[go: up one dir, main page]

WO2016027374A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2016027374A1
WO2016027374A1 PCT/JP2014/072021 JP2014072021W WO2016027374A1 WO 2016027374 A1 WO2016027374 A1 WO 2016027374A1 JP 2014072021 W JP2014072021 W JP 2014072021W WO 2016027374 A1 WO2016027374 A1 WO 2016027374A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
reactors
common mode
line
reactor
ground
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2014/072021
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
哲郎 藤原
慶多 ▲高▼橋
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to US15/308,276 priority Critical patent/US10218259B2/en
Priority to PCT/JP2014/072021 priority patent/WO2016027374A1/ja
Priority to EP14900287.5A priority patent/EP3185410A4/en
Priority to CN201480081255.3A priority patent/CN106575927B/zh
Priority to JP2016543782A priority patent/JP6207751B2/ja
Publication of WO2016027374A1 publication Critical patent/WO2016027374A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for AC mains or AC distribution networks
    • H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
    • H03H1/0007—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network of radio frequency interference filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/42—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns
    • H03H7/425—Balance-balance networks
    • H03H7/427—Common-mode filters

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that performs power conversion by repeatedly turning on and off a semiconductor switch.
  • switching control is generally performed at a high-frequency switching frequency of 20 kHz or higher, and thus high switching noise is generated due to the on / off operation of the switching element. This may cause adverse effects such as malfunctions or malfunctions of other electronic devices as noise generation sources.
  • international standards such as IEC (International Electrotechnical Commission) are required to make EMC standards for electronic equipment and automotive equipment in each field because it is necessary to have a certain degree of consistency in the standards of each country. Established and issued. In order to suppress such switching noise, it is generally considered that a noise countermeasure component is provided. However, an increase in cost and an increase in size of the apparatus are inevitable.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2011-193593
  • common mode noise is effectively reduced by inserting reactors in both the line flowing from the power source and the line returning to the power source, and the reactor inserted in both the reactors.
  • the magnetic fluxes generated by both reactors are added together, so that the inductance of the reactor can be increased and the reactor can be downsized.
  • the combined capacity of the line-ground bypass capacitor is determined based on an allowable leakage current value, and is generally about several tens of nF. Further, the inductance value of a reactor for energy storage or the like is determined from an allowable ripple current, and is several hundred ⁇ H in a power converter of a several kw class. From these, the resonance frequency due to the capacitance of the bypass capacitor between the line grounds and the common mode inductance of the reactor inserted in both lines is about several hundred kHz.
  • the Fourier spectrum envelope of the voltage at both ends during switching operation of a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) is generally shown in FIG. .
  • T is the period
  • f 0 is the fundamental component of the switching frequency
  • ⁇ is the pulse width
  • tr is the rise time
  • t f is the fall time.
  • the frequency of the harmonic component of f 0 that is greater than or equal to f 1 expressed by equation (2) is a locus of maximum amplitude, that is, the Fourier envelope is attenuated by ⁇ 20 dB / decade.
  • f 1 1 / ⁇ (2)
  • f 2 shown in FIG. 5 is represented by the equation (3), depending on the rise time t r, it becomes the f 2 or more frequency, the Fourier envelope -40 dB / decade, and the attenuation characteristic is further increased.
  • f 2 1 / ⁇ t r ⁇ (3)
  • the amount of attenuation increases when the harmonic component of the fundamental wave of the switching frequency becomes a frequency of f 2 or higher.
  • Rise / fall time of the switching operation such as recent IGBT or MOSFET is in the order of hundreds of ns, f 2 at this time is several MHz.
  • the resonance frequency f r is typically several hundred Since kHz and f r ⁇ f 2 , the common mode noise characteristics deteriorate in a band in which the attenuation amount of the harmonic component of the fundamental wave of the switching frequency is small. For this reason, it is necessary to separately provide or improve a noise countermeasure component such as a common mode choke, and there is a problem that the noise filter is increased in size and cost.
  • the present invention has been made in order to solve the above-described problem.
  • the reactor is configured so that the capacitance of the bypass capacitor between line grounds and the resonance frequency of the reactor inserted in both of the pair of lines are equal to or higher than a predetermined value. It is an object of the present invention to provide a power conversion device that can effectively suppress switching noise without increasing the size of a noise filter and increasing the cost by setting a common mode inductance value.
  • a power converter including a filter circuit having a line-ground bypass capacitor connected between a pair of lines and the ground, a switching circuit having a semiconductor switch, and between the filter circuit and the switching circuit.
  • a power converter having a reactor connected to The reactor is two reactors provided on both of the pair of lines, the two reactors share a core with each other, and the combined capacitance of the line-ground bypass capacitor is C 1 [F], the two reactors Reactor common mode inductance value is L 1 [H], When the rise time of the voltage across the switch of the semiconductor switch is tr [s], L 1 ⁇ tr 2 / 4C 1 A common mode inductance value of the two reactors is set so as to satisfy the relationship.
  • a power conversion device including a filter circuit having a line-ground bypass capacitor connected between a pair of lines and a ground, a switching circuit having a semiconductor switch, and between the filter circuit and the switching circuit.
  • a power converter having a reactor connected to The reactor is two reactors provided on both of the pair of lines, the two reactors share a core with each other, and a combined capacitance of the line-ground bypass capacitor is C 2 [F], the two reactors
  • the inductance value of the reactor common mode is L 2 [H]
  • a common mode inductance value of the two reactors is set so as to satisfy the relationship.
  • a power converter is a filter circuit having a line-ground bypass capacitor connected between a pair of lines and the ground, a switching circuit having a semiconductor switch, and between the filter circuit and the switching circuit.
  • a power converter having a reactor connected to The reactor is two reactors provided on both of the pair of lines, the two reactors share a core with each other, and a combined capacitance of the line ground bypass capacitor is C 3 [F], the two reactors When the inductance value of the reactor common mode is L 3 [H], L 3 ⁇ (10 ⁇ ⁇ 10 5 ) 2 ⁇ C 3 ⁇ A common mode inductance value of the two reactors is set so as to satisfy the relationship.
  • the common mode noise be reduced by inserting the reactor having the same inductance value in both of the pair of lines, but also the common mode inductance value of the reactor inserted in both of the lines can be reduced.
  • the resonance frequency of the bypass capacitor between the line ground and the reactor inserted in both lines can be shifted to a band where the attenuation of the harmonic component of the fundamental frequency of the switching frequency is large. Since it is not necessary to separately provide countermeasure parts such as a common mode choke to reduce noise that deteriorates in the frequency band, it is possible to reduce the size and cost of the noise filter.
  • the common mode noise be reduced by inserting the reactor having the same inductance value in both the pair of lines, but the common mode inductance value of the reactor inserted in both the lines can be reduced.
  • the resonance frequency of the capacitance between the line-ground bypass capacitor and the reactor inserted in both lines can be shifted to 5 MHz or more, which is defined by the international standard IEC and increases the limit value of conduction noise. Because there is no need to install additional countermeasure parts such as a common mode choke to reduce noise that deteriorates in the resonance frequency band, the conduction noise can be kept below the limit while reducing the size and cost of the noise filter. Can do.
  • the common mode noise be reduced by inserting the reactor having the same inductance value in both of the pair of lines, but also the common mode inductance value of the reactor inserted in both of the lines can be reduced.
  • the resonance frequency of the bypass capacitor between the line ground and the reactor inserted in both lines can be shifted to 500 kHz or more, which is defined by the international standard IEC and the limit value of the conduction noise is constant.
  • the harmonic component of the fundamental frequency component f0 of the switching frequency is attenuated with a slope of ⁇ 20 dB / decade or ⁇ 40 dB / decade while the limit value is constant, so that the common mode choke is used to reduce noise that deteriorates in the resonance frequency band.
  • additional countermeasure parts such as In, while realizing size and cost of a noise filter, it is possible to suppress the transmission noise below the limit value.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conversion device according to the first embodiment is configured by elements that are connected to a commercial AC input 1 as an AC input power source and supply power to a load 13.
  • the commercial AC input 1 is connected to a first noise filter 5 including a first line-to-line bypass capacitor 2, a first common mode choke 3, and a first line-to-ground bypass capacitor 4.
  • the first noise filter First reactors 6 a and 6 b sharing a core with each other are connected to a pair of 5 output lines.
  • a switching circuit 7 having a semiconductor switch is connected downstream of the first reactors 6a and 6b, and second reactors 8a and 8b sharing a core with each other are connected to a pair of lines of the output of the switching circuit 7.
  • a second noise filter 12 including a second line ground bypass capacitor 9, a second common mode choke 10, and a second line bypass capacitor 11 is connected to the subsequent stage of the second reactors 8a and 8b.
  • the DC load 13 is connected to the output of the second noise filter 12.
  • FIG. 2 is a schematic configuration diagram in which the first reactors 6a and 6b are applied to an AC / DC converter.
  • the commercial AC input 1, the first noise filter 5, the first line bypass capacitor 2, the first common mode choke 3, the first line ground bypass capacitor 4, and the first reactors 6a and 6b are shown in the figure. 1 is the same as that shown in FIG.
  • first reactors 6a and 6b sharing a core are connected to a pair of lines of the output of the first noise filter 5, and a diode bridge 14 is connected to the outputs of the first reactors 6a and 6b.
