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WO2017013076A1 - Antenne améliorée à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée - Google Patents

Antenne améliorée à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée Download PDF

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Publication number
WO2017013076A1
WO2017013076A1 PCT/EP2016/067075 EP2016067075W WO2017013076A1 WO 2017013076 A1 WO2017013076 A1 WO 2017013076A1 EP 2016067075 W EP2016067075 W EP 2016067075W WO 2017013076 A1 WO2017013076 A1 WO 2017013076A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
antenna
rank
length
llps
programmable
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2016/067075
Other languages
English (en)
Inventor
Christian Renard
Philippe Freyssinier
Thierry Decaesteke
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Priority to EP16739191.1A priority Critical patent/EP3326240A1/fr
Publication of WO2017013076A1 publication Critical patent/WO2017013076A1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters
    • H01Q3/38—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters the phase-shifters being digital

Definitions

  • the present invention relates to electronic scanning and broadband antennas of instantaneous frequency.
  • An electronic scanning antenna is an antenna consisting of a network constituted by the juxtaposition of a plurality of elementary radiating sources.
  • the M sources are arranged regularly along a main direction X of the antenna and are spaced apart from each other by a step d.
  • a distance D (M-1) d thus separates the first source and the same source.
  • the orientation of the pointing direction P of the antenna beam is effected by adjusting the delay between the elementary waves emitted or received by the different sources. Indeed, as shown schematically in FIG. 1, this has the consequence of modifying the angle of the wavefront with respect to the main direction X, and thus of modifying the angle of pointing of the beam of the antenna, c that is, the angle between the pointing direction P and a reference direction Z normal to the main direction X of the antenna.
  • the delay to be introduced for a given source is related to the desired pointing angle, as well as to the position of the source within the antenna.
  • the maximum delay to bring between the first source and the same source is equal to Dsin (0), where ⁇ is the desired pointing angle.
  • An electronic scanning antenna is therefore equipped with adjustment means of the delay that must introduce each of the sources of which the antenna is constituted.
  • the delay is brought by a phase shift introduced into the transmission or reception signal. from a source to the crossing of a phase-shifter placed just behind this source. This phase shifter is controlled to introduce a suitable phase shift.
  • the solution consists in introducing the delay, not in the form of a phase shift, by means of a phase-shifter, but in the form of a path length. additional, by means of a programmable length line, referred to as LLP in the following.
  • an N-bit LLP consists of N cascaded controlled switches, each switch for connecting an input terminal to an output terminal by selecting either a direct connection or an indirect connection by a line of length L1 for the first switch, L2 for the second switch ..., LN for the Nth switch.
  • the length L1 is called LSB (for "Least Significant Bit” or the least significant bit).
  • the length LN 2 N_1 L1 is also called MSB (for "Most Significant Bit”) .
  • the lengths that can be generated with an N-bit LLP are all lengths from 0 (when all N switches select a direct connection) to 2LN-L1 (when all N switches select an indirect connection), by LSB steps, let: 0, L1, L2, L2 + L1, L3, L3 + L1, L3 + L2, L3 + L2 + L1 ...
  • a line used to make an indirect connection is for example a line segment TEM (for example a coaxial cable segment) or for example still a circuit called "all-pass filter" known to those skilled in the art.
  • An LLP has the property of introducing a delay proportional to its length and this whatever the frequency of the signal.
  • Lmax D sin (Omax)
  • D is a characteristic dimension of the antenna
  • Omax the angel of misalignment maximum of the antenna.
  • the LLPs to be used in order to adjust the delay of each source to allow the antenna to operate in an extended angular range would thus have a large bulk, in particular because of the large length of the most significant bits.
  • LLPs are therefore incompatible with close networking of the sources, in particular in the case of planar array antennas, in which the sources are arranged in two orthogonal directions X and Y.
  • LLPs introduce relatively large ohmic losses that increase with the length used. The ohmic losses introduced by the most significant bits are thus too important.
  • the solution currently implemented consists of dividing the subnetwork antenna, then to implement for the angular misalignment of the beam, on the one hand, phase shifters at each source of radiant sub-networks and, secondly, a programmable length line at the entrance. each subnet.
  • LLPs provide network pointing stability, while phase shifters provide pointing accuracy and lobe quality of the radiation pattern.
  • a second cause of degradation of the diagram is related to the use of the concept of phase modulo 2 ⁇ phase-shifters, which, if valid at the central frequency, introduces an error that increases away from this central frequency.
  • the third cause of degradation of the diagram is related to sub-network subdivision of the network antenna, which generates a certain geometric periodicity on the errors identified above.
  • the invention therefore aims to overcome the aforementioned problems.
  • the subject of the invention is an electronic scanning antenna with a wide instantaneous frequency band, comprising a plurality of radiant sources grouped into sub-arrays and delay adjustment means that each source must introduce to point a beam of the antenna at a required pointing angle, the adjustment means comprising, on the one hand, a first delay adjustment device at each of the sources of a sub-array and, on the other hand, on the one hand, a second delay adjustment device at each of the antenna subarrays, each second adjustment device being constituted by a second programmable length line, characterized in that each first adjustment device is consisting of a first programmable length line.
