WO2009113639A1

WO2009113639A1 - 受信装置および受信方法

Info

Publication number: WO2009113639A1
Application number: PCT/JP2009/054807
Authority: WO
Inventors: 昌幸木全
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2008-03-13
Filing date: 2009-03-12
Publication date: 2009-09-17
Anticipated expiration: 2010-09-13
Also published as: JP4821909B2; KR20090130847A; JPWO2009113639A1; CN101682460A; US20110007852A1; US8374298B2; EP2254270A1; EP2254270A4; EP2254270B1; KR101062049B1

Abstract

　本発明は、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、等化特性を向上するＭＩＭＯ受信装置および受信方法を提供する。残留干渉計算部１７は、ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値、ウエイト計算部１３で計算した等化ウエイト、等化フィルタ１４で等化処理を行った等化信号およびリファレンス信号生成部１６－１～１６－Ｍで生成したリファレンス信号を入力とし、残留干渉を計算する。尤度補正部１８－１～１８－Ｍは、ＩＤＦＴ部１５－１～１５－Ｍの出力である時間領域の等化信号および残留干渉計算部１７で計算した残留干渉を入力とし、等化信号の尤度補正を行う。

Description

受信装置および受信方法

［関連出願の記載］
　本発明は、日本国特許出願：特願２００８－０６４４８７号（２００８年３月１３日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
　本発明は、受信装置および受信方法に関し、特に、複数の受信アンテナで受信したシングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により、信号の復調を行うＭＩＭＯ方式の受信装置に適用して好適な装置と方法に関する。

　次世代移動通信の無線通信方式では、高速データ伝送を実現することが重要である。高速データ伝送を実現する技術として、複数の送信アンテナから同一の周波数、時間を用いて信号を送信し、複数の受信アンテナを用いて信号の復調（信号分離）を行うＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）多重方式が注目されている。

　図５は、送信アンテナの数をＭ（Ｍは１以上の整数）、受信アンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）とした場合のＭＩＭＯ送受信装置の一典型例を示す図である。図５を参照すると、送信側は、送信アンテナ１－１～１－Ｍおよび送信装置２を備えている。受信側は受信アンテナ３－１～３－Ｎおよび受信装置４を備えている。複数の送信アンテナ１－１～１－Ｍから異なる信号を同一の周波数、時間を用いて送信し、複数の受信アンテナ３－１～３－Ｎを用いて信号を受信することにより、伝送帯域幅を増加せずに、送信アンテナ数に比例した高速データ伝送が可能となる。受信側では複数の受信アンテナ３－１～３－Ｎで受信した信号から複数の送信アンテナ１－１～１－Ｍからの信号を復調する信号分離処理が必要となる。

　ＭＩＭＯ多重信号の復調方法には種々の方法があるが、比較的簡易な方法として、線形フィルタ受信が用いられている。

　シングルキャリア信号にＭＩＭＯ多重方式を用いた場合、他の送信アンテナからの干渉に加え、希望の送信アンテナ信号のマルチパスも干渉となり、これらの干渉を同時に抑圧するフィルタ受信が有効である。この処理を周波数領域の信号処理で行い、演算量を大幅に削減できる周波数イコライザが提案されている（例えば非特許文献１参照）。

　また周波数イコライザは等化ウエイトを計算するため、周波数領域のチャネル推定が必要となり、リファレンス受信信号を直接周波数領域に変換し、周波数領域でリファレンス信号との相関をとることによりチャネル推定を推定する方法が提案されている（例えば非特許文献２参照）。

　図６は、関連技術として、非特許文献１、２に記載された周波数領域イコライザ、周波数領域チャネル推定を、シングルキャリア信号のＭＩＭＯ受信装置に用いた場合の構成を示す図である。送信アンテナの数をＭ（Ｍは１以上の整数）、受信アンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）とし、図６の関連技術のＭＩＭＯ受信装置について説明する。なお、図６では１番目の受信アンテナに対応する受信ブロック１００－１の内部構成が示されているが、受信ブロック１００－１～１００－Ｎは同一構成とされる。以下の参照番号の記法で、参照番号末尾における－１は１ブロック目、－ＮはＮブロック目を表す。

　ＭＩＭＯ受信装置は、
　サイクリックプリフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ　Ｐｒｅｆｉｘ）除去部１０１－１～１０１－Ｎと、
　高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１０２－１～１０２－Ｎと、
　サブキャリアデマッピング部１０３－１～１０３－Ｎと、
　リファレンス信号生成部１０４－１～１０４－Ｍと、
　相関処理部１０５－１－１～１０５－Ｍ－Ｎと、
　高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１０６－１－１～１０６－Ｍ－Ｎと、
　雑音パス除去部１０７－１－１～１０７－Ｍ－Ｎと、
　ＦＦＴ部１０８－１－１～１０８－Ｍ－Ｎと、
　ウエイト計算部１０９と、等化フィルタ１１０と、離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部１１１－１～１１１－Ｍと、
　を備えている。

