invention.
  • the firmware or software may be provided in the processors 11 and 21 or stored in the memory 12 and 22 to be driven by the processors 11 and 21.
  • the processor 11 of the transmission apparatus 10 is predetermined from the processor 11 or a scheduler connected to the processor 11 and has a predetermined encoding and modulation on a signal and / or data to be transmitted to the outside. After performing the transmission to the RF unit 13. For example, the processor 11 converts the data sequence to be transmitted into K layers through demultiplexing, channel encoding, scrambling, and modulation.
  • the coded data string is also called a codeword and is equivalent to a transport block, which is a data block provided by the MAC layer.
  • One transport block (TB) is encoded into one codeword, and each codeword is transmitted to a receiving device in the form of one or more layers.
  • the RF unit 13 may include an oscillator for frequency upconversion.
  • RF unit 13 is N t ( N t May include a transmission antenna of 1 or more positive integers).
  • the signal processing of the receiver 20 is the reverse of the signal processing of the transmitter 10.
  • the RF unit 23 of the receiving device 20 receives a radio signal transmitted by the transmitting device 10.
  • the RF unit 23 may include N r receive antennas, and the RF unit 23 frequency down-converts each of the signals received through the receive antennas to restore the baseband signal. .
  • the RF unit 23 may include an oscillator for frequency downconversion.
  • the processor 21 may decode and demodulate a radio signal received through a reception antenna to restore data originally transmitted by the transmission apparatus 10.
  • the RF units 13, 23 have one or more antennas.
  • the antenna transmits a signal processed by the RF units 13 and 23 to the outside under the control of the processors 11 and 21, or receives a radio signal from the outside to receive the RF unit 13. , 23).
  • Antennas are also called antenna ports.
  • Each antenna may correspond to one physical antenna or may be configured by a combination of more than one physical antenna elements.
  • the signal transmitted from each antenna can no longer be decomposed by the receiver 20.
  • a reference signal (RS) transmitted in correspondence with the corresponding antenna defines the antenna as viewed from the perspective of the receiver 20, and whether the channel is a single radio channel from one physical antenna or includes the antenna.
  • RS reference signal
  • the receiver 20 enables channel estimation for the antenna. That is, the antenna is defined such that a channel carrying a symbol on the antenna can be derived from the channel through which another symbol on the same antenna is delivered.
  • the antenna In the case of an RF unit that supports a multi-input multi-output (MIMO) function for transmitting and receiving data using a plurality of antennas, two or more antennas may be connected.
  • MIMO multi-input multi-output
  • the RF units 13 and 23 may support receive beamforming and transmit beamforming.
  • the RF units 13 and 23 may be configured to perform the functions illustrated in FIG.
  • the UE operates as the transmitter 10 in the uplink and the receiver 20 in the downlink.
  • the gNB operates as the receiving device 20 in the uplink and the transmitting device 10 in the downlink.
  • the processor, the RF unit and the memory provided in the UE will be referred to as a UE processor, the UE RF unit and the UE memory, respectively, and the processor, the RF unit and the memory provided in the gNB will be referred to as a gNB processor, a gNB RF unit and a gNB memory, respectively.
  • the gNB processor sends preamble sequence resource configuration information (eg, root index, cyclic shift unit N CS , repetition factor N, and / or number of available orthogonal cover signals, etc.) for the RACH according to the present invention to the UE.
  • the gNB RF unit can be controlled to transmit.
  • the gNB processor may control the gNB RF unit to attempt to receive a RACH preamble from UE (s) based on the preamble sequence resource configuration information.
  • the UE processor may generate a RACH preamble based on the preamble sequence resource configuration information.
  • the UE processor may control the UE RF unit to transmit the RACH preamble.
  • the UE processor may generate a preamble sequence portion by repeating the base sequence and multiplying the repeated base sequence by an orthogonal cover signal according to the present invention.
  • the base sequence may be a root sequence or a sequence obtained by cyclically shifting the root sequence.
  • the UE processor may generate the preamble sequence portion by applying a cyclic shift to an orthogonal covered sequence obtained by applying the orthogonal cover signal to the base sequence.
  • Embodiments of the present invention may be used in a base station or user equipment or other equipment in a wireless communication system.

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Abstract

본 발명의 사용자기기는 기본 시퀀스를 N번 포함하는 프리앰블 시퀀스를 생성한다. 상기 사용자기기는 주파수 도메인에서 상기 기본 시퀀스를 콤-타입으로 매핑하되, N가지 주파수 위치들 중 하나에 매핑하여, 상기 프리앰블 시퀀스를 생성한다. 상기 사용자기기는 상기 프리앰블 시퀀스를 포함하는 임의 접속 프리앰블을 전송한다.

Description

임의 접속 프리앰블을 전송하는 방법과 사용자기기, 및 임의 접속 프리앰블을 수신하는 방법 및 기지국
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 임의 접속(random access) 프리앰블을 전송/수신하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
기기간(Machine-to-Machine, M2M) 통신과, 높은 데이터 전송량을 요구하는 스마트폰, 태블릿 PC 등의 다양한 장치 및 기술이 출현 및 보급되고 있다. 이에 따라, 셀룰러 망에서 처리될 것이 요구되는 데이터 양이 매우 빠르게 증가하고 있다. 이와 같이 빠르게 증가하는 데이터 처리 요구량을 만족시키기 위해, 더 많은 주파수 대역을 효율적으로 사용하기 위한 반송파 집성(carrier aggregation) 기술, 인지 무선(cognitive radio) 기술 등과, 한정된 주파수 내에서 전송되는 데이터 용량을 높이기 위한 다중 안테나 기술, 다중 기지국 협력 기술 등이 발전하고 있다.
일반적인 무선 통신 시스템은 하나의 하향링크(downlink, DL) 대역과 이에 대응하는 하나의 상향링크(uplink,UL) 대역을 통해 데이터 송/수신을 수행(주파수 분할 듀플렉스(frequency division duplex,FDD)모드의 경우)하거나, 소정 무선 프레임(Radio Frame)을 시간 도메인(time domain)에서 상향링크 시간 유닛과 하향링크 시간 유닛으로 구분하고, 상/하향링크 시간 유닛을 통해 데이터 송/수신을 수행(시 분할 듀플렉스(time division duplex,TDD)모드의 경우)한다. 기지국(base station, BS)와 사용자기기(userequipment, UE)는 소정 시간 유닛(unit),예를 들어, 서브프레임(subframe, SF) 내에서 스케줄링된 데이터 및/또는 제어 정보를 송수신한다. 데이터는 상/하향링크 서브프레임에 설정된 데이터 영역을 통해 송수신되고, 제어 정보는 상/하향링크 서브프레임에 설정된 제어 영역을 통해 송수신된다. 이를 위해, 무선 신호를 나르는 다양한 물리 채널이 상/하향링크 서브프레임에 설정된다. 이에 반해 반송파 집성 기술은 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 상/하향링크 주파수 블록들을 모아 더 큰 상/하향링크 대역폭을 사용함으로써 단일 반송파가 사용될 때에 비해 많은 양의 신호가 동시에 처리될 수 있다.
한편, UE가 주변에서 접속(access)할 수 있는 노드(node)의 밀도가 높아지는 방향으로 통신 환경이 진화하고 있다. 노드라 함은 하나 이상의 안테나를 구비하여 UE와 무선 신호를 전송/수신할 수 있는 고정된 지점(point)을 말한다. 높은 밀도의 노드를 구비한 통신 시스템은 노드들 간의 협력에 의해 더 높은 성능의 통신 서비스를 UE에게 제공할 수 있다.
더 많은 통신 장치가 더 큰 통신 용량을 요구함에 따라, 레거시 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)에 비해 향상된 모바일 광대역(enhanced mobile broadband, eMBB) 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한, 복수의 장치 및 객체(object)를 서로 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하기 위한 대규모 기계 타입 통신(massive machine type communication, mMTC)는 차세대 통신에서 고려해야 할 주요 쟁점 중 하나이다.
또한, 신뢰도 및 대기 시간에 민감한 서비스/UE를 고려하여 설계될 통신 시스템에 대한 논의가 진행 중이다. 차세대(next generation) 무선 액세스 기술의 도입은 eMBB 통신, mMTC, 초 신뢰성 및 저 대기 시간 통신(ultra-reliableand low latency communication, URLLC) 등을 고려하여 논의되고 있다.
새로운 무선 통신 기술의 도입에 따라, 기지국이 소정 자원영역에서 서비스를 제공해야 하는 UE들의 개수가 증가할 뿐만 아니라, 상기 기지국이 서비스를 제공하는 UE들과 전송/수신하는 데이터와 제어정보의 양이 증가하고 있다. 기지국이 UE(들)과의 통신에 이용 가능한 무선 자원의 양은 유한하므로, 기지국이 유한한 무선 자원을 이용하여 상/하향링크 데이터 및/또는 상/하향링크 제어정보를 UE(들)로부터/에게 효율적으로 수신/전송하기 위한 새로운 방안이 요구된다.
아울러, 기술에 발달에 따라 딜레이(delay) 혹은 지연(latency) 극복이 중요한 문제로 떠오르고 있다. 딜레이/지연에 따라 성능이 중대하게 좌우되는 어플리케이션들이 증가하고 있다. 따라서 기존 시스템에서보다 딜레이/지연을 줄이기 위한 방안이 요구된다.
또한 스마트기기의 발달에 따라 적은 양의 데이터를 효율적으로 전송/수신 혹은 낮은 빈도로 발생하는 데이터를 효율적으로 전송/수신하기 위한 새로운 방안이 요구된다.
또한 고주파 대역을 이용하여 새로운 무선 접속 기술을 지원하는 시스템에서 신호를 전송/수신 방법이 요구된다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
서브셋을 나타내는 정보를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 프리앰블 시퀀스는 상기 시간 도메인에서 N회 반복된 상기 기본 시퀀스와, 주파수가 j*n*1/TRACH인 사인 신호의 곱(multiplication)을 이용하여 얻어질 수 있다. 여기서, j는 허수 단위(imaginary unit)이다.
본 발명의 각 양상에 있어서, 상기 프리앰블 시퀀스는 상기 시간 도메인에서 N회 반복된 상기 기본 시퀀스와 상기 사인 신호 e- j2πn △ft를 곱하여 얻어진 시퀀스 또는 i=0,...,N-1에 대해 상기 기본 시퀀스의 i번째 반복과 e- jπn △f(t+i*△T)를 곱하여 얻어진 시퀀스를 포함할 수 있다. 여기서, △T는 상기 기본 시퀀스의 길이이다.
상기 과제 해결방법들은 본 발명의 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 의하면, 무선 통신 신호가 효율적으로 전송/수신될 수 있다. 이에 따라, 무선 통신 시스템의 전체 처리량(throughput)이 높아질 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 의하면 사용자기기와 기지국이 통신 과정에서 발생하는 딜레이/지연이 낮아질 수 있다.
또한 스마트기기의 발달에 따라 적은 양의 데이터를 효율적으로 전송/수신 혹은 낮은 빈도로 발생하는 데이터를 효율적으로 전송/수신될 수 있다.
또한 새로운 무선 접속 기술을 지원하는 시스템에서 신호가 전송/수신될 수 있다.
본 발명에 따른 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과는 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 기존 LTE/LTE-A 시스템에서 임의 접속 프리앰블 포맷을 예시한 것이다.
도 2는 새로운 무선 접속 기술(new radio access technology, NR)에서 이용 가능한 서브프레임 구조를 예시한 것이다.
도 3은 송수신기 유닛(transceiver unit, TXRU) 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 추상적으로 도시한 것이다.
도 4는 하향링크(downlink, DL) 전송 과정에서 동기 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 예시한 것이다.
도 5는 새로운 무선 접속 기술(new radio access technology, NR) 시스템의 셀을 예시한 것이다.
도 6은 전송장치가 신호를 반복하는 2가지 방법을 개념적으로 도시한 것이다.
도 7은 반복된 RACH 프리앰블 시퀀스를 이용하는 RACH 프리앰블의 포맷을 예시한 것이다.
도 8은 RACH 프리앰블 시퀀스를 생성하는 본 발명의 일 방법을 예시한 것이다.
도 9는 본 발명의 일 방법에 따른 RACH 프리앰블을 수신하는 수신기의 구조를 예시한 것이다.
도 10은 RACH 프리앰블 시퀀스를 생성하는 본 발명의 다른 방법을 예시한 것이다.
도 11은 RACH 프리앰블의 코히런트 및 넌-코히런트 컴바이닝을 설명하기 위해 도시한 것이다.
도 12는 본 발명을 수행하는 전송장치(10) 및 수신장치(20)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
다. UE는 RAR 내의 자원 할당 정보 및 TA 값에 따라 UL 전송(예, Msg3)을 수행할 수 있다. RAR에 대응하는 UL 전송에는 HARQ가 적용된다. 따라서, UE는 Msg3 전송한 후, Msg3에 대응하는 수신 응답 정보(예, PHICH)를 수신할 수 있다.
도 1은 기존 LTE/LTE-A 시스템에서 임의 접속 프리앰블 포맷을 예시한 것이다.
기존 LTE/LTE-A 시스템에서 임의 접속 프리앰블, 즉, RACH 프리앰블은 물리 계층에서 길이 T CP의 순환 전치(cyclic prefix) 및 길이 T SEQ의 시퀀스 부분으로 구성된다. 파라미터 값들 T CP의 T SEQ는 다음 표에 리스트되어 있으며, 프레임 구조와 임의 접속 설정(configuration)에 의존한다. 프리앰블 포맷은 상위 계층에 의해 제어된다.
Preamble format T CP T SEQ
0 3168·T s 24576·T s
1 21024·T s 24576·T s
2 6240·T s 2·24576·T s
3 21024·T s 2·24576·T s
4 448·T s 4096·T s
LTE/LTE-A 시스템에서 PACH 프리앰블은 UL 서브프레임에서 전송된다. 임의 접속 프리앰블의 전송은 특정 시간 및 주파수 자원들에 제한(restrict)된다. 이러한 자원들을 PRACH 자원들이라고 하며, PRACH 자원들은, 인덱스 0가 무선 프레임에서 낮은 번호의 PRB 및 서브프레임에 대응하도록, 상기 무선 프레임 내 서브프레임 번호와, 주파수 도메인에서 PRB들의 증가 순으로 번호가 매겨진다. 임의 접속 자원들이 PRACH 설정 인덱스에 따라 정의된다(3GPP TS 36.211 표준 문서 참조). PRACH 설정 인덱스는 (eNB에 의해 전송되는) 상위 계층 신호에 의해 주어진다.
