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WO2016067752A1 - 受信装置 - Google Patents

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WO2016067752A1
WO2016067752A1 PCT/JP2015/075324 JP2015075324W WO2016067752A1 WO 2016067752 A1 WO2016067752 A1 WO 2016067752A1 JP 2015075324 W JP2015075324 W JP 2015075324W WO 2016067752 A1 WO2016067752 A1 WO 2016067752A1
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unit
soft
output
channel estimation
likelihood ratio
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PCT/JP2015/075324
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French (fr)
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圭 伊藤
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Original Assignee
Hitachi Kokusai Electric Inc
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Publication date
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    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A) or DMT

Definitions

  • the present invention relates to a receiving device.
  • the equalization processing at a receiving device in wireless communication is generally performed with a specific amplitude and phase in the subcarrier direction.
  • the receiving device estimates the channel between the transmitting and receiving devices by performing linear interpolation between the pilot subcarriers, and multiplies the received signal by the inverse characteristic of the estimated channel information. Is equalized.
  • Patent Document 1 discloses a novel channel estimation invention that produces reliable channel estimation even when a decoded data value is likely to cause a detection error.
  • Patent Document 2 obtains an accurate channel estimation value even in an environment where frequency selective fading exists and dynamic fading receiving Doppler frequency fluctuations exists.
  • An invention of a multicarrier receiving apparatus capable of performing the above is disclosed.
  • the receiving apparatus of the present invention includes a fast Fourier transform unit that converts a received time signal into a frequency signal, a pilot subcarrier extraction unit that extracts a pilot subcarrier from the frequency signal, and a pilot subcarrier extracted by the pilot subcarrier extraction unit
  • a channel estimator that estimates the channel between transmission and reception by linear interpolation on the extracted signal, an equivalent unit that equalizes using the frequency signal and the channel estimation result, and a bit that calculates the bit log likelihood ratio from the equalized output
  • a log likelihood ratio calculation unit a deinterleaving unit that rearranges the bit log likelihood ratio in an original order to be paired with an interleaving unit that rearranges the bit log likelihood ratio in a predetermined order on the transmission side, and a deinterleave output
  • a soft input / soft output decoding unit that performs error correction for soft input / soft output and a coding input of the outputs of the soft input / soft output error correction means.
  • An interleaving unit for rearranging the log likelihood ratio in the same order as on the transmitting side, a soft symbol calculating unit for generating a soft symbol from the interleaved output, a hard decision unit for the generated soft symbol, and a code for the interleaved output And a reliability evaluation unit that generates reliability information from the normalized bit log likelihood ratio.
  • the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, wherein the channel estimation unit includes a linear interpolation unit that performs linear interpolation processing on the soft symbol hard decision output when the reliability information is larger than a predetermined threshold value.
  • the receiving apparatus of the present invention is the above-described receiving apparatus, wherein the channel estimation unit repeats linear interpolation processing until the reliability information becomes smaller than a predetermined threshold value.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the receiving apparatus includes an antenna 121, an RF (Radio Frequency) unit 122, an A / D (Analog-to-Digital converter) unit 123, an FFT (Fast Fourier Transform) unit 101 which is a fast Fourier transform unit, a channel estimation unit.
  • RF Radio Frequency
  • a / D Analog-to-Digital converter
  • FFT Fast Fourier Transform
  • LLR Log Likelihood Ratio
  • SISO Soft-In Soft-Out
  • the antenna 121 receives a radio signal transmitted from the transmission side, the RF unit 122 converts the received signal into a baseband, and the A / D unit 123 converts the baseband signal into a digital signal.
  • the received signal is, for example, an OFDM signal.
  • the FFT 101 unit converts the received time domain signal y (m, n) into a frequency domain signal, and outputs the frequency domain signal to the channel estimation unit 102 and the equalization unit 103 as the received frequency signal Y (m, k).
  • m is a symbol number
  • n is a sample number
  • k is a subcarrier number.
  • the channel estimation unit 102 receives the received reception frequency signal Y (m, k), the frequency signal obtained by hard-decisioning the error-corrected and fed back soft symbol, and the received error-corrected and received bit LLR (Log Likelihood Ratio). Based on the log likelihood ratio) L D (m, c k ), the channel between transmission and reception is estimated, and the channel estimation result is output to the equalization unit 103.
  • ck is a bit sequence number after the interleaving process.
  • channel estimation section 102 includes pilot subcarrier extraction section 201, reliability evaluation section 202, channel information calculation section 203, and linear interpolation section 204.
