[go: up one dir, main page]

WO2013021562A1 - モータの制御装置 - Google Patents

モータの制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2013021562A1
WO2013021562A1 PCT/JP2012/004727 JP2012004727W WO2013021562A1 WO 2013021562 A1 WO2013021562 A1 WO 2013021562A1 JP 2012004727 W JP2012004727 W JP 2012004727W WO 2013021562 A1 WO2013021562 A1 WO 2013021562A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
command
axis current
value
motor
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2012/004727
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
隆太 佐々木
憲一 岸本
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp filed Critical Panasonic Corp
Priority to CN201280038804.XA priority Critical patent/CN103718451B/zh
Priority to US14/236,129 priority patent/US9054623B2/en
Priority to JP2013527858A priority patent/JP5948613B2/ja
Publication of WO2013021562A1 publication Critical patent/WO2013021562A1/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
    • H02P21/0089—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Definitions

  • the present invention relates to a technique for performing a power-running operation or a regenerative operation in the vicinity of a voltage saturation region by performing flux-weakening control or command restriction in a motor control device using current vector control.
  • vector control is used in which the motor current is controlled by being separated into a q-axis current component contributing to torque and a d-axis current component orthogonal thereto.
  • the vector control unit receives a command from the outside and calculates a command voltage to the motor driving unit that supplies power to the motor.
  • weak magnetic flux control is used in which a negative d-axis current is passed to demagnetize the magnetic flux by the permanent magnet and suppress an increase in induced voltage.
  • a voltage saturation detecting means is provided, a signal corresponding to the saturation amount detected by the detecting means or an appropriate fixed value is integrated, and this integrated value is used as a d-axis current command as a current controller.
  • Closed loop weakening magnetic flux control for example, see Patent Document 1.
  • limit torque the maximum torque that can be output by the motor
  • the limit torque is not constant and changes depending on the motor condition. As the induced voltage increases, the margin of the voltage between the motor terminals decreases, so that the limit torque decreases as the rotational speed increases. For this reason, torque that could be output in the low speed range may not be output even if the magnetic flux control is performed in the high speed range.
  • FIG. 14 shows a block diagram of a motor control device according to the prior art described in Patent Document 2.
  • This control device includes a current vector control unit 103, a saturation detector 904, a saturation integrator 905, a d-axis current upper limit calculation unit 108, a d-axis current command limiter 109, a target command limit value calculation unit 914, and a target command limiter 110. It has.
  • the current vector control unit 103 controls the current of the motor 101 in accordance with an external torque command ⁇ 0 * .
  • the saturation detector 904 detects the presence or absence of voltage saturation based on the voltage commands vd * and vq * from the current vector control unit 103 to the motor drive unit 102.
  • the saturation integrator 905 performs an integration operation based on the saturation detection signal output from the saturation detector 904, and generates a weak flux current command ids 0 * that is a negative d-axis current command.
  • the d-axis current upper limit value calculation unit 108 and the d-axis current command limiter 109 set the negative upper limit value ids lmt of the flux weakening current command based on the suppliable voltage Vc of the motor drive unit 102 and the rotation speed ⁇ of the motor 101.
  • the target command limit value calculation unit 914 sets a limit torque value ⁇ lmt * based on the above Vc, ⁇ , ids lmt .
  • the limit torque ⁇ lmt * that can be output by the motor 101 the voltage Vc that can be supplied by the motor drive unit 102, the rotational speed ⁇ of the motor 101, and the negative upper limit of the flux-weakening current command.
  • the calculation is performed from the value ids lmt by using a calculation formula including a constant specific to the motor such as an inductance. Therefore, the limit torque ⁇ lmt * is not correctly calculated when there is a variation in inductance depending on the operating state or a variation in motor constant for each motor.
  • the motor control device of the present invention includes a motor driving unit that drives the motor, a current vector control unit, a flux-weakening current command generation unit, and a target command limiter or a q-axis current command limiter.
  • the current vector control unit controls the motor current by separating it into orthogonal d-axis current and q-axis current according to a target command value from the outside.
  • the flux-weakening current command generation unit is configured such that the difference between the absolute value of the voltage command from the current vector control unit to the motor drive unit and the first predetermined reference value or the q-axis component of the voltage command and the second predetermined reference value
  • a d-axis current command for controlling the amount of d-axis current is generated based on the difference between.
  • the target command limiter sets a limit value of the target command value from the outside based on a value where the d-axis current command exceeds the negative upper limit value.
  • the q-axis current command limiter sets a limit value for the q-axis current command that controls the amount of the q-axis current.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a modification of the motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram of a modification of the motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 8A is a simplified block diagram according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 8B is a simplified block diagram of a modification of Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 9 is a current vector locus in the embedded permanent magnet type synchronous motor.
  • FIG. 10 is a current vector locus in the surface permanent magnet type synchronous motor.
  • FIG. 11 is a diagram of a current vector locus during an operation during regeneration in the embedded permanent magnet type synchronous motor.
  • FIG. 12 is a current vector locus in the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a velocity trajectory in the fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram of a conventional motor control apparatus.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 1 shows a drive control system of a device that drives a permanent magnet type synchronous motor (hereinafter sometimes referred to as “PMSM” or simply “motor”) 101 in accordance with an external torque command ⁇ 0 * .
  • PMSM permanent magnet type synchronous motor
  • the motor control device in the present embodiment includes a motor drive unit 102, a current vector control unit 103, a flux-weakening current command generation unit 105, a d-axis current upper limit calculation unit 108, a d-axis current command limiter 109, and a target command limiter 110.
  • the flux weakening current command generation unit 105 includes an output voltage calculation unit 104, an integrator 106, and a proportional unit 107.
  • the motor drive unit 102 gives voltage commands vd * and vq * to the d-axis which is the PMSM field direction and the q-axis which is a direction perpendicular thereto to the U-phase, V-phase and W-phase of PMSM.
  • Two-phase / three-phase conversion processing for converting to a phase voltage command and power conversion processing for generating an actual voltage in each phase of the PMSM according to the three-phase voltage command are performed.
  • the current vector control unit 103 generates the d-axis voltage command vd * so that an error between the value of the d-axis current command id * for controlling the amount of the d-axis current and the d-axis current value becomes zero.
  • the current vector control unit 103 generates the q-axis voltage command vq * so that the error between the value of the q-axis current command iq * that controls the amount of the q-axis current and the q-axis current value becomes zero.
  • a generating means for generating the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * for example, there is PI control.
  • the normal region d-axis current command setting unit 111 generates a d-axis current command idu * in an operation region where voltage saturation does not occur.
  • the generation rule is not particularly limited, and examples thereof include maximum torque / current ratio operation and maximum efficiency operation. It is used for applications in which the current phase is adjusted so that the copper loss and iron loss of the motor are reduced in the operation region where voltage saturation does not occur.
  • idu * 0 may be simply output so that the d-axis current is always kept at zero in the operation region where voltage saturation does not occur.
  • the q-axis current command generator 113 generates a q-axis current command iq * for causing the PMSM torque to follow the torque command ⁇ * .
  • (Expression 1) representing the relationship between the output torque of PMSM and the current is used.
  • Ld and Lq are d-axis and q-axis inductances
  • P is the number of pole pairs of PMSM
  • ⁇ 0 is an armature flux linkage by a permanent magnet
  • ⁇ is torque
  • id and iq are d-axis and q-axis Current.
  • a data table based on (Equation 1) or the same formula is mounted in the q-axis current command generation unit 113, and the q-axis current command is based on the torque command ⁇ * and the d-axis current command id *. iq * is generated.
  • the output voltage calculation unit 104 calculates the absolute value
  • the flux weakening current command generation unit 105 obtains a value obtained by integrating the voltage difference ⁇ v * obtained by subtracting the absolute value
  • the value proportionally calculated by the proportional unit 107 is added to generate a d-axis current command component ids * (hereinafter referred to as “weakening flux current command”) for flux weakening control.
  • the first predetermined reference value V lmt may be a value smaller than the maximum voltage value that can be supplied by the motor drive unit 102. Further, since a positive d-axis current is not necessary, the maximum value is limited to zero by a d-axis current command limiter 109 described later. Further, the integrator 106 of the flux-weakening current command generator 105 also limits the maximum integrated value to zero.
  • the d-axis current command adding unit 112 adds the d-axis current command component idu * generated by the normal region d-axis current command setting unit 111 and the weak magnetic flux current command ids * generated by the weak magnetic flux current command generating unit 105. , D-axis current command id 0 * is generated.
  • FIG. 9 shows a current vector locus in PMSM.
  • the current vector locus is the d-axis current value on the d-axis and the q-axis current value on the q-axis on the orthogonal coordinates of the d-axis and q-axis. It is displayed as a current vector as a starting point, and its locus is plotted.
  • FIG. 9 is a current vector locus particularly in an embedded permanent magnet type synchronous motor (hereinafter sometimes referred to as “IPMSM”).
  • IPMSM embedded permanent magnet type synchronous motor
  • a voltage limit ellipse 15 in FIG. 9 indicates a selection range of a current vector limited by a voltage that can be supplied by the motor drive unit 102, and the outside of the ellipse means a voltage saturation region.
  • the voltage limit ellipse 15 becomes smaller as the rotation speed increases or the power supply voltage decreases.
  • the constant torque curves 1, 2, and 3 in FIG. 9 indicate current vector loci for outputting torques having specific values, respectively, and are based on (Equation 1).
  • the d-axis current upper limit calculation unit 108 calculates the negative upper limit value id lmt of the d-axis current command from the rotation speed ⁇ of the motor 101 and the suppliable voltage Vc of the motor drive unit 102.
  • the definition of the upper limit value id lmt is not particularly limited, but here it is a d-axis current that obtains a limit torque that the motor 101 can output.
  • the limit torque is represented by a constant torque curve (constant torque curve 2 in the case of FIG. 9) in contact with the voltage limit ellipse, and the d-axis current for obtaining the limit torque is the d-axis coordinate (X in the case of FIG. 9) of the contact. expressed.
  • Equation 6 (Equation 6) is regarded as a function of id and Vc / ⁇ .
  • the id satisfying the contact condition (Equation 8) is the d-axis current value for obtaining the maximum torque when the id is a certain value Vc / ⁇ .
  • FIG. 10 shows a simulation diagram of a current vector locus in SPMSM.
  • the SPMSM constant torque curves 4, 5, and 6 are straight lines parallel to the d-axis.
  • the contact point between the voltage limiting ellipse 15 and the constant torque curve 5 always has the same d-axis coordinate as the center point of the ellipse, and the d-axis current for obtaining the limit torque is a constant ⁇ 0 / Ld.
  • the negative upper limit id lmt of the d-axis current command may be simply set to the constant ⁇ 0 / Ld.
  • the d-axis current command limiter 109 limits the d-axis current command between the above-described negative upper limit value id lmt and zero. Then, the output limits before input id 0 * the difference obtained by subtracting the restriction after the output id * from ⁇ id lmt * to target command limiter 110.
  • the difference ⁇ id lmt * means an excess amount generated when the d-axis current command id * exceeds the negative upper limit value id lmt .
  • the target command limiter 110 limits the torque command ⁇ 0 * with a value based on the d-axis current command excess amount ⁇ id lmt * .
