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WO2018037463A1 - 静電容量検出装置及び光波長選択フィルタ装置 - Google Patents

静電容量検出装置及び光波長選択フィルタ装置 Download PDF

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WO2018037463A1
WO2018037463A1 PCT/JP2016/074410 JP2016074410W WO2018037463A1 WO 2018037463 A1 WO2018037463 A1 WO 2018037463A1 JP 2016074410 W JP2016074410 W JP 2016074410W WO 2018037463 A1 WO2018037463 A1 WO 2018037463A1
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capacitance
phase difference
node
detection device
capacitance detection
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French (fr)
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奥田　義行
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Pioneer Corp
Original Assignee
Pioneer Corp
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G01R27/2605—Measuring capacitance
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
    • G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02B—OPTICAL ELEMENTS, SYSTEMS OR APPARATUS
    • G02B5/00—Optical elements other than lenses
    • G02B5/20—Filters
    • G02B5/28—Interference filters
    • G02B5/284—Interference filters of etalon type comprising a resonant cavity other than a thin solid film, e.g. gas, air, solid plates

Definitions

  • the present invention relates to a technical field of a capacitance detection device that detects a capacitance on a circuit, and an optical wavelength selection filter device using the capacitance detection device.
  • Patent Document 1 a device that detects an unknown capacitance arranged in a circuit is known.
  • Patent Document 1 rectangular wave signals having the same period and different phases are applied to a series circuit of a variable capacitance element and a resistance element and a series circuit of a fixed capacitance element and a resistance element serving as a reference value.
  • Examples of problems to be solved by the present invention include the above. It is an object of the present invention to provide a capacitance detection device and an optical wavelength selection filter device that can detect capacitance on a circuit with high accuracy.
  • the first series circuit in which the subject and the first resistance element are connected at the first node, and the reference capacitance element and the second resistance element are the first.
  • An optical wavelength selective filter device for solving the above-mentioned problems is an optical wavelength selective filter device having a variable extraction wavelength, and the subject using the above-described capacitance detection device (including various aspects thereof).
  • An electric signal corresponding to the capacitance between the capacitance detection electrodes arranged on each of the pair of substrates provided with the opposing reflection film is output, and the gap between the reflection films is formed based on the electric signal. change.
  • the first series circuit in which the subject and the first resistance element are connected at the first node, and the reference capacitance element and the second resistance element are the second node.
  • an electric signal corresponding to the capacitance of the subject is output based on the phase difference of the voltage of the specific frequency generated between the first node and the second node. .
  • the electrostatic capacitance of the subject can be detected from the output electric signal.
  • an inductor element is connected between the first node and the second node, and a phase difference of a specific frequency generated between the first node and the second node is expanded.
  • the magnitude of the phase difference can be detected more accurately, and the detection accuracy of the capacitance indicated by the electric signal can be increased.
  • the effect of increasing the phase difference described above can also be realized by connecting an inductor element to each of the first node and the second node.
  • the inductances of the inductor elements are required to be equal to each other, and if a difference occurs in the inductance value, the detection result is adversely affected.
  • an inductor element is connected between the first node and the second node.
  • a single inductor element is connected to each of the first node and the second node. Therefore, there is no difference in inductance, and it is possible to prevent the detection accuracy from deteriorating.
  • the output unit outputs an electrical signal indicating a magnitude relationship between the capacitance of the subject and the capacitance of the reference capacitance element.
  • the first resistance element and the second resistance element are pure resistors having the same resistance value
  • the inductor element is a coil element
  • the reference capacitance element is a capacitor having a known capacitance.
  • the reference capacitance element has a function of changing a capacitance value.
  • the capacitance of the reference capacitance element is changed to an appropriate value according to the capacitance of the subject. Can do.
  • the capacitance of the subject that is electrically connected in parallel to the subject and connected to the first node can be increased or decreased equivalently.
  • An active circuit is further provided.
  • the capacitance of the subject can be changed to a desired value.
  • the optical wavelength selection filter device is an optical wavelength selection filter device having a variable extraction wavelength, and is the subject using the above-described capacitance detection device (including various aspects thereof). An electric signal corresponding to the capacitance between the capacitance detection electrodes arranged on each of the pair of substrates provided with the opposing reflection film is output, and the gap between the reflection films is changed based on the electric signal. .
  • the optical wavelength selection filter device by using the above-described capacitance detection device, an electrical signal corresponding to the capacitance between the capacitance detection electrodes as the subject is output.
  • the capacitance between the capacitance detection electrodes varies according to the gap between the reflective films.
  • the capacitance between the capacitance detection electrodes is a value indicating the size of the gap between the reflective films.
  • the extraction wavelength can be adjusted to an appropriate value.
  • the capacitance detection device is configured as a device capable of detecting capacitance in an optical wavelength selection filter device, for example.
  • the optical wavelength selection filter device has an opposing mirror surface having a gap corresponding to the wavelength of light, for example, and is configured to be able to change the transmission wavelength by changing the gap.