  • the invention has one or more of the following characteristics, taken in isolation or in any technically possible combination:
  • a programmable length line at each source of each sub-network being said to rank "1” and a programmable length line at each sub-array of the antenna being said to rank “2"
  • a first range of length introduced by a line of programmable length of rank "1” and a second range of length introduced by a row of programmable length of rank "2" overlap each other;
  • At least one bit of a line of programmable length of rank "1" introduces a length equal to that introduced by a bit of a row of programmable length of rank "2";
  • an amplifier is associated with each row of programmable length of rank "1" and / or each row of programmable length of rank "2";
  • the rows having a programmable length of rank "1" are identical between and / or the lines with programmable length of rank "2" are identical to each other;
  • the number of bits of a line of programmable length of rank "1" is less than 8, preferably 6, in particular 4.
  • antenna adapted to operate on an extended instantaneous frequency band, greater than 100 MHz, preferably of the microwave domain.
  • FIG. 1 is a schematic representation of the operating principle of an electronic scanning antenna
  • FIG. 2 is a representation of a programmable length line
  • FIG. 3 is a schematic representation of an embodiment of an electronic scanning antenna according to the invention.
  • FIG. 3 diagrammatically represents an antenna 4 with electronic scanning capable of operating on an extended instantaneous frequency band.
  • the antenna is subdivided into a plurality of subnets.
  • the linear antenna 4 which is composed of nine sources Si, is subdivided into three subnets Rj, each having three juxtaposed sources.
  • the LLPs are then distributed over two levels of the transmission / reception chain of the microwave signal: at a level corresponding to each sub-network Rj of the so-called LLPs of rank 2, and at a level corresponding to each source S, of a sub-network Rj of so-called tier 1 LLPs.
  • rank 1 LLPs are referenced from 1 to 19 and rank 2 LLPs are referenced from 21 to 23.
  • the delay to be introduced is the sum of the delay introduced by the rank 2 LLP associated with the subnet Rj at which the considered Si source belongs, and by the rank 1 LLP associated with the source Si considered.
  • the rank 1 LLPs are identical to each other and the rank 2 LLPs are identical to each other.
  • the strongest bits of rank 1 LLPs have a shorter length than the highest order bits of rank 2 LLPs.
  • Tier 1 LLPs can thus be implanted more easily inside the geometrical mesh of the network constituted by the radiating sources.
  • each LLP of rank 1 is located in the immediate vicinity of the radiating source with which it is associated.
  • rank 1 LLPs The ohmic losses generated by rank 1 LLPs are low. They are advantageously "masked" by the addition of microwave amplifiers.
  • the rank 2 LLPs are set back from the sources. Their size then constitutes a less critical constraint.
  • the ohmic losses that they generate remain important, but have smaller consequences, since away from the sources. These ohmic losses can advantageously be "masked" by the insertion of suitable microwave amplifiers.
  • the invention thus simplifies the implementation of programmable length lines within a network antenna.
  • the directional antenna obtained has improved characteristics compared with antennas of the prior art, especially when it is used on extended instantaneous frequency bands.
  • Tier 1 and Tier 2 LLPs must be mutually adapted. Indeed, the range of lengths to be generated for the proper functioning of the antenna can not be simply distributed between a first range of lengths for the LLPs of rank 1 and a second range of lengths for the LLPs of rank 2, complementary and disjoint from the first,
  • this overlap is such that at least one least significant bit of the rank 2 LLPs corresponds to a most significant bit of the rank 1 LLPs.
  • the characteristics of a sub-network are determined. For this, taking into account criteria relating to the characteristics sought for the global antenna (pointing accuracy for the antenna, granularity of the angular position of the beam, average level of the lobes ...) make it possible to determine the most significant delay. small that can be introduced into a signal. This smallest delay is identified by the length of the least significant bit, LSB1, of rank 1 LLPs.
  • total number M M1 xM2 of sources constituting the antenna (where M1 is the number of sources in a sub-network and M2 the number of sub-networks network subdividing the antenna), form of the mesh of the antenna network, implementation of the components in the mesh, maximum number of bits of the LLP of rank 1 (according to the congestion and the ohmic losses) ...
  • N1 must remain as low as possible, for example 6 or 7 bits, so that the corresponding rank 1 LLP can be integrated near the source, and to limit the ohmic losses.
  • the maximum length Lmax1 to be generated between two sources belonging to the same sub-network is then determined, that is to say the maximum length that the rank 1 LLPs can introduce alone.
  • Lmax1 V2a sin ( 9max).
  • the highest MSB 2 bit of the rank 2 LLPs is defined from the maximum length Lmax that the antenna must be able to introduce.
  • Lmax Lmaxl + Lmax2.
  • Lmaxl Lmaxl + Lmax2.
  • the maximum length Lmax depends on the shape of the antenna. For example, for an antenna intended to electronically scan its beam up to an angle 6max throughout the space, and having a disk shape of diameter D, the maximum length to be generated is:
  • the maximum length to be generated is:
  • Lmax2 2MSB2 - LSB2
  • MSB2 2 N2 _1 LSB2.