RACH 프리앰블 중 시퀀스 부분(이하 프리앰블 시퀀스)는 Zadoff-Chu 시퀀스를 이용한다. RACH를 위한 프리앰블 시퀀스들은 하나 또는 몇 개의 루트 Zadoff-Chu 시퀀스들로부터 생성된, 제로 상관 존을 갖는 Zadoff-Chu 시퀀스들로부터 생성된다. 네트워크는 UE가 사용하는 것이 허용(allow)되는 프리앰블 시퀀스들의 세트를 설정(configure)한다. 기존 LTE/LTE-A 시스템에서, 각 셀 내에서 이용 가능한 64개 프리앰블 시퀀스들이 있다. 셀 내 64개 프리앰블 시퀀스들의 세트는 먼저, 증가하는(increasing) 순환 천이(cyclic shift)의 순서(order)로, 논리(logical) 인덱스 RACH_ROOT_SEQUENCE를 갖는 루트 Zadoff-Chu 시퀀스의 모든 이용 가능한 순환 천이들을 포함시키는 것에 의해 찾아진다(found). 여기서 RACH_ROOT_SEQUENCE는 (해당 셀의) 시스템 정보의 일부로서 브로드캐스트된다. 64 프리앰블 시퀀스들이 단일 루트 Zadoff-Chu 시퀀스로부터 생성될 수 없는 경우에, 상기 64개 프리앰블 시퀀스들이 모두 찾아질 때까지 추가(additional) 프리앰블 시퀀스들이 연속적(consecutive) 논리 인덱스들을 갖는 루트 시퀀스들로부터 얻어진다(obtain). 상기 논리 루트 시퀀스 순서(order)는 순환적(cyclic)하며, 논리 인덱스 0가 논리 인덱스 837에 연속적이다. 논리 루트 시퀀스 인덱스와 물리 루트 시퀀스 인덱스 u사이의 관계는 프리앰블 포맷들 0-3에 대해서는 표 2에 의해 주어지고, 프리앰블 포맷 4에 대해서는 표 3에 의해 주어진다.
Logical root sequence number Physical root sequence number u (in increasing order of the corresponding logical sequence number)
0~23 129, 710, 140, 699, 120, 719, 210, 629, 168, 671, 84, 755, 105, 734, 93, 746, 70, 769, 60, 7792, 837, 1, 838
24~29 56, 783, 112, 727, 148, 691
30~35 80, 759, 42, 797, 40, 799
36~41 35, 804, 73, 766, 146, 693
42~51 31, 808, 28, 811, 30, 809, 27, 812, 29, 810
52~63 24, 815, 48, 791, 68, 771, 74, 765, 178, 661, 136, 703
64~75 86, 753, 78, 761, 43, 796, 39, 800, 20, 819, 21, 818
76~89 95, 744, 202, 637, 190, 649, 181, 658, 137, 702, 125, 714, 151, 688
90-115 217, 622, 128, 711, 142, 697, 122, 717, 203, 636, 118, 721, 110, 729, 89, 750, 103, 736, 61, 778, 55, 784, 15, 824, 14, 825
116~135 12, 827, 23, 816, 34, 805, 37, 802, 46, 793, 207, 632, 179, 660, 145, 694, 130, 709, 223, 616
136~167 228, 611, 227, 612, 132, 707, 133, 706, 143, 696, 135, 704, 161, 678, 201, 638, 173, 666, 106, 733, 83, 756, 91, 748, 66, 773, 53, 786, 10, 829, 9, 830
168~203 7, 832, 8, 831, 16, 823, 47, 792, 64, 775, 57, 782, 104, 735, 101, 738, 108, 731, 208, 631, 184, 655, 197, 642, 191, 648, 121, 718, 141, 698, 149, 690, 216, 623, 218, 621
204~263 152, 687, 144, 695, 134, 705, 138, 701, 199, 640, 162, 677, 176, 663, 119, 720, 158, 681, 164, 675, 174, 665, 171, 668, 170, 669, 87, 752, 169, 670, 88, 751, 107, 732, 81, 758, 82, 757, 100, 739, 98, 741, 71, 768, 59, 780, 65, 774, 50, 789, 49, 790, 26, 813, 17, 822, 13, 826, 6, 833
264~327 5, 834, 33, 806, 51, 788, 75, 764, 99, 740, 96, 743, 97, 742, 166, 673, 172, 667, 175, 664, 187, 652, 163, 676, 185, 654, 200, 639, 114, 725, 189, 650, 115, 724, 194, 645, 195, 644, 192, 647, 182, 657, 157, 682, 156, 683, 211, 628, 154, 685, 123, 716, 139, 700, 212, 627, 153, 686, 213, 626, 215, 624, 150, 689
328~383 225, 614, 224, 615, 221, 618, 220, 619, 127, 712, 147, 692, 124, 715, 193, 646, 205, 634, 206, 633, 116, 723, 160, 679, 186, 653, 167, 672, 79, 760, 85, 754, 77, 762, 92, 747, 58, 781, 62, 777, 69, 770, 54, 785, 36, 803, 32, 807, 25, 814, 18, 821, 11, 828, 4, 835
384~455 3, 836, 19, 820, 22, 817, 41, 798, 38, 801, 44, 795, 52, 787, 45, 794, 63, 776, 67, 772, 72767, 76, 763, 94, 745, 102, 737, 90, 749, 109, 730, 165, 674, 111, 728, 209, 630, 204, 635, 117, 722, 188, 651, 159, 680, 198, 641, 113, 726, 183, 656, 180, 659, 177, 662, 196, 643, 155, 684, 214, 625, 126, 713, 131, 708, 219, 620, 222, 617, 226, 613
456~513 230, 609, 232, 607, 262, 577, 252, 587, 418, 421, 416, 423, 413, 426, 411, 428, 376, 463, 395, 444, 283, 556, 285, 554, 379, 460, 390, 449, 363, 476, 384, 455, 388, 451, 386, 453, 361, 478, 387, 452, 360, 479, 310, 529, 354, 485, 328, 511, 315, 524, 337, 502, 349, 490, 335, 504, 324, 515
514~561 323, 516, 320, 519, 334, 505, 359, 480, 295, 544, 385, 454, 292, 547, 291, 548, 381, 458, 399, 440, 380, 459, 397, 442, 369, 470, 377, 462, 410, 429, 407, 432, 281, 558, 414, 425, 247, 592, 277, 562, 271, 568, 272, 567, 264, 575, 259, 580
562~629 237, 602, 239, 600, 244, 595, 243, 596, 275, 564, 278, 561, 250, 589, 246, 593, 417, 422, 248, 591, 394, 445, 393, 446, 370, 469, 365, 474, 300, 539, 299, 540, 364, 475, 362, 477, 298, 541, 312, 527, 313, 526, 314, 525, 353, 486, 352, 487, 343, 496, 327, 512, 350, 489, 326, 513, 319, 520, 332, 507, 333, 506, 348, 491, 347, 492, 322, 517
630~659 330, 509, 338, 501, 341, 498, 340, 499, 342, 497, 301, 538, 366, 473, 401, 438, 371, 468, 408, 431, 375, 464, 249, 590, 269, 570, 238, 601, 234, 605
660~707 257, 582, 273, 566, 255, 584, 254, 585, 245, 594, 251, 588, 412, 427, 372, 467, 282, 557, 403, 436, 396, 443, 392, 447, 391, 448, 382, 457, 389, 450, 294, 545, 297, 542, 311, 528, 344, 495, 345, 494, 318, 521, 331, 508, 325, 514, 321, 518
708~729 346, 493, 339, 500, 351, 488, 306, 533, 289, 550, 400, 439, 378, 461, 374, 465, 415, 424, 270, 569, 241, 598
730~751 231, 608, 260, 579, 268, 571, 276, 563, 409, 430, 398, 441, 290, 549, 304, 535, 308, 531, 358, 481, 316, 523
752~765 293, 546, 288, 551, 284, 555, 368, 471, 253, 586, 256, 583, 263, 576
766-777 242, 597, 274, 565, 402, 437, 383, 456, 357, 482, 329, 510
778~789 317, 522, 307, 532, 286, 553, 287, 552, 266, 573, 261, 578
790~795 236, 603, 303, 536, 356, 483
796~803 355, 484, 405, 434, 404, 435, 406, 433
804~809 235, 604, 267, 572, 302, 537
810~815 309, 530, 265, 574, 233, 606
816~819 367, 472, 296, 543
820~837 336, 503, 305, 534, 373, 466, 280, 559, 279, 560, 419, 420, 240, 599, 258, 581, 229, 610
Figure PCTKR2018002581-appb-T000001
u-번째 루트 Zadoff-Chu 시퀀스는 다음 수학식에 의해 정의된다.
Figure PCTKR2018002581-appb-M000001
상기 Zadoff-Chu 시퀀스의 길이 N ZC는 다음 표에 의해 주어진다.
Preamble format N ZC
0 ~ 3 839
4 139
상기 u-번째 루트 Zadoff-Chu 시퀀스로부터, 길이 N ZC-1의 제로 상관 존들을 갖는 임의 접속 프리앰블들이 x u,v(n) = x u((n+C v) mod N ZC)에 따른 순환 천이들에 의해 정의된다. 여기서 상기 순환 천이는 다음 수학식에 의해 주어진다.
Figure PCTKR2018002581-appb-M000002
N CS는 프리앰블 포맷들 0~3에 대해 표 5에 의해 주어지고, 프리앰블 포맷 4에 대해 표 6에 의해 주어진다.
zeroCorrelationZoneConfig N CS value
Unrestricted set Restricted set
0 0 15
1 13 18
2 15 22
3 18 26
4 22 32
5 26 38
6 32 46
7 38 55
8 46 68
9 59 82
10 76 100
11 93 128
12 119 158
13 167 202
14 279 237
15 419 -
zeroCorrelationZoneConfig N CS value
0 2
1 4
2 6
3 8
4 10
5 12
6 15
7 N/A
8 N/A
9 N/A
10 N/A
11 N/A
12 N/A
13 N/A
14 N/A
15 N/A
파라미터 zeroCorrelationZoneConfig 상위 계층에 의해 제공된다. 상위 계층에 의해 제공되는 파라미터 High-speed-flag는 제한되지 않은(unrestricted)세트 또는 제한된(restricted) 세트가 사용되어야 하는지를 결정한다.
변수(variable) d u는 크기 1/T SEQ의 도플러 천이에 해당하는 순환 천이이고, 다음 수학식에 의해 주어진다.
Figure PCTKR2018002581-appb-M000003
p는 (pu) mod N ZC = 1를 충족하는(fulfil) 가장 작은(smallest) 음이 아닌 정수이다. 순환 천이들의 제한된 세트들에 대한 파라미터들은 d u에 의존한다. N ZC≤d u<N ZC/3에 대해, 파라미터들이 다음과 같이 주어진다.
Figure PCTKR2018002581-appb-M000004
N ZC/3d u≤(N ZC-N CS)/2에 대해, 파라미터들이 다음과 같이 주어진다.
Figure PCTKR2018002581-appb-M000005
d u의 모든 다른 값들에 대해, 제한된 세트 내에 아무런 순환 천이들이 없다.
RACH의 기저대역(baseband) 신호인 시간-연속(time-continuous) 임의 접속 신호 s(t)는 다음 수학식에 의해 정의된다.
Figure PCTKR2018002581-appb-M000006
여기서 0≤t<T SEQ-T CP, βPRACH는 3GPP TS 36.213에 특정된 전송 전력 PPRACH에 맞추기(conform) 위한 진폭(amplitude) 스케일링 인자(factor)이며, k 0 = n RA PRB N RB sc - N UL RB N RB sc/2이다. N RB sc는 하나의 RB를 구성하는 부반송파의 개수를 나타낸다. N UL RB은 UL 슬롯에서의 RB 의 개수를 나타내며, UL 전송 대역폭에 의존한다. 주파수 도메인 내 위치 위치(location)는, 3GPP TS 36.211의 섹션 5.7.1로부터 도출(derive)되는, 파라미터 n RA PRB에 의해 제어된다. 인자(factor) K = △f/△f RA는 임의 접속 프리앰블과 상향링크 데이터 전송 사이의 부반송파 간격의 차이를 설명한다(account for). 임의 접속 프리앰블을 위한 부반송파 간격인 변수 △f RA와 물리 자원 블록들 내 상기 임의 접속 프리앰블의 주파수=도메인 위치를 결정하는 고정된(fixed) 오프셋인 변수 φ는 다음 표에 의해 주어진다.
Preamble format △f RA φ
0 ~ 3 1250Hz 7
4 7500Hz 2
LTE/LTE-A 시스템에서 부반송파 간격 △f는 15kHz 혹은 7.5kHz이지만, 표 7에 주어진 바와 같이 임의 접속 프리앰블을 위한 부반송파 간격 △f RA는 1.25kHz 혹은 0.75kHz이다.
더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 무선 접속 기술(radio access technology, RAT)에 비해 향상된 모바일 브로드밴드 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브(massive) MTC 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 중 하나이다. 아울러 신뢰성(reliability) 및 지연(latency)에 민감한 서비스/UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이 진보된 모바일 브로드밴드 통신, 매시브 MTC, URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있다. 현재 3GPP에서는 EPC 이후의 차세대 이동 통신 시스템에 대한 스터디를 진행 중에 있다. 본 발명에서는 편의상 해당 기술을 새 RAT (new RAT, NR) 혹은 5G RAT라고 칭한다.
NR 통신 시스템은, 데이터 레이트, 용량(capacity), 지연(latency), 에너지 소비 및 비용 면에서, 기존 4세대(4G) 시스템보다 상당히 나은 성능을 지원할 것이 요구된다. 따라서, NR 시스템은 대역폭, 스펙트럴, 에너지, 시그널링 효율, 및 비트당 비용(cost)의 영역에서 상당한 진보를 이룰 필요가 있다.
