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WO2016190093A1 - インバータ制御装置 - Google Patents

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WO2016190093A1
WO2016190093A1 PCT/JP2016/063941 JP2016063941W WO2016190093A1 WO 2016190093 A1 WO2016190093 A1 WO 2016190093A1 JP 2016063941 W JP2016063941 W JP 2016063941W WO 2016190093 A1 WO2016190093 A1 WO 2016190093A1
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WO
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current
phase
zero
control device
motor
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PCT/JP2016/063941
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隆宏 荒木
宮崎　英樹
利貞 三井
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Hitachi Astemo Ltd
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Hitachi Automotive Systems Ltd
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Publication date
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Priority to EP16799801.2A priority patent/EP3306810B1/en
Priority to US15/575,909 priority patent/US10367438B2/en
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control

Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device, and more particularly to an in-vehicle inverter control device.
  • Hybrid vehicles and electric vehicles are required to have improved reliability from the viewpoint of preventing failure during vehicle travel and to improve output torque from the viewpoint of vehicle weight reduction.
  • a three-phase six-wire drive device has been considered, but since a motor with no neutral point connected is used, a 3n-order harmonic current is superimposed on the drive current for driving the motor, There was a problem that losses such as copper loss increased.
  • Patent Document 1 JP-A-2004-80975 (Patent Document 1) as background art in this technical field.
  • a 3n-order harmonic voltage command value for canceling a 3n-order harmonic current (3 is the number of phases, n is an integer) included in the drive current for driving the motor is calculated, and the three-phase voltage is calculated.
  • the command value is corrected ". Accordingly, the target voltage is corrected so as to cancel the 3n-order harmonic current, so that the harmonic current in the drive current can be removed and the loss due to the harmonic current can be reduced.
  • the object of the present invention is to reduce the overcurrent of the inverter and the motor.
  • a control device for an electric motor in which windings of each phase are independently connected, the detected value of the current of each phase flowing through the electric motor, and the rotation of the electric motor Using the zero-phase current calculation means for calculating the zero-phase current based on the position of the child, the current flowing through the motor is controlled so that the vector sum of the drive current and the zero-phase current is equal to or less than a predetermined current. .
  • the overcurrent of the inverter and the motor can be reduced.
  • FIG. 1st Embodiment 3 is a diagram illustrating a flowchart of a current command calculation unit 10.
  • FIG. It is a vector diagram explaining operation
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive device according to the first embodiment.
  • the motor drive device includes a motor 200, a position sensor 210, a current sensor 220, an inverter 100, and a motor control device 1.
  • the motor 200 is configured by an embedded magnet synchronous motor or the like to which a neutral point is not connected.
  • U-phase winding 201 wound around the stator of motor 200 is connected to the output terminal of U-phase full-bridge inverter 110.
  • the V-phase winding 202 wound around the stator of the motor 200 is connected to the output terminal of the V-phase full bridge inverter 111.
  • W-phase winding 202 wound around the stator of motor 200 is connected to the output terminal of W-phase full bridge inverter 112.
  • the motor 200 independently controls the currents flowing in the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203 because the neutral point is not connected. be able to. However, since the neutral point of the motor 200 is not connected, the drive current flowing through the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203 includes a 3n-order harmonic current. It is.
  • the position sensor 210 detects the position of the rotor of the motor 200 and outputs the detected rotor position ⁇ .
  • the current sensor 220 detects the current flowing in the U-phase winding 201, the V-phase winding 202, and the W-phase winding 203 wound around the stator of the motor 200, and detects the detected three-phase current i u. , I v , i w are output.
  • the inverter 100 includes a U-phase full-bridge inverter 110, a V-phase full-bridge inverter 111, and a W-phase full-bridge inverter 112.
  • U-phase full-bridge inverter 110, V-phase full-bridge inverter 111, and W-phase full-bridge inverter 112 are connected in parallel to a DC power supply (not shown).