  • the limiting method is not particularly limited. For example, a value obtained by subtracting a value proportional to the excess amount ⁇ id lmt * of the d-axis current command from a predetermined maximum value of the torque command ⁇ 0 * is a limiting value. It may be set to. By doing so, the limit value is automatically adjusted according to the degree of voltage saturation.
  • the limit value as a limit value with respect to the absolute value of the torque command ⁇ 0 * , it is the same whether the torque command input from the outside is a positive value or a negative value (regenerative torque command).
  • the torque can be maintained at the output limit.
  • the current command vector moves in the negative direction of the d-axis along the constant torque curve 3 by the flux weakening control.
  • the difference ⁇ id lmt * input to the target command limiter 110 has a positive value, so the torque command is limited. It will be done.
  • the current command vector moves toward the point C on the voltage limit ellipse 15 while keeping the d-axis current command id * at the negative upper limit value X (moving on the broken line). To do.
  • the current command vector reaches point C, the voltage saturation is eliminated, and the current command and the actual operating point converge to point C.
  • the torque command limiting operation during the regenerative operation will be described on the current vector locus shown in FIG. As shown in FIG. 11, the q-axis current command is a negative value during the regenerative operation.
  • the torque command is limited to the constant torque curve 7 sharing the contact point E with the voltage limit ellipse 15 by the loop operation from the flux weakening current command generation unit 105 to the target command limiter 110. .
  • the flux-weakening current command generation unit 105 is based on the difference ⁇ v * between the absolute value
  • the target command limiter 110 sets a limit value of the torque command value ⁇ 0 * from the outside based on the difference ⁇ id lmt * that is a value in which the d-axis current command id 0 * exceeds the negative upper limit value id lmt. .
  • the target command value is also appropriately limited during regenerative operation, it is possible to avoid the occurrence of overcurrent, overvoltage, and excessive brake torque due to excessive flow of q-axis current, and it is highly stable up to the limit range. Highly efficient regenerative operation is possible.
  • FIG. 2 is a block diagram of a modification of the motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the arrangement of the d-axis current command limiter 109 and the d-axis current command addition unit 112 is switched, and a weakening flux current command limiter 209 that restricts the weakening flux current command is arranged instead of the d-axis current command limiter 109.
  • a weakening flux current command limiter 209 that restricts the weakening flux current command is arranged instead of the d-axis current command limiter 109.
  • flux-weakening current command limiter 209 is limited between the negative upper limit ids lmt-zero flux current command weakening magnetic flux current command ids * weakening, flux-weakening current command ids * is negative upper limit
  • a value ⁇ ids lmt * exceeding ids lmt is output to the target command limiter 110.
  • the upper limit value ids lmt is a value calculated from ( Equation 9).
  • FIG. 3 is a block diagram of another modification of the motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a q-axis current command limiter 310 that limits the q-axis current command iq * is used instead of the target command limiter.
  • the same operations and effects as the configuration shown in FIG. 1 can be obtained.
  • FIG. 4 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • a filter 400 is inserted before the target command limiter 110 in the first embodiment shown in FIG.
  • Other parts are the same as those in the first embodiment.
  • the filter 400 smoothes the torque command ⁇ 0 * input from the outside.
  • the smoothing algorithm is not particularly limited, and for example, there is a first-order lag low-pass filter.
  • the smoothed torque command ⁇ flt * is input to the target command limiter 110.
  • the target command limiter 110 limits the torque command value ⁇ 0 * as described in the description of the first embodiment. Voltage saturation is eliminated. However, the target command limiter 110 does not start operation until the d-axis current command id 0 * exceeds the upper limit value id lmt . That is, there is a time lag between the start of input of the torque command ⁇ 0 * and the start of restriction. During this time lag period, the torque command value ⁇ 0 * is output as it is from the target command limiter 110, and torque control is performed based on this ⁇ 0 * .
  • Embodiment 1 without the filter 400, when the change in the torque command ⁇ 0 * is steep, there is a risk that overshoot or undershoot will occur in the output torque.
  • the filter 400 can moderate the change in the torque command ⁇ flt * during the time lag period, thereby obtaining an effect of suppressing overshoot and undershoot of the output torque.
  • the above-described configuration including the filter 400 has the effect of suppressing overshoot and undershoot of the output torque in addition to the same effects as in the first embodiment. It is done.
  • FIG. 5 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • a current limiter 500 is added to the first embodiment shown in FIG. 1, and the other parts have the same configuration as that of the first embodiment.
  • the current limiter 500 substitutes the d-axis current command id * into (Equation 10), calculates the upper limit value Iq lmt of the absolute value of the q-axis current command, and outputs the q-axis output from the q-axis current command generation unit 113.
  • the absolute value of current command iq 0 * is limited to upper limit value Iq lmt . That is, the q-axis current command iq * is limited between the upper limit value Iq lmt and the lower limit value ⁇ Iq lmt .
  • I max is the maximum value of the magnitude of the current vector obtained by combining the d-axis current and the q-axis current (hereinafter sometimes referred to as “maximum current value”).
  • a d-axis current limit line (broken line) 9 indicates a negative upper limit id lmt of the d-axis current command
  • a constant torque curve 10 indicates an external torque command ⁇ 0 *
  • a current limit circle 11 is a coordinate A circle with a radius I max centered on the origin is shown.
  • the d-axis current limit line 9 is the negative upper limit id lmt of the d-axis current limiter 109 (FIG. 5).
  • the operating point first moves along the constant torque curve 10 in the negative direction of the d-axis by the magnetic flux weakening control.
  • the current limiter 500 limits the magnitude of the current command vector to the upper limit value Iq lmt , and the operating point moves along the current limiting circle 11.
  • the torque command is limited as in the first embodiment, and the operating point sets the d-axis current command id * to a negative upper limit value. It moves along the d-axis current limit line 9 while keeping id lmt .
  • the voltage saturation is canceled and the current command and the actual operating point converge to the point G.
  • the magnitude of the current flowing through the motor 101 can be limited to a predetermined maximum current value.
  • an effect of mitigating adverse effects such as heat generation and deterioration of efficiency due to an excessive increase in the current of the motor 101 as the d-axis current increases can be obtained.
  • FIG. 6 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the present embodiment is a modification of the flux-weakening current command generation unit 105 in the first embodiment shown in FIG.
  • the flux-weakening current command generation unit 605 of the present embodiment has a difference between the q-axis component vq * of the voltage command from the current vector control unit 103 to the motor driving unit 102 and the second predetermined reference value Vq lmt. Based on ⁇ vq * , a flux-weakening current command ids * is generated. Other parts are the same as those in the first embodiment.
  • Patent Document 3 describes a method of performing the flux-weakening control by configuring the flux-weakening current command generation unit 605 as described above. However, even if it is such a structure, the effect
  • FIG. 7 is a block diagram of a motor control apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • a speed controller 714 is added to the first embodiment shown in FIG. 1, and the motor is driven by speed control in accordance with a speed command input from the outside.
  • Portions other than speed control system 700 have the same configuration as in the first embodiment.
  • the target command limiter 110 limits the speed command ⁇ 0 * from the outside to the output possible limit of the motor 101, and outputs the limited speed command ⁇ * to the speed controller 714.
  • the speed controller 714 generates a torque command ⁇ * by, for example, PI control so that an error between the input speed command ⁇ * and the rotation speed ⁇ of the motor 101 becomes zero.
  • the generated torque command ⁇ * is output to the normal region d-axis current command setting unit 111 and the q-axis current command generation unit 113.
  • FIG. 8A shows a simplified block diagram of FIG. 7, and FIG. 8B shows a block diagram of a configuration in which a torque command is limited instead of a speed command.
  • FIG. 13 shows a velocity trajectory when both the configurations of FIGS. 8A and 8B are used.
  • a speed command waveform 12 indicated by a dotted line shows an external speed command waveform
  • a speed waveform 13 shows a speed waveform using the configuration of FIG. 8A
  • a speed waveform 14 shows a speed waveform using the configuration of FIG. 8B.
  • the command signal limiting operation in the present invention is performed on the command signal outside the outermost control loop as shown in FIGS. 7 and 8A.
  • the motor control device of the present invention includes a motor drive unit that drives a motor, a current vector control unit, a flux-weakening current command generation unit, a target command limiter, or a q-axis current command limiter.
  • the current vector control unit controls the motor current by separating it into orthogonal d-axis current and q-axis current according to a target command value from the outside.
  • the flux-weakening current command generation unit is configured such that the difference between the absolute value of the voltage command from the current vector control unit to the motor drive unit and the first predetermined reference value or the q-axis component of the voltage command and the second predetermined reference value
  • a d-axis current command for controlling the amount of d-axis current is generated based on the difference between.
  • the target command limiter sets a limit value of the target command value from the outside based on a value where the d-axis current command exceeds the negative upper limit value.
  • the q-axis current command limiter sets a limit value for the q-axis current command that controls the amount of the q-axis current.
  • the negative d-axis current command is increased, and even when the d-axis current command reaches a negative upper limit value, the voltage command still exceeds the predetermined reference value Limits the external target command value or q-axis current command until the excess voltage command converges to zero.
  • the q-axis component of the voltage command exceeds a predetermined reference value
  • the negative d-axis current command is increased, and even if the d-axis current command reaches the negative upper limit value, the q-axis component of the voltage command is still predetermined.
  • the target command value from the outside or the q-axis current command is limited until the excess of the voltage command converges to zero.
  • the target command value or q-axis current command can be maintained at the output limit at an automatic and accurate level.
  • the motor can be driven with high stability and high output.
  • the target command value is also appropriately limited during regenerative operation, so that overcurrent, overvoltage, and excessive braking torque due to excessive q-axis current flow can be avoided, and stable and highly efficient up to the limit range. Regenerative operation is possible.
  • an external target command value or q-axis is provided in a preceding stage of a limiter for setting a limit value for a target command value from the outside or a limit value for setting a limit value for a q-axis current command.
  • a filter is provided to smooth the current command. Thereby, overshoot and undershoot of the output torque can be suppressed.
  • the magnitude of the d-axis current command is set so that the magnitude of the motor current command vector, which is the sum of the d-axis current command and the q-axis current command, does not exceed a predetermined maximum current value. Accordingly, a current limiter for limiting the magnitude of the q-axis current command is provided. Thereby, the magnitude
  • the second predetermined reference value of the flux-weakening current command generation unit is obtained by correcting the first predetermined reference value using the d-axis component of the voltage command to the motor drive unit. It is.
  • the negative upper limit value of the d-axis current command is set to zero.
  • the motor control device when the target command value exceeding the motor output limit is input, the motor control device according to the present invention can achieve the target command value or the q-axis current even if the motor constant varies or varies. Since the command can be maintained automatically and accurately at the output limit, the motor can be driven with high stability and high output. Therefore, it drives motors driven in the voltage saturation region, such as motors for in-vehicle use where the capacity of the motor body and battery is limited, motors for various actuators and machine tools that require large torque instantaneously or intermittently, etc. It can be applied to the usage.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

