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WO2015136592A1 - 電流検出器及び電力変換装置 - Google Patents

電流検出器及び電力変換装置 Download PDF

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main
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inductor
current detector
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裕次 根本
山田　隆二
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Fuji Electric Co Ltd
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    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Definitions

  • the present invention relates to a current detector that detects a current flowing through an inductor, and a power conversion device that performs on / off control of a semiconductor switching element using a current detection value of the current detector to perform power conversion.
  • FIG. 5 shows a general step-down chopper provided with the current detection function of the main circuit.
  • semiconductor switching elements 12 such as MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors) and diodes 13 are connected in series in opposite directions to each other at both ends of the DC power supply 11.
  • the inductor 14, the current detection unit 15, and the smoothing capacitor 16 are connected in series to both ends of the diode 13, and the load 17 is connected to both ends of the smoothing capacitor 16.
  • Reference numeral 12 d denotes a parasitic diode.
  • the semiconductor switching element 12 is turned on to store energy in the inductor 14. In addition, the semiconductor switching element 12 is turned off to release the stored energy of the inductor 14 and the energy is supplied to the smoothing capacitor 16 through the diode 13 to realize the step-down operation.
  • the control circuit 30 turns on the semiconductor switching element 12 using the detection value of the current (main circuit current) I L output from the current detection unit 15 and the detection value of the output voltage V out obtained from the smoothing capacitor 16. ⁇ Feedback control is performed so as to turn off and make the output voltage Vout equal to the command value.
  • the current detection unit 15 is, for example, a circuit using a shunt resistor or a hole CT (Current-Transformer), and these components convert the current IL into a voltage value.
  • FIG. 6 is a circuit diagram in the case where the prior art described in Patent Document 1 is applied to the current detection unit 15 in FIG. 5, 141 is a main winding of the inductor 14, 142 is an auxiliary winding, and 20 is a voltage detection unit. is there.
  • the main winding 141 and the auxiliary winding 142 are wound in the same direction, and the number of turns is also equal. Note that a and b are one end and the other end of the main winding 141, and a ′ and b ′ are one end and the other end of the auxiliary winding 142.
  • the main winding 141 is connected in series to the main circuit (between the output side of the semiconductor switching element 12 in FIG. 5 and one end of the smoothing capacitor 16). Further, one end a ′ of the auxiliary winding 142 is connected to the main circuit, and the other end b ′ is connected to the voltage detection unit 20 together with the other end b of the main winding 141. 6, if the input impedance of the voltage detection unit 20 is sufficiently large, the current I L because not flow in the auxiliary winding 142 flows to the main winding 141, the voltage drop due to the winding resistance R of the main winding 141 (R ⁇ I L ) occurs only in the main winding 141.
  • an alternating voltage of a magnitude of (L ⁇ dI L / dt) is generated at both ends of the main winding 141.
  • L is an inductance of the main winding 141.
  • the main winding 141 and the auxiliary winding 142 have the same relationship as the primary winding and the secondary winding of the transformer having a turns ratio of 1: 1, both ends of the auxiliary winding 142 electromotive force of the alternating voltage (L ⁇ dI L / dt) equal magnitude generated across occurs with the same polarity.
  • JP-A-3-178555 page 3, upper right column, line 17 to lower right column, line 20, FIG. 1, etc.
  • the resistance value of the winding of the inductor depends on the temperature of the winding material (copper), the winding temperature becomes high as in the case of supplying power to a heavy load. Winding resistance also increases. For example, when the temperature rises by 80 [K], the winding resistance R becomes 1.3 times as large, so in the prior art of Patent Document 1 on the premise that the winding resistance R has a fixed value, the current detection The error of the value is extremely large and not practical.
  • the problem to be solved by the present invention is to use a current detector that can accurately detect the magnitude of the main circuit current flowing in the inductor without being affected by the temperature of the winding of the inductor, and the current detector.
  • An object of the present invention is to provide a power converter.