  • the area S of the opposing mirror surface is constant, the relationship expressed by the following formula (1) is established between the capacitance C of the capacitor electroded on the opposing mirror surface and the gap d.
  • the value of the capacitance C can be detected using the capacitance detection device, the value of the gap d of the opposing mirror surface can be known. Therefore, it is possible to suitably perform adjustment of the gap d and the like.
  • the capacitance detection device according to the present embodiment can be adopted in a device different from the optical wavelength selection filter device.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of the capacitance detection device according to this embodiment.
  • a primary LPF configured by a resistor R1 and a capacitor Cx and a primary LPF configured by a resistor R2 and a capacitor Cref are connected in parallel.
  • the resistors R1 and R2 are specific examples of “resistive elements”, and are configured such that their resistance values are equal to each other.
  • the capacitor Cx is a specific example of “subject”, and the capacitance value is unknown.
  • the capacitor Cref is a specific example of “reference capacitance”, and the value of the capacitance is known.
  • An inductor Lb is disposed between a node connecting the resistor R1 and the capacitor Cx and a node connecting the resistor R2 and the capacitor Cref.
  • the inductor Lb is a specific example of “inductor element”.
  • the detection signal Vi can be applied to each of the two primary LPFs connected in parallel.
  • the detection signal Vi is a sine wave.
  • the phase difference detection unit 100 is connected to the phase detection point A on the node connecting the resistor R1 and the capacitor Cx and the phase detection point B on the node connecting the resistor R2 and the capacitor Cref, and the detection signal Vi In this configuration, the phase difference between the phase detection point A and the phase detection point B is detected.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating the configuration of the phase difference detection unit of the capacitance detection device according to the present embodiment.
  • the phase difference detection unit 100 includes two DBMs (Double Balanced Mixers) 110 and 120 and a differential amplifier 130.
  • the DBM 110 outputs a phase difference between the detection signal Vi and the signal VA detected at the phase detection point A.
  • the DBM 120 outputs the phase difference between the detection signal Vi and the signal VB detected at the phase detection point B.
  • the differential amplifier 130 outputs a phase difference between the signal VA and the signal VB calculated from the output difference between the DBMs 110 and 120.
  • phase difference detection unit 100 The configuration of the phase difference detection unit 100 described above is merely an example, and the configuration is not limited as long as the phase difference between the signal VA and the signal VB can be detected.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the capacitance detection device according to the first comparative example.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the capacitance detection device according to the second comparative example.
  • the capacitance detection device according to the first comparative example is not provided with the inductor Lb as compared with the capacitance detection device according to the present embodiment.
  • the capacitance detection device according to the first comparative example when the values of Cx and Cref are relatively small, there is a possibility that the capacitance cannot be accurately detected because the phase difference becomes too small. . In other words, the capacitance detection device according to the first comparative example may have insufficient resolution.
  • the capacitance detection device has a phase difference detected by including the inductor Lb.
  • the detected phase difference is expanded by forming an anti-resonance circuit between the inductor Lb and the capacitors Cx and Cref.
  • the phase difference detection sensitivity is increased, and the value of Cx can be accurately detected even when the difference between Cx and Cref is small.
  • the capacitance detection device according to the second comparative example includes inductors L1 and L2 instead of the inductor Lb of the capacitance device according to the present embodiment. That is, an inductor is connected to each of the two primary LPFs.
  • the phase difference detected by the inductors L1 and L2 can be enlarged. That is, similarly to the capacitance detection device according to the present embodiment, the phase difference can be increased by the action of anti-resonance.
  • the values of L1 and L2 are required to be equal to each other. Due to the structure of the inductor, it is difficult to ensure numerical accuracy, and variations of about ⁇ 10% can occur. And if a difference arises between L1 and L2, a detection result will become inaccurate.
  • the capacitance detection device includes the common inductor Lb (that is, includes only one inductor), the capacitance according to the second comparative example.
  • the difference in inductance cannot occur as in the detection device. Therefore, it becomes possible to detect the capacitance very accurately.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the phase difference angle detected by the capacitance detection device according to this embodiment and the first comparative example and the capacitance.
  • FIGS. 6 to 9 are graphs comparing frequency characteristics detected in the present embodiment and the first comparative example, respectively.
  • the transfer function of the capacitance detection device according to the first comparative example shown in FIG. 3 is expressed as the following mathematical formulas (2) and (3).
  • ⁇ is an angular frequency of the detection signal Vi
  • V a1 and V b1 are signals detected at the phase difference detection points A and B, respectively.
  • Z notation (Z Cx and Z Cr ) in the equations (2) and (3) are complex impedances of the capacitors Cx and Cref, respectively, and are values represented by the following equation (4).
  • phase angle theta b1 in the phase angle theta a1 and the phase difference detection point B in the phase difference detection point A is represented by the following equation (8) and (9).
  • phase difference ⁇ 1 detected by the capacitance detection device according to the first comparative example is a value represented by the following formula (10).
  • V a2 and V b2 are signals detected at the phase difference detection points A and B, respectively.