  • the switching element 15 and the diode 16 are connected to the subsequent stage of the diode bridge 14, and the cathode side of the diode 16 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 17 of the output stage.
  • the other end of the switching element 15 is connected to the first reactor 6 b and the negative electrode of the smoothing capacitor 17.
  • the switching element 15 when the switching element 15 is turned on, a current flows through the first reactors 6a and 6b, and energy is accumulated there. Next, when the switching element 15 is turned off, the energy accumulated by the back electromotive force generated in the first reactors 6 a and 6 b is transmitted to the load 18. At this time, the power factor can be controlled by controlling the ON / OFF pulse width of the switching element 15 so that the input current waveform is sinusoidal.
  • the switching circuit including the first reactors 6a and 6b is not limited to the circuit configuration of FIG. 2, but is configured of another AC / DC converter circuit that performs power conversion by switching of switching elements such as an interleave method. May be.
  • FIG. 3 is a schematic circuit diagram in which the second reactors 8a and 8b are applied to a full bridge type DC / DC converter.
  • the second reactors 8a and 8b, the second noise filter 12, the second line ground bypass capacitor 9, the second common mode choke 10, and the second line bypass capacitor 11 are as shown in FIG. It is the same.
  • the DC power input 19 is connected to a bridge circuit 20 including four switching elements 20a, 20b, 20c, and 20d, and the primary side of the insulating transformer 21 is connected to the output of the bridge circuit 20.
  • a diode bridge 22 is connected to the secondary side of the insulating transformer 21, and second reactors 8 a and 8 b sharing a core with each other are connected to a pair of output lines of the diode bridge 22.
  • a second noise filter 12 including a second line ground bypass capacitor 9, a second common mode choke 10, and a second line bypass capacitor 11 is connected to the subsequent stage of the second reactors 8a and 8b.
  • the DC load 23 is connected to the output of the second noise filter 12.
  • the four switching elements 20a, 20b, 20c, and 20d are alternately turned on and off, the input direct current is converted into a high-frequency alternating current, a voltage is generated between the secondary terminals of the insulating transformer 21, and the diode bridge 22 rectifies.
  • voltage is generated on the secondary side of the insulating transformer 21, energy is stored in the second reactors 8a and 8b, and is stored by back electromotive force generated in the second reactors 8a and 8b in other periods. Energy is transmitted to the load 23.
  • the output current can be controlled by controlling the on / off pulse width of the switching elements 20a, 20b, 20c, and 20d.
  • the switching circuit including the second reactors 8a and 8b is not limited to the circuit configuration of FIG. 3, and is configured by other DC / DC converter circuits that perform power conversion by switching of switching elements such as a half bridge type and a flyback type. It may be a thing.
  • common mode noise is generally noise generated due to a potential difference from the ground
  • normal mode noise is generally noise generated due to a potential difference between lines.
  • the common mode noise can be reduced as compared with the case where the first reactors 6a and 6b are inserted into only one line.
  • the first reactor 6a, 6b when the first reactor 6a, 6b is concentrated on only one line, the first reactor 6a, 6b is inserted into the first reactor 6a, 6b on the line side where the first reactor 6a, 6b is inserted. There is an impedance of the reactors 6a and 6b, and the impedance due to the reactor disappears on the line side where one of the reactors is not inserted.
  • the magnetic flux generated in the first reactors 6a and 6b is added from the winding direction of the coil, so that the total normal mode The inductance can be increased, and the first reactors 6a and 6b can be reduced in size.
  • the first reactors 6a and 6b have been described, but the second reactors 8a and 8b can be reduced in size by sharing the cores in the same manner with respect to the second reactors 8a and 8b.
  • FIG. 4 shows resonance of common mode noise formed by the first reactors 6a and 6b, the second reactors 8a and 8b, the first line-ground bypass capacitor 4 and the second line-ground bypass capacitor 9 shown in FIG.
  • An equivalent circuit model with simplified paths is shown.
  • the common mode inductance value of the first reactors 6a and 6b is L common6
  • the common mode inductance value of the second reactors 8a and 8b is L common8
  • Is C 4 and the capacitance of the second line-ground bypass capacitor 9 is C 9 .
  • the resonance frequency fr1 formed by the resonance path shown in FIG. 4 is expressed by equation (4).
  • f r1 1 / 2 ⁇ ⁇ (L common6 + L common8 ) (C 4 + C 9 ) ⁇ ... (4)
  • f r1 in the equation (4) and f 2 in the equation (3) are set so that f r1 ⁇ f 2 , resonance of common mode noise occurs in a band where the attenuation amount of the fundamental component of the switching frequency is large. The frequency can be shifted and the common mode noise in the resonance band can be suppressed.
  • the common mode inductance values L common6 , L common8 , and the capacitances C 4 , C 9 of the first and second line-ground bypass capacitors 4, 9 can be set to satisfy f r1 ⁇ f 2 . If the capacitances C 4 and C 9 of the first and second line-ground bypass capacitors 4 and 9 are reduced, the common mode noise reduction effect is reduced. On the other hand, for the first reactors 6a and 6b and the second reactors 8a and 8b, by sharing one core, the magnetic flux in the core can be canceled against the common mode current. It is possible to reduce the common mode inductance value while maintaining the common mode noise reduction effect.
  • L common6 and L common8 are set as shown in equation (5) so that f r1 ⁇ f 2 .
  • the resonance frequency fr1 between the capacitance of the bypass capacitor between line grounds and the reactor inserted in both lines can be shifted to a band where the attenuation amount of the harmonic component of the fundamental wave of the switching frequency is large. Since it is not necessary to provide separate countermeasure parts such as a common mode choke to reduce noise that deteriorates in the resonance frequency band, it is possible to reduce the size and cost of the noise filter and effectively suppress common mode noise. .
  • the first reactors 6a and 6b are connected in front of the diode bridge 14. However, even if the diode bridge 14 is connected in front of the first reactors 6a and 6b, The same effect as this embodiment can be obtained.
  • inter-line ground capacitance of the present embodiment has been described using the first and second inter-line ground bypass capacitors 4 and 9, but the inter-line ground capacitance formed by the wiring pattern of a pair of lines and the ground is used. It may be a thing.
  • FIG. 2 a power converter according to Embodiment 2 of the present invention will be described.
  • resonance of common mode noise formed by the first reactors 6a and 6b, the second reactors 8a and 8b, the first line-ground bypass capacitor 4, and the second line-ground bypass capacitor 9 is achieved.
  • the values of the common mode inductances L common6 and L common8 of the first reactors 6a and 6b and the second reactors 8a and 8b are set so that the frequency f r1 is f r1 ⁇ f 2
  • the resonance frequency f r1 of the common mode noise is switched to the limit value of the conduction noise specified by the international standard IEC61000-6-3 (2nd edition; 2006) shown in FIG. 6, and the limit value becomes higher.
  • F 4 5 MHz or more Common mode inductors of the first reactors 6a, 6b and the second reactors 8a, 8b To set the value of the chest of drawers L common6, L common8.
  • Fig. 6 shows the limit values of conduction noise specified in the international standard IEC61000-6-3 (2nd edition; 2006).
  • This type of power conversion device needs to suppress the conduction noise below the limit value shown in FIG. 6 so as not to cause adverse effects such as malfunction or malfunction of other electronic devices.
  • the limit value gradually decreases up to 500 kHz, the limit value is constant above 500 kHz, and the limit value increases above 5 MHz. Even if resonance of common mode noise occurs at 5 MHz or higher, the limit value becomes high. Therefore, it can be easily suppressed to the limit value or less without providing countermeasure parts.
  • L common6 and L common8 are set as shown in equation (6) so that f r1 ⁇ f 4 .
  • the resonance frequency fr1 between the capacitance of the line-ground bypass capacitor and the reactor inserted in both lines can be shifted to 5 MHz or higher where the limit value of the conduction noise becomes high, so that it deteriorates in the resonance frequency band. Since it is not necessary to separately provide countermeasure parts such as a common mode choke to reduce noise, the conduction noise can be suppressed to a limit value or less while realizing miniaturization and cost reduction of the noise filter.
  • the line-to-line ground capacitance of the present embodiment has been described using the first and second line-ground bypass capacitors 4 and 9, but the line-ground capacitance formed by the wiring pattern of a pair of lines and the ground.
  • a capacitor may be used.
  • the limit value of the conduction noise of IEC61000-6-3 has been described.
  • a standard in which the limit value of the conduction noise becomes high at 5 MHz, such as IEC61581-21, may be used.
  • Embodiment 3 a power converter according to Embodiment 3 of the present invention will be described.
  • resonance of common mode noise formed by the first reactors 6a and 6b, the second reactors 8a and 8b, the first line-ground bypass capacitor 4, and the second line-ground bypass capacitor 9 is achieved.
  • L Common6 but set the value of L Common8, the resonance frequency f r1 embodiment 3, common-mode noise of implementation, international standard IEC61000-6-3 shown in FIG.
  • the frequency of the harmonic component of the fundamental frequency component f 0 of the switching frequency attenuates with a slope of ⁇ 20 dB / decade or ⁇ 40 dB / decade.
  • the limit value of the conduction noise is constant when the frequency is 500 kHz or more. Even if resonance of common mode noise occurs above 500 kHz, the limit value is constant, but the harmonic component of f 0 is attenuated with a slope of ⁇ 20 dB / decade or ⁇ 40 dB / decade, so there is no provision of countermeasure parts It can be easily suppressed below the limit value.
  • L common6 and L common8 are set as shown in equation (7) so that f r1 ⁇ f 3 .
  • the resonance frequency fr1 between the capacitance of the bypass capacitor between the line ground and the reactor inserted in both lines can be shifted to 500 kHz or more where the limit value of conduction noise is constant, and the limit value is constant.
  • inter-line ground capacitance of the present embodiment has been described using the first and second inter-line ground bypass capacitors 4 and 9, but the inter-line ground capacitance formed by the wiring pattern of a pair of lines and the ground is used. It may be a thing.
  • the limit value of the conduction noise of IEC61000-6-3 has been described.
  • a standard in which the limit value of the conduction noise is constant at 500 kHz such as IEC61581-21 may be used.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

