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WO2010001469A1 - 無線通信装置 - Google Patents

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WO2010001469A1
WO2010001469A1 PCT/JP2008/061988 JP2008061988W WO2010001469A1 WO 2010001469 A1 WO2010001469 A1 WO 2010001469A1 JP 2008061988 W JP2008061988 W JP 2008061988W WO 2010001469 A1 WO2010001469 A1 WO 2010001469A1
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WO
WIPO (PCT)
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conductive object
integrated circuit
wireless communication
band
spiral
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2008/061988
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English (en)
French (fr)
Inventor
泰弘 西岡
徹 深沢
友宏 水野
拓郎 佐々木
弘勝 桶川
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Priority to EP11159329.9A priority patent/EP2372833A3/en
Priority to US12/996,880 priority patent/US8508429B2/en
Priority to EP11159344.8A priority patent/EP2360628B1/en
Priority to PCT/JP2009/061775 priority patent/WO2010001837A1/ja
Priority to CN200980125900.6A priority patent/CN102084544B/zh
Priority to JP2010519051A priority patent/JP4843103B2/ja
Priority to EP09773415.6A priority patent/EP2296226A4/en
Priority to KR1020117000004A priority patent/KR101201441B1/ko
Priority to TW102142596A priority patent/TW201414077A/zh
Priority to TW098121969A priority patent/TWI420736B/zh
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    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
    • H01Q5/35—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using two or more simultaneously fed points
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/40—Imbricated or interleaved structures; Combined or electromagnetically coupled arrangements, e.g. comprising two or more non-connected fed radiating elements
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q7/00—Loop antennas with a substantially uniform current distribution around the loop and having a directional radiation pattern in a plane perpendicular to the plane of the loop

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication device having a tag antenna configuration used in an RFID (Radio Frequency Identification) system, and more particularly to a wireless communication device capable of multi-frequency sharing.
  • RFID Radio Frequency Identification
  • the electromagnetic field radiated from the antenna used in the RFID system has three fields: a quasi-electrostatic field, an induction field, and a radiation field. These field strengths are respectively the cube of the distance from the antenna and the antenna. It is inversely proportional to the square of the distance and the square of the distance from the antenna.
  • RFID systems using the 125 kHz to 135 kHz band of the LF band have been used in the factory automation (FA) field and the like since the 1980s.
  • RFID systems using the 13.56 MHz band of the HF band are widely used for entrance / exit security management, entrance / exit security management, and fee settlement in public transportation such as buses and railways.
  • the latter radiation field coupling method uses 433 MHz band, 860 MHz to 960 MHz, and 2.45 GHz band, and has a longer communication distance than the former, mainly for applications such as logistics management and parts management in production plants. It is being put into practical use.
  • the former inductive field coupling method in particular, the HF band RFID system is most widely used.
  • the UHF band coil is placed inside the HF band coil.
  • Non-Patent Document 1 regarding the method of arranging the UHF band antenna inside the HF band coil, the communication distance of the UHF band is described in Non-Patent Document 1.
  • the communication distance is not necessarily sufficient, and the communication distance needs to be improved, but it is sufficient for practical use. There is a problem that it is not easy to achieve a long communication distance.
  • the present invention has been made in order to solve the above-described problems, and secures the mounting area of each antenna as large as possible, and is equivalent to the communication distance of each of the LF band or the HF band and the UHF band. It is an object of the present invention to obtain a wireless communication apparatus having an RFID tag function that can be shared by an LF band RFID system or an HF band RFID system and a UHF band RFID system having a communication distance of 1 mm.
  • a wireless communication apparatus includes a first integrated circuit having a communication function in a first frequency band, a first conductive object connected to one of input / output terminals of the first integrated circuit, A second integrated circuit having a communication function in a second frequency band; and a second conductive object connected between input and output terminals of the second integrated circuit, wherein the second conductive object is: It is constituted by a spiral conductive object, and the other input / output terminal of the first integrated circuit is connected to a part of the spiral conductive object.
  • an LF band RFID system or an HF band RFID system that secures a mounting area of each antenna as large as possible and has a communication distance equivalent to a single communication distance between the LF band or the HF band and the UHF band.
  • a radio communication apparatus having an RFID tag function that can be shared by the UHF band RFID system.
  • Example 1 It is a top view which shows the 1st structural example of the radio
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line A-A ′ in FIG. 1.
  • Example 1 It is a characteristic view which shows the impedance frequency characteristic which looked at the antenna side from the input-output terminal of the integrated circuit in FIG.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram showing a radiation pattern calculation result on an xz plane and a yz plane in the antenna configuration of FIG.
  • Example 1 It is a top view which shows the 2nd structural example of the radio
  • Example 6 is a characteristic diagram showing impedance frequency characteristics when the antenna side is viewed from the input / output terminals of the integrated circuit in FIG. 5.
  • Example 1 It is a top view which shows the 3rd structural example of the radio
  • Example 1 It is a characteristic view which shows the calculation result of the impedance frequency characteristic obtained by the antenna structure of FIG.
  • FIG. 2 is a plan view showing an antenna configuration in which a spiral conductive object in FIG. 1 is replaced with a ring-shaped conductive object.
  • FIG. 10 is a characteristic diagram illustrating a calculation result of impedance frequency characteristics in the antenna configuration of FIG. 9. (Example 2) FIG.
  • Example 10 is an explanatory diagram illustrating a radiation pattern calculation result on the xz plane and the yz plane with respect to the antenna configuration of FIG. 9.
  • Example 2 It is a characteristic view which shows the relationship between the number of short circuits and radiation efficiency at the time of providing the short circuit part between windings in the antenna structure of FIG. (Example 2) It is a characteristic view which shows the relationship between the number of the short circuit parts between winding
  • Example 2 It is a top view which shows the radio
  • Example 2 It is a characteristic view which shows the relationship between the electrostatic capacitance value of the capacitor in FIG.
  • FIG. 20 is a cross-sectional view taken along line B-B ′ in FIG. 19.
  • Example 3 It is a top view which shows the radio
  • Example 4 It is a top view which expands and shows the interdigital capacitor in FIG. (Example 4) It is a top view which shows the radio
  • FIG. 24 is an enlarged plan view showing a capacitive coupling means between windings in FIG. 23 and a sectional view taken along line C-C ′. (Example 5) It is a characteristic view which shows the radiation efficiency of the 1st center frequency by Example 5 of this invention.
  • Example 5 It is a characteristic view which shows the input impedance of the spiral conductive object in the 2nd center frequency with respect to the antenna structure of Example 5 of this invention.
  • Example 5 It is a top view which shows the other structural example of the radio
  • Example 5 It is a top view which shows the radio
  • Example 6 It is a top view which shows the other structural example of the radio
  • Example 6) It is a top view which shows the radio
  • Example 7 It is a top view which shows the radio
  • FIG. 1 is a plan view showing a wireless communication apparatus according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line AA ′ in FIG.
  • the wireless communication apparatus includes a flat object 1, a spiral conductive object 2 having outer dimensions L and W, an L-shaped (extended) conductive object 3, integrated circuits 4 and 5, and , Conductive objects 7a and 7b, inter-layer connection portions 8 such as through holes, and a parallel plate capacitor 30 including a pair of flat plates 30a and 30b (see FIG. 2).
  • One (upper surface side) flat plate 30a of the parallel plate capacitor 30 is electrically connected to the conductive object 7a
  • the other (lower surface side) flat plate 30b of the parallel plate capacitor 30 is electrically connected to the conductive object 7b.
  • the flat object 1 is made of an arbitrary substance.
  • the integrated circuit 4 has a function necessary for communication in the first frequency band, and the integrated circuit 5 has a function necessary for communication in the second frequency band.
  • the conductive objects 7 a and 7 b connect the spiral conductive object 2 and the input / output terminals of the integrated circuit 5.
  • the different interlayer connection part 8 connects an arbitrary conductive object formed on the surface of the flat object 1 and an arbitrary conductive object formed on the back surface of the flat object 1.
  • the parallel plate capacitor 30 is electrically connected to the integrated circuit 5 in parallel.
  • the capacitance value of the parallel plate capacitor 30 is normally designed so as to form an LC parallel resonance circuit together with the spiral conductive object 2 and to resonate at a desired frequency in the second frequency band.
  • the capacitance value of the parallel plate capacitor 30 is designed so that impedance matching between the circuit formed by the spiral conductive body 2 and the integrated circuit 5 is good at a desired frequency in the second frequency band. Therefore, when the first frequency band is sufficiently larger than the second frequency band, the parallel plate capacitor 30 is often electrically short-circuited in the first frequency band in many cases.
  • the electrical length of the conductive object 3 may be arbitrary as long as good communication performance is obtained in the first frequency band, but is often selected to be about 1 ⁇ 1e or less effective wavelength in the first frequency band.
  • the effective wavelength ⁇ 1e of the first frequency band takes into consideration the electrical influence of objects arranged around the conductive object 3 such as the flat object 1 and other surrounding objects (not shown). Value.
  • the conductive object 3 is exemplified as a thin line, but may be any shape such as an ellipse or a polygon.
  • the configuration in which the integrated circuit 4 and the conductive object 3 are removed from the configuration of FIG. 1 is the most basic known configuration of a non-contact IC card that is widely spread at present.
  • the standing wave current distribution on the conductive object 3 is determined by the boundary condition that the current amplitude at the tip of the conductive object 3 is zero. Therefore, when the desired frequency of the first frequency band is sufficiently larger than the desired frequency of the second frequency band, that is, the effective wavelength ⁇ 2e of the second frequency band is changed to the effective wavelength ⁇ 1e of the first frequency band. If it is sufficiently long, the current in the second frequency band hardly flows on the conductive object 3.
  • the integrated circuit 5 and the conductive object 3 are connected to an arbitrary position of the spiral conductive object 2, the integrated circuit 5, the parallel plate capacitor 30 and the spiral conductive object 2 can be connected to an external device. It hardly affects the communication characteristics of the second frequency band performed in (1).
  • the input / output terminal portion of the integrated circuit 4 corresponds to a so-called power feeding portion, and a current flows through the entire conductive object 3 and the spiral conductive object 2.
  • the parallel plate capacitor 30 is often electrically short-circuited in many cases. Therefore, the operation of the first frequency band is performed by the input of the integrated circuit 5. It becomes irrelevant to impedance.
  • the input / output terminal portion of the integrated circuit 5 is substantially in an electrical short-circuit state in the first frequency band. What is necessary is just to determine the electrostatic capacitance value of the parallel plate capacitor 30 so that it may be in an electrically open state in the second frequency band.
  • the impedance value Z of the capacitor is given by the following formula (1) as is well known.
  • the ratio of the impedance value Z of the capacitor is the reciprocal of the ratio of the frequency f.
  • the first center frequency of the first frequency band is f 1
  • the second center frequency of the second frequency band is f 2
  • the impedance value at the first center frequency f 1 is Z 1
  • the impedance value at the center frequency f 2 of 2 is Z 2
  • the following equation (2) is established when the condition of f 1 >> f 2 is satisfied.
  • the first center frequency f 1 can be electrically short-circuited, and the second center frequency f 2 can be electrically nearly open.