  • the Z notation (Z Lb , Z Cx, and Z Cr ) in the equations (11) and (12) is a value represented by the following equations (13) and (14).
  • Equations (21) and (22) that are transfer functions of the capacitance detection device according to the present embodiment.
  • phase angle ⁇ a2 at the phase difference detection point A and the phase angle ⁇ b2 at the phase difference detection point B are expressed by the following equations (23) and (24).
  • phase difference ⁇ 2 detected by the capacitance detection device is a value represented by the following formula (25).
  • the frequency fi is 650 kHz
  • the phase difference detected in the first comparative example is about 5 deg
  • the phase difference detected in the present embodiment is about 22 deg.
  • the frequency fi is 650 kHz
  • the phase difference detected in the first comparative example is about 2 deg
  • the phase difference detected in the present embodiment is about 12 deg.
  • the frequency fi is 650 kHz
  • the phase difference detected in the first comparative example is about 2 deg
  • the phase difference detected in the present embodiment is about 12 deg.
  • the frequency fi is 650 kHz
  • the phase difference detected in the first comparative example is about 4 deg
  • the phase difference detected in the present embodiment is about 23 deg.
  • the detected phase difference is greatly expanded in the capacitance detection device according to the present embodiment. Therefore, even if the difference between Cx and Cref is slight, the capacitance can be accurately detected.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing the configuration of the capacitance value changing circuit.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a capacitance detection device according to a modification.
  • C ′ is a value represented by the following mathematical formula (31).
  • K ⁇ 1.
  • the value of C ′ can be changed to a desired value by using an amplifier whose gain K can be controlled by an external control voltage.
  • Cref the capacitance value changing circuit described above by Cref. If comprised in this way, when Cx fluctuates in a comparatively wide range, Cref can be changed to an appropriate value according to Cx.
  • Cx instead of Cref may be configured to include a capacitance value changing circuit.
  • the capacitance of Cx can be changed to a desired value.
  • FIG. 12 is a schematic configuration diagram showing the configuration of the optical wavelength selection filter according to the present embodiment.
  • the optical wavelength selection filter according to the present embodiment is a variable Fabry-Perot filter, and the wavelength of light transmitted through a pair of reflective substrates 510 and 520 having a reflective film on the surface is defined between the reflective substrates 510 and 520.
  • the gap d can be adjusted and changed.
  • Each of the reflective substrates 510 and 520 is provided with detection electrodes 610 and 620.
  • a device is provided. That is, the detection electrodes 610 and 620 are the capacitor Cx of the capacitance detection device.
  • the capacitance value of the capacitor Cref is variable by the above-described capacitance value changing circuit. Cref is controlled by the gap setting control unit 200.
  • the phase difference output from the phase difference detection unit 100 is input to the actuator control unit 300.
  • the actuator controller 300 drives an actuator (not shown) based on the input phase difference (in other words, the value of Cx). Thereby, the gap d between the reflective substrates 510 and 520 can be adjusted.
  • the gap setting control unit 200 first sets Cref to a value corresponding to a desired gap d (that is, a width corresponding to the wavelength of light to be dropped). To be controlled.
  • the gap d is controlled by the actuator control unit 300 so that the output of the phase difference detection unit 100 falls within a predetermined range (that is, the phase difference is very close to zero).
  • the gap d approaches the value set by the gap setting control unit 200. As a result, the gap d can be controlled to a desired value.
  • the gap d can be adjusted with high accuracy based on the capacitance. Therefore, it is possible to suitably change the wavelength of the transmitted light.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be appropriately changed without departing from the gist or concept of the invention that can be read from the claims and the entire specification, and the capacitance accompanying such a change.
  • the detection device and the optical wavelength selection filter device are also included in the technical scope of the present invention.