半導体スイッチを有する電力変換器において、ライングランド間バイパスコンデンサ（４，９）の合成容量と双方のラインに挿入するリアクトル（６ａ，６ｂ、８ａ，８ｂ）との共振周波数が所定値以上となるように、双方のラインに挿入するリアクトル（６ａ，６ｂ、８ａ，８ｂ）のコモンモードのインダクタンス値を設定することによってコモンモードノイズを効果的に低減する。

Description

電力変換装置
　この発明は、半導体スイッチのオン操作およびオフ操作を繰り返して電力変換を行う電力変換装置に関するものである。
　この種の電力変換装置では、一般的には２０ｋＨｚ以上とされている高周波のスイッチング周波数にてスイッチング制御を行うため、スイッチング素子のオン操作またはオフ操作に起因した高いスイッチングノイズを発生する。これによりノイズ発生源として他の電子機器の誤動作や機能停止などといった弊害を招くおそれがある。実際、このようなノイズに関して、各国の規格に一定の整合性を持たせる必要があることから、国際規格ＩＥＣ（International　Electrotechnical　Commission）が各分野の電子機器や自動車機器のＥＭＣ（Electromagnetic　Compatibility）規格を制定し、発行している。このようなスイッチングノイズを抑制するため、一般的にはノイズ対策部品を備えることが考えられるが、コストアップや装置の大型化は避けられないものとなる。
　そこで、従来は、例えば特開２０１１－１９３５９３号公報（特許文献１）にみられるような手法が提案されていた。即ち、特許文献１に提案された手法によれば、電源より流れ込むラインと電源へ戻るラインの双方にリアクトルを挿入することでコモンモードノイズを有効的に低減させ、尚且つ、双方に挿入するリアクトルのコアを共有化することで、双方のリアクトルで発生する磁束が加わり合うため、リアクトルのインダクタンスを増やすことができ、リアクトルを小型化することができる。
特開２０１１－１９３５９３号公報
　しかし、前記特許文献１に提案された手法によれば、フィルタ回路のライン－グランド間に接続されるライングランド間バイパスコンデンサの容量と、双方のラインに挿入するリアクトルのコモンモードのインダクタンスとで共振が発生し、共振周波数帯域でコモンモードのノイズ特性が悪化する。ライングランド間バイパスコンデンサの合成容量をＣ１、双方のラインに挿入するリアクトルのコモンモードのインダクタンスをＬ１としたとき、共振周波数ｆｒは（１）式で示される。
　　ｆｒ＝１／２π√（Ｌ１Ｃ１）・・・（１）
　ライングランド間バイパスコンデンサの合成容量は、許容できる漏洩電流値から最大の容量が決定され、一般的には数十ｎＦ程度となる。また、エネルギー蓄積用などのリアクトルのインダクタンス値は、許容できるリプル電流から値が決められ、数ｋｗクラスの電力変換装置では数百μＨとなる。これらから、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と双方のラインに挿入するリアクトルのコモンモードのインダクタンスによる共振周波数は数百ｋＨｚ程度となる。
　ここで、一般的にＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor）などのスイッチング素子のスイッチング動作時の両端電圧のフーリエスペクトル包絡線は図５のように示される。図５のＴは周期、ｆ０はスイッチング周波数の基本波成分、τはパルス幅、ｔｒは立ち上がり時間、ｔｆは立下り時間である。図５に示す通り、（２）式で示されるｆ１以上のｆ０の高調波成分の周波数は最大振幅の軌跡、即ち、フーリエ包絡線は－２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅで減衰する。
　　ｆ１＝１／πτ・・・（２）
　図５に示すｆ２は（３）式で示される通り、立ち上がり時間ｔｒに依存し、ｆ２以上の周波数になると、フーリエ包絡線は－４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅとなり、減衰特性はさらに大きくなる。
　　ｆ２＝１／πｔｒ・・・（３）
　以上より、スイッチング周波数の基本波の高調波成分は、ｆ２以上の周波数になると、減衰量が大きくなることがわかる。昨今のＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング動作の立ち上がり／立下り時間は、数百ｎｓ程度にあり、この時のｆ２は数ＭＨｚとなる。
　すなわち、特許文献１に提案された技術では、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と双方のラインに挿入するリアクトルとの共振については、考慮されておらず、その共振周波数ｆｒは一般的に数百ｋＨｚとなり、ｆｒ＜ｆ２となるので、スイッチング周波数の基本波の高調波成分の減衰量が小さい帯域で、コモンモードのノイズ特性が悪化する。このため、コモンモードチョークなどのノイズ対策部品を別途設けるか、または改善する必要があり、ノイズフィルタの大型化やコストアップになる課題があった。
　この発明は、前記課題を解決するためになされたもので、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と、一対のラインの双方に挿入するリアクトルとの共振周波数が所定値以上となるように、前記リアクトルのコモンモードのインダクタンス値を設定することによって、ノイズフィルタの大型化やコストの増加をさせずに、効果的にスイッチングノイズ抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。
　第１の発明の電力変換装置は、一対のラインとグランドとの間に接続されたライングランド間バイパスコンデンサを有するフィルタ回路と、半導体スイッチを有するスイッチング回路と、前記フィルタ回路と前記スイッチング回路の間に接続されるリアクトルと、を有する電力変換装置において、
　前記リアクトルは、前記一対のラインの双方に設けた二つのリアクトルであって、前記二つのリアクトルは互いにコアを共有し、前記ライングランド間バイパスコンデンサの合成容量をＣ１［Ｆ］、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値をＬ１［Ｈ］、
　前記半導体スイッチのスイッチ両端の電圧の立ち上がり時間をｔｒ［ｓ］としたとき、
　Ｌ１＜ｔｒ ２／４Ｃ１
の関係を満たすように、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値を設定することを特徴とする。
　第２の発明の電力変換装置は、一対のラインとグランドとの間に接続されたライングランド間バイパスコンデンサを有するフィルタ回路と、半導体スイッチを有するスイッチング回路と、前記フィルタ回路と前記スイッチング回路の間に接続されるリアクトルと、を有する電力変換装置において、
　前記リアクトルは、前記一対のラインの双方に設けた二つのリアクトルであって、前記二つのリアクトルは互いにコアを共有し、前記ライングランド間バイパスコンデンサの合成容量をＣ２［Ｆ］、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値をＬ２［Ｈ］としたとき、
　Ｌ２＜１／{（１０π×１０６）２×Ｃ２}
の関係を満たすように、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値を設定することを特徴とする。
　第３の発明の電力変換装置は、一対のラインとグランドとの間に接続されたライングランド間バイパスコンデンサを有するフィルタ回路と、半導体スイッチを有するスイッチング回路と、前記フィルタ回路と前記スイッチング回路の間に接続されるリアクトルと、を有する電力変換装置において、
　前記リアクトルは、前記一対のラインの双方に設けた二つのリアクトルであって、前記二つのリアクトルは互いにコアを共有し、前記ライングランド間バイパスコンデンサの合成容量をＣ３［Ｆ］、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値をＬ３［Ｈ］としたとき、