  • the U-phase full bridge inverter 110 is composed of switching elements 110a to 110d.
  • Switching elements 110a and 110b constitute a U-phase first leg
  • switching elements 110c and 110d constitute a U-phase second leg.
  • Switching elements 110a and 110c are disposed on the upper arm
  • switching elements 110b and 110d are connected to the lower arm.
  • the V-phase full bridge inverter 111 is constituted by switching elements 111a to 111d
  • the W-phase full bridge inverter 112 is constituted by switching elements 112a to 112d.
  • the switching elements 110a to 110d, 111a to 111d, and 112a to 112d are turned on or off based on the switching signal generated by the inverter control device 1.
  • the inverter 100 converts the DC voltage applied from a DC power supply (not shown) into an AC voltage.
  • the converted AC voltage is applied to the three-phase windings 201 to 203 wound around the stator of the motor 200 to generate a three-phase AC current.
  • This three-phase alternating current generates a rotating magnetic field in the motor 200, and the rotor 210 rotates.
  • the switching elements 110a to 110d, 111a to 111d, and 112a to 112d are configured by combining a metal oxide film type field effect transistor (MOSFET), an insulated gate bipolar transistor (IGBT), and the like with a diode.
  • MOSFET metal oxide film type field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the motor control device 1 PWMs the inverter 100 based on the torque command T * from the outside, the three-phase currents i u , i v , i w detected by the current sensor 220, and the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210. Control.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a control operation in the first embodiment. It is a control block diagram explaining the 1st example of the present invention concerning a 1st embodiment.
  • the torque command value T * , angular velocity ⁇ , and zero-phase current i 0 are input to the current command calculation unit 10, and dq-axis current command values i d * and i q * that do not exceed the predetermined current value i max are input. Calculate based on equation (1).
  • the predetermined current value i max means a maximum current value set in order to prevent failure of the inverter 100 and the motor 200.
  • the current command calculation unit 10 outputs appropriate dq-axis current command values i d * and i q * that satisfy the condition of the expression (1) based on the input target torque T * and the angular velocity ⁇ .
  • a method for calculating the dq-axis current command values i d * and i q * methods such as maximum torque current control and field weakening control can be used. Note that a table set in advance may be used to calculate the dq-axis current command values i d * and i q * .
  • the dq-axis current control unit 20 receives the dq-axis current command values i d * and i q * and the dq-axis current detection values i d and i q and inputs the dq-axis voltage command using proportional control or integral control. Output the values v d * and v q * .
  • the three-phase converter 30 receives the dq-axis voltage command values v d * , v q * , and the rotor position ⁇ , and outputs the three-phase voltage command values v u * , v v * , v w * .
  • the switching signal generator 40 receives the three-phase voltage command values v u * , v v * , v w * , and switches the switching elements 110a to 110d, 111a to 111d, 112a to 112d on or off. Is generated.
  • a switching signal is input to the inverter 100, and the motor is operated by the above operation.
  • the dq converter 50 receives the three-phase currents i u , i v , i w detected by the current sensor 220 and the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210, and the dq-axis current detection value i d , i q is output.
  • the zero-phase current calculator 60 receives the three-phase currents i u , i v , i w detected by the current sensor 220 and the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210, and the zero-phase current i 0 is Is output.
  • a formula for calculating the zero-phase current i 0 is shown in Formula (2).
  • the zero phase current i 0 varies depending on the rotational speed of the motor 200, it may be calculated in consideration of the zero phase current value estimated from the angular velocity ⁇ .
  • the speed converter 70 receives the rotor position ⁇ detected by the position sensor 210 and outputs an angular speed ⁇ .
  • FIG. 3 is a flowchart of the current command calculation unit 10.
  • the current command calculation unit 10 acquires a torque command value T * in step a1.
  • the current command calculation unit 10 acquires the angular velocity ⁇ output from the speed conversion unit 70 in step a2.