  • phase difference detection unit 110 120 DBM 130 Differential Amplifier 200 Gap Setting Control Unit 300 Actuator Control Unit 510, 520 Reflective Substrate 610, 620 Detection Electrode Cx, Cref Capacitor R1, R2 Resistance Lb Inductor Vi Detection Signal d Gap

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  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
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Abstract

静電容量検出装置は、被検体（Ｃｘ）と第１抵抗要素（Ｒ１）とが第１ノードで接続されてなる第１直列回路、及び基準静電容量要素（Ｃｒｅｆ）と第２抵抗要素（Ｒ２）とが第２ノードで接続されてなる第２直列回路が並列接続された並列回路と、並列回路に特定周波数の交流電圧（Ｖｉ）を印加する電源回路と、第１ノード及び第２ノード間に接続され、当該ノード間に生じる特定周波数の電圧の位相差を拡大するインダクタ要素（Ｌｂ）と、位相差に基づいて被検体の静電容量に応じた電気信号を出力する出力部（１００）とを備える。この静電容量検出装置によれば、被検体の静電容量を好適に検出することが可能である。

Description

静電容量検出装置及び光波長選択フィルタ装置
　本発明は、回路上の静電容量を検出する静電容量検出装置、及び該静電容量検出装置を利用した光波長選択フィルタ装置の技術分野に関する。
　この種の装置として、回路に配置された未知の静電容量を検出する装置が知られている。例えば特許文献１では、可変容量素子及び抵抗素子の直列回路と、基準値となる固定容量素子及び抵抗素子の直列回路とに、それぞれ同一周期で位相の異なる矩形波信号を印加し、それぞれの直列回路においてＣＲの時定数により得られる交流信号を比較し、その位相差を検出することで、可変容量素子の容量を検出する技術が開示されている。
特開２００５－０６６０４５号公報 特開２００９－１０６５７４号公報
　上述した特許文献１で開示されている回路は、１次ＲＣ型ＬＰＦであるため、その位相差は回路の遅延時定数τに略比例する。このような構成では、可変容量素子の容量及び固定容量素子の基準容量の差が少ない場合は、位相差が小さくなり過ぎてしまい十分な検出精度が得られないおそれがある。即ち、特許文献１に記載の技術は、静電容量の分解能が不足してしまうという技術的問題点を有している。
　本発明が解決しようとする課題には、上記のようなものが一例として挙げられる。本発明は、回路上の静電容量を高い精度で検出可能な静電容量検出装置及び光波長選択フィルタ装置を提供することを課題とする。
　上記課題を解決するための静電容量検出装置は、被検体と第１抵抗要素とが第１ノードで接続されてなる第１直列回路、及び基準静電容量要素と第２抵抗要素とが第２ノードで接続されてなる第２直列回路が並列接続された並列回路と、前記並列回路に特定周波数の交流電圧を印加する電源回路と、前記第１ノード及び前記第２ノード間に接続され、当該ノード間に生じる前記特定周波数の電圧の位相差を拡大するインダクタ要素と、前記位相差に基づいて前記被検体の静電容量に応じた電気信号を出力する出力部とを備える。
　上記課題を解決するための光波長選択フィルタ装置は、抽出波長が可変の光波長選択フィルタ装置であって、上述した静電容量検出装置（その各種態様を含む）を使用して、前記被験体である対向する反射膜が設けられた基板対のそれぞれに配置された静電容量検出電極間の静電容量に応じた電気信号を出力し、該電気信号に基づいて前記反射膜間のギャップを変更する。
本実施例に係る静電容量検出装置の構成を示す回路図である。 本実施例に係る静電容量検出装置の位相差検出部の構成を示す回路図である。 第１比較例に係る静電容量検出装置の構成を示す回路図である。 第２比較例に係る静電容量検出装置の構成を示す回路図である。 本実施例及び第１比較例に係る静電容量検出装置で検出される位相差角度と静電容量との関係を示すグラフである。 本実施例及び第１比較例で検出される周波数特性を比較するグラフ（その１）である。 本実施例及び第１比較例で検出される周波数特性を比較するグラフ（その２）である。 本実施例及び第１比較例で検出される周波数特性を比較するグラフ（その３）である。 本実施例及び第１比較例で検出される周波数特性を比較するグラフ（その４）である。 容量値変更回路の構成を示す回路図である。 変形例に係る静電容量検出装置の構成を示す回路図である。 本実施例に係る光波長選択フィルタの構成を示す概略構成図である。
　＜１＞
　本実施形態に係る静電容量検出装置は、被検体と第１抵抗要素とが第１ノードで接続されてなる第１直列回路、及び基準静電容量要素と第２抵抗要素とが第２ノードで接続されてなる第２直列回路が並列接続された並列回路と、前記並列回路に特定周波数の交流電圧を印加する電源回路と、前記第１ノード及び前記第２ノード間に接続され、当該ノード間に生じる前記特定周波数の電圧の位相差を拡大するインダクタ要素と、前記位相差に基づいて前記被検体の静電容量に応じた電気信号を出力する出力部とを備える。