  • Pilot subcarrier extraction section 201 extracts pilot subcarriers from input reception frequency signal Y (m, k), and outputs reception frequency signal Y p (m, k) from which pilot subcarriers are extracted to the linear interpolation section. To do.
  • the pilot subcarrier for example, subcarriers other than the pilot subcarrier among all the subcarriers are replaced with “0”.
  • rel (m, k) is a reliability evaluation result
  • the reliability evaluation result rel (m, k) is expressed by Equation 2, for example.
  • B is the number of modulation bits in the modulation scheme
  • thr is a reliability evaluation threshold value.
  • the reliability evaluation threshold value thr is set to a value that does not cause a hard decision error, for example.
  • LLR is raised to the power so that the absolute value of rel (m, k) becomes small if there is even one bit with low likelihood (LLR is close to 0).
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the linear interpolation of the channel estimation unit.
  • channel estimation is performed by linear interpolation between pilot subcarriers.
  • channel estimation errors occur in actual channels.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining repetitive linear interpolation of the channel estimation unit of the receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • X (i) is the mapping value of the modulation scheme for mapping number i
  • Q is the number of mapping points for the modulation scheme.
  • the approximate expression is Expression 6. Equation 5 becomes Equation 7 when approximated using Equation 6. According to the above equation, the received bit LLR is calculated using the minimum distance from 1 and the minimum distance from 0 when paying attention to the bit.
  • Deinterleaving unit 105 returns input received bit LLR L E (m, c k ) the rearranged sequences in a predetermined order at the transmission side to the original order, rearranged to the original order Received bit LLR L E (m, c ′ k ) is output to SISO decoding section 106.
  • c ′ k is the number of the bit information sequence before the interleaving process.
  • the unit of interleaving and deinterleaving processing in this example is the same as the unit of OFDM symbol or an integer number thereof (that is, the total number of bits allocated to data subcarriers in one OFDM symbol is a natural number of interleaving length) Times).
  • the SISO decoding unit 106 performs soft input / soft output error correction processing on the input received bits LLR L E (m, c ′ k ), and obtains error-corrected information bits LLR L (m, c ′ k ).
  • the encoded bit LLR L D (m, c ′ k ) output to the hard decision unit 107 and error corrected is output to the interleaving unit 108.
  • the SISO error correction processing can be realized by, for example, a method using the maximum posterior probability based on the BCJR (Bahl, Cocke, Jelinek, Raviv: acronym of the creator), or a method based on SOVA (Soft Output Viterbi Algorithm). .
  • the hard decision unit 107 performs hard decision processing on the input information bits LLR L (m, c ′ k ), and outputs the received information bits d ′ (m, c ′ k ) subjected to the hard decision processing.
  • the hard decision process is based on, for example, Formula 8.
  • the interleaving unit 108 rearranges the input coded bits LLR L D (m, c ′ k ) in a predetermined order similar to that on the transmission side, and rearranges the coded bits LLR L D (m , c k ) are output to soft symbol calculation section 109 and channel estimation section 102.
  • mapping probability P (m, i) is calculated by the following equation using the bit probabilities P o (m, c k ) and P 1 (m, c k ).
  • g (i, z) is the z-th bit value counted from the least significant bit when the mapping point number i is expressed in binary.
  • the error-corrected data subcarrier is fed back to the channel estimator, and the channel estimation error is reduced by treating the highly reliable feedback signal equivalent to the pilot subcarrier and repeatedly performing channel estimation, Reception performance can be improved. Since the channel estimation unit 102 of this example is initialized to channel estimation (linear interpolation) based only on pilot subcarriers for each OFDM symbol, it is suitable for mobile communication in which channel fluctuation is severe.
  • the receiving apparatus feeds back an error-corrected signal and reduces channel estimation errors by repeated channel estimation, thereby improving reception performance.
  • the number of repetitions of channel estimation may be determined, for example, as 2 or 3 in advance, or a threshold value may be set in advance and repeated until the reliability information becomes equal to or less than the threshold value. If the channel fluctuation is moderate, the channel estimation results of past OFDM symbols are stored, and the estimation results from the pilot subcarriers of the current OFDM symbols are smoothed in the time direction to It may be an initial value.
  • the present invention is not limited to the receiving device described here, but other receiving devices such as DFTS (Discrete Fourier Transform Spread) OFDM, SC-FDMA (Single -It may be widely applicable to receivers that perform block equalization in the frequency domain, such as -Carrier -Frequency-Division -Multiple Access) and CP-SC (Single Carrier Block -Transmission with Cyclic Prefix).
  • DFTS Discrete Fourier Transform Spread
  • SC-FDMA Single -It may be widely applicable to receivers that perform block equalization in the frequency domain, such as -Carrier -Frequency-Division -Multiple Access
  • CP-SC Single Carrier Block -Transmission with Cyclic Prefix