  • a third step the choice of LSB2 and N2 is optimized and the overlap between the first and second delay ranges introduced by the rank 1 LLPs and the rank 2 LLPs, respectively.
  • LmaxO-LminO the range of lengths to be generated for a sub-network is calculated: LmaxO-LminO, where LmaxO, respectively LminO, is the maximum length, respectively minimum, to be generated in this subnet from a share of the rank 2 LLP associated with this subnetwork, and secondly rank 1 LLPs associated with each source of this subnetwork, to obtain the pointing angle ⁇ 0.
  • the LminO value is framed by two successive length values, Li and Li + 1, introduced by the rank 2 LLP associated with the subnet.
  • the difference Li + 1 - Li corresponds to the discretization of the LLPs of rank 2, that is to say to LSB2.
  • LSB 2 The determination of LSB 2 can be performed more easily by maximizing LminO-Li by Li + 1 -Li, or LSB2, in the above inequality:
  • This third step is iterated for different value of the pointing angle ⁇ 0 to determine the values of LSB2 and N2 which, given the sometimes complex geometry of the antenna, allow all angles of pointing within the domain predefined angle for the antenna.
  • this procedure results in the number of common bits between the rank 1 LLPs and the rank 2 LLPs being at least 1. Beyond two bits in common, it is preferable to reduce the number of bits of rank 1 LLPs.
  • the bit of the rank 2 LLP When using the antenna, for the generation of a length belonging to the overlap interval between the first and second ranges, the bit of the rank 2 LLP will be selected in priority.
  • the lengths accessible by the LLPs of rank 1 are then: 0, 10, 20, 30, 40, 50, 60 and 70 mm.
  • the solution for minimizing this overlap is to have a single common bit between the rank 1 LLPs and the rank 2 LLPs, the 20 mm length bit.
  • LLPs in two levels may be generalized to a distribution in K levels, with K an integer greater than or equal to two, for antennas with a large number of sources.
  • LLPs The production of the LLPs is carried out in a conventional manner. They can be realized as MMIC components, for example from elementary cells of the "all-pass" filter type, in particular for rank 1 LLPs. They can also be realized as a combination of cells of the filter type "all-pass” and physical lengths (sections of cable TEM). Finally, they can be made from only physical lengths, for example for rank 2 LLPs.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

Cette antenne (4) à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée, comporte une pluralité de sources (Si) rayonnantes regroupées en sous- réseaux (Rj) et des moyens d'ajustement du retard que doit introduire chacune des sources pour pointer un faisceau de l'antenne selon un angle de pointage requis, les moyens d'ajustement comportant, d'une part, un premier dispositif d'ajustement du retard au niveau de chacune des sources d'un sous-réseaux et, d'autre part, un second dispositif d'ajustement du retard au niveau de chacun des sous-réseaux de l'antenne, chaque second dispositif d'ajustement étant constitué par une seconde ligne à longueur programmable (21, 22, 23). Cette antenne est caractérisée en ce que chaque premier dispositif d'ajustement est constitué par une première ligne à longueur programmable (11 à 19).

Description

ANTENNE AMELIOREE A BALAYAGE ELECTRONIQUE ET A LARGE BANDE
DE FREQUENCE INSTANTANEE
La présente invention concerne les antennes à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée.
Une antenne à balayage électronique est une antenne constituée d'un réseau constitué par la juxtaposition d'une pluralité de sources rayonnantes élémentaires. Pour l'antenne linéaire représentée sur la figure 1 , les M sources sont disposées régulièrement le long d'une direction principale X de l'antenne et sont espacées les unes des autres par un pas d. Une distance D=(M-1 )d sépare ainsi la première source et la M'eme source.
Dans une antenne à balayage électronique, l'orientation de la direction de pointage P du faisceau de l'antenne s'effectue en ajustant le retard entre les ondes élémentaires émises ou reçues par les différentes sources. En effet, comme représenté schématiquement sur la figure 1 , cela a pour conséquence de modifier l'angle du front d'onde par rapport à la direction principale X, et donc de modifier l'angle de pointage du faisceau de l'antenne, c'est-à-dire l'angle entre la direction de pointage P et une direction de référence Z normale à la direction principale X de l'antenne.
Le retard à introduire pour une source donnée est lié à l'angle de pointage recherché, ainsi qu'à la position de la source au sein de l'antenne. Pour l'exemple de la figure 1 , le retard maximal à apporter entre la première source et la M'eme source est égal à Dsin(0), où Θ est l'angle de pointage recherché.
Une antenne à balayage électronique est par conséquent équipée de moyens d'ajustement du retard que doit introduire chacune des sources dont est constituée l'antenne.
Dans le cas d'une antenne à balayage électronique opérant dans une bande de fréquence instantanée réduite, par exemple de l'ordre de quelques dizaines de MHz de large, le retard est apporté par un déphasage introduit dans le signal d'émission ou de réception d'une source à la traversée d'un déphaseur placé juste derrière cette source. Ce déphaseur est commandé pour introduire un déphasage adapté.
