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WO2018029989A1 - 可変速電気機械 - Google Patents

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Publication number
WO2018029989A1
WO2018029989A1 PCT/JP2017/022502 JP2017022502W WO2018029989A1 WO 2018029989 A1 WO2018029989 A1 WO 2018029989A1 JP 2017022502 W JP2017022502 W JP 2017022502W WO 2018029989 A1 WO2018029989 A1 WO 2018029989A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
current
mode
frequency
variable speed
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2017/022502
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
田中　正一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Publication of WO2018029989A1 publication Critical patent/WO2018029989A1/ja
Priority to JP2019517604A priority Critical patent/JPWO2018207719A1/ja
Priority to PCT/JP2018/017591 priority patent/WO2018207719A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
    • H02P9/04—Control effected upon non-electric prime mover and dependent upon electric output value of the generator

Definitions

  • the present invention relates to a variable speed electric machine, and more particularly to a variable speed electric machine having excellent torque-speed characteristics.
  • the variable speed electric machine of the present invention includes a linear motor device and a generator device in addition to the motor device.
  • Variable speed motors such as traction motors, starter generators, washing machines, robot motors, and machine tool motors require a wide speed range and strong low speed torque.
  • the active power of the motor is equal to the product of the counter electromotive force (generated voltage) and current of the stator coil, and is further equal to the product of torque and angular velocity.
  • the counter electromotive force is proportional to the number of poles and the number of turns. Therefore, at a constant rotational speed and a constant current, the torque is proportional to the number of poles and the number of turns, respectively.
  • an increase in the counter electromotive force due to an increase in the number of poles and the number of turns reduces the maximum speed of the motor.
  • a winding number switching motor and a pole number switching motor have been proposed.
  • the conventional number-of-turns switching motor has the disadvantage that the circuit cost and the additional power loss increase due to the number of turns switching.
  • a winding number switching motor that uses only half the number of turns of the stator coil in the high speed region has a problem that the remaining half of the stator coil does not work effectively in the high speed region.
  • the conventional pole number switching motor has the disadvantage that the circuit cost and the additional power loss increase due to the pole number switching.
  • the pole number switching synchronous motor requires complicated rotor pole number switching.
  • the frequency of the stator current must be doubled.
  • the frequency of the stator current must be tripled.
  • the conventional pole number switching motor is essentially a two-frequency motor that selectively uses two frequencies.
  • a pole number switching motor having a pole number ratio of 2 is called a double pole motor.
  • a pole number switching motor having a pole ratio of 3 is called a triple pole motor.
  • a synchronous motor having a magnet pole excited by a permanent magnet and a core pole excited by a d-axis current component of the stator current is called a hybrid motor. According to the pole number switching type hybrid motor, the number of rotor poles is changed by reversing the polarity of the core pole.
  • Patent Document 1 proposes a triple pole hybrid motor.
  • One core pole is sandwiched between two magnet poles having the same polarity.
  • the number of core poles is half that of magnet poles.
  • the N pole magnet pole is adjacent to the S pole magnet pole.
  • the number of rotor poles is tripled.
  • the d-axis current magnetic flux formed by the d-axis current passes through the two core poles.
  • the d-axis current magnetic flux formed by the d-axis current having the triple frequency passes through one core pole and one magnet pole in order.
  • the known third harmonic current injection technique can be viewed as a two-frequency motor that uses two frequencies simultaneously to improve torque-speed characteristics.
  • each phase current approaches a trapezoidal waveform. As a result, the voltage utilization rate is improved.
  • Patent Document 2 proposes injecting a third harmonic current into a stator coil composed of two Wye coils driven by two three-phase inverters. The neutral points of the two Wye coils are connected.
  • Patent Document 3 proposes injecting a third harmonic current into a stator coil composed of a double-ended type three-phase coil driven by two three-phase inverters. This third harmonic current is stopped in the high speed region to reduce iron loss.
  • the conventional winding number switching technique has a problem that the circuit cost and power loss increase, and further, a mechanical shock at the time of switching the winding number has been a problem.
  • the rotor pole number switching technique disclosed in Patent Document 1 utilizes polarity reversal of the core pole.
  • the magnetic resistance of the magnet pole is high, the d-axis current for reversing the polarity of the core pole in the triple pole mode increases, and the d-axis current loss increases.
  • the frequency of the triple pole mode is three times that of the fundamental mode, the d-axis impedance (j ⁇ Ld) increases. This means that the voltage required to excite the core pole increases.
  • the q-axis voltage (V3q) for forming the torque current (i3q) decreases.
  • the wiring switching circuit that switches the connection between the inverter and the stator coil increases the manufacturing cost and power loss.
  • Patent Documents 2 and 3 the third harmonic current is injected to improve the voltage utilization factor. Therefore, the effect is limited compared to the added circuit cost and power loss. After all, it is understood that the technique of Patent Documents 1 to 3 using two frequencies needs to reduce power loss and circuit cost.
  • the conventional pole number switching motor has not yet reached the technical idea of using two frequencies simultaneously.
  • the conventional third harmonic current injection motor has not yet reached the technical idea of using two frequencies separately.
  • One object of the present invention is to provide variable speed motor technology with an excellent cost performance ratio. Another object of the present invention is to provide a dual frequency variable speed motor technology with an excellent cost performance ratio.
  • a dual frequency motor using a triple frequency at least one of a low frequency mode and a high frequency mode, and a frequency mixing mode are implemented.
  • the frequency mixing mode uses both the fundamental frequency and the triple frequency simultaneously.
  • the low frequency mode using the low frequency which is the fundamental frequency reduces iron loss.
  • a high frequency mode using a high frequency, which is a triple frequency increases the torque because of the triple pole number.
  • the frequency mixing mode has the advantages of both the low frequency mode and the high frequency mode.
  • a power converter with four or more legs allows the motor to use two frequencies simultaneously.
  • the triple frequency as the high frequency is the third harmonic of the fundamental frequency.
  • a voltage utilization factor is improved.
  • one of a low frequency mode, a high frequency mode, and a frequency mixing mode is selected as required.
  • One of these requirements is an improvement in efficiency, and the other is an increase in torque.
  • single phase torque or two phase torque is formed in the high frequency mode, and three phase torque or six phase torque is formed in the low frequency mode.
  • a switching circuit for switching the number of poles can be omitted.
  • the frequency mixing mode is employed when low speed and high torque are required.
  • the total torque is the sum of the three-phase torque and the single-phase torque, or the sum of the two-phase torque and the six-phase torque.
  • the frequency mixing mode is employed in the high speed region. Thereby, the voltage utilization factor can be improved in the high-speed region.
  • the frequency mixing mode is performed during a transition period between the low frequency mode and the high frequency mode. Thereby, this switching can be performed smoothly.
  • the power converter is a three-phase inverter connected to a Wye coil, which is a star-connected three-phase coil, and a neutral that is connected to the neutral point of the Wye coil and supplies a single-phase current at a triple frequency.
  • a single-phase current and a three-phase current can be generated with a simple circuit.
  • the power converter includes a four-leg inverter that supplies a three-phase current and a single-phase current to a series three-phase winding composed of three phase coils connected in series with each other.
  • a single-phase current having a triple frequency and a three-phase current having a fundamental frequency can be generated with a simple circuit.
  • the number of stator poles and the number of turns of the stator coil are each three times that of the low frequency mode.
  • the power converter is composed of two three-phase inverters connected to a double-ended three-phase coil.
  • a single-phase current having a triple frequency and a three-phase current having a fundamental frequency can be generated with a simple circuit.
  • one of the two three-phase inverters has a pseudo-Wye mode in which the three phase legs generate equal intermediate voltages.
  • This pseudo-Wye mode can be implemented with a low frequency mode or a high frequency mode or a frequency mixing mode.
  • the rotor facing the stator coil comprises a hybrid rotor having two core poles and four magnet poles within an electrical angle of 360 degrees.
  • the core pole is excited by the d-axis current (I1d) at the fundamental frequency in both the low frequency mode and the high frequency mode.
  • the d-axis current (I1d) flows in the opposite direction in the high frequency mode compared to the low frequency mode. Thereby, the power loss for exciting the core pole can be reduced.
  • the power converter comprises a first power converter connected to a first three-phase coil and a second end type second three.
  • a second power converter connected to the three terminals of the phase coil, and the remaining three terminals of the second three-phase coil are connected to the first power converter.
  • the first power converter connects two three-phase coils in parallel in the low frequency mode using the fundamental frequency.
  • the second power converter connects two three-phase coils in series in a high frequency mode using a double frequency. Therefore, the high frequency mode doubles the number of stator poles and the number of turns of the stator coil compared to the low frequency mode.
  • the three-phase inverter constituting the second power converter outputs a predetermined intermediate voltage.
  • the Landell rotor core is composed of a front core portion, a central core portion and a right core portion
  • the field coil is composed of a front core portion and a central core. It consists of a first field coil wound between the core parts and a second field coil wound between the center core part and the rear core part.
  • the central core has a claw portion disposed between the claw portion of the left core and the claw portion of the rear core.
  • the direction of the field current flowing through the other of the two field coils is always constant. Thereby, the number of rotor poles can be easily doubled.
  • a diode circuit is used to reverse only the direction of the field current flowing through one of the two field coils.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a variable speed electric machine according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing a three-phase current and a single-phase current. It is explanatory drawing which shows an example of a stator magnetic field of a low frequency and a stator frequency of a high frequency.
  • FIG. (A) shows an example of the polarity of teeth in the low frequency mode.
  • FIG. (B) shows the distribution of the stator magnetic field in the low frequency mode.
  • the figure (C) shows the distribution of the stator magnetic field in the high frequency mode.
  • the figure (D) shows an example of the polarity of the teeth in the high frequency mode.
  • FIG. 4 is a diagram showing another example in which twelve teeth are arranged at an electrical angle of 360 degrees in the low frequency mode.
  • FIG. (A) shows an example of the polarity of teeth in the low frequency mode.
  • FIG. (B) shows the distribution of the stator magnetic field in the low frequency mode.
  • the figure (C) shows the distribution of the stator magnetic field in the high frequency mode.
  • the figure (D) shows an example of the polarity of the teeth in the high frequency mode.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the saddle type induction motor in the frequency mixing mode.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing an example of torque speed characteristics in the frequency mixing mode.
  • FIG. 7 is a schematic diagram showing another example of torque speed characteristics in the frequency mixing mode.
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing another example of torque speed characteristics in the frequency mixing mode.
  • FIG. 9 is a timing chart showing waveforms of a three-phase current at a fundamental frequency and a single-phase current at a triple frequency.
  • FIG. 10 is a schematic circuit diagram showing a first example of a power converter.
  • FIG. 11 is a schematic circuit diagram showing a first example of a power converter.
  • FIG. 12 is a schematic circuit diagram showing a second example of the power converter.
  • FIG. 13 is a schematic circuit diagram showing a second example of the power converter.
  • FIG. 14 is a schematic circuit diagram showing a second example of the power converter.
  • FIG. 15 is a schematic circuit diagram showing a third example of the power converter.
  • FIG. 16 is a schematic development view showing one winding example of a three-phase coil.
  • FIG. 16 is a schematic development view showing one winding example of a three-phase coil.
  • FIG. 17 is a schematic development view showing another winding example of the three-phase coil.
  • FIG. 18 is a vector diagram showing a three-phase rotating magnetic field.
  • FIG. 19 is a vector diagram showing a single-phase rotating magnetic field.
  • FIG. 20 is a schematic circuit diagram showing a fourth example of the power converter.
  • FIG. 21 is a schematic development view showing one winding example of a six-phase coil.
  • FIG. 22 is a vector diagram showing the phase of each phase current in the low frequency mode.
  • FIG. 23 is a vector diagram showing the phase of each phase current in the high frequency mode.
  • FIG. 24 is a schematic cross-sectional view showing the first hybrid rotor.
  • FIG. 25 is a schematic cross-sectional view showing the first hybrid rotor.
  • FIG. 25 is a schematic cross-sectional view showing the first hybrid rotor.
  • FIG. 26 is a schematic cross-sectional view showing a second hybrid rotor.
  • FIG. 27 is a schematic cross-sectional view showing a second hybrid rotor.
  • FIG. 28 is a block circuit diagram showing the variable speed electric machine of the second embodiment.
  • FIG. 29 is a schematic development view showing one winding example of two three-phase coils.
  • FIG. 30 is a schematic development view showing one winding example of two three-phase coils.
  • FIG. 31 is a vector diagram showing the phase of each slot current in the low frequency mode.
  • FIG. 32 is a vector diagram showing the phase of each slot current in the high frequency mode.
  • FIG. 33 is a schematic development view showing another winding example of two three-phase coils.
  • FIG. 34 is a schematic development view showing another winding example of two three-phase coils.
  • FIG. 34 is a schematic development view showing another winding example of two three-phase coils.
  • FIG. 35 is a vector diagram showing the phase of each slot current in the low frequency mode.
  • FIG. 36 is a vector diagram showing the phase of each slot current in the high frequency mode.
  • FIG. 37 is a wiring diagram showing a starter generator.
  • FIG. 38 is a wiring diagram showing a starter generator.
  • FIG. 39 is a schematic cross-sectional view showing a double pole type Landel rotor.
  • FIG. 40 is an axial sectional view showing the central core.
  • FIG. 41 is an axial sectional view showing the rear core.
  • FIG. 42 is a development in the circumferential direction showing three types of claw portions.
  • FIG. 43 is a wiring diagram showing an example of a field current controller.
  • FIG. 44 is a side view showing a terminal ring incorporating a diode circuit.
  • Each power converter directly connected to the stator coil has four or more legs fed from a DC power source.
  • Legs commonly referred to as half bridges include switch legs and diode legs.
  • the switch leg includes an upper arm switch and a lower arm switch connected in series.
  • the diode leg is composed of an upper arm diode and a lower arm diode connected in series.
  • a star-connected three-phase coil can be referred to as a Wye coil.
  • a delta connected three-phase coil can be referred to as a delta coil.
  • a double-ended type three-phase coil can be called a double-ended coil.
  • a three-phase coil having three phase coils connected in series can be referred to as a series three-phase winding or an open delta coil.
  • a six-phase coil having six phase coils connected in series can be referred to as a series six-phase winding.
  • the phase difference between any two of the three phase electromotive forces induced in the phase coil of the three-phase coil employed in this embodiment is essentially an electrical angle of 120 degrees. In other words, a symmetrical three-phase coil is used.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an inverter drive motor device used as a traction motor.
  • the power converter 200 that drives the AC motor 300 is controlled by the controller 100 that receives predetermined motor information and a torque command value.
  • the power converter 200 functions as a three-phase inverter for supplying a three-phase current I1 having a fundamental frequency, and further functions as a single-phase inverter for supplying a single-phase current I3 having a triple frequency.
  • the single-phase current I3 has a frequency that is three times the fundamental frequency of the three-phase current I1.
  • the three-phase current I1 can be regarded as a vector sum of a d-axis current I1d and a q-axis current I1q that rotate at an angular velocity corresponding to the fundamental frequency.
  • the single-phase current I3 can be regarded as a vector sum of a d-axis current I3d and a q-axis current I3q that rotate at an angular velocity corresponding to a frequency that is three times the fundamental frequency.
  • the electric angle 360 degrees of the single-phase rotating magnetic field formed by the single-phase current I3 is equal to the electric angle 120 degrees of the three-phase rotating magnetic field formed by the three-phase current I1.
  • the single-phase rotating magnetic field and the three-phase rotating magnetic field have the same mechanical rotation angular velocity.
  • the 2-tooth pitch of the stator core corresponds to an electrical angle of a three-phase rotating magnetic field of 120 degrees and an electric angle of a single-phase rotating magnetic field of 360 degrees.
  • the single-phase rotating magnetic field has three times the number of stator poles as the three-phase rotating magnetic field.
  • the controller 100 has a low frequency mode for supplying only the three-phase current I1, a high frequency mode for supplying only the single-phase current I3, and a frequency mixing mode for supplying the three-phase current I1 and the single-phase current I3.
  • the controller 100 can also implement only two of a low frequency mode, a high frequency mode, and a frequency mixing mode.
  • the high frequency mode having three times the number of stator poles has a higher torque (or generated voltage) than the low frequency mode, and thus is suitable in the low speed and large torque region.
  • the single phase magnetic field formed by the single phase current I3 does not generate starting torque in the induction motor.
  • a single-phase synchronous motor has a torque dead point. Therefore, it is preferable to execute the low frequency mode or the frequency mixing mode in the initial stage of starting the motor.
  • two single-phase currents having different phases can be used in the high-frequency mode. In other words, the high frequency mode forms a two-phase rotating magnetic field. Therefore, the low frequency mode forms a six-phase rotating magnetic field.
  • the single phase current I3 comprises a third harmonic current of the three phase current I1.
  • the single-phase current I3 has an electrical angular velocity that is three times that of the three-phase current I1.
  • the three-phase current I1 and the single-phase current I3 have the same mechanical angular velocity (space angular velocity).
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing a three-phase current I1 and a single-phase current I3.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing an example of a stator magnetic field formed by the three-phase current I1 and the single-phase current I3.
  • Teeth 102 of stator core 101 can be called a stator pole.
  • One tooth pitch which is the distance between two adjacent teeth, corresponds to an electrical angle of 60 degrees in the low frequency mode and corresponds to an electrical angle of 180 degrees in the high frequency mode.
  • FIG. (A) shows an example of the polarity of the teeth 102 in the low frequency mode.