<OFDM 뉴머롤로지>
새로운 RAT 시스템은 OFDM 전송 방식 또는 이와 유사한 전송 방식을 사용한다. 예를 들어, 새로운 RAT 시스템은 다음 표에 정의된 OFDM 파라미터들을 따를 수 있다. 또는 새로운 RAT 시스템은 기존의 LTE/LTE-A의 뉴머롤로지를 그대로 따르나 더 큰 시스템 대역폭(예, 100MHz)를 지닐 수 있다. 또는 하나의 셀이 복수 개의 뉴머롤로지들을 지원할 수도 있다. 즉, 서로 다른 뉴머롤리지로 동작하는 하는 UE들이 하나의 셀 안에서 공존할 수 있다.
<서브프레임 구조>
3GPP LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 무선프레임은 10ms(307200T s)의 길이를 가지며, 10개의 균등한 크기의 서브프레임(subframe, SF)으로 구성된다. 일 무선프레임 내 10개의 서브프레임에는 각각 번호가 부여될 수 있다. 여기에서, T s는 샘플링 시간을 나타내고, T s=1/(2048*15kHz)로 표시된다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯으로 구성된다. 일 무선프레임 내에서 20개의 슬롯들은 0부터 19까지 순차적으로 넘버링될 수 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms의 길이를 가진다. 일 서브프레임을 전송하기 위한 시간은 전송 시간 간격(transmission time interval, TTI)로 정의된다. 시간 자원은 무선 프레임 번호(혹은 무선 프레임 인덱스라고도 함)와 서브프레임 번호(혹은 서브프레임 번호라고도 함), 슬롯 번호(혹은 슬롯 인덱스) 등에 의해 구분될 수 있다. TTI라 함은 데이터가 스케줄링될 수 있는 간격을 의미한다. 예를 들어, 현재 LTE/LTE-A 시스템에서 UL 그랜트 혹은 DL 그랜트의 전송 기회는 1ms마다 존재하고, 1ms보다 짧은 시간 내에 UL/DL 그랜트 기회가 여러 번 존재하지는 않는다. 따라서, 기존 LTE/LTE-A 시스템에서 TTI는 1ms이다.
도 2는 새로운 무선 접속 기술(new radio access technology, NR)에서 이용 가능한 서브프레임 구조를 예시한 것이다.
데이터 전송 지연을 최소화하기 위하여 5세대 새로운 RAT에서는 제어 채널과 데이터 채널이 시간 분할 다중화(time division multiplexing,TDM)되는서브프레임 구조가 고려되고 있다.
도 2에서 빗금 친 영역은 DCI를 나르는 DL 제어 채널(예, PDCCH)의 전송 영역을 나타내고, 검정색 부분은 UCI를 나르는 UL 제어 채널(예, PUCCH)의 전송 영역을 나타낸다. 여기서 DCI는 gNB가 UE에게 전달하는 제어 정보이며, 상기 DCI는 상기 UE가 알아야 하는 셀 설정(configuration)에 관한 정보, DL 스케줄링 등의 DL 특정적(specific) 정보, 그리고 UL 그랜트 등과 같은 UL 특정적 정보 등을 포함할 수 있다. 또한 UCI는 UE가 gNB에게 전달하는 제어 정보이며, 상기 UCI는 DL 데이터에 대한 HARQ ACK/NACK 보고, DL 채널 상태에 대한 CSI 보고, 그리고 스케줄링 요청 (scheduling request, SR) 등을 포함할 수 있다.
도 2에서 심볼 인덱스 1부터 심볼 인덱스 12까지의 심볼들 영역에서는 하향링크 데이터를 나르는 물리 채널(예, PDSCH)의 전송에 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터를 나르는 물리 채널(예, PUSCH)의 전송에 사용될 수도 있다. 서브프레임 구조에 의하면, 1개의 서브프레임 내에서 DL 전송과 UL 전송의 순차적으로 진행되어, DL 데이터의 전송/수신과 상기 DL 데이터에 대한 UL ACK/NACK의 수신/전송이 상기 1개의 서브프레임 내에서 이루어질 수 있다. 결과적으로 데이터 전송 에러 발생시에 데이터 재전송까지 걸리는 시간을 줄이게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연이 최소화될 수 있다.
이러한 서브프레임 구조에서는, gNB와 UE가 전송 모드에서 수신 모드로의 전환 과정 또는 수신 모드에서 전송 모드로의 전환 과정을 위한 시간 갭(time gap)이 필요하다. 이러한 전송 모드와 수신 모드 간 전환 과정을 위하여 서브프레임 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM 심볼이 가드 기간(guard period, GP)로 설정되게 된다.
기존 LTE/LTE-A 시스템에서 DL 제어 채널은 데이터 채널과 TDM되며, 제어 채널인 PDCCH는 시스템 전 대역으로 퍼져서 전송된다. 그러나 새로운 RAT에서는 한 시스템의 대역폭이 대략 최소 100MHz에 달할 것으로 예상되는 바, 제어 채널을 전 대역으로 확산시켜 전송시키기에는 무리가 있다. UE가 데이터 전송/수신을 위해서 하향링크 제어 채널 수신을 위해서 전 대역을 모니터링하는 것은 UE의 배터리 소모 증대 및 효율성을 저해할 수 있다. 따라서, 본 발명에서는 DL 제어 채널이 시스템 대역, 즉, 채널 대역 내 일부 주파수 대역에서 로컬라이즈(localize)되어 전송되거나 분산(distribute)되어 전송될 수 있다.
NR 시스템에서 기본 전송 단위(basic transmission unit)는 슬롯이다. 슬롯 구간(duration)은 정규(normal) 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP)인 14개 심볼들이고 확장 CP인 12개 심볼들이며, 사용된 부반송파 간격의 함수로서 시간으로 스케일링된다.
NR 시스템에서 스케줄러는 TTI의 단위로 무선 자원을 할당한다. NR 시스템에서 TTI는 하나의 미니-슬롯, 하나의 슬롯 혹은 복수의 슬롯들이다.
<아날로그 빔포밍(analog beamforming)>
밀리미터 파장(millimeter wave, mmW)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수 개의 안테나 요소(element)의 설치가 가능해진다. 예를 들어, 1cm의 정도의 파장을 갖는 30GHz 대역에서 5 by 5cm의 패널(panel)에 0.5λ (파장) 간격으로 2-차원(dimension) 배열 형태로 총 100개의 안테나 요소 설치가 가능하다. 그러므로 mmW에서는 다수 개의 안테나 요소를 사용하여 빔포밍 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, 처리량(throughput)을 높이는 것이 고려된다.
안테나 요소별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 트랜시버 유닛(transceiver unit, TXRU)을 가지면 주파수 자원별로 독립적인 빔포밍이 가능하다. 그러나 100여 개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격 측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 있다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수 개의 안테나 요소를 매핑하고 아날로그 위상 천이기(analog phase shifter)로 빔(beam)의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 아날로그 빔포밍 방식은 전체 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 빔포밍(beamforming, BF)을 해줄 수 없는 단점이 있다.
디지털 BF와 아날로그 BF의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 하이브리드(hybrid) BF가 고려될 수 있다. 하이브리드 BF의 경우, B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 빔의 방향은 B개 이하로 제한되게 된다.
<하이브리드 아날로그 빔포밍(hybrid analog beamforming)>
도 3은 송수신기 유닛(transceiver unit, TXRU) 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 추상적으로 도시한 것이다.
다수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍 기법이 대두되고 있다. 이때, 아날로그 빔포밍 (또는 RF 빔포밍)은 RF 유닛이 프리코딩 (또는 컴바이닝)을 수행하는 동작을 의미한다. 하드브리드 빔포밍에서 기저대역(baseband) 유닛과 RF 유닛은 각각 프리코딩 (또는 컴바이닝)을 수행하며, 이로 인해 RF 체인(chain) 수와 D/A (또는 A/D) 컨버터의 개수를 줄이면서도 디지털 빔포밍에 근접하는 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다. 편의상 하이브리드 빔포밍 구조는 N개 TXRU와 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 전송 단에서 전송할 L개 데이터 레이어에 대한 디지털 빔포밍은 N-by-L 행렬로 표현될 수 있고, 이후 변환된 N개 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 M-by-N 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다. 도 3에서 디지털 빔의 개수는 L이며, 아날로그 빔의 개수는 N이다. 더 나아가 NR 시스템에서는 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 기지국을 설계하여, 특정한 지역에 위치한 UE에게 보다 효율적인 빔포밍을 지원하는 방향이 고려되고 있다. 더 나아가서 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널(panel)로서 정의될 때, NR 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 빔포밍이 적용 가능한 복수의 안테나 패널을 도입하는 방안까지 고려되고 있다. 이와 같이 기지국이 복수의 아날로그 빔을 활용하는 경우, UE별로 신호 수신에 유리한 아날로그 빔이 다를 수 있으므로, 적어도 동기 신호, 시스템 정보, 페이징 등에 대해서는 특정 서브프레임(subframe, SF)에서 기지국이 적용할 복수 아날로그 빔들을 심볼별로 바꾸어 모든 UE들이 수신 기회를 가질 수 있도록 하는 빔 스위핑 동작이 고려되고 있다.
도 4는 하향링크(downlink, DL) 전송 과정에서 동기 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 동작을 예시한 것이다. 도 4에서는 NR 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 방식으로 전송되는 물리적 자원 (또는 물리 채널)을 xPBCH로 칭한다. 이때, 한 (OFDM) 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 빔들은 동시에 전송될 수 있으며, 아날로그 빔별 채널을 측정하기 위해 도 4에 예시된 것과 같이 (특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 참조 신호(reference signal, RS)인 빔 RS(beam RS, BRS)를 도입하는 방안이 논의되고 있다. BRS는 복수의 안테나 포트들에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대응될 수 있다. BRS와는 달리, 동기 신호 또는 xPBCH는 임의의(any) UE가 잘 수신할 수 있도록 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다.
최근 3GPP 표준화 단체에서는 5G 무선 통신 시스템인 새로운 RAT 시스템, 즉, NR 시스템에서 단일 물리 네트워크 상에 복수의 논리 네트워크를 구현하는 네트워크 슬라이싱이 고려되고 있다. 상기 논리 네트워크는 다양한 요구 조건을 갖는 다양한 서비스들(예, eMBB, mMTC, URLLC 등)를 지원할 수 있어야 하며, NR 시스템의 물리 계층 시스템에서는 상기 다양한 서비스들에 따를 가변적인(variable) 뉴머롤로지를 가질 수 있는 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 방식을 지원하는 방안이 고려되고 있다. 다시 말해 상기 NR 시스템에서는 시간 및 주파수 자원 영역(region)마다 서로 독립적인 뉴머롤러지를 갖는 OFDM 방식 (또는 다중 접속(multiple access) 방식)이 고려될 수 있다.
또한, 최근 스마트 기기들의 등장으로 데이터 트래픽이 급격하게 증가함에 따라 NR 시스템에서는 더욱 높은 통신 용량(예, 데이터 수율 등)을 지원하도록 요구되고 있다. 상기 통신 용량을 높이는 한 가지 방안으로 다수의 전송 (또는 수신) 안테나를 활용하여 데이터 전송을 수행하는 방안을 고려될 수 있다. 상기 다수의 안테나에 대해 디지털 빔포밍을 적용하고자 하는 경우, 각 안테나마다 RF 체인(예, 전력 증폭기(power amplifier), 하향 컨버터(down converter) 등 RF 소자들로 이루어진 체인)과 디지털-to-아날로그(digital-to-analog, D/A) 또는 아날로그-to-디지털(analog-to-digital, A/D) 컨버터가 필요하며 이와 같은 구조는 높은 하드웨어 복잡도와 높은 전력 소모를 유발하여 실용적이지 않을 수 있다. 따라서 NR 시스템에서는 다수의 안테나가 사용되는 경우, 앞서 언급된, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍을 혼용하는 하이브리드 빔포밍 기법이 대두되고 있다.
도 5는 새로운 무선 접속 기술(new radio access technology, NR) 시스템의 셀을 예시한 것이다.
도 5를 참조하면, NR 시스템에서는 기존 LTE 등의 무선 통신 시스템에 하나의 기지국이 하나의 셀을 형성하던 것과는 달리 복수의 TRP가 하나의 셀을 구성하는 방안이 논의되고 있다 복수의 TRP가 하나의 셀을 구성하면, UE를 서비스하는 TRP가 변경되더라고 끊김 없는 통신이 가능하여 UE의 이동성 관리가 용이하다는 장점이 있다.
LTE/LTE-A 시스템에서 PSS/SSS는 전-방위적(omni-direction)으로 전송되는 것에 반해서, mmWave를 적용하는 gNB가 빔 방향을 전-방위적으로 돌려가면서 PSS/SSS/PBCH 등의 신호를 빔포밍하여 전송하는 방법이 고려되고 있다. 이와 같이 빔 방향을 돌려가면서 신호를 전송/수신하는 것을 빔 스위핑(beam sweeping) 혹은 빔 스캐닝이라 한다. 예를 들어 gNB가 최대 N개의 빔 방향을 가질 수 있다고 가정하면, N개의 빔 방향에 대해서 각각 PSS/SSS/PBCH 등의 신호를 전송한다. 즉 gNB는 자신이 가질 수 있는 혹은 지원하고자 하는 방향들을 스위핑하면서 각각의 방향에 대해서 PSS/SSS/PBCH 등의 동기 신호들을 전송한다. 혹은 gNB가 N개의 빔을 형성할 수 있는 경우, 몇 개씩의 빔들이 묶여 하나의 빔 그룹으로 구성할 수 있으며, 빔 그룹별로 PSS/SSS/PBCH를 전송/수신될 수 있다. 이 때, 하나의 빔 그룹은 하나 이상의 빔을 포함한다. 동일 방향으로 전송되는 PSS/SSS/PBCH 등의 신호가 하나의 SS 블록으로 정의될 수 있으며, 한 셀 내에 복수의 SS 블록들이 존재할 수 있다. 복수의 SS 블록들이 존재하는 경우, 각 SS 블록의 구분을 위해서 SS 블록 인덱스가 사용될 수 있다. 예를 들여, 한 시스템에서 10개의 빔 방향으로 PSS/SSS/PBCH가 전송되는 경우, 동일 방향으로의 PSS/SSS/PBCH이 하나의 SS 블록을 구성할 수 있으며, 해당 시스템에서는 10개의 SS 블록들이 존재하는 것으로 이해될 수 있다. 본 발명에서 빔 인덱스는 SS 블록 인덱스로 해석될 수 있다.