  • the present invention is a current detector for detecting a main circuit current flowing through an inductor by switching operation of a semiconductor switching element, wherein the inductor includes a main winding and an auxiliary winding having the same number of turns,
  • the present invention also relates to a current detector connected so as to cancel an electromotive force generated in a main winding and an auxiliary winding by a switching operation, and a power conversion device using the current detector.
  • the other ends of the main winding and the auxiliary winding whose one end is connected to the main circuit line are respectively connected to the input terminal, and the other end of the main winding and the auxiliary A voltage detection unit is provided that detects only the voltage between the other end of the winding. Furthermore, the current detector corrects the winding resistance of the main winding based on the temperature detection unit that detects the temperature of the main winding and the detected temperature, and corrects the voltage by the winding resistance and the voltage detection unit. And a current calculation unit that calculates a main circuit current flowing through the main winding using the detection value.
  • the current calculation unit calculates the main circuit current using a voltage detection value sampled in synchronization with the switching operation of the semiconductor switching element.
  • a plurality of strands of wire are connected in parallel to form a main winding, and the number of strands of the auxiliary winding is less than or equal to the number of parallel connections of the main winding. is there.
  • the diameter of the wire of the auxiliary winding can be smaller than the diameter of the wire of the main winding.
  • the current detector according to claim 5 is one in which the auxiliary winding is substituted by a secondary winding of a transformer. That is, the present invention includes a transformer having a primary winding connected in parallel to an inductor connected in series to a main circuit line, and a secondary winding having the same turns ratio as the primary winding. In addition, the other end of each of the inductor and the secondary winding whose one end is connected to the main circuit line is connected to the input terminal, and the electromotive force generated in the inductor and the secondary winding due to the switching operation is canceled and the inductor And a voltage detection unit that detects only the voltage between the other end of the secondary winding and the other end of the secondary winding.
  • the temperature detection unit that detects the temperature of the inductor, the winding resistance of the inductor is corrected based on the detected temperature, and the corrected coil current flows in the inductor using the voltage detection value by the voltage detection unit And a current calculation unit that calculates a main circuit current.
  • the power converter described in claim 6 controls DC power by controlling the switching operation of the semiconductor switching element using the current detection value by the current detector according to any one of claims 1 to 5. Or it converts AC power.
  • FIG. 1A It is a block diagram which shows 1st Embodiment of this invention. It is a circuit diagram of FIG. 1A.
  • FIG. It is a circuit diagram showing a modification of a 1st embodiment of the present invention. It is a circuit diagram showing a 2nd embodiment of the present invention. It is a circuit diagram of a common step-down chopper. It is a circuit diagram of the prior art described in patent document 1.
  • FIG. 1A It is a circuit diagram showing a modification of a 1st embodiment of the present invention. It is a circuit diagram showing a 2nd embodiment of the present invention. It is a circuit diagram of a common step-down chopper. It is a circuit diagram of the prior art described in patent document 1.
  • FIG. 1A It is a circuit diagram showing a modification of a 1st embodiment of the present invention. It is a circuit diagram showing a 2nd embodiment of the present invention. It is a circuit diagram of a common step-down chopper. It is a circuit
  • FIG. 1A is a block diagram of a current detector according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 1B is a circuit diagram thereof.
  • This current detector is connected, for example, between the output terminal of the semiconductor switching element 12 and one end of the smoothing capacitor 16 as shown in FIG. 5, and the current (main circuit current) I L flowing through the inductor And switches the semiconductor switching element 12 by the control circuit 30, and is used to control the output voltage Vout according to the command value.
  • the main winding 1 and the auxiliary winding 2 having the same number of turns are wound around the iron core 4 of the inductor 3 in the same direction.
  • One end 1a, 2a of the winding start of the main winding 1 and the auxiliary winding 2 is connected to the main circuit line 50, and the main circuit line 50 is connected to the output side of the power converter as shown in FIG. There is.
