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WO2010064399A1 - 無線通信装置および無線通信方法 - Google Patents

無線通信装置および無線通信方法 Download PDF

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WO2010064399A1
WO2010064399A1 PCT/JP2009/006483 JP2009006483W WO2010064399A1 WO 2010064399 A1 WO2010064399 A1 WO 2010064399A1 JP 2009006483 W JP2009006483 W JP 2009006483W WO 2010064399 A1 WO2010064399 A1 WO 2010064399A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
bits
bit
systematic
wireless communication
parity
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2009/006483
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English (en)
French (fr)
Inventor
吉井勇
岸上高明
栗謙一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp filed Critical Panasonic Corp
Publication of WO2010064399A1 publication Critical patent/WO2010064399A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0078—Avoidance of errors by organising the transmitted data in a format specifically designed to deal with errors, e.g. location
    • H04L1/0086—Unequal error protection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H03M13/255—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with Low Density Parity Check [LDPC] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H04L1/005—Iterative decoding, including iteration between signal detection and decoding operation

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication apparatus and a wireless communication method.
  • ITU-R International Telecommunication Union Radio Radio Communication Sector
  • IMT-Advanced a fourth generation mobile communication system called IMT-Advanced has been studied, and one of error correction codes for realizing a maximum downlink speed of 1 Gbps.
  • LDPC Low-DensityDParity-Check
  • the decoding process can be parallelized, so that the decoding process can be speeded up compared to a turbo code that needs to repeat the decoding process in series.
  • LDPC encoding is performed using a parity check matrix in which a large number of '0's and a small number of' 1's are arranged.
  • the transmitting-side radio communication apparatus encodes a transmission bit string using a check matrix to obtain an LDPC codeword (LDPC) codeword) including systematic bits and parity bits.
  • LDPC LDPC codeword
  • the receiving-side wireless communication apparatus repeatedly receives the likelihood of each bit in the row direction of the check matrix and the column direction of the check matrix, thereby decoding the received data and obtaining a received bit string.
  • the number of '1' included in each column in the parity check matrix is referred to as column weight
  • the number of '1' included in each row in the parity check matrix is referred to as row weight.
  • the parity check matrix can be represented by a Tanner graph that is a bipartite graph composed of rows and columns.
  • each row of the parity check matrix is referred to as a check node
  • each column of the parity check matrix is referred to as a variable node.
  • Each variable node and each check node of the Tanner graph are connected in accordance with the arrangement of “1” in the check matrix, and the wireless communication device on the receiving side repeatedly performs the delivery of likelihood between the connected nodes.
  • the received data is decoded to obtain a received bit string.
  • HARQ Hybrid ARQ
  • the reception-side wireless communication device feeds back an ACK (Acknowledgment) signal to the transmission-side wireless communication device as a response signal if there is no error in the received data and a NACK (Negative Acknowledgment) signal if there is an error.
  • the receiving-side wireless communication device combines the data retransmitted from the transmitting-side wireless communication device and the data received in the past, and decodes the combined data. This improves SINR (SignalNRtoInterference and Noise Ratio) and improves the coding gain, and enables reception data to be decoded with a smaller number of retransmissions than in normal ARQ.
  • SINR Signal Noise Ratio
  • HARQ is IR (Incremental Redundancy) method.
  • IR Insertion Redundancy
  • a codeword is divided into a plurality of redundancy versions (hereinafter referred to as RV) which are retransmission data units, and the plurality of RVs are sequentially transmitted.
  • each RV is configured by extracting coded bits in order from the top of the codeword.
  • Non-Patent Document 1 there is a constellation rearrangement in which signal point arrangement (constellation) in multi-level modulation such as 16QAM and 64QAM is changed (rearranged) for each retransmission (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • IEEE 802.16m-08 / 771r1 “Enhanced HARQ scheme with Signal Constellation Rearrangement”, 2008/07
  • the magnitude of the influence of each bit of the LDPC codeword on the decoding performance on the receiving side varies depending on the column weight for each coded bit and the number of RV transmissions. That is, the importance of each coded bit differs depending on the column weight for each coded bit and the number of RV transmissions.
  • an LDPC codeword is simply considered without considering the importance of each encoded bit constituting the LDPC codeword. If the encoded bits are extracted in order from the head of the RV to configure the RV, the encoded bits with higher importance may be mapped to the lower bits, and thus the optimal error rate characteristic may not be obtained.
  • An object of the present invention is to provide a radio communication apparatus and a radio communication method capable of always obtaining optimum error rate characteristics even when constellation rearrangement is used in combination with IR-type HARQ using an LDPC code as an error correction code.
  • the purpose is to provide.
  • the wireless communication apparatus of the present invention extracts each bit of a codeword made up of systematic bits and parity bits obtained by LDPC coding based on a parity check matrix to form a plurality of redundancy versions, and the plurality of redundancy versions are A transmitting-side wireless communication device that sequentially transmits, wherein the codeword is generated by encoding a transmission bit string by the LDPC encoding based on the parity check matrix, and each of the systematic bit and the parity bit Mapping higher importance bits to higher bits of a plurality of bits constituting a symbol, and mapping lower importance bits to lower bits of the plurality of bits constituting the symbol.
  • the systematic bit or the complex adopts a configuration comprising a modulation means for modulating the redundancy version.
  • the wireless communication method of the present invention extracts each bit of a codeword composed of systematic bits and parity bits obtained by LDPC coding based on a parity check matrix to form a plurality of redundancy versions, and the plurality of redundancy versions are A wireless communication method for transmitting sequentially, wherein an encoding step of encoding a transmission bit string by the LDPC encoding based on the parity check matrix to generate the codeword, and importance level in each of the systematic bit and the parity bit By mapping higher bits to higher bits of a plurality of bits constituting a symbol, and mapping lower bits to lower bits of the plurality of bits constituting the symbol, Systematic bit or the plurality A configuration having a modulation step of modulating the redundancy Sea version, the.
  • FIG. 1 is a block configuration diagram of a radio communication device on a transmission side according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the figure which shows RV structure which concerns on Embodiment 1 of this invention The figure which shows the transmission process which concerns on Embodiment 1 of this invention.
  • the transmission bit string is input to the LDPC encoding unit 101.
  • the LDPC encoding unit 101 encodes a transmission bit string by LDPC encoding based on a parity check matrix, and generates an LDPC codeword including systematic bits and parity bits. This LDPC codeword is output to interleaving section 102. Also, LDPC encoding section 101 outputs the check matrix to interleaving section 102.
  • the interleaving unit 102 performs an interleaving process for rearranging the order of LDPC code words input from the LDPC encoding unit 101 in accordance with an instruction from the control unit 111. Specifically, interleaving section 102 maps coded bits having higher importance in the systematic bits and parity bits to higher-order bits among a plurality of bits constituting the data symbol, and having lower importance. The LDPC codeword is rearranged so that the coded bits are mapped to the lower bits of the plurality of bits constituting the data symbol.
  • the RV control unit 103 extracts each encoded bit of the LDPC codeword input from the interleaving unit 102 to form a plurality of RVs, and sequentially outputs the RVs to the modulation unit 104.
  • the number of RVs per transmission that is, the number of RVs per output in the RV control unit 103 is obtained by (N ⁇ Rm (1-R)) / (NRV ⁇ R).
  • N is the LDPC code word length
  • Rm is the mother coding rate (coding rate of the LDPC code)
  • R is the coding rate at the first transmission (at the time of the first transmission) input from the control unit 111
  • NRV Indicates the number of bits per 1 RV (that is, the number of bits constituting one RV).
  • the RV control unit 103 stores the LDPC codeword input from the interleaving unit 102. Then, RV control section 103 outputs all systematic bits and any RV included in the LDPC codeword to modulation section 104 in the first transmission (initial transmission). Further, the RV control unit 103 outputs any RV to the modulation unit 104 when the NACK signal is input from the control unit 111, that is, in the second or subsequent transmission (retransmission). In addition, when an ACK signal is input from the control unit 111, the RV control unit 103 stops outputting RV to the modulation unit 104 and discards the stored LDPC codeword.
  • Modulation section 104 modulates the systematic bits and RV input from RV control section 103 in the first transmission (initial transmission), generates a data symbol, and outputs the data symbol to multiplexing section 105.
  • Modulation section 104 modulates RV input from RV control section 103 in the second and subsequent transmissions (retransmission), generates a data symbol, and outputs the data symbol to multiplexing section 105.
  • the modulation unit 104 maps the higher importance bits in the systematic bits and the parity bits constituting the systematic bits or the plurality of RVs to higher bits among the plurality of bits constituting the data symbol. Then, the lower importance bits are mapped to the lower bits of the plurality of bits constituting the data symbol.
  • the multiplexing unit 105 multiplexes the data symbol, the pilot signal, and the control signal input from the control unit 111, and outputs the generated multiplexed signal to the radio transmission unit 106.
  • the wireless transmission unit 106 performs transmission processing such as D / A conversion, amplification and up-conversion on the multiplexed signal, and transmits the signal from the antenna 107 to the reception-side wireless communication device.