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)

Abstract

送受信装置間のチャネルがマルチパスフェージング等により歪んだ場合、パイロットサブキャリア間の線形補間では推定誤差が大きくなり、結果として等化誤差が増大し、受信性能が劣化する。本発明の受信装置は、高速フーリエ変換部と、パイロットサブキャリア抽出部と、チャネル推定部と、等価部と、ビット対数尤度比算出部と、デインタリーブ部と、軟入力軟出力復号部と、インタリーブ部と、ソフトシンボル算出部と、硬判定部と、信頼性評価部と、を備えることを特徴とする。

Description

受信装置
　本発明は、受信装置に関するものである。
　無線通信における受信装置での等化処理は、一般的に、ＯＦＤＭ（Orthogonal　Frequency-Division　Multiplexing：直交周波数分割多重方式）のようなマルチキャリア通信では、サブキャリア方向に特定の間隔に振幅と位相が既知であるパイロットサブキャリアを送信装置で挿入することにより、受信装置でパイロットサブキャリア間の線形補間を行うことで送受信装置間のチャネルを推定し、推定したチャネル情報の逆特性を受信信号に乗じることにより等化を行っている。
　先行技術文献としては、例えば、特許文献１に、復号されるデータ値が検波の誤りを生じやすい場合でも信頼できるチャネル推定を生じる新規なチャネル推定の発明が開示されている。
　また、他の先行技術文献としては、例えば、特許文献２に、周波数選択性フェージングが存在し、ドップラー周波数変動を受ける動的なフェージングが存在する環境下においても、正確なチャネル推定値を得ることができるマルチキャリア受信装置の発明が開示されている。
特許第４２７２６６５号公報 特許第３８７６４３７号公報
　従来の技術では、送受信装置間のチャネルがマルチパスフェージング等により歪んだ場合、パイロットサブキャリア間の線形補間では推定誤差が大きくなり、結果として等化誤差が増大し、受信性能が劣化する。
　本発明の受信装置は、受信した時間信号を周波数信号に変換する高速フーリエ変換部と、周波数信号からパイロットサブキャリアを抽出するパイロットサブキャリア抽出部と、パイロットサブキャリア抽出部で抽出したパイロットサブキャリア抽出信号に対して線形補間処理により送受信間のチャネルを推定するチャネル推定部と、周波数信号とチャネル推定結果を用いて等化する等価部と、等化出力からビット対数尤度比を算出するビット対数尤度比算出部と、ビット対数尤度比に対して送信側で予め決められた順序に並び替えるインタリーブ手段に対となる元の順序に並び替えるデインタリーブ部と、デインタリーブ出力に対して軟入力軟出力の誤り訂正を行う軟入力軟出力復号部と、軟入力軟出力誤り訂正手段の出力のうち符号化ビット対数尤度比を送信側と同様の順序に並び替えるインタリーブ部と、インタリーブ出力からソフトシンボルを生成するソフトシンボル算出部と、生成した前記ソフトシンボルに対して硬判定部と、インタリーブ出力の符号化ビット対数尤度比から信頼性情報生成する信頼性評価部と、を備えることを特徴とする。
　また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、チャネル推定部は信頼性情報が所定の閾値より大きい場合にソフトシンボル硬判定出力を線形補間処理する線形補間部を有することを特徴とする。
　さらに、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、チャネル推定部は信頼性情報が所定の閾値よりも小さくなるまで線形補間処理を繰り返すことを特徴とする。
　本発明によれば、誤り訂正した信号をフィードバックし繰り返しチャネル推定によりチャネル推定誤差を低減し、受信性能向上を図ることができる。
本発明の一実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施例に係る受信装置のチャネル推定部の構成を示す機能ブロック図である。 チャネル推定部の線形補間を説明するための図である。 本発明の一実施例に係る受信装置のチャネル推定部の繰り返し線形補間を説明するための図である。
　以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
　図１は本発明の一実施例に係る受信装置の構成を示すブロック図である。
　図１において、受信装置は、アンテナ１２１、ＲＦ（Radio　Frequency）部１２２、Ａ／Ｄ（Analog-to-Digital　converter）部１２３、高速フーリエ変換部であるＦＦＴ（Fast　Fourier　Transform）部１０１、チャネル推定部１０２、等化部１０３、ビット対数尤度比算出部であるＬＬＲ（Log　Likelihood　Ratio）算出部１０４、デインタリーブ部１０５、軟入力軟出力復号部であるＳＩＳＯ（Soft-In　Soft-Out）復号部１０６、硬判定部１０７、インタリーブ部１０８、ソフトシンボル算出部１０９、硬判定部１１０で構成されている。
　アンテナ１２１は送信側から送信された無線信号を受信し、ＲＦ部１２２は受信信号をベースバンド帯域に変換し、Ａ／Ｄ部１２３はベースバンド信号をデジタル信号に変換する。
　なお、受信信号は、例えば、ＯＦＤＭ信号である。
　ＦＦＴ１０１部は、受信した時間領域信号y(m,n)を周波数領域信号に変換し、受信周波数信号Y(m,k)としてチャネル推定部１０２と等化部１０３へ出力する。ここで、ｍはシンボル番号、ｎはサンプル番号、ｋはサブキャリア番号である。
　チャネル推定部１０２は、入力された受信周波数信号Y(m,k)と、誤り訂正されフィードバックされたソフトシンボルを硬判定した周波数信号と、誤り訂正されフィードバックされた受信ビットＬＬＲ（Log　Likelihood　Ratio：対数尤度比）LD(m,ck)に基づき、送受信間のチャネルを推定し、チャネル推定結果を等化部１０３へ出力する。ここで、ｃｋはインタリーブ処理後のビット系列番号である。
　次に、チャネル推定部の動作について図２を用いて説明する。
　図２において、チャネル推定部１０２は、パイロットサブキャリア抽出部２０１と信頼性評価部２０２とチャネル情報算出部２０３と線形補間部２０４とを備える。
　パイロットサブキャリア抽出部２０１は、入力された受信周波数信号Y(m,k)からパイロットサブキャリアを抽出し、パイロットサブキャリアを抽出した受信周波数信号Yp(m,k)を線形補間部へ出力する。