Sur la figure 1 , le déphasage Ψ0 entre deux sources voisines est 0=2n(d/À0)sin9, où λ0 est la longueur d'onde dans l'air de l'onde émise à la fréquence centrale f0 de la bande de fréquence instantanée.
Comme il s'agit d'un déphasage, le concept de modulo 2π s'applique : un déphasage Ψ et un déphasage Ψ+2π sont équivalents. Il suffit d'implanter des déphaseurs générant des phases dans une plage entre 0 et 2π au niveau de modules d'émission/réception associés à chacune des sources de l'antenne. Dans le cas d'une antenne à balayage électronique opérant dans une bande de fréquence instantanée étendue, par exemple supérieure à 100 MHz de large, l'utilisation de déphaseurs introduit un dépointage important de l'antenne entre les différentes fréquences de la bande de fréquence. En effet, un déphaseur introduit la phase constante Ψ0 pour toutes les fréquences de la bande de fréquence. Or l'angle de dépointage Θ évolue en fonction de la longueur d'onde λ selon la relation : 9=arcsin[ 0A/(2nd)].
Outre cette variation de l'angle de pointage avec la fréquence, l'utilisation du concept de modulo 2ττ, valide pour une fréquence, par exemple la fréquence centrale f0, conduit à une dégradation des lobes du diagramme de rayonnement en fonction de l'excursion en fréquence.
Pour les antennes à balayage électronique opérant dans une bande de fréquence instantanée étendue, la solution consiste alors à introduire le retard non pas sous la forme d'un déphasage, au moyen d'un déphaseur, mais sous la forme d'une longueur de parcours supplémentaire, au moyen d'une ligne de longueur programmable, dénommée LLP dans ce qui suit.
Comme illustré sur la figure 2 pour une LLP à 6 bits, une LLP à N bits est constituée de N commutateurs commandés, disposés en cascade, chaque commutateur permettant de relier une borne d'entrée à une borne de sortie en sélectionnant soit une connexion directe, soit une connexion indirecte par une ligne de longueur L1 pour le premier commutateur, L2 pour le second commutateur... , LN pour le N'eme commutateur.
La longueur L1 est appelée LSB (pour « Least Significant Bit » ou bit de poids le plus faible). Les autres longueurs sont choisies de la manière suivante : L2 = 2L1 , L3 = 2L2 = 22L1 ... La longueur LN = 2N_1 L1 est aussi appelée MSB (pour « Most Significant Bit » ou bit de poids le plus fort).
Ainsi les longueurs pouvant être générées avec une LLP à N bits sont toutes les longueurs de 0 (quand tous les N commutateurs sélectionnent une connexion directe) à 2LN-L1 (quand tous les N commutateurs sélectionnent une connexion indirecte), par pas de LSB, soit : 0, L1 , L2, L2+L1 , L3, L3+L1 , L3+L2, L3+L2+L1 ...
Une ligne utilisée pour réaliser une connexion indirecte est par exemple un segment de ligne TEM (par exemple un segment de câble coaxial) ou par exemple encore un circuit appelé «filtre passe-tout» connu de l'homme du métier.
Une LLP présente la propriété d'introduire un retard proportionnel à sa longueur et ceci quelle que soit la fréquence du signal.
Ainsi par exemple pour l'antenne linéaire de la figure 1 , en prenant l'origine des retards au niveau de la première source, la longueur Li à commander sur la ieme source, dont la position est (i-1 )d, est : Li = (i - l)dsin(6). Cette expression montre que, pour une LLP, le pointage angulaire Θ ne dépend pas de la fréquence. Les LLP permettent donc théoriquement de répondre à ce besoin de fonctionnement d'une antenne à balayage sur une bande de fréquence instantanée étendue.
Cependant, dans le cas d'antennes comportant un grand nombre de sources rayonnantes, les LLP ne sont en pratique pas utilisables. En effet, pour des antennes étendues, il est nécessaire de pouvoir générer des longueurs jusqu'à une longueur maximale Lmax importante : Lmax = D sin(Omax), où D est une dimension caractéristique de l'antenne et Omax l'ange de dépointage maximal de l'antenne. Les LLP à utiliser pour pouvoir ajuster le retard de chaque source pour permettre à l'antenne de fonctionner dans un domaine angulaire étendu présenteraient ainsi un encombrement important, en particulier du fait de la longueur importante des bits de poids forts.
Les LLP sont donc incompatibles d'une mise en réseau serrée des sources, en particulier dans le cas d'antennes réseau planes, dans lesquelles les sources sont arrangées suivant deux directions orthogonales X et Y.
De plus, les LLP introduisent des pertes ohmiques relativement importantes qui augmentent en fonction de la longueur utilisée. Les pertes ohmiques introduites par les bits de poids forts sont ainsi trop importantes.