  • FIG. (B) shows the distribution of the stator magnetic field in the low frequency mode.
  • the figure (C) shows the distribution of the stator magnetic field in the high frequency mode.
  • FIG. 4D shows an example of the polarity of the teeth 102 in the high frequency mode.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing another example of the stator magnetic field formed by the three-phase current I1 and the single-phase current I3.
  • FIG. (A) shows an example of the polarity of the teeth 102 in the low frequency mode.
  • FIG. (B) shows the distribution of the stator magnetic field in the low frequency mode.
  • the figure (C) shows the distribution of the stator magnetic field in the high frequency mode.
  • FIG. 4D shows an example of the polarity of the teeth 102 in the high frequency mode.
  • One teeth pitch corresponds to an electrical angle of 30 degrees in the low frequency mode, and corresponds to an electrical angle of 90 degrees in the high frequency mode.
  • FIG. 5 shows an equivalent circuit of the saddle type induction motor in the frequency mixing mode.
  • the AC voltage V0 output from the inverter supplies a primary current (I1 + I3) to the equivalent transformer T through the primary impedance Z1 of the stator coil.
  • this primary current (I1 + I3) includes a fundamental frequency current I1 and a triple frequency current I3.
  • the equivalent transformer T passes the secondary current I21 having the fundamental frequency and the secondary current I23 having the triple frequency to the secondary resistor r2 through the secondary impedance Z2.
  • the secondary current I23 has an electrical angular velocity three times that of the secondary current I21, but the mechanical (space) angular velocity of both is equal. Therefore, both slip rates are equal.
  • FIG. 6 is a schematic diagram showing torque speed characteristics in the frequency mixing mode.
  • the three-phase current at the fundamental frequency generates the three-phase torque T1
  • the single-phase current I3 at the triple frequency generates the single-phase torque T1.
  • the frequency mixing mode improves the torque in the low speed and large torque region.
  • the frequency mixing mode using the third harmonic improves the voltage utilization in the high speed region.
  • FIG. 7 and 8 are schematic diagrams showing the frequency mixing mode executed in the transitional switching period Tt between the low frequency mode and the high frequency mode.
  • FIG. 7 shows the switching from the high frequency mode to the low frequency mode
  • FIG. 8 shows the switching from the low frequency mode to the high frequency mode.
  • the single-phase current I3 having the triple frequency gradually decreases, and the three-phase current I1 having the fundamental frequency gradually increases.
  • the triple frequency single-phase current I3 gradually increases, and the fundamental frequency three-phase current I1 gradually decreases. Thereby, smooth mode switching is realized.
  • FIG. 9 is a timing chart showing waveforms of a three-phase current at a fundamental frequency and a single-phase current at a triple frequency.
  • the three-phase current I1 includes a U-phase current I1U, a V-phase current I1V, and a W-phase current I1W.
  • Single-phase current I3 consists of the third harmonic of three-phase current I1. This frequency mixing mode corresponds to the conventional third harmonic current injection method. Since each phase current has a substantially trapezoidal waveform, the voltage utilization rate is improved.
  • FIGS. 10 and 11 are schematic circuit diagrams showing an example of a power converter capable of supplying a three-phase current and a single-phase current.
  • This power converter includes a three-phase inverter 3 and a neutral point leg 3N.
  • the inverter 3 includes a U-phase leg 3U, a V-phase leg 3V, and a W-phase leg 3W.
  • the Wye coil type three-phase three-phase coil 1 includes a U-phase coil 1U, a V-phase coil 1V, and a W-phase coil 1W.
  • the neutral point of the three-phase coil 1 is connected to the output terminal of the neutral point leg 3N.
  • FIG. 10 shows the three-phase current at the fundamental frequency in the low frequency mode.
  • U-phase leg 3U supplies U-phase current I1U to U-phase coil 1U
  • V-phase leg 3V supplies V-phase current I1V to V-phase coil 1V
  • W-phase leg 3W supplies W-phase current I1W to W-phase coil 1W. Supply.
  • the sum of the three phase currents I1U, I1V and I1W is zero.
  • This low frequency mode which is equivalent to the operation mode of the conventional three-phase inverter, generates a so-called three-phase torque.
  • FIG. 11 shows a triple phase single phase current in the high frequency mode.
  • the three legs 3U, 3V and 3W supply the single-phase current I3 separately to the three phase coils 1U, 1V and 1W, respectively.
  • the neutral point leg 3N absorbs three times the single-phase current I3 from the neutral point.
  • the neutral point leg 3N supplies three times the single-phase current I3 to the neutral point.
  • the three legs 3U, 3V and 3W absorb the single-phase current I3 separately from the three phase coils 1U, 1V and 1W, respectively.
  • the motor generates a so-called single phase torque in the high frequency mode.
  • the frequency mixing mode can be executed.
  • a mixed U-phase current I1U + I3 flows between the leg 3U and the phase coil 1U.
  • Mixed V-phase current I1V + I3 flows between leg 3V and phase coil 1V.
  • Mixed W-phase current I1W + I3 flows between leg 3W and phase coil 1U.
  • Three times the single-phase current I3 flows between the neutral point leg 3N and the neutral point.
  • the motor generates three-phase torque and single-phase torque in the frequency mixing mode. This power converter can improve torque and voltage utilization just by adding one leg.
  • FIG. 12 is a schematic circuit diagram showing another example of a power converter capable of supplying a three-phase current and a single-phase current.
  • This power converter includes two three-phase inverters 3 and 4 connected to a double-end type three-phase coil 1.
  • the three-phase coil 1 includes a U-phase coil 1U, a V-phase coil 1V, and a W-phase coil 1W.
  • the three-phase inverter 3 includes three legs 3U, 3V, and 3W.
  • the three-phase inverter 4 includes three legs 4U, 4V, and 4W.
  • the leg 3U is connected to the leg 4U through the U-phase coil 1U.
  • the leg 3V is connected to the leg 4V through the V-phase coil 1V.
  • the leg 3W is connected to the leg 4W through the W-phase coil 1W.
  • the U-phase current I1U having the fundamental frequency and the U-phase current I3 having the triple frequency are supplied to the U-phase coil 1U by PWM-switching one of the legs 3U and 4U.
  • the V-phase current I1V having the fundamental frequency and the V-phase current I3 having the triple frequency are supplied to the V-phase coil 1V by PWM-switching one of the legs 3V and 4V.
  • the fundamental frequency W-phase current I1W and the triple frequency W-phase current I3 are supplied to the W-phase coil 1W by PWM-switching one of the legs 3W and 4W.
  • only one of the three-phase inverters 3 and 4 is PWM switched to supply one or both of the three-phase current I1 and the single-phase current I3.
  • Legs that are PWM-switched are called switch legs, and legs that are not PWM-switched are called stop legs.
  • FIG. 13 is a schematic circuit diagram showing control for equalizing the temperature rises of the three-phase inverters 3 and 4. Although only the U phase is shown, the V and W phases are essentially the same.
  • FIGS. (A) and (B) show the switching legs in the positive half cycle period of the U-phase current.
  • leg 3U is a switching leg
  • leg 4U is a stop leg.
  • the transistor in the lower arm of the leg 4U is always turned on.
  • leg 4U is a switching leg
  • leg 3U is a stop leg.
  • the upper arm transistor of the leg 3U is always turned on.
  • FIG. 13 shows the switching legs in the negative half cycle period of the U-phase current.
  • leg 4U is a switching leg
  • leg 3U is a stop leg.
  • the transistor in the lower arm of the leg 3U is always turned on.
  • leg 3U is a switching leg
  • leg 4U is a stop leg.
  • the upper arm transistor of the leg 4U is always turned on.
  • the temperature rise of the legs 3U and 4U becomes substantially equal.
  • the four patterns shown in FIG. 13 are executed in order. For example, in the predetermined positive half cycle period, the pattern shown in FIG. In the next negative half cycle period, the pattern of FIG. In the next positive half cycle period, the pattern of FIG. In the next negative half cycle period, the pattern of FIG. This minimizes the temperature variation of each leg. However, when the amplitude of the phase current is small, the switching leg can be fixed.
  • FIG. 14 is a block circuit diagram for explaining a pseudo Wye mode using the double three-phase inverter shown in FIG.
  • the three legs 4U, 4V, and 4W of the three-phase inverter 4 are neutral point legs for outputting substantially the same intermediate voltage VN.
  • This is equivalent to the output terminals of the three legs 4U, 4V and 4W being equivalently connected.
  • the number of turns of the three-phase coil 1 is equivalent to 173%.
  • the duty ratios of legs 4U, 4V and 4W are each 50%.
  • the intermediate voltage VN becomes a voltage value (0.5 V) which is about half of the power supply voltage (+ V).
  • the intermediate voltage VN is approximately equal to the neutral point potential of a conventional star connected three-phase coil.
  • This pseudo-Wye mode capable of increasing the equivalent number of turns of the stator coil is preferably employed when a strong torque is required during a low speed period.
  • the three-phase inverter 3 is PWM-switched to form the three-phase current I1 and / or the single-phase current I3.
  • the three-phase inverter 3 is PWM controlled to supply a low-frequency three-phase current and / or a high-frequency single-phase current.
  • the pseudo-Wye mode can be performed with a high frequency mode or a frequency mixing mode.
  • the motor torque is greatly increased by both the increase in the number of poles in the high frequency mode and / or the frequency mixing mode and the increase in the number of turns in the pseudo Wye mode.
  • FIG. 15 is a schematic circuit diagram showing another example of a power converter capable of supplying a three-phase current and a single-phase current.
  • a three-phase coil 1 having a U-phase coil 1U, a V-phase coil 1V, and a W-phase coil 1W connected in series is called a series three-phase winding.
  • This series three-phase winding 1 is connected to a four-leg inverter 2 composed of four legs 2A, 2B, 2C, and 2D.
  • the two legs 2A and 2D separately connected to both ends of the series three-phase winding 1 are called end legs.
  • the two legs 2B and 2C separately connected to the two intermediate connection points of the series three-phase winding 1 are called intermediate legs.
  • the intermediate leg 2B is connected to a connection point between the U-phase coil 1U and the V-phase coil 1V, and the intermediate leg 2C is connected to a connection point between the V-phase coil 1V and the W-phase coil 1W.
  • the end leg 2A supplies a current IA
  • the intermediate leg 2B supplies a current IB
  • the intermediate leg 2C supplies a current IC
  • the end leg 2D supplies a current ID.
  • the 4-leg inverter 2 supplies the U-phase current I1U to the U-phase coil 1U, the V-phase current I1V to the V-phase coil 1V, and the W-phase current I1W to the W-phase coil 1W. Therefore, current IA is equal to phase current I1U, current IB is equal to current (I1V-I1U), current IC is equal to current (I1W-I1V), and current ID is equal to current-I1W.
  • the low-frequency three-phase current supplied to the three-phase coil 1 is equal to the three-phase current supplied to the conventional delta-connected three-phase coil by the conventional three-phase inverter.
  • the two end legs 2A and 2D correspond to one leg of a conventional three-phase inverter connected to a delta-connected three-phase coil.
  • the four-leg inverter 2 supplies a high-frequency single-phase current I 3 to the series three-phase winding 1.
  • This single-phase current I3 has a frequency three times that of the three-phase current I1.
  • the end leg 2A supplies the single-phase current I3 to the U-phase coil 1U, and the end leg 2D absorbs the single-phase current I3 from the W-phase coil 1W.
  • the single-phase current I3 flows through the U-phase coil 1U, the V-phase coil 1V, and the W-phase coil 1W in order.
  • the end leg 2D supplies the single-phase current I3 to the W-phase coil 1W, and the end leg 2A absorbs the single-phase current I3 from the U-phase coil 1U.
  • the single-phase current I3 sequentially flows through the W-phase coil 1W, the V-phase coil 1V, and the U-phase coil 1U.
  • the intermediate legs 2B and 2C do not need to supply a high-frequency single-phase current I3.
  • end leg 2A supplies current I1U + I3
  • end leg 2D supplies current -I1W-I3
  • intermediate leg 2B supplies current I1V-I1U
  • neutral leg 2C supplies current I1W-I1V.
  • the 4-leg inverter 2 supplies a three-phase current I1 having a fundamental frequency to the series three-phase winding 1 in the low frequency mode, and supplies a single-phase current I3 having a triple frequency to the series three-phase winding 1 in the high frequency mode. .
  • the three-phase rotating magnetic field generates a three-phase motor torque in the low-frequency mode
  • the single-phase rotating magnetic field generates a single-phase motor torque in the high-frequency mode.
  • both three-phase torque and single-phase torque are formed.
  • the sum of the low frequency counter electromotive forces of the three phase coils 1U, 1V, and 1W is zero. Therefore, the end legs 2A and 2D can ignore the low-frequency counter electromotive force of the three-phase coil 1 in the high-frequency mode.
  • FIG. 16 is a schematic development view showing one winding example of a three-phase coil capable of forming a three-phase rotating magnetic field and a single-phase rotating magnetic field.
  • the stator core 101 has six teeth 102 and six slots S1 to S6 within a range of an electrical angle of 360 degrees in the low frequency mode.
  • a three-phase coil 1 as a stator coil is accommodated in slots S1-S6.
  • U-phase coil 1U is accommodated in slots S1 and S4.
  • V-phase coil 1V is accommodated in slots S2 and S5.
  • W-phase coil 1W is accommodated in slots S3 and S6.
  • the three-phase coil 1 is wound around the stator core 101 with a full pitch two-layer distributed winding.
  • the two phase currents flowing through the slot S1 form a U-phase magnetic flux U.
  • the two phase currents flowing through the slot S2 form a -V phase magnetic flux -V.
  • the two phase currents flowing through the slot S3 form a W-phase magnetic flux W.
  • the two phase currents flowing through the slot S4 form a -U phase magnetic flux -U.
  • the two phase currents flowing through the slot S5 form a V-phase magnetic flux V.
  • the two phase currents flowing through the slot S6 form a -W phase magnetic flux -W. Therefore, the electrical angle 360 degrees of the three-phase rotating magnetic field corresponds to 6 teeth pitch, and the electrical angle 360 degrees of the single-phase rotating magnetic field corresponds to 2 teeth pitch.
  • FIG. 17 is a schematic development view showing another winding example of a three-phase coil capable of forming a three-phase rotating magnetic field and a single-phase rotating magnetic field.
  • a three-phase coil as a stator coil is concentratedly wound around the stator core.
  • the phase coils 1U, 1V, and 1W are wound around the six teeth 102 of the stator core 101 separately.
  • Six teeth 102 arranged in order are U phase magnetic flux U, -V phase magnetic flux -V, W phase magnetic flux W, -U phase magnetic flux -U, V phase magnetic flux V, and -W phase magnetic flux -W in order.
  • the electrical angle 360 degrees of the three-phase rotating magnetic field corresponds to 6 teeth pitch
  • the electrical angle 360 degrees of the single-phase rotating magnetic field corresponds to 2 teeth pitch.
  • FIG. 18 is a vector diagram showing a three-phase rotating magnetic field formed by the winding examples 1 and 2 in the low frequency mode.
  • FIG. 19 is a vector diagram showing a single-phase rotating magnetic field formed by the winding examples 1 and 2 in the high frequency mode.
  • one teeth pitch corresponds to an electrical angle of 60 degrees in the low frequency mode, and corresponds to an electrical angle of 180 degrees in the high frequency mode.
  • FIG. 20 is a schematic circuit diagram showing another example of a power converter that can supply a six-phase current and a two-phase current.
  • This power converter uses two 4-leg inverters that are essentially a third power converter. However, one end leg of each of the two four-leg inverters is common.
  • a stator coil 1 called a series 6-phase winding is composed of six phase coils 1V, 1U, 1W, 1Y, 1Z, and 1X connected in order.
  • the three phase coils 1V, 1U, and 1W essentially constitute the first series three-phase winding 1A.
  • the three phase coils 1Y, 1Z, and 1X essentially constitute the second series three-phase winding 1B. Two series three-phase windings are connected in series.
  • This series 6-phase winding 1 consisting of two series 3-phase windings 1A and 1B is connected to a 7-leg inverter 2X consisting of 7 legs 2A, 2B, 2C, 2D, 2E, 2F, and 2G.
  • the leg 2A is connected to one end of the series three-phase winding 1A
  • the leg 2G is connected to one end of the series three-phase winding 1B.
  • the leg 2D is connected to the other ends of the two series three-phase windings 1A and 1B.
  • the leg 2B is connected to the connection point of the phase coils 1V and 1U.
  • Leg 2C is connected to the connection point of phase coils 1U and 1W.
  • the leg 2E is connected to the connection point of the phase coils 1Y and 1Z.
  • the leg 2F is connected to the connection point of the phase coils 1X and 1Z.
  • the legs 2A-2D constitute a first four-leg inverter
  • the legs 2D-2G constitute a second four
  • the 7-leg inverter 2X supplies a low-frequency (basic frequency) 7-phase current to the series three-phase windings 1A and 1B.
  • This low-frequency seven-phase current consists of seven phase currents IA, IB, IC, ID, IE, IF and IG.
  • Leg 2A supplies phase current IA
  • Leg 2B supplies phase current IB
  • Leg 2C supplies phase current IC
  • Leg 2D supplies phase current ID
  • Leg 2E supplies phase current IE
  • Leg 2F supplies phase current IF
  • leg 2G supplies phase current IG.