<NR 시스템에서의 RACH 프리앰블 시퀀스>
기존 LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 RACH 프리앰블에 비해 NR 시스템에서 사용될 RACH 프리앰블은 몇 가지 사항이 추가로 고려되어 설계(design)되어야 한다.
첫 번째, NR 시스템dms LTE 시스템에 비해서 높은 주파수 대역을 지원한다. 즉, LTE 시스템은 최대 3.5GHz 대역을 지원하지만, NR 시스템은 3.5GHz ~ 6GHz 대역 및 6GHz 이상의 대역도 지원한다. 무선 통신 시스템이 지원하는 주파수 대역이 높아짐에 따라, UE의 반송파 주파수(carrier frequency)에서 발생하는 에러가 커지는 문제점이 존재한다. 더불어 NR 시스템이 지원하려고 하는 최대 UE 속도는 시속 500km인데, 시속 500km의 UE에 대해 gNB에서 관측되는 도플러 주파수 오프셋은 약 2kHz 이상이다. LTE 임의 접속 프리앰블과 동일하게 1.25kHz의 부반송파 간격을 사용하여 동작하도록 NR 임의 접속 프리앰블이 설계되는 경우, 앞서 언급한 바와 같이 UE의 반송파 주파수에서 발생하는 주파수 오류와 채널에서 발생하는 도플러 주파수 오프셋으로 인해 gNB에서 RACH 프리앰블 수신 성능이 크게 저하되거나 정확한 타이밍 위치에서 전혀 수신되지 않는 문제점이 발생할 수 있다.
두 번째, NR 시스템은 LTE와 마찬가지로 FDD뿐만 아니라 TDD도 지원하지만, 특히 NR 시스템의 경우에는 6GHz 이상의 밀리미터파 대역에서 TDD가 기본적인 동작 모드로 널리 사용될 가능성이 높다. NR 시스템에서 TDD의 기본 프레임 포맷은, 도 2에 예시된 바와 유사하게, 하나의 슬롯 내에 하향링크 제어 신호 + 상향링크 혹은 하향링크 데이터 + 상향링크 제어 신호로 구성되는 것으로 논의되고 있다. NR 시스템에서 사용될 가능성이 높은 프레임 포맷을 고려하여, RACH 프리앰블의 길이가 기본 프레임(예, 슬롯)에서 하향링크 및 상향링크 제어 신호 영역을 제외한 나머지 영역보다 작은 포맷의 RACH 프리앰블 포맷을 정의할 필요성이 제기되고 있다.
세 번째, LTE 시스템은 RACH 과정(procedure)을 4개 단계로 동작하도록 정의하고 있으며, NR 시스템도 LTE 시스템의 RACH 과정과 동일한 과정을 기본 과정으로 정의하려고 하고 있다. 하지만 특정 서비스에 대해서는 UE가 시스템에 접속하는데 발생하는 지연시간 및 데이터 수신에 필요한 지연시간을 최대한 줄이고자 하는 것을 목표로 하고 있으며, 이를 위해 상기 특정 서비스에 대해서는 RACH 과정을 2개 단계로 설계하는 것이 고려되고 있다. 이러한 2 단계 RACH 과정의 경우, RACH 프리앰블의 전송과 함께 RACH 메시지의 전송이 연달아서 일어난다. 이 경우, RACH 프리앰블이 너무 긴 경우, RACH 프리앰블과 RACH 메시지로 구성되는 RACH의 길이가 너무 길어져서, RACH 전송이 항상 다수 개의 슬롯을 점유하게 될 수도 있다.
위와 같은 문제점들을 고려하면 NR 시스템에서는 RACH 프리앰블의 길이가 LTE 시스템에 비해서 짧게 정의될 필요성이 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 RACH 프리앰블 시퀀스의 길이는 약 800us이지만, NR 시스템에서는 약 66.6us 혹은 133.3us과 같은 짧은 길이의 시퀀스가 RACH 프리앰블의 기본 단위로 정의될 수 있다. 이와 같이 짧은 길이의 시퀀스는 지원할 수 있는 셀 반경이 작아지게 되므로 지원 가능한 셀 반경을 넓히기 위해서 기본 단위로 정의된 시퀀스를 여러 번 반복하는 형태의 RACH 프리앰블 포맷이 추가로 정의될 수 있다. 예를 들어, 다음 표와 같이, RACH 프리앰블 포맷들이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2018002581-appb-T000002
표 8에서 기본(basic) 시간 유닛 Ts = 1/(△fref*Nf,ref) = 3.255421*10-5, 여기서 △fref=15*103Hz이고 Nf,ref=2048이다.
일반적인 무선 통신 시스템의 경우, 하나의 RACH 자원을 다수의 UE들이 사용하며, 이 때 상기 UE들의 충돌을 막고 BS가 UE들을 구분하여 검출할 수 있도록 하기 위해서, 하나의 RACH 자원에 대해서 이용 가능한 다수의 시퀀스들이 정의된다. LTE 시스템은 RACH 프리앰블용 시퀀스로서 사용되는 Zadoff-Chu (이하 ZC) 시퀀스의 순환 시간 지연된 버전의 시퀀스들, 즉, 순환 천이된 시퀀스들을 사용함으로써 UE들 간 충돌을 방지하고 있다. 즉, LTE 시스템은 길이가 839인 ZC 시퀀스를 사용하며, 가장 작은 반경의 셀에 대해서 13 샘플 단위(즉, N CS = 13)의 순환 천이를 사용함으로써, 하나의 ZC 시퀀스에 대해서 약 64개의 코드를 생성하여 사용한다.
그런데, 앞서 언급한 바와 같이, NR 시스템에서 짧은 길이의 시퀀스가 사용하는 RACH 과정을 위해 사용되는 경우, 하나의 ZC 시퀀스에 대해서 사용 가능한 코드 개수가 줄어들게 된다. 예를 들어, 1.08MHz의 주파수 대역에서 7.5kHz의 부반송파 간격을 사용하는 RACH 프리앰블에 대해, 루트 시퀀스의 길이는 127이고 13 샘플 단위의 순환 시간 지연을 사용하는 경우, 하나의 RACH 자원에 대해 약 9개의 코드만이 사용될 수 있다. 이러한 문제를 해결하기 위한 준-최적의 방법으로 교차-상관(cross-correlation) 특성이 떨어지는 추가의 시퀀스(예를 들어, 다른 루트 시퀀스 인덱스(이하, 루트 인덱스)를 갖는 ZC 시퀀스)를 사용하는 방법 혹은 RACH를 위해서 더 많은 주파수 자원을 할당하는 방법이 고려될 수 있다.
RACH 과정과 관련하여 NR 시스템에서 발생할 수 있는 문제점을 극복하기 위해, 본 발명은 하나의 RACH 자원에 대해서 사용 가능한 최적의 코드 수를 증가시키는 방법을 제안한다. 구체적으로, 본 발명은 NR 시스템의 RACH 프리앰블을 위한 프리앰블 시퀀스를 생성할 때, 짧은 시퀀스에 대한 반복 패턴을 사용하고 상기 시퀀스의 반복에 대해 사인 복소 신호(sinusoidal complex signal)을 직교 커버(orthogonal cover)로서 사용할 것을 제안한다. 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform) 벡터가 직교 코드로서 사용되는 것도 가능하다. 이 때, 본 발명에 따른 짧은 시퀀스에 대해 직교 코드만을 사용하여 얻어질 수 있는 시퀀스의 최대 개수는 상기 짧은 시퀀스의 반복 횟수와 동일할 수 있다. gNB에서 RACH 프리앰블에 대해 넌코히런트(non-coherent) 컴바이닝을 사용하는 등의 이유로 인해, 직교 커버의 개수가 제약될 수 있으며, gNB는 이에 대한 정보(예, 반복 인자, 직교 제약(limitation) 인자)를 UE에게 알릴 수 있다. UE는 반복 인자(repetition factor)와 직교 커버(orthogonal cover, OC) 제약 인자를 이용하여 RACH 프리앰블 자원 세트를 생성 혹은 설정(configure)할 수 있다. 이하, 본 발명의 제안들을 구체적으로 설명한다.
* RACH 프리앰블 시퀀스의 반복 패턴
앞서 언급한 같이 NR 시스템에서는 1) 증가된 주파수 에러 2) 짧아진 슬롯 길이 3) RACH 메시지의 연속 전송 등의 이유로 인해 RACH 프리앰블 위해 짧은 길이의 시퀀스가 정의될 수 있다. 이와 같이 짧게 정의된 시퀀스는 그 신호의 에너지가 긴 길이의 시퀀스에 비해 작기 때문에 지원 가능한 셀 커버리지가 줄어들게 된다. 이러한 문제점을 만회하기 위해 짧은 길이의 시퀀스는 원하는 셀 커버리지를 만족하는 만큼 반복해서 전송되는 것이 고려된다.
도 6은 전송장치가 신호를 반복하는 2가지 방법을 개념적으로 도시한 것이다. OFDM 시스템에서 어떤(certain) 시퀀스를 반복해서 전송하고자 하는 경우, 전송장치는 다음과 같이 두 가지 방법들 중 하나로 신호를 생성할 수 있다.
(1) 도 6(a)에 예시된 바와 같이, 작은 크기의 IFFT를 이용하여 입력 신호 S(k)(여기서, k는 시퀀스 인덱스)로부터 신호 s(k)를 생성한 후, 상기 신호 s(k)를 반복적으로 연결하여 신호 s'(k)를 생성한다.
(2) 도 6(b)에 예시된 바와 같이, 입력 신호 S(k)를 주파수 축에서 콤-타입(comb-type)으로 매핑한 신호 S'(k)에 대해, 큰 크기의 IFFT를 이용하여 신호 s'(k)를 생성한다. 여기서 콤-타입 매핑은 신호를 이루는 심볼들을 매 부반송파마다 매핑하는 것이 아니라 소정 개수의 부반송파 간격마다 매핑하는 자원 매핑 방법을 말한다. 예를 들어, 부반송파 0, 1, 2, 3, 4,...에 대해 2개 부반송파마다 콤-타입 매핑을 해야 하는 경우, 전송장치는 부반송파 2m'(m'=0,1,2,3,...) 혹은 부반송파 2m'+1 (m'=0,1,2,...)에만 신호를 매핑한다.
장치는 RACH를 위한 기본 시퀀스에 대해 도 6(a) 혹은 도 6(b)에 예시된 방법을 사용하여 반복된 시퀀스들을 생성할 수 있다. 이와 같이 생성된 신호는 RACH 자원으로서 정의된 양(예, NCS의 정수 배)의 순환 천이를 통해 시간 축에서 순환 천이된 형태의 RACH 프리앰블 시퀀스로 생성되게 한다. 이와 같이 생성된 RACH 프리앰블 시퀀스를 이용하여 RACH 프리앰블이 만들어진다. 예를 들어, RACH 프리앰블은 순환 프리픽스(cyclic prefix, CP) + RACH 프리앰블 시퀀스 + 가드 시간(guard time)으로 이루어진다.
도 7은 반복된 RACH 프리앰블 시퀀스를 이용하는 RACH 프리앰블의 포맷을 예시한 것이다. 도 7에서 s(k)는 RACH용 프리앰블 시퀀스를 나타낸다.
RACH 프리앰블에서 CP와 GT의 길이는 기지국이 커버하는 셀 반경과 관계되며 일반적으로 셀 반경이 커질수록 길어진다. 시퀀스의 반복 횟수가 커진다는 것은 일반적으로 셀 반경이 커진다는 것을 의미하므로, 시퀀스의 반복 횟수가 증가하면 CP와 GT의 길이가 길어질 수도 있다. 다만 전송장치가 빔 방향을 바꿔가면서 시퀀스를 전송하고 수행하고 수신장치가 개별 빔별로 시퀀스 수신을 시도하는 과정을 수행하는, 밀리미터파 대역에서의 빔 스위핑의 경우에는, RACH 프리앰블 시퀀스가 길어지더라도 CP나 GT의 길이는 길어지지 않는 환경도 존재할 수 있다. 이 때, CP는 OFDM 시스템에서 사용되는 일반적인 방법과 동일하게 RACH 프리앰블 시퀀스의 마지막 부분을 복사해서 만들어질 수 있다. 그러므로 CP의 길이가 매우 긴 경우에는 CP 구간(duration) 동안 기본 시퀀스가 반복되는 형태가 나타날 수도 있다. GT의 경우는 GT의 길이가 정의되기는 하지만 실제적인 GT 구간동안 UE는 어느 신호도 전송하지 않는다. 따라서, UE는 RACH 프리앰블 시퀀스를 전송한 후, GT 구간동안 단지 전송을 중지하므로 GT에 대해서는 별도의 신호 및 동작이 정의되지 않을 수 있다.
앞서 언급한 바와 같이, 짧은 시퀀스의 반복이 프리앰블 시퀀스 부분으로 사용되는 경우, 짧은 시퀀스의 특성으로 인해 신호의 순환 천이 버전의 수가 적어지게 되므로 UE가 사용할 수 있는 최적의 RACH 프리앰블을 위한 시퀀스 수가 줄어들게 되는 문제점이 있다. 본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위해 RACH 과정을 위한 프리앰블 시퀀스의 개수를 다음과 같은 방법으로 확장할 것을 제안한다.
* RACH 프리앰블의 시퀀스 부분 생성 방법.
본 발명은 기본 시퀀스에 직교 커버들을 적용하여 직교 커버된 기본 시퀀스들을 생성할 것을 제안한다. 본 발명에서 상기 기본 시퀀스는 루트 시퀀스 혹은 상기 루트 인덱스를 순환 천이하여 얻어진 시퀀스일 수 있다. 기본 시퀀스에 본 발명에 따른 N가지 직교 커버를 적용하면 N개 버전의 직교 커버된 기본 시퀀스들이 얻어질 수 있다. 특히 본 발명은 방법 I 혹은 방법 II에 따른 직교 커버 신호를 기본 시퀀스에 적용할 것을 제안한다.