  • the radio receiving unit 108 receives a control signal transmitted from the radio communication apparatus on the receiving side via the antenna 107, and performs reception processing such as down-conversion and A / D conversion on the control signal and demodulates it. Output to the unit 109.
  • This control signal includes a CQI (Channel Quality Indicator) and a response signal (ACK signal or NACK signal) generated by the wireless communication device on the receiving side.
  • the demodulation unit 109 demodulates the control signal and outputs it to the decoding unit 110.
  • the decoding unit 110 decodes the control signal and outputs the CQI and response signal included in the control signal to the control unit 111.
  • the control unit 111 controls the coding rate after RV control according to the CQI. Then, the control unit 111 outputs a control signal indicating the determined coding rate to the RV control unit 103 and the multiplexing unit 105. The control unit 111 determines the coding rate after RV control to be a higher coding rate as the input CQI is a CQI corresponding to higher channel quality. Further, the control unit 111 outputs a response signal input from the decoding unit 110 to the RV control unit 103.
  • control unit 111 instructs the interleaving unit 102 to rearrange the order of the LDPC codewords input from the LDPC encoding unit 101. Specifically, the control unit 111 maps, to the interleaving unit 102, coded bits having higher importance in the systematic bits and the parity bits to higher bits among a plurality of bits constituting the data symbol. And instructing the LDPC codewords to be rearranged in the order in which encoded bits of lower importance are mapped to lower bits among a plurality of bits constituting a data symbol.
  • a receiving-side radio communication apparatus receives the multiplexed signal transmitted from the transmitting-side radio communication apparatus 100 (FIG. 1), and separates the multiplexed signal into a data symbol, a pilot signal, and a control signal. . Then, at the time of receiving the first transmission data (systematic bit and RV), the receiving-side wireless communication apparatus has padding bits with a log-likelihood ratio of 0 at the positions of encoded bits other than the encoded bits included in the received data. , And save the obtained data.
  • the reception-side wireless communication apparatus performs deinterleaving processing for rearranging the obtained data using the same interleave pattern as that used by the interleaving unit 102 of the transmission-side wireless communication apparatus 100.
  • the receiving-side wireless communication apparatus obtains a decoded bit string (received bit string) by LDPC decoding the received data after the deinterleaving process.
  • the receiving-side wireless communication device when receiving the second transmission data (RV), the receiving-side wireless communication device combines the received data and the stored data, stores the obtained data, and performs LDPC decoding.
  • the radio communication device on the receiving side performs error detection on the received bit string and generates a response signal (ACK signal or NACK signal). Also, the receiving-side wireless communication apparatus estimates channel quality (for example, SINR) using the pilot signal, and generates CQI corresponding to the estimated SINR. Then, the wireless communication device on the reception side transmits a control signal including the response signal and the CQI to the wireless communication device 100 on the transmission side.
  • channel quality for example, SINR
  • one symbol is composed of 4 bits, and the constellation (signal point arrangement) is as shown in FIG. That is, a symbol obtained using 16QAM is mapped to one of the 16 signal points shown in FIG.
  • 4 bits constituting one symbol are represented as (i 1 , q 1 , i 2 , q 2 ).
  • the determination boundary line of the upper 2 bits (i 1 , q 1 ) is the I axis and Q axis shown in FIG.
  • the width of the determination boundary of the lower 2 bits (i 2 , q 2 ) is narrower than the width of the determination boundary of the upper 2 bits (i 1 , q 1 ). For this reason, high likelihood is obtained with the upper 2 bits (i 1 , q 1 ), whereas only low likelihood is obtained with the lower 2 bits (i 2 , q 2 ). That is, the lower 2 bits are more susceptible to bit errors than the upper 2 bits.
  • (0, 0) has a high likelihood because it is mapped to the upper 2 bits at the previous transmission, and has a lower likelihood because it is mapped to the lower 2 bits at the time of retransmission.
  • (1, 1) has a low likelihood because it is mapped to the lower 2 bits at the previous transmission, and has a higher likelihood because it is mapped to the upper 2 bits at the time of retransmission. In this way, by applying the constellation rearrangement to HARQ, the likelihood can be improved evenly in all the bits constituting one symbol.
  • the radio communication device on the receiving side exchanges likelihoods between variable nodes (encoded bits) via check nodes of the Tanner graph corresponding to the check matrix, and each variable node (code The received data is decoded by repeatedly updating the likelihood of the bit.
  • the number of check nodes connected to each variable node (encoded bit) is equal to the column weight of each column of the parity check matrix. Therefore, the higher the column weight, the greater the number of times of likelihood transfer with other encoded bits, and the greater the effect of improving the likelihood. That is, the higher the column weight, the higher the importance.
  • coded bits (variable nodes) with smaller column weights have fewer likelihood passes with other coded bits. That is, the encoded bit with the smaller column weight has a smaller likelihood of receiving, and therefore the effect of updating the likelihood for the encoded bit is smaller. Therefore, when RV is further transmitted after all the parity bits included in the LDPC codeword are transmitted, the encoded bits with smaller column weights are preferentially retransmitted to compensate for the likelihood. It is better to increase the likelihood of bits. That is, when RV is further transmitted after all the parity bits included in the LDPC codeword are transmitted, the encoded bits having the smaller column weight are more important.
  • the coded bits having a large column weight are coded bits that have a greater influence on the decoding performance on the receiving side, that is, important bits.
  • the coded bits having a small column weight become coded bits that have a great influence on the decoding performance on the receiving side, that is, important bits.
  • modulation section 104 performs systematic bits and parity bits, respectively, until all parity bits included in the LDPC codeword are transmitted (that is, until transmission with a mother coding rate or less). , The systematic bits with higher column weights or the parity bits with higher column weights are mapped to the upper bits of the multiple bits making up the data symbol, and the systematic bits or column weights with lower column weights are smaller Map parity bits to lower bits. Further, modulation section 104, when RV is further transmitted after all parity bits included in the LDPC codeword are transmitted (that is, when transmitted at a coding rate larger than the mother coding rate), column weights Map the systematic bits with lower to the upper bits and map the systematic bits with higher column weights to the lower bits. Thereby, the modulation
  • the transmission bit string length is 16 bits
  • the mother coding rate Rm is 1/3
  • the bit number NRV per RV is 8 bits
  • the coding rate R determined by the control unit 111 is 2/3.
  • the RV control unit 103 obtains the number of RVs per output from (N ⁇ Rm (1-R)) / (NRV ⁇ R), and outputs one RV to the modulation unit 104 with one output. To do.
  • the RV control unit 103 configures each RV with 8 encoded bits, and the first transmission data (initial transmission data) includes 16 systematic bits and 8 bits.
  • a 24-bit LDPC codeword containing the constructed RV is obtained.
  • the modulation scheme in the modulation unit 104 is 16QAM.
  • the modulation unit 104 receives four bits constituting each data symbol successively from the most significant bit (Most Significant bit: MSB) to the least significant bit (Least Significant bit: LSB).
  • the interleaving unit 102 rearranges the systematic bits S1 to S16 and the parity bits P1 to P32 of the LDPC codeword (uppermost stage in FIG. 3) input from the LDPC encoding unit 101 in descending order of column weight. Specifically, as shown in FIG. 3, interleaving section 102 rearranges systematic bits S1 to S16 into S1 to S4, S7, S8, S11, S12, S5, S6, S9, S10, and S13 to S16. . The same applies to the parity bits P1 to P32.
  • interleaving section 102 sequentially sorts the systematic bits (systematic bits in order 1 to 16 after rearrangement shown in FIG. 3) from the head (systematic bit S1 in order 1 after rearrangement).
  • the systematic bits are rearranged so that they are mapped to the upper bits of each data symbol and mapped to the lower bits of each data symbol in order from the end (order 16 systematic bit S16 after rearrangement). That is, as shown in FIG. 3, interleaving section 102 sequentially maps the systematic bits of order 1 to 8 after rearrangement to the upper bits, and the systematic bits of order 16 to 9 after the rearrangement.
  • the systematic bits S1 to S16 are rearranged so that they are sequentially mapped to the bits.
  • the number of bits (NRV) constituting one RV is 8 bits. Therefore, as shown in FIG. 3, the RV control unit 103 uses 8 bits of parity bits in a 48-bit LDPC codeword including 16 systematic bits S1 to S16 and 32 bits of parity bits P1 to P32. RV1 to RV4 are configured by extraction.
  • the RV control unit 103 outputs the systematic bits S1 to S16 and RV1 to the modulation unit 104 in the first transmission (initial transmission), and performs the second transmission (first retransmission). Then, RV2 is output to the modulation section 104, RV3 is output to the modulation section 104 in the third transmission (second retransmission), and RV4 is output to the modulation section 104 in the fourth transmission (third retransmission).
  • the coding rate R in each transmission at this time is 2/3 in the first transmission, 1/2 in the second transmission, and 2/5 in the third transmission, as shown in FIG. In the second transmission, it becomes 1/3, which is the same as the mother coding rate Rm.