  • the impedance value Z 1 at the first center frequency f 1 is 0 ⁇ j36 [ ⁇ ]
  • f 1 Since / f 2 ⁇ 63 the impedance value Z 2 at the second center frequency f 2 is 0 ⁇ j2268 [ ⁇ ]. Therefore, the first center frequency f 1 is electrically short-circuited, and the second center frequency f 2 is electrically open.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram showing the impedance frequency characteristic Zf1 when the antenna side is viewed from the input / output terminal of the integrated circuit 4.
  • the numerical value in the circle indicates a value obtained by normalizing the impedance Z by 50 [ ⁇ ], and the spiral conductive object 2 with reference to the in-air wavelength ⁇ 1 of the first center frequency f 1.
  • the calculation results when 254 ⁇ 1 are set are shown.
  • the impedance frequency characteristic Zf1 from 0.894F 1 to 1.106F 1, in 0.053F 1 increments are plotted in Smith chart over 5 points.
  • the impedance frequency characteristic Zf1 in FIG. 3 in the case of the antenna configuration in FIG. 1, compared with the half-wave dipole antenna placed in free space, the reactance change amount is large and narrow, but similar impedance characteristics. It can be seen that (series resonance characteristics) is shown.
  • FIG. 4 (a) and 4 (b) are explanatory diagrams showing the radiation pattern calculation results on the xz plane and the yz plane, respectively, showing main polarization (E ⁇ component) and cross polarization (E ⁇ component). ing.
  • E ⁇ component main polarization
  • E ⁇ component cross polarization
  • FIG. 4B cross polarization (E ⁇ component) is generated in the yz plane, but this is not a level that causes a decrease in gain of the main polarization (E ⁇ component). Absent.
  • the impedance of the integrated circuit 4 used for the RFID tag is generally low resistance and has high capacitive reactance. Therefore, when impedance matching between the antenna and the integrated circuit 4 is considered, the antenna impedance as shown in FIG. 3 may be inconvenient.
  • a conductive object 10 is provided on the flat object 1, one end of the conductive object 10 is connected to the conductive object 3, What is necessary is just to comprise what is called a short stub by connecting the other end of the conductive object 10 to the spiral conductive object 2.
  • FIG. 5 the same components as those described above (see FIG. 1) are denoted by the same reference numerals as those described above, and detailed description thereof is omitted.
  • the configuration is the same as described above (see FIG. 1) except that the conductive object 10 is added.
  • the desired band impedance can be displaced in the vicinity of the impedance having a complex conjugate relationship with the impedance of the integrated circuit 4, as shown by the impedance frequency characteristic Zf2 of FIG. Impedance matching with the integrated circuit 4 can be ensured.
  • the plot frequency of the impedance frequency characteristic Zf2 from 0.96F 1 to 1.04F 1, in 0.01F 1 increments, are shown for nine points.
  • the impedance matching method is not limited to the short stub shown in FIG. 5, and as another means, for example, as shown in the plan view of FIG. 7, a closed loop conductive object 11 is provided on the flat object 1, An antenna configuration in which the integrated circuit 4 is inserted into a part of the conductive object 11 is conceivable.
  • the integrated circuit 4 is isolated from the conductive object 3.
  • the conductive object 11 is disposed in the vicinity of the spiral conductive object 2 and / or the conductive object 3 (at least one of the spiral conductive object 2 and the conductive object 3), and one end of the conductive object 11 is The other end of the conductive object 11 is connected to the other end of the terminal of the integrated circuit 4.
  • the conductive object 3 is connected to the spiral conductive object 2.
  • the magnetic field generated by the current flowing through the spiral conductive object 2 and the conductive object 3 penetrates the space in the loop of the conductive object 11, thereby forming the integrated circuit 4 and the conductive object 11.
  • a circuit and an antenna composed of the conductive object 3 and the spiral conductive object 2 are coupled via the magnetic field.
  • FIG. 8 is a characteristic diagram showing a calculation result of the impedance frequency characteristic Zf3 obtained by the antenna configuration of FIG. 8, the plot frequency of the impedance frequency characteristic Zf3 from 0.95F 1 to 1.05F 1, in 0.005F 1 increments, are shown for 21 points.
  • the antenna configuration shown in FIG. 7 provides an antenna impedance characteristic suitable for ensuring impedance matching with the integrated circuit 4.
  • the conductive object 11 may be in contact with the conductive object 3 and / or the spiral conductive object 2. This state is the limit in which the distance between the conductive object 11 and the conductive object 3 and / or the spiral conductive object 2 is zero, and it is considered that the antenna operates as described above.
  • the wireless communication apparatus includes an integrated circuit 4 (first integrated circuit) having a communication function in the first frequency band, and the integrated circuit 4 as shown in FIG.
  • a conductive object 3 first conductive object
  • an integrated circuit 5 second integrated circuit
  • the other of the input / output terminals of the integrated circuit 4 is a part of the spiral conductive object 2. It is connected.
  • a conductive object 10 third conductive object
  • one end of the conductive object 10 is connected to the conductive object 3, and the other end of the conductive object 10 is a spiral. Connected to the conductive object 2.
  • the integrated circuit 4 having a communication function in the first frequency band, the conductive object 3, the integrated circuit 5 having the communication function in the second frequency band, and the integrated circuit 5
  • a spiral conductive object 2 connected between the input and output terminals, and a closed loop conductive object 11 (third conductive object) connected between the input and output terminals of the integrated circuit 4.
  • One end of the conductive object 3 is connected to a part of the spiral conductive object 2, and the conductive object 11 is disposed close to at least one of the conductive object 3 and the spiral conductive object 2.
  • each antenna is ensured as large as possible, and the LF band RFID system or the HF band RFID system having a communication distance equivalent to the communication distance of each of the LF band or the HF band and the UHF band
  • a wireless communication apparatus having an RFID tag function that can be shared with a UHF band RFID system can be obtained.
  • Example 2 In the antenna configuration of the first embodiment (FIGS. 1, 5, and 7), there may be a problem that the operating band is not so wide. Further, it is considered that there is a correlation between the operating bandwidth and the current distribution on the spiral conductive object 2. In order to confirm this, first, as a matter of convenience, as shown in the plan view of FIG. 9, the spiral conductive object 2 is replaced with a ring-shaped conductive object 12, and the antenna configuration of FIG. The antenna characteristics in the frequency band were calculated.
  • FIG. 10 is a characteristic diagram showing a calculation result of the impedance frequency characteristic Zf4 in the antenna configuration of FIG.
  • the plot frequency of the impedance frequency characteristic Zf4 is the same as that of FIG. 3 and is shown over 5 points. However, the amount of reactance change is smaller than that of the impedance frequency characteristic Zf1 of FIG. I understand.
  • FIGS. 11A and 11B are explanatory views showing the radiation pattern calculation results on the xz plane and the yz plane for the antenna configuration of FIG.
  • FIG. 11 with the antenna configuration of FIG. 9 there is no significant difference in the pattern shape compared to FIG. 4 with the antenna configuration of FIG. 1, but the gain is slightly higher.
  • the spiral conductive object 2 cannot be replaced with the annular conductive object 12 as shown in FIG. Therefore, in actuality, in the antenna configuration of FIG. 1, the first winding without affecting the communication characteristics of the second frequency band by capacitively coupling adjacent windings of the spiral conductive object 2. Try to improve the antenna performance of the frequency band.
  • FIG. 12 is a characteristic diagram showing the relationship between the number n of inter-winding short-circuit portions and the radiation efficiency.
  • the interwinding short-circuit portion 13 of the spiral conductive object 2 is composed of a plurality of conductive objects 14 that short-circuit adjacent coils, and is equidistant from the spiral conductive object 2. It is arranged to be.
  • the radiation efficiency is almost independent of the number n of the inter-winding short-circuit portions 13, and the inter-winding short-circuit portion 13 is composed of the spiral conductive object 2 and the conductive object 3 or the integrated circuit. It can be seen that it is only necessary to dispose one in the vicinity of the joint with 4.
  • FIG. 13 is a characteristic diagram showing the relationship between the number n of the inter-winding short-circuit portions 13 and the antenna impedance (resistance value R [ ⁇ ], reactance value X [ ⁇ ]) at the first center frequency f 1 .
  • the change in the antenna impedance due to the number n of the inter-winding short-circuit portions 13 is 1 [ ⁇ ] or less for both the resistance value R and the reactance value X, and it can be seen that it hardly occurs.
  • FIG. 14 is a plan view showing a configuration example of Embodiment 2 of the present invention, and shows a case where a circuit element 15 is provided instead of the inter-winding short-circuit portion 13 in FIG. In FIG. 14, the circuit element 15 connects the windings of the spiral conductive object 2 in the vicinity of the joint between the spiral conductive object 2 and the conductive object 3 or the integrated circuit 4.
  • FIG. 15 is a characteristic diagram showing the relationship between the capacitance value (lumped constant) C [pF] of the capacitor and the radiation efficiency at the first center frequency f 1 .
  • C [pF] the capacitance value
  • f 1 the radiation efficiency
  • the radiation efficiency tends to deteriorate as the capacitance value C decreases.
  • C ⁇ 2 pF the amount of deterioration of the radiation efficiency is within 0.2 dB, which is practically almost no. It turns out that there is no problem.
  • FIG. 16 is a characteristic diagram showing the relationship between the capacitance value C of the capacitor and the antenna impedance (resistance value R, reactance X) at the first center frequency f 1 , and it can be seen that the same tendency as in FIG. 15 is shown. .
  • FIG. 17 is a characteristic diagram in which the impedance frequency characteristic of the first frequency band is plotted on the Smith chart.
  • FIG. 17A shows the impedance frequency characteristic Zf5 when the capacitance value C is 2 pF
  • FIG. b) shows the impedance frequency characteristic Zf6 when the capacitance value C is 8 pF. 17
  • the plot frequency is from 0.95F 1 to 1.05F 1, in 0.025F 1 increments is shown over five points.
  • FIG. 18 is a characteristic diagram showing the relationship between the impedance (resistance value R, reactance X) of the spiral conductive body 2 and the capacitance value C.
  • R resistance value
  • X reactance X
  • FIG. 18 The impedance characteristics of the spiral conductive object 2 as seen from AA ′ are shown.
  • the impedance characteristic of the second center frequency f 2 also hardly depends on the capacitance value C.
  • the circuit element 15 that capacitively couples the windings of the spiral conductive object 2 is provided, and the capacitance by selecting an appropriate value, without giving little influence on the communication characteristic of the second center frequency f 2, it is possible to improve the antenna performance in the first frequency band.
  • circuit element 15 is not limited to a chip capacitor, and other means may be used as long as the circuit element 15 has a frequency characteristic that allows the current in the first frequency band to pass and blocks the current in the second frequency band. There may be. Therefore, as the circuit element 15, any resonator such as a dielectric resonator, a ceramic resonator, and a piezoelectric resonator used in a filter can be used as a frequency selective coupling unit.
  • the piezoelectric resonator is a filter that uses the vibration of the thin film by forming electrodes on the front and back of the piezoelectric thin film.
  • a piezoelectric resonator connected in a ladder shape is called an FBAR (Film Bulk Acoustic Resonator) filter and is known as a band-pass filter having a low loss and a steep characteristic.
  • the wireless communication apparatus is provided between adjacent windings of a part of a spiral conductive object as shown in FIG.
  • a circuit element 15 (frequency selective coupling means, for example, capacitive coupling means) for connection is further provided, and the circuit element 15 is constituted by a resonator, for example.
