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WO2013092100A1 - Verfahren und messgerät zur abstandsmessung - Google Patents

Verfahren und messgerät zur abstandsmessung Download PDF

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Publication number
WO2013092100A1
WO2013092100A1 PCT/EP2012/073347 EP2012073347W WO2013092100A1 WO 2013092100 A1 WO2013092100 A1 WO 2013092100A1 EP 2012073347 W EP2012073347 W EP 2012073347W WO 2013092100 A1 WO2013092100 A1 WO 2013092100A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
time
reflector
determined
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2012/073347
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English (en)
French (fr)
Inventor
Markus Vogel
Alexey Malinovskiy
Stefan Gorenflo
Dietmar Spanke
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Endress and Hauser SE and Co KG
Original Assignee
Endress and Hauser SE and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Endress and Hauser SE and Co KG filed Critical Endress and Hauser SE and Co KG
Publication of WO2013092100A1 publication Critical patent/WO2013092100A1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/103—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves particularities of the measurement of the distance
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F23/00—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm
    • G01F23/22—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water
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    • G01F23/284—Electromagnetic waves
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    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
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    • G01F23/28—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring the variations of parameters of electromagnetic or acoustic waves applied directly to the liquid or fluent solid material
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    • G01S15/101—Particularities of the measurement of distance
    • G—PHYSICS
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    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/285—Receivers
    • G01S7/288—Coherent receivers

Definitions

  • the invention relates to a method and a measuring device for distance measurement, esp. For level measurement, according to the transit time principle, in which by means of a transmission and
  • an auxiliary signal is derived, which reproduces a received in the received amplitude and phase information of the received signal as a function of the associated running time over a predetermined time range, based on the auxiliary signal, the duration of the reflection on the Transmitter signal is determined at the reflector back to leading signal component, and on the basis of this term and a
  • Propagation speed of the signal pulses the distance to the reflector is determined.
  • Such distance measuring devices operating on the transit time principle are used in a wide range of industrial measurement technology for distance measurement. There, they are esp. Used for the measurement of levels of contained in containers contents. In this case, a distance between the transmitting and receiving device of a
  • An instrumentation group of this type used in industrial metrology form fill level measuring devices using microwaves according to the pulse radar method.
  • the latter are sold, for example, by the applicant under the product name Micropilot.
  • a predetermined repetition rate e.g. a repetition frequency of the order of 1 to 2 MHz, short
  • an auxiliary signal is regularly derived from the received signal that reproduces the amplitude and phase information of the received signal contained in the received signal as a function of the associated propagation time. Due to the high signal frequencies and the generally very short runtimes or transit time differences to be resolved, an auxiliary signal often referred to as an intermediate frequency signal is generated for this purpose, which is a time-stretched image of the received signal.
  • the auxiliary signal is usually subsequently rectified and fed via a low-pass filter and an analog-to-digital converter to an evaluation unit. Since the amplitude of the received signals decreases with the square of the traveled distance, the received signal can have very different amplitudes. In order to make these accessible to a better metrological detection, the auxiliary signal is preferably additionally logarithmiert. The measurement of the propagation time of the signal component reflected at the reflector to be measured in the distance now takes place by an envelope of the rectified and logarithmized auxiliary signal, frequently referred to as an envelope, being produced by filtering and then to the following
  • the envelope represents the course of the amplitude of the time-extended received signal as a function of the transit time.
  • feeding back signal components of the received signal cause in the envelope a maximum in the time required for the path to the associated reflector and back. Accordingly, the duration of the maximum results from the
  • EP 1324 067 A2 describes improving the measuring accuracy of these measuring devices by measuring a phase difference between the transmitted and the received signal in addition to the transit time measured using the envelope and using it to correct the maximum transit time determined by the envelope ,
  • the phase information is derived parallel to the derivative of the envelope based on the logarithmic intermediate frequency signal.
  • the logarithmic intermediate frequency signal is differentiated two times after the runtime via a differentiation stage. At the output of the differentiating stage, an output signal is thus available that has pronounced peaks at the zero crossings of the
  • Intermediate frequency signal has corresponding maturities.
  • the propagation times of the zero crossings and thus the phase position of the received signal can be determined without requiring digitization of the output signal by standardizing the peak amplitudes, for example with the aid of a Schmitt trigger, and detecting the associated propagation times with the aid of a timer.
  • Another instrumentation group of this type used in industrial metrology form fill level measuring instruments using ultrasound according to the pulse transit time method. The latter are marketed, for example, by the Applicant under the product name Prosonic.
  • Receiving device received back reflected signal components after a dependent of the distance traveled runtime.
  • the frequencies of the ultrasonic pulses are generally in the range of 1 kHz to 200 kHz, so that a time extension of the received signal received via the ultrasonic transducer is not required.
  • an auxiliary signal corresponding to the amplified received signal is derived here.
  • the auxiliary signal is digitized by means of an analog-to-digital converter, optionally logarithmic, and it is derived an envelope, the course of the amplitudes of the received signal as a function of the associated for the way from the transmitting and receiving unit to the respective reflector and back required transit time reproduces.
  • envelope curve the maximum of the envelope attributable to the reflection of the reflector to be measured in the distance is also determined here, and the sought distance is calculated on the basis of its transit time.
  • Distance measuring devices of this type have the disadvantage that for the preparation of the envelope and its digitization, a high component cost is required, which adversely affects both the production costs of such distance measuring device as well as their energy consumption.
  • the main contribution, both in terms of cost and in terms of energy consumption, is the logarithmizer normally required and the high-quality analog-to-digital converter which is absolutely necessary for the generation of the envelope.
  • the invention comprises a method for distance measurement after
  • Receive signal is derived as a function of the associated transit time over a predetermined delay range reproducing auxiliary signal
  • Half corresponds to the period of the signal pulses corresponding to the period
  • Reflector reflected signal components of the distance to the reflector is determined.
  • the runtime range is divided into discrete segments of the same segment length
  • the runtime range is subdivided into segments of different lengths on the basis of the transit times of the auxiliary function zero crossings, between which the periods of time lie between, and
  • the time window is set in each position such that it includes a predetermined number of successive periods.
  • the individual positions of the time window are each assigned the one runtime over which a window center of the time window is located in the respective position.
  • the recorded frequency distribution is filtered by means of a filter, in particular a finite impulse response (FIR) filter, and
  • a filter in particular a finite impulse response (FIR) filter
  • the attributable to the reflection at the reflector maximum and the duration of the reflector portions reflected signal components is determined on the basis of the filtered frequency distribution.
  • Frequency distributions filtering or averaging with respect to corresponding frequency values of the frequency distributions recorded in the successive measuring cycles
  • the transmission signals are periodically sent at the repetition frequency
  • the auxiliary signal is a time-expanded image of the received signal.
  • the transmission signals are periodically transmitted at the repetition frequency ultrasonic pulses.
  • the invention further comprises a method for using the method according to the invention in a distance measuring method with higher measuring accuracy, in which - Determined on the basis of the frequency distribution calculated transit time of the reflected signal to the reflector or the measured distance determined by the frequency distribution, a limited transit time, in which are due to the reflection at the reflector signal components of the received signal or the auxiliary signal, and
  • Runtime range is limited.
  • the invention comprises a distance measuring device for carrying out the
  • the distance measuring device comprises the measuring and
  • Unit in particular a microcontroller.
  • the measuring device comprises a complex programmable logic module.
  • the distance measuring device determined by the measured distance and a
  • a significant advantage of the method according to the invention is that the distance measurement is based exclusively on an evaluation of the frequencies contained in the received signal, and the frequency information is obtained in a cost-effective and energy-efficient manner based on the zero crossings of the auxiliary signal.
  • Fig. 1 shows a schematic representation of a level measuring arrangement
  • Fig. 2 shows: a derived with the level gauge of Fig. 1
  • Fig. 3 shows: an output signal of the differentiating stage of Fig. 1 in a in Fig. 2 marked runtime area;
  • FIG. 4 shows: a frequency distribution of the frequencies with those in the
  • Fig. 5 shows: a schematic representation of a level measuring arrangement
  • Distance measuring device for carrying out this method is described below first using the example of a level measuring device with a pulse radar level gauge.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a fill level measuring arrangement for measuring a fill level L of a filling material 3 located in a container 1 with a pulse radar fill level measuring device with a measuring and evaluation unit 5 according to the invention.
  • the distance measuring device comprises a transmitting and receiving device 7, with which it sends in the measuring mode transmission signals S in the direction of a located in the distance D to be measured reflector 9, here the Golfgutober Structure.
  • the transmission signals S consist of a predetermined repetition frequency f r generated signal pulses predetermined frequency f s and duration.
  • the transmitting and receiving device 7 comprises a transmission signal generator 1 1, which generates at the predetermined repetition frequency f r microwave pulses of the predetermined frequency f s and fed via a directional coupler 13 to an above the reflector 9 mounted antenna 15, the transmission signal from the generator 1 transmitted signal S sends in the direction of the reflector 9.
  • a transmission signal generator 1 which generates at the predetermined repetition frequency f r microwave pulses of the predetermined frequency f s and fed via a directional coupler 13 to an above the reflector 9 mounted antenna 15, the transmission signal from the generator 1 transmitted signal S sends in the direction of the reflector 9.
  • the transmission signal generator 1 1 comprises, for example, an oscillator 17 which oscillates at the repetition frequency f r and is followed by a pulse generator 19.
  • Pulse generator 19 generates based on the oscillator signal a control signal from short successive rectangular pulses with which a microwave source 21 is driven.
  • the microwave source 21 is, for example, a Gunn diode. It can either be as shown here via the control signal used for this purpose as a trigger signal be turned on and off, or permanently generate microwaves of the predetermined frequency f s , which are then fed to a gate, which opens or blocks depending on the control signal.
  • a gate which opens or blocks depending on the control signal.
  • Derived auxiliary signal ZF which reproduces a received in the signal E amplitude and phase information of the received signal E as a function of the associated running time t over a predetermined time range.
  • the travel time range begins in each measurement cycle with a start time t 0 at which the first microwave pulse of the transmission signal S is transmitted.
  • the total duration of the maturity range is up through the
  • Refresh frequency f r corresponding repetition period 1 / f r limited and can be additionally limited by specifying a maximum distance to be measured D.