Pour les antennes à balayage électronique de grande dimension et à bande de fréquence instantanée étendue, par exemple pour les radars de type SAR (« Synthetic Aperture Radar » ou radar à synthèse d'ouverture), la solution actuellement mise en œuvre consiste à diviser l'antenne en sous-réseaux, puis à implanter pour le dépointage angulaire du faisceau, d'une part, des déphaseurs au niveau de chaque source rayonnante des sous-réseaux et, d'autre part, une ligne à longueur programmable à l'entrée de chaque sous-réseau. Les LLP assurent alors la stabilité de pointage du réseau, tandis que les déphaseurs assurent la précision de pointage et la qualité des lobes du diagramme de rayonnement.
Avec cet agencement, on observe effectivement une stabilisation du pointage du faisceau en comparaison de l'utilisation de seuls déphaseurs, mais une dégradation de la qualité du diagramme d'émission/réception de l'antenne lorsque l'on s'écarte de la fréquence centrale de la bande de fréquence instantanée, liée à l'erreur apportée entre le déphasage appliqué et celui qu'il faudrait appliquer à la fréquence considérée.
Une seconde cause de dégradation du diagramme est liée à l'utilisation du concept de phase modulo 2π au niveau des déphaseurs, qui, s'il est valide à la fréquence centrale, introduit une erreur qui augmente en s'écartant de cette fréquence centrale. La troisième cause de dégradation du diagramme est liée à la subdivision en sous- réseaux de l'antenne réseau, qui génère une certaine périodicité géométrique sur les erreurs identifiées ci-dessus.
L'invention a donc pour but de palier aux problèmes précités.
A cet effet, l'invention a pour objet une antenne à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée, comportant une pluralité de sources rayonnantes regroupées en sous-réseaux et des moyens d'ajustement du retard que doit introduire chacune des sources pour pointer un faisceau de l'antenne selon un angle de pointage requis, les moyens d'ajustement comportant, d'une part, un premier dispositif d'ajustement du retard au niveau de chacune des sources d'un sous-réseaux et, d'autre part, un second dispositif d'ajustement du retard au niveau de chacun des sous-réseaux de l'antenne, chaque second dispositif d'ajustement étant constitué par une seconde ligne à longueur programmable, caractérisée en ce que chaque premier dispositif d'ajustement est constitué par une première ligne à longueur programmable.
Suivant des modes particuliers de réalisation, l'invention présente l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prise(s) isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles :
une ligne à longueur programmable au niveau de chaque source de chaque sous-réseaux étant dite de rang « 1 » et une ligne à longueur programmable au niveau de chaque sous-réseau de l'antenne étant dite de rang « 2 », une première gamme de longueur introduite par une ligne à longueur programmable de rang « 1 » et une seconde gamme de longueur introduite par une ligne à longueur programmable de rang de rang « 2 » se recouvrent mutuellement ;
au moins un bit d'une ligne à longueur programmable de rang « 1 » introduit une longueur égale à celle introduite par un bit d'une ligne à longueur programmable de rang « 2 » ;
un amplificateur est associé à chaque ligne à longueur programmable de rang « 1 » et/ou à chaque ligne à longueur programmable de rang « 2 » ;
les lignes à longueur programmable de rang « 1 » sont identiques entre et/ou les lignes à longueur programmable de rang « 2 » sont identiques entre elles ;
le nombre de bits d'une ligne à longueur programmable de rang « 1 » est inférieur à 8, de préférence à 6, notamment 4 ; et
antenne propre à fonctionner sur une bande de fréquence instantanée étendue, supérieure à 100 MHz, de préférence du domaine hyperfréquence.
L'invention sera mieux comprise à l'aide de la description qui va suivre, donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés sur lesquels : - la figure 1 est une représentation schématique du principe de fonctionnement d'une antenne à balayage électronique ;
- la figure 2 est une représentation d'une ligne à longueur programmable ; et,
- la figure 3 est une représentation schématique d'un mode de réalisation d'une antenne à balayage électronique selon l'invention.
La figure 3 représente schématiquement une antenne 4 à balayage électronique propre à fonctionner sur une bande de fréquence instantanée étendue.
Pour générer le retard nécessaire au dépointage du faisceau de l'antenne, celle-ci comporte uniquement des LLP.
L'antenne est subdivisée en une pluralité de sous-réseaux. Par exemple sur la figure 3, l'antenne 4 linéaire, qui est composée de neuf sources Si, est subdivisée en trois sous-réseaux Rj, comportant chacun trois sources juxtaposées.
Les LLP sont alors réparties sur deux niveaux de la chaîne d'émission/réception du signal hyperfréquence : à un niveau correspondant à chaque sous-réseau Rj des LLP dites de rang 2, et à un niveau correspondant à chaque source S, d'un sous-réseau Rj des LLP dites de rang 1 . Sur la figure 3, les LLP de rang 1 sont référencées de 1 1 à 19 et les LLP de rang 2 sont référencées de 21 à 23.
Pour une source Si donnée, le retard à introduire est la somme du retard introduit par la LLP de rang 2 associée au sous-réseau Rj auquel la source Si considérée appartient, et par la LLP de rang 1 associée à la source Si considérée.