　本実施形態に係る静電容量検出装置によれば、第１ノード及び第２ノード間に生じる特定周波数の電圧の位相差に基づいて、被検体の静電容量に応じた電気信号が出力される。これにより、出力される電気信号から被検体の静電容量を検出することができる。
　本実施形態では特に、第１ノード及び第２ノード間にインダクタ要素が接続されており、第１ノード及び第２ノード間に生じる特定周波数の位相差が拡大される。これにより、位相差の大小をより正確に検出することができるようになり、電気信号によって示される静電容量の検出精度を高めることができる。
　なお、上述した位相差を拡大させる効果は、第１ノード及び第２ノードの各々にインダクタ要素を接続することでも実現できる。しかしながら、この場合にはインダクタ要素のインダクタンスが互いに等しくなることが要求され、仮にインダクタンスの値に差異が生じると、検出結果に悪影響を与える。
　しかるに本実施形態では、第１ノード及び第２ノード間にインダクタ要素が接続されている。言い換えれば、第１ノード及び第２ノードの各々に単一のインダクタ要素が接続されている。従って、インダクタンスに差異が生じることはなく、検出精度が低下してしまうことを防止できる。
　＜２＞
　本実施形態に係る静電容量検出装置の他の態様では、前記出力部は、前記被検体の静電容量と前記基準静電容量要素の静電容量との大小関係を示す電気信号を出力する。
　この態様によれば、被検体の静電容量と基準静電容量要素の静電容量との大小関係に基づいて、正確な静電容量を検出することができる。
　＜３＞
　本実施形態に係る静電容量検出装置の他の態様では、前記第１抵抗要素及び前記第２抵抗要素は、抵抗値が同一の純抵抗器であり、前記インダクタ要素は、コイル素子であり、前記基準静電容量要素は、既知の静電容量のコンデンサである。
　この態様によれば、好適に被検体の静電容量に応じた電気信号を出力することが可能である。
　＜４＞
　本実施形態に係る静電容量検出装置の他の態様では、前記基準静電容量要素は、静電容量の値を可変する機能を有する。
　この態様によれば、被検体の静電容量が比較的広い範囲で変動する場合に、基準静電容量要素の静電容量を、被検体の静電容量に応じた適切な値に変更することができる。
　＜５＞
　本実施形態に係る静電容量検出装置の他の態様では、前記被検体と電気的に並列接続され、前記第１ノードに接続される前記被検体の静電容量を等価的に増減可能とする能動回路を更に備える。
　この態様によれば、被検体の静電容量を所望の値に変更することができる。
　＜６＞
　本実施形態に係る光波長選択フィルタ装置は、抽出波長が可変の光波長選択フィルタ装置であって、上述した静電容量検出装置（その各種態様を含む）を使用して、前記被験体である対向する反射膜が設けられた基板対のそれぞれに配置された静電容量検出電極間の静電容量に応じた電気信号を出力し、該電気信号に基づいて前記反射膜間のギャップを変更する。
　本実施形態に係る光波長選択フィルタ装置によれば、上述した静電容量検出装置を使用することで、被検体である静電容量検出電極間の静電容量に応じた電気信号が出力される。ここで特に、静電容量検出電極間の静電容量は、反射膜間のギャップに応じて変動する。言い換えれば、静電容量検出電極間の静電容量は、反射膜間のギャップの大きさを示す値である。
　よって、電気信号が示す静電容量に応じてギャップを変更すれば、所望のギャップを好適に実現することができる。この結果、抽出波長を適切な値に調整することが可能となる。
　本実施形態に係る静電容量検出装置及び光波長選択フィルタ装置の作用及び他の利得については、以下に示す実施例において、より詳細に説明する。
　以下では、静電容量検出装置及び光波長選択フィルタ装置の実施例について、図面を参照しながら詳細に説明する。
　＜静電容量検出装置＞
　まず、静電容量検出装置について説明する。本実施例に係る静電容量検出装置は、例えば光波長選択フィルタ装置における静電容量を検出可能な装置として構成される。光波長選択フィルタ装置は、例えば光の波長に対応するギャップを有する対向鏡面を有しており、そのギャップを変更することで透過波長を変更可能に構成される。ここで、対向鏡面の面積Ｓが一定ならば、対向鏡面を電極したキャパシタの静電容量Ｃとギャップｄとの間には、以下の数式（１）で示す関係が成立する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　このため、静電容量検出装置を利用して静電容量Ｃの値を検出することができれば、対向鏡面のギャップｄの値を知ることができる。従って、ギャップｄの調整等を好適に実行することが可能となる。
　なお、本実施例に係る静電容量検出装置は、光波長選択フィルタ装置とは異なる装置にも採用することが可能である。
　（装置構成）
　本実施例に係る静電容量検出装置の構成について、図１を参照して説明する。ここに図１は、本実施例に係る静電容量検出装置の構成を示す回路図である。
　図１に示すように、本実施例に係る静電容量検出装置は、抵抗Ｒ１及びキャパシタＣｘによって構成される１次ＬＰＦと、抵抗Ｒ２及びキャパシタＣｒｅｆによって構成される１次ＬＰＦとが並列に接続されている。
　抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は、それぞれ「抵抗要素」の一具体例であり、その抵抗値が互いに等しくなるように構成されている。キャパシタＣｘは、「被検体」の一具体例であり、静電容量の値が未知である。一方、キャパシタＣｒｅｆは、「基準静電容量」の一具体例であり、静電容量の値が既知である。
　抵抗Ｒ１及びキャパシタＣｘを接続するノードと、抵抗Ｒ２及びキャパシタＣｒｅｆを接続するノードとの間には、インダクタＬｂが配置されている。インダクタＬｂは、「インダクタ要素」の一具体例である。