　パイロットサブキャリアの抽出は、例えば、全サブキャリアのうちパイロットサブキャリア以外のサブキャリアを‘０’に置換する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ここで、rel(m,k)は信頼性評価結果であり、信頼性評価結果rel(m,k)は、例えば、数式２による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、Ｂは当該変調方式における変調ビット数、thrは信頼性評価閾値である。信頼性評価閾値thrは、例えば、硬判定誤りが発生しないような大きさの値を設定する。尤度が低い（LLRが０に近い）ビットが１つでもあればrel(m,k)の絶対値が小さくなるように、LLRを総乗している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　次に、一般的な無線通信に線形補間について図３を用いて説明する。
　図３はチャネル推定部の線形補間を説明するための図である。
　図３において、各パイロットサブキャリア間を線形補間することにより、チャネルの推定を行っている。
　しかし、パイロットサブキャリア間の変動に関しては、チャネル推定誤差が実際のチャネルでは生じる。
　次に、本発明の一実施例である線形補間について図４を用いて説明する。
　図４は本発明の一実施例に係る受信装置のチャネル推定部の繰り返し線形補間を説明するための図である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　ここで、X(i)はマッピング番号ｉにおける当該変調方式のマッピング値、Ｑは当該変調方式のマッピング点数である。ここで、近似式が数式６である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　数式５は数式６を用いて近似すると数式７となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　上式によって、受信ビットＬＬＲは当該ビットに着目したときの１との最小距離、０との最小距離を使って計算する。
　デインタリーブ部１０５は、入力された受信ビットＬＬＲ　LE(m,ck)を送信側で予め決められた順序で並び替えられた系列を元の順序に戻し、元の順序に並び替えられた受信ビットＬＬＲ　LE(m,c’k)をＳＩＳＯ復号部１０６へ出力する。ここで、ｃ’ｋはインタリーブ処理前のビット情報系列の番号である。本例のインタリーブ及びデインタリーブ処理の単位は、OFDMシンボルの単位と一致しているか或いはその整数分の１（つまり、１OFDMシンボル内のデータサブキャリアに割り当てられたビット総数が、インタリーブ長の自然数倍）であるとする。
　ＳＩＳＯ復号部１０６は、入力された受信ビットＬＬＲ　LE(m,c’k)に対して軟入力軟出力の誤り訂正処理を行い、誤り訂正した情報ビットＬＬＲ　L(m,c’k)を硬判定部１０７へ出力、誤り訂正した符号化ビットＬＬＲ　LD(m,c’k)をインタリーブ部１０８へ出力する。
　ＳＩＳＯ誤り訂正処理は、例えば、ＢＣＪＲ（Bahl、Cocke、Jelinek、Raviv：考案者の頭文字）アルゴリズムに基づく最大事後確率を用いた方法や、ＳＯＶＡ（Soft　Output 　Viterbi　Algorithm）に基づく方法などにより実現できる。
　硬判定部１０７は、入力された情報ビットＬＬＲ　L(m,c’k)に対して硬判定処理を行い、硬判定処理した受信情報ビットd’(m,c’k)を出力する。
　硬判定処理は、例えば、数式８による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　インタリーブ部１０８は、入力された符号化ビットＬＬＲ　LD(m,c’k)に対して、送信側と同様の予め決められた順序で並び替え、並び替えた符号化ビットＬＬＲ　LD(m,ck)をソフトシンボル算出部１０９とチャネル推定部１０２へ出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　次に、ビット確率Po(m,ck)、P1(m,ck)を用いて次式によりマッピング確率P(m,i)を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　ここで、g(i,z)はマッピング点番号ｉを２進数で表したとき最下位ビットから数えてｚ番目のビット値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　以上の実施形態により、誤り訂正されたデータサブキャリアをチャネル推定部にフィードバックし、信頼性の高いフィードバック信号をパイロットサブキャリアと同等に扱い繰り返しチャネル推定を行うことで、チャネル推定誤差を低減し、受信性能向上を図ることができる。本例のチャネル推定部１０２は、OFDMシンボル毎にパイロットサブキャリアのみに基づくチャネル推定（線形補間）に初期化するので、チャネル変動が激しい移動通信に好適である。
　本発明の実施形態である受信装置は、誤り訂正した信号をフィードバックし繰り返しチャネル推定によりチャネル推定誤差を低減し、受信性能向上を図ることができる。
　チャネル推定の繰り返し回数は、例えば、予め回数を２回または３回等に決めてもよいし、予め閾値を設定しておき、信頼性情報が閾値以下になるまで繰り返してもよい。またチャネル変動が緩やかな場合は、過去のOFDMシンボルのチャネル推定結果を記憶しておき、それらと現在のOFDMシンボルのパイロットサブキャリアからの推定結果を時間方向に平滑化して、今回のチャネル推定の初期値としてもよい。
　以上本発明について詳細に説明したが、本発明は、ここに記載された受信装置に限定されるものではなく、上記以外の受信装置、例えばDFTS（Discrete Fourier Transform Spread） OFDM、SC-FDMA（Single-Carrier Frequency-Division Multiple Access）、CP-SC（Single Carrier Block Transmission with Cyclic Prefix）等の周波数領域でブロック等化を行う受信装置に広く適用できる可能性がある。
　１０１…ＦＦＴ部、１０２…チャネル推定部、１０３…等化部、１０４…ビット対数尤度比算出部、１０５…デインタリーブ部、１０６…軟入力軟出力復号部、１０７…硬判定部、１０８…インタリーブ部、１０９…ソフトシンボル算出部、１１０…硬判定部、１２１…アンテナ、１２２…ＲＦ部、１２３…Ａ／Ｄ部、２０１…パイロットサブキャリア抽出部、２０２…信頼性評価部、２０３…チャネル情報算出部、２０４…線形補間部。