  • the modulation unit 104 converts the systematic bits S1 to S4, S7, S8, S11, and S12 having the larger column weights to each data as shown in FIG.
  • the 4 bits (i 1 , q 1 , i 2 , q 2 ) constituting the symbol are mapped to the upper 2 bits (i 1 , q 1 ).
  • the modulation unit 104 converts the systematic bits S5, S6, S9, S10, and S13 to S16 having smaller column weights into four bits (i 1 , q 1 , i 2, q 2) is mapped to the lower 2 bits (i 2, q 2) of the.
  • the RV control unit 103 is as shown in the bottom row of FIG. Further, in the systematic bits of the order 1 to 16 after the rearrangement, they are mapped to the upper bits of each data symbol in order from the end (the systematic bit S16 of the order 16 after the rearrangement), and the head (after the rearrangement). The systematic bits are rearranged so that they are mapped to the lower bits of each data symbol in order from the systematic bit S1) of order 1.
  • the RV control unit 103 extracts RMB5 and RV6 by extracting the rearranged systematic bits by 8 bits from the head.
  • the RV control unit 103 outputs RV5 to the modulation unit 104 in the fifth transmission (fourth retransmission), and RV6 in the sixth transmission (fifth retransmission). To 104.
  • the coding rate R in each transmission is 2/7 in the fifth transmission and 1/4 in the sixth transmission.
  • RV6 transmitted at the sixth transmission (fifth retransmission) shown in FIG.
  • the modulation unit 104 performs column weighting as illustrated in FIG. Systematic bits S5, S6, S9, S10, S13 to S16 having a smaller value than the upper 2 bits (i 1 , q 2 ) of the 4 bits (i 1 , q 1 , i 2 , q 2 ) constituting each data symbol Mapping to 1 ). Further, as shown in FIG. 3, the modulation unit 104 converts systematic bits S1 to S4, S7S8, S11, and S12 having larger column weights into four bits (i 1 , q 1 , i 2) constituting each data symbol. , Q 2 ) to the lower 2 bits (i 2 , q 2 ).
  • Encoded bits other than the important bits are replaced.
  • encoded bits having higher column weights systematic bits or parity bits
  • encoded bits having lower column weights Becomes an unimportant bit.
  • systematic bits with smaller column weights become important bits, and systematic bits with higher column weights become non-important bits.
  • the modulation unit 104 maps the significant bits to the upper bits at any number of transmissions, so that before and after all the parity bits are transmitted, the encoded bits and lower bits are mapped to the upper bits.
  • the coded bits to be mapped are interchanged. That is, the modulation unit 104 automatically maps the important bits to the upper bits at any number of transmissions, thereby automatically obtaining the effect of constellation rearrangement. Therefore, since all systematic bits S1 to S16 are mapped to the upper 2 bits and the lower 2 bits by constellation rearrangement, the likelihood of each bit can be improved uniformly. That is, the error rate characteristic of each bit can be improved uniformly.
  • the radio communication device on the transmission side maps the important bit to the upper bit among the plurality of bits constituting the data symbol.
  • the receiving-side wireless communication apparatus is less likely to cause bit errors of coded bits having a higher column weight until all parity bits are transmitted.
  • bit errors of encoded bits with smaller column weights are less likely to occur. That is, in the radio communication device on the receiving side, the probability of receiving coded bits that greatly contribute to the likelihood improvement can be increased without error, so that the effect of the likelihood improvement can be improved.
  • the likelihoods of all the coded bits can be made uniform with high likelihood by constellation rearrangement. Therefore, according to the present embodiment, even when constellation rearrangement is used in combination with IR-type HARQ using an LDPC code as an error correction code, an optimal error rate characteristic can always be obtained.
  • LDPC codewords are grouped into groups of transmission units (that is, RV units), and important bits of LDPC codewords are mapped to upper bits of data symbols in units of groups.
  • modulation section 104 (FIG. 1) of radio communication apparatus 100 on the transmission side has a plurality of coded bits of LDPC codewords grouped in the output order of LDPC coding section 101. In each of the groups, encoded bits with higher importance are mapped to upper bits, and encoded bits with lower importance are mapped to lower bits.
  • the transmission bit string length is 16 bits
  • the mother coding rate Rm is 1/3
  • the number of bits NRV per RV is 8 bits
  • the coding rate R determined by the control unit 111 is the same as in the first embodiment. Is 2/3.
  • the RV control unit 103 outputs one RV to the modulation unit 104 with one output.
  • the RV control unit 103 configures each RV with 8 bits, and includes 16 systematic bits and 8 bits as the first transmission data (initial transmission data).
  • a 24-bit LDPC codeword including RV is obtained.
  • the modulation scheme in modulation section 104 is 16QAM.
  • the number of encoded bits for each of a plurality of groups configured by grouping LDPC codewords is 8 bits, which is the same as the number of bits NRV per 1 RV.
  • the interleaving unit 102 groups the systematic bits S1 to S16 and the parity bits P1 to P32 of the LDPC codeword (uppermost stage in FIG. 5) in the order of output from the LDPC encoding unit 101, thereby forming a plurality of groups. Specifically, as shown in FIG. 5, interleaving section 102 groups 48-bit LDPC codewords into 8 bits that are transmission units (that is, RV units), and S1 to S8, S9 to S16, A plurality of groups each including P1 to P8, P9 to P16, P17 to P24, and P25 to P32 are formed.
  • interleaving section 102 rearranges each encoded bit in descending order of the column weight in each of the plurality of groups, as in the first embodiment. Further, interleaving section 102 performs coding (order 1 code after reordering) at the beginning (reordered systematic bits or parity bits in order 1 to 8 shown in FIG. 5) of each group. The encoded bits are rearranged so as to be mapped to the upper bits of the data symbol in order from the encoded bit) and to the lower bits of the data symbol in order from the end (the encoded bit of order 8 after the rearrangement). That is, as shown in FIG.
  • interleaving section 102 sequentially maps the encoded bits of order 1 to 4 after rearrangement to the upper bits, and encodes the encoded bits of order 8 to 5 after the rearrangement.
  • the encoded bits of each group are rearranged so that they are mapped to the bits in order.
  • the systematic bits S1 to S4, S7, S8, S5 and S6 of the order 1 to 8 after rearrangement are S1, S2, S6, S5, S3, S4, S8. , S7.
  • the RV control unit 103 Since the number of bits (NRV) constituting one RV is 8 bits, the RV control unit 103 has 8 bits of parity bits in a 48-bit LDPC codeword, as shown in FIG. RV1 to RV4 are configured by extracting in groups.
  • modulation section 104 has systematic bits or column weights with larger column weights in each of a plurality of groups, as shown in FIG.
  • the larger parity bit is mapped to the upper 2 bits (i 1 , q 1 ) among the 4 bits (i 1 , q 1 , i 2 , q 2 ) constituting each data symbol.
  • the modulation unit 104 converts the systematic bits having a smaller column weight or the parity bits having a smaller column weight into four bits (i 1 , q 1 , i 2 , q 2 ) is mapped to the lower 2 bits (i 2 , q 2 ).
  • the RV control unit 103 when RV is further transmitted after all the parity bits P1 to P32 are transmitted, the RV control unit 103 performs the encoding in the order 8 to 5 after the rearrangement as shown in the bottom of FIG.
  • the encoded bits of each group are rearranged so that the bits are mapped in order to the upper bits, and the encoded bits in order 1 to 4 after the rearrangement are sequentially mapped to the lower bits.
  • the RV control unit 103 extracts RMB5 and RV6 by extracting 8 systematic bits after rearrangement.
  • modulation section 104 uses systematic bits S5, S6, S9, S10, S13 to S16 having smaller column weights in RV5 and RV6, as in the first embodiment.
  • the data symbols are mapped to the upper 2 bits (i 1 , q 1 ) out of 4 bits (i 1 , q 1 , i 2 , q 2 ).
  • the modulation unit 104 converts the systematic bits S1 to S4, S7, S8, S11, and S12 having larger column weights into four bits (i 1 , q 1 , i 2, q 2) is mapped to the lower 2 bits (i 2, q 2) of the.
  • the modulation unit 104 can map the significant bits to the upper bits at any transmission time, so that the effect of constellation rearrangement can be obtained, and the likelihood of all the encoded bits is increased. It can be aligned with high likelihood.
  • the transmitting-side radio communication apparatus groups each bit of the LDPC codeword for each transmission unit (RV unit) according to the output order of LDPC encoding. For this reason, the radio communication device on the transmission side can sequentially perform transmission processing in units of RV configured in the order of output of the encoded bits. Therefore, even when the LDPC codeword length is very long, it is possible to easily configure an RV in consideration of the optimum error rate characteristics.
  • the present invention is implemented by an FDD (Frequency Division Duplex) system has been described as an example.
  • the present invention can also be implemented by a TDD (Time Division Division Duplex) system.
  • the transmitting-side radio communication apparatus 100 since the correlation between the uplink channel characteristics and the downlink channel characteristics is very high, the transmitting-side radio communication apparatus 100 receives signals using signals from the receiving-side radio communication apparatus. The reception quality in the wireless communication device on the side can be estimated. Therefore, in the case of a TDD system, the wireless communication device on the reception side may estimate the channel quality in the wireless communication device 100 on the transmission side without reporting the channel quality by CQI.