　Ｌ３＜{（１０π×１０５）２×Ｃ３}
の関係を満たすように、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値を設定することを特徴とする。
　第１の発明によれば、一対のラインの双方に同一のインダクタンス値を持つリアクトルを挿入することにより、コモンモードノイズを低減することができるだけでなく、双方に挿入するリアクトルのコモンモードインダクタンス値を所定値以下に設定することによって、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と双方のラインに挿入するリアクトルとの共振周波数をスイッチング周波数の基本波の高調波成分の減衰量が大きい帯域にシフトできるため、共振周波数帯域で悪化するノイズ低減のためにコモンモードチョークなどの対策部品を別途設ける必要がないので、ノイズフィルタの小型化や低コスト化を実現できる。
　第２の発明によれば、一対のラインの双方に同一のインダクタンス値を持つリアクトルを挿入することにより、コモンモードノイズを低減することができるだけでなく、双方に挿入するリアクトルのコモンモードインダクタンス値を所定値以下に設定することによって、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と双方のラインに挿入するリアクトルとの共振周波数を、国際規格ＩＥＣで規定され伝導ノイズの限度値が高くなる５ＭＨｚ以上にシフトできるため、共振周波数帯域で悪化するノイズ低減のためにコモンモードチョークなどの対策部品を別途設ける必要がないので、ノイズフィルタの小型化や低コスト化を実現しつつ、伝導ノイズを限度値以下に抑えることができる。
　第３の発明によれば、一対のラインの双方に同一のインダクタンス値を持つリアクトルを挿入することにより、コモンモードノイズを低減することができるだけでなく、双方に挿入するリアクトルのコモンモードインダクタンス値を所定値以下に設定することによって、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と双方のラインに挿入するリアクトルとの共振周波数を、国際規格ＩＥＣで規定され伝導ノイズの限度値が一定となる５００ｋＨｚ以上にシフトでき、限度値は一定でありながらスイッチング周波数の基本波成分ｆ０の高調波成分は－２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅあるいは－４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きで減衰するため、共振周波数帯域で悪化するノイズ低減のためにコモンモードチョークなどの対策部品を別途設ける必要がないので、ノイズフィルタの小型化や低コスト化を実現しつつ、伝導ノイズを限度値以下に抑えることができる。
　この発明の前記以外の目的、特徴、観点および効果は、図面を参照する以下のこの発明の詳細な説明から、さらに明らかになるであろう。
この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作の一例を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作の他の例を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のコモンモードノイズの共振経路を簡単化した等価回路モデルを示す図である。 スイッチング動作時のパルスのフーリエスペクトル包絡線を示す図である。 国際規格ＩＥＣ６１０００－６－３（２版；２００６年）で規定される限度値を示す図である。
　以下、この発明に係る電力変換装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略構成図である。図１に示すように、実施の形態１に係る電力変換装置は、交流入力電源としての商用交流入力１に接続され、負荷１３に電力を供給するまでの要素で構成されている。商用交流入力１は第１のライン間バイパスコンデンサ２、第１のコモンモードチョーク３、第１のライングランド間バイパスコンデンサ４で構成される第１のノイズフィルタ５に接続され、第１のノイズフィルタ５の出力の一対のラインに互いにコアを共有する第１のリアクトル６ａ、６ｂが接続される。
　第１のリアクトル６ａ、６ｂの後段には、半導体スイッチを有するスイッチング回路７が接続され、スイッチング回路７の出力の一対のラインに互いにコアを共有する第２のリアクトル８ａ、８ｂが接続される。第２のリアクトル８ａ、８ｂの後段には、第２のライングランド間バイパスコンデンサ９、第２のコモンモードチョーク１０、第２のライン間バイパスコンデンサ１１で構成される第２のノイズフィルタ１２が接続され、第２のノイズフィルタ１２の出力に直流負荷１３が接続される。
　このように接続される電力変換装置の第１のリアクトル６ａ、６ｂと第２のリアクトル８ａ、８ｂを含むスイッチング回路の動作の一例について、図２と図３を参照しながら説明する。
　まず、図１の第１のリアクトル６ａ、６ｂを含むスイッチング回路の動作について説明する。図２は、第１のリアクトル６ａ、６ｂをＡＣ／ＤＣコンバータに適用した概略構成図である。なお、商用交流入力１、第１のノイズフィルタ５、第１のライン間バイパスコンデンサ２、第１のコモンモードチョーク３、第１のライングランド間バイパスコンデンサ４、第１のリアクトル６ａ、６ｂは図１に示すものと同様である。
　図２に示すように、第１のノイズフィルタ５の出力の一対のラインに互いにコアを共有する第１のリアクトル６ａ、６ｂが接続され、第１のリアクトル６ａ、６ｂの出力にダイオードブリッジ１４が接続される。ダイオードブリッジ１４の後段にスイッチング素子１５とダイオード１６とが接続され、ダイオード１６のカソード側が出力段の平滑コンデンサ１７の正極に接続される。スイッチング素子１５の他端には、第１のリアクトル６ｂと平滑コンデンサ１７の負極とが接続される。
　最初に、スイッチング素子１５がオンした時、第１のリアクトル６ａ、６ｂに電流が流れて、そこにエネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子１５がオフになると第１のリアクトル６ａ、６ｂに発生する逆起電力によって蓄積されたエネルギーが負荷１８に伝達される。このとき、入力電流波形が正弦波状になるように、スイッチング素子１５のオンオフのパルス幅を制御して、力率を制御することができる。
　第１のリアクトル６ａ、６ｂを含むスイッチング回路は、図２の回路構成に限るものではなく、インターリーブ方式などのスイッチング素子のスイッチングにより電力変換する他のＡＣ／ＤＣコンバータ回路で構成されるものであっても良い。
　次に、図１の第２のリアクトル８ａ、８ｂを含むスイッチング回路の動作について説明する。図３は、第２のリアクトル８ａ、８ｂをフルブリッジ型ＤＣ／ＤＣコンバータに適用した概略回路図である。なお、第２のリアクトル８ａ、８ｂ、第２のノイズフィルタ１２、第２のライングランド間バイパスコンデンサ９、第２のコモンモードチョーク１０、第２のライン間バイパスコンデンサ１１は図１に示すものと同様である。
　図３に示すように、直流電源入力１９は四つのスイッチング素子２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄから成るブリッジ回路２０に接続され、ブリッジ回路２０の出力に絶縁トランス２１の一次側が接続される。絶縁トランス２１の二次側にダイオードブリッジ２２が接続され、ダイオードブリッジ２２の出力の一対のラインに互いにコアを共有する第２のリアクトル８ａ、８ｂが接続される。第２のリアクトル８ａ、８ｂの後段には、第２のライングランド間バイパスコンデンサ９、第２のコモンモードチョーク１０、第２のライン間バイパスコンデンサ１１で構成される第２のノイズフィルタ１２が接続され、第２のノイズフィルタ１２の出力に直流負荷２３が接続される。