  • the auxiliary signal ZF is also here, as in the prior art described above, preferably a time-expanded image of the received signal E.
  • the auxiliary signal ZF is generated by means of an input circuit in which the received signal E is fed via the directional coupler 13 to a mixer 23 and there to a suitable reference signal K. is superimposed. To achieve the desired time expansion is as a reference signal K on
  • Microwave pulses existing signal used which is identical in frequency and pulse duration of the microwave pulses to the transmission signal S, but in which the microwave pulses are generated at a repetition frequency 1 r -, which is slightly smaller than the repetition frequency f r of the transmitted microwave pulses.
  • the reference signal K is generated in the embodiment shown by means of a reference signal generator 25, which is apart from the lower repetition frequency 1 r - identical to the transmit signal generator 1 1.
  • the mixer 23 is followed by a low-pass filter 27, which filters out the desired due to the time-correspondingly lower frequencies of the time-extended received signal E, and is impermeable to the higher frequencies of the received signal E.
  • a low-pass filter 27 At the output of the low-pass filter 27 is thus the auxiliary signal ZF available, which is compared to the received signal E by a time expansion factor ⁇ temporally stretched equal to a quotient of the transmission repetition frequency f r and a frequency difference Af between the repetition frequency f r of the transmission signal S and the repetition frequency ⁇ (of the reference signal K is:
  • auxiliary signal ZF is supplied to the measuring and evaluation unit 5 according to the invention, where it is rectified on the input side by means of a rectifier 29.
  • Fig. 2 shows a greatly simplified for ease of understanding example of one with the
  • Measuring arrangement of Fig. 1 derived rectified auxiliary signal
  • the first image A1 is due to crosstalk of the transmission signal S in the transmitting and receiving device 7, via which a signal component of the transmission signal S is transmitted directly via the mixer 23 to the measuring and evaluation unit 5.
  • the second image A2 corresponds to the reflector 9 and reflected by a distance D dependent transit time t L of the transmitting and receiving device. 7
  • the auxiliary signal IF between the two images A1, A2 would have an amplitude of zero.
  • the auxiliary signal ZF also has a non-zero, temporally varying amplitude, which is essentially due to noise, in regions located outside the two images A1, A2, which are referred to below as noise region B.
  • Auxiliary signal ZF determined as a function of their transit time t is a function of their transit time t.
  • the circuit structure described in EP 1324 067 A2 mentioned above can be used.
  • ZF points to the maturities t , where the
  • Zero crossings of the auxiliary signal ZF are, in each case a minimum.
  • a differential stage 31 implemented, for example, by a bandpass filter, which performs a two-time differentiation of the rectified auxiliary signal
  • P (t) available that the two-time derivative
  • the output signal P of the differentiating stage 31 has a pronounced peak P at all transit times t 1 at which the auxiliary signal ZF has a zero crossing.
  • This output signal P is then fed to a measuring device 33, which detects the peaks P, in the output signal P and determines the associated transit times t.
  • Measuring device 33 may in the simplest case, for example, a to a
  • Timing device connected comparator which always has a
  • Time recording triggers when the incoming output signal P exceeds a predetermined threshold.
  • the time recording can be carried out by means of an internal clock which measures the times at which the peaks P occur, first absolute, ie without reference to the transit time t.
  • the assignment of these measured times to the actual transit times t can then be made later by using the following Evaluation of the auxiliary signal ZF the start time t 0 determined in relation to the time measured by the clock as an offset and the time scale is converted in total according to the set time expansion factor ⁇ .
  • the reference between the start time t 0 and the time of the internal clock can be transmitted via a control line from the transmitting and receiving device 7 to the measuring device 33.
  • the measuring device 33 the start of the respective measurement cycle, during which sent from periodically transmitted microwave pulses transmit signal S and was derived by stroboscopic sampling of the associated received signal E with the corresponding reference signal K, the present auxiliary signal ZF , possibly taking into account a circuit-related delay time indicates.
  • the transit times t, determined by the measuring device 33, at which the zero crossings of the auxiliary function ZF occur, are supplied for further processing to an intelligent electronic unit 35, for example a microcontroller.
  • the time periods T, of all time intervals lying between successive zero crossings of the auxiliary signal ZF are subsequently determined, and with reference to the respective transit time t, at which they occur
  • FIG. 3 shows by way of illustration a section of the output signal P (t) of the differentiation stage 31, in the transit time range marked e in FIG. In this
  • Running time range C is in the auxiliary signal ZF, a transition from the noise region B in the region of the second image A2.
  • the time periods T each equal to the difference t i + - 1, the transit times t i + , t, at which the corresponding two adjacent peaks P ,, P i + were detected in the output signal P.
  • Each time duration T is assigned the runtime t, at which it occurs.
  • the time duration T, the transit time t, of the previously detected peak P is assigned.
  • the time periods T, the transit time t i + of the respectively associated later detected peak P i + or an average value of the transit times t i , t i + 1 of the two associated peaks P i , P i + could be assigned.
  • the durations T, in the propagation time range of the image A2 are relatively constant, while the durations T, in the noise region, vary greatly. The reason for this is that signal components returning to a reflection of the transmitted microwave pulses of predetermined frequency f s in the received signal E have essentially the same frequency f s as the transmitted microwave pulses.
  • Signal components with a frequency which is equal to twice the frequency f s of the transmitted microwave pulses reduced by the time expansion factor. Accordingly, the period duration of these signal components, referred to hereinafter as the reference period duration T R , in the rectified auxiliary signal
  • noise signals are characterized by a broader frequency spectrum, which reflects again in strongly varying time durations T, in the noise region.
  • Temporal range is divided into discrete segments of equal segment length, and a time window F whose length is equal to a predetermined multiple of the
  • Segment length is.
  • the time window F is gradually shifted over the entire runtime range beginning at the start time t 0 . It is offset in each step by one segment length. Each of the thereby occupied by the time window F
  • time window F in FIG. 3 is shown in an example position which lies completely in the region of FIG.
  • the segmentation of the transit time axis is also indicated in FIG. 3 by short vertical lines.
  • the transit time range can be divided into segments based on the transit times t, the zero crossings of the auxiliary function ZF, between which the time periods T 1 occur
  • the time window is defined by comprising a predetermined number n of consecutive time periods T j to T j + n .
  • a frequency # is determined with which durations T, whose length lies in the range of the reference period T R , occur in the travel time range covered by the time window F in the respective position .
  • a preferably very narrow tolerance range +/- ⁇ is specified by the reference period T R. Accordingly, in the frequency determination all occurring within the time window F in the respective position periods T, are taken into account, which are within the tolerance range T R +/- ⁇ to the reference period T R.
  • the frequency distributions # (t) derived in the manner described above are preferably filtered.
  • Frequency distributions # (t) are filtered by themselves.
  • a low-pass filtering of the frequency values of the frequency distribution # (t) is suitable.
  • the filtering of the frequency values can be carried out, for example, by means of a first-order finite impulse response (FIR) filter, and overall smooths the frequency distribution # (t).
  • FIR finite impulse response
  • filtering may be performed with respect to corresponding frequency values of successive measurement cycles
  • a low-pass filter esp. A FIR filter.
  • This filtering causes a smoothing of the filtered frequency distributions # (t).
  • an averaging can be carried out over, preferably filtered, frequency distributions # (t) derived in successive measuring cycles.
  • the described derivation of the frequency distribution # (t) can be easily executed by the electronic unit 35 with appropriate programming.
  • the determination of the durations Ti (ti) as a function of the associated transit time t can be effected by a suitably designed circuit in hardware and from this the frequency distribution # (t) can be generated as a function of the transit time t via a corresponding digital filter.
  • a further alternative is to execute the determinations of the durations Tj (tj) and the frequency distribution # (t) as a function of the transit time t as a whole by means of a complex programmable logic device (CPLD), to which the output signal P of the differentiation stage 31 is supplied for this purpose.
  • CPLD complex programmable logic device
  • the measuring device 33 comprises only the logic module (CPLD).
  • the time profile of the frequency distribution # (t) is qualitatively consistent with the course of the envelope curve described in the prior art described above.
  • the sought distance D is measured by determining the maximum M L of the frequency distribution # (t) attributable to a reflection of the transmission signal S at the distance D to be measured from the transmitting and receiving device 7, and based on the maximum M L the transit time t L of the signal components attributable to the reflection at the reflector 9 is determined.
  • the determination of the maximum M L and the determination of its transit time t L preferably ensues on the basis of the frequency distribution filtered in the manner described above and / or filtered or averaged over several measuring cycles.
  • the sought distance D then results directly from the time required for the way t L and the propagation speed of the signals.
  • the transit time t L of the signal components attributable to the reflection at the reflector 9 can be determined as the transit time t at which the maximum M L has its maximum value. Since the position of the maximum value of relatively broad maxima only with a certain
  • Measurement uncertainty can alternatively also first a threshold value Running time t s are determined in which - as shown here - a rising or falling edge of the maximum M L exceeds a predetermined threshold # s or below, and from this on the basis of additional information on the shape of the maximum M L the running time t L of be determined on the reflection at the reflector 9 attributable signal components.
  • auxiliary signal ZF is rectified, logarithmized, filtered and digitized for generating the envelope representing the course of the amplitude of the time-extended received signal E as a function of the transit time t
  • the logarithmization nor the digitization of the auxiliary signal is necessary for the generation of the frequency distribution # (t) ZF required.
  • the inventive method over this prior art saves two expensive components with high energy consumption. Accordingly, the distance measuring devices for carrying out the method according to the invention in comparison are cheaper and more energy efficient.
  • the distance measuring method according to the invention is completely analogous also in distance measuring devices operating with ultrasound according to the transit time principle, especially in fill level measuring devices operating with ultrasound.
  • Fig. 5 shows a schematic
  • a transmitting and receiving device 7 'arranged above the container 1 filled with the filling material 3 is provided by means of the transmitted transmission signal S transmitted at a predetermined repetition rate f r for a given frequency f s and duration in the direction of the filling material 3 and the latter Signal portions R reflected on the product surface 9 are received after a travel time t dependent on the distance traveled.
  • the transmitting and receiving device 7 ' comprises a transmission signal generator 37, which generates an electrical alternating voltage signal Us corresponding to the transmission signal S, which is supplied to an ultrasonic transducer 39 which is used here as a transmitting transducer and a receiving transducer.