1-1) 방법 I. RACH 프리앰블 시퀀스의 반복 패턴에 대한 직교 커버 시퀀스 생성 방법: 사인 복소 함수(sinusoidal complex signal) 이용
RACH 프리앰블 시퀀스의 개수를 증가시키기 위해, 본 발명은 반복을 통해 발생한 신호에 대해서 추가적인 사인 복소 신호(sinusoidal complex signal)를 직교 커버로서 사용할 것을 제안한다. 즉, 복소 값을 변수로 갖는 사인 신호가 프리앰블 시퀀스 부분에 적용된다. 이 때, 직교 커버로서 사용되는 사인 복소 신호의 주파수는 n*△f이며, 여기서 △f=1/TRACH, n=0,1,...,Nrep-1인 정수이며, TRACH는 RACH 프리앰블 시퀀스 부분의 길이이고, Nrep는 기본 시퀀스의 반복 횟수이다. 상기 사인 복소 신호는, 허수 단위(imaginary unit) j를 이용하여, 주파수가 j*n*△f인 사인 신호라고도 할 수 있다. 예를 들어, 800us의 RACH 프리앰블 길이에 대해서 기본 시퀀스를 6회 반복하는 경우, △f=1.25kHz이며, n=0,...,5를 이용하여 직교 커버 신호들 혹은 직교 커버된 프리앰블 시퀀스들이 설정될 수 있다. 여기서 n은 본 발명에 따라 직교 커버 신호들/시퀀스들을 구분하는 자원 인덱스 혹은 해당 직교 커버 신호들/시퀀스들에 추가 구분 혹은 생성되는 프리앰블 시퀀스들을 구분하는 자원 인덱스이다. n=0,...,5이면, 동일 기본 시퀀스로부터 6가지의 직교 커버된 시퀀스가 생성될 수 있으므로, UE가 선택할 수 있는 RACH 프리앰블 시퀀스 자원 풀의 크기가 커지는 효과를 얻을 수 있다.
도 8은 RACH 프리앰블 시퀀스를 생성하는 본 발명의 일 방법을 예시한 것이다. 도 8에서 △T는 기본 시퀀스 s(k)의 시퀀스 구간(duration)이고, △f=1/TRACH =1/(N*△T)이며, N은 RACH 프리앰블 내 기본 시퀀스의 반복 횟수 Nrep이며, n은 자원 인덱스이고, si(k)는 N개의 반복된 시퀀스들 중 i번째 시퀀스(i=1,...,N 혹은 i=0,...,N-1)를 나타낸다.
기본 시퀀스가 정의되고 상기 기본 시퀀스에 대한 반복 횟수가 주어지면, 직교 커버가 없는 경우, 상기 기본 시퀀스가 (도 6(a)에 예시된 바와 같이) 시간 도메인에서 혹은 (도 6(b)에 예시된 바와 같이) 주파수 도메인에서 단순히 반복되면 된다. 본 발명에서는 시퀀스의 반복을 포함하는 프리앰블 시퀀스 부분에 추가적으로 사인 형식(sinusoidal form)의 직교 커버가 적용된다. 본 발명은 시간 축에서 혹은 주파수 축에서 구현될 수 있다. 본 발명은 시간 축 혹은 주파수 축에서 적용될 수 있다.
본 발명은 도 8(a)에 예시된 바와 같이 시간 축에서 구현될 수 있다. 도 8(a)를 참조하면, UE는 시간 축에서 기본 시퀀스 s(k)를 반복하고, 반복된 기본 시퀀스 {s(k)}에 대해 직교 커버로서 정의된 신호(예, e- j2πn △ft)를 곱하여 RACH 프리앰블 시퀀스 s'(k)를 생성할 수 있다. 이와 마찬가지의 방법으로, UE는 시간 축 상에서 기본 시퀀스를 반복한 긴 신호를 생성하지 않고, 짧은 신호 s(k)를 저장한 후에 직교 커버를 만드는 과정에서 프리앰블 시퀀스 내 각 기본 시퀀스가발생하는 순서에 맞는 초기 위상을 설정한 후, 이를 이용한 직교 커버(예, e- j2πn △f(t+i*△T), i=1,...,N 혹은 e- j2πn △f(t+i*△T), i=0,...,N-1)를 기본 시퀀스에 곱하여 신호들 si(k)을 생성할 수 있다. 즉, RACH 프리앰블 포맷이 기본 시퀀스 s(k)를 N번 포함해야 하면, N번 반복된 기본 시퀀스들 중 i번째 기본 시퀀스 s(k)에 e- j2πn △f(t+i*△T)를 곱하여 RACH 프리앰블에 포함될 i번째 시퀀스 si(k)가 얻어질 수 있다. e- j2πn △ft와 e- j2πn △f(t+i*△T)에서 t는 시간이다. 여기서 루트 시퀀스 혹은 기본 시퀀스에 대한 순환 천이는 중간단 혹은 최종단 어디에서도 적용할 수 있다. 예를 들어, 주파수 도메인에서 기본 시퀀스가 위상 천이되는 형태로 순환 천이가 적용될 수도 있고, IFFT 후에 얻어진 프리앰블 시퀀스 신호가 시간 도메인에서 순환 천이되는 형태로 순환 천이가 적용될 수도 있다.
본 발명은 도 8(b)에 예시된 바와 같이 주파수 축에서 구현될 수 도 있다. 도 8(b)를 참조하면, UE는 RACH 프리앰블 자원 정보를 기반으로 결정된 주파수 위치에 따라 기본 시퀀스의 주파수 축 신호를 주파수 축에 콤-타입으로 매핑한 후 역이산 푸리에 변환(inverse discrete Fourier transform, IDFT) 혹은 역 고속 푸리에(inverse fast Fourier transform, IFFT)를 적용하여 신호 s'(k)를 생성할 수 있다. 예를 들어, 반복 횟수 N=6인 경우, 도 8(b)에 도시된 바와 같이, 기본 시퀀스의 주파수 축 신호가 매핑될 수 있는 주파수 위치는 6개이고, 자원 인덱스 n(n=0,..., N-1)에 따라 상기 6개 주파수 위치들 중 하나에 상기 주파수 축 신호가 매핑된다. 즉, 본 발명은 기본 시퀀스를 주파수 간격이 N*△f인 콤-타입으로 매핑하되, n을 이용하여 상기 기본 시퀀스의 주파수-도메인 시작 위치를 달리한다. 도 8(b)를 참조하면, 참조하면, 기본 시퀀스를 이루는 심볼들이 주파수 도메인에서 6*△f의 간격으로 매핑되되, 자원 인덱스 n에 따라 주파수-도메인 시작 위치가 다른 S'(k)가 얻어진다(도 8(b)의 S'n, 즉, S'1, S'2, S'3의 주파수 위치 참조). 예를 들어, 기본 시퀀스의 심볼들이 n=0이면 0*△f부터 시작하여 6*△f마다 매핑되며, n=1이면 1*△f부터 시작하여 6*△f마다 매핑되고, n=2이면 2*△f부터 시작하여 6*△f마다 매핑된다. 본 발명에서, 시퀀스에 대한 순환 천이는 시간 도메인에서 최종 신호 s'(k)에 대해 적용되는 방식으로 구현되거나, 주파수 축 도메인에서 순환 천이에 해당하는 위상 값 변화(phase rotation)가 각 부반송파에 적용되는 방식으로 구현될 수 있다.
UE는 RACH 프리앰블 시퀀스 부분의 앞에 CP를 삽입하고 상기 RACH 프리앰블 시퀀스 부분에 RACH 프리앰블 시퀀스 s'(k)을 포함시킴으로써 RACH 프리앰블을 생성할 수 있다. 상기 RACH 프리앰블은 최종적으로 변조 과정을 거쳐 안테나를 통해 전송된다.
본 발명에 따라 이와 같은 구조의 RACH 자원 시퀀스를 정의하는 경우, 추가되는 최대 자원의 수는 반복 횟수의 배수만큼 증가할 수 있다. 예를 들어, 루트 인덱스 127인 기본 시퀀스를 6회 반복하는 형태로 프리앰블 시퀀스 부분이 구성되고, 시스템이 운용되는 환경으로부터, 예를 들어, 기지국의 커버리지에 따라, 순환 천이의 기본 단위 NCS가 13으로 설정되는 경우, 하나의 루트 시퀀스와 순환 천이를 이용하여 생성될 수 있는 RACH 프리앰블 시퀀스의 개수는 floor(127/13) = 9개이고, 본 발명에서 제안된 직교 커버를 사용하는 경우에는 하나의 루트 시퀀스로부터 9*6=54개의 RACH 프리앰블 시퀀스가 얻어질 수 있다. UE는 상기 54개 RACH 프리앰블 시퀀스 중 하나를 gNB에게 전송할 수 있다.
도 9는 본 발명의 일 방법에 따른 RACH 프리앰블을 수신하는 수신기의 구조를 예시한 것이다. 도 9(a)는 RACH 신호에 대한 처리를 시간 축 관점에서 나타낸 것이고 도 9(b)는 RACH 신호에 대한 처리를 주파수 축 관점에서 나타낸 것이다.
본 발명에 따라 얻어지는 RACH 프리앰블 시퀀스들 간 직교성을 주파수 축 에서 해석하면 도 9의 수신기 구조를 생각하면 쉽게 이해할 수 있다. 도 9(b)는 본 발명에 따른 RACH 프리앰블에 대한 수신기를 주파수 축에서 구현하는 방식을 나타내고 있다. 도 9(b)를 참조하면, 수신된 신호에 대해서 우선 RACH 프리앰블 검출에 사용할 신호 r(k)를 적절히 선택한 후, 이 신호에 대해서 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform, DFT) 혹은 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform, FFT)를 수행하면 시간 축의 수신 신호 r(k)가 주파수 축에서 수신신호 R(k)로 나타나게 된다. 이와 같이 주파수 축에서 보이는(즉, 표현되는) 수신신호 R(k)와, 전송신호에 사용할 것으로 약속된 (주파수 축) 시퀀스의 켤레(conjugate)를 곱한 후, IDFT 혹은 IFFT를 수행하면 시간 축 상에서 수신기가 수신한 신호 r(k)와 상관(correlation)된 신호 c(m)를 얻을 수 있다. 이 때 상관값이 있다고 판단되는 위치, 예를 들어, 세기가 큰 신호가 수신된 위치로부터 신호의 순환 천이 값을 얻을 수 있다. 이와 같은 수신기 구조를 고려하면, 도 8(b)에 도시된 바와 같이, S'1과 S'2는 주파수 축 상에서 다른 위치에 존재하게 되므로, 전송장치가 S'1을 전송했을 때 수신장치가 S'2를 수신하려고 하면 주파수 축 상에서 S'1의 수신 신호 R(k)와 S'2의 켤레를 곱한 신호는 0에 가까운 신호로 나타나게 된다. 즉, 다른 자원 인덱스 n을 갖는 신호들은 직교성을 가짐을 알 수 있다. 이는 시간 축 상에서는 다른 자원 인덱스를 갖는 신호들은 서로 직교 특성을 갖는 사인(sinusoidal) 신호들이 됨을 의미한다.
방법 I에 의하면 RACH 프리앰블 내에서 직교 커버가 적용된 기본 시퀀스들의 연속성이 유지된다. 즉, 방법 I에 의하면, 프리앰블 부분에 직교 커버를 적용하더라도 직교 커버된 기본 시퀀스들 간에 불연속적이 발생하지 않는다. 따라서, 후술되는 방법 II와 달리, 직교 커버된 기본 시퀀스들의 반복 사이에 CP를 삽입하지 않더라도 왜곡 없이 RACH 프리앰블이 gNB에게 전송될 수 있다.
1-2) 방법 II. RACH 프리앰블 시퀀스의 반복 패턴에 대한 직교 커버 시퀀스 생성 방법: DFT 벡터 이용
방법 I은 전체 반복된 신호에 대해서 사인 복소 신호를 적용함으로써 RACH 프리앰블을 위한 (시퀀스) 자원 수를 증가시킨다. 방법 I과 달리 반복되는 시퀀스 개별 블록 단위로 직교 커버를 사용하는 방법도 가능하다. 본 발명에서는 직교 커버로서 DFT 벡터를 사용하는 방법 II를 제안한다. DFT 벡터는 이미 알려진 바와 같이 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2018002581-appb-M000007
여기서 N은 RACH 프리앰블 포맷 내 시퀀스의 반복 횟수를 나타내며, n은 시퀀스 자원 구분을 위해 사용되는 직교 커버에 대한 인덱스를 나타낸다. 즉, n은 본 발명에 따라 프리앰블 시퀀스 부분에 적용되는 직교 커버의 인덱스를 나타낸다. 또한 i는 반복되는 기본 시퀀스들로 이루어진 프리앰블 시퀀스 부분 내 개별 짧은 시퀀스 블록의 인덱스를 나타내고, θ는 임의의(any) 위상을 나타낸다. 예를 들어, RACH 프리앰블이 기본 시퀀스 s(k)를 N번 반복하여 포함하는 경우, 첫 번째 s(k)부터 N번째 s(k)에 대해 인덱스 i=0,...,N-1 또는 i=1,...,N가 순차적으로 부여될 수 있으며, si(k)는 상기 RACH 프리앰블 내 6번 반복된 s(k) 중 i번째 s(k)를 의미한다.
도 10은 RACH 프리앰블 시퀀스를 생성하는 본 발명의 다른 방법을 예시한 것이다. 도 10은 반복 횟수 N=6인 경우를 예시한 것이며, 도 10은 특히 DFT 행렬을 이용한 직교 커버를 적용하여 RACH 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법을 예시한 것이다.