　並列に接続された２つの１次ＬＰＦには、それぞれ検出用信号Ｖｉが印加可能に構成されている。なお、検出用信号Ｖｉはサイン波である。抵抗Ｒ１及びキャパシタＣｘを接続するノード上の位相検出点Ａ、及び抵抗Ｒ２及びキャパシタＣｒｅｆを接続するノード上の位相検出点Ｂには、位相差検出部１００が接続されており、検出用信号Ｖｉを印加した場合の位相検出点Ａ及び位相検出点Ｂでの位相差が検出される構成となっている。
　ここで位相差検出部１００の構成について、図２を参照して詳細に説明する。ここに図２は、本実施例に係る静電容量検出装置の位相差検出部の構成を示す回路図である。
　図２に示すように、位相差検出部１００は、２個のＤＢＭ（ダブルバランスドミキサー）１１０及び１２０と、差動アンプ１３０とを備えて構成されている。このように構成すれば、ＤＢＭ１１０からは、検出用信号Ｖｉ及び位相検出点Ａで検出される信号ＶＡの位相差が出力される。一方、ＤＢＭ１２０からは、検出用信号Ｖｉ及び位相検出点Ｂで検出される信号ＶＢの位相差が出力される。この結果、差動アンプ１３０からは、ＤＢＭ１１０及び１２０の出力差から算出された信号ＶＡ及び信号ＶＢ間の位相差が出力される。
　なお、上述した位相差検出部１００構成はあくまで一例であり、信号ＶＡ及び信号ＶＢの位相差を検出できるようなものであれば、その構成は限定されない。
　（本実施例の効果）
　次に、本実施例に係る静電容量検出装置の効果について、図３及び図４に示す比較例との違いを見ながら説明する。ここに図３は、第１比較例に係る静電容量検出装置の構成を示す回路図である。また図４は、第２比較例に係る静電容量検出装置の構成を示す回路図である。
　図３に示すように、第１比較例に係る静電容量検出装置は、本実施例に係る静電容量検出装置と比べて、インダクタＬｂが備えられていない。第１比較例に係る静電容量検出装置では、Ｃｘ及びＣｒｅｆの値が比較的小さい場合に、位相差が小さくなり過ぎてしまうことによって、静電容量を正確に検出できなくなってしまうおそれがある。即ち、第１比較例に係る静電容量検出装置は分解能が不足してしまう可能性がある。
　これに対し、本実施例に係る静電容量検出装置は、インダクタＬｂを備えることによって検出される位相差が拡大される。具体的には、インダクタＬｂと、キャパシタＣｘ及びＣｒｅｆとの間で反共振回路が形成されることにより、検出される位相差が拡大される。この結果、位相差検出感度が上がり、Ｃｘ及びＣｒｅｆの差が微小な場合であっても正確にＣｘの値を検出することが可能となる。
　図４に示すように、第２比較例に係る静電容量検出装置は、本実施例に係る静電容量装置のインダクタＬｂに代えて、インダクタＬ１及びＬ２が備えられている。即ち、２つの１次ＬＰＦにそれぞれインダクタが接続されている。
　第２比較例に係る静電容量検出装置によれば、インダクタＬ１及びＬ２によって検出される位相差を拡大することができる。即ち、本実施例に係る静電容量検出装置と同様に、反共振の作用による位相差拡大を図ることができる。
　しかしながら、第２比較例に係る静電容量検出装置のような構成では、Ｌ１及びＬ２の値が互いに等しくなることが求められる。インダクタはその構造上、数値精度を確保するのが難しく、±１０％程度のばらつきが発生し得る。そして、仮にＬ１とＬ２との間に差異が生じてしまうと、検出結果が正確なものでなくなってしまう。
　これに対し、本実施例に係る静電容量検出装置は、共通のインダクタＬｂが備えられている（即ち、インダクタが１つだけしか備えられていない）ため、第２比較例に係る静電容量検出装置のようにインダクタンスの差は発生し得ない。よって、極めて正確に静電容量を検出することが可能となる。
　（具体的な位相差の違い）
　次に、本実施例に係る静電容量検出装置及び第１比較例に係る静電容量検出装置で検出される位相差の違いについて、図５から図９を参照して具体的に説明する。ここに図５は本実施例及び第１比較例に係る静電容量検出装置で検出される位相差角度と静電容量との関係を示すグラフである。また図６から図９は、それぞれ本実施例及び第１比較例で検出される周波数特性を比較するグラフである。
　図３で示した第１比較例に係る静電容量検出装置の伝達関数は、以下の数式（２）及び（３）のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　なお、ωは検出用信号Ｖｉの角周波数であり、Ｖａ１及びＶｂ１は夫々位相差検出点Ａ及びＢで検出される信号である。また、数式（２）及び（３）におけるＺ表記（ＺＣｘ及びＺＣｒ）は、それぞれキャパシタＣｘ及びＣｒｅｆの複素インピーダンスであり、以下の数式（４）で示される値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　数式（２）及び（３）の伝達関数を、以下の数式（５）で示されるアドミタンスＹ表記に変更すると、数式（６）及び（７）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　この場合、位相差検出点Ａにおける位相角θａ１及び位相差検出点Ｂにおける位相角θｂ１は以下の数式（８）及び（９）によって示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　従って、第１比較例に係る静電容量検出装置で検出される位相差Δθ１は、以下の数式（１０）で示される値となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　一方、図１で示した本実施例に係る静電容量検出装置の位相差検出点Ａ及びＢでのキルヒホッフ式は、以下の数式（１１）及び（１２）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　なお、Ｖａ２及びＶｂ２は夫々位相差検出点Ａ及びＢで検出される信号である。