  • the other ends 1b and 2b of the winding ends of the main winding 1 and the auxiliary winding 2 are respectively connected to the input side of a voltage detection unit 5 which detects and amplifies the voltage between the other ends 1b and 2b. .
  • Reference numeral 7 denotes a temperature detection element such as a thermistor for detecting the temperature of the main winding 1, and the output thereof is input to the current calculation circuit 6 composed of a microcomputer and the like together with the output of the voltage detection unit 5.
  • the current operation circuit 6 has a function of correcting the winding resistance of the main winding 1 according to the temperature of the main winding 1 detected by the temperature detection element 7 as a first function, and has a second function It has a function to correct the voltage detection value by the voltage detection unit 5 using the corrected winding resistance. In the second function, it is also possible to correct an error due to an imbalance in the amount of increase or decrease in the voltage detection value V generated due to the leakage inductance of the main winding 1 during switching operation. .
  • FIG. 2 is a schematic waveform diagram of the current IL and the voltage detection value V in the present embodiment, and the areas S 1 and S 2 of the hatched portion in the waveform of the voltage detection value V Since it depends on the ratio to the leakage inductance, the conduction ratio (on duty) of the semiconductor switching element, and the voltage across the reactor 3, it can be estimated by calculation by the current calculation circuit 6.
  • the conduction ratio of the semiconductor switching element and the voltage across the reactor 3 can obtain information from the control circuit, the inductance component of the main winding 1 has individual variation with respect to the design value, There is a risk that high-precision values can not be obtained. Therefore, in this embodiment, the waveform of the voltage detection value V is observed while sampling at a frequency twice the switching frequency, and the fact that the areas S 1 and S 2 are equal to the observed waveform is used. The average value V average is calculated while taking into account the conduction ratio of the semiconductor switching element. As a result, the average value V average can be determined without error without being influenced by the leakage inductance of the main winding 1.
  • t s indicates sampling timing, and this timing corresponds to the middle point of the on period ⁇ t on and the off period ⁇ t off of the semiconductor switching element.
  • the control circuit microcomputer
  • software may be simply added. For example, a dedicated circuit for taking in the conduction ratio may be separately added. There is no need to provide it.
  • a low pass filter may be connected to the output side of the voltage detection unit 5 to remove the influence of the leakage inductance of the main winding 1 .
  • the main circuit current does not flow to the auxiliary winding 2 if the input impedance of the voltage detection unit 5 is large. Therefore, if a wire with a diameter smaller than that of the main winding 1 is used for the auxiliary winding 2, cost is reduced. The increase can be suppressed.
  • the inductor for large current a plurality of main windings are often connected in parallel in many cases.
  • a one-turn type inductor 3A shown in FIG. 3 as a modification one of the plurality of strands of the main winding 1A connected in parallel to one another is used as the auxiliary winding 2 and the other end is It may be connected to the voltage detection unit 5.
  • the auxiliary winding 2 may be configured by connecting a plurality of strands in parallel, and in any case, the parallel number of strands of the main winding 1A N> the parallel number of strands of the auxiliary winding 2 It should be in the relationship of M.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
  • the same components as in FIGS. 1A, 1B and 3 are denoted by the same reference numerals, and in the following, differences will be mainly described.
  • the remodeled inductors 3 and 3A are used, but in the second embodiment, it is not necessary to remodel the inductor itself.
  • the inductor connected in series to the main circuit line 50 is configured of only the main winding 1.
  • Reference numeral 8 is a transformer having a 1: 1 turns ratio, and its primary winding 8A is connected in parallel to the main winding 1. Furthermore, one end of the secondary winding 8B is connected to one end of the main winding 1, and the other end of the secondary winding 8B is connected to one input terminal of the voltage detection unit 5. The other end of the main winding 1 is connected to the other input terminal of the voltage detection unit 5 as in the first embodiment.