  • Example 3 In consideration of finishing the antenna configuration shown in the first and second embodiments (FIGS. 1, 5, 7, 12, and 14) into a practical form, an arbitrary circuit is not necessarily provided on the flat object 1. It is not always possible to mount element parts, and an increase in the number of parts generally leads to an increase in manufacturing costs. Therefore, instead of the configuration of FIG. 14, a configuration in which the windings of the spiral conductive object 2 are capacitively coupled only by the conductive objects 2a and 2b as shown in FIGS. 19 and 20 is considered.
  • FIG. 19 is a plan view showing a wireless communication apparatus according to Embodiment 3 of the present invention
  • FIG. 20 is a cross-sectional view taken along line BB ′ in FIG. 19 and 20 show one configuration example in which the windings of the spiral conductive object 2 are capacitively coupled in the first frequency band.
  • a part of the spiral conductive object 2 (section from the different interlayer connection 8 a to the different interlayer connection 8 b) is a conductive object disposed on the back surface of the flat object 1.
  • the surface where the winding is present is configured to be the front, back, front of the flat object 1 in order from the outside, and preferably the part.
  • the winding shape of the conductive objects 2a and 2b is locally deformed so as to overlap with adjacent windings. That is, in this example, in the capacitive coupling portion, the width of the conductive object 2a on the front side of the flat object 1 is formed larger than the width of the other part, and the conductive object 2b on the back side of the flat object 1 The width is formed more than twice the width of the conductive object 2a.
  • the capacitance between the windings of the spiral conductive object 2 can be partially increased, so that the circuit element in the second embodiment (FIG. 14) can be obtained. It is possible to obtain the same effect as when 15 is a capacitor and to reduce the number of parts.
  • the capacitive coupling means of the wireless communication apparatus forms the winding width of the spiral conductive object 2 partially large as shown in FIGS. 19 and 20. It is comprised by. That is, the spirally conductive object 2 is formed on both the front surface and the back surface of the flat object 1 as a structure having a frequency characteristic that allows the current in the first frequency band to pass and blocks the current in the second frequency band. At the same time, the winding width of the spiral conductive objects 2a and 2b is partially increased.
  • the spiral conductive object 2 can be shared as an antenna conductor in both the first frequency band and the second frequency band.
  • the coil conductor for the LF band or the HF band can be used as the antenna conductor for the UHF band, and the mounting area of each antenna is ensured as large as possible. It is possible to obtain a wireless communication apparatus using a shared RFID card type tag of the LF band or HF band having a communication distance equivalent to the communication distance of each of the band and the UHF band, and the UHF band.
  • the number of parts can be reduced and a higher-performance wireless communication device can be obtained.
  • Example 4 In the third embodiment, the spirally conductive object 2 is formed on both the front and back surfaces of the flat object 1, and the winding width of the spirally conductive objects 2a and 2b at the capacitive coupling portion is partially increased. However, as shown in FIGS. 21 and 22, the spiral conductive object 2 is formed only on the surface of the flat object 1, and the winding shape of the spiral conductive object 2 is partially used as capacitive coupling means. It may be deformed.
  • FIG. 21 is a plan view showing a wireless communication apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 22 is an enlarged plan view showing the interdigital capacitor 16.
  • the interdigital capacitor 16 has a configuration in which a part of the spiral conductive object 2 is formed in a comb-like shape and is capacitively coupled by inserting each other.
  • the antenna configuration shown in FIGS. 21 and 22 can partially increase the capacitance between the windings of the spiral conductive object 2. Further, compared with the configuration of the above-described third embodiment (FIG. 19), the conductive object 2a formed on the surface of the flat object 1 and the conductive object 2b formed on the back surface of the flat object 1 are connected. The different interlayer connection portions 8a and 8b can be omitted, and the manufacturing cost can be reduced.
  • the capacitive coupling means of the wireless communication apparatus is formed by partially deforming the winding shape of the spiral conductive object 2 as shown in FIGS.
  • the interdigital capacitor 16 is formed between the lines. That is, the spiral conductive body 2 is formed only on the surface of the flat object 1 as a structure having a frequency characteristic that allows the current in the first frequency band to pass and cuts off the current in the second frequency band.
  • the winding shape of the sexual object 2 is partially deformed, and an interdigital capacitor 16 is partially formed between the windings.
  • the spiral conductive object 2 can be shared as an antenna conductor in both the first frequency band and the second frequency band.
  • the coil conductor for the LF band or the HF band can be used as the antenna conductor for the UHF band, and the mounting area of each antenna can be increased as much as possible. It is possible to obtain a wireless communication apparatus using a shared RFID card type tag of the LF band or the HF band and the UHF band, which has a communication distance equivalent to the communication distance of each of the HF band and the UHF band. Further, the manufacturing cost can be reduced as compared with the configuration of the third embodiment (FIG. 19).
  • the interwinding capacitive coupling means 18 may be configured by providing a conductive object 19 on the back surface of the flat object 1 as shown in FIGS.
  • FIG. 23 is a plan view showing a wireless communication apparatus according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIGS. 24A and 24B are an enlarged plan view and a cross-sectional view taken along line CC ′ showing the interwinding capacitive coupling means 18 in FIG.
  • the interwinding capacitive coupling means 18 forms each winding of the spiral conductive object 2 formed on the surface of the flat object 1 partially large, and on the back surface of the part. It is configured by forming a conductive object 19. Further, in FIGS. 24A and 24B, the conductive object 2c at the capacitive coupling portion is formed to be wider than the other portions, and the conductive object 19 on the back surface side of the flat plate-like object 1 includes a plurality of conductive objects 2c. It is formed in a size that covers all of the conductive object 2c.
  • the inter-winding capacitor is configured in a parallel plate form without increasing the number of different interlayer connections without using the different interlayer connections 8a and 8b described above (FIG. 19). It becomes possible.
  • FIG. 25 is a characteristic diagram showing the radiation efficiency of the first center frequency f 1 according to Embodiment 5 (FIGS. 23 and 24) of the present invention, and capacitive coupling by the interwinding capacitive coupling means 18 (capacitive coupling site).
  • the radiation efficiency in the state is shown in comparison with the radiation efficiency when the windings are short-circuited.
  • FIG. 25 it is understood that the radiation efficiency equivalent to that at the time of short-circuit between the windings can be obtained by the capacitive coupling means 18 between the windings.
  • FIG. 26 is a characteristic diagram showing the input impedance (resistance value R, reactance X) of the spiral conductive object 2 at the second center frequency f 2 with respect to the antenna configuration of the fifth embodiment of the present invention. It is shown in comparison with the input impedance value when the coupling means 18 is not present. As is clear from FIG. 26, it can be seen that the amount of impedance change due to the presence or absence of the interwinding capacitive coupling means 18 hardly occurs, and is within a problem-free range.
  • the antenna configuration of FIGS. 23 and 24 can partially increase the capacitance between the windings of the spirally conductive object 2, and further, compared with the configuration of the above-described fourth embodiment (FIG. 21). As a result, a higher inter-winding capacitance can be obtained with a smaller area.
  • the wireless communication apparatus includes the conductive object 19 (as shown in FIG. 23) that is disposed so as to overlap a part of the spiral conductive object 2 at a predetermined interval.
  • a fourth conductive object That is, after the spiral conductive object 2 is formed only on the surface of the flat object 1 as an antenna configuration having a frequency characteristic that allows the current in the first frequency band to pass and blocks the current in the second frequency band, The winding shape of the spiral conductive body 2 is partially deformed, and the interwinding capacitive coupling means 18 having the conductive body 19 on the back surface of the part is provided.
  • the spiral conductive object 2 can be shared as an antenna conductor in both the first frequency band and the second frequency band.
  • the coil conductor for the LF band or the HF band can be used as the antenna conductor for the UHF band as in the first to fourth embodiments, and the mounting area of each antenna is ensured as large as possible.
  • the interwinding capacitive coupling means 18 is not limited to the configuration shown in FIGS. 23 and 24.
  • the conductive object 19 any shape such as a square, a circle, and an ellipse can be selected.
  • the integrated circuit 4 is arranged on the back surface of the flat object 1, and one end of the terminal of the integrated circuit 4 is connected to the conductive object 19. It is good also as composition to do.
  • the winding shape of the spiral conductive body 2 does not necessarily have to be partially deformed.
  • the wireless communication device includes an integrated circuit 4 having a communication function in the first frequency band, a conductive object 3 connected to one of the input / output terminals of the integrated circuit 4, and a second frequency band.
  • An integrated circuit 5 having a communication function, a spiral conductive object 2 connected between input and output terminals of the integrated circuit 5, and a conductive object 19 (third conductive object).
  • the object 19 is arranged so as to overlap a part of the spiral conductive object 2 with a predetermined interval.
  • the other input / output terminal of the integrated circuit 4 is connected to the conductive object 19.
  • the antenna configuration of FIG. 27 also provides the same operational effects as described above.
  • FIG. 28 is a plan view showing a wireless communication apparatus according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 28 shows a case where a conductive object 20 is added to the configuration of Embodiment 5 (FIG. 23).
  • an L-shaped conductive object 20 is provided as an antenna main constituent conductor in addition to the spiral conductive object 2 and the conductive object 3 described above, and one end of the conductive object 20 is It is connected to the spiral conductive object 2.
  • the resonance mode determined by the shapes of the conductive object 3 and the spiral conductive object 2 and the shapes of the conductive object 20 and the spiral conductive object 2 are determined in the first frequency band.
  • a plurality of resonance modes can be generated which are composed of the resonance modes determined and the resonance modes determined by the shapes of the conductive objects 3 and 20 and the spiral conductive object 2 (three conductive objects).
  • the conductive object 20 is not necessarily connected to the spiral conductive object 2.
  • the conductive object 20 may be formed on the back surface of the flat object 1. Good.
  • one end of the conductive object 20 is overlapped with a part of the spiral conductive object 2 at a predetermined interval, and is capacitively coupled to the spiral conductive object 2. Also in the configuration of FIG. 29, the same operational effects as described above are obtained.
  • the wireless communication apparatus further includes the conductive object 20 (fifth conductive object) as shown in FIG. 28, and one end of the conductive object 20 is It is connected to a part of the spiral conductive object 2. As shown in FIG. 29, one end of the conductive object 20 is overlapped with a part of the spiral conductive object 2 at a predetermined interval.
  • the first frequency band can be broadened or Multi-frequency sharing can be achieved and practicality can be improved.
  • Example 7 With reference to the antenna configuration of FIG. 7 in the above-described first embodiment, when a magnetic field penetrating through the closed circuit composed of the integrated circuit 4 and the conductive object 11 is generated in the second frequency band, the power in the second frequency band is May be consumed by the resistance component of the communication integrated circuit 4 in the first frequency band, and the communication distance in the second frequency band may be reduced.
  • parallel plate capacitors 31 and 32 are electrically inserted in series between the input / output terminals of the integrated circuit 4 and the conductive object 11 as shown in the plan view of FIG. It is desirable to do.
  • the capacitance of the parallel plate capacitors 31 and 32 is selected to an appropriate value, the second frequency band by the integrated circuit 4 is not adversely affected to the communication performance of the first frequency band. Power dissipation can be avoided, and the communication performance in the second frequency band can be kept good.