　本発明のモータの制御装置は、モータを駆動するモータ駆動部と、電流ベクトル制御部と、弱め磁束電流指令生成部と、目標指令リミッタあるいはｑ軸電流指令リミッタと、を備える。電流ベクトル制御部は、外部からの目標指令値に従ってモータの電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流に分離して制御する。弱め磁束電流指令生成部は、電流ベクトル制御部からのモータ駆動部への電圧指令の絶対値と第１の所定の基準値との差分あるいは電圧指令のｑ軸成分と第２の所定の基準値との差分に基づいてｄ軸電流の量を制御するｄ軸電流指令を生成する。目標指令リミッタは、ｄ軸電流指令が負の上限値を超えた値に基づいて外部からの目標指令値の制限値を設定する。

Description

モータの制御装置
　本発明は、電流ベクトル制御を用いたモータの制御装置において、弱め磁束制御や指令制限を行い、電圧飽和領域付近でモータを力行動作あるいは回生動作する技術に関する。
　一般にモータの電流を制御する方法として、モータの電流をトルクに寄与するｑ軸電流成分とそれに直交するｄ軸電流成分に分離して制御するベクトル制御が用いられる。ベクトル制御部は外部からの指令を受けて、モータに電力を供給するモータ駆動部への指令電圧を計算する。
　外部からの指令の値が大きくなった場合など、この指令電圧がモータ駆動部の供給可能電圧を上回る現象がある。この現象を電圧飽和と呼ぶ。電圧飽和は、モータの回転速度が大きいほど生じやすい。これは、モータ回転中に生じる誘起電圧が、回転速度に比例して上昇し、この誘起電圧の上昇を供給電圧で補うためにモータの端子間電圧も同様に上昇するためである。また、負荷が大きい場合や電源電圧が低い場合も、供給電圧余裕が小さくなるため、電圧飽和が生じやすくなる。
　電圧飽和状態になると、力行動作時は、ｑ軸電流を増やせなくなり、トルクが低下したり、電流制御器の積分項が飽和（ワインドアップ）したりして、静特性や動特性が劣化する。また、回生動作時は、指令値よりも大きなｑ軸電流が流れ、過電流・過電圧、過大なブレーキトルクが発生して安全性が低下する。
　電圧飽和を抑制する手段として、負のｄ軸電流を流すことによって、永久磁石による磁束を減磁し、誘起電圧の増加を抑制する弱め磁束制御が用いられる。
　従来の弱め磁束制御の例として、電圧飽和の検出手段を備え、この検出手段によって検出した飽和量に相当する信号または適当な固定値を積分し、この積分値をｄ軸電流指令として電流制御器に出力する閉ループ弱め磁束制御がある（例として、特許文献１参照）。
　しかし、負のｄ軸電流を増加し続けると、電圧低減効果は縮小し、やがて電圧は減少から増加に転じる。電圧が増加に転じる境界が上記弱め磁束制御の限界点である。この限界点において、モータ端子間電圧の余裕が最も大きくなる。すなわち、流すことのできるｑ軸電流および出力可能なトルクが最大の状態になる（以下、モータが出力可能な最大トルクを限界トルクと呼ぶことがある）。
　限界トルクは一定ではなく、モータの状態によって変化する。誘起電圧が大きいほどモータ端子間電圧の余裕は小さくなるため、限界トルクは回転数上昇に伴って低下する。このため、低速域では出力可能だったトルクを、高速域では弱め磁束制御を行っても出力できない場合がある。
　限界トルクよりも大きいトルクを出力しようとすると、電圧飽和状態となり、トルク追従誤差やワインドアップが生じ、制御の不安定化や特性劣化を招く。また、電圧飽和状態で上記閉ループ弱め磁束制御を用いた場合、ｄ軸電流指令が負の方向に発散し、制御が不安定になる。
　この出力限界に対する従来技術の例として、特許文献２がある。図１４は、特許文献２記載の従来技術によるモータの制御装置のブロック図を示す。この制御装置は、電流ベクトル制御部１０３、飽和検出器９０４、飽和積分器９０５、ｄ軸電流上限値演算部１０８、ｄ軸電流指令リミッタ１０９、目標指令の制限値演算部９１４、目標指令リミッタ１１０を備えている。電流ベクトル制御部１０３は、外部からのトルク指令τ０ ＊に従ってモータ１０１の電流を制御する。飽和検出器９０４は、電流ベクトル制御部１０３からモータ駆動部１０２への電圧指令ｖｄ＊とｖｑ＊に基づいて電圧飽和の有無を検出する。飽和積分器９０５は、飽和検出器９０４から出力される飽和検出信号に基づいて積分演算を行って、負のｄ軸電流指令である弱め磁束電流指令ｉｄｓ０ ＊を生成する。ｄ軸電流上限値演算部１０８およびｄ軸電流指令リミッタ１０９は、モータ駆動部１０２の供給可能電圧Ｖｃとモータ１０１の回転速度ωに基づいて弱め磁束電流指令の負の上限値ｉｄｓｌｍｔを設定する。目標指令の制限値演算部９１４は、上記Ｖｃ、ω、ｉｄｓｌｍｔに基づいて限界トルク値τｌｍｔ ＊を設定する。
　上述の構成によって、弱め磁束制御で電圧飽和を抑制し、外部からの指令トルクτ０ ＊をモータが出力可能な限界トルクτｌｍｔ ＊に制限するため、全運転領域に渡って電圧飽和を解消できる。また、弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊を限界トルクτｌｍｔ ＊を得るための弱め磁束電流指令の上限値ｉｄｓｌｍｔに制限するため、ｄ軸電流指令の発散も回避できる。
　しかしながら、特許文献２の方法では、モータ１０１が出力可能な限界トルクτｌｍｔ ＊を、モータ駆動部１０２が供給可能な電圧Ｖｃと、モータ１０１の回転速度ωと、弱め磁束電流指令の負の上限値ｉｄｓｌｍｔとから、インダクタンスなどのモータ固有の定数を含む計算式を用いることよって計算している。そのため、運転状態によるインダクタンスの変動や、モータ毎のモータ定数のばらつきがある場合、限界トルクτｌｍｔ ＊が正しく計算されない。
　この計算誤差により、限界トルクτｌｍｔ ＊が実際の限界トルクよりも大きい値に設定されると、実際の限界トルクよりも大きいトルク指令τ＊に基づいて電流制御が行われ、電圧飽和を解消できない場合がある。
　また、逆にトルク制限値τｌｍｔ ＊が実際の限界トルクよりも小さい値に設定された場合、トルク指令τ＊が過剰に制限され、十分なトルクを得られない場合がある。
特開平１１－２７９９６号公報 特開２００３－２０９９９６号公報 特開２００６－２５４５７２号公報
　本発明のモータの制御装置は、モータを駆動するモータ駆動部と、電流ベクトル制御部と、弱め磁束電流指令生成部と、目標指令リミッタあるいはｑ軸電流指令リミッタと、を備える。電流ベクトル制御部は、外部からの目標指令値に従ってモータの電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流に分離して制御する。弱め磁束電流指令生成部は、電流ベクトル制御部からのモータ駆動部への電圧指令の絶対値と第１の所定の基準値との差分あるいは電圧指令のｑ軸成分と第２の所定の基準値との差分に基づいてｄ軸電流の量を制御するｄ軸電流指令を生成する。目標指令リミッタは、ｄ軸電流指令が負の上限値を超えた値に基づいて外部からの目標指令値の制限値を設定する。ｑ軸電流指令リミッタは、ｑ軸電流の量を制御するｑ軸電流指令の制限値を設定する。
　この構成によって、モータの出力可能限界を超える目標指令値が入力された場合でも、ｄ軸電流指令を上限値に保ち、目標指令値あるいはｑ軸電流指令を自動的かつ正確に出力可能限界に制限できる。その結果、モータ定数の変動やばらつきがある場合でも、電圧飽和を解消でき、なおかつモータの出力可能限界を維持して駆動できる。
図１は本発明の実施の形態１におけるモータの制御装置のブロック図である。 図２は本発明の実施の形態１におけるモータの制御装置の変形例のブロック図である。 図３は本発明の実施の形態１におけるモータの制御装置の変形例のブロック図である。 図４は本発明の実施の形態２におけるモータの制御装置のブロック図である。 図５は本発明の実施の形態３におけるモータの制御装置のブロック図である。 図６は本発明の実施の形態４におけるモータの制御装置のブロック図である。 図７は本発明の実施の形態５におけるモータの制御装置のブロック図である。 図８Ａは本発明の実施の形態５における簡略ブロック図である。 図８Ｂは本発明の実施の形態５における変形例の簡略ブロック図である。 図９は埋込み永久磁石型同期モータにおける電流ベクトル軌跡の図である。 図１０は表面永久磁石型同期モータにおける電流ベクトル軌跡の図である。 図１１は埋込み永久磁石型同期モータにおける回生時動作時の電流ベクトル軌跡の図である。 図１２は本発明の実施の形態３における電流ベクトル軌跡の図である。 図１３は本発明の実施の形態５における速度軌跡の図である。 図１４は従来技術によるモータの制御装置のブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるモータの制御装置のブロック図である。図１は、永久磁石型同期モータ（以下、「ＰＭＳＭ」あるいは単に「モータ」と呼ぶことがある。）１０１を外部からのトルク指令τ０ ＊に従って駆動する装置の駆動制御系を示す。
　以下に各部の動作を説明する。本実施の形態におけるモータの制御装置は、モータ駆動部１０２、電流ベクトル制御部１０３、弱め磁束電流指令生成部１０５、ｄ軸電流上限値演算部１０８、ｄ軸電流指令リミッタ１０９、目標指令リミッタ１１０、通常領域ｄ軸電流指令設定部１１１、ｄ軸電流指令加算部１１２、ｑ軸電流指令生成部１１３を備えている。また、弱め磁束電流指令生成部１０５は、出力電圧演算部１０４、積分器１０６、比例器１０７から構成されている。