  • the core of the ultrasound transducer 39 is preferably a piezoelectric element which receives the alternating voltage signal U s applied thereto via an electrode 41
  • ultrasonic transducer 39 Transmits ultrasonic signal and sends out as a transmission signal S.
  • ultrasonic signals received by the ultrasonic transducer 39 in this case the signal components R reflected on the product surface, are converted by the ultrasonic transducer 39 into a corresponding one
  • the auxiliary signal H is then fed to the measuring and evaluation unit 5 already described above in connection with the fill level measuring device operating with microwaves, which then determines the frequency distribution # (t) in the manner described above on the basis of the auxiliary signal H and, as already described above, using the example of FIG with pulsed radar level gauge described the sought distance D determined.
  • the method according to the invention With the method according to the invention, adequate measurement accuracies can be achieved in a cost-effective and energy-efficient manner for most applications.
  • a microwave fill level measuring device with a frequency f s of the signal pulses in the gigahertz range
  • measuring accuracies for the distance measurement in the range of +/- 10 mm can be achieved.
  • the method according to the invention can also be used in distance measuring methods with higher measuring accuracy.
  • the signal conditioning and signal processing required to carry out more accurate methods is generally more complex and complex, the higher the measurement accuracy to be achieved.
  • An example of more accurate distance measuring methods are those in which a
  • Phase difference between transmit and receive signal determines, and are used to more accurately determine the duration of the attributable to the reflection at the reflector 9 signal component. Examples of this are described in DE 44 07 369 A1 and WO 02/065066 A1.
  • the method according to the invention can be used to drastically limit the travel time range over which the more accurate distance measuring method has to be performed.
  • the transit time t L determined by the maximum M L of the frequency distribution # (t) determines the signal components to be returned to the reflection of the transmission signal S at the reflector 9 or the transit time range based on the measured distance D predetermined, in which the reflection on the reflector (9) attributable signal components of the received signal (E) or the auxiliary signal ZF, H are.
  • the transit time range is preferably arranged symmetrically to the transit time t L, which is determined based on the maximum M L of the frequency distribution # (t), and to the signal components to be led back to the reflection of the transmission signal S at the reflector 9.
  • the width of the propagation time range is predetermined as a function of the width of the image A2 in the auxiliary function ZF, H, which is largely attributable to the pulse duration of the signal pulses and to the reflection at the reflector.

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  • Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)

Abstract

Es ist ein kostengünstig und energieeffizient ausführbares Verfahren zur Abstandsmessung nach dem Laufzeitprinzip sowie ein Abstandsmessgerät zur Ausführung dieses Verfahrens beschrieben, bei dem periodisch Signalpulse vorgegebener Frequenz (fs) in Richtung eines im zu messenden Abstand (D) befindlichen Reflektors (9) gesendet, und deren vom Reflektor (9) zurück reflektierten Signalanteile (R) nach einer von deren zurückgelegten Wegstrecke abhängigen Laufzeit (t) als Empfangssignal (E) empfangen werden, Nulldurchgänge eines anhand des Empfangssignals (E) abgeleiteten, die Amplituden- und Phaseninformation des Empfangssignals (E) als Funktion der Laufzeit (t) wiedergebenden Hilfssignals (ZF, H) bestimmt werden, Zeitdauern (Ti) zwischen aufeinander folgenden Nulldurchgängen bestimmt werden, ein Zeitfenster (F) vorgegebener Länge schrittweise über den Laufzeitbereichs verschoben wird, und für jede Position des Zeitfensters (F) eine Häufigkeit (#) bestimmt wird, mit der in dem Zeitfenster (F) in der jeweiligen Position Zeitdauern (Ti) auftreten, deren Länge einer Hälfte der der Frequenz (fs) der Signalpulse entsprechenden Periodendauer entspricht, eine Häufigkeitsverteilung (#(tM)) der Häufigkeiten (#) als Funktion von den Positionen des Zeitfensters (F) zugeordneten Laufzeiten (tM) bestimmt wird, ein auf eine Reflektion der Sendesignale (S) am Reflektor (9) zurück zu führendes Maximum (ML) der Häufigkeitsverteilung (#(t)) ermittelt wird, anhand des Maximums (ML) eine Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten Signalanteile (R) bestimmt wird, und anhand einer Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signalpulse und der Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten Signalanteile (R) der Abstand (D) zum Reflektor (9) bestimmt wird.

Description

Verfahren und Messgerät zur Abstandsmessung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und ein Messgerät zur Abstandsmessung, insb. zur Füllstandmessung, nach dem Laufzeitprinzip, bei dem mittels einer Sende- und
Empfangseinrichtung aus mit einer vorgegebenen Wiederholfrequenz erzeugten
Signalpulsen vorgegebener Frequenz bestehende Sendesignale in Richtung eines im zu messenden Abstand befindlichen Reflektors gesendet, deren in Richtung der Sende- und Empfangseinrichtung zurück reflektierten Signalanteile nach einer von deren
zurückgelegten Wegstrecke abhängigen Laufzeit als Empfangssignal empfangen werden, anhand des Empfangssignal ein Hilfssignal abgeleitet wird, das eine im Empfangssignal enthaltene Amplituden- und Phaseninformation des Empfangssignals als Funktion von der zugehörigen Laufzeit über einen vorgegebenen Laufzeitbereich wiedergibt, anhand des Hilfssignals die Laufzeit des auf die Reflektion des Sendesignal am Reflektor zurück zu führenden Signalanteils bestimmt wird, und anhand dieser Laufzeit und einer
Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signalpulse der Abstand zum Reflektor bestimmt wird.
Derartige nach dem Laufzeitprinzip arbeitende Abstandsmessgeräte werden in weiten Bereichen der industriellen Messtechnik zur Abstandsmessung eingesetzt. Dort werden sie insb. zur Messung von Füllständen von in Behältern befindlichen Füllgütern eingesetzt. Dabei wird ein Abstand zwischen der Sende- und Empfangseinrichtung eines
entsprechenden oberhalb des Behälters montierten Füllstandsmessgeräts und der reflektierenden Füllgutoberfläche gemessen, aus dem sich dann anhand der Einbauhöhe der Sende- und Empfangseinrichtung über dem Behälter unmittelbar der gesuchte Füllstand im Behälter ergibt.
Eine in der industriellen Messtechnik eingesetzte Messgerätgruppe dieser Art bilden mit Mikrowellen nach dem Pulsradar-Verfahren arbeitende Füllstandsmessgeräte. Letztere werden beispielsweise von der Anmelderin unter dem Produktnamen Micropilot vertrieben. Beim Pulsradar-Verfahren werden periodisch mit einer vorgegebenen Wiederholfrequenz, z.B. einer Wiederholfrequenz in der Größenordnung von 1 bis 2 MHz, kurze
Mikrowellenpulse mit Signalfrequenzen im Gigahertzbereich mittels einer Sende- und Empfangsvorrichtung in Richtung eines in dem zu messenden Abstand befindlichen Reflektors gesendet, und deren in Richtung der Sende- und Empfangseinrichtung zurück reflektierten Signalanteile nach einem vom Abstand des zugehörigen Reflektors von der Sende und Empfangseinrichtung abhängigen Laufzeit empfangen. Dabei wird regelmäßig anhand des Empfangssignals ein Hilfssignal abgleitet, dass die im Empfangssignal enthaltene Amplituden- und Phaseninformation des Empfangssignals als Funktion der zugehörigen Laufzeit wiedergibt. Aufgrund der hohen Signalfrequenzen und der in der Regel sehr kurzen aufzulösenden Laufzeiten bzw. Laufzeitunterschiede, wird hierzu ein häufig als Zwischenfrequenzsignal bezeichnetes Hilfssignal generiert, das ein zeit-gedehntes Abbild des Empfangssignals ist. Ein entsprechendes Verfahren ist beispielsweise in der EP 1 324 067 A2 beschrieben. Wie dort ebenfalls beschrieben, wird das Hilfssignal üblicher Weise nachfolgend gleichgerichtet und über einen Tiefpassfilter und einen Analog-Digitalwandler einer Auswerteeinheit zugeführt. Da die Amplitude der Empfangssignale mit dem Quadrat der zurückgelegten Wegstrecke abnimmt, kann das Empfangssignal stark unterschiedliche Amplituden aufweisen. Um diese einer besseren messtechnischen Erfassung zugänglich zu machen, wird das Hilfssignal vorzugsweise zusätzlich logarithmiert. Die Messung der Laufzeit des an dem in dem zu messenden Abstand befindlichen Reflektor reflektierten Signalanteils erfolgt nun, indem eine häufig als Hüllkurve bezeichnete Einhüllende des gleichgerichteten und logarithmierten Hilfssignals durch Filterung erzeugt und zur anschließenden
Signalverarbeitung digitalisiert wird. Die Hüllkurve gibt den Verlauf der Amplitude des zeitgedehnten Empfangssignals als Funktion der Laufzeit wieder. Auf eine Reflektion an einem in einem zu messenden Abstand von der Sende- und Empfangseinrichtung befindlichen Reflektor zurück zuführende Signalanteile des Empfangssignals bewirken in der Hüllkurve ein Maximum bei der für den Weg zum zugehörigen Reflektor und zurück benötigten Laufzeit. Entsprechend ergibt sich aus der Laufzeit des Maximums der
Hüllkurve und der Ausbreitungsgeschwindigkeit der verwendeten Signale unmittelbar der gesuchte Abstand.
Darüber hinaus ist in der EP 1324 067 A2 beschrieben, die Messgenauigkeit dieser Messgeräte zu verbessern, indem zusätzlich zu der anhand der Hüllkurve gemessenen Laufzeit eine Phasendifferenz zwischen dem Sende- und dem Empfangssignal gemessen und zur Korrektur der anhand der Hüllkurve bestimmten Laufzeit des Maximums verwendet wird.