  • V-phase current IV is supplied to phase coil 1V
  • U-phase current IU is supplied to phase coil 1U
  • W-phase current IW is supplied to phase coil 1W.
  • the Y-phase current IY is supplied to the phase coil 1Y
  • the Z-phase current IZ is supplied to the phase coil 1Z
  • the X-phase current IX is supplied to the phase coil 1X.
  • the 7-leg inverter 2X supplies the first three-phase current to the series three-phase winding 1A and the second three-phase current to the series three-phase winding 1B.
  • the first four-leg inverter composed of the legs 2A-2D supplies the first single-phase current I3a to the series three-phase winding 1A, and the first single-phase current I3a is the phase coil 1V, It flows through 1U and 1W in order.
  • the second four-leg inverter composed of the legs 2D-2G supplies the second single-phase current I3b to the series three-phase winding 1B, and the second single-phase current I3b is supplied to the phase coils 1Y, 1Z, And 1X in turn.
  • the first single-phase current I3a and the second single-phase current I3b have a frequency that is three times the fundamental frequency of the low-frequency mode.
  • the phase difference between the first single-phase current I3a and the second single-phase current I3b is an electrical angle of 90 degrees.
  • the 7-leg inverter 2X supplies the six-phase current of the fundamental frequency to the two series three-phase windings 1A and 1B in the low frequency mode, and triples the two series three-phase windings 1A and 1B in the high frequency mode. Supply a two-phase current of frequency.
  • the six-phase rotating magnetic field in the low frequency mode generates a six-phase motor torque
  • the two-phase rotating magnetic field in the high frequency mode generates a two-phase motor torque.
  • the first three-phase current and the first single-phase current I3a flow in the series three-phase winding 1A, and the second three-phase current and the second single-phase current I3b are in the series three-phase winding 1B. Flowing into. Therefore, in the frequency mixing mode, both 6-phase torque and 2-phase torque are formed.
  • FIG. 21 is a schematic development view showing one winding example of a six-phase coil capable of forming a six-phase rotating magnetic field and a two-phase rotating magnetic field.
  • Six phase coils 1U, 1V, 1W, 1X, 1Y, and 1Z forming a stator coil are concentrated and wound around the 12 teeth 102 of the stator core 101 in order.
  • the six phase coils 1U, 1Z, 1V, 1Y, 1W, and 1X of the first phase coil set are separately wound around the first group of six teeth 102 arranged in order.
  • the six phase coils 1U, 1Z, 1V, 1Y, 1W, and 1X of the second phase coil set are separately wound around the six teeth 102 of the second group arranged in order. Yes.
  • the first six-phase current flowing through the first phase coil set has the opposite direction to the second six-phase current flowing through the second phase coil set.
  • the first six-phase current flowing through the first phase coil set is composed of phase currents U, -Z, -V, Y, W, and -X.
  • the second six-phase current flowing through the second phase coil set is composed of phase currents -U, Z, V, -Y, -W, and X.
  • FIG. 22 is a vector diagram showing the phase of each phase current in the low frequency mode.
  • FIG. 23 is a vector diagram showing the phase of each phase current in the high frequency mode.
  • a six-phase rotating magnetic field is formed in the low frequency mode, and a two-phase rotating magnetic field is formed in the high frequency mode. Although illustration is omitted, the same 6-phase rotating magnetic field and 2-phase rotating magnetic field can be formed by a distributed winding type stator coil. The two-phase rotating magnetic field improves the starting characteristics of the motor in the high frequency mode.
  • FIGS. 24 and 25 are schematic sectional views showing a hybrid rotor 103 of a permanent magnet synchronous motor capable of increasing the number of poles by three times.
  • FIG. 24 shows the stator current in the low frequency mode
  • FIG. 25 shows the stator current in the high frequency mode.
  • the hybrid rotor 103 includes a rotor core 105 fixed to the rotating shaft 104 and four permanent magnets 106 to 109 embedded in the rotor core 105.
  • the outer peripheral surface of the laminated steel rotor core 105 is divided into six pole regions 111-116 each occupying an angle of 60 degrees.
  • the first and third pole regions 111 and 113 are separately magnetized to the N pole by the permanent magnets 106 and 107.
  • the fourth and sixth pole regions 114 and 116 are separately magnetized to the south pole by the permanent magnets 106 and 107.
  • These four pole regions 111, 113, 114, and 116 are called magnet poles.
  • the third and fourth magnet poles 113 and 114 are adjacent to each other, and the sixth and first magnet poles 116 and 111 are adjacent to each other.
  • the second pole region 112 sandwiched between the first and third pole regions 111 and 113 is composed of the rotor core 105 and is called a core pole.
  • the fifth pole region 115 sandwiched between the fourth and sixth pole regions 114 and 116 includes the rotor core 105 and is called a core pole. Therefore, the mechanical angle (space angle) between the two core poles 102 and 105 is 180 degrees.
  • FIG. 24 shows the low frequency mode.
  • the stator current I1 having the fundamental frequency is composed of a d-axis current I1d and a q-axis current I1q on a two-dimensional rotation plane having an angular velocity corresponding to the fundamental frequency.
  • the electrical angle between the d-axis current I1d and the q-axis current I1q is 90 degrees.
  • the d-axis current I1d magnetizes the core pole 112 to the N pole and magnetizes the core pole 115 to the S pole.
  • the magnet pole 111, the core pole 112, and the magnet pole 113 adjacent to each other are N poles
  • the magnet pole 114, the core pole 115, and the magnet pole 116 adjacent to each other are S poles.
  • the number of rotor poles of the hybrid rotor 103 is two.
  • the three-phase current I1 having a fundamental frequency flowing through the stator coil forms two stator poles in the stator core.
  • the q-axis current I1q of the three-phase current I1 forms a three-phase torque.
  • FIG. 25 shows the frequency mixing mode.
  • the stator current I3 having a triple frequency is composed of a d-axis current I3d and a q-axis current I3q on a two-dimensional rotation plane that rotates on a two-dimensional rotation plane having an angular velocity corresponding to the triple frequency of the fundamental frequency.
  • the d-axis current I3d is not used in this high frequency mode. Therefore, the d-axis current I3d is not shown in FIG.
  • the fundamental frequency d-axis current I1d is used instead of the triple frequency d-axis current I3d.
  • the d-axis current I1d flowing in the opposite direction compared to the low frequency mode magnetizes the core poles 112 and 115.
  • the electrical angle between the d-axis current I1d and two adjacent q-axis currents I3q is 90 degrees.
  • the d-axis current I1d magnetizes the core pole 112 to the S pole and magnetizes the core pole 115 to the N pole.
  • the number of poles of the hybrid rotor 103 is 6.
  • the q-axis current I3q of the triple-phase single-phase current I3 flowing through the stator coil forms a single-phase torque.
  • the motor torque is increased by increasing the number of poles.
  • the path of the d1-axis magnetic flux that sequentially passes through both the core poles 112 and 115 does not include a permanent magnet. Therefore, this path has a lower magnetoresistance than the path of the d3 axis magnetic flux formed by the d axis current I3d. As a result, the d-axis current I1d is greatly reduced. Furthermore, the fundamental frequency of the d-axis current I1d is 1/3 compared to the triple frequency of the d-axis current I3d. This means that the d-axis reactance (j ⁇ L) is greatly reduced.
  • the d-axis voltage (magnetization voltage) necessary for supplying the d-axis current I1d is greatly reduced.
  • the excitation power is greatly reduced.
  • the so-called power factor of the motor is improved and so-called iron loss is reduced.
  • the frequency mixing mode is adopted in the low speed and high torque region, and the low frequency mode is adopted in the high speed region.
  • the d1-axis current I1d shown in FIG. 25 is reduced.
  • the d1-axis current I1d is set to zero.
  • the core pole 112 becomes the S pole and the core pole 115 becomes the N pole. This is because the core pole 112 magnetized by the permanent magnets 106 and 107 on both sides of the core pole 112 becomes the S pole.
  • the core pole 115 magnetized by the permanent magnets 108 and 109 on both sides of the core pole 115 becomes an N pole.
  • the frequency mixing mode in which the d1-axis current I1d becomes zero is called a non-excitation type frequency mixing mode. It is possible to employ a three phase current instead of a single phase current or a two phase current in the high frequency mode. However, a nine-phase current needs to be employed in the low frequency mode.
  • FIGS. 26 and 27 are schematic sectional views showing the hybrid rotor 103 of a permanent magnet synchronous motor capable of increasing the number of poles by three times.
  • FIG. 26 shows the stator current in the low frequency mode
  • FIG. 27 shows the stator current in the high frequency mode.
  • the hybrid rotor 103 includes a rotor core 105 fixed to the rotating shaft 104 and two permanent magnets 106 and 107 embedded in the rotor core 105.
  • Six pole regions 121-126 each consisting of salient poles are formed on the outer peripheral surface of the laminated steel rotor core 105.
  • the six pole regions 121-126 are separated from each other by a groove 120 formed on the outer peripheral surface of the rotor core 105.
  • the groove 120 constitutes a so-called flux barrier.
  • the mechanical angle (space angle) between two pole regions adjacent to each other is 60 degrees.
  • the second pole region 122 is magnetized to the north pole by the permanent magnet 106.
  • the fifth pole region 125 is magnetized to the south pole by the permanent magnet 107.
  • These two pole regions 122 and 125 are called magnet poles.
  • the soft magnetic first, third, fourth, and sixth pole regions 121, 123, 124, and 126 are called core poles.
  • the magnet pole 122 is sandwiched between the first and third core poles 121 and 123.
  • the magnet pole 125 is sandwiched between the fourth and sixth core poles 124 and 126.
  • the mechanical angle (space angle) between the two magnet poles 122 and 125 is 180 degrees.
  • FIG. 26 shows the low frequency mode.
  • the stator current I1 having the fundamental frequency is composed of a d-axis current I1d and a q-axis current I1q on a two-dimensional rotation plane that rotates at an angular velocity corresponding to the fundamental frequency.
  • the d-axis current I1d magnetizes the core poles 121 and 123 to the N pole and magnetizes the core poles 124 and 126 to the S pole.
  • the rotor 103 has substantially two poles.
  • the d-axis current I1d can be omitted. However, when a predetermined d-axis current I1d is passed, the dipole rotating magnetic field can change smoothly. As a result, iron loss is reduced.
  • the q-axis current I1q of the three-phase current I1 forms a three-phase torque.
  • FIG. 27 shows the frequency mixing mode.
  • the stator current I3 having a triple frequency consists of a d-axis current I3d and a q-axis current I3q on a two-dimensional rotation plane that rotates on a two-dimensional rotation plane that rotates at an angular velocity corresponding to the triple frequency of the fundamental frequency.
  • the d-axis current I3d is not used in this frequency mixing mode. Therefore, the d-axis current I3d is not shown in FIG.
  • the fundamental frequency d-axis current I1d is used instead of the triple frequency d-axis current I3d.
  • the d-axis current I1d flowing in the opposite direction compared to the low frequency mode magnetizes the core poles 121, 123, 124, and 126.
  • the d-axis current I1d magnetizes the core poles 121 and 123 to the S pole and magnetizes the core poles 124 and 126 to the N pole.
  • the hybrid rotor 103 has substantially six poles.
  • the q-axis current I3q of the triple-phase single-phase current I3 flowing through the stator coil forms a single-phase torque.
  • the motor torque is increased by increasing the number of poles.
  • the second hybrid rotor shown in FIGS. 26 and 27 achieves the same effect as the first hybrid rotor shown in FIGS. 24 and 25.
  • FIG. 28 is a block circuit diagram of this double pole type motor.
  • a power converter that drives a stator coil composed of two three-phase coils 1 and 2 includes a first three-phase power converter 3 and a second power converter 4.
  • the power converters 3 and 4 are composed of a three-phase inverter or a three-phase diode rectifier.
  • the controller 100 has a low frequency mode using a fundamental frequency and a high frequency mode using a double frequency.
  • the star connection type three-phase coil 1 includes a U-phase coil 1U, a V-phase coil 1V, and a W-phase coil 1W.
  • the double-ended type three-phase coil 2 includes a U-phase coil 2U, a V-phase coil 2V, and a W-phase coil 2W.
  • a U-phase coil 1U and a U-phase coil 2U having the same number of turns are connected in series.
  • V-phase coil 1V and V-phase coil 2V having the same number of turns are connected in series.
  • W-phase coil 1W and W-phase coil 2W having the same number of turns are connected in series.
  • the power converter 3 for flowing the three-phase current I1 having the fundamental frequency includes a U-phase leg 3U, a V-phase leg 3V, and a W-phase leg 3W.
  • the three-phase current I1 includes a U-phase current I1U, a V-phase current I1V, and a W-phase current I1W.
  • the U-phase leg 3U causes a U-phase current I1U to flow in parallel to the U-phase coils 1U and 2U.
  • V-phase leg 3V allows V-phase current I1V to flow in parallel with V-phase coils 1V and 2V.
  • W-phase leg 3W allows W-phase current I1W to flow in parallel to W-phase coils 1W and 2W.
  • the power converter 4 for flowing a double-phase three-phase current I2 includes a U-phase leg 4U, a V-phase leg 4V, and a W-phase leg 4W.
  • the three-phase current I2 includes a U-phase current I2U, a V-phase current I2V, and a W-phase current I2W.
  • the U-phase leg 4U causes a U-phase current I2U to flow through the U-phase coils 1U and 2U in order.
  • the V-phase leg 4V supplies a V-phase current I2V to the V-phase coils 1V and 2V in order.
  • the W-phase leg 4W causes a W-phase current I2W to flow through the W-phase coils 1W and 2W in order.
  • the power converter 3 supplies the three-phase current I1 having the fundamental frequency in parallel through the three-phase coils 1 and 2.
  • the power converter 4 supplies a double-phase three-phase current I2 through the three-phase coils 1 and 2 in series.
  • the three-phase coils 1 and 2 are connected in parallel in the low frequency mode and connected in series in the high frequency mode.
  • the two three-phase currents I 1 and I 2 flow in the same direction through the three-phase coil 1 and flow in opposite directions through the three-phase coil 2.
  • the number of stator poles in the high frequency mode is twice that in the low frequency mode (standard mode) by switching the current direction of the three-phase coil 2.
  • the legs 2U, 2V, and 2W of the three-phase inverter 4 output the same intermediate potential to the phase coils 2U, 2V, and 2W of the three-phase coil 2 in the low frequency mode.
  • this intermediate potential is essentially equal to the neutral point potential VN of the three-phase coil 1.
  • the number of turns of the three-phase coils 1 and 2 is equal to each other. In other words, the three-phase coils 1 and 2 that are respectively Wye coils in the low frequency mode are connected in parallel.
  • FIGS. 29 and 30 are schematic development views showing one winding example of the three-phase coils 1 and 2.
  • Two-phase distributed winding type three-phase coils 1 and 2 are wound around a stator core 101.
  • Phase coils 1U-1W and 2U-2W are accommodated in six slots S1-S6 between teeth 102.
  • Phase coil 1U is accommodated in slot S6 and slot S2.
  • the phase coil 2V is accommodated in the slots S1 and S3.
  • Phase coil 1W is accommodated in slot S2 and slot S4.
  • Phase coil 2U is accommodated in slots S3 and S5.
  • Phase coil 1V is accommodated in slot S4 and slot S6.
  • Phase coil 2W is accommodated in slot S5 and slot S1.
  • the arrows shown in FIGS. 29 and 30 indicate the direction of the phase current in the positive half cycle period of each phase current.
  • FIG. 29 shows a phase current distribution in the low frequency mode (basic mode).
  • Six slots S1-S6 are arranged within an electrical angle of 360 degrees. Phase currents W and -V flow through slot S1. Phase currents W and -U flow through slot S2. Phase currents V and -U flow through slot S3. Phase currents V and -W flow through slot S4. Phase currents U and -W flow through slot S5. Phase currents U and -V flow through slot S6.
  • FIG. 30 shows the phase current distribution in the high frequency mode (double pole mode).
  • Six slots S1-S6 are arranged within an electrical angle range of 720 degrees. Phase currents V and -W flow through slot S1. Phase currents W and -U flow through slot S2. Phase currents U and -V flow through slot S3. Phase currents V and -W flow through slot S4. Phase currents W and -U flow through slot S5. Phase currents U and -V flow through slot S6.
  • FIG. 31 is a vector diagram showing the phase of each slot current in the low frequency mode shown in FIG. This slot current means a combined vector of all phase currents flowing in one slot.
  • FIG. 32 is a vector diagram showing the phase of each slot current in the high frequency mode shown in FIG.
  • the high frequency mode can have twice as many stator poles as the low frequency mode.
  • the rotating magnetic field formed by each slot current in the low frequency mode shown in FIG. 29 rotates in the opposite direction to the rotating magnetic field formed by each slot current in the high frequency mode shown in FIG. Therefore, the phase of each phase current is adjusted in order to match the rotational directions of the two.
  • FIGS. 33 and 34 are schematic development views showing another winding example of the three-phase coils 1 and 2.
  • the three phase coils 1U-1W and the three phase coils 2U-2W are accommodated in twelve slots S1-S12 between the teeth 102.
  • the phase coil 1U is accommodated in the slots S1 and S4, and further accommodated in the slots S2 and S5.
  • the phase coil 2V is accommodated in the slots S3 and S6, and further accommodated in the slots S4 and S7.
  • the phase coil 1W is accommodated in the slots S5 and S8, and further accommodated in the slots S6 and S9.
  • the phase coil 2U is accommodated in the slots S7 and S10, and further accommodated in the slots S8 and S11.