  • interleaving section 102 rearranges each bit of the LDPC codeword according to the column weight, and RV control section 103 extracts each rearranged bit to configure RV.
  • the process of rearranging each bit of the LDPC codeword in the interleaving unit 102 may be omitted, and the RV control unit 103 may configure the RV by directly extracting each bit according to the column weight.
  • the coding rate set by the control unit 111 of the wireless communication device 100 on the transmission side is not limited to that set according to the line quality, but may be fixed.
  • SINR is estimated as channel quality, but SNR, SIR, CINR, received power, interference power, bit error rate, throughput, MCS (Modulation and Coding scheme) that can achieve a predetermined error rate, etc. May be estimated as the channel quality.
  • the CQI may be expressed as CSI (Channel State Information).
  • the transmission-side radio communication apparatus 100 can be provided in the radio communication base station apparatus, and the reception-side radio communication apparatus can be provided in the radio communication mobile station apparatus. Further, the radio communication device 100 on the transmission side may be provided in the radio communication mobile station device, and the radio communication device on the reception side may be provided in the radio communication base station device. Thereby, it is possible to realize a radio communication base station apparatus and a radio communication mobile station apparatus that exhibit the same operations and effects as described above.
  • the radio communication mobile station apparatus may be referred to as UE, and the radio communication base station apparatus may be referred to as Node B.
  • each functional block used in the description of the above embodiment is typically realized as an LSI which is an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include a part or all of them.
  • the name used here is LSI, but it may also be called IC, system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and implementation with a dedicated circuit or a general-purpose processor is also possible.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.
  • the present invention can be applied to a mobile communication system or the like.

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Abstract

　誤り訂正符号にＬＤＰＣ符号を用いたＩＲ方式のＨＡＲＱと併せてコンスタレーションリアレンジメントを用いる場合でも、常に最適な誤り率特性を得ることができる無線通信装置。この装置において、ＬＤＰＣ符号化部（１０１）は、検査行列に基づくＬＤＰＣ符号化によって送信ビット列を符号化して符号語を生成し、変調部（１０４）は、システマチックビットおよびパリティビットそれぞれにおいて、重要度がより高いビットを、データシンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングし、重要度がより低いビットを、データシンボルを構成する複数のビットのうち下位ビットにマッピングすることにより、システマチックビットまたは複数のリダンダンシーバージョンを変調する。

Description

無線通信装置および無線通信方法
　本発明は、無線通信装置および無線通信方法に関する。
　近年、データ通信やビデオストリーミング等のマルチメディア通信が盛んになりつつある。よって今後はさらにデータサイズが増大することが予想され、移動体通信サービスに対するデータレートの高速化への要求は高まってくるものと予想される。
　そこで、ＩＴＵ－Ｒ（International Telecommunication Union Radio Communication Sector）では、ＩＭＴ－Ａｄｖａｎｃｅｄと呼ばれる第４世代移動体通信システムが検討されており、最大１Ｇｂｐｓの下り回線速度を実現するための誤り訂正符号の１つにＬＤＰＣ（Low-Density Parity-Check：低密度パリティ検査）符号がある。誤り訂正符号としてＬＤＰＣ符号を用いると、復号処理を並列化できるため、復号処理を直列的に繰り返し行う必要があるターボ符号に比べ復号処理を高速化することができる。
　ＬＤＰＣ符号化は、多数の‘０’と少数の‘１’とが配置される検査行列を用いて行われる。送信側の無線通信装置は、送信ビット列を検査行列を用いて符号化し、システマチックビットとパリティビットとから成るＬＤＰＣ符号語（LDPC codeword）を得る。また、受信側の無線通信装置は、検査行列の行方向と検査行列の列方向とで各ビットの尤度の受け渡しを繰り返し実施することで受信データを復号し、受信ビット列を得る。ここで、検査行列において各１列に含まれる‘１’の個数は列重みと称され、検査行列において各１行に含まれる‘１’の個数は行重みと称される。また、検査行列は、行と列とで構成される２部グラフであるタナーグラフによって表すことができる。タナーグラフにおいて、検査行列の各行はチェックノードと称され、検査行列の各列は変数ノードと称される。タナーグラフの各変数ノードと各チェックノードとは、検査行列での‘１’の配置に従って接続され、受信側の無線通信装置は、接続されたノード間で尤度の受け渡しを繰り返し実施することで受信データを復号し、受信ビット列を得る。
　また、ＡＲＱ（Automatic Repeat reQuest：自動再生要求）と誤り訂正符号とを組み合わせたＨＡＲＱ（Hybrid ARQ）がある。ＨＡＲＱでは、受信側の無線通信装置は、受信データに誤り無しであればＡＣＫ（Acknowledgment）信号を、誤り有りであればＮＡＣＫ（Negative Acknowledgment）信号を応答信号として送信側の無線通信装置へフィードバックする。また、受信側の無線通信装置は、送信側の無線通信装置から再送されたデータと過去に受信したデータとを合成し、合成データを復号する。これにより、ＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise Ratio）の改善、符号化利得の向上が図られて通常のＡＲＱよりも少ない再送回数で受信データを復号することが可能となる。
　また、ＨＡＲＱの１つにＩＲ（Incremental Redundancy）方式がある。ＩＲ方式では、符号語を再送データ単位である複数のリダンダンシーバージョン（Redundancy Version：以下、ＲＶという）に分割して、これら複数のＲＶを順次送信する。例えば、ＩＲ方式のＨＡＲＱでは、符号語の先頭から順に符号化ビットを抽出して各ＲＶを構成する。
　また、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ等の多値変調における信号点配置（コンスタレーション）を再送毎に変更（再配置）するコンスタレーションリアレンジメントがある（例えば、非特許文献１参照）。
　ここで、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ等の多値変調を用いる場合、１シンボルを構成する複数のビットのうち、上位ビットでは高い尤度が得られるのに対し、下位ビットでは低い尤度しか得られない。すなわち、下位ビットは、上位ビットよりもビット誤りが生じやすい。また、ＬＤＰＣ符号を用いたＩＲ方式のＨＡＲＱでは、ＬＤＰＣ符号語の各ビットが受信側での復号性能に与える影響の大きさは、符号化ビット毎の列重みおよびＲＶの送信回数によって異なる。すなわち、各符号化ビットの重要度は、符号化ビット毎の列重みおよびＲＶの送信回数によって異なる。よって、誤り訂正符号にＬＤＰＣ符号を用いたＩＲ方式のＨＡＲＱと併せてコンスタレーションリアレンジメントを用いる場合に、ＬＤＰＣ符号語を構成する各符号化ビットの重要度を考慮することなく、単にＬＤＰＣ符号語の先頭から順に符号化ビットを抽出してＲＶを構成すると、重要度がより高い符号化ビットが下位ビットにマッピングされ得るため、最適な誤り率特性が得られないことがある。