  • the secondary winding 8B of the transformer 8 connected in parallel to the inductor as the auxiliary winding, the same function and effect as those of the first embodiment can be obtained without remodeling the inductor itself. be able to.
  • the present invention performs a step-up chopper, a step-down chopper, an inverter, and a converter for converting DC power or AC power by performing on / off control of a semiconductor switching element using a current detection value obtained by a current detector according to each embodiment.
  • Etc. can be used for various power conversion devices.
  • the phase type (single phase, multiphase) of these power converters is not particularly limited.

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Description

電流検出器及び電力変換装置
　本発明は、インダクタを流れる電流を検出する電流検出器、及び、この電流検出器による電流検出値を用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御し、電力変換を行う電力変換装置に関するものである。
　直流電圧を昇圧または降圧するチョッパには、エネルギーを蓄積するためのインダクタに流れる電流を検出し、その電流検出値に基づいて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するものがある。
　図５は、主回路の電流検出機能を備えた一般的な降圧チョッパを示している。図５において、直流電源１１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の半導体スイッチング素子１２とダイオード１３とが互いに逆方向に直列接続されている。また、ダイオード１３の両端には、インダクタ１４と電流検出部１５と平滑コンデンサ１６とが直列に接続され、平滑コンデンサ１６の両端には負荷１７が接続されている。なお、１２ｄは寄生ダイオードを示す。
　この降圧チョッパでは、半導体スイッチング素子１２をオンさせてインダクタ１４にエネルギーを蓄積する。また、半導体スイッチング素子１２をオフさせてインダクタ１４の蓄積エネルギーを放出し、ダイオード１３を介して平滑コンデンサ１６に供給することで降圧動作を実現している。
　制御回路３０では、電流検出部１５から出力される電流（主回路電流）ＩＬの検出値と、平滑コンデンサ１６から得た出力電圧Ｖｏｕｔの検出値と、を用いて半導体スイッチング素子１２をオン・オフし、出力電圧Ｖｏｕｔを指令値に一致させるようなフィードバック制御を行っている。
　電流検出部１５としては、例えばシャント抵抗やホールＣＴ（Current-Transformer）を用いた回路があり、これらの部品によって電流ＩＬを電圧値に換算している。
　一方、インダクタの電流を検出する他の従来技術として、例えば特許文献１には、インダクタに主巻線と補助巻線とを備え、補助巻線の一端をインダクタの主巻線の一端に接続して補助巻線の他端と主巻線の他端との間の電圧を検出する方法が示されている。
　図６は、図５における電流検出部１５に特許文献１記載の従来技術を適用した場合の回路図であり、１４１はインダクタ１４の主巻線、１４２は補助巻線、２０は電圧検出部である。主巻線１４１と補助巻線１４２とは同一方向に巻かれ、巻数も等しくなっている。なお、ａ，ｂは主巻線１４１の一端及び他端、ａ’，ｂ’は補助巻線１４２の一端及び他端である。