  • the phase coil 1V is accommodated in the slots S9 and S12, and further accommodated in the slots S10 and S1.
  • the phase coil 2W is accommodated in the slots S11 and S2, and further accommodated in the slots S12 and S3.
  • the arrows shown in FIGS. 31 and 32 indicate the direction of the phase current in the positive half cycle period of the phase current.
  • FIG. 33 shows a low-frequency mode having 12 slots S1-S12 within a range corresponding to an electrical angle of 360 degrees.
  • Phase currents U and -V flow through slot S1.
  • Phase currents U and W flow through slot S2.
  • Phase currents -V and W flow through slot S3.
  • Phase currents -V and -U flow through slot S4.
  • Phase currents W and -U flow through slot S5.
  • Phase currents W and V flow through slot S6.
  • Phase currents -U and V flow through slot S7.
  • Phase currents -U and -W flow through slot S8.
  • Phase currents V and -W flow through slot S9.
  • Phase currents V and U flow through slot S10.
  • Phase currents -W and U flow through slot S11.
  • FIG. 34 shows a high frequency mode having twelve slots S1-S12 within a range corresponding to an electrical angle of 720 degrees.
  • Phase currents U and -V flow through slots S1 and S7.
  • Phase currents U and -W flow through slots S2 and S8.
  • Phase currents V and -W flow through slots S3 and S9.
  • Phase currents V and -U flow through slots S4 and S10.
  • Phase currents W and -U flow through slots S5 and S10.
  • FIG. 35 is a vector diagram showing the phase of each slot current in the low frequency mode shown in FIG.
  • FIG. 36 is a vector diagram showing the phase of each slot current in the high frequency mode shown in FIG.
  • the high frequency mode has twice as many stator poles as the low frequency mode.
  • the rotating magnetic field formed by each slot current in the low frequency mode shown in FIG. 33 rotates in the opposite direction to the rotating magnetic field formed by each slot current in the high frequency mode shown in FIG.
  • the phase of each phase current is adjusted to match the rotational directions of the two.
  • FIG. 37 shows a wiring diagram of a starter generator that employs a diode three-phase rectifier as the power converter 3 and a three-phase inverter as the power converter 4.
  • the high frequency mode is used in engine starting operation.
  • the counter electromotive force VU1 of the U-phase coil 1U and the counter electromotive force VU2 of the U-phase coil 2U have the same direction.
  • the counter electromotive force VV1 of the V-phase coil 1V and the counter electromotive force VV2 of the V-phase coil 2V have the same direction.
  • the counter electromotive force VW1 of the W phase coil 1W and the counter electromotive force VW2 of the W phase coil 2W have the same direction. Therefore, in the high frequency mode, the number of turns of the stator coil is equivalently doubled. Furthermore, the number of stator poles is doubled. As a result, this starter generator can generate a high engine starting torque.
  • the low frequency mode is used in power generation operation.
  • the counter electromotive force VU2 of the U phase coil 2U has the opposite direction to the counter electromotive force VU1 of the U phase coil 1U.
  • the counter electromotive force VV2 of the V phase coil 2V has the opposite direction to the counter electromotive force VV1 of the V phase coil 1V.
  • the counter electromotive force VW2 of the W phase coil 2W has the opposite direction to the counter electromotive force VW1 of the W phase coil 1W.
  • the legs 4U, 4V, and 4W of the three-phase inverter 4 each output a neutral point N potential (referred to as a neutral point potential) VN of the three-phase coil 1.
  • U-phase coils 1U and 2U are connected in parallel.
  • V-phase coils 1V and 2V are connected in parallel.
  • W-phase coils 1W and 2W are connected in parallel. Therefore, according to this power generation operation, the copper loss of the stator coil is reduced.
  • FIG. 38 shows a wiring diagram of an alternator that employs a diode three-phase rectifier as the power converters 3 and 4.
  • FIG. 38 is the same as FIG. 45 except that the power converter 4 includes a diode three-phase rectifier.
  • the high frequency mode is used in the low speed region, and the low frequency mode is used in the high speed region.
  • the three-phase coil 2 has 150-200% turns compared to the three-phase coil 1. Thereby, the difference in the generated voltage between the three-phase coils 1 and 2 is reduced.
  • This alternator has high power generation performance in the low speed region and can have low copper loss and low iron loss in the high speed region.
  • the three-phase coil 1 can adopt a delta connection method.
  • FIG. 39 is a schematic cross-sectional view showing a double pole type Landel rotor 6 suitable for a double pole type starter generator.
  • the field coil of the Landel rotor 6 includes subcoils 61 and 62.
  • the rotor core 63 fixed to the rotor shaft 64 includes a front core 65, a center core 66, and a rear core 67 that are sequentially arranged in the axial direction.
  • FIG. 40 is an axial sectional view showing the central core 66.
  • FIG. 42 is an axial sectional view showing the rear core 67.
  • the front core 65 has a pole portion 65P protruding from the boss portion 65B and a claw portion 65N extending rearward from the tip of the pole portion 65P.
  • the rear core 67 has a pole portion 67P protruding from the boss portion 67B and a claw portion 67N extending forward from the hole portion 67P.
  • the central core 66 has a pole portion 66P protruding from the boss portion 66B, and a claw portion 66N extending rearward and forward from the pole portion 66P.
  • the pair of front core 65 and central core 66 is essentially equal to a conventional Landel rotor core.
  • the subcoil 61 is wound around the boss portion 65B of the front core 65 and the boss portion 66B of the central core 66.
  • the pair of central core 66 and rear core 67 is essentially equal to a conventional Landel rotor core.
  • the subcoil 62 is wound around the boss portion 66B of the central core 66 and the boss portion 67B of the rear core 67.
  • FIG. 42 is a development view showing the claw portions 65N, 66N, and 67N arranged in the circumferential direction 600.
  • the claw portion 66N is disposed between the claw portions 65N and 67N. Therefore, the number of the claw portions 66N is equal to the sum of the numbers of the claw portions 65N and 67N. Preferably, the number of the claw portions 66N is twelve.
  • the claw portions 65N and 67N have an essentially trapezoidal shape, and the claw portion 66N has an essentially parallelogram shape.
  • the rotor magnetic flux 501 in the high frequency mode and the rotor magnetic flux 502 in the low frequency mode each have a shape that approximates a sinusoidal waveform in the circumferential direction.
  • the claw portion 65N In the low frequency mode, the claw portion 65N has an N pole, and the claw portion 67N has an S pole. Therefore, the number of rotor poles is equal to the total number of claw portions 65N and 67N. For example, the number of rotor poles is 12. In the high frequency mode, the claw portion 65N holds the N pole, and the claw portion 67N becomes the N pole. Further, the claw portion 66N becomes the S pole. Therefore, the number of rotor poles is equal to the total number of claw portions 65N, 66N and 67N. For example, the number of rotor poles is 24.
  • FIG. 43 is a wiring diagram showing an example of a field current controller.
  • the field current controller for controlling the field current supplied to the subcoils 61 and 62 constituting the field coil includes an H bridge 7 and a diode circuit 8.
  • the H bridge 7 includes two switch legs 71 and 72, and each of the switch legs 71 and 72 includes two MOS transistors connected in series. Switch legs 71 and 72 are connected to the battery through a starter switch.
  • the diode circuit 8 includes a diode pair 80 for voltage drop, parallel diodes 81 and 82, and a series diode 83.
  • the diode pair 80 includes two diodes connected in antiparallel. The diode pair 80 can be omitted. This diode circuit 8 rotates with the rotor.
  • One end of the subcoil 62 is connected to the output terminal of the switch leg 71 through the diode pair 80 and the slip ring 93.
  • the slip ring 93 is connected to the anode electrode of the parallel diode 81.
  • the other end of the subcoil 62 is connected to the anode electrode of the parallel diode 82 and one end of the subcoil 61.
  • the other end of the subcoil 61 is connected to the cathode electrode of the parallel diode 81 and the cathode electrode of the series diode 83.
  • the anode electrode of the series diode 83 and the cathode electrode of the parallel diode 82 are connected to the output terminal of the switch leg 72 through the slip ring 94.
  • the field current flows from the switch leg 71 to the switch leg 72.
  • the subcoils 62 and 61 are connected in parallel.
  • the battery supplies field current to the subcoils 62 and 61 in parallel. This means that the rise time of the field current at the time of starting the engine can be shortened.
  • the upper arm transistor of the switch leg 71 is turned off and the lower arm transistor of the switch leg 71 is turned on, the residual magnetic energy of the sub-coils 61 and 62 connected in parallel causes a freewheeling current to flow.
  • the field current flows from the switch leg 72 to the switch leg 71.