　本発明の目的は、誤り訂正符号にＬＤＰＣ符号を用いたＩＲ方式のＨＡＲＱと併せてコンスタレーションリアレンジメントを用いる場合でも、常に最適な誤り率特性を得ることができる無線通信装置および無線通信方法を提供することを目的とする。
　本発明の無線通信装置は、検査行列に基づくＬＤＰＣ符号化により得られるシステマチックビットとパリティビットとから成る符号語の各ビットを抽出して複数のリダンダンシーバージョンを構成し、前記複数のリダンダンシーバージョンを順に送信する送信側の無線通信装置であって、前記検査行列に基づく前記ＬＤＰＣ符号化によって送信ビット列を符号化して前記符号語を生成する符号化手段と、前記システマチックビットおよび前記パリティビットそれぞれにおいて、重要度がより高いビットを、シンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングし、前記重要度がより低いビットを、前記シンボルを構成する前記複数のビットのうち下位ビットにマッピングすることにより、前記システマチックビットまたは前記複数のリダンダンシーバージョンを変調する変調手段と、を具備する構成を採る。
　本発明の無線通信方法は、検査行列に基づくＬＤＰＣ符号化により得られるシステマチックビットとパリティビットとから成る符号語の各ビットを抽出して複数のリダンダンシーバージョンを構成し、前記複数のリダンダンシーバージョンを順に送信する無線通信方法であって、前記検査行列に基づく前記ＬＤＰＣ符号化によって送信ビット列を符号化して前記符号語を生成する符号化ステップと、前記システマチックビットおよび前記パリティビットそれぞれにおいて、重要度がより高いビットを、シンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングし、前記重要度がより低いビットを、前記シンボルを構成する前記複数のビットのうち下位ビットにマッピングすることにより、前記システマチックビットまたは前記複数のリダンダンシーバージョンを変調する変調ステップと、を有する構成を採る。
　本発明によれば、誤り訂正符号にＬＤＰＣ符号を用いたＩＲ方式のＨＡＲＱと併せてコンスタレーションリアレンジメントを用いる場合でも、常に最適な誤り率特性を得ることができる。
本発明の実施の形態１に係る送信側の無線通信装置のブロック構成図 本発明の実施の形態１に係る１６ＱＡＭのコンスタレーションを示す図 本発明の実施の形態１に係るＲＶ構成を示す図 本発明の実施の形態１に係る送信処理を示す図 本発明の実施の形態２に係るＲＶ構成を示す図
　以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
　（実施の形態１）
　本実施の形態に係る送信側の無線通信装置１００の構成を図１に示す。
　送信側の無線通信装置１００において、ＬＤＰＣ符号化部１０１には、送信ビット列が入力される。ＬＤＰＣ符号化部１０１は、検査行列に基づくＬＤＰＣ符号化によって送信ビット列を符号化し、システマチックビットとパリティビットとから成るＬＤＰＣ符号語を生成する。このＬＤＰＣ符号語は、インタリーブ部１０２に出力される。また、ＬＤＰＣ符号化部１０１は、検査行列をインタリーブ部１０２に出力する。
　インタリーブ部１０２は、制御部１１１からの指示に従って、ＬＤＰＣ符号化部１０１から入力されるＬＤＰＣ符号語の順序を並べ替えるインタリーブ処理を行う。具体的には、インタリーブ部１０２は、システマチックビットおよびパリティビットそれぞれにおいて、重要度がより高い符号化ビットがデータシンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングされ、重要度がより低い符号化ビットがデータシンボルを構成する複数のビットのうち下位ビットにマッピングされるように、ＬＤＰＣ符号語を並べ替える。
　ＲＶ制御部１０３は、インタリーブ部１０２から入力されるＬＤＰＣ符号語の各符号化ビットを抽出して複数のＲＶを構成し、ＲＶを変調部１０４に順に出力する。なお、１回の送信当たりのＲＶ数、すなわち、ＲＶ制御部１０３での１回の出力当たりのＲＶ数は、(N・Rm(1-R))/(NRV・R)により求められる。ここで、ＮはＬＤＰＣ符号語長、Ｒｍはマザー符号化率（ＬＤＰＣ符号の符号化率）、Ｒは制御部１１１より入力される１回目の送信時（初回送信時）の符号化率、ＮＲＶは１ＲＶ当たりのビット数（すなわち、１つのＲＶを構成するビット数）を示す。また、ＲＶ制御部１０３は、インタリーブ部１０２から入力されるＬＤＰＣ符号語を保存する。そして、ＲＶ制御部１０３は、１回目の送信（初回送信）ではＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのシステマチックビットおよびいずれかのＲＶを変調部１０４に出力する。また、ＲＶ制御部１０３は、制御部１１１からＮＡＣＫ信号が入力される場合には、つまり、２回目以降の送信（再送）では、いずれかのＲＶを変調部１０４に出力する。また、ＲＶ制御部１０３は、制御部１１１からＡＣＫ信号が入力される場合には変調部１０４へのＲＶの出力を止め、保存していたＬＤＰＣ符号語を廃棄する。
　変調部１０４は、１回目の送信（初回送信）ではＲＶ制御部１０３から入力されるシステマチックビットおよびＲＶを変調してデータシンボルを生成し、多重部１０５に出力する。また、変調部１０４は、２回目以降の送信（再送）ではＲＶ制御部１０３から入力されるＲＶを変調してデータシンボルを生成し、多重部１０５に出力する。ここで、変調部１０４は、システマチックビットまたは複数のＲＶを構成する、システマチックビットおよびパリティビットそれぞれにおいて、重要度がより高いビットを、データシンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングし、重要度がより低いビットを、データシンボルを構成する複数のビットのうち下位ビットにマッピングする。
　多重部１０５は、データシンボル、パイロット信号、および、制御部１１１から入力される制御信号を多重し、生成された多重信号を無線送信部１０６に出力する。
　無線送信部１０６は、多重信号に対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の送信処理を行って、アンテナ１０７から受信側の無線通信装置へ送信する。
　一方、無線受信部１０８は、受信側の無線通信装置から送信された制御信号を、アンテナ１０７を介して受信し、その制御信号に対しダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の受信処理を行って復調部１０９に出力する。この制御信号には、受信側の無線通信装置で生成されたＣＱＩ（Channel Quality Indicator）および応答信号（ＡＣＫ信号またはＮＡＣＫ信号）が含まれている。
　復調部１０９は、制御信号を復調して復号部１１０に出力する。
　復号部１１０は、制御信号を復号し、制御信号に含まれているＣＱＩおよび応答信号を制御部１１１に出力する。
　制御部１１１は、ＲＶ制御後の符号化率をＣＱＩに応じて制御する。そして、制御部１１１は決定した符号化率を示す制御信号をＲＶ制御部１０３および多重部１０５に出力する。制御部１１１は、入力されたＣＱＩが高い回線品質に対応するＣＱＩであるほど、ＲＶ制御後の符号化率をより高い符号化率に決定する。また、制御部１１１は、復号部１１０から入力される応答信号をＲＶ制御部１０３に出力する。
　また、制御部１１１は、ＬＤＰＣ符号化部１０１から入力されるＬＤＰＣ符号語の順序を並べ替えるように、インタリーブ部１０２に指示する。具体的には、制御部１１１は、インタリーブ部１０２に対して、システマチックビットおよびパリティビットそれぞれにおいて、重要度がより高い符号化ビットがデータシンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングされ、重要度がより低い符号化ビットがデータシンボルを構成する複数のビットのうち下位ビットにマッピングされる順序にＬＤＰＣ符号語を並べ替えるように指示する。
　一方、受信側の無線通信装置（図示せず）は、送信側の無線通信装置１００（図１）から送信される多重信号を受信し、多重信号をデータシンボル、パイロット信号および制御信号に分離する。そして、受信側の無線通信装置は、１回目の送信データ（システマチックビットおよびＲＶ）の受信時には、受信データに含まれる符号化ビット以外の符号化ビットの位置に対数尤度比０のパディングビットをパディングし、得られたデータを保存する。そして、受信側の無線通信装置は、送信側の無線通信装置１００のインタリーブ部１０２で用いたインタリーブパターンと同一のインタリーブパターンを用いて、得られたデータを並べ替えるデインタリーブ処理を行う。これにより、受信側の無線通信装置は、デインタリーブ処理後の受信データをＬＤＰＣ復号して復号ビット列（受信ビット列）を得る。また、受信側の無線通信装置は、２回目の送信データ（ＲＶ）の受信時には、受信データと保存しているデータとを合成し、得られたデータを保存するとともに、ＬＤＰＣ復号する。
　また、受信側の無線通信装置は、受信ビット列に対して誤り検出を行い、応答信号（ＡＣＫ信号またはＮＡＣＫ信号）を生成する。また、受信側の無線通信装置は、パイロット信号を用いて回線品質（例えば、ＳＩＮＲ）を推定し、推定したＳＩＮＲに対応するＣＱＩを生成する。そして、受信側の無線通信装置は、応答信号およびＣＱＩを含む制御信号を送信側の無線通信装置１００へ送信する。
　次に、送信側の無線通信装置１００におけるＬＤＰＣ符号語の送信処理の詳細について説明する。
　例えば、１６ＱＡＭでは、１シンボルは４ビットで構成され、コンスタレーション（信号点配置）は図２に示すようになる。つまり、１６ＱＡＭを用いて得られるシンボルは図２に示す１６点の信号点のいずれかにマッピングされる。ここで、１シンボルを構成する４ビットを（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）と表す。この場合、隣接する信号点間のビット判定において、上位２ビット（ｉ１，ｑ１）の判定境界線は図２に示すＩ軸およびＱ軸であるのに対し、下位２ビット（ｉ２，ｑ２）の判定境界線は図２に示すＩ軸、Ｑ軸、および、Ｉ軸またはＱ軸に並行で各信号点から等距離にある線である。したがって、図２に示すように、下位２ビット（ｉ２，ｑ２）の判定境界の幅は上位２ビット（ｉ１，ｑ１）の判定境界の幅に比べて狭い。このため、上位２ビット（ｉ１，ｑ１）では高い尤度が得られるのに対し、下位２ビット（ｉ２，ｑ２）では低い尤度しか得られない。すなわち、下位２ビットは、上位２ビットよりも、ビット誤りが生じやすい。