また、数式（１１）及び（１２）におけるＺ表記（ＺＬｂ、ＺＣｘ及びＺＣｒ）は、以下の数式（１３）及び（１４）で示される値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　数式（１１）及び（１２）の連立方程式を解くと、以下の数式（１５）及び（１６）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　数式（１５）及び（１６）を、以下の数式（１７）及び図１８で示されるアドミタンスＹ表記に変更すると、数式（１９）及び（２０）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　数式（１９）及び（２０）の連立方程式を解くと、本実施例に係る静電容量検出装置の伝達関数である数式（２１）及び（２２）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 　この場合、位相差検出点Ａにおける位相角θａ２及び位相差検出点Ｂにおける位相角θｂ２は以下の数式（２３）及び（２４）によって示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 　従って、本実施例に係る静電容量検出装置で検出される位相差Δθ２は、以下の数式（２５）で示される値となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　図５において、上述したように求めた伝達関数（即ち、数式（６）及び（７）、並びに数式（２１）及び（２２）を利用して、検出用信号Ｖｉの周波数ｆｉを固定して、Ｃｘの変化に対する第１比較例及び本実施例の位相差カーブを計算すると、図のような違いが生じる。
　具体的には、図５の例では、Ｃｒｅｆ＝１００ｐＦ、Ｃｘ＝６０～１４０ｐＦ、Ｒ１＝Ｒ２＝５ｋΩ、Ｌｂ＝１．２ｍＨ、ｆｉ＝６５０ｋＨｚの条件下で測定を行っているが、本実施例では第１比較例の５倍近く位相差が拡大されている。ここでのｆｉ＝６５０ｋＨｚは、「特定周波数」の一具体例である。
　図６には、Ｃｘ＝８０ｐＦとした場合に、本実施例及び第１比較例で検出される信号の位相差が示されている。周波数ｆｉが６５０ｋＨｚとなる場合、第１比較例で検出される位相差は約５ｄｅｇであるのに対し、本実施例で検出される位相差は約２２ｄｅｇである。
　図７には、Ｃｘ＝９０ｐＦとした場合に、本実施例及び第１比較例で検出される信号の位相差が示されている。周波数ｆｉが６５０ｋＨｚとなる場合、第１比較例で検出される位相差は約２ｄｅｇであるのに対し、本実施例で検出される位相差は約１２ｄｅｇである。
　図８には、Ｃｘ＝１１０ｐＦとした場合に、本実施例及び第１比較例で検出される信号の位相差が示されている。周波数ｆｉが６５０ｋＨｚとなる場合、第１比較例で検出される位相差は約２ｄｅｇであるのに対し、本実施例で検出される位相差は約１２ｄｅｇである。
　図９には、Ｃｘ＝１２０ｐＦとした場合に、本実施例及び第１比較例で検出される信号の位相差が示されている。周波数ｆｉが６５０ｋＨｚとなる場合、第１比較例で検出される位相差は約４ｄｅｇであるのに対し、本実施例で検出される位相差は約２３ｄｅｇである。
　以上の結果からも分かるように、本実施例に係る静電容量検出装置では、検出される位相差が大きく拡大される。従って、仮にＣｘとＣｒｅｆとの差がわずかな場合であっても、正確に静電容量を検出することができる。
　（インダクタＬｂの設定値）
　次に、本実施例に係る静電容量検出装置に備えられるインダクタＬｂの適切な設定値について説明する。
　上述した効果を適切に得るためには、検出用信号Ｖｉの周波数ｆｉに対して、ＬｂとＣ（ＣｘとＣｒｅｆとの直列容量）との共振周波数が一致するのが理想的である。また、測定対象であるＣｘの想定される範囲の中心値にＣｒｅｆ（Ｃｒ）を定めるのが適切であるため、下記数式（２６）及び（２７）の条件を満たすことが好ましい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　ここで、Ｃｘの範囲の中心値をＣｒｅｆとするのだから、Ｃｘ＝Ｃｒであり、共振周波数を計算するためのＣは、下記数式（２８）のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 　そして、数式（２６）及び（２８）から適正なＬｂの値を求めると、下記数式（２９）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
 　ここで、Ｌｂの設定余裕範囲を１／２～２に設定すると、Ｌｂの適正範囲は、下記数式（３０）になることが分かる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
 　（変形例）
　次に、変形例に係る静電容量検出装置について、図１０及び図１１を参照して説明する。ここに図１０は、容量値変更回路の構成を示す回路図である。また図１１は、変形例に係る静電容量検出装置の構成を示す回路図である。
　図１０に示すように、キャパシタＣにゲインＫのアンプを接続すると、回路動作の上ではＣ’としてふるまうようになる。ここで、Ｃ’は下記数式（３１）で示される値となる。ただし、Ｋ＜１である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