  • the current command calculation unit 10 acquires the zero-phase current i 0 output from the zero-phase current calculation unit 60 in step a3.
  • the current command calculation unit 10 calculates dq-axis current command values i d * and i q * based on the torque command value T * and the angular velocity ⁇ in step a4.
  • the current command calculation unit ends the process, and the dq-axis current command value i d * and i q * are output.
  • the current command maximum value is reset based on the zero-phase current i 0 in step a5. Then, the process returns to step a4.
  • the motor control device controls the current flowing through the motor so that the vector sum of the drive current and the zero-phase current is equal to or less than a predetermined current.
  • a predetermined current e.g., a current flowing through the motor.
  • it can suppress that overcurrent flows into an inverter and a motor.
  • it is possible to suppress the occurrence of overcurrent caused by the zero-phase current even when the electric motor rotates at high speed. This also prevents overcurrent breakdown and improves reliability.
  • the d-axis current and the q-axis current can be maximized within a range where overcurrent breakdown can be prevented, the output is improved.
  • the control method as in the present embodiment confirms the implementation by checking whether the sum of the d-axis current and the q-axis current as the drive current increases or decreases when the rotational speed of the motor 200 is changed. can do. For example, when the motor 200 rotates at high speed, the zero-phase current relatively increases, so the sum of the d-axis current and the q-axis current decreases.
  • FIG. 4 is a current vector diagram when the motor 200 is driven by the maximum torque current control.
  • i 1 * is a current command vector for maximum torque current control, and is a vector sum of a d-axis current command vector i d1 * and a q-axis current command vector i q1 * .
  • the dotted arc indicates the magnitude of the predetermined current i max . If the inverter 100 and the motor 200 flows zero-phase current i 0, in order to prevent an overcurrent from flowing to the inverter 100 and the motor 200, the magnitude of the current vector inverter 100 can output the zero-phase current i 0 size Depending on, it is limited to a solid arc. Therefore, it is possible to prevent overcurrent by controlling the inverter current in the region within the solid arc.
  • FIG. 5 is a current vector diagram when the motor 200 is driven by field weakening control.
  • i 2 * is a current command vector for field-weakening control, and is a vector sum of a d-axis current command vector i d2 * and a q-axis current command vector i q2 * .
  • the dotted arc indicates the magnitude of the predetermined current i max .
  • the maximum torque current control in the field weakening control when a zero- phase current i 0 flows through the inverter 100 or the motor 200, in order to prevent an overcurrent from flowing through the inverter 100 or the motor 200, a current that can be output by the inverter 100
  • the magnitude of the vector is limited to a solid arc according to the magnitude of the zero-phase current i 0 .
  • the q-axis current command value i q2 * is obtained by the equation (3).
  • a preset table may be used for this.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the second embodiment.
  • the configuration of FIG. 6 is a configuration in which a current command correction unit 300 is added to FIG.
  • the current command calculation unit 10 does not consider the zero-phase current i 0 according to the input torque command value T * , and does not exceed a predetermined current i max.
  • Current command correction dq-axis current command value to the unit 300 i d *, i q * and the zero-phase current i 0 is input, (1) dq axis current command value so as to satisfy the condition of Equation i d *, i q * Is corrected.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the third embodiment.
  • the configuration of FIG. 7 is a configuration in which a torque command correction unit 400 is added to FIG.
  • a torque command value T * and a zero-phase current i 0 are input to the torque command correction unit 400, and the torque command value T * is corrected and output using a preset table.
  • a torque command value T * is generated such that the sum of the dq-axis current command values i d * , i q * and the zero-phase current i q * is equal to or less than a predetermined current.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the fourth embodiment.
  • the configuration of FIG. 8 is a configuration in which a zero-phase current control unit 520 is added to FIG.
  • the current command calculation unit 510 has an appropriate dq-axis current command value i d0 that satisfies the condition of equation (4) based on the input torque command value T * , the angular velocity ⁇ , and the zero-phase current i 0. * , I q0 * and zero-phase current command value i 0 * are output.