  • parallel plate capacitors 31 and 32 can be used as an impedance matching circuit for the first frequency band, and the design freedom in the first frequency band is increased.
  • the radio communication apparatus includes an input / output terminal of the integrated circuit 4 and a conductive object (spiral conductive object 2) connected to the input / output terminal as shown in FIG. Chip capacitor, parallel plate capacitor, or interdigital capacitor is inserted in series with any of the conductive objects 3, 11, and 19) and electrically connected to the input / output terminals of the integrated circuit 4. Capacitive reactances (parallel plate capacitors 31 and 32) are inserted in series.
  • the capacitive reactance can be used as an impedance matching circuit for the first frequency band, and the degree of design freedom in the first frequency band can be increased. As a result, it is possible to improve the communication performance of the wireless communication device described in the first to sixth embodiments.
  • parallel plate capacitors 31 and 32 are shown as an example of the capacitive reactance electrically inserted in series between the integrated circuit 4 and the conductive object 11.
  • the present invention is not limited to this.
  • an arbitrary configuration such as a chip capacitor or an interdigital capacitor can be applied.
  • the above-described resonators dielectric resonators, ceramic resonators, piezoelectric resonators, etc.
  • FIG. 30 shows a case where the present invention is applied to the antenna configuration of FIG. 7 described above, but the same applies to other arbitrary antenna configurations by inserting capacitive reactances into the input / output terminals of the integrated circuit 4. The effect of this can be achieved.
  • polypropylene PP
  • PET polyethylene terephthalate
  • PI polyimide
  • the various conductive objects 2, 2a, 2b, 2c, 3, 10, 11, 19, and 20 are formed on the front surface or the back surface of the flat object 1, but can be formed by, for example, etching. Moreover, it can form by spraying the liquid containing a metal particle on the flat object 1 using an inkjet printing technique.
  • the flat object 1 and various conductive objects 2, 2a, 2b, 2c, 3, 10, 11, 19, 20 may be formed by etching.
  • the different interlayer connection portion 8 can be formed using a through-hole processing technique or the like, and the integrated circuits 4 and 5 and the circuit element 15 are made of various conductive materials using solder, a conductive adhesive, or ultrasonic waves. It can be electrically coupled to the sex object.
  • the surface of the electric / electronic circuit shown in Examples 1 to 7 (the front surface or the back surface of the flat object 1 on which various conductive objects are formed) is covered with a coating resin or the like. Furthermore, a practical antenna configuration can be realized.
  • the coating resin it is preferable to use a material that can be printed / printed or a material that does not easily peel off even when a label is attached.
  • the wireless communication devices according to the first to seventh embodiments can be applied to wireless communication having a credit function or an authentication function. Also, by including the first frequency band in the UHF band (300 MHz to 3000 MHz) and the second frequency band in the LF band (30 kHz to 300 kHz) or the HF band (3 MHz to 30 MHz), the mounting area of each antenna can be reduced. It is possible to obtain a wireless communication apparatus using a shared RFID card type tag of the LF band or the HF band and the UHF band, which is secured as large as possible and has a communication distance equivalent to each single communication distance.

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Abstract

　各アンテナの実装面積をできるだけ大きく確保し、ＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の各単体の通信距離と同等の通信距離を有するＬＦ帯ＲＦＩＤシステムまたはＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとＵＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとに共用可能なＲＦＩＤタグ機能を備えた無線通信装置を得る。 　第１の周波数帯での通信機能を有する集積回路４と、集積回路４の入出力端子の一方に接続された導電性物体３と、第２の周波数帯での通信機能を有する集積回路５と、集積回路５の入出力端子間に接続された第２の導電性物体とを備えている。第２の導電性物体は、渦巻状導電性物体２により構成されている。集積回路４の入出力端子の他方は、渦巻状導電性物体２の一部に接続されている。

Description

無線通信装置
　この発明は、ＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）システムで使用されるタグのアンテナ構成を備えた無線通信装置に関し、特に多周波共用可能な無線通信装置に関するものである。
　近年、人や物品を自動的に認識および管理するＲＦＩＤシステムの普及が急速に進んでいる。
　ＲＦＩＤシステムに用いられるアンテナから放射される電磁界には、準静電界、誘導界、放射界の３つの界があり、これらの界強度は、それぞれ、アンテナからの距離の３乗、アンテナからの距離の２乗、アンテナからの距離の１乗に反比例する。
　この観点からＲＦＩＤシステムの通信方式を分類すると、ＬＦ帯やＨＦ帯の誘導界を用いる誘導界結合方式と、ＵＨＦ帯の放射界を用いる放射界結合方式とに大別される。
　前者の誘導界結合方式については、ＬＦ帯の１２５ｋＨｚ～１３５ｋＨｚ帯を利用するＲＦＩＤシステムが１９８０年代頃から工場のＦＡ（Ｆａｃｔｏｒｙ　Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ）分野などで利用されている。また、ＨＦ帯の１３．５６ＭＨｚ帯を使用したＲＦＩＤシステムは、入退室、入退場セキュリティー管理や、バス、鉄道などの公共交通機関における料金精算などに広く実用されている。
　一方、後者の放射界結合方式は、４３３ＭＨｚ帯、８６０ＭＨｚ～９６０ＭＨｚ、２．４５ＧＨｚ帯の周波数を使用し、前者に比べて通信距離が長く、主に物流管理、生産工場における部品管理などの用途に実用されつつある。
　ただし、現在では、前者の誘導界結合方式、特にＨＦ帯ＲＦＩＤシステムが最も広く普及している。
　このような状況のなか、既存のＨＦ帯ＲＦＩＤシステムをそのまま保持し、これに加えて、新たにＵＨＦ帯ＲＦＩＤシステムを導入したいという要望がある。この場合、ユーザの利便性を考慮すると、ユーザがそれぞれのＲＦＩＤシステム用の複数のＲＦＩＤタグを所有することは望ましくなく、１つのタグで複数のＲＦＩＤシステムに対応できることが望ましい。
　このような背景から、近年、ＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとＵＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとの双方で利用可能なカード型ＲＦＩＤタグの研究開発が進められている。一例として、カード上に形成されたＨＦ帯通信用コイル導体の内側に、ＵＨＦ帯通信用ダイポールアンテナを形成する方法が提案されている（たとえば、特許文献１、非特許文献１参照）。