　ＣＰ除去部１０１－１～１０１－Ｎは、受信信号を入力とし、ＣＰに相当する部分の受信信号を除去する。

　ＦＦＴ部１０２－１～１０２－Ｎは、ＣＰ除去部１０１－１～１０１－ＮでＣＰを除去した受信信号を入力とし、Ｎ_ＦＦＴポイント（Ｎ_ＦＦＴは２のべき数）のＦＦＴを行い、周波数領域に変換した受信信号を出力する。

　サブキャリアデマッピング部１０３－１～１０３－Ｎは、ＦＦＴ部１０２－１～１０２－Ｎで周波数領域に変換した受信信号を入力とし、所望ユーザのサブキャリアだけを選択し、不要なサブキャリアを間引き処理する。

　リファレンス信号生成部１０４－１～１０４－Ｍは、リファレンス受信信号との相関処理に用いるリファレンス信号を生成する。

　リファレンス信号生成部１０４－１～１０４－Ｍには、
　・リファレンス受信信号の符号特性を完全にキャンセルするゼロフォーシング（ＺＦ：Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）法、
　・相関処理における雑音強調を抑える最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）法、
　・クリッピング法
　などが用いられる。

　相関処理部１０５－１－１～１０５－Ｍ－Ｎは、リファレンス受信信号とリファレンス信号との相関処理により周波数領域のチャネル推定値を推定し、サブキャリアｋ（１≦ｋ≦Ｎ_ＤＦＴ）における送信アンテナｍ（１≦ｍ≦Ｍ）と受信アンテナｎ（１≦ｎ≦Ｎ）のチャネル推定値Ｈ_{ＢＦ，ｍ，ｎ}（ｋ）は次式（１）で計算される。

　　　　　　　　　　　　　（１）

　ここで、
　Ｘ_ｍ（ｋ）は、リファレンス信号生成部１０４－１～１０４－Ｍで生成されるサブキャリアｋにおける送信アンテナｍのリファレンス信号、
　Ｒ_ＲＳ，ｎ（ｋ）は、サブキャリアデマッピング部１０３－１～１０３－Ｎで得られたサブキャリアｋにおける受信アンテナｎのリファレンス受信信号、
　添え字＊は複素共役を示す。

　ＩＦＦＴ部１０６－１－１～１０６－Ｍ－Ｎは、相関処理部１０５－１－１～１０５－Ｍ－Ｎで推定した周波数領域のチャネル推定値を時間領域のチャネル応答に変換する。

　雑音パス除去部１０７－１－１～１０７－Ｍ－Ｎは、ＩＦＦＴ部１０６－１－１～１０６－Ｍ－Ｎの出力であるチャネル応答から雑音だけのポイントの信号（雑音パス）を除去するため０に置換する。

　雑音パス除去部１０７－１－１～１０７－Ｍ－Ｎには、時間窓フィルタや雑音しきい値制御が用いられる。

　時間窓フィルタは、チャネル応答がＣＰ幅に収まっていると仮定し、ＣＰ幅に相当する区間以外のポイントの信号を雑音パスとして０に置換する。

　雑音しきい値制御は、所定のしきい値以下のポイントの信号を雑音パスとして０に置換する。

　時間窓フィルタと雑音しきい値制御を併用する場合は、雑音しきい値には時間窓フィルタの窓外の雑音の平均値を用いることができる。

　ＦＦＴ部１０８－１－１～１０８－Ｍ－Ｎは、雑音パス除去部１０７－１－１～１０７－Ｍ－Ｎで雑音パス除去したチャネル応答をＦＦＴし、雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力する。

　ウエイト計算部１０９は、ＦＦＴ部１０８－１－１～１０８－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を入力とし、等化ウエイトを計算する。

　ウエイト計算部１０９には、一般にＭＭＳＥ法やＺＦ法が用いられる。

　サブキャリアｋにおける送信アンテナｍのＭＭＳＥ等化ウエイトベクトルＷ_ｍ（ｋ）は次式（２）で計算される。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）

　ここで、
　Ｈは複素共役転置、
　σ^２は雑音電力、
　Ｉは単位行列を示す。

　またＨ_ＡＦ，ｍ（ｋ）はサブキャリアｋにおける送信アンテナｍと受信アンテナ間のチャネル推定ベクトルを表し、チャネル推定ベクトルＨ_ＡＦ，ｍ（ｋ）と等化ウエイトベクトルＷ_ｍ（ｋ）は式（３）、式（４）のように定義される。