Dabei wird die Phaseninformation parallel zu der Ableitung der Hüllkurve anhand des logarithmierten Zwischenfrequenzsignals abgeleitet. Hierzu wird das logarithmierte Zwischenfrequenzsignal über eine Differenzierstufe zwei mal nach der Laufzeit differenziert. Am Ausgang der Differenzierstufe steht damit ein Ausgangssignal zur Verfügung, das ausgeprägte Peaks an den den Nulldurchgängen des
Zwischenfrequenzsignals entsprechenden Laufzeiten aufweist. Hierüber können die Laufzeiten der Nulldurchgänge und damit die Phasenlage des Empfangssignals bestimmt werden, ohne dass eine Digitalisierung des Ausgangssignals erforderlich ist, indem die Peak-Amplituden beispielsweise mit Hilfe eines Schmitt-Triggers vereinheitlicht und die zugerhörigen Laufzeiten mit Hilfe eines Timers erfasst werden. Eine weitere in der industriellen Messtechnik eingesetzte Messgerätgruppe dieser Art bilden mit Ultraschall nach dem Pulslaufzeit-Verfahren arbeitende Füllstandsmessgeräte. Letztere werden beispielsweise von der Anmelderin unter dem Produktnamen Prosonic vertrieben.
Auch hier werden mittels einer entsprechenden Sende- und Empfangseinrichtung mit einer vorgegebenen Wiederholfrequenz kurze Ultraschallpulse vorgegebener Frequenz und Dauer mittels eines Ultraschallwandlers gesendet und deren zur Sende- und
Empfangseinrichtung zurück reflektierten Signalanteile nach einer von der zurückgelegten Wegstrecke abhängigen Laufzeit empfangen. Die Frequenzen der Ultraschallpulse liegen hier in der Regel im Bereich von 1 kHz bis 200kHz, so dass eine Zeitdehnung des über den Ultraschallwandler empfangenen Empfangssignals nicht erforderlich ist. Typischer Weise wird hier ein Hilfssignal abgeleitet, das dem verstärkten Empfangssignal entspricht.
Abgesehen von diesem in der niedrigeren Signalfrequenz begründeten Unterschied erfolgt die weitere Signalverarbeitung prinzipiell auf die gleiche Weise, wie bei einem mit
Mikrowellen arbeitenden Füllstandsmessgerät. D. h. auch hier wird das Hilfssignal mittels eines Analog-Digital Wandlers digitalisiert, gegebenenfalls logarithmiert, und es wird eine Hüllkurve abgeleitet, die den Verlauf der Amplituden des Empfangssignals als Funktion der zugehörigen für den Weg von der Sende- und Empfangseinheit zum jeweiligen Reflektor und zurück benötigten Laufzeit wiedergibt. Anhand der Hüllkurve wird auch hier wieder, das auf die Reflektion des im zu messenden Abstand befindlichen Reflektors zurückzuführende Maximum der Hüllkurve bestimmt, und anhand von dessen Laufzeit der gesuchte Abstand berechnet. Abstandsmessgeräte dieser Art weisen den Nachteil auf, dass für die Aufbereitung der Hüllkurve und deren Digitalisierung ein hoher Bauteilaufwand erforderlich ist, der sich sowohl auf die Produktionskosten derartiger Abstandsmessgerät als auch auf deren Energieverbrauch nachteilig auswirkt. Dabei liegt der Hauptbeitrag sowohl bezüglich der Kosten als auch bezüglich des Energieverbrauchs bei dem in der Regel erforderlichen Logarithmierer und dem für die Erzeugung der Hüllkurve zwingend erforderlichen hochwertigen Analog-Digital Wandler.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung ein Verfahren und ein Messgerät zur Ausführung dieses Verfahrens anzugeben, mit dem eine kostengünstige und energieeffizientere
Abstandsmessung ausführbar ist.
Hierzu umfasst die Erfindung ein Verfahren zur Abstandsmessung nach dem
Laufzeitprinzip, bei dem - mittels einer Sende- und Empfangseinrichtung aus mit einer
vorgegebenen Wiederholfrequenz erzeugten Signalpulsen
vorgegebener Frequenz bestehende Sendesignale in Richtung
eines im zu messenden Abstand von der Sende- und
Empfangseinrichtung befindlichen Reflektors gesendet, und
deren in Richtung der Sende- und Empfangseinrichtung zurück
reflektierten Signalanteile nach einer von deren zurückgelegten
Wegstrecke abhängigen Laufzeit als Empfangssignal empfangen
werden,
- ein eine im Empfangssignal enthaltene Amplituden- und Phaseninformation des
Empfangssignals als Funktion der zugehörigen Laufzeit über einen vorgegebenen Laufzeitbereich wiedergebendes Hilfssignal abgeleitet wird,
- Laufzeiten, bei denen das Hilfssignals Nulldurchgänge
aufweist, bestimmt werden,
- Zeitdauern zwischen aufeinander folgenden Nulldurchgängen
bestimmt werden,
- ein Zeitfenster vorgegebener Länge schrittweise über den gesamten
Laufzeitbereichs verschoben wird,
- für jede Position des Zeitfensters eine Häufigkeit bestimmt wird, mit
der in dem Zeitfenster Zeitdauern auftreten, deren Länge einer
Hälfte der der Frequenz der Signalpulse entsprechenden Periodendauer entspricht,
- eine Häufigkeitsverteilung der Häufigkeiten als Funktion von
den Positionen des Zeitfensters zugeordneten Laufzeiten bestimmt
wird,
- ein auf eine Reflektion der Sendesignale am Reflektor zurück zu führendes Maximum der Häufigkeitsverteilung ermittelt wird,
- anhand des Maximums eine Laufzeit der am Reflektor reflektierten Signalanteile
bestimmt wird, und
- anhand einer Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signalpulse und der Laufzeit der am
Reflektor reflektierten Signalanteile der Abstand zum Reflektor bestimmt wird.
Gemäß einer ersten Ausgestaltung
- wird der Laufzeitbereich in diskrete Segmente gleicher Segmentlänge unterteilt,
- ist die Länge des Zeitfensters gleich einem vorgegebenen Vielfachen der
Segmentlänge, und.
- wird das Zeitfenster bei der schrittweisen Verschiebung in jedem Schritt um
eine Segmentlänge verschoben. Gemäß einer zweiten Ausgestaltung
- wird der Laufzeitbereich anhand der Laufzeiten der Nulldurchgänge der Hilfsfunktion, zwischen denen die Zeitdauern liegen, in Segmente unterschiedlicher Länge unterteilt, und
- das Zeitfenster wird in jeder Position derart vorgegeben, dass es eine vorgegebene Anzahl aufeinander folgender Zeitdauern umfasst.
Gemäß einer Ausgestaltung der ersten oder der zweiten Ausgestaltung wird den einzelnen Positionen des Zeitfensters jeweils diejenige Laufzeit zugeordnet, über der sich in der jeweiligen Position eine Fenstermitte des Zeitfensters befindet.
Gemäß einer Weiterbildung
- wird die aufgezeichnete Häufigkeitsverteilung mittels eines Filters, insb. eines Filters mit endlicher Impulsantwort (Finite Impulse Response (FIR) -Filter) gefiltert, und
- das auf die Reflektion am Reflektor zurückzuführende Maximum und die Laufzeit der am Reflektor reflektierten Signalanteile wird anhand der gefilterten Häufigkeitsverteilung bestimmt.
Gemäß einer Weiterbildung des Verfahrens
- wird anhand von in aufeinander folgenden Messzyklen aufgezeichneten
Häufigkeitsverteilungen eine Filterung oder eine Mittelung bezüglich einander entsprechender Häufigkeitswerte der in den aufeinander folgenden Messzyklen aufgezeichneten Häufigkeitsverteilungen vorgenommen, und
- es werden das auf die Reflektion am Reflektor zurückzuführende Maximum und die Laufzeit der am Reflektor reflektierten Signalanteile anhand der gefilterten oder gemittelten Häufigkeitsverteilung bestimmt.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung
- sind die Sendesignale periodisch mit der Wiederholfrequenz gesendete
Mikrowellenpulse, und
- das Hilfssignal ist ein zeitgedehntes Abbild des Empfangssignals.
Gemäß einer alternativen Ausgestaltung sind die Sendesignale periodisch mit der Wiederholfrequenz gesendete Ultraschallpulse.
Weiter umfasst die Erfindung ein Verfahren zur Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens in einem Abstandsmessverfahren mit höherer Messgenauigkeit, bei dem - anhand der mittels der Häufigkeitsverteilung ermittelten Laufzeit der am Reflektor reflektierten Signalanteile oder dem mittels der Häufigkeitsverteilung ermittelten gemessenen Abstand ein beschränkter Laufzeitbereich bestimmt wird, in dem auf die Reflektion am Reflektor zurückzuführende Signalanteile des Empfangssignals oder des Hilfssignals liegen, und
- die Ausführung des genaueren Abstandsmessverfahrens auf den beschränkten
Laufzeitbereich begrenzt wird.
Weiter umfasst die Erfindung ein Abstandsmessgerät zur Ausführung des
erfindungsgemäßen Verfahrens mit
- einer Sende- und Empfangseinrichtung zum Senden der
Sendesignale und zum Empfang der Empfangssignale,
- einer Eingangsschaltung zur Ableitung des Hilfssignals, und
- einer Mess- und Auswerteinheit,
- die die Laufzeiten von Nulldurchgängen des Hilfssignals bestimmt,
- die Zeitdauern zwischen aufeinander folgenden
Nulldurchgängen bestimmt, und
- die Häufigkeiten bestimmt, mit denen innerhalb des schrittweise über
den gesamten Laufzeitbereichs verschobenen Zeitfensters Zeitdauern
auftreten, deren Länge einer Hälfte der der Frequenz der
Signalpulse entsprechenden Periodendauer entspricht,
- die anhand der Häufigkeiten eine Häufigkeitsverteilung der
Häufigkeiten als Funktion von den jeweiligen Positionen des
Zeitfensters zugeordneten Laufzeiten bestimmt,
- die das auf die Reflektion der Sendesignale am Reflektor zurück
zu führende Maximum der Häufigkeitsverteilung bestimmt,
- die anhand des Maximums eine Laufzeit der am Reflektor reflektierten Signalanteile bestimmt, und
- die anhand einer Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signalpulse und der Laufzeit der am Reflektor reflektierten Signalanteile den Abstand zum Reflektor bestimmt.
Gemäß einer Weiterbildung des Abstandsmessgeräts umfasst die Mess- und
Auswerteinheit
- einen Gleichrichter zur Gleichrichtung des Hilfssignals,
- eine an den Gleichrichter angeschlossene Differenzierstufe zur
Bestimmung einer zweiten Ableitung des gleichgerichteten Hilfssignals
nach der Laufzeit,
- eine an die Differenzierstufe angeschlossene Messeinrichtung zur Erfassung von in einem Ausgangssignal der Differenzierstufe auftretenden Peaks und deren Laufzeiten, und
- eine der Messeinrichtung nach geschaltete intelligente elektronische
Einheit, insb. einen MikroController.