　すなわち、１枚のカード内にＨＦ帯通信用コイルおよびＵＨＦ帯通信用アンテナを配置する方法としては、特許文献１および非特許文献１に記載のように、ＨＦ帯用コイルの内側にＵＨＦ帯用アンテナを配置する方法と、これとは別に、ＨＦ帯用コイルの外側にＵＨＦ帯用アンテナを配置する方法と、の２つの配置法に大別される。
特開２００４－２４０８９９号公報 Ｋ．Ｓ．Ｌｅｏｎｇ，Ｍ．Ｌ．Ｎｇ，ａｎｄ　Ｐ．Ｈ．Ｃｏｌｅ，"Ｍｉｎｉａｔｕｒｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｄｕａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＲＦＩＤ　ａｎｔｅｎｎａ　ｗｉｔｈ　ｈｉｇｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｒａｔｉｏ"２００７　ＩＥＥＥ　Ａｎｔｅｎｎａｓ　ａｎｄ　Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ　Ｓｏｃｉｅｔｙ　Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ　Ｄｉｇｅｓｔ，ｐｐ．５４７５－５４７８，Ｊｕｌｙ　２００７
　従来の無線通信装置では、特許文献１および非特許文献１のように、ＨＦ帯用コイルの内側にＵＨＦ帯用アンテナを配置する方法に関しては、非特許文献１中に、ＵＨＦ帯の通信距離が約２ｍである点が記載されており、たとえばこのタグを車両入退場管理に使用することを考えた場合、その通信距離は必ずしも十分ではなく、通信距離の改善が必要であるが、実用に際して十分な通信距離を達成するのは容易ではないという課題があった。
　一方、別の従来技術として、ＨＦ帯用コイルの外側にＵＨＦ帯用アンテナを配置する方法では、ＵＨＦ帯用アンテナを配置するために、ＨＦ帯用コイルの実装面積を小さくする必要があるが、ＨＦ帯の通信距離は、大まかにはコイルの面積に比例するので、ＨＦ帯用コイルの実装面積を小さくすることは、ＨＦ帯通信距離の低下を招くという課題があった。
　さらに、２つの配置法のいずれにおいても、ＨＦ帯用コイルとＵＨＦ帯用アンテナとの相互干渉が発生することから、相互干渉による通信距離低下を軽減するためには、両アンテナ導体間の距離を、ある程度離すことが要求されるので、さらに各アンテナの実装面積が小さくなって通信距離の低下を招く可能性があるという課題があった。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、各アンテナの実装面積をできるだけ大きく確保し、ＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の各単体の通信距離と同等の通信距離を有するＬＦ帯ＲＦＩＤシステムまたはＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとＵＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとに共用可能なＲＦＩＤタグ機能を備えた無線通信装置を得ることを目的とする。
　この発明に係る無線通信装置は、第１の周波数帯での通信機能を有する第１の集積回路と、第１の集積回路の入出力端子の一方に接続された第１の導電性物体と、第２の周波数帯での通信機能を有する第２の集積回路と、第２の集積回路の入出力端子間に接続された第２の導電性物体とを備え、第２の導電性物体は、渦巻状導電性物体により構成され、第１の集積回路の入出力端子の他方は、渦巻状導電性物体の一部に接続されたものである。
　この発明によれば、各アンテナの実装面積をできるだけ大きく確保し、ＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の各単体の通信距離と同等の通信距離を有するＬＦ帯ＲＦＩＤシステムまたはＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとＵＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとに共用可能なＲＦＩＤタグ機能を備えた無線通信装置を得ることができる。
この発明の実施例１に係る無線通信装置の第１の構成例を示す平面図である。（実施例１） 図１内のＡ－Ａ’線による断面図である。（実施例１） 図１内の集積回路の入出力端子からアンテナ側を見たインピーダンス周波数特性を示す特性図である。（実施例１） 図１のアンテナ構成におけるｘ－ｚ面およびｙ－ｚ面の放射パターン計算結果を示す説明図である。（実施例１） この発明の実施例１に係る無線通信装置の第２の構成例を示す平面図である。（実施例１） 図５内の集積回路の入出力端子からアンテナ側を見たインピーダンス周波数特性を示す特性図である。（実施例１） この発明の実施例１に係る無線通信装置の第３の構成例を示す平面図である。（実施例１） 図７のアンテナ構成によって得られたインピーダンス周波数特性の計算結果を示す特性図である。（実施例１） 図１内の渦巻状導電性物体を方環状導電性物体に置換したアンテナ構成を示す平面図である。（実施例２） 図９のアンテナ構成におけるインピーダンス周波数特性の計算結果を示す特性図である。（実施例２） 図９のアンテナ構成に対するｘ－ｚ面およびｙ－ｚ面の放射パターン計算結果を示す説明図である。（実施例２） 図１のアンテナ構成に巻線間短絡部を設けた場合の短絡数と放射効率との関係を示す特性図である。（実施例２） 第１の中心周波数における巻線間短絡部の数とアンテナインピーダンスとの関係を示す特性図である。（実施例２） この発明の実施例２に係る無線通信装置を示す平面図である。（実施例２） 図１４内のキャパシタの静電容量値と第１の中心周波数における放射効率との関係を示す特性図である。（実施例２） 図１４内のキャパシタの静電容量値と第１の中心周波数におけるアンテナインピーダンスとの関係を示す特性図である。（実施例２） 図１４のアンテナ構成における第１の周波数帯のインピーダンス周波数特性を示す特性図である。（実施例２） 図１４内の渦巻状導電性物体のインピーダンスと静電容量値との関係を示す特性図である。（実施例２） この発明の実施例３に係る無線通信装置を示す平面図である。（実施例３） 図１９内のＢ－Ｂ’線による断面図である。（実施例３） この発明の実施例４に係る無線通信装置を示す平面図である。（実施例４） 図２１内のインターディジタルキャパシタを拡大して示す平面図である。（実施例４） この発明の実施例５に係る無線通信装置を示す平面図である。（実施例５） 図２３内の巻線間容量性結合手段を拡大して示す平面図およびＣ－Ｃ’線による断面図である。（実施例５） この発明の実施例５による第１の中心周波数の放射効率を示す特性図である。（実施例５） この発明の実施例５のアンテナ構成に対する第２の中心周波数における渦巻状導電性物体の入力インピーダンスを示す特性図である。（実施例５） この発明の実施例５に係る無線通信装置の他の構成例を示す平面図である。（実施例５） この発明の実施例６に係る無線通信装置を示す平面図である。（実施例６） この発明の実施例６に係る無線通信装置の他の構成例を示す平面図である。（実施例６） この発明の実施例７に係る無線通信装置を示す平面図である。（実施例７）
（実施例１）
　以下、図面を参照しながら、この発明の無線通信装置の好適な実施例について説明する。
　図１はこの発明の実施例１に係る無線通信装置を示す平面図であり、図２は図１内のＡ－Ａ’線による断面図である。
　図１において、無線通信装置は、平板状物体１と、外形寸法Ｌ、Ｗを有する渦巻状導電性物体２と、Ｌ字状（延長形状）の導電性物体３と、集積回路４、５と、導電性物体７ａ、７ｂと、スルーホールなどの異層間接続部８と、１対の平板３０ａ、３０ｂ（図２参照）からなる平行平板キャパシタ３０とを備えている。平行平板キャパシタ３０の一方（上面側）の平板３０ａは、導電性物体７ａに導通され、平行平板キャパシタ３０の他方（下面側）の平板３０ｂは、導電性物体７ｂに導通されている。
　平板状物体１は、任意の物質からなる。集積回路４は、第１の周波数帯での通信に必要な機能を備えており、集積回路５は、第２の周波数帯での通信に必要な機能を備えている。導電性物体７ａ、７ｂは、渦巻状導電性物体２と集積回路５の入出力端子とを接続する。異層間接続部８は、平板状物体１の表面に形成された任意の導電性物体と、平板状物体１の裏面に形成された任意の導電性物体とを接続する。
　平行平板キャパシタ３０は、集積回路５に対して電気的に並列に接続される。平行平板キャパシタ３０の容量値は、通常、渦巻状導電性物体２とともにＬＣ並列共振回路を構成して、第２の周波数帯の所望周波数において共振するように、設計される。または、平行平板キャパシタ３０の容量値は、第２の周波数帯の所望周波数において、渦巻状導電性物体２が形成する回路と集積回路５とのインピーダンス整合が良好になるように、設計される。したがって、第１の周波数帯が第２の周波数帯に比べて十分大きい場合には、平行平板キャパシタ３０は、第１の周波数帯において電気的にほぼ短絡構造となる場合が多い。
　導電性物体３の電気長は、第１の周波数帯で良好な通信性能が得られれば任意でよいが、第１の周波数帯の実効波長１λ1e程度以下に選定されることが多い。ここで、第１の周波数帯の実効波長λ1eは、平板状物体１やその他の周囲物体など（図示せず）の、導電性物体３の周囲に配置される物体の電気的影響を考慮した値である。また、ここでは導電性物体３を細線として例示したが、楕円形、多角形など任意の形状でよい。
　図１の構成から集積回路４および導電性物体３を除去した構成は、現在において広く普及している非接触ＩＣカードの最も基本的な公知構成である。
　導電性物体３上の定在波電流分布は、導電性物体３の先端の電流振幅が零である、という境界条件によって決定される。
　したがって、第１の周波数帯の所望周波数が第２の周波数帯の所望周波数に比べて十分大きい場合、すなわち、第２の周波数帯の実効波長λ2eが第１の周波数帯の実効波長λ1eに比べて十分長い場合には、第２の周波数帯の電流は、導電性物体３上にはほとんど流れない。
　この結果、渦巻状導電性物体２の任意の位置に集積回路４および導電性物体３を接続しても、集積回路５、平行平板キャパシタ３０および渦巻状導電性物体２によって、外部機器との間で行われる第２の周波数帯の通信特性にほとんど影響を与えることはない。
　一方、第１の周波数帯のアンテナ動作を考えた場合、集積回路４の入出力端子部がいわゆる給電部に相当し、導電性物体３および渦巻状導電性物体２の全体に電流が流れ、アンテナとして動作する。
　このとき、上述したように、第１の周波数帯においては、平行平板キャパシタ３０が、電気的にはほぼ短絡構造となる場合が多いので、第１の周波数帯の動作は、集積回路５の入力インピーダンスに無関係となる。
　もし、第２の周波数帯で良好な通信を行うために平行平板キャパシタ３０が必要でない場合には、集積回路５の入出力端子部が、第１の周波数帯においてはほぼ電気的短絡状態となり、第２の周波数帯においてはほぼ電気的開放状態となるように、平行平板キャパシタ３０の静電容量値を定めればよい。
　一般に、キャパシタの静電容量値をＣとし、交流電源の周波数をｆとすると、キャパシタのインピーダンス値Ｚは、周知のように、以下の式（１）で与えられる。
　Ｚ＝－ｊ／（２πｆＣ）　・・・（１）
　式（１）から明らかなように、キャパシタのインピーダンス値Ｚの比は、周波数ｆの比の逆数となる。
　ここで、第１の周波数帯の第１の中心周波数をｆ1、第２の周波数帯の第２の中心周波数をｆ2とし、第１の中心周波数ｆ1でのインピーダンス値をＺ1、第２の中心周波数ｆ2でのインピーダンス値をＺ2とすると、ｆ1＞＞ｆ2なる条件が成立している場合には、以下の式（２）が成立する。
　｜Ｚ1｜＜＜｜Ｚ2｜　・・・（２）
　よって、静電容量値Ｃを適切に選定すれば、第１の中心周波数ｆ1においては電気的にほぼ短絡とし、第２の中心周波数ｆ2においては電気的にほぼ開放とすることが可能となる。
　たとえば、第１および第２の中心周波数ｆ1、ｆ2が、
　ｆ1＝２．４５［ＧＨｚ］
　ｆ２＝１３．５６［ＭＨｚ］
　であれば、中心周波数比ｆ1／ｆ2は、以下の式（３）で与えられる。
　ｆ1／ｆ2≒１８１　・・・（３）
　また、第１および第２の中心周波数ｆ1、ｆ2が、
　ｆ1＝９６０［ＭＨｚ］
　ｆ2＝１３．５６［ＭＨｚ］
　であれば、中心周波数比ｆ1／ｆ2は、以下の式（４）で与えられる。
　ｆ1／ｆ2≒７１　・・・（４）
　さらに、第１および第２の中心周波数ｆ1、ｆ2が、
　ｆ1＝８６０［ＭＨｚ］
　ｆ2＝１３．５６［ＭＨｚ］