 　よって、外部からのコントロール電圧によってゲインＫを制御可能なアンプを用いれば、Ｃ’の値を所望の値に変更できる。
　図１１で示される変形例に係る静電容量検出装置は、Ｃｒｅｆが上述した容量値変更回路を含んで構成されている。このように構成すれば、Ｃｘが比較的広い範囲で変動する場合に、Ｃｒｅｆを、Ｃｘに応じた適切な値に変更することができる。
　また、ＣｒｅｆではなくＣｘが容量値変更回路を含んで構成されてもよい。この場合、Ｃｘの静電容量を所望の値に変更することができる。
　＜光波長選択フィルタ＞
　次に、本実施例に係る光波長選択フィルタについて、図１２を参照して説明する。ここに図１２は、本実施例に係る光波長選択フィルタの構成を示す概略構成図である。
　（装置構成）
　図１２において、本実施例に係る光波長選択フィルタは、可変ファブリペローフィルターであり、反射膜を表面に備える一対の反射基板５１０及び５２０を透過する光の波長を、反射基板５１０及び５２０間のギャップｄを調整して変更可能に構成されている。反射基板５１０及び５２０の各々には、検出用電極６１０及び６２０が設けられており、検出用電極６１０及び６２０間の静電容量を検出するために、上述した本実施例に係る静電容量検出装置が備えられている。即ち、検出用電極６１０及び６２０が、静電容量検出装置のキャパシタＣｘとされている。
　キャパシタＣｒｅｆは、上述した容量値変更回路によって容量値が可変とされている。Ｃｒｅｆは、ギャップ設定制御部２００によって制御される。
　位相差検出部１００から出力された位相差は、アクチュエータ制御部３００に入力される。アクチュエータ制御部３００は、入力された位相差（言い換えれば、Ｃｘの値）に基づいて図示せぬアクチュエータを駆動する。これにより、反射基板５１０及び５２０間のギャップｄが調整可能とされている。
　（動作説明）
　図１２に示す光波長選択フィルタによれば、その動作時には、まずギャップ設定制御部２００によって、Ｃｒｅｆが所望のギャップｄ（即ち、投下させたい光の波長に対応する幅）に対応する値になるように制御される。
　次に、アクチュエータ制御部３００によって、位相差検出部１００の出力が、所定の範囲内に収まるように（即ち、位相差が極めてゼロに近い値となるように）ギャップｄが制御される。
　すると、Ｃｘの値がＣｒｅｆの値に近づくように制御されるため、ギャップｄはギャップ設定制御部２００で設定された値に近づいていく。この結果、ギャップｄを所望の値に制御することができる。
　以上説明したように、本実施例に係る光波長選択フィルタによれば、静電容量に基づいてギャップｄを高精度で調整することができる。従って、透過する光の波長を好適に変更することができる。
　本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う静電容量検出装置及び光波長選択フィルタ装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。
　１００　位相差検出部
　１１０，１２０　ＤＢＭ
　１３０　差動アンプ
　２００　ギャップ設定制御部
　３００　アクチュエータ制御部
　５１０，５２０　反射基板
　６１０，６２０　検出電極
　Ｃｘ，Ｃｒｅｆ　キャパシタ
　Ｒ１，Ｒ２　抵抗
　Ｌｂ　インダクタ
　Ｖｉ　検出用信号
　ｄ　ギャップ

Claims (6)

  1. 　被検体と第１抵抗要素とが第１ノードで接続されてなる第１直列回路、及び基準静電容量要素と第２抵抗要素とが第２ノードで接続されてなる第２直列回路が並列接続された並列回路と、
    　前記並列回路に特定周波数の交流電圧を印加する電源回路と、
    　前記第１ノード及び前記第２ノード間に接続され、当該ノード間に生じる前記特定周波数の電圧の位相差を拡大するインダクタ要素と、
    　前記位相差に基づいて前記被検体の静電容量に応じた電気信号を出力する出力部と
    　を備えることを特徴とする静電容量検出装置。
  2. 　前記出力部は、前記被検体の静電容量と前記基準静電容量要素の静電容量との大小関係を示す電気信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出装置
  3. 　前記第１抵抗要素及び前記第２抵抗要素は、抵抗値が同一の純抵抗器であり、
    　前記インダクタ要素は、コイル素子であり、
    　前記基準静電容量要素は、既知の静電容量のコンデンサである
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の静電容量検出装置。
  4. 　前記基準静電容量要素は、静電容量の値を可変する機能を有することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の静電容量検出装置。
  5. 　前記被検体と電気的に並列接続され、前記第１ノードに接続される前記被検体の静電容量を等価的に増減可能とする能動回路を更に備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の静電容量検出装置。
  6. 　抽出波長が可変の光波長選択フィルタ装置であって、
    　請求項１から５のいずれか一項に記載の静電容量検出装置を使用して、前記被験体である対向する反射膜が設けられた基板対のそれぞれに配置された静電容量検出電極間の静電容量に応じた電気信号を出力し、該電気信号に基づいて前記反射膜間のギャップを変更する
    　ことを特徴とする光波長選択フィルタ装置。
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