  • the zero-phase current control unit 520 is inputted zero-phase current command value i 0 *, and outputs a zero-phase voltage command value v 0 * by using a proportional control or integral control.
  • the three-phase conversion unit 530 receives the dq-axis voltage command values v d * and v q * and the zero-phase voltage command value v 0 * and inputs the three-phase voltage command values v u * and v v based on the equation (5). v *, v w * is output.
  • the current command calculation unit 510 outputs the dq-axis current command values i d0 * and i q0 * that satisfy the condition of the equation (4) and the zero-phase current command value i 0 *. Is controlled to be equal to or lower than a predetermined current.
  • the overcurrent of the inverter and the motor is reduced by controlling the current flowing through the motor so that the vector sum of the drive current and the zero-phase current is equal to or less than a predetermined current. The effect that it is done is acquired.
  • the electric motor control device is mounted on, for example, an electric vehicle driven by the electric motor.
  • the motor drive device shown in FIG. 1 has an inverter voltage utilization rate that is approximately 1.7 times higher than when using a motor with a neutral point connected.
  • effects such as downsizing of the electric vehicle can be obtained.
  • the reliable electric vehicle which suppressed overcurrent destruction can be provided.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本発明の目的は、インバータとモータの過電流を低減することである。　各相の巻線が独立して結線された電動機の制御装置であって、前記電動機に流れる各相の電流の検出値と、前記電動機の回転子の位置と、に基づいて零相電流を算出する零相電流算出手段を用い、駆動電流と前記零相電流のベクトル和が所定の電流以下となるように、前記電動機に流れる電流を制御する。

Description

インバータ制御装置
　本発明はインバータ制御装置に関し、特に車載用のインバータ制御装置に関する。
　ハイブリッド自動車や電気自動車は、車両走行中の故障発生防止の観点から信頼性の向上と、車両軽量化の観点から出力トルクの向上と、が要求される。これらの要求に対して三相６線式の駆動装置が考えられているが、中性点が接続されていない電動機を用いるため、電動機を駆動する駆動電流に３ｎ次高調波電流が重畳し、銅損などの損失が増加する、という課題があった。
　本技術分野の背景技術として、特開２００４－８０９７５号公報（特許文献１）がある。この公報には、「電動機を駆動するための駆動電流に含まれる３ｎ次高調波電流（３は相数、ｎは整数）を打ち消すための３ｎ次高調波電圧指令値を算出し、三相電圧指令値を補正する」と記載されている。これにより３ｎ次高調波電流を打ち消す様に目標電圧を補正するので、駆動電流中の高調波電流を除去し、高調波電流による損失を低減することができる。
特開２００４－８０９７５号公報
　特許文献１に記載の方法では３ｎ次高調波電流の周波数がインバータ制御装置の制御可能周波数を上回った場合、高調波電流を除去できずに過電流が発生する恐れがある。
　本発明の目的は、インバータとモータの過電流を低減することである。