  • the subcoils 62 and 61 are connected in series.
  • the battery supplies field current to the subcoils 62 and 61 in series. This means that the field 35 current can be reduced because the number of turns of the field coil increases.
  • the upper arm transistor of the switch leg 72 is turned off and the lower arm transistor of the switch leg 72 is turned on, the residual magnetic energy of the subcoils 61 and 62 connected in series causes a freewheeling current to flow.
  • FIG. 44 is a side view showing the terminal ring 11 incorporating the diode circuit 8.
  • the motor housing 12 supports the rotor shaft 64.
  • the terminal ring 11 fixed to the rotor shaft 64 is adjacent to the Landel type rotor core 63.
  • the terminal ring 11 has four terminals that connect the subcoils 61 and 62 to the slip rings 93 and 94.
  • FIG. 44 shows only the terminals 111, 112 and 113 of the terminal ring 11.
  • the pseudo-Wye mode described in the first embodiment is applicable to a variable speed electric machine that does not perform pole number switching.
  • This variable speed electric machine is organized as follows.
  • variable speed electric machine having a power converter composed of four or more legs connected to a stator coil composed of three or more phase coils, and a controller for controlling a current flowing in the stator coil
  • the power converter comprises two three-phase inverters connected to a double-ended type three-phase coil
  • the controller has a pseudo-Wye mode in which a predetermined intermediate voltage is applied from one of the two three-phase inverters to three phase coils of the double-ended three-phase coil.
  • a variable speed electric power having a power converter composed of four or more legs connected to a stator coil composed of three or more phase coils, and a controller for controlling a current at a fundamental frequency and a current at twice the fundamental frequency
  • the stator coil includes a first three-phase coil of Wye type or delta type and a second three-phase coil of double end type
  • the power converter has a first three-phase power converter connected to the first three-phase coil and a second three-phase power converter connected to three terminals of the second three-phase coil.
  • the controller has a low frequency mode that flows in the two three-phase coils connected in parallel with a three-phase current having a fundamental frequency, and the two three-phases that are connected in series with another three-phase current having a double frequency.
  • a variable speed electric machine characterized by having a high frequency mode flowing in a coil.
  • the first aspect of the first double pole variable speed electric machine is summarized below.
  • the first power converter is composed of a three-phase diode rectifier
  • the second power converter is composed of a three-phase inverter.
  • the second power converter includes a three-phase inverter that executes a pseudo-Wye mode that generates an intermediate voltage that is essentially equal to the neutral point potential of the first three-phase coil of the Wye type in the low frequency mode.
  • the two power converters are each composed of a three-phase diode rectifier.
  • a two-frequency type having a power converter composed of four or more legs connected to a stator coil composed of three or more phase coils, and a controller that controls a current at a fundamental frequency and a current at twice the fundamental frequency.
  • the stator coil faces a Landel type rotor core consisting of a front core portion, a central core portion and a rear core portion, The rotor core holds a first field coil wound between the front core portion and the central core portion, and a second field coil wound between the central core portion and the rear core portion.
  • the central core has a claw portion disposed between the claw portion of the front core and the claw portion of the rear core,
  • the variable speed electric machine wherein the controller reverses a direction of a field current supplied to one of the two field coils in a high frequency mode using the double frequency.
  • the first aspect of the second double pole variable speed electric machine is summarized below.
  • the controller includes an H bridge that reverses the direction of the field current, and a diode circuit that makes the other current direction of the two field coils constant regardless of the direction of the field current reversed by the H bridge. .
  • the first aspect of the second double pole variable speed electric machine is summarized below.
  • the diode circuit is accommodated in a terminal ring fixed to a rotating shaft to which the rotor core is fixed.

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Abstract

優れたトルク-速度特性をもつ可変速電気機械が提供される。この電気機械は低周波数モード及び高周波数モードの少なくとも一つをもつ。さらに、この電気機械は、低周波数モード及び高周波数モードの両方を実行する周波数混合モードをもつ。ステータ極数は高周波数モードにおいて低周波数モードの倍増又は３倍増される。周波数混合モードは、極数の増加によりモータトルク又は発電電圧を改善する。高周波数モードにおいて、相数は低減される。好適には、高周波数モードは単相トルク又は２相トルクを発生し、低周波数モードは３相トルク又は６相トルクを発生する。

Description

[規則26に基づく補充 07.07.2017]　可変速電気機械
本発明は可変速電気機械に関し、特に、優れたトルク-速度特性をもつ可変速電気機械に関する。本発明の可変速電気機械はモータ装置の他に、リニアモータ装置及び発電機装置を含む。
トラクションモータ、スタータジエネレータ、洗濯機、ロボットモータ、及び工作機械モータなどの可変速モータは、広い速度範囲と強力な低速トルクを必要とする。モータの有効電力は、ステータコイルの逆起電力（発電電圧）と電流との積に等しく、さらにトルクと角速度との積に等しい。逆起電力は極数及び巻数にそれぞれ比例する。したがって、一定の回転速度及び一定の電流下において、トルクは極数及び巻数にそれぞれ比例する。しかし、極数及び巻数の増加による逆起電力の上昇は、モータの最高速度を低下させる。この問題を解決するために、巻数切替モータ及び極数切替モータが提案されている。
しかし、従来の巻数切替モータは、巻数切替のために回路コスト及び追加電力損失が増加するという欠点をもつ。たとえば、高速領域においてステータコイルの半分の巻数だけを使用する巻数切替モータは、高速領域において、残りの半分のステータコイルが有効に働かないという問題をもつ。
同様に、従来の極数切替モータも極数切替のために回路コスト及び追加電力損失が増加するという欠点をもつ。たとえば、極数切替同期モータは、複雑なロータ極数切替を必要とする。ステータ極数が倍増される時、ステータ電流の周波数は倍増されねばならない。同様に、ステータ極数が３倍増される時、ステータ電流の周波数は３倍増されるねばならない。言い換えれば、従来の極数切替モータは、本質的に２つの周波数を選択的に用いる２周波数モータであることが理解される。
極数比が２である極数切替モータは倍極モータと呼ばれる。極数比が３である極数切替モータは３倍極モータと呼ばれる。永久磁石により励磁されるマグネット極と、ステータ電流のd軸電流成分により励磁されるコア極とをもつ同期モータはハイブリッドモータと呼ばれる。極数切替型のハイブリッドモータによれば、ロータ極数はコア極の極性を逆転することにより変更される。
特許文献１は、３倍極ハイブリッドモータを提案している。一つのコア極が、互いに同一極性をもつ２つのマグネット極に挟まれている。コア極の数はマグネット極の半分である。N極のマグネット極はS極のマグネット極と隣接している。コア極の極性を逆転することにより、ロータ極数は３倍となる。ロータが基本極数をもつ基本極モードにおいて、d軸電流により形成されるd軸電流磁束は２つのコア極を通過する。ロータが３倍の極数をもつ３倍極モードにおいて、３倍周波数のd軸電流により形成されるd軸電流磁束は一つのコア極と一つのマグネット極とを順番に通過する。
公知の第３高調波電流注入技術は、トルク-速度特性を改善するために２つの周波数を同時に用いる２周波数モータと見なすことができる。第３高調波電流の注入により、各相電流は台形波形に接近する。その結果、電圧利用率が改善される。
特許文献２は、２つの３相インバータで駆動される２つのWyeコイルからなるステータコイルに第３高調波電流を注入することを提案している。２つのWyeコイルの中性点は接続されている。
特許文献３は、２つの３相インバータで駆動されるダブルエンドタイプの３相コイルからなるステータコイルに第３高調波電流を注入することを提案している。この第３高調波電流は鉄損低減のために高速領域で停止される。
特許５６０５１６４号公報 US６,７１０,４９５B２(Mar.２３.２００４) 特開２０１５-１２２９５０号公報
従来の巻数切替技術は、回路コスト及び電力損失が増加するという問題をもち、さらに、巻数切替時の機械ショックが問題となっていた。
特許文献１に開示されるロータ極数切替技術は、コア極の極性反転を利用する。しかし、マグネット極の磁気抵抗が高いので、３倍極モードにおいてコア極の極性を反転するためのd軸電流が増加し、d軸電流損失が増加する。さらに、３倍極モードの周波数は基本モードの３倍となるため、d軸インピーダンス（jωLd）が増加する。これは、コア極を励磁するために必要な電圧が上昇することを意味する。その結果、トルク電流（i3q)を形成するためのq軸電圧（V3q)が減少する。さらに、インバータとステータコイルとの間の接続を切り替える配線切替回路は製造コスト及び電力損失を増加させる。
特許文献２及び３は、電圧利用率の改善のために第３高調波電流の注入を実行する。したがって、追加される回路コスト及び電力損失と比べて効果が限定される。結局、２つの周波数を用いる特許文献１-３の技術は電力損失及び回路コストの低減が必要であることが理解される。
言い換えれば、従来の極数切替モータは２つの周波数を同時に使用するという技術思想にまだ到達していない。逆に、従来の第３高調波電流注入モータは、２つの周波数を別々に使用するという技術思想にまだ到達していない。
本発明の一つの目的は、優れたコスト性能比をもつ可変速モータ技術を提供することである。本発明のもう一つの目的は、優れたコスト性能比をもつ２周波数型の可変速モータ技術を提供することである。
３倍周波数を使用する２周波数モータに関する本発明の一つの様相によれば、低周波数モード及び高周波数モードのうちの少なくとも一つ、並びに、周波数混合モードが実行される。周波数混合モードは基本周波数及び３倍周波数の両方を同時に用いる。基本周波数である低周波数を用いる低周波数モードは鉄損を低減する。３倍周波数である高周波数を用いる高周波数モードは３倍の極数故にトルクを増加する。周波数混合モードは、低周波数モード及び高周波数モードの両方の利点をもつ。４個以上のレグをもつパワーコンバータは、モータが２つの周波数を同時に使用することを実現する。 
好適には、高周波数としての３倍周波数は基本周波数の第３高調波である。これにより、電圧利用率が改善される。好適には、低周波数モード、高周波数モード、及び周波数混合モードの一つが要求に応じて選択される。この要求の一つは効率の改善であり、この要求のもう一つはトルクの増加である。
好適には、高周波数モードにおいて単相トルク又は２相トルクが形成され、低周波数モードにおいて３相トルク又は６相トルクが形成される。これにより、極数切替のための切替回路が省略できる。
好適には、周波数混合モードは低速及び高トルクが要求される時に採用される。これにより、トータルトルクは、３相トルク及び単相トルクの和、又は、２相トルクと６相トルクの和となる。好適には、周波数混合モードは高速領域にて採用される。これにより、高速領域において電圧利用率を改善することができる。好適には、周波数混合モードは、低周波数モードと前記高周波数モードとの間の過渡期間に実行される。これにより、この切り替えを円滑に実行することができる。
好適には、パワーコンバータは、星形接続３相コイルであるWyeコイルに接続される３相インバータと、このWyeコイルの中性点に接続されて３倍周波数の単相電流を供給する中性点レグとをもつ。これにより、簡素な回路により単相電流及び３相電流を発生することができる。
好適には、パワーコンバータは、互いに直列接続された３つの相コイルからなる直列３相巻線に３相電流及び単相電流を供給する４レグインバータを有する。これにより、簡素な回路により３倍周波数の単相電流及び基本周波数の３相電流を発生することができる。高周波数モードによれば、ステータ極数及びステータコイルの巻数はそれぞれ、低周波数モードの３倍となる。
好適には、パワーコンバータは、ダブルエンド型３相コイルに接続される２つの３相インバータからなる。これにより、簡素な回路により３倍周波数の単相電流及び基本周波数の３相電流を発生することができる。好適には、２つの３相インバータの一つは、３つの相レグが等しい中間電圧を発生する疑似Wyeモードを有する。これにより、ステータコイルの巻数を簡単に切り替えることができる。この疑似Wyeモードは、低周波数モード又は高周波数モード又は周波数混合モードとともに実行されることができる。
好適には、ステータコイルに対面するロータは、電気角３６０度内に２つのコア極及び４つのマグネット極を有するハイブリッドロータからなる。コア極は、低周波数モード及び高周波数モードの両方において基本周波数のd軸電流（I１d）により励磁される。ただし、このd軸電流（I１d）は、高周波数モードにおいて低周波数モードと比べて反対方向へ流れる。これにより、コア極を励磁するための電力損失を低減することができる。
２倍周波数を使用する２周波数モータに関する本発明のもう一つの様相によれば、パワーコンバータは、第１の３相コイルに接続される第１のパワーコンバータと、ダブルエンド型の第２の３相コイルの３つの端子に接続される第２のパワーコンバータとを有し、第２の３相コイルの残りの３つの端子は第１のパワーコンバータに接続される。ダブルエンド型の第２の３相コイルを流れる３相電流の方向が反転される時、ステータ極数が倍増される。
好適には、第１のパワーコンバータは基本周波数を用いる低周波数モードにおいて２つの３相コイルを並列に接続する。第２のパワーコンバータは２倍周波数を用いる高周波数モードにおいて２つの３相コイルを直列に接続する。したがって、高周波数モードは、ステータ極数及びステータコイルの巻数を低周波数モードと比べて倍増する。好適には、低周波数モードにおいて、第２のパワーコンバータを構成する３相インバータは所定の中間電圧を出力する。
３倍周波数を使用する２周波数モータに関する本発明のもう一つの様相によれば、ランデル型ロータコアは、前コア部、中央コア部および右コア部からなり、界磁コイルは、前コア部および中央コア部の間に巻かれた第１界磁コイルと、中央コア部および後コア部の間に巻かれた第２界磁コイルとからなる。さらに、中央コアは、左コアの爪部と後コアの爪部との間に配置される爪部を有する。一方の界磁コイルに供給する界磁電流の方向が逆転される時、ロータ極数は倍増される。
２つの界磁コイルの他方を流れる界磁電流の方向は常に一定である。これにより、ロータ極数を簡単に倍増することができる。好適には、２つの界磁コイルの一方を流れる界磁電流の方向だけを反転するために、ダイオード回路が用いられる。