　Ｈ_ＡＦ，ｍ（ｋ）＝［Ｈ_{ＡＦ，ｍ，１}（ｋ），Ｈ_{ＡＦ，ｍ，２}（ｋ），．．．，Ｈ_{ＡＦ，ｍ，Ｎ}（ｋ）］^Ｔ　　　（３）

　Ｗ_ｍ（ｋ）＝［Ｗ_ｍ，１（ｋ），Ｗ_ｍ，２（ｋ），．．．，Ｗ_ｍ，Ｎ（ｋ）］^Ｔ　　　（４）

　ここで、Ｔは転置を表し、
　チャネル推定ベクトルＨ_ＡＦ，ｍ（ｋ）の各要素は、ＦＦＴ部１０８－１－１～１０８－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を表す。

　等化フィルタ１１０は、ウエイト計算部１０９で計算した等化ウエイトおよびサブキャリアデマッピング部１０３－１～１０３－Ｎで得られた受信信号を入力とし、周波数領域で受信信号の等化処理を行う。

　等化フィルタ１１０で等化、信号分離されたサブキャリアｋにおける送信信号ベクトルＹ（ｋ）は式（５）のように計算され、式（６）のように定義される。

　Ｙ（ｋ）＝Ｗ（ｋ）Ｒ_Ｄ（ｋ）　　　　　　　　　　　　　　　　（５）

　Ｙ（ｋ）＝［Ｙ_１（ｋ），Ｙ_２（ｋ），．．．，Ｙ_Ｍ（ｋ）］^Ｔ　　　（６）

　ここで、
　Ｗ（ｋ）はサブキャリアｋにおける等化ウエイト行列を、
　Ｒ_Ｄ（ｋ）はサブキャリアｋにおける受信信号ベクトルを表し、それぞれ、式（７）、式（８）のように定義される。

　また受信信号ベクトルＲ_Ｄ（ｋ）の各要素は、サブキャリアデマッピング部１０３－１～１０３－Ｎで得られた周波数領域の受信信号を表す。

　Ｗ（ｋ）＝［Ｗ_１（ｋ），Ｗ_２（ｋ），．．．，Ｗ_Ｍ（ｋ）］^Ｔ　　　　　　（７）

　Ｒ_Ｄ（ｋ）＝［Ｒ_Ｄ，１（ｋ），Ｒ_Ｄ，２（ｋ），．．．，Ｒ_Ｄ，Ｎ（ｋ）］^Ｔ　　　（８）

　ＩＤＦＴ部１１１－１～１１１－Ｍは、等化フィルタ１１０の出力である周波数領域の等化信号を入力とし、Ｎ_IＤＦＴポイント（Ｎ_IＤＦＴは２以上の整数）のＩＤＦＴを行い、時間領域の信号に変換し、復調信号として出力する。

Ｘｕ　Ｚｈｕ　ａｎｄ　Ｒｏｓｓ　Ｄ．Ｍｕｒｃｈ，"Ｎｏｖｅｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｏｍａｉｎ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ　Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅｓ　ｆｏｒ　ａ　Ｓｉｎｇｌｅ－Ｃａｒｒｉｅｒ　Ｗｉｒｅｌｅｓｓ　ＭＩＭＯ　Ｓｙｓｔｅｍ，"　ＩＥＥＥ　ＶＴＣ２００２－Ｆａｌｌ，ｐｐ．８７４－８７８，Ｓｅｐ．２００２．木全，吉田，"上りシングルキャリアＩＦＤＭＡにおける周波数領域復調方式の検討，"２００６年信学総大，Ｂ－５－３６．

　なお、上記非特許文献の全開示内容はその引用をもって本書に繰込み記載する。　以下に本発明による関連技術の分析を与える。

　上記したＭＩＭＯ受信装置には、次のような問題点がある。シングルキャリア信号にＭＩＭＯ多重方式を用いた場合、他の送信アンテナからの干渉に加え、希望の送信アンテナ信号のマルチパスも干渉となり、これらの干渉を同時に抑圧する周波数領域イコライザが用いられるが、他の送信アンテナからの干渉やパス数が増えることによるマルチパス干渉が厳しくなると、等化による雑音増幅と残留マルチパス干渉により特性が大幅に劣化する。

　この特性劣化を軽減するために、干渉キャンセラやターボ等化を用いることにより、特性改善を図ることができるが、演算量や処理遅延が増大するため、現実的ではない。

　したがって、本発明の目的は、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、等化特性を向上させる受信装置および受信方法を提供することにある。