도 10을 참조하면, DFT 벡터가 직교 커버로서 사용되는 경우, 전송장치는 기본 시퀀스를 생성하고 상기 기본 시퀀스를 반복함에 따라 각각의 기본 시퀀스 블록 si(k)에 대해서 DFT 벡터로 정의되는 위상만큼을 일정하게 돌려주는 형태(예, si(k)에 e-j*2i* πn /N을 곱하는 형태, 여기서, i=0,...,N-1)로 RACH 프리앰블 시퀀스 부분을 생성하게 된다. 상기 전송장치는, 도 7에서 설명된 바와 같이, 상기 RACH 프리앰블 시퀀스 부분의 앞부분에 CP를 삽입하여 RACH 프리앰블을 생성한다. 상기 RACH 프리앰블은 최종적으로 변조과정을 거쳐 상기 전송장치의 안테나를 통해 전송된다. 그런데, 이와 같이 DFT 벡터가 직교 커버로서 사용되는 경우, 도 10(b)에 도시된 바와 같이 RACH 프리앰블을 위한 시퀀스가 반복되는 지점에서 불연속점이 발생하므로, RACH 수신 성능의 저하가 발생할 수 있다. 이를 방지하기 위해서 반복되는 시퀀스들 사이에 CP가 삽입될 수 있다. 이 경우, 상기 CP는, 도 10(b)에 예시된 바와 같이, 직교 커버 신호가 입혀진(즉, 적용된 혹은 곱해진) 시퀀스를 이용하여 구성될 수 있다.
DFT 벡터로 커버링된 시퀀스들을 포함하는 RACH 프리앰블을 수신한 수신장치는 전체 시퀀스, 즉, RACH 프리앰블 내 시퀀스 부분 전체에 대해 상관(correlation)을 수행하는 방법과 달리 해당 RACH 프리앰블 내에서 수신된 기본 시퀀스들을 기본 시퀀스 단위로 상관을 취하고 각각의 상관 값에 대해서 반복 횟수에 따른 DFT 벡터에 의해 정의된 위상을 반영한 후 해당 상관 값들을 컴바이닝하여 최종적인 상관 값을 얻을 수도 있다.
* 시그널링 방법
2-1) 기지국이 이를 동적으로 운용하기 위한 시그널링 방법
LTE 시스템에서는 하나의 BS가 64개의 RACH 프리앰블 자원들, 즉, 64개의 프리앰블 시퀀스들을 사용할 수 있도록 하기 위해, 기본 시퀀스로 사용하는 ZC 시퀀스의 루트 인덱스들(즉, 루트 시퀀스들)과 각각의 ZC 시퀀스가 사용할 순환 천이의 조합으로 RACH 프리앰블 자원 세트가 구성한다. 예를 들어, 길이 839인 ZC 시퀀스가 루트 시퀀스로서 사용되고 순환 천이의 기본 단위 값으로 26을 사용되는 경우, 상기 ZC 시퀀스에 대해 floor(839/26) = 32개의 순환 천이된 버전들을 사용될 수 있으므로, 2개의 루트 인덱스를 RACH 프리앰블 자원으로 사용하여 64개의 RACH 프리앰블 자원들이 얻어질 수 있다. 예를 들어, BS는 RACH 프리앰블 자원으로서 {129, 710}의 두 개의 루트 인덱스(즉, 루트 시퀀스)와 NCS=26을 UE에게 알려주면, 상기 UE는 루트 인덱스 129인 ZC 시퀀스와 루트 인덱스 710인 ZC 시퀀스에 대해 순환 천이 인덱스들 0~31로써 프리앰블 (시퀀스) 자원들을 정의 혹은 설정하고, 미리 정의된 규칙에 의해 임의로 프리앰블 자원(즉, 프리앰블 시퀀스)를 결정하고 상기 프리앰블 시퀀스를 나르는 RACH를 전송한다.
RACH 프리앰블 시퀀스 부분이 짧은 기본 시퀀스의 반복으로 이루어지는 구조이고, 상기 RACH 프리앰블 시퀀스 부분에 대해 적용된/적용되는 직교 커버가 없는 경우, gNB는 루트 인덱스(즉, 루트 시퀀스), 순환 천이의 기본 단위 외에 추가적으로 반복 인자(repetition factor) N을 알려주어야 한다. 예를 들어, 길이 127의 ZC 시퀀스와 NCS=13가 RACH 시퀀스 자원으로서 사용되는 경우, 하나의 ZC 시퀀스에 대해 9개의 순환 천이 버전이 사용될 수 있으므로, 64개의 프리앰블 자원들(즉, 64개의 프리앰블 시퀀스들)을 정의 혹은 설정되려면, gNB가 8개의 루트 인덱스를 UE(들)에게 알려준다. 본 발명의 gNB는, 예를 들어, UE에서 8개의 루트 인덱스 {129, 140, ...} 및 NCS=13 외에 반복 인자 N=6을 알려준다.
본 발명에서 제안한 RACH 프리앰블 자원의 구조의 경우, 즉, RACH 프리앰블의 시퀀스 부분에 반복 인자를 고려한 직교 커버를 적용 혹은 곱하는 경우에는, 길이 127의 ZC 시퀀스와 NCS=13에 대해, 하나의 루트 인덱스에 대해서 9개의 순환 천이 버전이 사용될 수 있고, 6개의 신호들이 직교 커버로서 사용될 수 있다. 따라서, gNB는 8개의 루트 인덱스가 아니라 2개의 루트 인덱스, 예를 들어, 루트 인덱스 {129, 140}와, NCS=13, 반복 인자 N=6을 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원 설정 정보로서 알려주고, UE가 이를 이용하여 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원들 중에서 RACH 전송에 사용할 자원을 선택할 수 있다.
다만, gNB가 운용하는 환경에서 UE들이 고속으로 움직이거나 혹은 UE의 주파수 오프셋이 크게 나타나는 경우에는, CP 구간과 프리앰블 시퀀스 부분 구간을 합한, RACH 프리앰블 구간(duration) 동안 상기 gNB가 수신하는 RACH 프리앰블의 위상이 빠른 움직임을 보이게 된다. 이 경우, gNB가 RACH 프리앰블 구간 동안 수신 신호와 gNB가 검출하고자 하는 프리앰블 간 상관을 취할 때 RACH 프리앰블의 전체 시간 구간에 대해 코히런트 컴바이닝을 수행할 수 없게 되고, 이 때문에 gNB가 지원 가능한 모든 직교 커버가 다 사용될 수는 없게 된다. 도 11을 참조하여, 이 문제를 설명하면 다음과 같다.
도 11은 RACH 프리앰블의 코히런트 및 넌-코히런트 컴바이닝을 설명하기 위해 도시한 것이다.
예를 들어, 직교 커버 n=0~5이 사용 가능하다고 가정하면, 두 개의 직교 커버들 n=1, 2에 대해, 사인 복소 신호에 해당하는 직교 커버의 실수 값이 도 11과 같이 도시될 수 있다. UE들이 고속으로 움직이는 이러한 환경에서, UE들로부터 수신한 신호에 대한 주파수 오프셋이 크다고 판단하여, gNB는 전체 RACH 프리앰블 구간 중 절반의 구간에 대해서만 코히런트 컴바이닝을 수행하고 상기 RACH 프리앰블 내 각각의 절반 구간에 대해 얻은 결과를 넌-코히런트 컴바이닝할 수 있다. 이 경우, 도 11에 예시된 바와 같이, 상기 각각의 절반 구간에 대해서 직교 커버들은 서로 직교하지 않은 특성을 가짐을 쉽게 알 수 있다.
이와 같이 채널에서 발생하는 주파수 오프셋이 RACH 프리앰블의 전체(full) 구간 동안 코히런트 컴바이닝을 수행할 수 없을 만큼 큰 경우, RACH 프리앰블에 사용될 직교 커버들에 대한 제약이 필요하게 된다. 예를 들어, 도 8에서와 같이 RACH 프리앰블의 직교 커버들을 정의 혹은 구분하기 위해 사용되는 자원 인덱스 n={0,1,2,3,4,5}라 하면, gNB가 주파수 오프셋으로 인해 RACH 프리앰블 구간 T의 절반에 해당하는 T/2에 대해서 코히런트 컴바이닝을 사용하는 경우, 사용되는 RACH 시퀀스 자원들이 가능한 서로 멀리 떨어지도록 자원 인덱스 n={0,2,4} 혹은 {1,3,5}만이 RACH 자원으로서 사용될 수 있다. 이외에도 UE 그룹별로 다른 길이의 RACH 프리앰블 구간, 즉, 같은 길이의 기본 시퀀스에 대해서 상이한 반복 횟수가 사용되는 경우에 대해서도, 직교 커버를 위해 정의된 자원 인덱스의 제한적 사용이 필요할 수도 있다. 즉, 반복 횟수에 따라 사용 가능한 직교 커버 코드(들)이 제한될 수 있다. 이는 DFT 벡터가 직교 커버로서 사용되는 경우에도 동일하게 적용될 수 있다.
gNB가 부분(partial) 구간 코히런트 컴바이닝을 사용하는 경우, RACH를 위한 전체 직교 커버들 중에서 일부만이 사용됨을 UE에게 알리기 위해, 상기 gNB는 UE(들)에게 루트 인덱스 세트, 순환 천이 단위(NCS), 반복 인자(N)와 함께, 직교 커버 제약(limit) 인자를 알려줄 수 있다. 여기서, 직교 커버 제약 인자에 관한 정보는 반복 횟수 N, 즉, 최대로 사용 가능한 N개의 직교 커버들에 대비 실제 사용 가능한 직교 커버의 개수를 나타내는 비율에 해당할 수도 있고, 혹은 실제 사용 가능한 직교 커버의 인덱스 n을 나타내는 정보일 수도 있다. 예를 들어, 반복 인자 N=12이고, gNB가 RACH 프리앰블 전체 구간에 대해 1/4(=1/M) 등분 단위로 코히런트 컴바이닝을 수행하는 경우, 상기 gNB는 다음과 같은 방법들로 UE에게 이용 가능한 직교 커버 신호 세트를 알릴 수 있다. 하기의 방법들 외에도 다양한 방법에 의해, gNB는 UE가 사용 가능한 직교 커버 신호 세트에 관한 정보를 상기 UE에게 제공할 수 있고, 상기 직교 커버 신호 세트에 관한 정보를 이용하여 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원 세트를 설정하도록 시그널링할 수 있다.
예시 a. N=12, M=4
12가지 직교 커버 신호들 중 1/4만이 사용됨을 나타낸다. 상기 12개 직교 커버 신호들의 인덱스들 중 1/4에 해당하는 인덱스들의 선정 방법은 사전에 (표준 문서 내에 혹은 gNB와 UE들 사이에) 정의되고, 상기 선정 방법에 따라 UE가 사용 가능한 직교 커버 신호들의 세트가 정해진다.
예시 b. N=12, {0, 4, 8}
12가지 직교 커버 신호들에 대해서 자원 인덱스 0~11이 (사전에 혹은 설정 정보에 의해, 혹은 특정 규칙에 의해) 매핑되고, 상기 직교 커버 신호들 0~11 중에서 인덱스 0, 4, 8인 직교 커버 신호들이 UE가 사용 가능한 직교 커버 신호들의 세트를 구성한다.
예시 c. N=12, 직교 커버의 개수 = 3
12가지 직교 커버 신호들 중 3개만이 사용됨을 타나낸다. 상기 12개 직교 커버 신호들의 인덱스들 중 3개 인덱스들을 선정하는 방법은 사전에 정 사전에 (표준 문서 내에 혹은 gNB와 UE들 사이에) 정의되고, 상기 선정 방법에 따라 UE가 사용 가능한 직교 커버 신호들의 세트가 정해진다.
프리앰블 시퀀스 부분에 적용할 직교 커버 신호 세트를 제약하는 이상의 발명은 사인 복소 신호를 직교 커버로서 사용하는 방법 I뿐만 아니라, DFT 벡터를 직교 커버로 사용하는 방법 II에 대해서도 동일하게 적용할 수 있다. 프리앰블 시퀀스 부분에 적용할 직교 커버 신호 세트를 제약하는 경우, RACH 프리앰블 내 각 시퀀스 블록에 적용 혹은 곱해지는 DFT 벡터는, 예를 들어, 다음과 같이 변형될 수 있다.
Figure PCTKR2018002581-appb-M000008
여기서 N은 반복 횟수, n은 (프리앰블 시퀀스) 자원 구분을 위해 사용되는 직교 커버에 대한 인덱스, θ는 임의의(any) 위상을 나타낸다. i는 기본 시퀀스로 구성된 반복되는 개별 짧은 블록의 인덱스이며, 예를 들어, 짧은 기본 시퀀스가 RACH 프리앰블 내에서 N번 반복되면, i=0,...,N-1 혹은 i=1,...,N일 수 있다. L은 앞서 언급된 직교 커버 제한 인자가 적용됨에 따라 사용되는 값이다. 반복 횟수로 정의되는 최대 직교 커버의 개수 중에 사용하고자 하는 자원(즉, 사용하고자 하는 직교 커버)의 비율을 r(즉, OC 제약 인자 M)이라고 할 때, L=1/r로 정의될 수 있다. 예를 들어, 전체 직교 커버의 개수가 12이고, gNB가 실제 사용하고자 하는 직교 커버의 개수가 3인 경우, L=4 (r=3/12)이 된다.
UE는 gNB부터 위와 같은 정보(예, 루트 인덱스 세트, 순환 천이 단위 NCS, 반복 횟수 N, OC 자원 제약 인자 M)을 수신한다. 상기 UE는 상기 루트 인덱스 세트 내 각각의 루트 인덱스의 루트 시퀀스에 대한 순환 천이 버전들로 이루어진 시퀀스들을 설정하고, 그 각각의 시퀀스에 대해 OC 자원 제약 인자(혹은 이에 상응하는 정보)를 기반으로 상기 UE가 사용 가능한 직교 커버 세트를 설정하여, 전체 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원 세트를 설정한다. 상기 UE는 상기 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원 세트 내 시퀀스 자원들 중에서 정해진 규칙에 따라 프리앰블 시퀀스를 선택하여 RACH 전송을 수행한다.