　ここで、主巻線１４１は、主回路（図５における半導体スイッチング素子１２の出力側と平滑コンデンサ１６の一端との間）に直列に接続されている。また、補助巻線１４２は、その一端ａ’が主回路に接続され、他端ｂ’は主巻線１４１の他端ｂと共に電圧検出部２０に接続されている。
　図６において、電圧検出部２０の入力インピーダンスが十分に大きければ、電流ＩＬは主巻線１４１に流れて補助巻線１４２には流れないため、主巻線１４１の巻線抵抗Ｒによる電圧降下（Ｒ・ＩＬ）が主巻線１４１のみに生じる。
　また、図示されていない半導体スイッチング素子のスイッチング動作により、主巻線１４１の両端には、（Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔ）の大きさの交番電圧が発生する。なお、Ｌは主巻線１４１のインダクタンスである。
　ここで、主巻線１４１及び補助巻線１４２は巻数比１：１のトランスの一次巻線及び二次巻線と同じ関係であるため、補助巻線１４２の両端には、主巻線１４１の両端に発生する交番電圧（Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔ）と等しい大きさの起電力が同じ極性で発生する。
　従って、各一端ａ，ａ’ が同電位である主巻線１４１及び補助巻線１４２の他端ｂ，ｂ’の間の電圧は、主巻線１４１に流れる電流ＩＬによる電圧降下（Ｒ・ＩＬ）のみとなり、この電圧が電圧検出部２０により検出される。よって、主巻線１４１の巻線抵抗Ｒを予め測定しておけば、制御回路は、電圧検出部２０による電圧検出値Ｖ（＝Ｒ・ＩＬ）の関係から電流ＩＬを求めることができる。
特開平３－１７８５５５号公報（第３頁右上欄第１７行～右下欄第２０行、第１図等）
　良く知られているように、インダクタの巻線の抵抗値は巻線材料（銅）の温度に依存するため、重負荷に電力を供給している場合のように、巻線温度が高温になると巻線抵抗も大きくなる。例えば、温度が８０[Ｋ]上昇した場合、巻線抵抗Ｒは１．３倍にもなるので、巻線抵抗Ｒが固定値であることを前提とした特許文献１の従来技術では、電流検出値の誤差が著しく大きくなり、実用的ではない。
　そこで、本発明の解決課題は、インダクタの巻線温度の影響を受けることなく、インダクタを流れる主回路電流の大きさを正確に検出可能とした電流検出器、及び、この電流検出器を用いた電力変換装置を提供することにある。
　上記課題を解決するため、本発明は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作によりインダクタを流れる主回路電流を検出する電流検出器であって、インダクタが、巻数が等しい主巻線及び補助巻線を備え、かつ、スイッチング動作により主巻線及び補助巻線に発生する起電力が打ち消されるように接続されている電流検出器と、この電流検出器を用いた電力変換装置に関するものである。
　そして、請求項１に係る電流検出器は、各一端が主回路線路に接続された主巻線及び補助巻線の各他端が、入力端子にそれぞれ接続され、主巻線の他端と補助巻線の他端との間の電圧のみを検出する電圧検出部を備えている。
　更に、この電流検出器は、主巻線の温度を検出する温度検出部と、その検出温度に基づいて主巻線の巻線抵抗を補正し、補正後の巻線抵抗と電圧検出部による電圧検出値とを用いて、主巻線に流れる主回路電流を演算する電流演算部と、を備えたものである。
　なお、請求項２に記載するように、前記電流演算部は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作に同期してサンプリングされた電圧検出値を用いて、主回路電流を演算することが望ましい。
　また、請求項３に係る電流検出器は、複数の素線を並列接続して主巻線を構成し、補助巻線の素線の数を、主巻線の並列接続数以下にしたものである。
　更に、請求項４に記載するように、補助巻線の素線の径は主巻線の素線の径よりも細くすることが可能である。
　請求項５に係る電流検出器は、前記補助巻線をトランスの二次巻線によって代用したものである。