　コンスタレーションリアレンジメントを用いる場合、送信側の無線通信装置１００は、１シンボルを構成する上位２ビットと下位２ビットとを再送毎に入れ替えて送信することにより、１シンボルを構成するすべてのビットにおける尤度を均等にする。例えば、図２において、（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）＝（０，０，１，１）が前回の送信時に送信された場合、再送時に送信されるシンボルは、上位２ビットと下位２ビットとを入れ替えることで、（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）＝（１，１，０，０）となる。すなわち、（０，０）は、前回の送信時には上位２ビットにマッピングされるため尤度が高く、再送時には下位２ビットにマッピングされるため尤度が低くなる。一方、（１，１）は、前回の送信時には下位２ビットにマッピングされるため尤度が低く、再送時には上位２ビットにマッピングされるため尤度が高くなる。このように、ＨＡＲＱにコンスタレーションリアレンジメントを適用することにより、１シンボルを構成するすべてのビットにおいて、均等に尤度を改善することができる。
　また、ＬＤＰＣ符号化において、受信側の無線通信装置は、検査行列に対応するタナーグラフのチェックノードを介して変数ノード（符号化ビット）間で互いに尤度の受け渡しを行い、各変数ノード（符号化ビット）の尤度の更新を繰り返し行うことにより受信データを復号する。ここで、各変数ノード（符号化ビット）と接続されるチェックノード数は検査行列の各列の列重みに等しい。よって、列重みがより大きい符号化ビットほど、他の符号化ビットとの尤度の受け渡し回数がより多くなり、尤度改善の効果がより大きい。すなわち、列重みがより大きい符号化ビットほど、重要度がより高くなる。
　一方、列重みがより小さい符号化ビット（変数ノード）ほど、他の符号化ビットとの尤度の受け渡し回数がより少なくなる。つまり、列重みがより小さい符号化ビットほど、受け取る尤度がより少ないため、符号化ビットに対する尤度更新の効果がより小さい。よって、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後にさらにＲＶが送信される場合には、列重みがより小さい符号化ビットほど優先的に再送して尤度を補い、その符号化ビットの尤度を高めることがよい。すなわち、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後にさらにＲＶが送信される場合には、列重みがより小さい符号化ビットほど、重要度がより高くなる。
　つまり、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信されるまでは、列重みが大きい符号化ビットが、受信側での復号性能に与える影響がより大きい符号化ビット、つまり、重要ビットとなる。一方、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後では、列重みが小さい符号化ビットが、受信側での復号性能に与える影響が大きな符号化ビット、つまり、重要ビットとなる。
　そこで、本実施の形態に係る変調部１０４は、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信されるまでは（すなわち、マザー符号化率以下の送信までは）、システマチックビットおよびパリティビットそれぞれにおいて、列重みがより大きいシステマチックビットまたは列重みがより大きいパリティビットを、データシンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングし、列重みがより小さいシステマチックビットまたは列重みがより小さいパリティビットを下位ビットにマッピングする。また、変調部１０４は、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後にさらにＲＶが送信される場合（すなわち、マザー符号化率より大きい符号化率で送信される場合）、列重みがより小さいシステマチックビットを上位ビットにマッピングし、列重みがより大きいシステマチックビットを下位ビットにマッピングする。これにより、変調部１０４は、システマチックビットのみから成る複数のＲＶを変調する。
　以下、具体的に説明する。以下の説明では、送信ビット列長を１６ビット、マザー符号化率Ｒｍを１／３、１ＲＶ当たりのビット数ＮＲＶを８ビット、制御部１１１で決定された符号化率Ｒを２／３とする。よって、ＬＤＰＣ符号化部１０１では、１６ビットの送信ビット列に対してＬＤＰＣ符号化を行うと、１６ビットのシステマチックビット（Ｓ１～Ｓ１６）と３２ビットのパリティビット（Ｐ１～Ｐ３２）とから成るＮ＝４８のＬＤＰＣ符号語が生成される。また、ＲＶ制御部１０３は、１回の出力当たりのＲＶ数を(N・Rm(1-R))/(NRV・R)より求め、１回の出力で１つのＲＶを変調部１０４に出力する。また、ＲＶ制御部１０３は、ＮＲＶ＝８であるため、８つの符号化ビットで各ＲＶをそれぞれ構成し、１回目の送信データ（初回送信データ）として、１６ビットのシステマチックビットと８ビットで構成されるＲＶとを含む２４ビットのＬＤＰＣ符号語を得る。また、変調部１０４における変調方式を１６ＱＡＭとする。また、変調部１０４には、各データシンボルを構成する４ビットが、最上位ビット（Most Significant bit：MSB）から最下位ビット（Least Significant bit：LSB）の順に連続して入力される。
　まず、インタリーブ部１０２は、ＬＤＰＣ符号化部１０１から入力されるＬＤＰＣ符号語（図３最上段）のシステマチックビットＳ１～Ｓ１６およびパリティビットＰ１～Ｐ３２それぞれを、列重みが大きい順に並べ替える。具体的には、図３に示すようにインタリーブ部１０２は、システマチックビットＳ１～Ｓ１６を、Ｓ１～Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ５，Ｓ６，Ｓ９，Ｓ１０，Ｓ１３～Ｓ１６に並べ替える。パリティビットＰ１～Ｐ３２についても同様である。
　さらに、インタリーブ部１０２は、並べ替えられたシステマチックビット（図３に示す並べ替え後の順番１～１６のシステマチックビット）において、先頭（並べ替え後の順番１のシステマチックビットＳ１）から順に各データシンボルの上位ビットにマッピングされ、かつ、末尾（並べ替え後の順番１６のシステマチックビットＳ１６）から順に各データシンボルの下位ビットにマッピングされるように、システマチックビットを並べ替える。つまり、図３に示すように、インタリーブ部１０２は、並べ替え後の順番１～８のシステマチックビットが上位ビットに順にマッピングされ、かつ、並べ替え後の順番１６～９のシステマチックビットが下位ビットに順にマッピングされるように、システマチックビットＳ１～Ｓ１６を並べ替える。これにより、システマチックビットＳ１～Ｓ１６は、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１６，Ｓ１５，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ１４，Ｓ１３，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１０，Ｓ９，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ６，Ｓ５の順に並べ替えられる。パリティビットＰ１～Ｐ３２についても同様である。
　１つのＲＶを構成するビット数（ＮＲＶ）が８ビットである。そこで、ＲＶ制御部１０３は、図３に示すように、１６ビットのシステマチックビットＳ１～Ｓ１６と３２ビットのパリティビットＰ１～Ｐ３２とから成る４８ビットのＬＤＰＣ符号語において、パリティビットを８ビットずつ抽出してＲＶ１～ＲＶ４をそれぞれ構成する。
　よって、ＲＶ制御部１０３は、図４に示すように、１回目の送信（初回送信）ではシステマチックビットＳ１～Ｓ１６およびＲＶ１を変調部１０４に出力し、２回目の送信（１回目の再送）ではＲＶ２を変調部１０４に出力し、３回目の送信（２回目の再送）ではＲＶ３を変調部１０４に出力し、４回目の送信（３回目の再送）ではＲＶ４を変調部１０４に出力する。このときの各送信における符号化率Ｒは、図４に示すように、１回目の送信では２／３となり、２回目の送信では１／２となり、３回目の送信では２／５となり、４回目の送信でマザー符号化率Ｒｍと同じ１／３となる。
　また、図４に示すように、変調部１０４は、例えば、１回目の送信（初回送信）ではシステマチックビットＳ１，Ｓ２，Ｓ１６，Ｓ１５を、（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）＝（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１６，Ｓ１５）にマッピングし、システマチックビットＳ３，Ｓ４，Ｓ１４，Ｓ１３を、（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）＝（Ｓ３，Ｓ４，Ｓ１４，Ｓ１３）にマッピングする。図４に示すシステマチックビットＳ５～Ｓ１２およびパリティビットＰ４，Ｐ６，Ｐ３２，Ｐ２６，Ｐ１２，Ｐ１４，Ｐ２４，Ｐ１８についても同様である。また、２回目の送信（１回目の再送）～４回目の送信（３回目の再送）についても同様である。
　つまり、すべてのパリティビットＰ１～Ｐ３２を送信するまでは、変調部１０４は、図３に示すように、列重みがより大きいシステマチックビットＳ１～Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２を、各データシンボルを構成する４ビット（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）のうち上位２ビット（ｉ１，ｑ１）にマッピングする。また、変調部１０４は、図３に示すように、列重みがより小さいシステマチックビットＳ５，Ｓ６，Ｓ９，Ｓ１０，Ｓ１３～Ｓ１６を、各データシンボルを構成する４ビット（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）のうち下位２ビット（ｉ２，ｑ２）にマッピングする。図３に示すパリティビットＰ１～Ｐ３２についても同様である。