　モータ駆動部１０２は、ＰＭＳＭの界磁方向であるｄ軸とそれと直交する方向であるｑ軸のそれぞれへの電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を、ＰＭＳＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に与える３相電圧指令に変換する２相－３相変換の処理と、この３相電圧指令に従ってＰＭＳＭ各相に実際の電圧を発生する電力変換の処理を行う。
　電流ベクトル制御部１０３は、ｄ軸電流の量を制御するｄ軸電流指令ｉｄ＊の値とｄ軸電流値との誤差がゼロになるようにｄ軸電圧指令ｖｄ＊を生成する。また、電流ベクトル制御部１０３は、ｑ軸電流の量を制御するｑ軸電流指令ｉｑ＊の値とｑ軸電流値との誤差がゼロになるようにｑ軸電圧指令ｖｑ＊を生成する。ｄ軸電圧指令ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令ｖｑ＊を生成する生成手段として、例えばＰＩ制御がある。
　通常領域ｄ軸電流指令設定部１１１は、電圧飽和が生じない運転領域におけるｄ軸電流指令ｉｄｕ＊を生成する。生成則は、特に限定されるものではなく、例えば、最大トルク／電流比運転、最大効率運転等がある。電圧飽和が生じない運転領域において、モータの銅損や鉄損が小さくなるように電流位相を調整する用途に用いる。あるいは単に、ｉｄｕ＊＝０を出力して、電圧飽和が生じない運転領域ではｄ軸電流を常にゼロに保つようにしてもよい。
　ｑ軸電流指令生成部１１３は、ＰＭＳＭのトルクをトルク指令τ＊に追従させるためのｑ軸電流指令ｉｑ＊を生成する。生成則として、例えばＰＭＳＭの出力トルクと電流の関係を表す（数１）を用いる。（数１）において、ＬｄとＬｑはｄ軸とｑ軸のインダクタンス、ＰはＰＭＳＭの極対数、Ψ０は永久磁石による電機子鎖交磁束、τはトルク、ｉｄとｉｑはｄ軸とｑ軸の電流である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　本実施の形態においては、ｑ軸電流指令生成部１１３内部に（数１）ないしは同式に基づくデータテーブルが実装され、トルク指令τ＊およびｄ軸電流指令ｉｄ＊とに基づいてｑ軸電流指令ｉｑ＊が生成される。
　出力電圧演算部１０４は、電流ベクトル制御部１０３からモータ駆動部１０２への電圧指令ｖｄ＊およびｖｑ＊を（数２）に代入し、電圧指令の絶対値｜ｖ＊｜を演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　弱め磁束電流指令生成部１０５は、電圧指令の絶対値｜ｖ＊｜を第１の所定の基準値Ｖｌｍｔから引いた電圧差分Δｖ＊を積分器１０６により積分した値と、電圧差分Δｖ＊を比例器１０７により比例計算した値とを加算して、弱め磁束制御のためのｄ軸電流指令成分ｉｄｓ＊（以下、「弱め磁束電流指令」と呼ぶ。）を生成する。
　ここで、第１の所定の基準値Ｖｌｍｔを、モータ駆動部１０２の供給可能最大電圧値と同じ値に設定することにより、電圧飽和時には負の電圧差分Δｖ＊が入力されて弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊が負の方向に増加する。一方、電圧飽和がない時には正の電圧差分Δｖ＊が入力されて弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊が正の方向に増加する。つまり、電圧飽和の程度に応じて弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊が生成される。
　ただし、第１の所定の基準値Ｖｌｍｔをモータ駆動部１０２の供給可能最大電圧値よりも小さい値としてもよい。また、正のｄ軸電流は必要ないため、後述のｄ軸電流指令リミッタ１０９で最大値をゼロに制限する。また、弱め磁束電流指令生成部１０５の積分器１０６でも積分値の最大値をゼロに制限する。
　ｄ軸電流指令加算部１１２は、通常領域ｄ軸電流指令設定部１１１で生成したｄ軸電流指令成分ｉｄｕ＊と、弱め磁束電流指令生成部１０５で生成した弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊を加算して、ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊を生成する。
　次に、ｄ軸電流上限値演算部１０８と、ｄ軸電流指令リミッタ１０９と、トルク指令を制限する目標指令リミッタ１１０の動作について説明する。これらは連動して動作する。
　説明の補助のために、図９にＰＭＳＭにおける電流ベクトル軌跡の図を示す。電流ベクトル軌跡とは、ｄ軸とｑ軸の直交座標上で、ｄ軸にｄ軸電流値、ｑ軸にｑ軸電流値をとり、ｄ軸電流とｑ軸電流を合成した電流を、原点を始点とする電流ベクトルとして表示し、その軌跡をプロットしたものである。図９は、特に埋込み永久磁石型同期モータ（以下、「ＩＰＭＳＭ」と呼ぶことがある。）における電流ベクトル軌跡の図である。
　図９における電圧制限楕円１５は、モータ駆動部１０２の供給可能電圧によって制限される電流ベクトルの選択範囲を示しており、この楕円外部は電圧飽和領域を意味する。電圧制限楕円１５は、回転速度の上昇や電源電圧の低下に従って小さくなる。
　図９における定トルク曲線１、２、３は、各々特定の値のトルクを出力するための電流ベクトル軌跡を示し、（数１）に基づく。
　ｄ軸電流上限値演算部１０８は、モータ１０１の回転速度ωと、モータ駆動部１０２の供給可能電圧Ｖｃとから、ｄ軸電流指令の負の上限値ｉｄｌｍｔを演算する。上限値ｉｄｌｍｔの定義は、特に限定されるものではないが、ここではモータ１０１が出力可能な限界トルクを得るｄ軸電流とする。限界トルクは、電圧制限楕円と接する定トルク曲線（図９の場合、定トルク曲線２）で表され、限界トルクを得るｄ軸電流はその接点のｄ軸座標（図９の場合、Ｘ）で表される。
　以下、限界トルクを得るｄ軸電流指令の演算則について説明する。まず、電圧制限楕円を定式化する。ＩＰＭＳＭの電圧方程式を（数３）に示す。（数３）において、ｖｄとｖｑはｄ軸とｑ軸の電圧、Ｒはモータの巻線抵抗、ωはモータの回転速度、ｐは微分演算子である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここでは定常状態を想定し、モータの巻線抵抗Ｒでの電圧降下と電流変化によるインダクタンスＬｄ、Ｌｑでの電圧降下を無視し、誘起電圧によって電圧の大きさを議論する。モータ駆動部１０２の供給可能電圧をＶｃ、誘起電圧をＶｂとすると、電圧飽和を起こさないための誘起電圧の大きさの条件は（数４）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　次にＶｂ＝Ｖｃとし、（数５）に変形することにより、誘起電圧がモータ駆動部１０２の供給可能電圧Ｖｃと等しくなったときの電圧制限楕円の式が導かれる。この楕円はｉｄ＝－Ψ０／Ｌｄ、ｉｑ＝０を中心点にもつ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　次に、トルク曲線を表す（数１）と電圧制限楕円を表す（数５）とからｑ軸電流ｉｑを消去し、トルクτを表す式を（数６）に導く。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　（数６）を、ｉｄとＶｃ／ωの関数と見做す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、接点の条件（数８）を満たすｉｄが、ある値のＶｃ／ωの場合において最大トルクを得るｄ軸電流値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　限界トルクを得るｄ軸電流は、モータが表面永久磁石型同期モータ（以下、「ＳＰＭＳＭ」と呼ぶことがある。）である場合、ＩＰＭＳＭの場合よりも簡単に求まる。図１０に、ＳＰＭＳＭにおける電流ベクトル軌跡の模擬図を示す。図１０に示すように、ＳＰＭＳＭの定トルク曲線４、５、６はｄ軸に平行な直線になる。このため、電圧制限楕円１５と定トルク曲線５の接点は常に楕円の中心点と同じｄ軸座標を持つことになり、限界トルクを得るｄ軸電流は定数－Ψ０／Ｌｄとなる。ＩＰＭＳＭの場合も、突極性が小さいものはＳＰＭＳＭに近い特性を持つため、簡易的にｄ軸電流指令の負の上限値ｉｄｌｍｔを上記定数－Ψ０／Ｌｄとしてもよい。
　以上、限界トルクを得るｄ軸電流指令の演算則について説明した。
　ｄ軸電流指令リミッタ１０９は、ｄ軸電流指令を上述した負の上限値ｉｄｌｍｔとゼロの間に制限する。そして、制限前入力ｉｄ０ ＊から制限後出力ｉｄ＊を引いた差分Δｉｄｌｍｔ ＊を目標指令リミッタ１１０に出力する。この差分Δｉｄｌｍｔ ＊は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊が負の上限値ｉｄｌｍｔを超えて生成された超過量を意味する。
　目標指令リミッタ１１０は、ｄ軸電流指令の超過量Δｉｄｌｍｔ ＊に基づく値によってトルク指令τ０ ＊を制限する。制限方法は、特に限定されるものではないが、例えば、予め定めておいたトルク指令τ０ ＊の最大値からｄ軸電流指令の超過量Δｉｄｌｍｔ ＊に比例した値を引いた値を制限値に設定してもよい。こうすることにより、制限値は電圧飽和の度合いに応じて自動的に調整される。また、制限値をトルク指令τ０ ＊の絶対値に対する制限値とすることにより、外部から入力されるトルク指令が正の値であっても負の値（回生トルク指令）であっても、同様にトルクを出力可能限界に維持することができる。
　以上のように構成されたモータの制御方法および制御装置について、以下にその作用を説明する。