Gemäß einer Ausgestaltung des Abstandsmessgerats umfasst die Messeinrichtung einen komplexen programmierbaren Logikbaustein.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung
- ist der zu messende Abstand ein Abstand zwischen der Sende- und Empfangseinrichtung und einer Oberfläche eines Füllguts in
einem Behälter, und
- das Abstandsmessgerät bestimmt anhand des gemessenen Abstands und einer
Einbauhöhe der Sende- und Empfangseinrichtung oberhalb des Behälters einen Füllstand des Füllguts im Behälter.
Ein wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass die Abstandsmessung ausschließlich auf einer Auswertung der im Empfangssignal enthaltenen Frequenzen basiert, und die Frequenzinformation auf kostengünstige und energieeffiziente Weise anhand der Nulldurchgänge des Hilfssignals gewonnen wird.
Im Unterschied zu herkömmlichen Abstandsmessgeräten dieser Art, wird hierfür weder ein Logarithmier noch ein Analog-Digital Wandler benötigt. Abgesehen von der einfachen Zeiterfassung der Nulldurchgänge des Hilfssignals werden darüber hinaus keine weiteren Bauteile benötigt, die nicht ohnehin in Abstandsmessgeräten dieser Art vorhanden sind.
Die Erfindung und deren Vorteile werden nun anhand der Figuren der Zeichnung, in denen zwei Ausführungsbeispiele dargestellt sind, näher erläutert; gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Fig. 1 zeigt: eine schematische Darstellung einer Füllstandsmessanordnung
mit einem Pulsradar-Füllstandsmessgerät mit einer
erfindungsgemäßen Messschaltung; Fig. 2 zeigt: ein mit dem Füllstandsmessgerät von Fig. 1 abgeleitetes
gleichgerichtetes Hilfssignal;
Fig. 3 zeigt: ein Ausgangssignal der Differenzierstufe von Fig. 1 in einem in Fig. 2 markierten Laufzeitbereich;
Fig. 4 zeigt: eine Häufigkeitsverteilung der Häufigkeiten mit denen im
Hilfssignal einer Referenzperiodendauer entsprechende
Zeitdauern zwischen aufeinander folgenden Nulldurchgängen auftreten; und
Fig. 5 zeigt: eine schematische Darstellung einer Füllstandsmessanordnung
mit einem Ultraschall-Füllstandsmessgerät mit einer
erfindungsgemäßen Messschaltung.
Das erfindungsgemäße Verfahren zur Abstandsmessung sowie ein zugehöriges
Abstandsmessgerät zur Ausführung dieses Verfahrens ist nachfolgend zunächst am Beispiel einer Füllstandsmessanordnung mit einem Pulsradar Füllstandsmessgerät beschrieben.
Fig. 1 zeigt hierzu eine schematische Darstellung einer Füllstandsmessanordnung zur Messung eines Füllstands L eines in einem Behälter 1 befindlichen Füllguts 3 mit einem Pulsradar-Füllstandsmessgerät mit einer erfindungsgemäßen Mess- und Auswerteinheit 5.
Das Abstandsmessgerät umfasst eine Sende- und Empfangsvorrichtung 7, mit der es im Messbetrieb Sendesignale S in Richtung eines im zu messenden Abstand D befindlichen Reflektors 9, hier der Füllgutoberfläche, sendet. Die Sendesignale S bestehen aus mit einer vorgegebenen Wiederholfrequenz fr generierten Signalpulsen vorgegebener Frequenz fs und Dauer.
Die Sende- und Empfangsvorrichtung 7 umfasst einen Sendesignal-Generator 1 1 , der mit der vorgegebenen Wiederholfrequenz fr Mikrowellenpulse der vorgegebenen Frequenz fs generiert und über einen Richtkoppler 13 einer oberhalb des Reflektors 9 montierten Antenne 15 zuführt, die das vom Sendesignal-Generator 1 1 bereitgestellte Sendesignal S in Richtung des Reflektors 9 sendet.
Der Sendesignal-Generator 1 1 umfasst beispielsweise einen mit der Wiederholfrequenz fr schwingenden Oszillator 17, dem ein Pulsgenerator 19 nachgeschaltet ist. Der
Pulsgenerator 19 erzeugt anhand des Oszillatorsignal ein Steuersignal aus kurzen aufeinander folgenden Rechteckpulsen mit dem eine Mikrowellenquelle 21 angesteuert wird. Die Mikrowellenquelle 21 ist beispielsweise eine Gunn Diode. Sie kann entweder wie hier dargestellt über das hierzu als Triggersignal verwendete Steuersignal entsprechend ein- und ausgeschaltet werden, oder permanent Mikrowellen der vorgegebenen Frequenz fs erzeugen, die dann einer Torschaltung zugeführt werden, die abhängig vom Steuersignal öffnet oder sperrt. Im Behälter 1 in Richtung der Sende- und Empfangseinrichtung 7 zurück reflektierte Signalanteile R des Sendesignals S werden von dieser nach einer von deren
zurückgelegten Wegstrecke abhängigen Laufzeit t über die Antenne 15 als
Empfangssignal E empfangen. In der Sende- und Empfangseinrichtung 7 wird anhand des Empfangssignals E ein
Hilfssignal ZF abgeleitet, das eine im Empfangssignal E enthaltende Amplituden- und Phaseninformation des Empfangssignals E als Funktion der zugehörigen Laufzeit t über einen vorgegebenen Laufzeitbereich wiedergibt. Der Laufzeitbereich beginnt in jedem Messzyklus mit einer Startzeit t0, bei der der erste Mikrowellenpuls des Sendesignals S gesendet wird. Die Gesamtdauer des Laufzeitbereichs ist nach oben durch die der
Wiederholfrequenz fr entsprechende Wiederholungsperiodendauer 1 /fr begrenzt und kann zusätzlich durch Vorgabe eines maximalen zu messenden Abstands D begrenzt werden.
Das Hilfssignal ZF ist genau wie beim eingangs beschriebenen Stand der Technik auch hier vorzugsweise ein zeitgedehntes Abbild des Empfangssignals E. Das Hilfssignal ZF wird mittels einer Eingangsschaltung erzeugt, in der das Empfangssignal E über den Richtkoppler 13 einem Mischer 23 zugeführt und dort einem geeigneten Referenzsignal K überlagert wird. Zur Erzielung der gewünschten Zeitdehnung wird als Referenzsignal K ein aus
Mikrowellenpulsen bestehendes Signal verwendet, das bezüglich Frequenz und Pulsdauer der Mikrowellenpulse identisch zum Sendesignal S ist, bei dem die Mikrowellenpulse jedoch mit einer Wiederholfrequenz 1r- erzeugt werden, die geringfügig kleiner als die Wiederholfrequenz fr der gesendeten Mikrowellenpulse ist. Das Referenzsignal K wird in dem gezeigten Ausführungsbeispiel mittels eines Referenzsignal-Generators 25 erzeugt, der abgesehen von der geringeren Wiederholfrequenz 1r- identisch zu dem Sendesignal- Generator 1 1 ist.
Dem Mischer 23 ist ein Tiefpassfilter 27 nachgeschaltet, der die gewünschten aufgrund der Zeitdehnung entsprechend niedrigeren Frequenzen des zeitgedehnten Empfangssignals E herausfiltert, und für die höheren Frequenzen des Empfangssignals E undurchlässig ist. Am Ausgang des Tiefpassfilters 27 steht damit das Hilfssignal ZF zur Verfügung, das gegenüber dem Empfangssignal E um einen Zeitdehnungsfaktor α zeitlich gedehnt ist, der gleich einem Quotienten aus der Sende-Wiederholfrequenz fr und einer Frequenzdifferenz Af zwischen der Wiederholfrequenz fr des Sendesignals S und der Wiederholfrequenz \( des Referenzsignals K ist:
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Das Hilfssignal ZF wird der erfindungsgemäßen Mess- und Auswerteeinheit 5 zugeführt, wo es eingangsseitig mittels eines Gleichrichters 29 gleichgerichtet wird. Fig. 2 zeigt ein zur Erleichterung des Verständnisses stark vereinfachtes Beispiel eines mit der
Messanordnung von Fig. 1 abgeleiteten gleichgerichteten Hilfssignals | ZF | . Es weist zwei markante Abbilder A1 , A2 von Sendesignalanteilen auf. Das erste Abbild A1 ist auf ein Übersprechen des Sendesignals S in der Sende- und Empfangseinrichtung 7 zurückzuführen, über das ein Signalanteil des Sendsignals S unmittelbar über den Mischer 23 zur Mess- und Auswerteinheit 5 übertragen wird.
Das zweite Abbild A2 entspricht dem am Reflektor 9 reflektierten und nach einer vom Abstand D abhängigen Laufzeit tL von der Sende- und Empfangseinrichtung 7
empfangenen Signalanteil R des Sendesignals S. Unter idealen Bedingungen würde das Hilfssignal ZF zwischen den beiden Abbildern A1 , A2 eine Amplitude von Null aufweisen. Tatsächlich weist das Hilfssignal ZF aber auch in nachfolgend als Rauschbereich B bezeichneten außerhalb der beiden Abbilder A1 , A2 liegenden Bereichen eine von Null verschiedene, zeitlich variierende Amplitude auf, die im Wesentlichen durch Rauschen bedingt ist.
Während die im Hilfssignal ZF im Bereich der Abbildungen A1 , A2 enthaltenen
Frequenzen im Wesentlichen der um den Zeitdehnungsfakor reduzierten Frequenz fs der gesendeten Mikrowellenpulse entsprechen, sind die im Rauschbereich B auftretenden Frequenzen aufgrund der stochastischen Natur des Rauschens zufällig verteilt.
Diese Tatsache wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren verwendet, um - allein anhand der im Hilfssignal ZF als Funktion der Laufzeit t vorliegenden
Frequenzinformationen - die für die Abstandsmessung zu bestimmende Laufzeit tL des auf die Reflektion am Reflektor 9 zurückzuführenden Abbilds A2 zu bestimmen. Da den Amplituden des Empfangssignals E und entsprechend auch des Hilfssignals ZF in dem erfindungsgemäßen Verfahren keine besondere messtechnische Bedeutung zukommt, ist hier im Unterschied zu den aus dem Stand der Technik bekannten Verfahren keine Logarithmierung des Hilfssignals ZF erforderlich.