図１は第１実施例の可変速電気機械を示すブロック図である。 図２は３相電流及び単相電流を示す模式図である。 低周波数のステータ磁界、及び、高周波数のステータ磁界の一例を示す説明図である。図（A)は低周波数モードにおけるティースの極性の一例を示す。図（B)は低周波数モードにおけるステータ磁界の分布を示す。図（C)は高周波数モードにおけるステータ磁界の分布を示す。図（D)は高周波数モードにおけるティースの極性を一例を示す。 図４は、低周波数モードの電気角３６０度に１２個のティースが配置されるもう一つの例を示す図である。図（A)は低周波数モードにおけるティースの極性の一例を示す。図（B)は低周波数モードにおけるステータ磁界の分布を示す。図（C)は高周波数モードにおけるステータ磁界の分布を示す。図（D)は高周波数モードにおけるティースの極性を一例を示す。 図５は周波数混合モードにおける籠形誘導モータの等価回路を示す回路図である。 図６は周波数混合モードにおけるトルク速度特性の一例を示す模式図である。 図７は周波数混合モードにおけるトルク速度特性のもう一つの例を示す模式図である。 図８は周波数混合モードにおけるトルク速度特性のもう一つの例を示す模式図である。 図９は基本周波数の３相電流及び３倍周波数の単相電流の波形を示すタイミングチャートである。 図１０はパワーコンバータの第１例を示す模式回路図である。 図１１はパワーコンバータの第１例を示す模式回路図である。 図１２はパワーコンバータの第２例を示す模式回路図である。 図１３はパワーコンバータの第２例を示す模式回路図である。 図１４はパワーコンバータの第２例を示す模式回路図である。 図１５はパワーコンバータの第３例を示す模式回路図である。 図１６は３相コイルの一つの巻線例を示す模式展開図である。 図１７は３相コイルのもう一つの巻線例を示す模式展開図である。 図１８は３相回転磁界を示すベクトル図である。 図１９は単相回転磁界を示すベクトル図である。 図２０はパワーコンバータの第４例を示す模式回路図である。 図２１は６相コイルの一つの巻線例を示す模式展開図である。 図２２は低周波数モードの各相電流の位相を示すベクトル図である。 図２３は高周波数モードの各相電流の位相を示すベクトル図である。 図２４は第１のハイブリッドロータを示す模式断面図である。 図２５は第１のハイブリッドロータを示す模式断面図である。 図２６は第２のハイブリッドロータを示す模式断面図である。 図２７は第２のハイブリッドロータを示す模式断面図である。 図２８は第２実施例の可変速電気機械を示すブロック回路図である。 図２９は２つの３相コイルの一つの巻線例を示す模式展開図である。 図３０は２つの３相コイルの一つの巻線例を示す模式展開図である。 図３１は低周波数モードにおける各スロット電流の位相を示すベクトル図である。 図３２は高周波数モードにおける各スロット電流の位相を示すベクトル図である。 図３３は２つの３相コイルのもう一つの巻線例を示す模式展開図である。 図３４は２つの３相コイルのもう一つの巻線例を示す模式展開図である。 図３５は低周波数モードにおける各スロット電流の位相を示すベクトル図である。 図３６は高周波数モードにおける各スロット電流の位相を示すベクトル図である。 図３７はスタータジエネレータを示す配線図である。 図３８はスタータジエネレータを示す配線図である。 図３９は倍極型ランデルロータを示す模式断面図である。 図４０は中央コアを示す軸方向断面図である。 図４１は後コアを示す軸方向断面図である。 図４２は３種類の爪部を示す周方向展開図である。 図４３は界磁電流コントローラの一例を示す配線図である。 図４４はダイオード回路を内蔵する端子リングを示す側面図である。
本発明の可変速電気機械の好適な実施態様が図面ほ参照して説明される。しかし、本発明はこれらの実施態様に限定されるものではない。まず、以下の実施例で用いられる技術用語が定義される。ステータコイルに直接に接続されるパワーコンバータはそれぞれ直流電源から給電される４個以上のレグをもつ。一般にハーフブリッジと呼ばれるレグはスイッチレグ及びダイオードレグを含む。スイッチレグは直列接続された上アームスイッチおよび下アームスイッチからなる。ダイオードレグは直列接続された上アームダイオードおよび下アームダイオードからなる。星形接続型３相コイルはWｙｅコイルと呼ばれることができる。デルタ接続型３相コイルはデルタコイルと呼ばれることができる。ダブルエンド型の３相コイルはダブルエンドコイルと呼ばれることができる。直列に接続された３個の相コイルをもつ３相こいるは直列３相巻線又は開放デルタコイルと呼ばれることができる。直列に接続された６個の相コイルをもつ６相コイルは直列６相巻線と呼ばれることができる。この実施例に採用される３相コイルの相コイルに誘起される３つの相起電力のうちの任意の２つの間の位相差は本質的に電気角１２０度である。言い換えれば、対称３相コイルが使用される。
　　　　　　　　　　第１実施例
図１は、トラクションモータとして用いられるインバータ駆動モータ装置を示すブロック図である。交流モータ３００を駆動するパワーコンバータ２００は、所定のモータ情報及びトルク指令値を受け取るコントローラ１００により制御される。パワーコンバータ２００は、パワーコンバータ２００は、基本周波数の３相電流I１を供給するための３相インバータとして働き、さらに３倍周波数の単相電流I３を供給するための単相インバータとして働く。
単相電流I３は３相電流I１の基本周波数の３倍の周波数をもつ。３相電流I１は、基本周波数に相当する角速度で回転するd軸電流I１d及びq軸電流I１qのベクトル和と見なすことができる。単相電流I３は、基本周波数の３倍の周波数に相当する角速度で回転するd軸電流I３d及びq軸電流I３qのベクトル和と見なすことができる。
単相電流I３が形成する単相回転磁界の電気角３６０度は、３相電流I１が形成する３相回転磁界の電気角１２０度に等しい。このため、単相回転磁界及び３相回転磁界は等しい機械的回転角速度をもつ。たとえば、ステータコアの２ティースピッチは、３相回転磁界の電気角１２０度に相当し、かつ、単相回転磁界の電気角３６０度に相当する。言い換えれば、単相回転磁界は、３相回転磁界の３倍のステータ極数をもつ。
コントローラ１００は、３相電流I１だけを供給する低周波数モードと、単相電流I３だけを供給する高周波数モードと、３相電流I１及び単相電流I３を供給する周波数混合モードとをもつ。コントローラ１００は、低周波数モード、高周波数モード及び周波数混合モードのうちの２つだけを実施することもできる。３倍のステータ極数をもつ高周波数モードは、低周波数モードに比べて高いトルク（又は発電電圧）をもつため、低速大トルク領域において好適である。
高周波数モードにおいて、単相電流I３が形成する単相磁界は、誘導モータにおいて始動トルクを発生しない。また、単相同期モータにおいてトルク死点をもつ。したがって、モータの始動の初期において、低周波数モード又は周波数混合モードの実行が好適である。この問題を解決するために、高周波数モードにおいて、位相が異なる２つの単相電流を用いることもできる。言い換えれば、高周波数モードは２相回転磁界を形成する。したがって、低周波数モードは、６相回転磁界を形成する。
好適には、単相電流I３は３相電流I１の第３高調波電流からなる。単相電流I３は、３相電流I１の３倍の電気角速度をもつ。しかし、相数はステータコアのティースピッチに反比例するため、３相電流I１及び単相電流I３は互いに等しい機械角速度（空間角速度）をもつ。図２は、３相電流I１及び単相電流I３を示す模式図である。
図３は、３相電流I１及び単相電流I３が形成するステータ磁界の一例を示す説明図である。ステータコア１０１のティース１０２はステータポールと呼ばれることができる。隣接する２つのティースの間の距離である１ティースピッチは、低周波数モードの電気角６０度に相当し、高周波数モードの電気角１８０度に相当する。
図（A)は低周波数モードにおけるティース１０２の極性の一例を示す。図（B)は低周波数モードにおけるステータ磁界の分布を示す。図（C)は高周波数モードにおけるステータ磁界の分布を示す。図（D)は高周波数モードにおけるティース１０２の極性を一例を示す。
図４は、３相電流I１及び単相電流I３が形成するステータ磁界のもう一つの例を示す説明図である。図（A)は低周波数モードにおけるティース１０２の極性を一例を示す。図（B)は低周波数モードにおけるステータ磁界の分布を示す。図（C)は高周波数モードにおけるステータ磁界の分布を示す。図（D)は高周波数モードにおけるティース１０２の極性を一例を示す。１ティースピッチは、低周波数モードの電気角３０度に相当し、高周波数モードの電気角９０度に相当する。
図５は周波数混合モードにおける籠形誘導モータの等価回路を示す。インバータが出力する交流電圧V０は、ステータコイルの一次インピーダンスZ１を通じて等価トランスTに一次電流（I１＋I３）を供給する。励磁電流が無視される時、この一次電流（I１＋I３）は、基本周波数電流I１及び３倍周波数電流I３を含む。等価トランスTは、二次インピーダンスZ２を通じて二次抵抗r２に基本周波数の二次電流I２１及び３倍周波数の二次電流I２３を流す。二次電流I２３は二次電流I２１の３倍の電気角速度をもつが、両者の機械的（空間）角速度は等しい。したがって、両者の滑り率は等しい。
図６は周波数混合モードにおけるトルク速度特性を示す模式図である。周波数混合モードにおいて、基本周波数の３相電流は３相トルクT１を発生し、３倍周波数の単相電流I３は単相トルクT１を発生する。周波数混合モードは、低速大トルク領域におけるトルクを改善する。第３高調波を用いる周波数混合モードは、高速領域における電圧利用率を改善する。
図７及び図８は低周波数モードと高周波数モードとの間の過渡的な切替期間Ttにおいて実行される周波数混合モードを示す模式図である。図７は高周波数モードから低周波数モードへの切替を示し、図８は低周波数モードから高周波数モードへの切替を示す。図７において、３倍周波数の単相電流I３は徐々に低下し、基本周波数の３相電流I１は徐々に上昇する。図８において、３倍周波数の単相電流I３は徐々に上昇し、基本周波数の３相電流I１は徐々に低下する。これにより、円滑なモード切替が実現される。
図９は、基本周波数の３相電流及び３倍周波数の単相電流の波形を示すタイミングチャートである。３相電流I１は、U相電流I１U、V相電流I１V、及びW相電流I１Wからなる。単相電流I３は、３相電流I1の第３高調波からなる。この周波数混合モードは、従来の第３高調波電流注入方式に相当する。各相電流が略台形波形となるため、電圧利用率が改善される。
　　　　　　　　　　第１のパワーコンバータ
図１０及び図１１は、３相電流及び単相電流を供給可能なパワーコンバータの一例を示す模式回路図である。このパワーコンバータは、３相インバータ３及び中性点レグ３Nとからなる。インバータ３は、U相レグ３U、V相レグ３V及びW相レグ３Wからなる。Wyeコイルタイプの３相の３相コイル１は、U相コイル１U、V相コイル１V及びW相コイル１Wからなる。３相コイル１の中性点は中性点レグ３Nの出力端子に接続されている。
図１０は低周波数モードにおける基本周波数の３相電流を示す。U相レグ３UはU相コイル１UにU相電流I１Uを供給し、V相レグ３VはV相コイル１VにV相電流I１Vを供給し、W相レグ３WはW相コイル１WにW相電流I１Wを供給する。３つの相電流I１U、I１V及びI１Wの和は零である。従来の３相インバータの動作モードと等しいこの低周波数モードはいわゆる３相トルクを発生する。
図１１は高周波数モードにおける３倍周波数の単相電流を示す。単相電流I３の正の半サイクル期間において、３つのレグ３U、３V及び３Wはそれぞれ単相電流I３を３つの相コイル１U、１V及び１Wに別々に供給する。中性点レグ３Nは３倍の単相電流I３を中性点から吸収する。単相電流I３の負の半サイクル期間において、中性点レグ３Nは３倍の単相電流I３を中性点に供給する。３つのレグ３U、３V及び３Wはそれぞれ単相電流I３を３つの相コイル１U、１V及び１Wから別々に吸収する。モータは、高周波数モードにおいていわゆる単相トルクを発生する。
低周波数モード及び高周波数モードを同時に実施することにより、周波数混合モードを実行することができる。この周波数混合モードにおいて、混合U相電流I１U＋I３がレグ３Uと相コイル１Uとの間に流れる。混合V相電流I１V＋I３が、レグ３Vと相コイル１Vとの間に流れる。混合W相電流I１W＋I３が、レグ３Wと相コイル１Uとの間に流れる。３倍の単相電流I３が中性点レグ３Nと中性点との間を流れる。モータは、周波数混合モードにおいて３相トルク及び単相トルクを発生する。このパワーコンバータは、１個のレグを追加するだけでトルク及び電圧利用率を改善することができる。
　　　　　　　　　　第２のパワーコンバータ
図１２は３相電流及び単相電流を供給可能なパワーコンバータのもう一つの例を示す模式回路図である。このパワーコンバータは、ダブルエンドタイプの３相コイル１に接続される２つの３相インバータ３及び４からなる。３相コイル１は、U相コイル１U、V相コイル１V及びW相コイル１Wからなる。３相インバータ３は３つのレグ３U、３V、及び３Wからなる。３相インバータ４は３つのレグ４U、４V、及び４Wからなる。レグ３UはU相コイル１Uを通じてレグ４Uに接続されている。レグ３VはV相コイル１Vを通じてレグ４Vに接続されている。レグ３WはW相コイル１Wを通じてレグ４Wに接続されている。
基本周波数のU相電流I１U及び３倍周波数のU相電流I３はレグ３U及び４Uの一方をPWMスイッチングすることによりU相コイル１Uに供給される。基本周波数のV相電流I１V及び３倍周波数のV相電流I３はレグ３V及び４Vの一方をPWMスイッチングすることによりV相コイル１Vに供給される。基本周波数のW相電流I１W及び３倍周波数のW相電流I３はレグ３W及び４Wの一方をPWMスイッチングすることによりW相コイル１Wに供給される。
言い換えれば、３相電流I１及び単相電流I３の一方又は両方を供給するために、３相インバータ３及び４の一方だけがPWMスイッチングされる。PWMスイッチングされるレグはスイッチレグと呼ばれ、PWMスイッチングされないレグは、停止レグと呼ばれる。
　　　　　　　　　　パワーコンバータの温度上昇の均一化
図１３は、３相インバータ３及び４の温度上昇を等しくするための制御を示す模式回路図である。U相だけが図示されるが、V相及びW相も本質的に同じである。図１３において、図（A)及び図（B)は、U相電流の正の半サイクル期間におけるスイッチングレグを示す。図（A)において、レグ３Uがスイッチングレグであり、レグ４Uが停止レグである。レグ４Uの下アームのトランジスタが常にオンされる。図（B)において、レグ４Uがスイッチングレグであり、レグ３Uが停止レグである。レグ３Uの上アームのトランジスタが常にオンされる。
図１３において図（C)及び図（D)は、U相電流の負の半サイクル期間におけるスイッチングレグを示す。図（C)において、レグ４Uがスイッチングレグであり、レグ３Uが停止レグである。レグ３Uの下アームのトランジスタが常にオンされる。図（D)において、レグ３Uがスイッチングレグであり、レグ４Uが停止レグである。レグ４Uの上アームのトランジスタが常にオンされる。
レグ３U及び４Uを交互にPWMスイッチングすることにより、レグ３U及び４Uの温度上昇はほぼ等しくなる。好適には、図１３に示される４つのパターンは順番に実行される。たとえば、所定の正の半サイクル期間において、図（A)のパターンが採用される。次の負の半サイクル期間において、図（C)のパターンが採用される。次の正の半サイクル期間において、図（B)のパターンが採用される。次の負の半サイクル期間において、図（D)のパターンが採用される。これにより、各レグの温度ばらつきは最小となる。ただし、相電流の振幅が小さい時、スイッチングレグは固定されることができる。
　　　　　　　　　　パワーコンバータの疑似Wyeモード
図１４は、図１３に示されるダブル３相インバータを用いる疑似Wyeモードを説明するためのブロック回路図である。この疑似Wyeモードによれば、３相インバータ４の３つのレグ４U、４V及び４Wはそれぞれ、互いにほぼ等しい中間電圧VNを出力するための中性点レグとなる。これは、３つのレグ４U、４V及び４Wの各出力端子が等価的に接続されていることに相当する。その結果、３相コイル１の巻数は等価的に1７３％になる。一例において、レグ４U、４V及び４Wのデユーティ比はそれぞれ、５０％である。これにより、中間電圧VNは電源電圧（+V)の約半分の電圧値（０.５V)となる。もう一つの例において、中間電圧VNは従来の星形接続３相コイルの中性点電位にほぼ等しい。ステータコイルの等価的な巻数を増加可能なこの疑似Wyeモードは、低速期間において強力なトルクが要求される時に採用されることが好適である。
疑似Wyeモードにおいてレグ４U、４V及び４Wが中性点レグとなる時、３相インバータ３が３相電流I１及び/又は単相電流I３を形成するためにPWMスイッチングされる。言い換えれば、３相インバータ３は、低周波数の３相電流及び/又は高周波数の単相電流を供給するためにPWM制御される。したがって、疑似Wyeモードは、高周波数モード又は周波数混合モードとともに実行されることができる。これにより、モータトルクは、高周波数モード及び/又は周波数混合モードの極数増加と疑似Wyeモードの巻数増加との両方により大幅に増加される。
　　　　　　　　　　第３のパワーコンバータ
図１５は３相電流及び単相電流を供給可能なパワーコンバータのもう一つの例を示す模式回路図である。直列接続されたU相コイル１U、V相コイル１V及びW相コイル１Wをもつ３相コイル１は直列３相巻線と呼ばれる。この直列３相巻線１は、４つのレグ２A、２B、２C、及び２Dからなる４レグインバータ２に接続されている。直列３相巻線１の両端に別々に接続される２つのレグ２A及び２Dはそれぞれエンドレグと呼ばれる。直列３相巻線１の２つの中間接続点に別々に接続される２つのレグ２B及び２Cは中間レグと呼ばれる。中間レグ２BはU相コイル１U及びV相コイル１Vの接続点に接続され、中間レグ２CはV相コイル１V及びW相コイル１Wの接続点に接続されている。エンドレグ２Aは電流IAを供給し、中間レグ２Bは電流IBを供給し、中間レグ２Cは電流ICを供給し、エンドレグ２Dは電流IDを供給する。
低周波数モードにおいて、４レグインバータ２は、U相コイル１UにU相電流I１Uを供給し、V相コイル１VにV相電流I１Vを供給し、W相コイル１WにW相電流I１Wを供給する。したがって、電流IAは相電流I１Uに等しく、電流IBは電流（I１V-I１U）に等しく、電流ICは電流（I１W-I１V）に等しく、電流IDは電流-I１Wに等しい。結局、３相コイル１に供給される低周波数の３相電流は、従来の３相インバータが従来のデルタ接続３相コイルに供給する３相電流と等しい。ただし、２つのエンドレグ２A及び２Dは、デルタ接続３相コイルに接続される従来の３相インバータの一つのレグに相当する。
高周波数モードにおいて、４レグインバータ２は直列３相巻線１に高周波数の単相電流I３を供給する。この単相電流I３は３相電流I１の３倍の周波数をもつ。単相電流I３の正の半サイクル期間において、エンドレグ２Aは単相電流I３をU相コイル１Uに供給し、エンドレグ２Dは単相電流I３をW相コイル１Wから吸収する。これにより、単相電流I３は、U相コイル１U、V相コイル１V、及びW相コイル１Wを順番に流れる。単相電流I３の負の半サイクル期間において、エンドレグ２Dは単相電流I３をW相コイル１Wに供給し、エンドレグ２Aは単相電流I３をU相コイル１Uから吸収する。その結果、単相電流I３は、W相コイル１W、V相コイル１V、及びU相コイル１Uを順番に流れる。
重要な点は、高周波数モードにおいて、ステータコイルの等価的な巻数は、低周波数モードの３倍となることである。さらに、中間レグ２B及び２Cは高周波の単相電流I３を供給する必要が無いことが理解される。周波数混合モードにおいて、エンドレグ２Aは電流I１U＋I３を供給し、エンドレグ２Dは電流-I１W-I３を供給し、中間レグ２Bは電流I１V-I１Uを供給し、中性点レグ２Cは電流I１W-I１Vを供給する。４レグインバータ２は、低周波数モードにおいて直列３相巻線１に基本周波数の３相電流I１を供給し、高周波数モードにおいて直列３相巻線１に３倍周波数の単相電流I３を供給する。その結果、３相回転磁界が低周波数モードにおいて３相モータトルクを発生し、単相回転磁界が高周波数モードにおいて単相モータトルクを発生する。周波数混合モードにおいて、３相トルク及び単相トルクの両方が形成される。さらに、高周波数モード及び周波数混合モードにおいて、３つの相コイル１U、１V及び１Wの低周波数の逆起電力の和は零となる。したがって、エンドレグ２A及び２Dは、高周波数モードにおいて３相コイル１の低周波数の逆起電力を無視することができる。
　　　　　　　　　　ステータコイルの第１の巻線例
図１６は、３相回転磁界及び単相回転磁界を形成可能な３相コイルの一つの巻線例を示す模式展開図である。ステータコア１０１は、低周波数モードの電気角３６０度の範囲内に６個のティース１０２及び６個のスロットS１-S６を有する。ステータコイルとしての３相コイル１は、スロットS１-S６に収容されている。U相コイル１UはスロットS１およびS４に収容されている。V相コイル１VはスロットS２およびS５に収容されている。W相コイル１WはスロットS３およびS６に収容されている。結局、３相コイル１はステータコア１０１にフルピッチ２層分布巻きで巻かれている。
スロットS１を流れる２つの相電流はU相磁束Uを形成する。スロットS２を流れる２つの相電流は-V相磁束-Vを形成する。スロットS３を流れる２つの相電流はW相磁束Wを形成する。スロットS４を流れる２つの相電流は-U相磁束-Uを形成する。スロットS５を流れる２つの相電流はV相磁束Vを形成する。スロットS６を流れる２つの相電流は-W相磁束-Wを形成する。したがって、３相回転磁界の電気角３６０度は、６ティースピッチに相当し、単相回転磁界の電気角３６０度は２ティースピッチに相当する。