　四つのスイッチング素子２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄを交互にオンオフさせ、入力の直流を高周波の交流に変換して、絶縁トランス２１の二次側端子間に電圧が生じ、ダイオードブリッジ２２で整流する。絶縁トランス２１の二次側へ電圧が生じた時、第２のリアクトル８ａ、８ｂにエネルギーが蓄積され、それ以外の期間において、第２のリアクトル８ａ、８ｂに発生する逆起電力によって蓄積されたエネルギーが負荷２３に伝達される。このとき、スイッチング素子２０ａ、２０ｂ、２０ｃ、２０ｄのオンオフのパルス幅を制御して、出力電流を制御することができる。
　第２のリアクトル８ａ、８ｂを含むスイッチング回路は、図３の回路構成に限るものではなく、ハーフブリッジ型やフライバック型などスイッチング素子のスイッチングにより電力変換する他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路で構成されるものであっても良い。
　このように、スイッチング回路７を構成するスイッチング素子は、２０ｋＨｚ以上とされている高周波のスイッチング周波数にてスイッチング制御を行うため、スイッチング周波数に起因した高いスイッチングノイズを発生する。ノイズには、コモンモードノイズとノーマルモードノイズの二種類のノイズが存在する。コモンモードノイズとは、一般的にグランドとの間の電位差にて発生するノイズであり、ノーマルモードノイズとは、一般的にライン間の電位差にて発生するノイズである。
　このとき、双方のラインに同一のインピーダンスを持つ第１のリアクトル６ａ、６ｂおよび第２のリアクトル８ａ、８ｂを挿入すると、片方のラインのみに挿入した場合に比べて、コモンモードノイズを低減できる。
　第１のリアクトル６ａ、６ｂを例にとると、片方のラインのみに第１のリアクトル６ａ、６ｂを集中させた場合、第１のリアクトル６ａ、６ｂを挿入しているライン側には第１のリアクトル６ａ、６ｂのインピーダンスがあり、一方のリアクトルを挿入していないライン側にはリアクトルによるインピーダンスがなくなる。
　これにより、リアクトルを挿入してないライン側では、ライングランド間バイパスコンデンサを介してノイズが直接グランドに流れ込むが、第１のリアクトル６ａ、６ｂを挿入しているライン側では、第１のリアクトル６ａ、６ｂのインピーダンスにより、グランドに流れ込む前に減衰できる。このように、双方のラインのインピーダンスが不平衡となることでコモンモードノイズが発生する。そこで、双方のラインに同一のインピーダンスを有する第１のリアクトル６ａ、６ｂをそれぞれ挿入することで、インピーダンスが平衡化し、コモンモードノイズを低減できる。
　さらに、双方のラインに挿入する第１のリアクトル６ａ、６ｂのコアを共有化することで、コイルの巻き方向より、第１のリアクトル６ａ、６ｂで発生する磁束が加わり合い、トータルのノーマルモードのインダクタンスを増やすことができ、第１のリアクトル６ａ、６ｂを小型化できる。
　前記では、第１のリアクトル６ａ、６ｂについて説明したが、第２のリアクトル８ａ、８ｂについても同様にコアを共有化することで、第２のリアクトル８ａ、８ｂを小型化できる。
　次に、本実施の形態の特徴である、コモンモードノイズの共振周波数をシフトする方法について示す。図４に図１の第１のリアクトル６ａ、６ｂ、第２のリアクトル８ａ、８ｂ、第１のライングランド間バイパスコンデンサ４、第２のライングランド間バイパスコンデンサ９で形成されるコモンモードノイズの共振経路を簡単化した等価回路モデルを示す。
　図４に示すように、第１のリアクトル６ａ、６ｂのコモンモードインダクタンス値をＬｃｏｍｍｏｎ６、第２のリアクトル８ａ、８ｂのコモンモードインダクタンス値をＬｃｏｍｍｏｎ８、第１のライングランド間バイパスコンデンサ４の容量をＣ４、第２のライングランド間バイパスコンデンサ９の容量をＣ９としている。
　図４に示す共振経路で形成される共振周波数ｆｒ１は、（４）式で示される。
　　ｆｒ１＝１／２π√{（Ｌｃｏｍｍｏｎ６＋Ｌｃｏｍｍｏｎ８）（Ｃ４＋Ｃ９）}
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（４）
（４）式のｆｒ１と（３）式のｆ２が、ｆｒ１≧ｆ２となるように設定すると、スイッチング周波数の基本波の高調波成分の減衰量が大きい帯域にコモンモードノイズの共振周波数をシフトでき、共振帯域のコモンモードノイズを抑制できる。
　コモンモードインダクタンス値Ｌｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８、第１および第２のライングランド間バイパスコンデンサ４、９の容量Ｃ４、Ｃ９を小さくすることで、ｆｒ１≧ｆ２となるように設定できるが、第１および第２のライングランド間バイパスコンデンサ４、９の容量Ｃ４、Ｃ９を小さくするとコモンモードのノイズ低減効果が低減する。一方で、第１のリアクトル６ａ、６ｂおよび第２のリアクトル８ａ、８ｂについては、一つのコアを共有化することで、コモンモード電流に対して、コア内の磁束が打消し合うようにできるため、コモンモードのノイズ低減効果を維持しつつ、コモンモードのインダクタンス値を低減することが可能ある。
　従って、ｆｒ１≧ｆ２となるようにＬｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を（５）式のように設定する。
　　Ｌｃｏｍｍｏｎ６＋Ｌｃｏｍｍｏｎ８＜ｔｒ ２／４（Ｃ４＋Ｃ９）・・・（５）
　本実施の形態によると、一対のラインの双方に同一のインダクタンス値を持つリアクトルを挿入することにより、コモンモードノイズを低減することができるだけでなく、Ｌｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を（５）式のように設定することで、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と双方のラインに挿入するリアクトルとの共振周波数ｆｒ１をスイッチング周波数の基本波の高調波成分の減衰量が大きい帯域にシフトできるため、共振周波数帯域で悪化するノイズ低減のためにコモンモードチョークなどの対策部品を別途設ける必要がないので、ノイズフィルタの小型化や低コスト化を実現でき、効果的にコモンモードノイズが抑制可能である。
　なお、前記ではリアクトルがスイッチング回路７の入力側と出力側に接続される場合について述べたが、リアクトルがスイッチング回路７の入力側のみにある場合であっても、ｆｒ１≧ｆ２となるように入力側のリアクトルのコモンモードインダクタンス値を設定することで効果的にコモンモードノイズが抑制可能である。また、リアクトルがスイッチング回路７の出力側のみにある場合であっても、ｆｒ１≧ｆ２となるように出力側のリアクトルのコモンモードインダクタンス値を設定することで効果的にコモンモードノイズが抑制可能である。
　また、図２ではダイオードブリッジ１４の前に第１のリアクトル６ａ、６ｂが接続される構成としたが、第１のリアクトル６ａ、６ｂの前にダイオードブリッジ１４の接続される構成であっても、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。
　本実施の形態のライングランド間容量は第１および第２のライングランド間バイパスコンデンサ４、９を用いて説明したが、一対のラインとグランドとの配線パターンによって形成されるライングランド間容量を用いるものであっても良い。
実施の形態２．
　次に、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。