　力行動作時におけるトルク指令の制限動作を、図９の電流ベクトル軌跡上で説明する。
　外部からのトルク指令値τ０ ＊が定トルク曲線１で示される場合、電流指令ベクトルおよび実際の動作点は、弱め磁束制御によって電圧制限楕円１５と定トルク曲線１の交点Ａに収束する。この間、目標指令リミッタ１１０に入力される差分Δｉｄｌｍｔ ＊はゼロのため、トルク指令の制限動作は行われない。
　外部からのトルク指令値τ０ ＊が定トルク曲線３で示される場合、電圧制限楕円１５と交点を持たないため、弱め磁束制御のみでは電圧飽和を解消できない。そこで、次のようにトルク指令τ０ ＊の制限動作が行われる。
　まず弱め磁束制御により電流指令ベクトルが定トルク曲線３に沿ってｄ軸の負方向に移動する。電流指令ベクトルがｄ軸電流指令ｉｄ＊が負の上限値Ｘとなる点Ｂに到達した後は、目標指令リミッタ１１０に入力される差分Δｉｄｌｍｔ ＊が正の値を持つため、トルク指令が制限されていく。トルク指令が制限されていく間、電流指令ベクトルは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を負の上限値Ｘに保ちながら（破線上を移動しながら）、電圧制限楕円１５上の点Ｃに向かって移動する。電流指令ベクトルが点Ｃに到達すると、電圧飽和が解消され、電流指令および実際の動作点は点Ｃに収束する。
　以上は力行動作の場合の動作説明である。一方、トルク指令を負の値とした場合、負のｑ軸電流でモータにブレーキをかける回生動作（ブレーキ動作）となる。回生動作において電圧飽和が生じた場合、負のｑ軸電流が本来の値よりも増大してしまうため、弱め磁束制御を行うことでモータの誘起電圧を抑制しブレーキや電流の増大を抑えることが必要となる。しかしながら、回生動作においても、外部からのトルク指令値がモータの出力可能限界を超える限界域では、力行動作と同様にトルク指令値を制限する必要がある。
　回生動作時におけるトルク指令の制限動作を、図１１に示す電流ベクトル軌跡上で説明する。図１１に示されるように、回生動作時はｑ軸電流指令が負の値になる。ここで、外部からのトルク指令値τ０ ＊が定トルク曲線８で示される場合、電圧制限楕円１５と交点を持たないため、弱め磁束制御のみでは電圧飽和を解消できない。そこで、力行動作の場合と同様に、弱め磁束電流指令生成部１０５から目標指令リミッタ１１０へのループの動作によって、電圧制限楕円１５と接点Ｅを共有する定トルク曲線７までトルク指令が制限される。
　以上のように、本実施の形態においては、弱め磁束電流指令生成部１０５と、目標指令リミッタ１１０を備えることにより、モータの出力可能限界を超えるトルク指令値τ０ ＊が入力された場合に、モータ定数の変動やばらつきがある場合でも、目標指令値を自動的かつ正確に出力可能限界に維持でき、モータを高安定かつ高出力で駆動できる。ここで、弱め磁束電流指令生成部１０５は、電流ベクトル制御部１０３からモータ駆動部１０２への電圧指令の絶対値｜ｖ＊｜と第１の所定の基準値Ｖｌｍｔとの差分Δｖ＊に基づいて弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊を生成する。また、目標指令リミッタ１１０は、ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊が負の上限値ｉｄｌｍｔを超えた値である差分Δｉｄｌｍｔ ＊に基づいて外部からのトルク指令値τ０ ＊の制限値を設定する。このように、回生動作時においても同様に目標指令値が適正に制限されるので、ｑ軸電流の流れすぎによる過電流や過電圧、過大なブレーキトルクの発生を回避でき、限界域まで高安定かつ高効率な回生動作ができる。
　図２は、本発明の実施の形態１におけるモータの制御装置の変形例のブロック図である。図２では、ｄ軸電流指令リミッタ１０９とｄ軸電流指令加算部１１２の配置を入れ替え、ｄ軸電流指令リミッタ１０９の代わりに弱め磁束電流指令を制限する弱め磁束電流指令リミッタ２０９を配置している。本実施の形態では、モータの制御装置を図２の構成としても、図１の構成と同等の作用および効果が得られる。
　図２の構成では、弱め磁束電流指令リミッタ２０９は弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊を弱め磁束電流指令の負の上限値ｉｄｓｌｍｔとゼロの間に制限し、弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊が負の上限値ｉｄｓｌｍｔを超過した値Δｉｄｓｌｍｔ ＊を目標指令リミッタ１１０に出力する。ここで、上限値ｉｄｓｌｍｔは（数９）より計算される値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　図３は、本発明の実施の形態１におけるモータの制御装置の他の変形例のブロック図である。図３に示すモータの制御装置では、目標指令リミッタの代わりにｑ軸電流指令ｉｑ＊を制限するｑ軸電流指令リミッタ３１０を用いる構成としている。本実施の形態では、モータの制御装置を図３の構成としても、図１の構成と同様の作用および効果が得られる。
　（実施の形態２）
　図４は、本発明の実施の形態２におけるモータの制御装置のブロック図である。本実施の形態は、図１に示す実施の形態１における目標指令リミッタ１１０の前段にフィルタ４００を挿入したものである。その他の部分は実施の形態１と同じ構成である。
　フィルタ４００は、外部から入力されるトルク指令τ０ ＊を平滑化する。平滑化のアルゴリズムは、特に限定されるものではなく、例えば一次遅れローパスフィルタがある。平滑化されたトルク指令τｆｌｔ ＊は、目標指令リミッタ１１０に入力される。
　フィルタ４００の作用と効果を説明する。
　外部からモータ１０１の出力可能限界を超えるトルク指令値τ０ ＊が入力された場合、実施の形態１の説明で述べたように、目標指令リミッタ１１０がトルク指令値τ０ ＊を制限することにより電圧飽和が解消される。しかし、ｄ軸電流指令ｉｄ０ ＊が上限値ｉｄｌｍｔを上回るまでは目標指令リミッタ１１０は動作を開始しない。つまり、トルク指令τ０ ＊が入力開始されてから制限開始されるまでにタイムラグがある。このタイムラグ期間中は、トルク指令値τ０ ＊が目標指令リミッタ１１０からそのまま出力され、このτ０ ＊に基づいてトルク制御が行われる。
　このため、フィルタ４００のない実施の形態１では、トルク指令τ０ ＊の変化が急峻な場合、出力トルクにオーバーシュートやアンダーシュートを生じるおそれがある。
　一方、本実施の形態の場合、フィルタ４００によって、このタイムラグ期間中におけるトルク指令τｆｌｔ ＊の変化を緩やかにすることにより、出力トルクのオーバーシュートやアンダーシュートを抑制する効果が得られる。
　以上のように、本実施の形態においては、フィルタ４００を備える上述の構成とすることにより、実施の形態１と同様の効果に加えて、出力トルクのオーバーシュートやアンダーシュートを抑制する効果が得られる。
　（実施の形態３）
　図５は、本発明の実施の形態３におけるモータの制御装置のブロック図である。本実施の形態は、図１に示す実施の形態１に電流リミッタ５００を追加したもので、その他の部分は実施の形態１と同じ構成である。
　弱め磁束制御は、負のｄ軸電流を流すことによって電圧飽和を解消する。しかし、その弊害として、モータ電流の上昇に伴う発熱や効率低下を招く。電流リミッタ５００は、これらの弊害を緩和する。
　電流リミッタ５００は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を（数１０）に代入して、ｑ軸電流指令の絶対値の上限値Ｉｑｌｍｔを演算し、ｑ軸電流指令生成部１１３から出力されたｑ軸電流指令ｉｑ０ ＊の絶対値を上限値Ｉｑｌｍｔに制限する。つまり、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を上限値Ｉｑｌｍｔから下限値－Ｉｑｌｍｔの間に制限する。ｑ軸電流指令ｉｑ０ ＊の絶対値を制限することにより、外部から入力されるトルク指令が正の値であっても負の値（回生トルク指令）であっても、リミッタとして動作する。（数１０）において、Ｉｍａｘはｄ軸電流とｑ軸電流を合わせた電流ベクトルの大きさの最大値（以下、「最大電流値」と呼ぶことがある。）である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　電流リミッタ５００よって、ｄ軸電流とｑ軸電流を合わせた電流の大きさが最大電流値Ｉｍａｘを超えないように制限される。このため、ｄ軸電流の増加に伴いモータ１０１の電流が過大に増加することによる発熱や効率悪化の影響を抑制することができる。
　本実施の形態の動作を、図１２の電流ベクトル軌跡上で説明する。
　図１２において、ｄ軸電流制限線（破線）９はｄ軸電流指令の負の上限値ｉｄｌｍｔを示し、定トルク曲線１０は外部からのトルク指令τ０ ＊を示し、電流制限円１１は座標原点を中心点とする半径Ｉｍａｘの円を示す。ここで、ｄ軸電流制限線９は、ｄ軸電流リミッタ１０９（図５）の負の上限値ｉｄｌｍｔである。
　動作点の初期位置を点Ｆとすると、まず弱め磁束制御により、動作点が定トルク曲線１０に沿ってｄ軸の負方向に移動する。動作点が定トルク曲線１０と電流制限円１１の交点に到達すると、電流リミッタ５００によって電流指令ベクトルの大きさが上限値Ｉｑｌｍｔに制限され、動作点は電流制限円１１に沿って移動する。動作点が電流制限円１１とｄ軸電流制限線９の交点に到達すると、実施の形態１と同様に、トルク指令が制限されていき、動作点はｄ軸電流指令ｉｄ＊を負の上限値ｉｄｌｍｔに保ったままｄ軸電流制限線９に沿って移動する。動作点が電圧制限楕円１５とｄ軸電流制限線９の交点Ｇに到達すると、電圧飽和が解消され、電流指令および実際の動作点は点Ｇに収束する。