　　　　　　　　　　ステータコイルの第２の巻線例
図１７は、３相回転磁界及び単相回転磁界を形成可能な３相コイルのもう一つの巻線例を示す模式展開図である。ステータコイルとしての３相コイルはステータコアに集中巻きされている。相コイル１U、１V、１Wはステータコア１０１の６個のティース１０２に別々に巻かれている。順番に配列された６個のティース１０２は、U相磁束U、-V相磁束-V、W相磁束W、-U相磁束-U、V相磁束V、及び-W相磁束-Wを順番に形成する。したがって、３相回転磁界の電気角３６０度は、６ティースピッチに相当し、単相回転磁界の電気角３６０度は２ティースピッチに相当する。
図１８は、巻線例１及び２により低周波数モードにおいて形成される３相回転磁界を示すベクトル図である。図１９は巻線例１及び２により高周波数モードにおいて形成される単相回転磁界を示すベクトル図である。結局、一つのティースピッチは低周波数モードにおいて電気角６０度に相当し、高周波数モードにおいて電気角１８０度に相当する。
　　　　　　　　　　第４のパワーコンバータ
図２０は６相電流及び２相電流を供給可能なパワーコンバータのもう一つの例を示す模式回路図である。このパワーコンバータは、本質的に第３のパワーコンバータである４レグインバータを２個用いる。ただし、２個の４レグインバータの各一つのエンドレグは共通である。
直列６相巻線と呼ばれるステータコイル１は、順番に接続された６個の相コイル１V、１U、１W、１Y、１Z、及び１Xからなる。３つの相コイル１V、１U、及び１Wは、本質的に第１の直列３相巻線１Aを構成する。３つの相コイル１Y、１Z、及び１Xは、本質的に第２の直列３相巻線１Bを構成する。２つの直列３相巻線は直列に接続されている。
２つの直列３相巻線１A及び１Bからなるこの直列６相巻線１は、７個のレグ２A、２B、２C、２D、２E、２F、及び２Gからなる７レグインバータ２Xに接続されている。レグ２Aは直列３相巻線１Aの一端に接続され、レグ２Gは直列３相巻線１Bの一端に接続されている。レグ２Dは２つの直列３相巻線１A及び１Bの他端に接続されている。レグ２Bは相コイル１V及び１Uの接続点に接続されている。レグ２Cは相コイル１U及び１Wの接続点に接続されている。レグ２Eは相コイル１Y及び１Zの接続点に接続されている。レグ２Fは相コイル１X及び１Zの接続点に接続されている。結局、レグ２A-２Dは第１の４レグインバータを構成し、レグ２D-２Gは第２の４レグインバータを構成している。
低周波数モードにおいて、７レグインバータ２Xは直列３相巻線１A及び１Bに低周波数（基本周波数）の７相電流を供給する。この低周波数の７相電流は、７つの相電流IA、IB、IC、ID、IE、IF、及びIGからなる。レグ２Aは相電流IAを供給し、レグ２Bは相電流IBを供給し、レグ２Cは相電流ICを供給し、レグ２Dは相電流IDを供給し、レグ２Eは相電流IEを供給し、レグ２Fは相電流IFを供給し、レグ２Gは相電流IGを供給する。
その結果、V相電流IVが相コイル１Vに供給され、U相電流IUが相コイル１Uに供給され、W相電流IWが相コイル１Wに供給される。さらに、Y相電流IYが相コイル１Yに供給され、Z相電流IZが相コイル１Zに供給され、X相電流IXが相コイル１Xに供給される。結局、低周波数モードにおいて、７レグインバータ２Xは第１の３相電流を直列３相巻線１Aに供給し、第２の３相電流を直列３相巻線１Bに供給する。
高周波数モードにおいて、レグ２A-２Dからなる第１の４レグインバータは、直列３相巻線１Aに第１の単相電流I３aを供給し、この第１の単相電流I３aは相コイル１V、１U、及び１Wを順番に流れる。同様に、レグ２D-２Gからなる第２の４レグインバータは、直列３相巻線１Bに第２の単相電流I３bを供給し、この第２の単相電流I３bは相コイル１Y、１Z、及び１Xを順番に流れる。
第１単相電流I３a及び第２単相電流I３bは、低周波数モードの基本周波数の３倍の周波数をもつ。高周波数モードにおいて、第１単相電流I３aと第２単相電流I３bとの間の位相差は電気角９０度である。結局、７レグインバータ２Xは、低周波数モードにおいて２つの直列３相巻線１A及び１Bに基本周波数の６相電流を供給し、高周波数モードにおいて２つの直列３相巻線１A及び１Bに３倍周波数の２相電流を供給する。これにより、低周波数モードの６相回転磁界は６相のモータトルクを発生し、高周波数モードの２相回転磁界は２相のモータトルクを発生する。
周波数混合モードにおいて、第１の３相電流及び第１の単相電流I３aが直列３相巻線１Aに流れ、第２の３相電流及び第２の単相電流I３bが直列３相巻線１Bに流れる。したがって、周波数混合モードにおいて、６相トルク及び２相トルクの両方が形成される。
　　　　　　　　　　ステータコイルの第３の巻線例
図２１は、６相回転磁界及び２相回転磁界を形成可能な６相コイルの一つの巻線例を示す模式展開図である。ステータコイルをなす６つの相コイル１U、１V、１W、１X、１Y、及び１Zがステータコア１０１の１２個のティース１０２に順番に集中巻きされている。言い換えれば、第１の相コイルセットの６個の相コイル１U、１Z、１V、１Y、１W、及び１Xは、順番に配置された第１グループの６個のティース１０２に別々に巻かれている。同様に、第２の相コイルセットの６個の相コイル１U、１Z、１V、１Y、１W、及び１Xが、順番に配置された第２のグループの６個のティース１０２に別々に巻かれている。
第１の相コイルセットを流れる第１の６相電流は、第２の相コイルセットを流れる第２の６相電流と反対の方向をもつ。言い換えれば、図２１に示されるように、第１の相コイルセットを流れる第１の６相電流は、相電流U、-Z、-V、Y、W、-Xからなる。第２の相コイルセットを流れる第２の６相電流は、相電流-U、Z、V、-Y、-W、Xからなる。
図２２は、低周波数モードの各相電流の位相を示すベクトル図である。図２３は、高周波数モードの各相電流の位相を示すベクトル図である。６相回転磁界が低周波数モードにおいて形成され、２相回転磁界が高周波数モードにおいて形成される。図示は省略されるが、分布巻きタイプのステータコイルにより、同様の６相回転磁界及び２相回転磁界を形成することもできる。２相回転磁界は高周波数モードにおけるモータの始動特性を改善する。
　　　　　　　　　　第１のハイブリッドロータ
図２４及び図２５は、極数を３倍増可能な永久磁石同期モータのハイブリッドロータ１０３を示す模式断面図である。図２４は低周波数モードのステータ電流を示し、図２５は高周波数モードのステータ電流を示す。
ハイブリッドロータ１０３は、回転軸１０４に固定されたロータコア１０５と、ロータコア１０５に埋設された４個の永久磁石１０６-１０９からなる。積層鋼板製のロータコア１０５の外周面は、それぞれ６０度の角度を占める６個のポール領域１１１-１１６に分割されている。
第１及び第３のポール領域１１１及び１１３は、永久磁石１０６及び１０７により別々にN極に磁化されている。第４及び第６のポール領域１１４及び１１６は、永久磁石１０６及び１０７により別々にS極に磁化されている。これら４つのポール領域１１１、１１３、１１４、及び１１６は、マグネット極と呼ばれる。第３及び第４のマグネット極１１３及び１１４は互いに隣接し、第６及び第１のマグネット極１１６及び１１１は互いに隣接している。
第１及び第３のポール領域１１１及び１１３に挟まれる第２のポール領域１１２は、ロータコア１０５からなり、コア極と呼ばれる。同様に、第４及び第６のポール領域１１４及び１１６に挟まれる第５のポール領域１１５は、ロータコア１０５からなり、コア極と呼ばれる。したがって、２つのコア極１０２及び１０５の間の機械角（空間角）は１８０度である。
図２４は低周波数モードを示す。基本周波数のステータ電流I１は、基本周波数に相当する角速度をもつ二次元回転平面上においてd軸電流I１dとq軸電流I１qとからなる。d軸電流I１dとq軸電流I１qとの間の電気角は９０度である。d軸電流I１dは、コア極１１２をN極に磁化し、コア極１１５をS極に磁化する。その結果、互いに隣接するマグネット極１１１、コア極１１２、及びマグネット極１１３はN極となり、互いに隣接するマグネット極１１４、コア極１１５、及びマグネット極１１６はS極となる。結局、ハイブリッドロータ１０３のロータ極数は２となる。低周波数モードにおいて、ステータコイルに流れる基本周波数の３相電流I１はステータコアに２つのステータ極を形成する。この３相電流I１のq軸電流I１qは３相トルクを形成する。
図２５は周波数混合モードを示す。３倍周波数のステータ電流I３は、基本周波数の３倍周波数に相当する角速度をもつ二次元回転平面上を回転する二次元回転平面上において、d軸電流I３dとq軸電流I３qとからなる。d軸電流I３dは、この高周波数モードにおいて使用されない。したがって、d軸電流I３dは図２５に図示されていない。基本周波数のd軸電流I１dが３倍周波数のd軸電流I３dの代わりに使用される。低周波数モードと比べて反対方向へ流れるd軸電流I１dはコア極１１２及び１１５を磁化する。d軸電流I１dと隣接する２つのq軸電流I３qとの間の電気角はそれぞれ９０度である。d軸電流I１dは、コア極１１２をS極に磁化し、コア極１１５をN極に磁化する。その結果、ハイブリッドロータ１０３の極数は６となる。ステータコイルに流れる３倍周波数の単相電流I３のq軸電流I３qは単相トルクを形成する。モータトルクは極数増加により増加される。
図２5に示される周波数混合モードにおいて、コア極１１２及び１１５の両方を順次通過するd１軸磁束の経路は、永久磁石を含まない。したがって、この経路は、d軸電流I３dが形成するd３軸磁束の経路と比べて低い磁気抵抗値をもつ。その結果、d軸電流I１dは大幅に低減される。さらに、d軸電流I１dの基本周波数はd軸電流I３dの３倍周波数と比べて１/３となる。これは、d軸リアクタンス（jωL)が大幅に低減されることを意味する。その結果、d軸電流I１dを供給するために必要なd軸電圧（磁化電圧）が大幅に低減される。結局、d軸電流I１dが周波数混合モードにおいて採用されるのて、励磁電力が大幅に低減される。さらに、モータのいわゆる力率が改善され、さらにいわゆる鉄損が低減される。
周波数混合モードは低速高トルク領域において採用され、低周波数モードは高速領域において採用される。トルク指令値が周波数混合モードにおいて比較的低い時、図２５に示されるd１軸電流I1dは低減される。たとえばd１軸電流I1dは零とされる。たとえd１軸電流I1dが零となる場合でもコア極１１２はS極となり、コア極１１５はN極となる。これは、コア極１１２の両側の永久磁石１０６及び１０７により磁化されたコア極１１２がS極となるからである。同様に、コア極１１５の両側の永久磁石１０８及び１０９により磁化されたコア極１１５はN極となる。d１軸電流I1dが零となる周波数混合モードは、非励磁タイプの周波数混合モードと呼ばれる。高周波数モードにおいて単相電流又は２相電流の代わりに３相電流を採用することは可能である。ただし、低周波数モードにおいて、９相電流が採用される必要がある。
　　　　　　　　　　第２のハイブリッドロータ
図２６及び図２７は、極数を３倍増可能な永久磁石同期モータのハイブリッドロータ１０３を示す模式断面図である。図２６は低周波数モードのステータ電流を示し、図２７は高周波数モードのステータ電流を示す。
ハイブリッドロータ１０３は、回転軸１０４に固定されたロータコア１０５と、ロータコア１０５に埋設された２個の永久磁石１０６及び１０７からなる。それぞれ突極からなる６個のポール領域１２１-１２６が積層鋼板製のロータコア１０５の外周面に形成されてる。６個のポール領域１２１-１２６はロータコア１０５の外周面に形成された溝部１２０により互いに分離されている。この溝部１２０はいわゆるフラックスバリアを構成している。互いに隣接する２つのポール領域の間の機械角（空間角）は６０度である。
第２のポール領域１２２は永久磁石１０６によりN極に磁化されている。第５のポール領域１２５は永久磁石１０７によりS極に磁化されている。これら２つのポール領域１２２及び１２５は、マグネット極と呼ばれる。軟磁性の第１、第３、第４、及び第６のポール領域１２１、１２３、１２４、及び１２６は、コア極と呼ばれる。
マグネット極１２２は第１及び第３のコア極１２１及び１２３に挟まれている。マグネット極１２５は第４及び第６のコア極１２４及び１２６に挟まれている。２つのマグネット極１２２及び１２５の間の機械角（空間角）は１８０度である。
図２６は低周波数モードを示す。基本周波数のステータ電流I１は、基本周波数に相当する角速度で回転する二次元回転平面上においてd軸電流I１dとq軸電流I１qとからなる。d軸電流I１dは、コア極１２１及び１２３をN極に磁化し、コア極１２４及び１２６をS極に磁化する。その結果、ロータ１０３は実質的に２極をもつ。d軸電流I１dは省略することは可能である。しかし、所定のd軸電流I１dが流される時、２極回転磁界は円滑に変化することができる。その結果、鉄損が低減される。３相電流I１のq軸電流I１qは３相トルクを形成する。
図２７は周波数混合モードを示す。３倍周波数のステータ電流I３は、基本周波数の３倍周波数に相当する角速度で回転する二次元回転平面上を回転する二次元回転平面上において、d軸電流I３dとq軸電流I３qとからなる。d軸電流I３dは、この周波数混合モードにおいて使用されない。したがって、d軸電流I３dは図２７に図示されていない。基本周波数のd軸電流I１dが３倍周波数のd軸電流I３dの代わりに使用される。低周波数モードと比べて反対方向へ流れるd軸電流I１dはコア極１２１、１２３、１２４、及び１２６を磁化する。d軸電流I１dは、コア極１２１及び１２３をS極に磁化し、コア極１２４及び１２６をN極に磁化する。その結果、ハイブリッドロータ１０３は実質的に６極をもつ。ステータコイルに流れる３倍周波数の単相電流I３のq軸電流I３qは単相トルクを形成する。モータトルクは極数増加により増加される。図２６及び図２７に示される第２のハイブリッドロータは、図２４及び図２５に示される第１のハイブリッドロータと同じ効果を実現する。
　　　　　　　　　　第２実施例
倍極型モータと呼ばれる極数倍増可能な可変速電気機械が以下に説明される。図２８はこの倍極型モータのブロック回路図である。２つの３相コイル１及び２からなるステータコイルを駆動するパワーコンバータは、第１の３相パワーコンバータ３及び第２のパワーコンバータ４からなる。パワーコンバータ３及び４は、３相インバータ又は３相ダイオード整流器からなる。コントローラ１００は、基本周波数を用いる低周波数モードと、２倍周波数を用いる高周波数モードとをもつ。
星形接続タイプの３相コイル１はU相コイル１U、V相コイル１V、及びW相コイル１Wからなる。ダブルエンドタイプの３相コイル２はU相コイル２U、V相コイル２V、及びW相コイル２Wからなる。互いに等しい巻数をもつU相コイル１U及びU相コイル２Uは直列接続されている。互いに等しい巻数をもつV相コイル１V及びV相コイル２Vは直列接続されている。互いに等しい巻数をもつW相コイル１W及びW相コイル２Wは直列接続されている。
基本周波数の３相電流I１を流すためのパワーコンバータ３は、U相レグ３U、V相レグ３V、及びW相レグ３Wからなる。３相電流I１は、U相電流I１U、V相電流I１V、及びW相電流I１Wからなる。U相レグ３UはU相電流I１UをU相コイル１U及び２Uに並列に流す。V相レグ３VはV相電流I１VをV相コイル１V及び２Vに並列に流す。W相レグ３WはW相電流I１WをW相コイル１W及び２Wに並列に流す。
２倍周波数の３相電流I２を流すためのパワーコンバータ４は、U相レグ４U、V相レグ４V、及びW相レグ４Wからなる。３相電流I２は、U相電流I２U、V相電流I２V、及びW相電流I２Wからなる。U相レグ４UはU相コイル１U及び２Uに順番にU相電流I２Uを流す。V相レグ４VはV相コイル１V及び２Vに順番にV相電流I２Vを流す。W相レグ４WはW相コイル１W及び２Wに順番にW相電流I２Wを流す。
結局、パワーコンバータ３は基本周波数の３相電流I１を３相コイル１及び２を通じて並列に供給する。パワーコンバータ４は２倍周波数の３相電流I２を３相コイル１及び２を通じて直列に供給する。言い換えれば、３相コイル１及び２は、低周波数モードにおいて並列接続され、高周波数モードにおいて直列接続される。
さらに、２つの３相電流I１及びI２は、３相コイル１を通じて同じ方向に流れ、３相コイル２を通じて反対方向に流れる。この実施例によれば、高周波数モード（倍極モード）のステータ極数は、３相コイル２の電流方向の切替により低周波数モード（標準モード）の２倍となる。
３相インバータ４の各レグ２U、２V、及び２Wは、低周波数モードにおいて、互いに等しい中間電位を３相コイル２の各相コイル２U、２V、及び２Wに出力する。好適には、この中間電位は、本質的に３相コイル１の中性点電位VNに等しい。３相コイル１及び２の巻数は互いに等しい。
言い換えれば、低周波数モードにおいてそれぞれWyeコイルとなる３相コイル１及び２は並列接続される。
　　　　　　　　　　ステータコイルの第１の巻線例
図２９及び図３０は、３相コイル１および２の一つの巻線例を示す模式展開図である。２層分布巻きタイプの３相コイル１および２がステータコア１０１に巻かれている。相コイル１U-１W及び２U-２Wは、ティース１０２の間の６個のスロットS１-S６に収容されている。相コイル１UはスロットS６とスロットS２に収容されている。相コイル２VはスロットS１とスロットS３に収容されている。相コイル１WはスロットS２とスロットS４に収容されている。相コイル２UはスロットS３とスロットS５に収容されている。相コイル１VはスロットS４とスロットS６に収容されている。相コイル２WはスロットS５とスロットS１に収容されている。図２９及び図３０に示される矢印は各相電流の正の半サイクル期間における相電流の方向を示す。
図２９は低周波数モード（基本モード）の相電流分布を示す。６個のスロットS１-S６が電気角３６０度の範囲内に配置される。相電流W及び-VがスロットS１を流れる。相電流W及び-UがスロットS２を流れる。相電流V及び-UがスロットS３を流れる。相電流V及び-WがスロットS４を流れる。相電流U及び-WがスロットS５を流れる。相電流U及び-VがスロットS６を流れる。
図３０は高周波数モード（倍極モード）の相電流分布を示す。６個のスロットS１-S６が電気角７２０度の範囲内に配置される。相電流V及び-WがスロットS１を流れる。相電流W及び-UがスロットS２を流れる。相電流U及び-VがスロットS３を流れる。相電流V及び-WがスロットS４を流れる。相電流W及び-UがスロットS５を流れる。相電流U及び-VがスロットS６を流れる。
図３１は、図２９に示される低周波数モードにおける各スロット電流の位相を示すベクトル図である。このスロット電流は、一つのスロット内を流れる全ての相電流の合成ベクトルを意味する。図３２は、図３０に示される高周波数モードにおける各スロット電流の位相を示すベクトル図である。結局、高周波数モードは、低周波数モードと比べて２倍のステータ極数をもつことができる。しかし、図２９に示される低周波数モードの各スロット電流が形成する回転磁界は、図３０に示される高周波数モードの各スロット電流が形成する回転磁界と反対方向に回転する。したがって、両者の回転方向を一致するために、各相電流の位相が調整される。
　　　　　　　　　　ステータコイルの第２の巻線例
図３３及び図３４は、３相コイル１および２のもう一つの巻線例を示す模式展開図である。３つの相コイル１U-１W及び３つの相コイル２U-２Wは、ティース１０２の間の１２個のスロットS１-S１２に収容されている。相コイル１UはスロットS１及びスロットS４に収容され、さらにスロットS２及びS５に収容されている。相コイル２VはスロットS３及びスロットS６に収容され、さらにスロットS４及びS７に収容されている。相コイル１WはスロットS５及びスロットS８に収容され、さらにスロットS６及びS９に収容されている。
相コイル２UはスロットS７及びスロットS１０に収容され、さらにスロットS８及びS１１に収容されている。相コイル１VはスロットS９及びスロットS１２に収容され、さらにスロットS１０及びS１に収容されている。相コイル２WはスロットS１１及びスロットS２に収容され、さらにスロットS１２及びS３に収容されている。図３１及び図３２に示される矢印は相電流の正の半サイクル期間における相電流の方向を示す。
図３３は電気角３６０度に相当する範囲内に１２個のスロットS１-S１２をもつ低周波数モードを示す。相電流U及び-VがスロットS１を流れる。相電流U及びWがスロットS２を流れる。相電流-V及びWがスロットS３を流れる。相電流-V及び-UがスロットS４を流れる。相電流W及び-UがスロットS５を流れる。相電流W及びVがスロットS６を流れる。相電流-U及びVがスロットS７を流れる。相電流-U及び-WがスロットS８を流れる。相電流V及び-WがスロットS９を流れる。相電流V及びUがスロットS１０を流れる。相電流-W及びUがスロットS１１を流れる。相電流-W及び-VがスロットS１２を流れる。
図３４は電気角７２０度に相当する範囲内に１２個のスロットS１-S１２をもつ高周波数モードを示す。相電流U及び-VがスロットS１及びS７を流れる。相電流U及び-WがスロットS２及びS８を流れる。相電流V及び-WがスロットS３及びS９を流れる。相電流V及び-UがスロットS４及びS１０を流れる。相電流W及び-UがスロットS５及びS１０を流れる。相電流W及び-VがスロットS６及びS１２を流れる。
図３５は、図３３に示される低周波数モードにおける各スロット電流の位相を示すベクトル図である。図３６は、図３４に示される高周波数モードにおける各スロット電流の位相を示すベクトル図である。結局、高周波数モードは、低周波数モードと比べて２倍のステータ極数をもつ。しかし、図３３に示される低周波数モードの各スロット電流が形成する回転磁界は、図３４に示される高周波数モードの各スロット電流が形成する回転磁界と反対方向に回転する。両者の回転方向を一致するために、各相電流の位相が調整される。