　すなわち、この発明は、主回路線路に直列接続されたインダクタに並列接続される一次巻線、及び、この一次巻線と巻数比が同一である二次巻線を備えたトランスを備えている。また、各一端が主回路線路に接続されたインダクタ及び二次巻線の各他端が、入力端子にそれぞれ接続され、スイッチング動作によりインダクタ及び二次巻線に発生する起電力が打ち消されてインダクタの他端と二次巻線の他端との間の電圧のみを検出する電圧検出部を備えている。
　更に、インダクタの温度を検出する温度検出部と、その検出温度に基づいてインダクタの巻線抵抗を補正し、補正後の巻線抵抗と電圧検出部による電圧検出値とを用いて、インダクタに流れる主回路電流を演算する電流演算部と、を備えたものである。
　また、請求項６に記載した電力変換装置は、請求項１～５の何れか１項に記載した電流検出器による電流検出値を用いて半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより、直流電力または交流電力を変換するものである。
　本発明によれば、インダクタを流れる主回路電流による電圧降下に巻線温度に起因した誤差要因があったとしても、この誤差要因を除去することが可能であり、電流検出精度を大幅に向上することができる。
本発明の第１実施形態を示す構成図である。 図１Ａの回路図である。 波形図である。 本発明の第１実施形態の変形例を示す回路図である。 本発明の第２実施形態を示す回路図である 一般的な降圧チョッパの回路図である。 特許文献１に記載された従来技術の回路図である。
　以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
　まず、図１Ａは本発明の第１実施形態に係る電流検出器の構成図であり、図１Ｂはその回路図である。この電流検出器は、例えば、図５に示したように半導体スイッチング素子１２の出力端子と平滑コンデンサ１６の一端との間に接続されるものであり、インダクタに流れる電流（主回路電流）ＩＬを検出して制御回路３０により半導体スイッチング素子１２をスイッチングし、出力電圧Ｖｏｕｔを指令値通りに制御するために使用される。
　図１Ａ，図１Ｂにおいて、インダクタ３の鉄芯４には、巻数が等しい主巻線１及び補助巻線２が同一方向に巻かれている。主巻線１及び補助巻線２の巻始めの一端１ａ，２ａは主回路線路５０に接続されており、この主回路線路５０は、図５に示すごとく電力変換装置の出力側に接続されている。また、主巻線１及び補助巻線２の巻終わりの他端１ｂ，２ｂは、これら他端１ｂ，２ｂ間の電圧を検出して増幅する電圧検出部５の入力側にそれぞれ接続されている。
　主巻線１と補助巻線２とは同一方向に巻かれていて巻数も等しいため、図６の主巻線１４１及び補助巻線１４２と同様に、半導体スイッチング素子のスイッチング動作に伴って主巻線１及び補助巻線２の各両端に発生する交番電圧（Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔ）は大きさ及び極性が等しくなる。すなわち、図１Ｂから明らかなように、主巻線１、補助巻線２及び電圧検出部５の接続関係は、図６における主巻線１４１、補助巻線１４２及び電圧検出部２０の接続関係と同様である。
　また、７は主巻線１の温度を検出するサーミスタ等の温度検出素子であり、その出力は、電圧検出部５の出力と共に、マイコン等からなる電流演算回路６に入力されている。
　この電流演算回路６は、第１の機能として、温度検出素子７により検出した主巻線１の温度に応じて主巻線１の巻線抵抗を補正する機能を備え、第２の機能として、補正後の巻線抵抗を用いて電圧検出部５による電圧検出値を補正する機能を備えている。なお、第２の機能においては、スイッチング動作時に主巻線１の漏れインダクタンスに起因して発生する電圧検出値Ｖの増加分、減少分の不均衡による誤差を補正することも可能になっている。
　次に、この第１実施形態の動作を説明する。
　半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電流ＩＬが流れると、図６と同様の原理によって主巻線１及び補助巻線２に発生する起電力（Ｌ・ｄＩＬ／ｄｔ）が打ち消され、主巻線１の巻線抵抗Ｒのみに依存する電圧Ｖが電圧検出部５により検出されて電流演算回路６に入力される。これと同時に、主巻線１の温度が温度検出素子７により検出されて電流演算回路６に入力される。