Um aus dem Hilfssignal ZF die benötigte auf die Laufzeit t bezogene Frequenzinformation ableiten zu können, werden erfindungsgemäß zunächst die Nulldurchgänge des
Hilfssignals ZF als Funktion von deren Laufzeit t bestimmt. Dabei kann beispielsweise der eingangs erwähnte in der EP 1324 067 A2 beschriebene Schaltungsaufbau verwendet werden.
Das gleichgerichtete Hilfssignal | ZF | weist bei den Laufzeiten t,, bei denen die
Nulldurchgänge des Hilfssignals ZF liegen, jeweils ein Minimum auf. Zur Bestimmung der Laufzeiten t, dieser Minima wird das gleichgerichtete Hilfssignal | ZF | einer - beispielsweise durch einen Bandpass realisierten -Differenzierstufe 31 zugeführt, die eine zweimalige Differenzierung des gleichgerichteten Hilfssignals | ZF | nach der Laufzeit t bewirkt. Am Ausgang der Differenzierstufe 31 steht damit ein Ausgangssignal P(t) zur Verfügung, dass die zweimalige Ableitung | ZF | " des gleichgerichteten Hilfssignals | ZF | nach der Laufz :
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als Funktion der Laufzeit t wiedergibt.
Entsprechend weist das Ausgangssignal P der Differenzierstufe 31 bei allen Laufzeiten t,, bei denen das Hilfssignals ZF einen Nulldurchgang aufweist, einen ausgeprägten Peak P, auf.
Dieses Ausgangssignal P wird nun einer Messeinrichtung 33 zugeführt, die die Peaks P, im Ausgangssignal P erkennt und die zugehörigen Laufzeiten t, bestimmt. Die
Messeinrichtung 33 kann im einfachsten Fall beispielsweise einen an eine
Zeitmesseinrichtung angebundenen Komparator aufweisen, der immer dann eine
Zeitaufzeichnung auslöst, wenn das eingehende Ausgangssignal P einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet.
Die Zeitaufzeichnung kann mittels einer internen Uhr erfolgen, die die Zeiten, bei denen die Peaks P, auftreten, zunächst absolut, d.h. ohne Bezug zur Laufzeit t misst. Die Zuordnung dieser gemessenen Zeiten zu den tatsächlichen Laufzeiten t kann dann nachträglich vorgenommen werden, indem anhand der nachfolgend beschriebenen Auswertung des Hilfssignals ZF die Startzeit t0 in Relation zu der von der Uhr gemessenen Zeit als Offset bestimmt und die Zeitskala insgesamt entsprechend dem eingestellten Zeitdehnungsfaktor α umgerechnet wird. Alternativ kann der Bezug zwischen der Startzeit t0 und der Zeit der internen Uhr über eine Steuerleitung von der Sende- und Empfangseinrichtung 7 zur Messeinrichtung 33 übertragen werden. Dies geschieht beispielsweise über eine hier nicht dargestellte Steuerung, die der Messeinrichtung 33 den Start des jeweiligen Messzyklusses, während dem das aus periodisch gesendeten Mikrowellenpulsen bestehende Sendesignal S gesendet und durch stroboskopische Abtastung des zugehörigen Empfangssignals E mit dem entsprechenden Referenzsignal K das vorliegende Hilfssignal ZF abgeleitet wurde, gegebenenfalls unter Berücksichtigung einer schaltungsbedingten Verzögerungszeit, anzeigt. Die von der Messeinrichtung 33 bestimmten Laufzeiten t,, bei denen die Nulldurchgänge der Hilfsfunktion ZF auftreten, werden zur weiteren Verarbeitung einer intelligenten elektronischen Einheit 35, z.B. einem MikroController, zugeführt.
In der elektronischen Einheit 35 werden nachfolgend die Zeitdauern T, von allen zwischen aufeinander folgenden Nulldurchgängen des Hilfssignals ZF liegenden Zeitintervallen bestimmt, und unter Bezug zu der jeweiligen Laufzeit t,, bei der sie auftreten
abgespeichert. Jedes Zeitintervall entspricht damit dem zeitlichen Abstand zweier benachbarter Peaks P,, Pi+ im Ausgangssignal P. Fig. 3 zeigt zur Veranschaulichung einen Ausschnitt des Ausgangssignals P(t) der Differenzierstufe 31 , in dem in Fig. 2 mit e markierten Laufzeitbereich. In diesem
Laufzeitbereich C liegt im Hilfssignal ZF ein Übergang vom Rauschbereich B in den Bereich des zweiten Abbildes A2 vor. Wie rechts in Fig. 3 anhand eines Beispiels dargestellt, sind die Zeitdauern T, jeweils gleich der Differenz ti+ - 1, der Laufzeiten ti+ , t, bei denen die entsprechenden beiden benachbarten Peaks P,, Pi+ im Ausgangssignal P detektiert wurden. Jeder Zeitdauer T, wird die Laufzeit t, zugeordnet, bei der sie auftritt. In dem gezeigten Beispiel ist der Zeitdauer T, die Laufzeit t, des früher detektierten Peaks P, zugeordnet. Alternativ könnte den Zeitdauern T, die Laufzeit ti+ des jeweils zugehörigen später detektierten Peaks Pi+ oder auch ein Mittelwert der Laufzeiten t,, ti+1 der beiden zugehörigen Peaks P,, Pi+ zugeordnet werden. Wie aus Fig. 3 ersichtlich sind die Zeitdauern T, im Laufzeitbereich des Abbildes A2 relativ konstant, während die Zeitdauern T, im Rauschbereich stark variieren. Ursache hierfür ist, dass auf eine Reflektion der gesendeten Mikrowellenpulse vorgegebener Frequenz fs zurückgehenden Signalanteile im Empfangssignal E im wesentlichen die gleiche Frequenz fs aufweisen wie die gesendeten Mikrowellenpulse. Dementsprechend bilden sie im gleichgerichteten Hilfssignal | ZF | Signalanteile mit einer Frequenz, die gleich dem Doppelten der um den Zeitdehnungsfakor reduzierten Frequenz fs der gesendeten Mikrowellenpulse ist. Entsprechend ist die nachfolgend als Referenzperiodendauer TR bezeichnete Periodendauer dieser Signalanteile im gleichgerichteten Hilfssignal | ZF | durch die Hälfte des Kehrwerts der um den Zeitdehnungsfaktor α reduzierten Frequenz fs der gesendeten Mikrowellenpulse gegeben:
Demgegenüber zeichnen sich Rauschsignale durch ein breiteres Frequenzspektrum aus, dass sich in stark variierenden Zeitdauern T, im Rauschbereich wieder spiegelt.
Für die nachfolgende Auswertung wird der von der Hilfsfunktion ZF überdeckte
Laufzeitbereich insgesamt in diskrete Segmente gleicher Segmentlänge unterteilt, und ein Zeitfenster F definiert, dessen Länge gleich einem vorgegebenen Vielfachen der
Segmentlänge ist. Das Zeitfenster F wird beginnend bei der Startzeit t0 schrittweise über den gesamten Laufzeitbereich verschoben. Dabei wird es in jedem Schritt um eine Segmentlänge versetzt. Jeder der dabei von dem Zeitfenster F eingenommenen
Positionen entlang der Laufzeitachse t wird eine der eingenommenen Position
entsprechende Laufzeit t zugeordnet. Zur Veranschaulichung ist in Fig. 3 das Zeitfenster F in einer vollständig im Bereich der Abbildung A2 liegenden Beispielposition dargestellt. Die Segmentierung der Laufzeitachse ist in Fig. 3 ebenfalls durch kurze vertikale Striche angedeutet. Jeder Position des Zeitfensters F ist vorzugsweise jeweils diejenige Laufzeit t:= tM zugeordnet, über der sich eine Fenstermitte des Zeitfensters F in der jeweiligen Position befindet.
Alternativ kann der Laufzeitbereich anhand der Laufzeiten t, der Nulldurchgänge der Hilfsfunktion ZF, zwischen denen die Zeitdauern T, auftreten, in Segmente
unterschiedlicher Länge unterteilt werden. In dem Fall wird das Zeitfenster dadurch definiert, das es jeweils eine vorgegebene Anzahl n aufeinander folgender Zeitdauern Tj bis Tj+n umfasst. Auch hier wird das Zeitfenster in jedem Schritt um ein Segment verschoben, und der jeweiligen Position des jeweiligen Zeitfensters vorzugsweise diejenige Laufzeit t:= tM zugeordnet, über der sich jeweils die Fenstermitte befindet.
Für jede Position, die das Zeitfenster F beim Verschieben entlang der Laufzeitachse t einnimmt, wird jeweils eine Häufigkeit # bestimmt, mit der in dem vom Zeitfenster F in der jeweiligen Position überdeckten Laufzeitbereich Zeitdauern T, auftreten, deren Länge im Bereich der Referenzperiodendauer TR liegt. Hierzu wird ein vorzugsweise sehr enger Toleranzbereich +/-ΔΤ um die Referenzperiodendauer TR vorgegeben. Entsprechend werden bei der Häufigkeitsbestimmung alle innerhalb des Zeitfensters F in der jeweiligen Position auftretenden Zeitdauern T, berücksichtigt, die innerhalb des Toleranzbereichs TR +/- ΔΤ um die Referenzperiodendauer TR liegen.
Anhand der auf diese Weise bestimmten Häufigkeiten # wird eine in Fig. 4 dargestellte Häufigkeitsverteilung #(t) abgeleitet, die die Häufigkeiten # als Funktion der den jeweiligen Positionen des Zeitfensters F zugeordneten Laufzeiten t:=tM bestimmt.
Um Streuungen der Häufigkeitswerte von in unmittelbar aufeinander folgenden
Messzyklen aufgezeichneten Häufigkeitsverteilungen #(t) auszugleichen, werden die auf die oben beschriebene Weise abgeleiteten Häufigkeitsverteilungen #(t) vorzugsweise gefiltert.