　以上のように、本実施の形態においては、電流リミッタ５００を備える上述の構成とすることにより、モータ１０１に流れる電流の大きさを所定の最大電流値に制限することができる。これにより、実施の形態１と同様の効果に加えて、ｄ軸電流の増加に伴いモータ１０１の電流が過大に増加することによる発熱や効率悪化などの弊害を緩和する効果が得られる。
　（実施の形態４）
　図６は、本発明の実施の形態４におけるモータの制御装置のブロック図である。本実施の形態は、図１に示す実施の形態１における弱め磁束電流指令生成部１０５を変形したものである。
　図６における弱め磁束電流指令生成部６０５は、実施の形態１における電圧指令の絶対値｜ｖ＊｜の代わりに、電圧指令のｑ軸成分ｖｑ＊を用いる。また、実施の形態１における第１の所定の基準値Ｖｌｍｔを、電圧指令のｄ軸成分ｖｄ＊を用いて（数１１）により補正して第２の所定の基準値Ｖｑｌｍｔを生成している。このように本実施の形態の弱め磁束電流指令生成部６０５は、電流ベクトル制御部１０３からモータ駆動部１０２への電圧指令のｑ軸成分ｖｑ＊と第２の所定の基準値Ｖｑｌｍｔとの差分Δｖｑ＊に基づいて弱め磁束電流指令ｉｄｓ＊を生成する。その他の部分は実施の形態１と同じ構成である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　（数１１）は、出力変数ｖｑｌｍｔに対して入力変数が１つ（ｖｄ＊）であるため、入力変数が２つある（数２）に比べて計算処理負荷を低減できる特徴を持つ。特許文献３には弱め磁束電流指令生成部６０５を上述のように構成し、弱め磁束制御を行う方法が記載されている。しかし、このような構成であったとしても、実施の形態１と同様の作用および効果が得られる。
　（実施の形態５）
　図７は、本発明の実施の形態５におけるモータの制御装置のブロック図である。本実施の形態は、図１の実施の形態１に速度制御器７１４を追加し、外部から入力される速度指令に従ってモータを速度制御で駆動する。速度制御系７００以外の部分は実施の形態１と同じ構成である。
　目標指令リミッタ１１０は、外部からの速度指令ω０ ＊を、モータ１０１の出力可能限界に制限し、制限した速度指令ω＊を速度制御器７１４に出力する。
　速度制御器７１４は、入力された速度指令ω＊とモータ１０１の回転速度ωとの誤差がゼロになるように、例えばＰＩ制御によりトルク指令τ＊を生成する。生成されたトルク指令τ＊は、通常領域ｄ軸電流指令設定部１１１およびｑ軸電流指令生成部１１３に出力される。
　その他の処理は実施の形態１で述べたトルク制御と同様である。
　本実施の形態において、速度指令を制限する代わりに、速度制御器７１４から出力されるトルク指令あるいはｑ軸電流指令を制限する構成とすると、以下に述べる理由により動作が劣化したり不安定になったりする。
　説明の簡単化のため、図８Ａに図７を簡略化したブロック図を示し、図８Ｂに速度指令の代わりにトルク指令を制限する構成としたブロック図を示す。また、図１３に図８Ａおよび図８Ｂの両構成を用いた場合の速度軌跡を示す。図１３において、点線で示す速度指令波形１２は外部からの速度指令波形を示し、速度波形１３は図８Ａの構成を用いた速度波形を示し、速度波形１４は図８Ｂの構成を用いた速度波形を示す。
　図１３において、トルクを必要とする加速中において電圧飽和が生じており、時間Ｈで出力可能限界に達しているものとする。速度波形１３、１４ともに、出力可能限界到達後において指令が制限されることによる速度追従誤差が生じている。しかし、速度波形１３は滑らかに速度指令に収束しているのに対し、速度波形１４では、速度指令に到達した時間Ｉの後もトルクが収束せず、速度がオーバーシュートを起こしている。これは、トルク指令τ０ ＊が制限される間の速度追従誤差が速度制御器７１４の積分項に積算されるためである。このように、積分器が含まれる制御ループの内側で指令信号を制限すると、積分項のワインドアップが生じて応答性が劣化したり動作が不安定になったりする。
　従って、本発明における指令信号の制限動作は、図７、図８Ａの構成ように、最外縁の制御ループよりも外側の指令信号に対して行うことが望ましい。
　上述の構成により、モータの出力可能限界を超えた時に、モータ定数の変動やばらつきがある場合でも、外部からの速度指令値ω０ ＊を自動的かつ正確に出力可能限界に制限するため、モータを高安定かつ高出力で駆動できる。
　以上説明したように、本発明のモータの制御装置は、モータを駆動するモータ駆動部と、電流ベクトル制御部と、弱め磁束電流指令生成部と、目標指令リミッタあるいはｑ軸電流指令リミッタと、を備える。電流ベクトル制御部は、外部からの目標指令値に従ってモータの電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流に分離して制御する。弱め磁束電流指令生成部は、電流ベクトル制御部からのモータ駆動部への電圧指令の絶対値と第１の所定の基準値との差分あるいは電圧指令のｑ軸成分と第２の所定の基準値との差分に基づいてｄ軸電流の量を制御するｄ軸電流指令を生成する。目標指令リミッタは、ｄ軸電流指令が負の上限値を超えた値に基づいて外部からの目標指令値の制限値を設定する。ｑ軸電流指令リミッタは、ｑ軸電流の量を制御するｑ軸電流指令の制限値を設定する。
　これにより、電圧指令が所定の基準値を超過する場合は負のｄ軸電流指令を増加させ、ｄ軸電流指令が負の上限値に達してもなお電圧指令が所定の基準値を超過する場合は外部からの目標指令値あるいはｑ軸電流指令を電圧指令の超過分がゼロに収束するまで制限する。あるいは、電圧指令のｑ軸成分が所定の基準値を超過する場合は負のｄ軸電流指令を増加させ、ｄ軸電流指令が負の上限値に達してもなお電圧指令のｑ軸成分が所定の基準値を超過する場合は外部からの目標指令値あるいはｑ軸電流指令を電圧指令の超過分がゼロに収束するまで制限する。
　よって、モータの出力可能限界を超える目標指令値が入力された場合に、モータ定数の変動やばらつきがある場合でも、目標指令値あるいはｑ軸電流指令を自動的かつ正確に出力可能限界に維持でき、モータを高安定かつ高出力で駆動できる。また、回生動作時においても同様に目標指令値が適正に制限されるので、ｑ軸電流の流れすぎによる過電流や過電圧、過大なブレーキトルクの発生を回避でき、限界域まで高安定かつ高効率な回生動作ができる。
　また本発明のモータの制御装置では、外部からの目標指令値の制限値を設定するリミッタあるいはｑ軸電流の指令の制限値を設定するリミッタの前段部に、外部からの目標指令値あるいはｑ軸電流の指令を平滑化するフィルタを備えた。これにより、出力トルクのオーバーシュートやアンダーシュートを抑制できる。
　また本発明のモータの制御装置では、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令を合わせたモータの電流指令ベクトルの大きさが所定の最大電流値を超えないように、ｄ軸電流指令の大きさに応じてｑ軸電流指令の大きさを制限する電流リミッタを備えた。これにより、モータに流れる電流の大きさを所定の最大電流値に制限できる。
　また本発明のモータの制御装置では、弱め磁束電流指令生成部の第２の所定の基準値は第１の所定の基準値をモータ駆動部への電圧指令のｄ軸成分を用いて補正したものである。
　また本発明のモータの制御装置では、ｄ軸電流指令の負の上限値をゼロに設定する。これにより、弱め磁束制御を用いない場合においても、モータ定数の変動やばらつきがある場合でも、外部からの目標指令値あるいはｑ軸電流指令を適正に制限する動作によって電圧飽和領域で安定な力行駆動あるいは回生動作を確保することができる。
　以上のように、本発明にかかるモータの制御装置は、モータの出力可能限界を超える目標指令値が入力された場合に、モータ定数の変動やばらつきがある場合でも、目標指令値あるいはｑ軸電流指令を自動的かつ正確に出力可能限界に維持できるため、モータを高安定かつ高出力で駆動できる。よって、電圧飽和領域で駆動するモータ、例えば、モータ本体やバッテリの容量が制約される車載用モータや、瞬間的あるいは断続的に大きなトルクを必要とする各種アクチュエータや工作機械用のモータなどを駆動する用途に適用できる。
　１，２，３，４，５，６，７，８，１０　　定トルク曲線
　９　　ｄ軸電流制限線
　１１　　電流制限円
　１２　　速度指令波形
　１３，１４　　速度波形
　１５　　電圧制限楕円
　１０１　　モータ
　１０２　　モータ駆動部
　１０３　　電流ベクトル制御部
　１０４　　出力電圧演算部
　１０５，６０５　　弱め磁束電流指令生成部
　１０６　　積分器
　１０７　　比例器
　１０８　　ｄ軸電流上限値演算部
　１０９　　ｄ軸電流指令リミッタ
　１１０　　目標指令リミッタ
　１１１　　通常領域ｄ軸電流指令設定部
　１１２　　ｄ軸電流指令加算部
　１１３　　ｑ軸電流指令生成部
　２０９　　弱め磁束電流指令リミッタ
　３１０　　ｑ軸電流指令リミッタ
　４００　　フィルタ
　５００　　電流リミッタ
　６０４　　基準電圧補正部
　７００　　速度制御系
　７１４　　速度制御器
　８００　　電流（トルク）制御系
　８０１　　弱め磁束制御系
　９０４　　飽和検出器
　９０５　　飽和積分器
　９１２　　ｄ軸電流選択器
　９１４　　目標指令の制限値演算部