　であれば、中心周波数比ｆ1／ｆ2は、以下の式（５）で与えられる。
　ｆ1／ｆ2≒６３　・・・（５）
　なお、上記条件では、第２の中心周波数ｆ2を１３．５６［ＭＨｚ］としたが、仮に、ｆ2＝１３５［ｋＨｚ］であれば、中心周波数比ｆ1／ｆ2を、式（３）～（５）の値の１００倍にすればよい。
　たとえば、第１の中心周波数ｆ1におけるインピーダンス値Ｚ1を０－ｊ３６［Ω］とし、ｆ1＝８６０ＭＨｚ、ｆ2＝１３．５６ＭＨｚとした場合には、式（５）のように、ｆ1／ｆ2≒６３であるから、第２の中心周波数ｆ2におけるインピーダンス値Ｚ2は、０－ｊ２２６８［Ω］となる。
　したがって、第１の中心周波数ｆ1においては電気的にほぼ短絡、第２の中心周波数ｆ2においては電気的にほぼ開放状態となる。
　以上の考察から、図１のように、渦巻状導電性物体２を第１の周波数帯のアンテナ導体の一部として利用することにより、第１および第２の周波数帯のそれぞれのアンテナの実装面積を、第１の周波数帯のアンテナと第２の周波数帯のアンテナとのそれぞれを並設した場合よりも、広く確保することが可能となる。
　この結果、図１の構成により、各アンテナが単体で存在した場合と同等の通信性能を確保することが可能となる。
　図１のアンテナ構成の有効性を検証するために、発明者は、数値電磁界解析および実験を行い、図３の結果を得た。
　図３は集積回路４の入出力端子からアンテナ側を見たインピーダンス周波数特性Ｚｆ１を示す特性図である。
　図３において、円内の数値は、インピーダンスＺを５０［Ω］で正規化した値を示しており、第１の中心周波数ｆ1の空気中波長λ1を基準として、渦巻状導電性物体２のｚ、ｘ方向の外形寸法Ｌ、Ｗを、それぞれ、Ｌ＝０．１９λ1、Ｗ＝０．１４λ1とし、導電性物体３の幅および長さを、それぞれ、０．００３２λ1、０．２５４λ1としたときの計算結果を示している。
　図３において、インピーダンス周波数特性Ｚｆ１は、０．８９４ｆ1から１．１０６ｆ1まで、０．０５３ｆ1刻みで、５ポイントにわたってスミスチャートにプロットされている。
　図３のインピーダンス周波数特性Ｚｆ１から明らかなように、図１のアンテナ構成の場合、自由空間に置かれた半波長ダイポールアンテナと比べると、リアクタンス変化量が大きく狭帯域ではあるが、類似のインピーダンス特性（直列共振特性）を示していることが分かる。
　図４（ａ）、（ｂ）はそれぞれｘ－ｚ面およびｙ－ｚ面の放射パターン計算結果を示す説明図であり、主偏波（Ｅθ成分）と交差偏波（Ｅφ成分）とを示している。
　図４から明らかなように、図１のアンテナ構成により、半波長ダイポールアンテナと同様の放射パターンが得られており、放射効率は、－１．１ｄＢ、利得は、１．３ｄＢｉである。
　なお、図４（ｂ）において、ｙ－ｚ面に交差偏波（Ｅφ成分）が生じているが、主偏波（Ｅθ成分）の利得低下を招くレベルではなく、タグアンテナとしては実用上問題ない。
　実際に、上記計算モデルと同等のアンテナを試作して測定した結果、インピーダンス周波数特性および放射パターンとして、図３および図４の計算結果に良く対応する結果が得られた。また、放射効率測定値は、－１．９ｄＢであり、図１のアンテナ構成の有効性が確認できた。
　ところで、一般に、ＲＦＩＤタグに用いられる集積回路４のインピーダンスは、概して低抵抗であって高容量性リアクタンスを有している。したがって、アンテナと集積回路４とのインピーダンス整合を考えた場合、図３のようなアンテナインピーダンスでは不都合な場合がある。
　上記不都合な場合に対処するためには、たとえば図５の平面図に示すように、平板状物体１上に導電性物体１０を設け、導電性物体１０の一端を導電性物体３に接続し、導電性物体１０の他端を渦巻状導電性物体２に接続して、いわゆるショートスタブを構成すればよい。
　図５において、前述（図１参照）と同様のものについては、前述と同一符号を付して詳述を省略する。この場合、導電性物体１０が追加された点を除けば、前述（図１参照）と同様の構成である。
　図５のアンテナ構成により、図６のインピーダンス周波数特性Ｚｆ２に示すように、集積回路４のインピーダンスに対して複素共役の関係となるインピーダンスの付近に、所望帯域インピーダンスを変位させることができ、アンテナと集積回路４とのインピーダンス整合を確保することが可能になる。
　なお、図６において、インピーダンス周波数特性Ｚｆ２のプロット周波数は、０．９６ｆ1から１．０４ｆ1まで、０．０１ｆ1刻みで、９ポイントにわたって示されている。
　また、インピーダンス整合方法は、図５に示したショートスタブに限られず、他の手段として、たとえば図７の平面図に示すように、平板状物体１上に閉ループ状の導電性物体１１を設け、導電性物体１１の一部に集積回路４を挿入したアンテナ構成が考えられる。
　図７において、集積回路４は、導電性物体３から隔離されている。
　導電性物体１１は、渦巻状導電性物体２および／または導電性物体３（渦巻状導電性物体２および導電性物体３の少なくとも一方）の近傍に配置されており、導電性物体１１の一端は集積回路４の端子の一端に接続され、導電性物体１１の他端は集積回路４の端子の他端に接続されている。また、導電性物体３は渦巻状導電性物体２に接続されている。
　図７のアンテナ構成においては、渦巻状導電性物体２および導電性物体３に流れる電流によって生じる磁界が導電性物体１１のループ内の空間を貫くことにより、集積回路４および導電性物体１１からなる回路と、導電性物体３および渦巻状導電性物体２からなるアンテナとが、上記磁界を介して結合されている。
　図８は図７のアンテナ構成によって得られたインピーダンス周波数特性Ｚｆ３の計算結果を示す特性図である。
　図８において、インピーダンス周波数特性Ｚｆ３のプロット周波数は、０．９５ｆ1から１．０５ｆ1まで、０．００５ｆ1刻みで、２１ポイントにわたって示されている。図８から明らかなように、図７のアンテナ構成とすることにより、集積回路４とのインピーダンス整合を確保するのに好適なアンテナインピーダンス特性が得られる。
　なお、導電性物体１１は、導電性物体３および／または渦巻状導電性物体２に接していてもよい。この状態は、導電性物体１１と導電性物体３および／または渦巻状導電性物体２との距離を零にした極限であり、アンテナとして上述と同様の動作をすると考えられる。
　以上のように、この発明の実施例１に係る無線通信装置は、図１のように、第１の周波数帯での通信機能を有する集積回路４（第１の集積回路）と、集積回路４の入出力端子の一方に接続された導電性物体３（第１の導電性物体）と、第２の周波数帯での通信機能を有する集積回路５（第２の集積回路）と、集積回路５の入出力端子間に接続された渦巻状導電性物体２（第２の導電性物体）とを備えており、集積回路４の入出力端子の他方は、渦巻状導電性物体２の一部に接続されている。
　また、図５のように、導電性物体１０（第３の導電性物体）をさらに備え、導電性物体１０の一端は、導電性物体３に接続され、導電性物体１０の他端は、渦巻状導電性物体２に接続されている。
　さらに、図７のように、第１の周波数帯での通信機能を有する集積回路４と、導電性物体３と、第２の周波数帯での通信機能を有する集積回路５と、集積回路５の入出力端子間に接続された渦巻状導電性物体２と、集積回路４の入出力端子間に接続された閉ループ状の導電性物体１１（第３の導電性物体）とを備えており、導電性物体３の一端は、渦巻状導電性物体２の一部に接続され、導電性物体１１は、導電性物体３および渦巻状導電性物体２の少なくとも一方に近接配置されている。
　これにより、各アンテナの実装面積をできるだけ大きく確保し、ＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の各単体の通信距離と同等の通信距離を有するＬＦ帯ＲＦＩＤシステム、または、ＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとＵＨＦ帯ＲＦＩＤシステムとに共用可能なＲＦＩＤタグ機能を備えた無線通信装置を得ることができる。
（実施例２）
　上記実施例１（図１、図５、図７）のアンテナ構成では、動作帯域があまり広くないという問題が生じる場合がある。また、動作帯域幅と渦巻状導電性物体２上の電流分布とは相関があると考えられる。
　これを確認するために、まず便宜的に、図９の平面図に示すように、渦巻状導電性物体２を方環状導電性物体１２に置換して、図９のアンテナ構成において、第１の周波数帯のアンテナ特性を計算した。
　図１０は図９のアンテナ構成におけるインピーダンス周波数特性Ｚｆ４の計算結果を示す特性図である。
　図１０において、インピーダンス周波数特性Ｚｆ４のプロット周波数は、図３と同一であって５ポイントにわたって示されているが、図３のインピーダンス周波数特性Ｚｆ１よりもリアクタンス変化量が少なく、広帯域になっていることが分かる。
　図１１（ａ）、（ｂ）は図９のアンテナ構成に対するｘ－ｚ面およびｙ－ｚ面の放射パターン計算結果を示す説明図である。
　図９のアンテナ構成による図１１では、図１のアンテナ構成による図４と比べてパターン形状に大きな差異はないが、わずかではあるが利得が高い。
　また、図９のアンテナ構成による図１１の放射効率の計算値は、－０．２ｄＢであり、図１のアンテナ構成による図４の放射効率（＝－１．１ｄＢ）に比べて約１ｄＢ高い。
　以上の検討から、図９のように、渦巻状導電性物体２を方環状導電性物体１２に置換することにより、帯域幅と放射効率とを同時に改善可能であることが分かった。
　ただし、当然ながら、第２の周波数帯の通信性能を考えると、渦巻状導電性物体２を、図９のように方環状導電性物体１２に置換することはできない。
　そこで、実際には、図１のアンテナ構成において、渦巻状導電性物体２の隣り合う巻線間を容量結合させることにより、第２の周波数帯の通信特性に影響を与えることなく、第１の周波数帯のアンテナ性能を改善することを試みる。
　まず、渦巻状導電性物体２の隣り合う巻線間を短絡する数ｎを調べる。
　図１２は巻線間短絡部の数ｎと放射効率との関係を示す特性図であり、巻線間を短絡する巻線間短絡部１３の数ｎ（ｎ＝１、・・・、６）に対する放射効率の違いを示している。
　図１２において、渦巻状導電性物体２の巻線間短絡部１３は、隣り合う巻線間を短絡する複数の導電性物体１４から構成されており、渦巻状導電性物体２に対して等間隔になるように配置されている。
　図１２から明らかなように、放射効率は、巻線間短絡部１３の数ｎとはほぼ無関係であり、巻線間短絡部１３は、渦巻状導電性物体２と導電性物体３または集積回路４との結合部付近に１つ配置するのみでよいことが分かる。
　図１３は第１の中心周波数ｆ1における巻線間短絡部１３の数ｎとアンテナインピーダンス（抵抗値Ｒ［Ω］、リアクタンス値Ｘ［Ω］）との関係を示す特性図である。
　図１３からも明らかなように、巻線間短絡部１３の数ｎによるアンテナインピーダンスの変化は、抵抗値Ｒおよびリアクタンス値Ｘのいずれも１［Ω］以下であり、ほとんど生じないことが分かる。
　図１４はこの発明の実施例２の構成例を示す平面図であり、図１２内の巻線間短絡部１３に代えて回路素子１５を設けた場合を示している。
　図１４において、回路素子１５は、渦巻状導電性物体２と導電性物体３または集積回路４との結合部付近で、渦巻状導電性物体２の巻線間を接続している。
　次に、回路素子１５をキャパシタとしたときのキャパシタ静電容量値と特性との関係について調べる。
　図１５はキャパシタの静電容量値（集中定数）Ｃ［ｐＦ］と第１の中心周波数ｆ1における放射効率との関係を示す特性図である。
　図１５から明らかなように、静電容量値Ｃが小さくなるにつれて放射効率が劣化する傾向にあるが、Ｃ≧２ｐＦであれば、放射効率の劣化量は０．２ｄＢ以内であり、実用上ほとんど問題ないことが分かる。
　図１６はキャパシタの静電容量値Ｃと第１の中心周波数ｆ1におけるアンテナインピーダンス（抵抗値Ｒ、リアクタンスＸ）との関係を示す特性図であり、図１５と同様の傾向を示すことが分かる。
　図１７は第１の周波数帯のインピーダンス周波数特性をスミスチャート上にプロットした特性図であり、図１７（ａ）は静電容量値Ｃが２ｐＦの場合のインピーダンス周波数特性Ｚｆ５を示し、図１７（ｂ）は静電容量値Ｃが８ｐＦの場合のインピーダンス周波数特性Ｚｆ６を示している。
　図１７において、プロット周波数は、０．９５ｆ1から１．０５ｆ1まで、０．０２５ｆ1刻みで、５ポイントにわたって示されている。
　図１７（ｂ）のインピーダンス周波数特性Ｚｆ６（Ｃ＝８ｐＦ）と、図１７（ａ）のインピーダンス周波数特性Ｚｆ５（Ｃ＝２ｐＦ）とを比較して分かるように、静電容量値Ｃが小さくなるとアンテナインピーダンスが容量性に変位する傾向にあるが、これは、導電性物体３の電気長を長く設定することにより補償することができるので、大きな問題にはならない。