Hierzu kann zum einen jede einzelne in einem Messzyklus aufgezeichnete
Häufigkeitsverteilungen #(t) für sich genommen gefiltert werden. Dazu eignet sich zum Beispiel eine Tiefpassfilterung der Häufigkeitswerte der Häufigkeitsverteilung #(t). Die Filterung der Häufigkeitswerte kann beispielsweise mittels eines Filters mit endlicher Impulsantwort (Finite Impulse Response (FIR) -Filter) erster Ordnung ausgeführt werden, und bewirkt insgesamt eine Glättung der Häufigkeitsverteilung #(t).
Alternativ oder zusätzlich hierzu kann eine Filterung bezüglich einander entsprechender Häufigkeitswerte von in aufeinander folgenden Messzyklen aufgezeichneten
Häufigkeitsverteilungen #(t) vorgenommen werden.
Auch hierfür eignet sich ein Tiefpassfilter, insb. ein FIR-Filter. Auch diese Filterung bewirkt insgesamt eine Glättung der gefilterten Häufigkeitsverteilungen #(t). Darüber hinaus kann eine Mittelung über in aufeinander folgenden Messzyklen abgeleitete, vorzugsweise gefilterte, Häufigkeitsverteilungen #(t) ausgeführt werden.
Die beschriebene Ableitung der Häufigkeitsverteilung #(t) kann bei entsprechender Programmierung ohne weiteres von der elektronischen Einheit 35 ausgeführt werden. Alternativ kann die Bestimmung der Zeitdauern Ti(ti) in Abhängigkeit von der zugeordneten Laufzeit t, durch eine entsprechend ausgelegte Schaltung in Hardware erfolgen und hieraus über ein entsprechendes digitales Filter die Häufigkeitsverteilung #(t) als Funktion der Laufzeit t generiert werden.
Eine weitere Alternative besteht darin, die Bestimmungen der Zeitdauern Tj(tj) und der Häufigkeitsverteilung #(t) als Funktion der Laufzeit t insgesamt mittels eines komplexen programmierbaren Logikbausteins (CPLD) auszuführen, dem hierzu das Ausgangssignal P der Differenzierstufe 31 zugeführt wird. In dem Fall umfasst die Messeinrichtung 33 lediglich den Logikbaustein (CPLD).
Aufgrund der oben beschriebenen für die im Hilfssignal ZF enthaltenen Frequenzen maßgeblichen Faktoren stimmt der zeitliche Verlauf der Häufigkeitsverteilung #(t) qualitativ mit dem Verlauf der eingangs beschriebenen im Stand der Technik verwendeten Hüllkurve überein.
D. h. auf eine Reflektion des Sendesignals S an dem im zu messenden Abstand D von der Sende- und Empfangseinrichtung 7 befindlichen Reflektor 9 zurückzuführende
Signalanteile im Empfangsignal E bewirken ein ausgeprägtes Maximum M2 in der Häufigkeitsverteilung #(t) im Bereich der für den Weg zum Reflektor 9 und zurück benötigten Laufzeit tL. Dementsprechend wird der gesuchte Abstand D gemessen, indem das auf eine Reflektion des Sendesignals S an dem im zu messenden Abstand D von der Sende- und Empfangseinrichtung 7 befindlichen Reflektor 9 zurückzuführende Maximum ML der Häufigkeitsverteilung #(t) ermittelt, und anhand des Maximums ML die Laufzeit tL der auf die Reflektion am Reflektor 9 zurückzuführenden Signalanteile bestimmt wird. Die Ermittlung des Maximums ML und die Bestimmung von dessen Laufzeit tL erfolgt vorzugsweise anhand der auf die oben beschriebene Weise gefilterten und/oder über mehrere Messzyklen hinweg gefilterten oder gemittelten Häufigkeitsverteilung. Der gesuchte Abstand D ergibt sich dann unmittelbar aus der für den Weg benötigten Laufzeit tL und der Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signale.
Für die Identifizierung des Maximums ML und die Bestimmung der zugehörigen Laufzeit tL der am Reflektor 9 reflektierten Signalanteile können ohne weiteres für die Auswertung von Hüllkurven bekannte Verfahren eingesetzt werden. Dabei kann die Laufzeit tL der auf die Reflektion am Reflektor 9 zurückzuführenden Signalanteile als diejenige Laufzeit t bestimmt werden, bei der das Maximum ML seinen Maximalwert aufweist. Da die Position des Maximalwerts vergleichsweise breiter Maxima nur mit einer gewissen
Messunsicherheit bestimmt werden kann, kann alternativ auch zunächst eine Schwellwert- Laufzeit ts bestimmt werden, bei der - wie hier dargestellt - eine ansteigende oder eine abfallende Flanke des Maximum ML einen vorgegebenen Schwellwert #s über- bzw. unterschreitet, und hieraus anhand von Zusatzinformationen zur Form des Maximum ML die Laufzeit tL der auf die Reflektion am Reflektor 9 zurückzuführenden Signalanteile bestimmt werden.
Während das Hilfssignal ZF für die Erzeugung der den Verlauf der Amplitude des zeitgedehnten Empfangssignals E als Funktion der Laufzeit t wiedergebenden Hüllkurve gleichgerichtet, logarithmiert, gefiltert und digitalisiert wird, ist für die Erzeugung der Häufigkeitsverteilung #(t) weder eine Logarithmierung noch eine Digitalisierung des Hilfssignals ZF erforderlich. Damit werden durch das erfindungsgemäße Verfahren gegenüber diesem Stand der Technik zwei teure Bauteile mit hohem Energieverbrauch eingespart. Dementsprechend sind die Abstandsmessgeräte zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens im Vergleich kostengünstiger und energieeffizienter.
Das erfindungsgemäße Abstandsmessverfahren ist völlig analog auch in mit Ultraschall nach dem Laufzeitprinzip arbeitenden Abstandsmessgeräten, insb. auch in mit Ultraschall arbeitenden Füllstandsmessgeräten, einsetzbar. Fig. 5 zeigt eine schematische
Darstellung einer Füllstandsmessanordnung mit einem Ultraschall-Füllstandsmessgerät mit einer erfindungsgemäßen Mess- und Auswerteinheit 5.
Auch hier ist eine oberhalb des mit dem Füllgut 3 befüllten Behälters 1 angeordnete Sende- und Empfangseinrichtung 7' vorgesehen mittels der aus mit einer vorgegebenen Wiederholrate fr gesendeten kurzen Ultraschallpulsen vorgegebener Frequenz fs und Dauer bestehende Sendesignale S in Richtung des Füllguts 3 gesendet und deren an der Füllgutoberfläche 9 reflektierten Signalanteile R nach einer von der zurückgelegten Wegstrecke abhängigen Laufzeit t empfangen werden. Hierzu umfasst die Sende- und Empfangseinrichtung 7' einen Sendesignal-Generator 37, der ein dem Sendesignal S entsprechendes elektrisches Wechselspannungssignal Us erzeugt, das einem hier als Sende- und als Empfangswandler eingesetzten Ultraschallwandler 39 zugeführt wird. Kernstück des Ultraschallwandler 39 ist vorzugsweise ein piezoelektrisches Element, das das über eine Elektrode 41 daran anliegende Wechselspannungssignal Us in ein
Ultraschallsignal umwandelt und als Sendesignal S aussendet. Umgekehrt werden vom Ultraschallwandler 39 empfangene Ultraschallsignale, hier die an der Füllgutoberfläche reflektierten Signalanteile R, vom Ultraschallwandler 39 in ein entsprechendes
Wechselspannungssignal UE umgewandelt, das dann am Ultraschallwandler 39 über eine entsprechende Anschlussleitung abgegriffen wird, und als elektrisches Empfangssignal E zur Verfügung steht. Die weitere Verarbeitung und Auswertung des Empfangssignals E erfolgt auf die oben beschriebene Weise, wobei jedoch aufgrund der deutlich niedrigeren Frequenzen fr der Ultraschallimpulse eine Zeitdehung des Empfangsignals E nicht erforderlich ist. Entsprechend wird das Empfangssignal E hier lediglich einem Verstärker 43 zugeführt, der hieraus ein Hilfssignal H generiert, das dem verstärkten Empfangssignal E entspricht. Das Hilfssignal H wird dann der oben bereits in Verbindung mit dem mit Mikrowellen arbeitenden Füllstandsmessgerät beschriebenen Mess- und Auswerteinheit 5 zugeführt, die dann anhand des Hilfssignals H auf die oben beschriebene Weise die Häufigkeitsverteilung #(t) bestimmt und hieraus wie oben bereits am Beispiel des mit Pulsradar-Füllstandsmessgeräts beschrieben den gesuchten Abstand D ermittelt.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren sind auf kostengünstige und energieeffiziente Weise für die meisten Anwendungen durchaus ausreichende Messgenauigkeiten erzielbar. So können mit dem erfindungsgemäßen Verfahren mit einem Mikrowellen- Füllstandsmessgerät mit einer Frequenz fs der Signalpulse im Gigahertzbereich beispielsweise Messgenauigkeiten für die Abstandsmessung im Bereich von +/- 10 mm erzielt werden. Darüber hinaus kann das erfindungsgemäße Verfahren auch in Abstandsmessverfahren mit höherer Messgenauigkeit verwendet werden. Dabei ist die zur Ausführung genauerer Verfahren erforderliche Signalaufbereitung und Signalverarbeitung in der Regel umso aufwendiger und komplexer, je höher die zu erzielende Messgenauigkeit ist. Ein Beispiel für genauere Abstandsmessverfahren sind solche, bei denen eine
Phasendifferenz zwischen Sende- und Empfangssignal bestimmt, und zur genaueren Bestimmung der Laufzeit des auf die Reflektion am Reflektor 9 zurückzuführenden Signalanteils verwendet werden. Beispiele hierfür sind in der DE 44 07 369 A1 und der WO 02/065066 A1 beschrieben.
In Verbindung mit Abstandsmessverfahren mit höherer Messgenauigkeit kann das erfindungsgemäße Verfahren dazu verwendet werden, den Laufzeitbereich, über den das genauere Abstandsmessverfahren ausgeführt werden muss, drastisch einzuschränken. Hierzu wird anhand der anhand des Maximums ML der Häufigkeitsverteilung #(t) ermittelten Laufzeit tL der auf die Reflektion des Sendesignal S am Reflektor 9 zurück zu führenden Signalanteile oder anhand des gemessenen Abstands D der Laufzeitbereich vorgegeben, in dem die auf die Reflektion am Reflektor (9) zurückzuführende Signalanteile des Empfangssignals (E) oder des Hilfssignals ZF, H liegen.