2-2) 기지국에서의 코드 자원 할당 방법 및 시그널링 방법
RACH 프리앰블의 시퀀스 부분이 앞서 언급한 바와 같이 짧은 기본 시퀀스를 반복하여 사용하는 경우, 시퀀스 자원의 확보를 위하여 하나 혹은 다수 개의 기본 시퀀스를 사용하고 각각의 기본 시퀀스에 대해 직교 커버 신호를 이용하여 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원이 구성된다. 하지만 앞서 언급된 것처럼 gNB가 운용하는 환경에서 UE들이 고속으로 움직이거나 혹은 UE의 주파수 오프셋이 크게 나타나는 경우, RACH 프리앰블 구간 동안 상기 gNB가 수신하는 RACH 프리앰블의 위상이 빠른 움직임을 보이게 된다. 이 경우 코히런트 컴바이닝에 의한 성능 이득이 존재하지 않거나, 코히런트 컴바이닝에 의한 이득은 존재하지만 UE가 전송하지 않은 RACH 프리앰블 자원에 대한 오경고(false alarm)가 증가하는 문제점이 발생할 수 있다. 이하에서는 코히런트 컴바이닝에 의한 이득은 존재하지만 오경고가 증가하는 환경에 대해서 본 발명의 적용을 논의한다.
gNB가 운용하는 셀의 RACH 과정을 위해, 예를 들어, 길이 139인 ZC 시퀀스와 NCS=18가 사용되고, 하나의 ZC 시퀀스(예, 루트 인덱스 = 15)에 대해 8개의 순환 천이 버전이 사용될 수 있다. 이 때, 반복 인자 N=4이고, 4개의 직교 커버가 사용될 수 있는 경우, 32개의 RACH 프리앰블 시퀀스가 구성될 수 있다. 하지만, 앞서 언급한 것처럼 오실레이터의 불완전성과 UE의 이동 등으로 인해 gNB와 UE간의 주파수 오프셋이 크게 발생하는 경우, 주파수 축 상에서 인접한 직교 커버 시퀀스에 해당하는 RACH 프리앰블 시퀀스들 간에 오경고가 증가할 수 있다. 이를 방지하기 gNB는 주파수 오프셋이 크다고 판단되는 환경(예, 셀)에서는, 앞서 언급한 방식처럼, 상기 gNB가 사용 가능한 전체 직교 커버 신호 자원들 중 일부만을 사용(예, 반복 횟수 N=4의 경우, 자원 인덱스 n={0, 1, 2, 3}인 직교 커버들 중 자원 인덱스 n={0, 2}인 직교 커버들을 사용)하도록 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원을 설정할 수 있다. 이 경우, 하나의 ZC 시퀀스로부터 만들어질 수 있는 RACH 프리앰블 시퀀스의 수는 32에서 16으로 줄어들게 된다. RACH 프리앰블을 위해 사용되는 직교 커버의 수가 줄어드는 것에 따라 감소되는 프리앰블 시퀀스의 개수를 증가시키기 위해 gNB는 추가의 ZC를 할당(예, 루트 인덱스 {15, 128}를 사용 혹은 정규(normal) ZC 시퀀스에 추가적으로 수정(modified) ZC 시퀀스 사용)하고, 추가되는 시퀀스(예, 추가된 기본 ZC 시퀀스인 루트 인덱스 128의 ZC 시퀀스, 혹은 추가된 수정 ZC 시퀀스)에 대해서도 동일한 직교 커버 신호를 사용할 수 있다. 그런데 일반적으로 추가되는 시퀀스의 경우 루트 시퀀스에 비해 다른 루트 인덱스를 갖는 시퀀스와 더 큰 교차 상관이 존재한다. 수신기가 RACH 프리앰블 구간 내 반복되는 짧은 시퀀스들에 대해 코히런트 컴바이닝을 수행하는 경우, 상기 코히런트 컴바이닝에 의해 억제 혹은 감소되는 백색잡음과 달리 상기 짧은 시퀀스들 간의 교차 상관은 상기 코히런트 컴바이닝을 수행하더라도 억제 혹은 감소시킬 수 없는 문제점이 발생하게 된다. 이러한 문제점을 회피하기 위해서 본 발명은 주파수 오프셋 증가로 인해 gNB가 사용 가능한 직교 커버 신호들 중 일부만을 사용하고 추가적인 루트 혹은 기본 시퀀스를 RACH 과정을 위해 할당하는 경우, 루트 시퀀스들에 대한 직교 커버 신호는 가능한 다르게 할당하는 것을 제안한다. 예를 들어, 루트 인덱스 {15, 128}인 기본 시퀀스와 반복 인자 N=4가 사용되는 경우, 루트 인덱스 15에 대해서는 자원 인덱스 n={0, 2}인 직교 커버 신호가, 루트 인덱스 128에 대해서는 자원 인덱스 n={1, 3}인 직교 커버 신호가 사용되도록 gNB에 의해 설정 혹은 NR 시스템에 정의될 수 있다. 이와 같이 다른 루트 인덱스에 대해 다른 직교 커버 신호(들)이 사용되는 경우, 다른 자원 인덱스의 직교 커버는 RACH 프리앰블을 위한 기본 시퀀스가 RACH 프리앰블 구간 내에서 반복됨에 따라 위상을 변화시키기 때문에, gNB가 서로 다른 루트 인덱스(예, 루트 인덱스 {15, 128})를 갖는 프리앰블 시퀀스들 간에 코히런트 컴바이닝을 수행하는 경우, 위상 변화에 따른 임의화(randomization)로 의해 최종 출력단에서 교차 상관이 억제되는 효과를 얻게 된다.
이러한 특성을 이용하여, 주파수 오프셋에 의한 RACH 수신 성능 저하를 최소화하기 위해서, gNB는 다수 개의 루트 시퀀스를 사용하고, 상기 다수 개의 루트 시퀀스에 대해서 각각 서로 다른 직교 커버 신호가 사용되도록 직교 커버 신호들을 할당할 수 있다. 이 경우, 인접 gNB들은 동일한 기본 시퀀스에 대해 서로 상이한 직교 커버 신호를 사용함으로써 기본 시퀀스의 개수를 증가시키는 것과 마찬가지의 효과를 얻을 수 있다. 즉, 본 발명은 짧은 기본 시퀀스를 반복하고 기본 시퀀스에 대해 직교 커버 신호를 이용하면서 다수 개의 루트 시퀀스를 사용하여 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원을 설정하는 경우, 상기 다수 개의 루트 시퀀스들에 각각 사용되는 직교 커버 신호는 가능한 서로 겹치지 않도록 사용하거나 분산시켜서 매핑함으로써 코히런트 컴바이닝 시에 다른 UE들의 시퀀스들 간 교차 상관에 의한 영향을 억제하도록 할 수 있다.
이와 같이 자원을 설정하는 경우, gNB는 RACH 프리앰블을 위한 시퀀스(들)의 루트 인덱스(들) 및 직교 커버 신호 인덱스(들)을 UE에게 효율적으로 알려주어야 한다. 이를 위해, gNB는 기본 시퀀스에 해당하는 루트 인덱스와 직교 커버 신호 인덱스의 쌍(pair)를 이용하여 RACH 프리앰블을 위한 시퀀스(들)을 설정할 수 있다. 예를 들어, gNB는 다음과 같은 방법을 이용하여 RACH를 위해 셀 상에서 이용 가능한 시퀀스(들) 자원을 UE(들)에게 설정할 수 있다.
> {루트 인덱스 Ri, 직교 커버 신호 인덱스 Cj}의 조합을 이용하여, 사용 가능한 자원 세트가 명시적(explicit) 시그널링된다. 여기서 직교 커버 신호 인덱스 Cj는 앞서 설명된 자원 인덱스 n에 해당한다.
예를 들어, 루트 인덱스 {15, 128}, 반복 인자 N=4, (루트 인덱스별) 직교 커버 신호의 개수 = 2라고 하자.
이 때 gNB가 RACH 프리앰블 시퀀스 자원을 UE에게 시그널링하기 위해 사용하는 시그널링 포맷은 다음과 같을 수 있다: {Ri, Cj} = {15, 0}, {15, 2}, {128, 1}, 및 {128, 3}.
UE는 상기 시그널링 포맷을 기반으로 자신이 운용 가능한 (시퀀스) 자원 조합을 설정한다.
> 루트 인덱스 세트, 직교 커버 시그널의 기초(base) 정보를 시그널링되고, 규칙에 의해 사용 가능한 자원 세트가 생성 혹은 설정된다.
예를 들어, 루트 인덱스 {15, 128}, 반복 인자 N=4, 직교 커버 신호의 개수 = 2라 하자.
이 때 gNB가 RACH 프리앰블 시퀀스 자원을 UE에게 시그널링하기 위해 사용하는 시그널링 포맷은 다음과 같을 수 있다: 루트 인덱스 R={Ri, i=0, 1}={15, 128}, 직교 커버 신호 인덱스 C={Cj, j=0, 1}={0, 2}. 여기서, 직교 커버 신호 세트는 직교 커버 신호 인덱스 Cj의 명시적 시그널링 외에도 섹션 2-1에서 언급된 다양한 방법(예, 예시 a, 예시 b 또는 예시 c의 방법)에 의해 설정될 수 있다.
gNB로부터의 시그널링(즉, RACH 프리앰블 자원 설정 정보)을 기반으로 UE는 자원 세트 {루트 인덱스 Ri, (직교 커버 신호 인덱스 Cj + i) % N}을 RACH 프리앰블 시퀀스 자원으로 설정할 수 있다. 여기서, %는 모듈로 연산자이며, i는 루트 인덱스 세트 내 해당 루트 인덱스의 위치, j는 직교 커버 신호 세트 내 해당 직교 커버 신호의 위치를 나타낼 수 있다. 예를 들어, 루트 인덱스 세트 {15, 128}에 대해 R0은 15를 R1는 128을 나타내고, 직교 커버 신호 세트 {0, 2}에 대해 C0은 직교 커버 신호 0을 C1는 직교 커버 신호 2을 나타낸다.
> 루트 인덱스 세트, 직교 커버 신호의 기본 정보, 사용될 직교 커버 신호의 개수 및 사용 가능한 직교 커버 신호 인덱스들의 (최대) 세트 내에서 사용될 직교 커버 인덱스의 시작 오프셋이 시그널링된다.
예를 들어, 루트 인덱스 {15, 128}, 반복 인자 N=4, 직교 커버 신호의 개수 = 2, 사용 가능한 최대 직교 커버 세트 = {0, 1, 2, 3}라 하자.
여기서, 사용 가능한 최대 직교 커버 세트는 시스템에 미리 정해져 있을 수도 있고, RACH 프리앰블 설정을 위한 다른 파라미터들과 함께 혹은 별도로 시그널링될 수도 있다.
gNB가 RACH 프리앰블 시퀀스 자원을 UE에게 시그널링하기 위해 사용하는 시그널링 포맷은 다음과 같을 수 있다: 루트 인덱스 {15, 128}, 반복 인자 N=4, 직교 커버 신호의 개수 = 2 / {루트 인덱스 Ri, 시작 오프셋 Oi} = {{15, 0}, {128, 1}}.
gNB로부터의 시그널링(즉, RACH 프리앰블 자원 설정 정보)을 기반으로 UE는 루트 인덱스와 시작 오프셋, 각각의 루트 인덱스가 사용할 직교 커버 신호 인덱스에 관한 정보를 이용하여, {15, 0}, {15, 2}, {128, 1} 및 {128, 3}의 자원 세트를 생성 혹은 설정할 수 있다.
> 루트 인덱스와 직교 커버 신호 인덱스를 조합하여 자원 세트가 gNB에 의해 설정되고, gNB에서 사용할 자원에 대해 상기 자원 세트 내 자원 인덱스가 시그널링된다.
예를 들어, 루트 인덱스 {1, 2, ..., 138}, 직교 커버 신호 인덱스 {0, 1, 2, 3}라고 하자. 다음과 같은 자원 세트가 설정될 수 있다: {{1,0}, {1,1}, {1,2}, {1,3}, {2,0} {2,1}, ..., {138,1}, {138,2}¸ {138,3}}. gNB에서 {15, 0}, {15, 2}, {128, 1}, {128, 3}을 (셀의 RACH 과정을 위해) 사용하고자 하는 경우, 상기 자원 세트 내 루트 인덱스와 직교 커버 신호 인덱스의 조합들에 대해 0부터 시작하여 순차적으로 번호가 부여된다고 가정하면, 상기 gNB는 상기 자원 세트 내 자원들 중 {15, 0}, {15, 2}, {128, 1}, {128, 3}를 가리키는 자원 인덱스 {64, 66, 513, 515}를 단말기에게 시그널링할 수 있다. 이 외에도, 이 방법과 동일한 효과를 얻을 수 있기만 하면, 자원 세트를 구성하는 다른 방법과 사용할 자원을 UE에게 알려주는 다른 방법이 사용 가능하다.
> LTE/LTE-A 시스템에서는 루트 시퀀스들이 표(표 2, 표 3 참조)로서 정해져 있다. eNB가 루트 시퀀스 번호 u와 순환 천이 단위 N CS를 알려주면 UE가 순환 천이된 버전을 포함하여 64개의 프리앰블 시퀀스를 생성 혹은 설정할 수 있도록 하기 위해, LTE/LTE-A 시스템에서는 상기 표 상에서 루트 시퀀스 번호가 연속적으로 사용된다. 본 발명에서도 자원 인덱스 세트가 명시적으로 시그널링되지 않고, LTE 시스템에서와 마찬가지로, 기본 인덱스(즉, 루트 인덱스)만이 시그널링되고 RACH를 위해 사용될 자원 인덱스 세트는 정해진 규칙에 의해 암묵적(implicit)으로 설정될 수도 있다.
UE는 gNB로부터 위와 같은 RACH 프리앰블 자원 설정 정보(예, 루트 인덱스 세트, 순환 천이 단위 NCS, 반복 인자 N, OC 자원 제약 인자 M)을 수신하면, 루트 인덱스 세트, 각각의 루트 인덱스에 대한 순환 천이 버전 세트 및 각각의 루트 인덱스에 대한 직교 커버 신호 세트를 설정한다. 상기 UE는 이를 사용하여 전체 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원 세트를 생성 혹은 설정하고, 상기 RACH 프리앰블 (시퀀스) 자원 세트 내에서 정해진 규칙에 따라 RACH 프리앰블 시퀀스를 선택하여 RACH 전송을 수행할 수 있다.
도 12는 본 발명을 수행하는 전송장치(10) 및 수신장치(20)의 구성요소를 나타내는 블록도이다.