　ここで、主巻線１の温度－抵抗特性は既知であるから、電流演算回路６は、主巻線１の検出温度に応じて補正した巻線抵抗Ｒと電圧検出部５による電圧検出値Ｖとを用いて、Ｖ＝Ｒ・ＩＬの関係から電流ＩＬを演算する。これにより、巻線温度の相違による測定誤差を解消することができる。
　なお、温度検出素子７としてサーミスタを用いる場合には、サーミスタの温度特性の非線形性によっても誤差を生じ得る。しかし、この非線形性を含めて電流演算回路６が巻線抵抗Ｒを補正することは容易であり、電流ＩＬの演算誤差を大幅に減らすことができる。
　しかしながら、スイッチング動作に伴い、主巻線１の漏れインダクタンスに起因して電圧検出値Ｖの増加分と減少分との間に不均衡が生じるので、これによって電圧検出値Ｖの平均値Ｖａｖｅｒａｇｅに誤差が発生する。
　図２は本実施形態における電流ＩＬ及び電圧検出値Ｖの模式的な波形図であり、電圧検出値Ｖの波形におけるハッチング部分の面積Ｓ１，Ｓ２は、主巻線１の励磁インダクタンスと漏れインダクタンスとの比、半導体スイッチング素子の導通比（オンデューティ）、リアクトル３の両端電圧に依存するため、電流演算回路６による演算によって推定可能である。
　ここで、半導体スイッチング素子の導通比やリアクトル３の両端電圧は制御回路から情報を取得可能であるが、主巻線１のインダクタンス成分に関しては、設計値に対して個体のバラつきが存在するので、高精度な値が得られないおそれがある。
　そこで、この実施形態では、スイッチング周波数に対して２倍の周波数でサンプリングしつつ電圧検出値Ｖの波形を観測し、その観察波形に対して、面積Ｓ１，Ｓ２が等しくなることを利用して、半導体スイッチング素子の導通比を考慮しながら平均値Ｖａｖｅｒａｇｅを演算する。これにより、主巻線１の漏れインダクタンスに影響されずに平均値Ｖａｖｅｒａｇｅを誤差なく求めることができる。
　図２におけるｔｓはサンプリングタイミングを示しており、このタイミングは、半導体スイッチング素子のオン期間Δｔｏｎ、オフ期間Δｔｏｆｆのそれぞれ中点に相当する。
　電流演算回路６は、こうして検出した平均値Ｖａｖｅｒａｇｅと温度補正した巻線抵抗Ｒとを用いて、Ｖ＝Ｒ・ＩＬの関係から電流ＩＬ（その平均値Ｉａｖｅｒａｇｅ）を演算すれば良い。
　なお、半導体スイッチング素子を所定の導通比に従って制御する制御回路（マイコン）に電流演算回路６の機能を持たせる場合には、単にソフトウェアを追加すれば良く、例えば導通比を取り込む専用の回路を別途設ける必要はない。
　このように、本実施形態によれば、電力変換装置の半導体スイッチング素子を制御するために高精度かつ高速に主回路電流ＩＬの大きさを検出することができる。
　なお、電流検出値を電力変換装置の低速制御や電流モニタリングのみに用いる場合には、ローパスフィルタを電圧検出部５の出力側に接続して主巻線１の漏れインダクタンスによる影響を除去すれば良い。
　本実施形態において、電圧検出部５の入力インピーダンスが大きければ補助巻線２には主回路電流が流れないため、この補助巻線２に主巻線１よりも径が細い線材を用いればコストの増加を抑えることができる。
　また、大電流用のインダクタでは、主巻線を複数並列に接続して構成することが多い。この場合には、変形例として図３に示す１ターン型のインダクタ３Ａのように、互いに並列接続される主巻線１Ａの複数の素線のうち１本を補助巻線２として、その他端を電圧検出部５に接続しても良い。この場合、補助巻線２を、複数の素線を並列接続して構成しても良く、何れにしても主巻線１Ａの素線の並列数Ｎ＞補助巻線２の素線の並列数Ｍという関係にあれば良い。
　次に、図４は本発明の第２実施形態を示す回路図である。図４において、図１Ａ，図１Ｂ，図３と共通する構成部分には同一符号を付してあり、以下では相違点を中心に説明する。
　第１実施形態では改造したインダクタ３，３Ａを用いているが、第２実施形態はインダクタ自体の改造を不要としている。