Claims (5)

  1. モータを駆動するモータ駆動部と、
    外部からの目標指令値に従って前記モータの電流を直交したｄ軸電流とｑ軸電流に分離して制御する電流ベクトル制御部と、
    前記電流ベクトル制御部からの前記モータ駆動部への電圧指令の絶対値と第１の所定の基準値との差分あるいは前記電圧指令のｑ軸成分と第２の所定の基準値との差分に基づいて前記ｄ軸電流の量を制御するｄ軸電流指令を生成する弱め磁束電流指令生成部と、
    前記ｄ軸電流指令が負の上限値を超えた値に基づいて前記外部からの目標指令値の制限値を設定する目標指令リミッタあるいは前記ｑ軸電流の量を制御するｑ軸電流指令の制限値を設定するｑ軸電流指令リミッタと、
    を備えたモータの制御装置。
  2. 前記外部からの目標指令値あるいは前記ｑ軸電流指令を平滑化するフィルタを備えた請求項１記載のモータの制御装置。
  3. 前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令を合わせたモータの電流指令ベクトルの大きさが所定の値を超えないように、前記ｄ軸電流指令の大きさに応じて前記ｑ軸電流指令の大きさを制限する電流リミッタを備えた請求項１記載のモータの制御装置。
  4. 前記弱め磁束電流指令生成部の前記第２の所定の基準値は前記第１の所定の基準値を前記モータ駆動部への前記電圧指令のｄ軸成分を用いて補正したものである請求項１記載のモータの制御装置。
  5. 前記ｄ軸電流指令の上限値をゼロに設定した請求項１に記載のモータの制御装置。
PCT/JP2012/004727 2011-08-10 2012-07-25 モータの制御装置 Ceased WO2013021562A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201280038804.XA CN103718451B (zh) 2011-08-10 2012-07-25 电动机的控制装置
US14/236,129 US9054623B2 (en) 2011-08-10 2012-07-25 Motor control device
JP2013527858A JP5948613B2 (ja) 2011-08-10 2012-07-25 モータの制御装置