　上記の課題を解決するため、本発明においては、各相の巻線が独立して結線された電動機の制御装置であって、前記電動機に流れる各相の電流の検出値と、前記電動機の回転子の位置と、に基づいて零相電流を算出する零相電流算出手段を用い、駆動電流と前記零相電流のベクトル和が所定の電流以下となるように、前記電動機に流れる電流を制御する。
　本発明に係るインバータ制御装置によれば、インバータとモータの過電流を低減することができる。
モータ駆動装置の構成を示す図である。 第１の実施形態における制御動作を示すブロック図である。 電流指令演算部１０のフローチャートを示す図である。 最大トルク電流制御を適用した際の電流指令演算部１０の動作を説明するベクトル図である。 弱め界磁制御を適用した際の電流指令演算部１０の動作を説明するベクトル図である。 第２の実施形態における制御動作を示すブロック図である。 第３の実施形態における制御動作を示すブロック図である。 第４の実施形態における制御動作を示すブロック図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。ただし、本発明は下記の実施形態に限定解釈されるものではなく、公知の他の構成要素を組み合わせて本発明の技術思想を実現してもよい。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。
　図１は、第１の実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。
　モータ駆動装置はモータ２００と、位置センサ２１０と、電流センサ２２０と、インバータ１００と、モータ制御装置１と、を有する。
　モータ２００は、中性点が接続されていない埋込磁石同期電動機などにより構成される。モータ２００の固定子に巻かれたＵ相巻線２０１は、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０の出力端子に接続される。モータ２００の固定子に巻かれたＶ相巻線２０２は、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１の出力端子に接続される。モータ２００の固定子に巻かれたＷ相巻線２０２は、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２の出力端子に接続される。
　本実施形態に係るモータ２００は、中性点が接続されていないことにより、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３と、に流れる電流をそれぞれ独立に制御することができる。ただし、モータ２００は中性点が接続されていないため、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３と、に流れる駆動電流には、３ｎ次高調波電流が含まれる。
　位置センサ２１０は、モータ２００の回転子の位置を検出し、検出した回転子位置θを出力する。電流センサ２２０は、モータ２００の固定子に巻かれた、Ｕ相巻線２０１と、Ｖ相巻線２０２と、Ｗ相巻線２０３と、に流れる電流を検出し、検出した三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを出力する。
　インバータ１００は、Ｕ相フルブリッジインバータ１１０と、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１と、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２と、により構成される。Ｕ相フルブリッジインバータ１１０と、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１と、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２と、は、図略の直流電源に並列接続される。
　Ｕ相フルブリッジインバータ１１０は、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄにより構成される。スイッチング素子１１０ａおよび１１０ｂは、Ｕ相第１レグを構成し、スイッチング素子１１０ｃおよび１１０ｄは、Ｕ相第２レグを構成する。スイッチング素子１１０ａ及び１１０ｃは、上アームに配置され、スイッチング素子１１０ｂ及び１１０ｄは、下アームに接続される。同様にして、Ｖ相フルブリッジインバータ１１１は、スイッチング素子１１１ａ～１１１ｄにより構成され、Ｗ相フルブリッジインバータ１１２は、スイッチング素子１１２ａ～１１２ｄにより構成される。
　スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄ、１１１ａ～１１１ｄ、１１２ａ～１１２ｄは、インバータ制御装置１で生成されたスイッチング信号に基づいてオンもしくはオフされる。これにより、インバータ１００は、図略の直流電源から印加された直流電圧を交流電圧に変換する。変換された交流電圧は、モータ２００の固定子に巻かれた３相巻線２０１～２０３に印加され、３相交流電流を発生させる。この３相交流電流がモータ２００に回転磁界を発生させ、回転子２１０が回転する。
　スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄ、１１１ａ～１１１ｄ、１１２ａ～１１２ｄは、金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などと、ダイオードを組み合わせて構成される。本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴとダイオードを用いる構成で説明する。
　モータ制御装置１は外部からのトルク指令Ｔ*、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、位置センサ２１０で検出された回転子位置θに基づいてインバータ１００をＰＷＭ制御する。
　図２は、第１の実施形態における制御動作を示すブロック図である。第１の実施形態に係る本発明の第１の実施例を説明する制御ブロック図である。
　電流指令演算部１０には、トルク指令値Ｔ＊と、角速度ωと、零相電流ｉ０が入力され、所定の電流値ｉｍａｘを超過しないｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊を（１）式に基づき計算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　所定の電流値ｉｍａｘは、インバータ１００およびモータ２００の故障を防止するために設定された最大電流値を意味する。
　電流指令演算部１０は、入力された目標トルクＴ＊と、角速度ωに基づき、（１）式の条件を満たす適切なｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊を出力する。ｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊の計算方法として最大トルク電流制御や弱め界磁制御などの方法を用いることができる。なお、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊の計算は、予め設定したテーブルを使用してもよい。
　ｄｑ軸電流制御部２０には、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊と、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑが入力され、比例制御や積分制御などを用いてｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊を出力する。三相変換部３０には、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊、回転子位置θが入力され、三相電圧指令値ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊出力する。スイッチング信号生成部４０には、三相電圧指令値ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊が入力され、スイッチング素子１１０ａ～１１０ｄ、１１１ａ～１１１ｄ、１１２ａ～１１２ｄと、をオンもしくはオフするスイッチング信号を生成する。そして、インバータ１００には、スイッチング信号が入力され、前記動作によりモータを運転する。
　ｄｑ変換部５０には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力され、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑを出力する。
　零相電流算出部６０には、電流センサ２２０で検出された三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗと、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力され、零相電流ｉ０が出力される。前記零相電流ｉ０の計算式を（２）式に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　なお、零相電流ｉ０はモータ２００の回転速度により変化するため、角速度ωから推定した零相電流値を考慮して算出してもよい。
　速度変換部７０には、位置センサ２１０で検出された回転子位置θが入力され、角速度ωが出力される。
　図３は、電流指令演算部１０のフローチャートである。まず、電流指令演算部１０は、ステップａ１においてトルク指令値Ｔ＊を取得する。次に電流指令演算部１０は、ステップａ２において速度変換部７０から出力される角速度ωを取得する。次に電流指令演算部１０は、ステップａ３において零相電流算出部６０から出力される零相電流ｉ０を取得する。次に電流指令演算部１０は、ステップａ４においてトルク指令値Ｔ＊と、角速度ωに基づきｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊を演算する。