Pour des raisons de simplification du procédé industriel de fabrication de l'antenne 4, les LLP de rang 1 sont identiques entre elles et les LLP de rang 2 sont identiques entre elles.
Les bits de poids les plus forts des LLP de rang 1 ont une longueur moindre que les bits de poids les plus forts des LLP de rang 2.
Les LLP de rang 1 peuvent ainsi être implantées plus facilement à l'intérieur de la maille géométrique du réseau constitué des sources rayonnantes. Ainsi, chaque LLP de rang 1 est implantée au voisinage immédiat de la source rayonnante à laquelle il est associé.
Les pertes ohmiques générées par les LLP de rang 1 sont faibles. Elles sont avantageusement « masquées » par l'adjonction d'amplificateurs hyperfréquences.
Les LLP de rang 2, d'encombrement plus important, sont implantées en retrait par rapport aux sources. Leur encombrement constitue alors une contrainte moins critique.
Les pertes ohmiques qu'ils génèrent reste importantes, mais ont des conséquences moindres, puisqu'à l'écart des sources. Ces pertes ohmiques peuvent avantageusement être « masquées » par l'insertion d'amplificateurs hyperfréquences adaptés. L'invention permet ainsi de simplifier l'implantation de lignes à longueur programmable au sein d'une antenne réseau. L'antenne directive obtenue présente des caractéristiques améliorées par rapport aux antennes de l'art antérieur, notamment lorsqu'elle est utilisée sur des bandes de fréquence instantanée étendues.
Les longueurs des LLP de rang 1 et celles des LLP de rang 2 doivent être adaptées mutuellement. En effet, la gamme des longueurs à générer pour le bon fonctionnement de l'antenne ne peut être simplement répartie entre une première gamme de longueurs pour les LLP de rang 1 et une seconde gamme de longueurs pour les LLP de rang 2, complémentaire et disjointe de la première,
II est en fait nécessaire d'assurer un recouvrement entre ces première et seconde gammes de longueurs.
De préférence, ce recouvrement est tel qu'au moins un bit de poids faible des LLP de rang 2 corresponde à un bit de poids fort des LLP de rang 1 .
La détermination du recouvrement entre les première et seconde gammes et du bit commun va maintenant être présentée.
Dans une première étape, les caractéristiques d'un sous-réseau sont déterminées. Pour cela, la prise en compte de critères relatifs aux caractéristiques recherchées pour l'antenne globale (précision de pointage pour l'antenne, granularité de la position angulaire du faisceau, niveau moyen des lobes...) permettent de déterminer le retard le plus petit que l'on peut introduire dans un signal. Ce retard le plus petit est identifié à la longueur du bit de poids le plus faible, LSB1 , des LLP de rang 1 .
Le choix de la dimension et de la forme des sous-réseaux est déterminé par divers critères : nombre total M=M1 xM2 de sources constituant l'antenne (où M1 est le nombre de sources dans un sous-réseau et M2 le nombre de sous-réseau subdivisant l'antenne), forme de la maille du réseau de l'antenne, implantation des composants dans la maille, nombre maximum de bits du LLP de rang 1 (en fonction de l'encombrement et des pertes ohmiques)... Cela conduit à un ensemble de valeurs possibles pour N1 . Il est à noter que N1 doit rester le plus faible possible, par exemple 6 ou 7 bits, de manière à ce que le LLP de rang 1 correspondante puisse être intégrée à proximité de la source, et pour en limiter les pertes ohmiques.
On détermine ensuite la longueur maximale Lmaxl devant être générée entre deux sources appartenant au même sous-réseau, c'est-à-dire la longueur maximale que peuvent introduire à elles seules les LLP de rang 1 . Par exemple pour une antenne réseau qui est destinée à balayer électroniquement un cône de demi-ouverture au sommet Gmax prédéfini, et qui est divisée en sous-réseaux de forme carrée de côté a, la longueur maximale à générer est : Lmaxl = V2a sin(9max). Le bit de poids le plus significatif MSBi des LLP de rang 1 est alors défini de façon à atteindre cette longueur maximale Lmaxl : Lmaxl = 2MSB1 - LSB1.
Connaissant MSB1 et LSB1, il est alors possible de déterminer N1 pour les LLP de rang 1 avec : MSB1 = 2N1_1LSB1.
Dans une seconde étape, le bit de poids le plus fort MSB2 des LLP de rang 2 est défini à partir de la longueur maximale Lmax que l'antenne doit être capable d'introduire. Par définition, on a : Lmax = Lmaxl + Lmax2. On peut négliger Lmaxl dans cette dernière relation, ce qui revient à dire que la longueur maximale est la longueur maximale Lmax2 pouvant être obtenue par les seules LLP de rang 2.
La longueur maximale Lmax dépend de la forme de l'antenne. Par exemple, pour une antenne destinée à balayer électroniquement son faisceau jusqu'à un angle 6max dans tout l'espace, et présentant une forme en disque de diamètre D, la longueur maximale à générer est :
Lmax = D sin(6max ).