　実施の形態１では、第１のリアクトル６ａ、６ｂ、第２のリアクトル８ａ、８ｂ、第１のライングランド間バイパスコンデンサ４、第２のライングランド間バイパスコンデンサ９で形成されるコモンモードノイズの共振周波数ｆｒ１をｆｒ１≧ｆ２となるように、第１のリアクトル６ａ、６ｂおよび第２のリアクトル８ａ、８ｂのコモンモードインダクタンスＬｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を設定したが、実施の形態２ではコモンモードノイズの共振周波数ｆｒ１が、図６に示す国際規格ＩＥＣ６１０００－６－３(２版；２００６年)で規定される伝導ノイズの限度値が切り替わり、限度値が高くなるｆ４＝５ＭＨｚ以上になるように、第１のリアクトル６ａ、６ｂおよび第２のリアクトル８ａ、８ｂのコモンモードインダクタンスＬｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を設定する。
　図６に国際規格ＩＥＣ６１０００－６－３(２版；２００６年)で規定される伝導ノイズの限度値を示す。この種の電力変換装置は他の電子機器の誤動作や機能停止などといった弊害を与えないよう、伝導ノイズを図６に示す限度値以下に抑制する必要がある。図６に示すように、５００ｋＨｚまでは限度値が徐々に減少し、５００ｋＨｚ以上では限度値が一定となり、５ＭＨｚ以上では限度値が高くなる。５ＭＨｚ以上でコモンモードノイズの共振が発生しても限度値は高くなるため、対策部品を設けることなく容易に限度値以下に抑えることができる。
　従って、ｆｒ１≧ｆ４となるようにＬｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を（６）式のように設定する。
　　Ｌｃｏｍｍｏｎ６＋Ｌｃｏｍｍｏｎ８＜１／{（１０×１０６π）２×（Ｃ４＋Ｃ９）}
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（６）
　本実施の形態によると、一対のラインの双方に同一のインダクタンス値を持つリアクトルを挿入することにより、コモンモードノイズを低減することができるだけでなく、Ｌｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を（６）式のように設定することで、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と双方のラインに挿入するリアクトルとの共振周波数ｆｒ１を伝導ノイズの限度値が高くなる５ＭＨｚ以上にシフトできるため、共振周波数帯域で悪化するノイズ低減のためにコモンモードチョークなどの対策部品を別途設ける必要がないので、ノイズフィルタの小型化や低コスト化を実現しつつ、伝導ノイズを限度値以下に抑えることができる。
　前記では、リアクトルがスイッチング回路７の入力側と出力側に接続される場合について説明したが、リアクトルがスイッチング回路７の入力側のみにある場合であっても、ｆｒ１≧ｆ４となるように入力側のリアクトルのコモンモードインダクタンス値を設定することで効果的にコモンモードノイズが抑制可能である。また、リアクトルがスイッチング回路７の出力側のみにある場合であっても、ｆｒ１≧ｆ４となるように出力側のリアクトルのコモンモードインダクタンス値を設定することで効果的にコモンモードノイズが抑制可能である。
　なお、本実施の形態のライングランド間容量は、第１および第２のライングランド間バイパスコンデンサ４、９を用いて説明したが、一対のラインとグランドとの配線パターンによって形成されるライングランド間容量を用いるものであっても良い。
　また、本実施の形態ではＩＥＣ６１０００－６－３の伝導ノイズの限度値にて説明したが、ＩＥＣ６１５８１－２１など５ＭＨｚで伝導ノイズの限度値が高くなる規格であっても良い。
実施の形態３．
　次に、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置について説明する。
　実施の形態１では、第１のリアクトル６ａ、６ｂ、第２のリアクトル８ａ、８ｂ、第１のライングランド間バイパスコンデンサ４、第２のライングランド間バイパスコンデンサ９で形成されるコモンモードノイズの共振周波数ｆｒ１をｆｒ１≧ｆ２となるように、また、実施の形態２では、ｆｒ１≧ｆ４となるように第１のリアクトル６ａ、６ｂおよび第２のリアクトル８ａ、８ｂのコモンモードインダクタンスＬｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を設定したが、実施の形態３ではコモンモードノイズの共振周波数ｆｒ１が、図６に示す国際規格ＩＥＣ６１０００－６－３(２版；２００６年)で規定される伝導ノイズの限度値が切り替わり、限度値が一定となるｆ３＝５００ｋＨｚ以上になるように、第１のリアクトル６ａ、６ｂおよび第２のリアクトル８ａ、８ｂのコモンモードインダクタンスＬｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を設定する。
　図６に示すように、スイッチング周波数の基本波成分ｆ０の高調波成分の周波数は、－２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅあるいは－４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きで減衰する。また、図６に示すように周波数が５００ｋＨｚ以上では伝導ノイズの限度値は一定となる。５００ｋＨｚ以上でコモンモードノイズの共振が発生しても、限度値は一定でありながらｆ０の高調波成分は－２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅあるいは－４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きで減衰するため、対策部品を設けることなく、容易に限度値以下に抑えることができる。
　従って、ｆｒ１≧ｆ３となるようにＬｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を（７）式のように設定する。
　　Ｌｃｏｍｍｏｎ６＋Ｌｃｏｍｍｏｎ８＜１／{（１０×１０５π）２×（Ｃ４＋Ｃ９）}
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（７）
　本実施の形態によると、一対のラインの双方に同一のインダクタンス値を持つリアクトルを挿入することにより、コモンモードノイズを低減することができるだけでなく、Ｌｃｏｍｍｏｎ６、Ｌｃｏｍｍｏｎ８の値を（７）式のように設定することで、ライングランド間バイパスコンデンサの容量と双方のラインに挿入するリアクトルとの共振周波数ｆｒ１を伝導ノイズの限度値が一定となる５００ｋＨｚ以上にシフトでき、限度値は一定でありながらスイッチング周波数の基本波成分ｆ０の高調波成分は－２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅあるいは－４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きで減衰するため、共振周波数帯域で悪化するノイズ低減のためにコモンモードチョークなどの対策部品を別途設ける必要がないので、ノイズフィルタの小型化や低コスト化を実現しつつ、伝導ノイズを限度値以下に抑えることができる。
　前記では、リアクトルがスイッチング回路の入力側と出力側に接続される場合について説明したが、リアクトルがスイッチング回路７の入力側のみにあり、ライングランド間コンデンサと共振する場合であっても効果的にコモンモードノイズが抑制可能である。また、リアクトルがスイッチング回路７の出力側のみにあり、ライングランド間コンデンサと共振する場合であっても効果的にコモンモードノイズが抑制可能である。
　本実施の形態のライングランド間容量は第１および第２のライングランド間バイパスコンデンサ４、９を用いて説明したが、一対のラインとグランドとの配線パターンによって形成されるライングランド間容量を用いるものであっても良い。
　また、本実施の形態ではＩＥＣ６１０００－６－３の伝導ノイズの限度値にて説明したが、ＩＥＣ６１５８１－２１など５００ｋＨｚで伝導ノイズの限度値が一定となる規格であっても良い。
　以上、この発明の実施の形態１から３について説明したが、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変更、省略することが可能である。