　一方、図１８は渦巻状導電性物体２のインピーダンス（抵抗値Ｒ、リアクタンスＸ）と静電容量値Ｃとの関係を示す特性図であり、第２の中心周波数ｆ2において、図１内のＡ－Ａ’から渦巻状導電性物体２を見たインピーダンスの特性を示している。
　図１８から明らかなように、第２の中心周波数ｆ2のインピーダンス特性も、静電容量値Ｃにほとんど依存しないことが分かる。
　以上のように、この発明の実施例２（図１２、図１４）に係る無線通信装置によれば、渦巻状導電性物体２の巻線間を容量結合する回路素子１５を設けて、その容量値を適切に選定することにより、第２の中心周波数ｆ2の通信特性にほとんど影響を与えることなく、第１の周波数帯のアンテナ性能を改善することが可能となる。
　なお、回路素子１５は、チップキャパシタに限定されることはなく、第１の周波数帯の電流を通し、第２の周波数帯の電流を遮断する周波数特性を有していれば、別の手段であってもよい。
　したがって、回路素子１５としては、周波数選択性結合手段として、たとえば、フィルタに使用されている誘電体共振器、セラミック共振器、圧電共振器など、任意の共振器が使用可能である。
　ここで、圧電共振器は、圧電薄膜の表裏に電極を形成し、薄膜の振動を利用したフィルタである。圧電共振器をはしご状に接続したものは、ＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ　Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）フィルタと呼ばれ、低損失で急峻な特性を有するバンドパスフィルタとして知られている。
　以上のように、この発明の実施例２に係る無線通信装置は、図１４のように、渦巻状導電性物体の一部の隣接する巻線間に設けられ、巻線間を容量性リアクタンスによって接続するための回路素子１５（周波数選択性結合手段、たとえば容量性結合手段）をさらに備えており、回路素子１５は、たとえば共振器により構成されている。
　これにより、回路素子１５の電気特性を適切に選定し、第２の中心周波数ｆ2の通信特性にほとんど影響を与えることなく、第１の周波数帯のアンテナ性能を改善することが可能となる。
（実施例３）
　上記実施例１、２（図１、図５、図７、図１２、図１４）に示したアンテナ構成を実用に供する形態に仕上げることを考えた場合、平板状物体１上に必ずしも任意の回路素子部品が実装できるとは限らず、また、部品点数の増加は、一般に製造コスト増加を招くことになる。
　したがって、図１４の構成に代えて、図１９および図２０のように、導電性物体２ａ、２ｂのみで渦巻状導電性物体２の巻線間を容量結合する構成を考える。
　図１９はこの発明の実施例３に係る無線通信装置を示す平面図であり、図２０は図１９内のＢ－Ｂ’線による断面図である。
　図１９および図２０は、渦巻状導電性物体２の巻線間を第１の周波数帯で容量結合する１つの構成例を示している。
　図１９において、渦巻状導電性物体２の一部（異層間接続部８ａから異層間接続部８ｂまでの区間）は、平板状物体１の裏面に配置された導電性物体となっている。
　この場合、図２０のように、容量結合させたい位置において、巻線の存在面を、外から順に、平板状物体１の表、裏、表、となるように構成するとともに、望ましくは当該部位において隣接する巻線と重なるように、導電性物体２ａ、２ｂの巻線形状を局所的に変形している。
　すなわちこの例では、容量結合部位において、平板状物体１の表側の導電性物体２ａの幅は、他の部位の幅よりも大きく形成されるとともに、平板状物体１の裏側の導電性物体２ｂの幅は、導電性物体２ａの幅の２倍以上に形成されている。
　図１９および図２０のアンテナ構成とすることにより、渦巻状導電性物体２の巻線間の静電容量を部分的に大きく形成ことができるので、前述の実施例２（図１４）において回路素子１５をキャパシタにした場合と同等の効果を得るとともに、部品点数を低減することが可能になる。
　以上のように、この発明の実施例３に係る無線通信装置の容量性結合手段は、図１９、図２０のように、渦巻状導電性物体２の巻線幅を部分的に大きく形成することにより構成されている。
　すなわち、第１の周波数帯の電流を通し、第２の周波数帯の電流を遮断する周波数特性を有する構造として、渦巻状導電性物体２を平板状物体１の表面および裏面の両面上に形成するとともに、渦巻状導電性物体２ａ、２ｂの巻線幅を部分的に大きく形成している。
　これにより、第１の周波数帯と第２の周波数帯の両周波数帯において、渦巻状導電性物体２をアンテナ導体として共用することが可能となる。
　この結果、前述の実施例１、２と同様に、ＬＦ帯用またはＨＦ帯用のコイル導体を、ＵＨＦ帯用アンテナ導体として利用することができ、各アンテナの実装面積をできるだけ大きく確保し、ＨＦ帯、ＵＨＦ帯の各単体の通信距離と同等の通信距離を有するＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の共用ＲＦＩＤカード型タグによる無線通信装置を得ることができる。
　さらに、前述の実施例２（図１４）の構成と比較して、部品点数を低減するとともに、より高性能な無線通信装置を得ることができる。
（実施例４）
　上記実施例３では、渦巻状導電性物体２を平板状物体１の表面および裏面の両面上に形成するとともに、容量結合部位の渦巻状導電性物体２ａ、２ｂの巻線幅を部分的に大きくしたが、図２１および図２２のように、渦巻状導電性物体２を平板状物体１の表面のみに形成し、容量性結合手段として、渦巻状導電性物体２の巻線形状を部分的に変形してもよい。
　図２１はこの発明の実施例４に係る無線通信装置を示す平面図であり、渦巻状導電性物体２の巻線間を第１の周波数帯で容量結合する他の構成例として、容量結合させたい位置にインターディジタルキャパシタ１６を形成した場合を示している。
　図２２はインターディジタルキャパシタ１６を拡大して示す平面図である。図２２において、インターディジタルキャパシタ１６は、渦巻状導電性物体２の一部がクシ歯状に形成されて、相互に挿入しあうことにより容量結合された構成を有している。
　図２１、図２２のアンテナ構成により、渦巻状導電性物体２の巻線間の静電容量を部分的に高めることができる。
　また、前述の実施例３（図１９）の構成と比較して、平板状物体１の表面に形成された導電性物体２ａと平板状物体１の裏面に形成された導電性物体２ｂとを接続する異層間接続部８ａ、８ｂを省略することができ、製作コストを低減することが可能となる。
　以上のように、この発明の実施例４に係る無線通信装置の容量性結合手段は、図２１、図２２のように、渦巻状導電性物体２の巻線形状を部分的に変形して巻線間に形成されたインターディジタルキャパシタ１６により構成されている。
　すなわち、第１の周波数帯の電流を通し、第２の周波数帯の電流を遮断する周波数特性を有する構造として、渦巻状導電性物体２を平板状物体１の表面のみに形成し、渦巻状導電性物体２の巻線形状を部分的に変形し、巻線間に部分的にインターディジタルキャパシタ１６を形成した構成を備えている。
　これにより、第１の周波数帯と第２の周波数帯の両周波数帯において、渦巻状導電性物体２をアンテナ導体として共用することが可能となる。
　この結果、前述の実施例１～３と同様に、ＬＦ帯またはＨＦ帯用のコイル導体を、ＵＨＦ帯用アンテナ導体として利用することができ、各アンテナの実装面積をできるだけ大きくし、ＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の各単体の通信距離と同等の通信距離を有する、ＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の共用ＲＦＩＤカード型タグによる無線通信装置を得ることができる。
　また、前述の実施例３（図１９）の構成と比較して、製作コストを低減することが可能になる。
（実施例５）
　上記実施例４（図２１、図２２）のインターディジタルキャパシタ１６は、渦巻状導電性物体２の容量結合部位をクシ歯状に形成したが、少ない面積で十分な静電容量を得られない可能性があるので、図２３および図２４のように、平板状物体１の裏面に導電性物体１９を設けて巻線間容量性結合手段１８を構成してもよい。
　図２３はこの発明の実施例５に係る無線通信装置を示す平面図である。また、図２４（ａ）、（ｂ）は図２３内の巻線間容量性結合手段１８を拡大して示す平面図およびＣ－Ｃ’線による断面図である。
　図２３、図２４において、巻線間容量性結合手段１８は、平板状物体１の表面に形成された渦巻状導電性物体２の各巻線を部分的に大きく形成するとともに、当該部位の裏面に導電性物体１９を形成することによって構成されている。
　また、図２４（ａ）、（ｂ）において、容量結合部位の導電性物体２ｃは、他の部位よりも幅が大きく形成され、平板状物体１の裏面側の導電性物体１９は、複数の導電性物体２ｃをすべて覆う大きさに形成されている。
　図２３、図２４のアンテナ構成によれば、前述（図１９）の異層間接続部８ａ、８ｂを不要として、異層間接続部の数を増やすことなく平行平板形式で巻線間キャパシタを構成することが可能となる。
　図２５はこの発明の実施例５（図２３、図２４）による第１の中心周波数ｆ1の放射効率を示す特性図であり、巻線間容量性結合手段１８（容量結合部位）による容量結合状態での放射効率を、巻線間を短絡した場合での放射効率と比較して示している。
　図２５から明らかなように、巻線間容量性結合手段１８により、巻線間短絡時と同等の放射効率が得られることが分かる。
　図２６はこの発明の実施例５のアンテナ構成に対する第２の中心周波数ｆ2における渦巻状導電性物体２の入力インピーダンス（抵抗値Ｒ、リアクタンスＸ）を示す特性図であり、巻線間容量性結合手段１８が存在しない場合の入力インピーダンス値と比較して示している。
　図２６から明らかなように、巻線間容量性結合手段１８の有無によるインピーダンス変化量はほとんど生じず、問題ない範囲内であることが分かる。
　したがって、図２３、図２４のアンテナ構成により、渦巻状導電性物体２の巻線間の静電容量を部分的に高めることができ、さらに、前述の実施例４（図２１）の構成と比較して、より少ない面積でより高い巻線間静電容量を得ることが可能となる。
　以上のように、この発明の実施例５に係る無線通信装置は、図２３のように、渦巻状導電性物体２の一部に対し、所定間隔を隔てて重ね配置された導電性物体１９（第４の導電性物体）を備えている。
　すなわち、第１の周波数帯の電流を通し、第２の周波数帯の電流を遮断する周波数特性を有するアンテナ構成として、渦巻状導電性物体２を平板状物体１の表面のみに形成した上で、渦巻状導電性物体２の巻線形状を部分的に変形するとともに、当該部位の裏面に導電性物体１９を有する巻線間容量性結合手段１８を備えている。
　これにより、第１の周波数帯と第２の周波数帯の両周波数帯において、渦巻状導電性物体２をアンテナ導体として共用することが可能となる。
　この結果、前述の実施例１～４と同様に、ＬＦ帯またはＨＦ帯用のコイル導体を、ＵＨＦ帯用アンテナ導体として利用することができ、各アンテナの実装面積をできるだけ大きく確保し、ＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の各単体の通信距離と同等の通信距離を有する、ＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の共用ＲＦＩＤカード型タグによる無線通信装置を得ることができる。
　なお、巻線間容量性結合手段１８は、図２３、図２４の構成に限定されることはなく、たとえば、導電性物体１９としては、方形、円形、楕円形など任意の形状を選択可能であり、また、図２７の平面図に示すように、導電性物体１９のみならず集積回路４を平板状物体１の裏面に配置して、集積回路４の端子の一端を導電性物体１９に接続する構成としてもよい。
　さらに、所望の巻線間容量結合が得られれば、必ずしも渦巻状導電性物体２の巻線形状を部分的に変形する必要はない。
　図２７において、無線通信装置は、第１の周波数帯での通信機能を有する集積回路４と、集積回路４の入出力端子の一方に接続された導電性物体３と、第２の周波数帯での通信機能を有する集積回路５と、集積回路５の入出力端子間に接続された渦巻状導電性物体２と、導電性物体１９（第３の導電性物体）とを備えており、導電性物体１９は、渦巻状導電性物体２の一部に対し、所定間隔を隔てて重ね配置されている。また、集積回路４の入出力端子の他方は、導電性物体１９に接続されている。