　　　　　　　　　　スタータジエネレータ用のパワーコンバータ
図３７は、パワーコンバータ３としてダイオード３相整流器を採用し、パワーコンバータ４として３相インバータを採用するスタータジエネレータの配線図を示す。高周波数モードはエンジン始動動作において用いられる。この高周波数モードにおいて、U相コイル１Uの逆起電力VU１及びU相コイル２Uの逆起電力VU２は同じ方向をもつ。同様に、V相コイル１Vの逆起電力VV１及びV相コイル２Vの逆起電力VV２は同じ方向をもつ。W相コイル１Wの逆起電力VW１及びW相コイル２Wの逆起電力VW２は同じ方向をもつ。したがって、高周波数モードにおいて、ステータコイルの巻数は等価的に２倍となる。さらに、ステータ極数も倍増される。その結果、このスタータジエネレータは高いエンジン始動トルクを発生することができる。
低周波数モードは発電動作において用いられる。この低周波数モードにおいて、U相コイル２Uの逆起電力VU２はU相コイル１Uの逆起電力VU１と反対方向をもつ。同様に、V相コイル２Vの逆起電力VV２はV相コイル１Vの逆起電力VV１と反対方向をもつ。W相コイル２Wの逆起電力VW２はW相コイル１Wの逆起電力VW１と反対方向をもつ。低周波数モードにおいて、３相インバータ４のレグ４U、４V、及び４Wはそれぞれ、３相コイル１の中性点Nの電位（中性点電位と呼ばれる）VNを出力する。その結果、U相コイル１U及び２Uは並列に接続される。同様に、V相コイル１V及び２Vは並列に接続される。W相コイル１W及び２Wは並列に接続される。したがって、この発電動作によれば、ステータコイルの銅損が低減される。
　　　　　　　　　　オルタネータ用のパワーコンバータ
図３８は、パワーコンバータ３及び４としてダイオード３相整流器を採用するオルタネータの配線図を示す。図３８は、パワーコンバータ４がダイオード３相整流器からなることを除いて、図４５と等しい。高周波数モードは低速領域にて用いられ、低周波数モードは高速領域において用いられる。３相コイル２は３相コイル１と比べて１５０-２００％の巻数をもつ。これにより、３相コイル１及び２の間の発電電圧の差が減少する。このオルタネータは低速領域において高い発電性能をもち、かつ、高速領域において低い銅損及び低い鉄損をもつことができる。３相コイル１はデルタ接続方式を採用することができる。
　　　　　　　　　　倍極型ランデルロータ
図３９は、倍極型スタータジエネレータに好適な倍極型ランデルロータ６を示す模式断面図である。このランデルロータ６の界磁コイルはサブコイル６１および６２からなる。ロータ軸６４に固定されたロータコア６３は、軸方向へ順番に配置された前コア６５、中央コア６６および後コア６７からなる。
図４０は中央コア６６を示す軸方向断面図である。図４２は後コア６７を示す軸方向断面図である。前コア６５は、ボス部６５Bから突出するポール部６５Pと、ポール部６５Pの先端から後方へ延在する爪部６５Nとをもつ。後コア６７は、ボス部６７Bから突出するポール部６７Pと、ホール部６７Pから前方へ延在する爪部６７Nとをもつ。中央コア６６は、ボス部６６Bから突出するポール部６６Pと、ポール部６６Pから後方および前方へ延在する爪部６６Nをもつ。
前コア６５および中央コア６６のペアは従来のランデルロータコアと本質的に等しい。サブコイル６１は前コア６５のボス部６５B及び中央コア６６のボス部６６Bに巻かれている。同様に、中央コア６６および後コア６７のペアも従来のランデルロータコアと本質的に等しい。サブコイル６２は中央コア６６のボス部６６B及び後コア６７のボス部６７Bに巻かれている。後述されるように、サブコイル６１を流れる界磁電流の方向は一定であり、サブコイル６２を流れる界磁電流の方向はモード切替により逆転される。その結果、爪部６７Nの極性は界磁電流の方向逆転により反対となる。爪部６５Nおよび６７Nの先端部の変形を抑制するために、電気絶縁性の補強リング５５１及び５５２が爪部６５N、６６N、及び６７Nにねじ５５４により固定されている。
図４２は周方向６００へ配列された爪部６５N、６６N、６７Nを示す展開図である。爪部６６Nは爪部６５Nおよび６７Nの間に配置されている。したがって、爪部６６Nの数は爪部６５Nおよび６７Nの数の和に等しい。好適には、爪部６６Nの数は１２である。爪部６５Nおよび６７Nは本質的に台形の形状をもち、爪部６６Nは本質的に平行四辺形の形状をもつ。その結果、高周波数モードにおけるロータ磁束５０１、及び、低周波数モードにおけるロータ磁束５０２はそれぞれ、周方向において正弦波波形に近似した形状となる。
低周波数モードにおいて、爪部６５NはN極をもち、爪部６７NはS極をもつ。したがって、ロータ極数は爪部６５Nおよび６７Nの総数に等しい。たとえば、ロータ極数は１２極となる。高周波数モードにおいて、爪部６５NはN極を保持し、爪部６７NはN極となる。さらに、爪部６６NはS極となる。したがって、ロータ極数は、爪部６５N、６６Nおよび６７Nの総数に等しい。たとえば、ロータ極数は２４極となる。
　　　　　　　　　　界磁電流コントローラ
図４３は、界磁電流コントローラの一例を示す配線図である。界磁コイルを構成するサブコイル６１及び６２に供給される界磁電流を制御するこの界磁電流コントローラは、Hブリッジ７およびダイオード回路８からなる。Hブリッジ７は２つのスイッチレグ７１および７２からなり、スイッチレグ７１および７２はそれぞれ、直列接続された２つのMOSトランジスタからなる。スイッチレグ７１および７２はスタータスイッチを通じてバッテリに接続されている。
ダイオード回路８は、電圧降下用のダイオードペア８０と、並列ダイオード８１および８２と、直列ダイオード８３とからなる。ダイオードペア８０は逆並列接続された２個のダイオードからなる。ダイオードペア８０は省略されることができる。このダイオード回路８はロータとともに回転する。
サブコイル６２の一端はダイオードペア８０およびスリップリング９３を通じてスイッチレグ７１の出力端子に接続されている。スリップリング９３は並列ダイオード８１のアノード電極に接続されている。サブコイル６２の他端は並列ダイオード８２のアノード電極及びサブコイル６１の一端に接続されている。サブコイル６１の他端は、並列ダイオード８１のカソード電極及び直列ダイオード８３のカソード電極に接続されている。直列ダイオード８３のアノード電極及び並列ダイオード８２のカソード電極はスリップリング９４を通じてスイッチレグ７２の出力端子に接続されている。
エンジン始動のための高周波数モード（倍極モード）において、界磁電流はスイッチレグ７１からスイッチレグ７２の方向へ流れる。その結果、サブコイル６２及び６１は並列接続される。スイッチレグ７１の上アームトランジスタ及びスイッチレグ７２の下アームトランジスタがオンされる時、バッテリは界磁電流をサブコイル６２及び６１に並列に供給する。これは、エンジン始動時における界磁電流の立ち上がり時間を短縮できることを意味する。スイッチレグ７１の上アームトランジスタがオフされ、スイッチレグ７１の下アームトランジスタがオンされると、並列接続されたサブコイル６１及び６２の残留磁気エネルギーはフリーホィーリング電流を流す。
発電のための低周波数モード（基本モード）において、界磁電流はスイッチレグ７２からスイッチレグ７１の方向へ流れる。その結果、サブコイル６２及び６１は直列接続される。スイッチレグ７２の上アームトランジスタ及びスイッチレグ７１の下アームトランジスタがオンされる時、バッテリは界磁電流をサブコイル６２及び６１に直列に供給する。これは、界磁コイルの巻数が増加するために、界磁３５電流を低減できることを意味する。スイッチレグ７２の上アームトランジスタがオフされ、スイッチレグ７２の下アームトランジスタがオンされると、直列接続されたサブコイル６１及び６２の残留磁気エネルギーはフリーホィーリング電流を流す。
　　　　　　　　　　ダイオード回路を内蔵する端子リング
図４４はダイオード回路８を内蔵する端子リング１１を示す側面図である。モータハウジング１２はロータ軸６４を支持している。ロータ軸６４に固定された端子リング１１はランデルタイプのロータコア６３に隣接している。端子リング１１は、サブコイル６１及び６２をスリップリング９３および９４に接続される４つの端子をもつ。ただし、図４４は端子リング１１の端子１１１、１１２および１１３だけを示す。
　　　　　　　　　　本発明の他の特徴
最初に、第１実施例により説明された疑似Wyeモードは、極数切替を実行しない可変速電気機械に適用可能である。この可変速電気機械が以下に整理される。
　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、前記ステータコイルに流れる電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
　前記パワーコンバータは、ダブルエンド型３相コイルに接続される２つの３相インバータからなり、
　前記コントローラは、前記２つの３相インバータの一方から前記ダブルエンド型３相コイルの３つの相コイルに所定の中間電圧を印加する疑似Wyeモードを有することを特徴とする可変速電気機械。
次に、第２実施例により説明された第１の倍極型可変速電気機械が、以下に整理される。
　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、基本周波数の電流及びこの基本周波数の２倍の周波数の電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
　前記ステータコイルは、Wye型又はデルタ型の第１の３相コイル及びダブルエンド型の第２の３相コイルからなり、
　前記パワーコンバータは、前記第１の３相コイルに接続される第１の３相パワーコンバータと、前記第２の３相コイルの３つの端子に接続される第２の３相パワーコンバータとを有し、
　前記第２の３相コイルの残りの３つの端子は、前記第１の３相パワーコンバータに接続され、
　前記コントローラは、基本周波数をもつ３相電流が並列接続された前記２つの３相コイルに流れる低周波数モードと、２倍周波数をもつもう一つの３相電流が直列接続された前記２つの３相コイルに流れる高周波数モードともつことを特徴とする可変速電気機械。
第１の倍極型可変速電気機械の第１の態様が以下に整理される。
　前記第１のパワーコンバータは３相ダイオード整流器からなり、前記第２のパワーコンバータは３相インバータからなる。
第１の倍極型可変速電気機械の第２の態様が以下に整理される。
　前記第２のパワーコンバータは、前記低周波数モードにおいてWye型の前記第１の３相コイルの中性点電位と本質的に等しい中間電圧を発生する疑似Wyeモードを実行する３相インバータからなる。
第１の倍極型可変速電気機械の第３の態様が以下に整理される。
　前記２つのパワーコンバータはそれぞれ３相ダイオード整流器からなる。
次に、第２実施例により説明された第２の倍極型可変速電気機械が、以下に整理される。
　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、基本周波数の電流及びこの基本周波数の２倍の周波数の電流を制御するコントローラとを有する２周波数型の可変速電気機械において、
　前記ステータコイルは、前コア部、中央コア部および後コア部からなるランデル型ロータコアに対面し、
　前記ロータコアは、前記前コア部および前記中央コア部の間に巻かれた第１界磁コイルと、前記中央コア部および前記後コア部の間に巻かれた第２界磁コイルとを保持し、
　前記中央コアは、前記前コアの爪部と前記後コアの爪部との間に配置される爪部を有し、
　前記コントローラは、前記２倍の周波数を用いる高周波数モードにおいて前記２つの界磁コイルの一方に供給される界磁電流の方向を反転することを特徴とする可変速電気機械。
第２の倍極型可変速電気機械の第１の態様が以下に整理される。
　前記コントローラは、界磁電流の方向を反転するHブリッジと、前記Hブリッジによる界磁電流の方向反転にもかかわらず前記２つの界磁コイルの他方の電流方向を一定とするダイオード回路とを有する。
第２の倍極型可変速電気機械の第１の態様が以下に整理される。
　前記ダイオード回路は、前記ロータコアが固定される回転軸に固定される端子リングに収容される。

Claims (27)

  1. 　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、前記ステータコイルに流れる基本周波数の電流及び３倍周波数の電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
    　前記ステータコイルは、前記高周波数モードにおいて前記低周波数モードと比べて３倍の極数及び１/３倍の相数を有し、
    　前記コントローラは、前記基本周波数の電流を制御する低周波数モード及び前記３倍周波数の電流を制御する高周波数モードのうちの少なくとも一つと、前記基本周波数の電流及び前記３倍周波数の電流の両方を制御する周波数混合モードとを有することを特徴とする可変速電気機械。
  2. 　前記ステータコイルが前記高周波数モードにおいて形成する高周波数回転磁界は、前記ステータコイルが前記低周波数モードにおいて形成する低周波数回転磁界と等しい機械的角速度をもつ請求項１記載の可変速電気機械。
  3. 　前記３倍周波数は前記基本周波数の第３高調波である請求項１記載の可変速電気機械。
  4. 　前記コントローラは、前記低周波数モードと、前記高周波数モードと、前記周波数混合モードとをもつ請求項１記載の可変速電気機械。
  5. 　前記ステータコイルは、前記低周波数モードにおいて３相トルクを発生し、前記高周波数モードにおいて単相トルクを発生し、前記周波数混合モードにおいて３相トルク及び単相トルクの両方を発生する請求項１記載の可変速電気機械。
  6. 　前記高周波数モードは、電気角３６０度が２ティースピッチに相当する単相回転磁界を形成する請求項５記載の可変速電気機械。
  7. 　前記ステータコイルは、前記低周波数モードにおいて６相トルクを発生し、前記高周波数モードにおいて２相トルクを発生し、前記周波数混合モードにおいて６相トルク及び２相トルクの両方を発生する請求項１記載の可変速電気機械。
  8. 　前記高周波数モードは、電気角３６０度が４ティースピッチに相当する２相回転磁界を形成する請求項７記載の可変速電気機械。
  9. 　前記コントローラは、前記低周波数モードと前記高周波数モードとの切り替えを実行する直前に前記周波数混合モードを実施する請求項１記載の可変速電気機械。
  10. 　前記パワーコンバータは、Wyeコイルに接続される３相インバータと、前記Wyeコイルの中性点に３倍周波数の単相電流を供給するための中性点レグとをもつ請求項１記載の可変速電気機械。
  11. 　前記パワーコンバータは、互いに直列接続された３つの相コイルからなる直列３相巻線に３相電流及び単相電流を供給する少なくとも一つの４レグインバータを有し、前記４レグインバータは、前記直列３相巻線の両端に別々に接続される２つのエンドレグと、前記直列３相巻線の２つの中間接続点に別々に接続される２つの中間レグとをもつ請求項１記載の可変速電気機械。
  12. 　前記４レグインバータは、前記低周波数モードにおいて前記３相電流を出力し、前記高周波数モードにおいて前記単相電流を出力する請求項１１記載の可変速電気機械。
  13. 　前記コントローラは、前記高周波数モードにおいて前記２つのエンドレグの一方をスイッチングすることにより前記直列３相巻線に前記単相電流を供給する請求項１２記載の可変速電気機械。
  14. 　前記パワーコンバータは、２つの前記直列３相巻線を別々に駆動する２つの前記４レグインバータを有し、
    　前記２つの直列３相巻線を別々に流れる２つの前記単相電流の間の位相差は、電気角９０度である請求項１２記載の可変速電気機械。
  15. 　前記２つの直列３相巻線は直列に接続され、
    　前記２つの４レグインバータは共通のレグを有する請求項１４記載の可変速電気機械。
  16. 　前記パワーコンバータは、ダブルエンド型３相コイルに接続される２つの３相インバータからなる請求項１記載の可変速電気機械。
  17. 　前記コントローラは、前記低周波数モードにおいて前記２つの３相インバータを交互にPWMスイッチングする交互スイッチングモードを有する請求項１６記載の可変速電気機械。
  18. 　前記コントローラは、前記２つの３相インバータの一方から前記ダブルエンド型３相コイルに所定の中間電圧を印加する疑似Wyeモードを有する請求項１６記載の可変速電気機械。
  19. 　前記ステータコイルに対面するロータは、コア極及びマグネット極からなる合計６個のロータ極を電気角３６０度範囲内にもち、
    　前記コントローラは、前記低周波数モード及び前記高周波数モードの両方において、前記コア極の励磁のために基本周波数のd軸電流を採用する請求項１記載の可変速電気機械。
  20. 　前記ロータは、電気角３６０度範囲内に２つのコア極及び４つのマグネット極を有し、
    　前記２つのコア極の一方は、N極をもつ２つのマグネット極に挟まれ、
    　前記２つのコア極の他方は、S極をもつ２つのマグネット極に挟まれる請求項１９記載の可変速電気機械。
  21. 　前記ロータは、電気角３６０度の範囲内に４つのコア極及び２つのマグネット極を有し、
    　２つの前記コア極は、互いに反対の極性をもつ前記２つのマグネット極に挟まれる請求項１９記載の可変速電気機械。
  22. 　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、前記ステータコイルに流れる基本周波数の電流及び３倍周波数の電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
    　前記コントローラは、前記基本周波数の電流を制御する低周波数モード及び前記３倍周波数の電流を制御する高周波数モードとをもち、
    　前記ステータコイルは、前記低周波数モードにおいて３相トルクを発生し、前記高周波数モードにおいて単相トルクを発生することを特徴とする可変速電気機械。
  23. 　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、前記ステータコイルに流れる基本周波数の電流及び３倍周波数の電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
    　前記パワーコンバータは、Wyeコイルに接続される３相インバータと、前記Wyeコイルの中性点に３倍周波数の単相電流を供給する中性点レグとをもつことを特徴とする可変速電気機械。
  24. 　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、前記ステータコイルに流れる基本周波数の電流及び３倍周波数の電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
    　前記パワーコンバータは、ダブルエンド型３相コイルに接続される２つの３相インバータからなり、
    　前記コントローラは、前記ダブルエンド型３相コイルに基本周波数の３相電流を供給する低周波数モードと、前記ダブルエンド型３相コイルに３倍周波数をもつ単相電流を供給する高周波数モードとを別々に実行することを特徴とする可変速電気機械。
  25. 　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、前記ステータコイルに流れる基本周波数の電流及び３倍周波数の電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
    　前記パワーコンバータは、ダブルエンド型３相コイルに接続される２つの３相インバータからなり、
    　前記コントローラは、前記２つの３相インバータの一方から前記ダブルエンド型３相コイルの３つの相コイルに所定の中間電圧を印加する疑似Wyeモードを有することを特徴とする可変速電気機械。
  26. 　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、前記ステータコイルに流れる基本周波数の電流及び３倍周波数の電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
    　前記パワーコンバータは、互いに直列接続された３つの相コイルからなる少なくとも一つの直列３相巻線に３相電流及び単相電流を供給する少なくとも一つの４レグインバータを有し、前記４レグインバータは、前記直列３相巻線の両端に別々に接続される２つのエンドレグと、前記直列３相巻線の２つの中間接続点に別々に接続される２つの中間レグとからなることを特徴とする可変速電気機械。
  27. 　３個以上の相コイルからなるステータコイルに接続される４個以上のレグからなるパワーコンバータと、前記ステータコイルに流れる基本周波数の電流及び３倍周波数の電流を制御するコントローラとを有する可変速電気機械において、
    　前記ステータコイルは、コア極及びマグネット極からなる６個のロータ極を電気角３６０度範囲内にもつロータに対面し、
    　前記コントローラは、前記基本周波数の電流を用いる低周波数モード及び前記３倍周波数の電流を用いる高周波数モードと有し、
    　前記コントローラは、前記低周波数モード及び前記高周波数モードの両方において、前記コア極の励磁のために、前記基本周波数のd軸電流を採用することを特徴とする可変速電気機械。
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