Der Laufzeitbereich wird vorzugsweise symmetrisch zu der anhand des Maximums ML der Häufigkeitsverteilung #(t) ermittelten Laufzeit tL der auf die Reflektion des Sendesignal S am Reflektor 9 zurück zu führenden Signalanteile angeordnet. Zusätzlich wird die Breite des Laufzeitbereichs in Abhängigkeit von der maßgeblich durch die Pulsdauer der Signalpulse bedingten Breite der auf die Reflektion am Reflektor zurück zu führenden Abbilder A2 in der Hilfsfunktion ZF, H vorgegeben.
Nachfolgend wird die Aufführung des genaueren Abstandsmessverfahrens auf diesen eng begrenzten Laufzeitbereich begrenzt. D.h., dass dessen in der Regel sehr aufwendige Signalaufbereitung und Auswertung ausschließlich in dem begrenzten Laufzeitbereich ausgeführt werden muss. Damit kann auch bei genaueren Abstandsmessverfahren Verarbeitungszeit und Energie eingespart werden.
Behälter
Füllgut
Mess- und Auswerteeinheit
Sende- und Empfangsvorrichtung
Reflektor
Sendesignal-Generator
Richtkoppler
Antenne
Oszillator
Pulsgenerator
Mikrowellenquelle
Mischer
Referenzsignal-Generator
Tiefpassfilter
Gleichrichter
Differenzierstufe
Messeinrichtung
intelligente elektronische Einheit
Sendesignal-Generator
Ultraschallwandler
Elektrode
Verstärker

Claims

Patentansprüche
Verfahren zur Abstandsmessung nach dem Laufzeitprinzip, bei dem
- mittels einer Sende- und Empfangseinrichtung (7, 7') aus mit einer
vorgegebenen Wiederholfrequenz (fr) erzeugten Signalpulsen
vorgegebener Frequenz (fs) bestehende Sendesignale (S) in Richtung
eines im zu messenden Abstand (D) von der Sende- und
Empfangseinrichtung (7, 7') befindlichen Reflektors (9) gesendet, und
deren in Richtung der Sende- und Empfangseinrichtung (7, 7') zurück
reflektierten Signalanteile (R) nach einer von deren zurückgelegten
Wegstrecke abhängigen Laufzeit (t) als Empfangssignal (E) empfangen
werden,
- ein eine im Empfangssignal (E) enthaltene Amplituden- und Phaseninformation des Empfangssignals (E) als Funktion der zugehörigen Laufzeit (t) über einen vorgegebenen Laufzeitbereich wiedergebendes Hilfssignal (ZF, H) abgeleitet wird,
- Laufzeiten (t,), bei denen das Hilfssignals (ZF, H) Nulldurchgänge
aufweist, bestimmt werden,
- Zeitdauern (T,) zwischen aufeinander folgenden Nulldurchgängen
bestimmt werden,
- ein Zeitfenster (F) vorgegebener Länge schrittweise über den gesamten
Laufzeitbereichs verschoben wird,
- für jede Position des Zeitfensters (F) eine Häufigkeit (#) bestimmt wird, mit der in dem Zeitfenster (F) Zeitdauern (T,) auftreten, deren Länge einer
Hälfte der der Frequenz (fs) der Signalpulse entsprechenden Periodendauer entspricht,
- eine Häufigkeitsverteilung (#(tM)) der Häufigkeiten (#) als Funktion von
den Positionen des Zeitfensters (F) zugeordneten Laufzeiten (tM) bestimmt wird,
- ein auf eine Reflektion der Sendesignale (S) am Reflektor (9) zurück zu führendes Maximum (ML) der Häufigkeitsverteilung (#(tM)) ermittelt wird,
- anhand des Maximums (ML) eine Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten Signalanteile (R) bestimmt wird, und
- anhand einer Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signalpulse und der Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten Signalanteile (R) der Abstand (D) zum Reflektor (9) bestimmt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem
- der Laufzeitbereich in diskrete Segmente gleicher Segmentlänge unterteilt wird,
- die Länge des Zeitfensters gleich einem vorgegebenen Vielfachen der
Segmentlänge ist, und.
- das Zeitfenster bei der schrittweisen Verschiebung in jedem Schritt um
eine Segmentlänge verschoben wird.
Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem
- der Laufzeitbereich anhand der Laufzeiten (t,) der Nulldurchgänge der Hilfsfunktion (ZF, H), zwischen denen die Zeitdauern (T,) liegen, in Segmente unterschiedlicher Länge unterteilt wird, und
- das Zeitfenster in jeder Position derart vorgegeben wird, dass es eine vorgegebene Anzahl (n) aufeinander folgender Zeitdauern (Tj . Tj+n ) umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem den einzelnen Positionen des
Zeitfensters (F) jeweils diejenige Laufzeit (tM) zugeordnet wird, über der sich in der jeweiligen Position eine Fenstermitte des Zeitfensters (F) befindet.
Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem
- die aufgezeichnete Häufigkeitsverteilung (#(t)) mittels eines Filters, insb. eines Filters mit endlicher Impulsantwort (Finite Impulse Response (FIR) -Filter) gefiltert wird, und
- das auf die Reflektion am Reflektor (9) zurückzuführende Maximum (ML) und die Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten Signalanteile (R) anhand der gefilterten Häufigkeitsverteilung bestimmt wird. 6. Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem
- anhand von in aufeinander folgenden Messzyklen aufgezeichneten
Häufigkeitsverteilungen (#(t)) eine Filterung oder eine Mittelung bezüglich einander entsprechender Häufigkeitswerte der in den aufeinander folgenden Messzyklen aufgezeichneten Häufigkeitsverteilungen (#(t)) vorgenommen wird, und
- das auf die Reflektion am Reflektor (9) zurückzuführende Maximum (ML) und die
Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten Signalanteile (R) anhand der gefilterten oder gemittelten Häufigkeitsverteilung (#(t)) bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem
- die Sendesignale (S) periodisch mit der Wiederholfrequenz gesendete
Mikrowellenpulse sind, und
- das Hilfssignal (ZF) ein zeitgedehntes Abbild des Empfangssignals (E) ist. Verfahren nach Anspruch 1 , bei dem die Sendesignale (S) periodisch mit
der Wiederholfrequenz gesendete Ultraschallpulse sind. Verfahren zur Verwendung des Verfahrens gemäß einem der vorangehenden
Ansprüche in einem Abstandsmessverfahren mit höherer Messgenauigkeit, bei dem
- anhand der mittels der Häufigkeitsverteilung (#(tM)) ermittelten Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten Signalanteile (R) oder dem mittels der
Häufigkeitsverteilung (#(tM)) ermittelten gemessenen Abstand (D) ein beschränkter Laufzeitbereich bestimmt wird, in dem auf die Reflektion am Reflektor (9) zurückzuführende Signalanteile des Empfangssignals (E) oder des Hilfssignals (ZF, H) liegen, und
- die Ausführung des genaueren Abstandsmessverfahrens auf den beschränkten Laufzeitbereich begrenzt wird.
0. Abstandsmessgerät zur Ausführung des Verfahrens gemäß einem der
vorangehenden Ansprüche mit
- einer Sende- und Empfangseinrichtung (7, 7') zum Senden der
Sendesignale (S) und zum Empfang der Empfangssignale (E),
- einer Eingangsschaltung zur Ableitung des Hilfssignals (ZF, H), und
- einer Mess- und Auswerteinheit (5),
- die die Laufzeiten (t,) von Nulldurchgängen des Hilfssignals (ZF, H)
bestimmt,
- die Zeitdauern (T,) zwischen aufeinander folgenden
Nulldurchgängen bestimmt, und
- die Häufigkeiten (#) bestimmt, mit denen innerhalb des schrittweise über
den gesamten Laufzeitbereichs verschobenen Zeitfensters (F) Zeitdauern
(Ti) auftreten, deren Länge einer Hälfte der der Frequenz (fs) der
Signalpulse entsprechenden Periodendauer entspricht,
- die anhand der Häufigkeiten (#) eine Häufigkeitsverteilung (#(tM)) der
Häufigkeiten (#) als Funktion von den jeweiligen Positionen des
Zeitfensters (F) zugeordneten Laufzeiten (tM) bestimmt,
- die das auf die Reflektion der Sendesignale (S) am Reflektor (9) zurück
zu führende Maximum (ML) der Häufigkeitsverteilung (#(tM)) bestimmt,
- die anhand des Maximums (ML) eine Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten
Signalanteile (R) bestimmt, und
- die anhand einer Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signalpulse und der Laufzeit (tL) der am Reflektor (9) reflektierten Signalanteile (R) den Abstand (D) zum
Reflektor (9) bestimmt.
1 1. Abstandsmessgerät nach Anspruch 10, bei dem die Mess- und Auswerteinheit (5),
- einen Gleichrichter (29) zur Gleichrichtung des Hilfssignals (ZF, H),
- eine an den Gleichrichter (29) angeschlossene Differenzierstufe (31 ) zur
Bestimmung einer zweiten Ableitung des gleichgerichteten Hilfssignals
( | ZF | , | H | ) nach der Laufzeit (t),
- eine an die Differenzierstufe (31 ) angeschlossene Messeinrichtung (33) zur Erfassung von in einem Ausgangssignal (P) der Differenzierstufe (31 ) auftretenden Peaks (P,) und deren Laufzeiten (t, ), und
- eine der Messeinrichtung (33) nach geschaltete intelligente elektronische
Einheit (35), insb. einen MikroController, umfasst.
12. Abstandsmessgerät nach Anspruch 1 1 , bei dem
die Messeinrichtung (33) einen komplexen programmierbaren Logikbaustein (CPLD) umfasst.
13. Abstandsmessgerät nach einem der Ansprüche 10 bis 12,
- bei dem der zu messende Abstand (D) ein Abstand zwischen der Sende- und Empfangseinrichtung (7, 7') und einer Oberfläche eines Füllguts (3) in einem Behälter (1 ) ist, und
- das anhand des gemessenen Abstands (D) und einer Einbauhöhe der
Sende- und Empfangseinrichtung (7, 7') oberhalb des Behälters (1 ) einen
Füllstand (L) des Füllguts (3) im Behälter (1 ) bestimmt.
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