　図２７のアンテナ構成においても、前述と同様の作用効果を奏する。
（実施例６）
　上記実施例１～５では、渦巻状導電性物体２に対して導電性物体３のみを設けたが、図２８のように、渦巻状導電性物体２に接続された導電性物体２０をさらに設けてもよい。
　図２８はこの発明の実施例６に係る無線通信装置を示す平面図であり、たとえば前述の実施例５（図２３）の構成に導電性物体２０を追加した場合を示している。
　図２８においては、アンテナ主要構成導体として、前述の渦巻状導電性物体２および導電性物体３に加えて、Ｌ字形状の導電性物体２０が設けられており、導電性物体２０の一端は、渦巻状導電性物体２に接続されている。
　図２８のアンテナ構成により、第１の周波数帯において、導電性物体３および渦巻状導電性物体２の形状で決定される共振モードと、導電性物体２０および渦巻状導電性物体２の形状で決定される共振モードと、導電性物体３、２０および渦巻状導電性物体２（３つの導電性物体）の形状で決定される共振モードとからなる複数の共振モードを生じさせることができる。
　したがって、各導電性物体３、２０および渦巻状導電性物体２の形状を最適化することにより、前述の作用効果のみならず、第１の周波数帯において、広帯域化または多周波共用化を図ることができ、実用性を高めることが可能となる。
　また、導電性物体２０は、必ずしも渦巻状導電性物体２に接続される必要はなく、たとえば図２９の平面図に示すように、導電性物体２０を平板状物体１の裏面に形成してもよい。この場合、導電性物体２０の一端は、渦巻状導電性物体２の一部に対し、所定間隔を隔てて重ね配置され、渦巻状導電性物体２と容量性結合している。図２９の構成においても、前述と同様の作用効果を奏する。
　以上のように、この発明の実施例６に係る無線通信装置は、図２８のように、導電性物体２０（第５の導電性物体）をさらに備えており、導電性物体２０の一端は、渦巻状導電性物体２の一部に接続されている。
　また、図２９のように、導電性物体２０の一端は、渦巻状導電性物体２の一部に対し、所定間隔を隔てて重ね配置されている。
　これにより、複数の共振モードを生じさせるとともに、各導電性物体３、２０および渦巻状導電性物体２の形状を最適化し、前述の作用効果に加えて、第１の周波数帯において、広帯域化または多周波共用化を図ることができ、実用性を高めることが可能となる。
（実施例７）
　前述の実施例１における図７のアンテナ構成を参照し、第２の周波数帯において、集積回路４および導電性物体１１からなる閉回路内を貫く磁界が発生した場合、第２の周波数帯の電力の一部が、第１の周波数帯における通信用の集積回路４の抵抗成分によって消費され、第２の周波数帯の通信距離が低下するという問題が生じる可能性がある。
　そこで、この問題を回避するために、図３０の平面図に示すように、集積回路４の入出力端子と導電性物体１１との間に、平行平板キャパシタ３１、３２を電気的に直列に挿入することが望ましい。
　図３０のアンテナ構成において、平行平板キャパシタ３１、３２の静電容量を適切な値に選定すれば、第１の周波数帯の通信性能に悪影響を与えることなく、集積回路４による第２の周波数帯の電力消散を回避することができ、第２の周波数帯の通信性能を良好に保つことが可能となる。
　また、第２の周波数帯の通信性能への悪影響がない場合でも、集積回路４の入出力端子と導電性物体１１との間に平行平板キャパシタ３１、３２を電気的に直列に挿入することにより、平行平板キャパシタ３１、３２を第１の周波数帯に対するインピーダンス整合回路として使用することができ、第１の周波数帯における設計の自由度が増す効果を奏する。
　以上のように、この発明の実施例７に係る無線通信装置は、図３０のように、集積回路４の入出力端子と、入出力端子に接続される導電性物体（渦巻状導電性物体２、導電性物体３、１１、１９のいずれか）との間に、直列にチップキャパシタ、平行平板キャパシタ、またはインターディジタルキャパシタが挿入されており、集積回路４の入出力端子に対して、電気的に直列に容量性リアクタンス（平行平板キャパシタ３１、３２）が挿入されている。
　これにより、集積回路４での第２の周波数帯の電力消散を回避することができ、通信距離低下の問題を解消することができる。
　また、容量性リアクタンス（周波数選択性結合手段）を、第１の周波数帯に対するインピーダンス整合回路として使用することができ、第１の周波数帯における設計の自由度を増大させることができる。
　この結果、前述の実施例１～６で説明した無線通信装置の通信性能を向上させることが可能となる。
　なお、図３０では、集積回路４と導電性物体１１との間に電気的に直列に挿入された容量性リアクタンスの一例として、平行平板キャパシタ３１、３２を示したが、これに限定されることはなく、平行平板キャパシタ３１、３２と同様の作用効果が得られれば、チップキャパシタまたはインターディジタルキャパシタなど、任意の構成を適用することができる。また、前述の共振器（誘電体共振器、セラミック共振器、圧電共振器など）を用いてもよい。
　また、図３０においては、前述の図７のアンテナ構成に適用した場合を示したが、他の任意のアンテナ構成においても、集積回路４の入出力端子に容量性リアクタンスを挿入することにより、同様の作用効果を奏することができる。
　また、上記実施例１～７で説明した無線通信装置を実用に供する形態とするには、平板状物体１として、たとえば、ポリプロピレン（ＰＰ）、ポリエチレンテレフタレート（ＰＥＴ）、ポリイミド（ＰＩ）などを用いればよい。
　また、各種導電性物体２、２ａ、２ｂ、２ｃ、３、１０、１１、１９、２０は、平板状物体１の表面または裏面に形成されるが、たとえばエッチングで形成することができる。また、インクジェット印刷技術を応用して、金属粒子を含んだ液体を平板状物体１に吹き付けることにより、形成することができる。
　また、平板状物体１として任意の両面基板を用いて、エッチング加工により平板状物体１および各種導電性物体２、２ａ、２ｂ、２ｃ、３、１０、１１、１９、２０を形成してもよい。
　また、異層間接続部８は、スルーホール加工技術などを用いて形成することができ、集積回路４、５および回路素子１５は、半田、導電性接着剤、または超音波を用いて、各種導電性物体と電気的に結合することができる。
　また、特に図示するまでもなく、上記実施例１～７で示した電気電子回路の表面（各種導電性物体が形成された平板状物体１の表面または裏面）をコーティング樹脂などで被覆することにより、さらに実用可能なアンテナ構成を実現することができる。この場合、コーティング樹脂としては、印刷／印字が可能な材料、または、ラベルを貼付しても容易には剥がれない材料を用いることが好ましい。
　さらに、実施例１～７に係る無線通信装置は、クレジット機能または認証機能を有する無線通信に適用することができる。
　また、第１の周波数帯をＵＨＦ帯（３００ＭＨｚ～３０００ＭＨｚ）に含め、第２の周波数帯をＬＦ帯（３０ｋＨｚ～３００ｋＨｚ）またはＨＦ帯（３ＭＨｚ～３０ＭＨｚ）に含めることにより、各アンテナの実装面積をできるだけ大きく確保し、各単体の通信距離と同等の通信距離を有するＬＦ帯またはＨＦ帯と、ＵＨＦ帯と、の共用ＲＦＩＤカード型タグによる無線通信装置を得ることができる。

Claims (15)

  1. 　第１の周波数帯での通信機能を有する第１の集積回路と、
    　前記第１の集積回路の入出力端子の一方に接続された第１の導電性物体と、
    　第２の周波数帯での通信機能を有する第２の集積回路と、
    　前記第２の集積回路の入出力端子間に接続された第２の導電性物体と
    　を備えた無線通信装置であって、
    　前記第２の導電性物体は、渦巻状導電性物体により構成され、
    　前記第１の集積回路の入出力端子の他方は、前記渦巻状導電性物体の一部に接続されたことを特徴とする無線通信装置。
  2. 　第３の導電性物体をさらに備え、
    　前記第３の導電性物体の一端は、前記第１の導電性物体に接続され、
    　前記第３の導電性物体の他端は、前記渦巻状導電性物体に接続されたことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
  3. 　第１の周波数帯での通信機能を有する第１の集積回路と、
    　第１の導電性物体と、
    　第２の周波数帯での通信機能を有する第２の集積回路と、
    　前記第２の集積回路の入出力端子間に接続された第２の導電性物体と、
    　前記第１の集積回路の入出力端子間に接続された閉ループ状の第３の導電性物体と
    　を備えた無線通信装置であって、
    　前記第２の導電性物体は、渦巻状導電性物体により構成され、
    　前記第１の導電性物体の一端は、前記渦巻状導電性物体の一部に接続され、
    　前記第３の導電性物体は、前記第１の導電性物体および前記渦巻状導電性物体の少なくとも一方に近接配置されたことを特徴とする無線通信装置。
  4. 　前記渦巻状導電性物体の一部に対し、所定間隔を隔てて重ね配置された第４の導電性物体を備えたことを特徴とする請求項１から請求項３までのいずれか１項に記載の無線通信装置。
  5. 　第１の周波数帯での通信機能を有する第１の集積回路と、
    　前記第１の集積回路の入出力端子の一方に接続された第１の導電性物体と、
    　第２の周波数帯での通信機能を有する第２の集積回路と、
    　前記第２の集積回路の入出力端子間に接続された第２の導電性物体と、
    　第３の導電性物体と
    　を備えた無線通信装置であって、
    　前記第２の導電性物体は、渦巻状導電性物体により構成され、
    　前記第３の導電性物体は、前記渦巻状導電性物体の一部に対し、所定間隔を隔てて重ね配置され、
    　前記第１の集積回路の入出力端子の他方は、前記第３の導電性物体に接続されたことを特徴とする無線通信装置。
  6. 　前記渦巻状導電性物体の一部の隣接する巻線間に設けられた周波数選択性結合手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれか１項に記載の無線通信装置。
  7. 　前記周波数選択性結合手段は、共振器により構成されたことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
  8. 　前記周波数選択性結合手段は、前記渦巻状導電性物体の巻線幅を部分的に大きく形成することにより構成されたことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
  9. 　前記周波数選択性結合手段は、前記渦巻状導電性物体の巻線形状を部分的に変形して前記巻線間に形成されたインターディジタルキャパシタにより構成されたことを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
  10. 　第５の導電性物体をさらに備え、
    　前記第５の導電性物体の一端は、前記渦巻状導電性物体の一部に接続されたことを特徴とする請求項１から請求項９までのいずれか１項に記載の無線通信装置。
  11. 　第５の導電性物体をさらに備え、
    　前記第５の導電性物体の一端は、前記渦巻状導電性物体の一部に対し、所定間隔を隔てて重ね配置されたことを特徴とする請求項１から請求項９までのいずれか１項に記載の無線通信装置。
  12. 　前記第１の集積回路の入出力端子と前記第３の導電性物体との間に、直列にチップキャパシタ、平行平板キャパシタ、またはインターディジタルキャパシタが挿入されたことを特徴とする請求項１から請求項１１までのいずれか１項に記載の無線通信装置。
  13. 　平板状物体をさらに備え、
    　前記第１、第２、第３、第４または第５の導電性物体は、前記平板状物体の表面または裏面に形成されたことを特徴とする請求項１から請求項１２までのいずれか１項に記載の無線通信装置。
  14. 　前記第１、第２、第３、第４または第５の導電性物体が形成された前記平板状物体の表面および裏面は、樹脂で被覆されたことを特徴とする請求項１３に記載の無線通信装置。
  15. 　前記第１の周波数帯は、３００ＭＨｚ～３０００ＭＨｚに含まれ、
    　前記第２の周波数帯は、３０ｋＨｚ～３００ｋＨｚ、または３ＭＨｚ～３０ＭＨｚに含まれることを特徴とする請求項１から請求項１４までのいずれか１項に記載の無線通信装置。
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