　ここで、すべてのパリティビットＰ１～Ｐ３２が送信された後（すなわち、図４に示す４回目送信後）にさらにＲＶが送信される場合は、ＲＶ制御部１０３は、図３最下段に示すように、並べ替え後の順番１～１６のシステマチックビットにおいて、末尾（並べ替え後の順番１６のシステマチックビットＳ１６）から順に各データシンボルの上位ビットにマッピングされ、かつ、先頭（並べ替え後の順番１のシステマチックビットＳ１）から順に各データシンボルの下位ビットにマッピングされるように、システマチックビットを並べ替える。これにより、システマチックビットＳ１～Ｓ１６は、Ｓ１６，Ｓ１５，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１４，Ｓ１３，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ１０，Ｓ９，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ６，Ｓ５，Ｓ１１，Ｓ１２の順に並べ替えられる。そして、ＲＶ制御部１０３は、図３に示すように、並べ替え後のシステマチックビットを先頭から８ビットずつ抽出してＲＶ５およびＲＶ６を構成する。
　よって、ＲＶ制御部１０３は、図４に示すように、５回目の送信（４回目の再送）ではＲＶ５を変調部１０４に出力し、６回目の送信（５回目の再送）ではＲＶ６を変調部１０４に出力する。このときの各送信における符号化率Ｒは、図４に示すように、５回目の送信では２／７となり、６回目の送信では１／４となる。
　また、図４に示すように、変調部１０４は、５回目の送信（４回目の再送）ではシステマチックビットＳ１６，Ｓ１５，Ｓ１，Ｓ２を、（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）＝（Ｓ１６，Ｓ１５，Ｓ１，Ｓ２）にマッピングし、システマチックビットＳ１４，Ｓ１３，Ｓ３，Ｓ４を、（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）＝（Ｓ１４，Ｓ１３，Ｓ３，Ｓ４）にマッピングする。図４に示す６回目の送信（５回目の再送）時に送信されるＲＶ６についても同様である。
　つまり、すべてのパリティビットＰ１～Ｐ３２が送信された後（すなわち、図４に示す４回目送信後）にさらにＲＶが送信される場合は、変調部１０４は、図３に示すように、列重みがより小さいシステマチックビットＳ５，Ｓ６，Ｓ９，Ｓ１０，Ｓ１３～Ｓ１６を、各データシンボルを構成する４ビット（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）のうち上位２ビット（ｉ１，ｑ１）にマッピングする。また、変調部１０４は、図３に示すように、列重みがより大きいシステマチックビットＳ１～Ｓ４，Ｓ７Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２を、各データシンボルを構成する４ビット（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）のうち下位２ビット（ｉ２，ｑ２）にマッピングする。
　図３に示すように、すべてのパリティビットが送信されるまで（図４に示す４回目の送信まで）は、各データシンボルの上位２ビットには、列重みがより大きい符号化ビットがマッピングされる。これに対し、図３に示すように、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後にさらにＲＶが送信される場合（図４に示す５回目の送信以後の場合）、各データシンボルの上位２ビットには、列重みがより小さい符号化ビットがマッピングされる。すなわち、すべてのパリティビットが送信されるまでの重要ビット（つまり、列重みがより大きい符号化ビット）、および、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後の重要ビット（つまり、列重みがより小さい符号化ビット）は、いずれも各データシンボルの上位２ビットにマッピングされる。このように、いずれの送信回数においても、受信側での復号性能に与える影響が大きい重要ビットが常に上位ビットにマッピングされるため、尤度改善の効果をより大きくすることができる。
　また、すべてのパリティビットが送信される前（図４に示す４回目の送信以前）とすべてのパリティビットが送信された後（図４に示す５回目の送信以後）とでは、重要ビットと、重要ビット以外の符号化ビット（以下、非重要ビット）とが入れ替わる。具体的には、図４に示すように、１回目～４回目の送信時には、列重みがより大きい符号化ビット（システマチックビットまたはパリティビット）が重要ビットとなり、列重みがより小さい符号化ビットが非重要ビットとなる。一方、図４に示すように、５回目および６回目の送信時には、列重みがより小さいシステマチックビットが重要ビットとなり、列重みがより大きいシステマチックビットが非重要ビットとなる。
　このため、変調部１０４がいずれの送信回数でも重要ビットを上位ビットにマッピングすることにより、すべてのパリティビットが送信される前と後とでは、上位ビットにマッピングされる符号化ビットと下位ビットにマッピングされる符号化ビットとが入れ替わる。すなわち、変調部１０４がいずれの送信回数でも重要ビットを上位ビットにマッピングすることにより、自動的にコンスタレーションリアレンジメントの効果が得られる。よって、すべてのシステマチックビットＳ１～Ｓ１６は、コンスタレーションリアレンジメントにより、上位２ビットおよび下位２ビットのそれぞれにマッピングされるため、各ビットの尤度を均一に改善することができる。つまり、各ビットの誤り率特性を均等に向上させることができる。
　このように、本実施の形態によれば、送信側の無線通信装置は、重要ビットを、データシンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングする。これにより、受信側の無線通信装置では、すべてのパリティビットが送信されるまでは、列重みがより大きい符号化ビットのビット誤りが生じにくくなる。さらに、ＬＤＰＣ符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後では、列重みがより小さい符号化ビットのビット誤りが生じにくくなる。すなわち、受信側の無線通信装置では、尤度改善に対しより大きく貢献する符号化ビットを誤り無く受信できる確率が高くなるため、尤度改善の効果を向上させることができる。さらに、受信側の無線通信装置では、コンスタレーションリアレンジメントにより、すべての符号化ビットの尤度を高い尤度に揃えることができる。よって、本実施の形態によれば、誤り訂正符号にＬＤＰＣ符号を用いたＩＲ方式のＨＡＲＱと併せてコンスタレーションリアレンジメントを用いる場合でも、常に最適な誤り率特性を得ることができる。
　（実施の形態２）
　実施の形態１では、システマチックビット単位またはパリティビット単位でＬＤＰＣ符号語の重要ビットをデータシンボルの上位ビットにマッピングする場合について説明した。これに対し、本実施の形態では、ＬＤＰＣ符号語を送信単位（つまり、ＲＶ単位）のグループにグループ化し、グループ単位でＬＤＰＣ符号語の重要ビットをデータシンボルの上位ビットにマッピングする。
　すなわち、本実施の形態に係る送信側の無線通信装置１００の変調部１０４（図１）は、ＬＤＰＣ符号語の各符号化ビットを、ＬＤＰＣ符号化部１０１の出力順にグループ化して構成される複数のグループそれぞれにおいて、重要度がより高い符号化ビットを上位ビットにマッピングし、重要度がより低い符号化ビットを下位ビットにマッピングする。
　以下、本実施の形態に係る送信側の無線通信装置１００におけるＬＤＰＣ符号語の送信処理の詳細について説明する。
　以下の説明では、実施の形態１と同様、送信ビット列長を１６ビット、マザー符号化率Ｒｍを１／３、１ＲＶ当たりのビット数ＮＲＶを８ビット、制御部１１１で決定された符号化率Ｒを２／３とする。また、ＲＶ制御部１０３は、実施の形態１と同様、１回の出力で１つのＲＶを変調部１０４に出力する。また、ＲＶ制御部１０３は、ＮＲＶ＝８であるため、８つのビットで各ＲＶをそれぞれ構成し、１回目の送信データ（初回送信データ）として、１６ビットのシステマチックビットと８ビットで構成されるＲＶとを含む２４ビットのＬＤＰＣ符号語を得る。また、実施の形態１と同様、変調部１０４における変調方式を１６ＱＡＭとする。また、ＬＤＰＣ符号語をグループ化して構成される複数のグループ毎の符号化ビット数を、１ＲＶ当たりのビット数ＮＲＶと同一の８ビットとする。
　まず、インタリーブ部１０２は、ＬＤＰＣ符号語（図５最上段）のシステマチックビットＳ１～Ｓ１６およびパリティビットＰ１～Ｐ３２を、ＬＤＰＣ符号化部１０１の出力順にグループ化して、複数のグループを構成する。具体的には、図５に示すように、インタリーブ部１０２は、４８ビットのＬＤＰＣ符号語を、送信単位（すなわち、ＲＶ単位）である８ビットずつにグループ化し、Ｓ１～Ｓ８、Ｓ９～Ｓ１６、Ｐ１～Ｐ８、Ｐ９～Ｐ１６、Ｐ１７～Ｐ２４およびＰ２５～Ｐ３２から成る複数のグループをそれぞれ構成する。
　そして、インタリーブ部１０２は、複数のグループそれぞれにおいて、実施の形態１と同様、各符号化ビットを列重みが大きい順に並べ替える。さらに、インタリーブ部１０２は、各グループの並べ替えられた符号化ビット（図５に示す並べ替え後の順番１～８のシステマチックビットまたはパリティビット）において、先頭（並べ替え後の順番１の符号化ビット）から順にデータシンボルの上位ビットにマッピングされ、かつ、末尾（並べ替え後の順番８の符号化ビット）から順にデータシンボルの下位ビットにマッピングされるように、符号化ビットを並べ替える。つまり、図５に示すように、インタリーブ部１０２は、並べ替え後の順番１～４の符号化ビットが上位ビットに順にマッピングされ、かつ、並べ替え後の順番８～５の符号化ビットが下位ビットに順にマッピングされるように、各グループの符号化ビットを並べ替える。これにより、例えば、図５に示すように、並べ替え後の順番１～８のシステマチックビットＳ１～Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ５，Ｓ６は、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ６，Ｓ５，Ｓ３，Ｓ４，Ｓ８，Ｓ７の順に並べ替えられる。
　そして、ＲＶ制御部１０３は、１つのＲＶを構成するビット数（ＮＲＶ）が８ビットであるので、図５に示すように、４８ビットのＬＤＰＣ符号語において、パリティビットを８ビットずつ、つまり、グループ単位に抽出してＲＶ１～ＲＶ４をそれぞれ構成する。