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011174719 2011-08-10
JP2011-174719 2011-08-10

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2013021562A1 true WO2013021562A1 (ja) 2013-02-14

Family

ID=47668102

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2012/004727 Ceased WO2013021562A1 (ja) 2011-08-10 2012-07-25 モータの制御装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9054623B2 (ja)
JP (1) JP5948613B2 (ja)
CN (1) CN103718451B (ja)
WO (1) WO2013021562A1 (ja)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3012270A1 (fr) * 2013-10-17 2015-04-24 Renault Sa Procede et systeme de commande d'une machine electrique d'un vehicule automobile
JP2017527252A (ja) * 2014-08-29 2017-09-14 日産自動車株式会社 可変磁化機械制御装置
EP3111550A4 (en) * 2014-02-28 2018-03-21 BAE Systems Controls Inc. Four quadrant voltage limiter for rotor flux oriented machine control
JP6662504B1 (ja) * 2018-11-08 2020-03-11 日本精工株式会社 モータ制御装置、電動アクチュエータ製品及び電動パワーステアリング装置
WO2020095479A1 (ja) * 2018-11-08 2020-05-14 日本精工株式会社 モータ制御装置、電動アクチュエータ製品及び電動パワーステアリング装置
JP2021022987A (ja) * 2019-07-25 2021-02-18 株式会社アドヴィックス モータ制御装置
JP2021125900A (ja) * 2020-01-31 2021-08-30 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6137086B2 (ja) * 2014-08-19 2017-05-31 株式会社デンソー 回転電機制御装置
WO2016032509A1 (en) * 2014-08-29 2016-03-03 Nissan Motor Co., Ltd. Variable magnetization machine controller
CN106687792B (zh) * 2014-09-10 2020-10-30 三菱电机株式会社 振动模式测定装置
CN105515479B (zh) * 2016-01-06 2018-03-06 南京航空航天大学 一种表贴式永磁同步发电机弱磁控制方法
CN106160612B (zh) * 2016-08-05 2019-08-06 许继电气股份有限公司 一种高速永磁发电机弱磁控制方法与装置
TWI654827B (zh) 2016-09-05 2019-03-21 日商東芝股份有限公司 換流器控制裝置及馬達驅動系統
CN108696213A (zh) * 2017-04-05 2018-10-23 南京海益开电子科技有限公司 电动工具的电机输出参数控制方法和电动工具
EP3778123B1 (en) * 2018-04-10 2023-03-01 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Signal processing apparatus and electric tool
CN108749645B (zh) * 2018-04-21 2020-11-03 浙江合众新能源汽车有限公司 电动车辆在空挡滑行时的控制保护方法
CN110932633B (zh) * 2018-09-20 2022-03-01 杭州先途电子有限公司 一种电机控制方法、装置及变频控制器
CN113169695B (zh) 2018-11-16 2023-10-24 松下知识产权经营株式会社 马达控制装置
JP7192649B2 (ja) * 2019-05-09 2022-12-20 株式会社デンソー 回転電機制御装置
CN112398396B (zh) * 2019-11-18 2023-11-07 沈阳工业大学 一种感应电机考虑铁耗的最大转矩电流比弱磁控制方法
US11711039B2 (en) * 2019-12-03 2023-07-25 Mitsubishi Electric Corporation Motor drive apparatus
JP7404916B2 (ja) * 2020-02-14 2023-12-26 マツダ株式会社 移動体の制御装置
JP7417899B2 (ja) * 2020-04-23 2024-01-19 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電動工具システム、制御方法、及びプログラム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1127996A (ja) * 1997-06-30 1999-01-29 Yaskawa Electric Corp Ａｃモータ用電流ベクトル制御方法およびａｃモータ駆動装置
JP2006141095A (ja) * 2004-11-10 2006-06-01 Toyota Industries Corp 永久磁石型同期モータを駆動制御する装置
JP2010057223A (ja) * 2008-08-26 2010-03-11 Mitsubishi Electric Corp 制御装置およびモータ制御装置

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4076348B2 (ja) 2002-01-15 2008-04-16 東洋電機製造株式会社 同期機の制御装置
DE602004031052D1 (de) * 2004-03-26 2011-02-24 Mitsubishi Electric Corp Steuerung eines permanentmagnet-synchronmotors
JP4380437B2 (ja) * 2004-07-01 2009-12-09 株式会社日立製作所 永久磁石同期電動機の制御装置及びモジュール
JP2006254572A (ja) 2005-03-09 2006-09-21 Yaskawa Electric Corp 同期電動機の制御方法および制御装置
US8148926B2 (en) * 2006-09-26 2012-04-03 Mitsubishi Electric Corporation Permanent magnet synchronization motor vector control device

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1127996A (ja) * 1997-06-30 1999-01-29 Yaskawa Electric Corp Ａｃモータ用電流ベクトル制御方法およびａｃモータ駆動装置
JP2006141095A (ja) * 2004-11-10 2006-06-01 Toyota Industries Corp 永久磁石型同期モータを駆動制御する装置
JP2010057223A (ja) * 2008-08-26 2010-03-11 Mitsubishi Electric Corp 制御装置およびモータ制御装置

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR3012270A1 (fr) * 2013-10-17 2015-04-24 Renault Sa Procede et systeme de commande d'une machine electrique d'un vehicule automobile
EP3111550A4 (en) * 2014-02-28 2018-03-21 BAE Systems Controls Inc. Four quadrant voltage limiter for rotor flux oriented machine control
JP2017527252A (ja) * 2014-08-29 2017-09-14 日産自動車株式会社 可変磁化機械制御装置
JP6662504B1 (ja) * 2018-11-08 2020-03-11 日本精工株式会社 モータ制御装置、電動アクチュエータ製品及び電動パワーステアリング装置
WO2020095479A1 (ja) * 2018-11-08 2020-05-14 日本精工株式会社 モータ制御装置、電動アクチュエータ製品及び電動パワーステアリング装置
EP3683956B1 (en) * 2018-11-08 2021-08-25 NSK Ltd. Motor control device, electric actuator product and electric power steering device
US11104374B2 (en) 2018-11-08 2021-08-31 Nsk Ltd. Motor control device, electrically driven actuator product, and electrically driven power steering device
JP2021022987A (ja) * 2019-07-25 2021-02-18 株式会社アドヴィックス モータ制御装置
JP7363161B2 (ja) 2019-07-25 2023-10-18 株式会社アドヴィックス モータ制御装置
JP2021125900A (ja) * 2020-01-31 2021-08-30 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置
JP7318547B2 (ja) 2020-01-31 2023-08-01 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2013021562A1 (ja) 2015-03-05
JP5948613B2 (ja) 2016-07-06
US9054623B2 (en) 2015-06-09
CN103718451A (zh) 2014-04-09
US20140152207A1 (en) 2014-06-05
CN103718451B (zh) 2016-06-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5948613B2 (ja) モータの制御装置
JP5957704B2 (ja) 電動機制御装置
JP5257365B2 (ja) モータ制御装置とその制御方法
WO2011122105A1 (ja) 電動機駆動装置の制御装置
WO2011122104A1 (ja) 電動機駆動装置の制御装置
JP7329735B2 (ja) モータ制御装置
JP5717808B2 (ja) 同期電動機の電流制御装置
JP2009290929A (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP7162759B2 (ja) 電動機駆動装置
CN103378792B (zh) 永磁型同步电机的控制装置
JP5332904B2 (ja) 交流電動機のセンサレス制御装置
JP6396869B2 (ja) モータ制御装置
JP5900656B2 (ja) モータ制御装置およびモータ制御方法
JP6762825B2 (ja) 電動機制御装置およびドライブシステム
JP5212594B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
JP2013187931A (ja) モータ制御装置
CN110890854B (zh) 同步电动机控制装置
WO2015083449A1 (ja) 電動機の制御装置および制御方法
JP6848406B2 (ja) インバータ制御装置
JP6391096B2 (ja) 交流電動機の電流制御装置
JP3534722B2 (ja) モータの制御装置
JP5862690B2 (ja) 電動機駆動装置の制御装置および電動機駆動システム
JP2008167630A (ja) 電力変換器の制御装置
JPWO2014104164A1 (ja) モータ制御装置およびモータ制御方法
JP2011024344A (ja) モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12821802

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2013527858

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14236129

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12821802

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1