Par exemple encore, pour une antenne rectangulaire de dimensions AxB, la longueur maximale à générer est :
Lmax = VA2 + B2 sin(6max ).
On en déduit Lmax2 et, de là, une contrainte sur les valeurs de LSB2, la longueur du bit de poids le plus faible des LLP de rang 2, et N2, le nombre de bits des LLP de rang 2 :
Lmax2 = 2MSB2 - LSB2 ; et,
MSB2 = 2N2 _1LSB2.
La notion de bit commun entre les LLP de rang 1 et celles de rang 2 se traduit par le fait que la longueur LSB2 est choisie comme devant être une puissance de 2 multipliée par LSB1 : LSB2 = 2QLSB1. Cette contrainte permet d'assurer une granularité continue du retard introduit par la combinaison des LLP de rang 1 et celles de rang 2.
A l'issue de cette étape, plusieurs couples LSB2 - N2 sont possibles.
Dans une troisième étape, on optimise le choix de LSB2 et de N2 et le recouvrement entre les première et seconde gammes de retard introduits par les LLP de rang 1 et les LLP de rang 2, respectivement.
Pour un angle de pointage Θ0, on calcule la plage des longueurs à générer pour un sous-réseau : LmaxO - LminO, où LmaxO, respectivement LminO, est la longueur maximale, respectivement minimale, à générer dans ce sous-réseau à partir d'une part de la LLP de rang 2 associée à ce sous-réseau, et d'autre part des LLP de rang 1 associées à chaque source de ce sous-réseau, pour obtenir l'angle de pointage Θ0. La valeur LminO est encadrée par deux valeurs de longueur successive, Li et Li+1 , introduites par la LLP de rang 2 associée au sous-réseau. La différence Li+1 - Li correspond à la discrétisation des LLP de rang 2, c'est-à-dire à LSB2.
Une condition suffisante pour assurer un bon fonctionnement de l'antenne global à partir de deux niveaux de LLP s'écrit :
(LmaxO - LminO) + (LminO - Li) < Lmaxl
Cette condition indique que la plage des longueurs LmaxO - LminO à générer dans un sous-réseau, qui ne peut être obtenue que par les différentes LLP de rang 1 , augmentée d'une longueur de référence LminO - Li introduite par la LLP de rang 1 de la source associée à la longueur minimale LminO et choisie comme référence des retards, est nécessairement inférieure à la longueur maximale Lmaxl obtenue par les seuls LLP de rang 1 , Lmaxi ayant été dimensionnée à la première étape.
On choisit LSB2 pour que dans l'ensemble des longueurs qu'une LLP de rang 2 est susceptible d'introduire on puisse choisir une valeur pour Li inférieure ou égale à LminO et permettant de vérifier l'inégalité ci-dessus, tout en respectant les contraintes déterminées lors de la seconde étape. Dans le cas particulier où LminO est égal à une valeur pouvant être obtenue avec la LLP de rang 2, on choisit cette valeur pour Li.
La détermination de LSB2 peut être réalisée plus facilement en maximisant LminO-Li par Li+1 -Li, soit LSB2, dans l'inégalité ci-dessus :
(LmaxO - LminO) + LSB2 < Lmaxl
Cette troisième étape est itérée pour différentes valeur de l'angle de pointage Θ0 pour déterminer les valeurs de LSB2 et de N2 qui, compte tenu de la géométrie parfois complexe de l'antenne, autorisent tous les angles de pointage à l'intérieur du domaine angulaire prédéfini pour l'antenne.
De manière générale, cette procédure conduit à ce que le nombre de bits communs entre les LLP de rang 1 et les LLP de rang 2 est au moins de 1 . Au-delà de deux bits en communs, il est préférable de réduire le nombre de bits des LLP de rang 1 .
La mise en œuvre de ce procédé conduit à réduire l'échantillonnage des longueurs générées avec les LLP de rang 2, entraînant donc un recouvrement des gammes accessibles entre les LLP de rang 1 et les LLP de rang 2.
Lors de l'utilisation de l'antenne, pour la génération d'une longueur appartenant à l'intervalle de recouvrement entre les première et seconde gammes, le bit de la LLP de rang 2 sera sélectionné en priorité. La mise en œuvre du procédé est illustrée sur la figure 3 où l'antenne 4 est composée de M=9 sources est subdivisée en trois sous-réseau (M2=3) de trois sources (M1 =3).
Pour un sous-réseau, le plus petit bit de longueur LSB1 d'une LLP de rang 1 est défini par exemple en fonction de la précision angulaire recherchée pour le pointage du faisceau, et le bit de poids le plus significatif MSBi de la LLP de rang 1 est défini de façon à ce que la longueur maximale pouvant être générée, pour le pointage angulaire maximal Gmax, soit : Lmax1 =2MSB1 - LSB1 , avec Lmaxl égale à 2dsin(0max), où d est le pas séparant deux sources voisines de l'antenne 4.
Pour une LLP de rang 1 on a ainsi par exemple : Lmaxl = 70 mm, LSB1 = 10 mm,
N1 = 3 et MSB1 = 40 mm. Les longueurs accessibles par les LLP de rang 1 sont alors : 0, 10, 20, 30, 40, 50, 60 et 70 mm.