Claims (7)

  1. 　一対のラインとグランドとの間に接続されたライングランド間バイパスコンデンサを有するフィルタ回路と、
    　半導体スイッチを有するスイッチング回路と、
    　前記フィルタ回路と前記スイッチング回路の間に接続されるリアクトルと、
    を有する電力変換装置において、
    　前記リアクトルは、前記一対のラインの双方に設けた二つのリアクトルであって、前記二つのリアクトルは互いにコアを共有し、
    　前記ライングランド間バイパスコンデンサの合成容量をＣ１［Ｆ］、
    　前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値をＬ１［Ｈ］、
    　前記半導体スイッチのスイッチ両端の電圧の立ち上がり時間をｔｒ［ｓ］としたとき、
    　Ｌ１＜ｔｒ ２／４Ｃ１
    の関係を満たすように、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値を設定することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　一対のラインとグランドとの間に接続されたライングランド間バイパスコンデンサを有するフィルタ回路と、
    　半導体スイッチを有するスイッチング回路と、
    　前記フィルタ回路と前記スイッチング回路の間に接続されるリアクトルと、
    を有する電力変換装置において、
    　前記リアクトルは、前記一対のラインの双方に設けた二つのリアクトルであって、前記二つのリアクトルは互いにコアを共有し、
    　前記ライングランド間バイパスコンデンサの合成容量をＣ２［Ｆ］、
    　前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値をＬ２［Ｈ］としたとき、
    　Ｌ２＜１／{（１０π×１０６）２×Ｃ２}
    の関係を満たすように、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値を設定することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　一対のラインとグランドとの間に接続されたライングランド間バイパスコンデンサを有するフィルタ回路と、
    　半導体スイッチを有するスイッチング回路と、
    　前記フィルタ回路と前記スイッチング回路の間に接続されるリアクトルと、
    を有する電力変換装置において、
    　前記リアクトルは、前記一対のラインの双方に設けた二つのリアクトルであって、前記二つのリアクトルは互いにコアを共有し、
    　前記ライングランド間バイパスコンデンサの合成容量をＣ３［Ｆ］、
    　前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値をＬ３［Ｈ］としたとき、
    　Ｌ３＜{（１０π×１０５）２×Ｃ３}
    の関係を満たすように、前記二つのリアクトルのコモンモードのインダクタンス値を設定することを特徴とする電力変換装置。
  4. 　前記フィルタ回路と前記二つのリアクトルは、前記スイッチング回路の入力側に接続されることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記フィルタ回路と前記二つのリアクトルは、前記スイッチング回路の出力側に接続されることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記フィルタ回路と前記二つのリアクトルは、前記スイッチング回路の入力側と出力側に接続されることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変変換器。
  7. 　前記ライングランド間バイパスコンデンサは、前記一対のラインと前記グランドとの配線パターン間によって形成される容量であることを特徴とする請求項１から３いずれか一項に記載の電力変換装置。
PCT/JP2014/072021 2014-08-22 2014-08-22 電力変換装置 Ceased WO2016027374A1 (ja)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/308,276 US10218259B2 (en) 2014-08-22 2014-08-22 Power conversion device
PCT/JP2014/072021 WO2016027374A1 (ja) 2014-08-22 2014-08-22 電力変換装置
EP14900287.5A EP3185410A4 (en) 2014-08-22 2014-08-22 Power conversion device
CN201480081255.3A CN106575927B (zh) 2014-08-22 2014-08-22 功率转换装置
JP2016543782A JP6207751B2 (ja) 2014-08-22 2014-08-22 電力変換装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2014/072021 WO2016027374A1 (ja) 2014-08-22 2014-08-22 電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016027374A1 true WO2016027374A1 (ja) 2016-02-25