　続いて、電流指令演算部は、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊と零相電流ｉ０の和が所定の電流値以下の場合に、処理を終了し、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊を出力する。
一方、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊と零相電流ｉ０の和が所定の電流値より大きい場合には、ステップａ５において零相電流ｉ０に基づき電流指令最大値を再設定し、ステップａ４の処理へ戻る。
　このように、本実施形態に係る電動機の制御装置は、駆動電流と前記零相電流のベクトル和が所定の電流以下となるように、前記電動機に流れる電流を制御する。これにより、インバータ及びモータに過電流が流れることを抑制することができる。本実施形態によれば、電動機の高速回転時であっても、零相電流に起因する過電流の発生を抑制することができる。また、これにより、過電流破壊を防止することができ、信頼性が向上する。また、過電流破壊を防止することができる範囲内において、ｄ軸電流・ｑ軸電流を最大化することができるため、出力が向上する。
　本実施形態のような制御方法は、モータ２００の回転速度を変化させて場合において、駆動電流であるｄ軸電流とｑ軸電流との和が増減するかどうかを確認することで、実施を確認することができる。例えば、モータ２００の高速回転時においては、零相電流が相対的に増大するため、ｄ軸電流とｑ軸電流の和は減少する。
　図４は、最大トルク電流制御でモータ２００を駆動した場合の電流ベクトル図である。ｉ１ ＊は最大トルク電流制御時の電流指令ベクトルであり、ｄ軸電流指令ベクトルｉｄ１ ＊とｑ軸電流指令ベクトルｉｑ１ ＊のベクトル和である。点線円弧は所定の電流ｉｍａｘの大きさを示す。インバータ１００やモータ２００に零相電流ｉ０が流れる場合、インバータ１００やモータ２００に過電流が流れることを防ぐためには、インバータ１００が出力できる電流ベクトルの大きさは、零相電流ｉ０大きさに応じて実線円弧まで制限される。したがって、実線円弧内の領域でインバータ電流を制御することで過電流を防止することが可能である。
　図５は、弱め界磁制御でモータ２００を駆動した場合の電流ベクトル図である。ｉ２ ＊は弱め界磁制御時の電流指令ベクトルであり、ｄ軸電流指令ベクトルｉｄ２ ＊とｑ軸電流指令ベクトルｉｑ２ ＊のベクトル和である。点線円弧は所定の電流ｉｍａｘの大きさを示す。弱め界磁制御においても前記最大トルク電流制御と同様に、インバータ１００やモータ２００に零相電流ｉ０が流れる場合、インバータ１００やモータ２００に過電流が流れることを防ぐためには、インバータ１００が出力できる電流ベクトルの大きさは、零相電流ｉ０大きさに応じて実線円弧まで制限される。弱め界磁制御においては、ｄ軸電流指令値ｉｄ２ ＊はモータ２００の回転速度から決定するため、ｑ軸電流指令値ｉｑ２ ＊は（３）式により求められる。なお、これには予め設定したテーブルを使用してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図６は、第２の実施形態を示すブロック図である。図６の構成は、図２に電流指令補正部３００を追加した構成である。図６において、電流指令演算部１０は、入力されたトルク指令値Ｔ＊に応じて零相電流ｉ０を考慮せず所定の電流ｉｍａｘを超過しないｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊を算出する。電流指令補正部３００にはｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊と零相電流ｉ０が入力され、（１）式の条件を満たすようにｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊を補正する。このとき、ｑ軸電流指令値ｉｑ ＊のみ、またはｄ軸電流指令値ｉｄ ＊のみ、またはｄ軸電流指令値ｉｄ ＊とｑ軸電流指令値ｉｑ ＊の両方、を補正することが可能である。
　図７は、第３の実施形態を示すブロック図である。図７の構成は、図２にトルク指令補正部４００を追加した構成である。図７において、トルク指令補正部４００には、トルク指令値Ｔ＊と零相電流ｉ０が入力され、予め設定したテーブルを用いてトルク指令値Ｔ*を補正して出力する。前記補正により、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊と零相電流ｉｑ ＊の和が所定の電流以下となるトルク指令値Ｔ＊が生成される。
　図８は、第４の実施形態を示すブロック図である。図８の構成は、図２に零相電流制御部５２０を追加した構成である。図８において、電流指令演算部５１０は、入力されたトルク指令値Ｔ＊と、角速度ωと、零相電流ｉ０に基づき、（４）式の条件を満たす適切なｄｑ軸電流指令値ｉｄ０ ＊、ｉｑ０ ＊と、零相電流指令値ｉ０ ＊を出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　零相電流制御部５２０には、零相電流指令値ｉ０ ＊が入力され、比例制御や積分制御などを用いて零相電圧指令値ｖ０ ＊を出力する。