Pour l'antenne globale de longueur D, le bit de poids le plus significatif MSB2 d'une LLP de rang 2 est défini de façon à ce que la longueur maximale pouvant être générée soit par exemple : Lmax2 = 2MSB2 - LSB2 = 230 mm, où Lmax2 correspond à Dsin(Gmax), avec D la longueur totale de l'antenne. En outre, on a MSB2 = 2N2_1 LSB2 et LSB2=2QLSB1 , ce qui contraint le couple LSB2, N2.
Puis, pour un pointage Θ0 inférieure à Gmax, on détermine la plage de longueur que doit introduire un sous-réseau : LmaxO-LminO. Cette plage est par exemple de 30 mm.
Avec (LmaxO - LminO) + (Li+1 - Li) < Lmaxl et LSB2=2QLSB1 , on s'aperçoit que LSB2 peut prendre les valeurs 10 ou 20 mm.
La solution permettant de minimiser ce recouvrement consiste à avoir un unique bit commun entre les LLP de rang 1 et les LLP de rang 2, soit le bit de longueur 20 mm.
La valeur 20 mm est choisie pour LSB2 et conduit à N2=4.
Il y a donc un recouvrement entre les longueurs accessibles par le LLP de rang 2 et celles accessibles par les LLP de rang 1 : LSB2 < MSB1 . En effet, le troisième bit des LLP de rang 1 permet d'introduire une longueur de 20 mm tout comme le premier bit des LLP de rang 2.
Ainsi, une répartition des LLP en deux niveaux est possible, mais nécessite un choix adéquat des bits de longueur constitutifs des LLP de rang 1 et de rang 2.
Pour la simplicité de l'exposé, l'exemple choisi est celui d'un réseau linéaire. Il est entendu que ces conclusions s'appliquent à un réseau plan, voire tridimensionnel.
L'homme du métier comprendra que la répartition des LLP en deux niveaux comme cela vient d'être exposé, peut-être généralisée à une répartition en K niveaux, avec K un entier supérieur ou égal à deux, pour des antennes comportant un grand nombre de sources.
La réalisation des LLP est effectuée de façon classique. Elles peuvent être réalisées comme des composants MMIC, par exemple à partir de cellules élémentaires du type filtre « passe-tout », en particulier pour les LLP de rang 1 . Elles peuvent aussi être réalisées comme une combinaison de cellules du type filtre « passe-tout » et de longueurs physiques (sections de câble TEM). Enfin, elles peuvent être réalisées à partir de longueurs physiques seulement, par exemple pour les LLP de rang 2.

Claims

REVENDICATIONS
1 . - Antenne (4) à balayage électronique et à large bande de fréquence instantanée, comportant une pluralité de sources (Si) rayonnantes regroupées en sous- réseaux (Rj) et des moyens d'ajustement du retard que doit introduire chacune des sources pour pointer un faisceau de l'antenne selon un angle de pointage requis, les moyens d'ajustement comportant, d'une part, un premier dispositif d'ajustement du retard au niveau de chacune des sources d'un sous-réseaux et, d'autre part, un second dispositif d'ajustement du retard au niveau de chacun des sous-réseaux de l'antenne, chaque second dispositif d'ajustement étant constitué par une seconde ligne à longueur programmable (21 , 22, 23), caractérisée en ce que chaque premier dispositif d'ajustement est constitué par une première ligne à longueur programmable (1 1 à 19).
2. - Antenne (4) selon la revendication 1 , dans laquelle, une ligne à longueur programmable au niveau de chaque source (Si) de chaque sous-réseaux (Rj) étant dite de rang « 1 » et une ligne à longueur programmable au niveau de chaque sous-réseau (Rj) de l'antenne (4) étant dite de rang « 2 », une première gamme de longueur introduite par une ligne à longueur programmable de rang « 1 » et une seconde gamme de longueur introduite par une ligne à longueur programmable de rang de rang « 2 » se recouvrent mutuellement.
3. - Antenne (4) selon la revendication 1 ou la revendication 2, dans laquelle au moins un bit d'une ligne à longueur programmable de rang « 1 » introduit une longueur égale à celle introduite par un bit d'une ligne à longueur programmable de rang « 2 ».
4. Antenne (4) selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans laquelle un amplificateur est associé à chaque ligne à longueur programmable de rang « 1 » et/ou à chaque ligne à longueur programmable de rang « 2 ».
5. Antenne (4) selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, dans laquelle les lignes à longueur programmable de rang « 1 » sont identiques entre et/ou les lignes à longueur programmable de rang « 2 » sont identiques entre elles.
6. Antenne (4) selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, dans laquelle le nombre de bits d'une ligne à longueur programmable de rang « 1 » est inférieur à 8, de préférence à 6, notamment 4.
7. Antenne (4) selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, propre à fonctionner sur une bande de fréquence instantanée étendue, supérieure à 100 MHz, de préférence du domaine hyperfréquence.
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