Claims (3)

  1. 　受信した時間信号を周波数信号に変換する高速フーリエ変換部と、
    　前記周波数信号からパイロットサブキャリアを抽出するパイロットサブキャリア抽出部と、
    　前記パイロットサブキャリア抽出部で抽出したパイロットサブキャリア抽出信号に対して線形補間処理により送受信間のチャネルを推定するチャネル推定部と、
    　前記周波数信号と前記チャネル推定結果を用いて等化する等価部と、
    　前記等化出力からビット対数尤度比を算出するビット対数尤度比算出部と、
    　前記ビット対数尤度比に対して送信側で予め決められた順序に並び替えるインタリーブ手段に対となる元の順序に並び替えるデインタリーブ部と、
    　前記デインタリーブ出力に対して軟入力軟出力の誤り訂正を行う軟入力軟出力復号部と、
    　前記軟入力軟出力誤り訂正手段の出力のうち符号化ビット対数尤度比を送信側と同様の順序に並び替えるインタリーブ部と、
    　前記インタリーブ出力からソフトシンボルを生成するソフトシンボル算出部と、
    　生成した前記ソフトシンボルに対して硬判定部と、
    　前記インタリーブ出力の符号化ビット対数尤度比から信頼性情報生成する信頼性評価部と、を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 　請求項１に記載の受信装置において、
    　前記チャネル推定部は、前記信頼性情報が所定の閾値より大きい場合に、前記ソフトシンボル硬判定出力を線形補間処理する線形補間部を有することを特徴とする受信装置。
  3. 　請求項１または請求項２に記載の受信装置において、
    　前記チャネル推定部は、前記信頼性情報が所定の閾値よりも小さくなるまで線形補間処理を繰り返すことを特徴とする受信装置。
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