전송장치(10) 및 수신장치(20)는 정보 및/또는 데이터, 신호, 메시지 등을 나르는 무선 신호를 전송 또는 수신할 수 있는 RF(Radio Frequency) 유닛(13, 23)과, 무선통신 시스템 내 통신과 관련된 각종 정보를 저장하는 메모리(12, 22), 상기 RF 유닛(13, 23) 및 메모리(12, 22) 등의 구성요소와 동작적으로 연결되어, 상기 구성요소를 제어하여 해당 장치가 전술한 본 발명의 실시예들 중 적어도 하나를 수행하도록 메모리(12, 22) 및/또는 RF 유닛(13, 23)을 제어하도록 구성된(configured) 프로세서(11, 21)를 각각 포함한다.
메모리(12, 22)는 프로세서(11, 21)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수 있고, 입/출력되는 정보를 임시 저장할 수 있다. 메모리(12, 22)가 버퍼로서 활용될 수 있다.
프로세서(11, 21)는 통상적으로 전송장치 또는 수신장치 내 각종 모듈의 전반적인 동작을 제어한다. 특히, 프로세서(11, 21)는 본 발명을 수행하기 위한 각종 제어 기능을 수행할 수 있다. 프로세서(11, 21)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 불릴 수 있다. 프로세서(11, 21)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(400a, 400b)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(11, 21) 내에 구비되거나 메모리(12, 22)에 저장되어 프로세서(11, 21)에 의해 구동될 수 있다.
전송장치(10)의 프로세서(11)는 상기 프로세서(11) 또는 상기 프로세서(11)와 연결된 스케줄러로부터 스케줄링되어 외부로 전송될 신호 및/또는 데이터에 대하여 소정의 부호화(coding) 및 변조(modulation)를 수행한 후 RF 유닛(13)에 전송한다. 예를 들어, 프로세서(11)는 전송하고자 하는 데이터 열을 역다중화 및 채널 부호화, 스크램블링, 변조과정 등을 거쳐 K 개의 레이어로 변환한다. 부호화된 데이터 열은 코드워드로 지칭되기도 하며, MAC 계층이 제공하는 데이터 블록인 전송 블록과 등가이다. 일 전송블록(transport block, TB)은 일 코드워드로 부호화되며, 각 코드워드는 하나 이상의 레이어의 형태로 수신장치에 전송되게 된다. 주파수 상향 변환을 위해 RF 유닛(13)은 오실레이터(oscillator)를 포함할 수 있다. RF 유닛(13)은 N t 개(N t 는 1 이상의 양의 정수)의 전송 안테나를 포함할 수 있다.
수신장치(20)의 신호 처리 과정은 전송장치(10)의 신호 처리 과정의 역으로 구성된다. 프로세서(21)의 제어 하에, 수신장치(20)의 RF 유닛(23)은 전송장치(10)에 의해 전송된 무선 신호를 수신한다. 상기 RF 유닛(23)은 N r 개의 수신 안테나를 포함할 수 있으며, 상기 RF 유닛(23)은 수신 안테나를 통해 수신된 신호 각각을 주파수 하향 변환하여(frequency down-convert) 기저대역 신호로 복원한다. RF 유닛(23)은 주파수 하향 변환을 위해 오실레이터를 포함할 수 있다. 상기 프로세서(21)는 수신 안테나를 통하여 수신된 무선 신호에 대한 복호(decoding) 및 복조(demodulation)를 수행하여, 전송장치(10)가 본래 전송하고자 했던 데이터를 복원할 수 있다.
RF 유닛(13, 23)은 하나 이상의 안테나를 구비한다. 안테나는, 프로세서(11, 21)의 제어 하에 본 발명의 일 실시예에 따라, RF 유닛(13, 23)에 의해 처리된 신호를 외부로 전송하거나, 외부로부터 무선 신호를 수신하여 RF 유닛(13, 23)으로 전달하는 기능을 수행한다. 안테나는 안테나 포트로 불리기도 한다. 각 안테나는 하나의 물리 안테나에 해당하거나 하나보다 많은 물리 안테나 요소(element)의 조합에 의해 구성될(configured) 수 있다. 각 안테나로부터 전송된 신호는 수신장치(20)에 의해 더는 분해될 수 없다. 해당 안테나에 대응하여 전송된 참조신호(reference signal, RS)는 수신장치(20)의 관점에서 본 안테나를 정의하며, 채널이 일 물리 안테나로부터의 단일(single) 무선 채널인지 혹은 상기 안테나를 포함하는 복수의 물리 안테나 요소(element)들로부터의 합성(composite) 채널인지에 관계없이, 상기 수신장치(20)로 하여금 상기 안테나에 대한 채널 추정을 가능하게 한다. 즉, 안테나는 상기 안테나 상의 심볼을 전달하는 채널이 상기 동일 안테나 상의 다른 심볼이 전달되는 상기 채널로부터 도출될 수 있도록 정의된다. 복수의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 다중 입출력(Multi-Input Multi-Output,MIMO) 기능을 지원하는 RF 유닛의 경우에는 2개 이상의 안테나와 연결될 수 있다.
본 발명에서 RF 유닛(13, 23)은 수신 빔포밍과 전송 빔포밍을 지원할 수 있다. 예를 들어, 본 발명에서 RF 유닛(13,23)은 도 2에 예시된 기능을 수행하도록 구성될 수 있다.
본 발명의 실시예들에 있어서, UE는 상향링크에서는 전송장치(10)로 동작하고, 하향링크에서는 수신장치(20)로 동작한다. 본 발명의 실시예들에 있어서, gNB는 상향링크에서는 수신장치(20)로 동작하고, 하향링크에서는 전송장치(10)로 동작한다. 이하, UE에 구비된 프로세서, RF 유닛 및 메모리를 UE 프로세서, UE RF 유닛 및 UE 메모리라 각각 칭하고, gNB에 구비된 프로세서, RF 유닛 및 메모리를 gNB 프로세서, gNB RF 유닛 및 gNB 메모리라 각각 칭한다.
본 발명에 따라 gNB 프로세서는 본 발명에 따라 RACH를 위한 프리앰블 시퀀스 자원 설정 정보(예, 루트 인덱스, 순환 천이 단위 N CS, 반복 인자 N, 및/또는 이용 가능한 직교 커버 신호의 개수 등)를 UE에게 전송하도록 gNB RF 유닛을 제어할 수 있다. 상기 gNB 프로세서는 상기 프리앰블 시퀀스 자원 설정 정보를 바탕으로 UE(들)로부터의 RACH 프리앰블의 수신을 시도하도록 상기 gNB RF 유닛을 제어할 수 있다. 본 발명에 따른 UE 프로세서는 상기 프리앰블 시퀀스 자원 설정 정보를 바탕으로 RACH 프리앰블을 생성할 수 있다. 상기 UE 프로세서는 상기 RACH 프리앰블을 전송하도록 상기 UE RF 유닛을 제어할 수 있다. 상기 UE 프로세서는 기본 시퀀스를 반복하고 상기 반복된 기본 시퀀스에 본 발명에 따른 직교 커버 신호를 곱하여 프리앰블 시퀀스 부분을 생성할 수 있다. 상기 기본 시퀀스는 루트 시퀀스 혹은 상기 루트 시퀀스가 순환 천이되어 얻어진 시퀀스일 수 있다. 상기 기본 시퀀스가 루트 시퀀스인 경우, 상기 UE 프로세서는 상기 직교 커버 신호를 상기 기본 시퀀스에 적용하여 얻어진 직교 커버된 시퀀스에 순환 천이를 적용하여 상기 프리앰블 시퀀스 부분을 생성할 수 있다.
상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.
본 발명의 실시예들은 무선 통신 시스템에서, 기지국 또는 사용자기기, 기타 다른 장비에 사용될 수 있다.

Claims (14)

  1. 무선 통신 시스템에서 사용자기기가 임의 접속 프리앰블을 전송함에 있어서,
    임의 접속을 위한 시퀀스 자원 설정 정보를 수신;
    상기 시퀀스 자원 설정 정보를 기반으로 길이 TRACH인 프리앰블 시퀀스를 생성; 및
    상기 프리앰블 시퀀스를 포함하는 임의 접속 프리앰블을 전송하는 것을 포함하되,
    상기 프리앰블 시퀀스는 다음을 만족하는: 상기 프리앰블 시퀀스가 기본 시퀀스를 N번 포함하며, 상기 기본 시퀀스가 주파수 도메인 내 위치 n*1/TRACH에서 시작하여 주파수 간격 N*1/TRACH마다 콤-타입으로 매핑되고, 여기서, N은 1보다 큰 정수이며, n은 0,...,N-1 중 하나인,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 기본 시퀀스는 루트 Zadoff-Chu 시퀀스 또는 상기 루트 Zadoff-Chu 시퀀스에 순환 천이를 적용하여 얻어진 시퀀스인,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 시퀀스 자원 설정 정보는 상기 루트 Zadoff-Chu 시퀀스, 상기 순환 천이를 위한 순환 천이 단위 및 N에 관한 정보를 포함하는,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 시퀀스 자원 설정 정보는 n의 후보 값들의 서브셋을 나타내는 정보를 더 포함하는,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 프리앰블 시퀀스는 상기 시간 도메인에서 N회 반복된 상기 기본 시퀀스와, 주파수가 j*n*1/TRACH인 사인 신호의 곱(multiplication)을 이용하여 얻어지며, 여기서, j는 허수 단위(imaginary unit)인,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 프리앰블 시퀀스는 상기 시간 도메인에서 N회 반복된 상기 기본 시퀀스와 상기 사인 신호 e- j2πn △ft를 곱하여 얻어진 시퀀스 또는 i=0,...,N-1에 대해 상기 기본 시퀀스의 i번째 반복과 e- jπn △f(t+i*△T)를 곱하여 얻어진 시퀀스를 포함하며, 여기서 △T는 상기 기본 시퀀스의 길이인,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  7. 무선 통신 시스템에서 사용자기기가 임의 접속 프리앰블을 전송함에 있어서,
    무선 주파수(radio frequency, RF) 유닛,
    상기 RF 유닛을 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는:
    임의 접속을 위한 시퀀스 자원 설정 정보를 수신하도록 상기 RF 유닛을 제어;
    상기 시퀀스 자원 설정 정보를 기반으로 길이 TRACH인 프리앰블 시퀀스를 생성; 및
    상기 프리앰블 시퀀스를 포함하는 임의 접속 프리앰블을 전송하도록 상기 RF 유닛을 제어하도록 구성되되,
    상기 프로세서는 다음을 만족하도록 상기 상기 프리앰블 시퀀스를 생성하도록 구성되는: 상기 프리앰블 시퀀스는 기본 시퀀스를 N번 포함하며, 상기 기본 시퀀스가 주파수 도메인 내 위치 n*1/TRACH에서 시작하여 주파수 간격 N*1/TRACH마다 콤-타입으로 매핑되고, 여기서, N은 1보다 큰 정수이며, n은 0,...,N-1 중 하나인,
    사용자기기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 기본 시퀀스는 루트 Zadoff-Chu 시퀀스 또는 상기 루트 Zadoff-Chu 시퀀스에 순환 천이를 적용하여 얻어진 시퀀스인,
    사용자기기.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 시퀀스 자원 설정 정보는 상기 루트 Zadoff-Chu 시퀀스, 상기 순환 천이를 위한 순환 천이 단위 및 N에 관한 정보를 포함하는,
    사용자기기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 시퀀스 자원 설정 정보는 n의 후보 값들의 서브셋을 나타내는 정보를 더 포함하는,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 프리앰블 시퀀스는 상기 시간 도메인에서 N회 반복된 상기 기본 시퀀스와, 주파수가 j*n*1/TRACH인 사인 신호의 곱(multiplication)을 이용하여 얻어지며, 여기서, j는 허수 단위(imaginary unit)인,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 프리앰블 시퀀스는 상기 시간 도메인에서 N회 반복된 상기 기본 시퀀스와 상기 사인 신호 e- j2πn △ft를 곱하여 얻어진 시퀀스 또는 i=0,...,N-1에 대해 상기 기본 시퀀스의 i번째 반복과 e- jπn △f(t+i*△T)를 곱하여 얻어진 시퀀스를 포함하며, 여기서 △T는 상기 기본 시퀀스의 길이인,
    임의 접속 프리앰블 전송 방법.
  13. 무선 통신 시스템에서 기지국이 임의 접속 프리앰블을 수신함에 있어서,
    임의 접속을 위한 시퀀스 자원 설정 정보를 전송; 및
    상기 시퀀스 자원 설정 정보를 기반으로 길이 TRACH인 프리앰블 시퀀스를 포함하는 임의 접속 프리앰블을 수신하는 것을 포함하며,
    상기 프리앰블 시퀀스는 다음을 만족하는: 상기 프리앰블 시퀀스가 기본 시퀀스를 N번 포함하며, 상기 기본 시퀀스가 주파수 도메인 내 위치 n*1/TRACH에서 시작하여 주파수 간격 N*1/TRACH마다 콤-타입으로 매핑되고, 여기서, N은 1보다 큰 정수이며, n은 0,...,N-1 중 하나인,
    임의 접속 프리앰블 수신 방법.
  14. 무선 통신 시스템에서 기지국이 임의 접속 프리앰블을 수신함에 있어서,
    무선 주파수(radio frequency, RF) 유닛,
    상기 RF 유닛을 제어하도록 구성된 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는:
    임의 접속을 위한 시퀀스 자원 설정 정보를 전송하도록 상기 RF 유닛을 제어; 및
    상기 시퀀스 자원 설정 정보를 기반으로 길이 TRACH인 프리앰블 시퀀스를 포함하는 임의 접속 프리앰블을 수신하도록 상기 RF 유닛을 제어하도록 구성되며,
    상기 프리앰블 시퀀스는 다음을 만족하는: 상기 프리앰블 시퀀스가 기본 시퀀스를 N번 포함하며, 상기 기본 시퀀스가 주파수 도메인 내 위치 n*1/TRACH에서 시작하여 주파수 간격 N*1/TRACH마다 콤-타입으로 매핑되고, 여기서, N은 1보다 큰 정수이며, n은 0,...,N-1 중 하나인,
    기지국.
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