　すなわち、図４において、主回路線路５０に直列に接続されるインダクタは主巻線１のみから構成されている。また、８は巻数比が１：１のトランスであり、その一次巻線８Ａが主巻線１と並列に接続されている。更に、二次巻線８Ｂの一端は主巻線１の一端に接続され、二次巻線８Ｂの他端は電圧検出部５の一方の入力端子に接続されている。なお、電圧検出部５の他方の入力端子には、第１実施形態と同様に主巻線１の他端が接続されている。
　この実施形態によれば、インダクタに並列接続されたトランス８の二次巻線８Ｂを補助巻線として利用することにより、インダクタ自体を改造しなくても第１実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
　本発明は、各実施形態に係る電流検出器により得た電流検出値を用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、直流電力または交流電力を変換する昇圧チョッパ、降圧チョッパ、インバータ、コンバータ等の各種の電力変換装置に利用することができる。また、これらの電力変換装置の相形式（単相、多相）も、特に限定されることはない。
１，１Ａ：主巻線
１ａ，２ａ：一端
１ｂ，２ｂ：他端
２：補助巻線
３，３Ａ：インダクタ
４：鉄芯
５：電圧検出部
６：電流演算回路
７：温度検出素子
８：トランス
８Ａ：一次巻線
８Ｂ：二次巻線
５０：主回路線路

Claims (6)

  1. 　半導体スイッチング素子のスイッチング動作によりインダクタを流れる主回路電流を検出する電流検出器であって、前記インダクタは、巻数が等しい主巻線及び補助巻線を備え、かつ、前記スイッチング動作により前記主巻線及び補助巻線に発生する起電力が打ち消されるように接続されている電流検出器において、
    　各一端が主回路線路に接続された前記主巻線及び補助巻線の各他端が、入力端子にそれぞれ接続され、前記主巻線の他端と前記補助巻線の他端との間の電圧のみを検出する電圧検出部と、
    　前記主巻線の温度を検出する温度検出部と、
    　前記温度検出部による検出温度に基づいて前記主巻線の巻線抵抗を補正し、補正後の巻線抵抗と前記電圧検出部による電圧検出値とを用いて、前記主巻線に流れる主回路電流を演算する電流演算部と、
    　を備えたことを特徴とする電流検出器。
  2. 　請求項１に記載した電流検出器において、
    　前記電流演算部は、前記スイッチング動作に同期してサンプリングされた前記電圧検出値を用いて前記主回路電流を演算することを特徴とする電流検出器。
  3. 　請求項１または２に記載した電流検出器において、
    　複数の素線を並列接続して前記主巻線を構成し、前記補助巻線の素線の数を、前記主巻線の並列接続数以下にしたことを特徴とする電流検出器。
  4. 　請求項１～３の何れか１項に記載した電流検出器において、
    　前記補助巻線の素線の径を前記主巻線の素線の径よりも細くしたことを特徴とする電流検出器。
  5. 　半導体スイッチング素子のスイッチング動作によりインダクタを流れる主回路電流を検出する電流検出器において、
    　主回路線路に直列接続された前記インダクタに並列接続される一次巻線、及び、前記一次巻線と巻数比が同一である二次巻線を備えたトランスと、
    　各一端が前記主回路線路に接続された前記インダクタ及び前記二次巻線の各他端が入力端子にそれぞれ接続され、前記スイッチング動作により前記インダクタ及び前記二次巻線に発生する起電力が打ち消されて前記インダクタの他端と前記二次巻線の他端との間の電圧のみを検出する電圧検出部と、
    　前記インダクタの温度を検出する温度検出部と、
    　前記温度検出部による検出温度に基づいて前記インダクタの巻線抵抗を補正し、補正後の巻線抵抗と前記電圧検出部による電圧検出値とを用いて、前記インダクタに流れる主回路電流を演算する電流演算部と、
    　を備えたことを特徴とする電流検出器。
  6. 　請求項１～５の何れか１項に記載した電流検出器による電流検出値を用いて前記半導体スイッチング素子のスイッチング動作を制御することにより、直流電力または交流電力を変換することを特徴とする電力変換装置。
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