　よって、すべてのパリティビットを送信するまでは、変調部１０４は、実施の形態１と同様にして、図５に示すように、複数のグループそれぞれにおいて列重みがより大きいシステマチックビットまたは列重みがより大きいパリティビットを、各データシンボルを構成する４ビット（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）のうち上位２ビット（ｉ１，ｑ１）にマッピングする。また、変調部１０４は、図５に示すように、列重みがより小さいシステマチックビットまたは列重みがより小さいパリティビットを、各データシンボルを構成する４ビット（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）のうち下位２ビット（ｉ２，ｑ２）にマッピングする。
　ここで、すべてのパリティビットＰ１～Ｐ３２が送信された後にさらにＲＶが送信される場合は、ＲＶ制御部１０３は、図５最下段に示すように、並べ替え後の順番８～５の符号化ビットが上位ビットに順にマッピングされ、かつ、並べ替え後の順番１～４の符号化ビットが下位ビットに順にマッピングされるように、各グループの符号化ビットを並べ替える。そして、ＲＶ制御部１０３は、図５に示すように、並べ替え後のシステマチックビットを８ビットずつ抽出してＲＶ５およびＲＶ６を構成する。
　よって、変調部１０４は、図５に示すように、実施の形態１と同様にして、ＲＶ５およびＲＶ６において、列重みがより小さいシステマチックビットＳ５，Ｓ６，Ｓ９，Ｓ１０，Ｓ１３～Ｓ１６を、各データシンボルを構成する４ビット（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）のうち上位２ビット（ｉ１，ｑ１）にマッピングする。また、変調部１０４は、図５に示すように、列重みがより大きいシステマチックビットＳ１～Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２を、各データシンボルを構成する４ビット（ｉ１，ｑ１，ｉ２，ｑ２）のうち下位２ビット（ｉ２，ｑ２）にマッピングする。
　このように、各グループでは、重要ビットが上位ビットに常にマッピングされる。よって、受信側の無線通信装置では、実施の形態１と同様、尤度改善に対しより大きく貢献する符号化ビットを誤り無く受信できる確率が高くなるため、尤度改善の効果を向上させることができる。また、実施の形態１と同様、いずれの送信時でも変調部１０４が重要ビットを上位ビットにマッピングすることにより、コンスタレーションリアレンジメントの効果を得ることができ、すべての符号化ビットの尤度を高い尤度に揃えることができる。
　このようにして、本実施の形態によれば、実施の形態１と同様、誤り訂正符号にＬＤＰＣ符号を用いたＩＲ方式のＨＡＲＱと併せてコンスタレーションリアレンジメントを用いる場合でも、常に最適な誤り率特性を得ることができる。さらに、本実施の形態によれば、送信側の無線通信装置は、ＬＤＰＣ符号語の各ビットを、ＬＤＰＣ符号化の出力順に従って送信単位（ＲＶ単位）毎にグループ化する。このため、送信側の無線通信装置は、符号化ビットの出力順に構成されるＲＶ単位で送信処理を順次行うことができる。よって、ＬＤＰＣ符号語長が非常に長い場合でも、最適な誤り率特性を考慮したＲＶを容易に構成することができる。
　以上、本発明の各実施の形態について説明した。
　なお、上記実施の形態では、本発明をＦＤＤ（Frequency Division Duplex）システムで実施する場合を例にとって説明したが、本発明はＴＤＤ（Time Division Duplex）システムで実施することも可能である。ＴＤＤシステムの場合、上り回線の伝搬路特性と下り回線の伝搬路特性との相関性が非常に高いので、送信側の無線通信装置１００は、受信側の無線通信装置からの信号を用いて受信側の無線通信装置における受信品質を推定することができる。よって、ＴＤＤシステムの場合には、受信側の無線通信装置がＣＱＩによる回線品質の報告を行わず、送信側の無線通信装置１００において回線品質を推定してもよい。
　また、上記実施の形態では、インタリーブ部１０２がＬＤＰＣ符号語の各ビットを列重みに応じて並び替え、ＲＶ制御部１０３が、並び替えられた各ビットを抽出してＲＶを構成する場合について説明した。しかし、本発明では、インタリーブ部１０２でＬＤＰＣ符号語の各ビットを並べ替える行程を省略し、ＲＶ制御部１０３は、列重みに応じて各ビットを直接抽出してＲＶを構成してもよい。
　また、送信側の無線通信装置１００の制御部１１１で設定される符号化率は、回線品質に応じて設定されるものに限定されず、一定に固定されたものでもよい。
　また、上記実施の形態では、回線品質としてＳＩＮＲを推定したが、ＳＮＲ、ＳＩＲ、ＣＩＮＲ、受信電力、干渉電力、ビット誤り率、スループット、所定の誤り率を達成できるＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）等を回線品質として推定してもよい。また、ＣＱＩはＣＳＩ（Channel State Information）と表されることもある。
　また、移動体通信システムにおいて、送信側の無線通信装置１００を無線通信基地局装置に備え、受信側の無線通信装置を無線通信移動局装置に備えることができる。また、送信側の無線通信装置１００を無線通信移動局装置に備え、受信側の無線通信装置を無線通信基地局装置に備えることもできる。これにより、上記同様の作用・効果を奏する無線通信基地局装置および無線通信移動局装置を実現することができる。
　また、無線通信移動局装置はUE、無線通信基地局装置はNode Bと称されることがある。
　また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。
　また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。
　さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
　２００８年１２月１日出願の特願２００８－３０６６６６の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。

Claims (8)

  1. 　検査行列に基づくＬＤＰＣ符号化により得られるシステマチックビットとパリティビットとから成る符号語の各ビットを抽出して複数のリダンダンシーバージョンを構成し、前記複数のリダンダンシーバージョンを順に送信する送信側の無線通信装置であって、
    　前記検査行列に基づく前記ＬＤＰＣ符号化によって送信ビット列を符号化して前記符号語を生成する符号化手段と、
    　前記システマチックビットおよび前記パリティビットそれぞれにおいて、重要度がより高いビットを、シンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングし、前記重要度がより低いビットを、前記シンボルを構成する前記複数のビットのうち下位ビットにマッピングすることにより、前記システマチックビットまたは前記複数のリダンダンシーバージョンを変調する変調手段と、
    　を具備する送信側の無線通信装置。
  2. 　前記変調手段は、
    　前記符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信されるまでは、前記検査行列の列重みがより大きいシステマチックビットまたは前記列重みがより大きいパリティビットを前記上位ビットにマッピングし、前記列重みがより小さいシステマチックビットまたは前記列重みがより小さいパリティビットを前記下位ビットにマッピングする、
    　請求項１記載の無線通信装置。
  3. 　前記変調手段は、
    　前記符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後にさらにリダンダンシーバージョンが送信される場合、前記列重みがより小さいシステマチックビットを前記上位ビットにマッピングし、前記列重みがより大きいシステマチックビットを前記下位ビットにマッピングすることにより、システマチックビットのみから成る前記複数のリダンダンシーバージョンを変調する、
    　請求項１記載の無線通信装置。
  4. 　前記変調手段は、前記符号語の各ビットを、前記符号化手段の出力順にグループ化して構成される複数のグループそれぞれにおいて、前記重要度がより高いビットを前記上位ビットにマッピングし、前記重要度がより低いビットを前記下位ビットにマッピングする、
    　請求項１記載の無線通信装置。
  5. 　前記変調手段は、
    　前記符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信されるまでは、前記複数のグループそれぞれにおいて、前記列重みがより大きいシステマチックビットまたは前記列重みがより大きいパリティビットを前記上位ビットにマッピングし、前記列重みがより小さいシステマチックビットまたは前記列重みがより小さいパリティビットを、前記下位ビットにマッピングする、
    　請求項４記載の無線通信装置。
  6. 　前記変調手段は、
    　前記符号語に含まれるすべてのパリティビットが送信された後にさらにリダンダンシーバージョンが送信される場合、前記複数のグループそれぞれにおいて、前記列重みがより小さいシステマチックビットを前記上位ビットにマッピングし、前記列重みがより大きいシステマチックビットを前記下位ビットにマッピングすることにより、システマチックビットのみから成る前記複数のリダンダンシーバージョンを変調する、
    　請求項４記載の無線通信装置。
  7. 　前記無線通信装置は、無線通信基地局装置または無線通信移動局装置である、
    　請求項１記載の無線通信装置。
  8. 　検査行列に基づくＬＤＰＣ符号化により得られるシステマチックビットとパリティビットとから成る符号語の各ビットを抽出して複数のリダンダンシーバージョンを構成し、前記複数のリダンダンシーバージョンを順に送信する無線通信方法であって、
    　前記検査行列に基づく前記ＬＤＰＣ符号化によって送信ビット列を符号化して前記符号語を生成する符号化ステップと、
    　前記システマチックビットおよび前記パリティビットそれぞれにおいて、重要度がより高いビットを、シンボルを構成する複数のビットのうち上位ビットにマッピングし、前記重要度がより低いビットを、前記シンボルを構成する前記複数のビットのうち下位ビットにマッピングすることにより、前記システマチックビットまたは前記複数のリダンダンシーバージョンを変調する変調ステップと、
    　を有する無線通信方法。
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