　三相変換部５３０には、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊と、零相電圧指令値ｖ０ ＊が入力され、（５）式に基づき三相電圧指令値ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊が出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図８の構成は、電流指令演算部５１０において、（４）式の条件を満たすｄｑ軸電流指令値ｉｄ０ ＊、ｉｑ０ ＊と、零相電流指令値ｉ０ ＊が出力されるため、モータに流れる電流は、所定の電流以下に制御される。
　上述した実施形態に係る電動機の制御装置によれば、駆動電流と零相電流のベクトル和が所定の電流以下となるように電動機に流れる電流を制御することで、インバータとモータの過電流が低減される、という効果が得られる。
　上述した実施形態に係る電動機の制御装置は、例えば当該電動機により駆動される電動車両に搭載される。図１に示されるモータ駆動装置は、中性点が接続された電動機を用いた場合に比較し、インバータの電圧利用率が約１．７倍に向上するため、電動車両の航続距離の延長や、電動車両の小型化などの効果を得ることができる。そして、本願の構成によれば、過電流破壊を抑制した信頼性の高い電動車両を提供することができる。
　１０：電流指令演算部
　２０：ｄｑ軸電流制御部
　３０：三相変換部
　５０：ｄｑ変換部
　６０：零相電流算出部
　７０：速度変換部
１００：インバータ
１１０：Ｕ相フルブリッジインバータ
１１０ａ：スイッチング素子
１１０ｂ：スイッチング素子
１１０ｃ：スイッチング素子
１１０ｄ：スイッチング素子
１１１：Ｖ相フルブリッジインバータ
１１０ａ：スイッチング素子
１１０ｂ：スイッチング素子
１１０ｃ：スイッチング素子
１１０ｄ：スイッチング素子
１１２：Ｗ相フルブリッジインバータ
１１２ａ：スイッチング素子
１１２ｂ：スイッチング素子
１１２ｃ：スイッチング素子
１１２ｄ：スイッチング素子
２００：モータ
２１０：位置センサ
２２０：電流センサ
３００：電流指令補正部
４００：トルク指令補正部
５１０：零相電流制御時の電流指令演算部
５２０：零相電流制御部
５３０：零相電流制御時の三相変換部
ｉｕ：Ｕ相電流
ｉｖ：Ｖ相電流
ｉｗ：Ｗ相電流
Ｔ＊：トルク指令値
ω：角速度
ｉ０：零相電流
ｉｄ ＊：ｄ軸電流指令値
ｉｑ ＊：ｑ軸電流指令値
ｉｄ：ｄ軸電流検出値
ｉｑ：ｑ軸電流検出値
ｖｄ ＊：ｄ軸電圧指令値
ｖｑ ＊：ｑ軸電圧指令値
ｖｕ ＊：Ｕ相電圧指令値
ｖｖ ＊：Ｖ相電圧指令値
ｖｗ ＊：Ｗ相電圧指令値
ｉｄ１ ＊：最大トルク電流制御時のｄ軸電流指令値
ｉｑ１ ＊：最大トルク電流制御時のｑ軸電流指令値
ｉｄ２ ＊：弱め界磁制御時のｄ軸電流指令値
ｉｑ２ ＊：弱め界磁制御時のｑ軸電流指令値
ｉ１ ＊：最大トルク電流制御時の電流指令ベクトル
ｉ２ ＊：弱め界磁制御時の電流指令ベクトル
ｉｄ０ ＊：零相電流制御時のｄ軸電流指令値
ｉｑ０ ＊：零相電流制御時のｑ軸電流指令値
ｉ０ ＊：零相電流指令値
ｖ０ ＊：零相電圧指令値

Claims (6)

  1. 　各相の巻線が独立して結線された電動機の制御装置であって、
    　前記電動機に流れる各相の電流の検出値と、前記電動機の回転子の位置と、に基づいて零相電流を算出する零相電流算出手段を備え、
    　駆動電流と前記零相電流のベクトル和が所定の電流以下となるように、前記電動機に流れる電流を制御する電動機の制御装置。
  2. 　請求項１に記載した電動機の制御装置であって、
    　前記駆動電流が前記所定の電流から前記零相電流算出手段が算出した前記零相電流の成分を差し引いた電流である第１電流より大きい場合には、前記駆動電流を前記第１電流以下に制御する電動機の制御装置。
  3. 　請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
    　前記電動機のトルク指令と前記電動機の回転子位置とに基づき、電流指令を生成する電流指令生成部と、
    　前記零相電流算出部が算出した零相電流に基づいて、前記電流指令生成部が生成した電流指令を補正する電流指令補正部と、を備えた電動機の制御装置。
  4. 　請求項１に記載の電動機の制御装置であって、
    　前記零相電流算出部が算出した零相電流に基づいて、前記電動機のトルク指令を補正するトルク指令補正部を備えた電動機の制御装置。
  5. 　請求項１に記載した電動機の制御装置であって、
    　前記駆動電流と前記零相電流のベクトル和が前記所定の電流以下となるように、前記駆動電流と前記零相電流を制御する電動機の制御装置。
  6. 　請求項１に記載の電動機の制御装置を備えた電動車両。
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