Family

ID=55350351

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2014/072021 Ceased WO2016027374A1 (ja) 2014-08-22 2014-08-22 電力変換装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10218259B2 (ja)
EP (1) EP3185410A4 (ja)
JP (1) JP6207751B2 (ja)
CN (1) CN106575927B (ja)
WO (1) WO2016027374A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109314460A (zh) * 2016-06-02 2019-02-05 日产自动车株式会社 电力转换装置
KR20190128815A (ko) * 2018-05-09 2019-11-19 한국과학기술원 결합된 출력 인덕터를 사용한 새로운 정류기 구조를 갖는 위상­천이 풀­브릿지 컨버터

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6942963B2 (ja) * 2017-01-12 2021-09-29 株式会社豊田自動織機 車載用流体機械
JP6954377B2 (ja) * 2017-12-27 2021-10-27 株式会社村田製作所 電源装置
JP6973316B2 (ja) 2018-07-19 2021-11-24 オムロン株式会社 電力変換装置
JP6954240B2 (ja) * 2018-07-19 2021-10-27 オムロン株式会社 電力変換装置
CN111313669A (zh) * 2020-04-03 2020-06-19 北京中科宇航技术有限公司 一种浮地系统中电源的滤波电路

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05167376A (ja) * 1991-12-13 1993-07-02 Yokogawa Electric Corp ノイズフィルタの実装構造
JPH1084669A (ja) * 1996-09-10 1998-03-31 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置のノイズフィルタ
JP2011147238A (ja) * 2010-01-13 2011-07-28 Toshiba Corp 系統連系インバータ

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3436054B2 (ja) * 1997-03-18 2003-08-11 松下電器産業株式会社 インバータ電源を使用した電気機器
WO2011087045A1 (ja) 2010-01-13 2011-07-21 株式会社 東芝 系統連系インバータ
JP2011193593A (ja) * 2010-03-12 2011-09-29 Mitsubishi Electric Corp 交流直流変換装置並びに空気調和機
GB2489467A (en) * 2011-03-29 2012-10-03 Sony Corp Grid tied inverter having DC-DC current fed push-pull converter
CN203368032U (zh) * 2013-08-14 2013-12-25 北京盈频数码科技有限责任公司 一种电磁兼容实验室的谐波抑制电路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05167376A (ja) * 1991-12-13 1993-07-02 Yokogawa Electric Corp ノイズフィルタの実装構造
JPH1084669A (ja) * 1996-09-10 1998-03-31 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置のノイズフィルタ
JP2011147238A (ja) * 2010-01-13 2011-07-28 Toshiba Corp 系統連系インバータ

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3185410A4 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109314460A (zh) * 2016-06-02 2019-02-05 日产自动车株式会社 电力转换装置
JPWO2017208420A1 (ja) * 2016-06-02 2019-05-30 日産自動車株式会社 電力変換装置
CN109314460B (zh) * 2016-06-02 2021-07-20 日产自动车株式会社 电力转换装置
KR20190128815A (ko) * 2018-05-09 2019-11-19 한국과학기술원 결합된 출력 인덕터를 사용한 새로운 정류기 구조를 갖는 위상­천이 풀­브릿지 컨버터
KR102060244B1 (ko) 2018-05-09 2020-02-11 한국과학기술원 결합된 출력 인덕터를 사용한 새로운 정류기 구조를 갖는 위상­천이 풀­브릿지 컨버터

Also Published As

Publication number Publication date
CN106575927B (zh) 2019-05-10
US10218259B2 (en) 2019-02-26
EP3185410A4 (en) 2018-04-11
US20170063216A1 (en) 2017-03-02
JP6207751B2 (ja) 2017-10-04
JPWO2016027374A1 (ja) 2017-04-27
EP3185410A1 (en) 2017-06-28
CN106575927A (zh) 2017-04-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6207751B2 (ja) 電力変換装置
CN103081319B (zh) 共模噪声减少设备和方法
US20200273617A1 (en) Planar Transformer, Power Conversion Circuit, and Adapter
US9887641B2 (en) Power converter
JP5634102B2 (ja) 系統連系インバータ
WO2011087045A1 (ja) 系統連系インバータ
JP6350753B2 (ja) 電源回路
US9240729B2 (en) Resonant converter for achieving low common-mode noise, along with isolated power supply and method employing the same
Li et al. A symmetrical resonant converter and PCB transformer structure for common mode noise reduction
US8379415B2 (en) Systems and methods for reducing EMI in switch mode converter systems
JP6744496B1 (ja) 電力変換装置及び直流配電システム
Jin et al. Efficient integrated magnetics with winding cancellation technique to reduce common-mode emi noise for a single phase cllc converter
JP2013106475A (ja) 系統連系インバータ
Saket et al. Common-mode noise elimination in planar transformers for LLC resonant converters
JP2010154435A (ja) ノイズフィルタ
TW200807460A (en) Power source transforming device and transformer thereof
CN101114541B (zh) 电源转换装置
Han et al. Suppressing methods of common-mode noise in LLC resonant DC-DC converters
JP2018182880A (ja) 電力変換装置
JP5840514B2 (ja) 漏れ電流抑制回路
Wang et al. Investigation of Conducted EMI Emission and Mitigation Techniques in a USB-C Charger
JP2016119753A (ja) 電力変換装置
JP2016119752A (ja) 電力変換装置
JP5899658B2 (ja) 電力変換装置
WO2019102937A1 (ja) ノイズフィルタ回路、及び、電源回路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 14900287

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2016543782

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2014900287

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2014900287

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15308276

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 2014900287

Country of ref document: EP