　上記課題を解決するため、本発明の１つの側面に係る受信装置においては、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算する残留干渉計算部と、前記残留干渉で等化信号の尤度補正を行う尤度補正部を有する。

　また、本発明の他の側面に係る受信装置においては、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値から等化ウエイトを計算するウエイト計算部と、前記等化ウエイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行う等化フィルタと、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算する残留干渉計算部と、前記等化フィルタによる周波数領域の等化信号を時間領域に変換するＩＤＦＴ部と、前記ＩＤＦＴ部による時間領域の等化信号と前記残留干渉計算部で計算した残留干渉を用いて、前記等化信号の尤度補正を行う尤度補正部を有する。本発明においては、残留干渉の計算に用いるリファレンス信号を生成するリファレンス信号生成部を有する。前記残留干渉計算部は、前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と、前記ウエイト計算部で計算した等化ウエイトと、前記等化フィルタからの等化信号と、前記リファレンス信号生成部で生成したリファレンス信号と、を用いて、前記残留干渉を計算する。

　また、本発明の他の側面に係る受信装置においては、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、リファレンス受信信号とリファレンス信号との相関処理により周波数領域のチャネル推定値を推定する相関処理部と、雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力するＦＦＴ部と、前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値から等化ウエイトを計算するウエイト計算部と、前記等化ウエイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行う等化フィルタと、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算する残留干渉計算部と、前記等化フィルタによる周波数領域の等化信号を時間領域に変換するＩＤＦＴ部と、前記ＩＤＦＴ部による時間領域の等化信号と前記残留干渉計算部で計算した残留干渉を用いて、前記等化信号の尤度補正を行う尤度補正部を有する。本発明において、前記残留干渉計算部は、前記相関処理部で推定した周波数領域のチャネル推定値と、前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と、前記ウエイト計算部で計算した等化ウエイトと、を用いて前記残留干渉を計算する。

　また、本発明に係る受信方法においては、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う受信方法であって、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算し、前記残留干渉で等化信号の尤度補正を行う。

　また、本発明の他の側面に係る受信方法においては、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う受信方法であって、雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力し、前記雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値から等化ウエイトを計算し、前記等化ウエイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行い、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算し、前記周波数領域の等化信号を時間領域に変換し、前記時間領域の等化信号と前記残留干渉を用いて、前記等化信号の尤度補正を行う。本発明においては、残留干渉の計算に用いるリファレンス信号を生成し、前記雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と、前記等化ウエイトと、前記等化信号と、前記リファレンス信号と、を用いて、前記残留干渉を計算する。

　本発明のさらに別の側面に係る受信方法においては、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う受信方法であって、リファレンス受信信号とリファレンス信号との相関処理により周波数領域のチャネル推定値を推定し、雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力し、前記雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値から等化ウエイトを計算し、前記等化ウエイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行い、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算し、前記周波数領域の等化信号を時間領域に変換し、前記時間領域の等化信号と前記残留干渉を用いて、前記等化信号の尤度補正を行う。本発明においては、前記相関処理による周波数領域のチャネル推定値と、前記雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と、前記等化ウエイトと、を用いて、前記残留干渉を計算する。

　本発明によれば、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う装置、方法において、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を等化信号の尤度補正に用いることで、優れた等化特性を実現することができる。

本発明の第一の実施例のＭＩＭＯ受信装置の構成を示す図である。本発明の第一の実施例の残留干渉計算部の構成を示す図である。本発明の第二の実施例のＭＩＭＯ受信装置の構成を示す図である。本発明の第二の実施例の残留干渉計算部の構成を示す図である。ＭＩＭＯ送受信装置の典型的構成を示す図である。関連技術のＭＩＭＯ受信装置の構成を示す図である。

符号の説明

１－１～１－Ｍ　送信アンテナ
２　送信装置
３－１～３－Ｎ　受信アンテナ
４　受信装置
５－１～５－Ｎ、１０１－１～１０１－Ｎ　ＣＰ除去部
６－１～６－Ｎ、１０２－１～１０２－Ｎ　ＦＦＴ部
７－１～７－Ｎ、１０３－１～１０３－Ｎ　サブキャリアデマッピング部
８－１～８－Ｍ、１０４－１～１０４－Ｍ　リファレンス信号生成部
９－１－１～９－Ｍ－Ｎ、１０５－１－１～１０５－Ｍ－Ｎ　相関処理部
１０－１－１～１０－Ｍ－Ｎ、１０６－１－１～１０６－Ｍ－Ｎ　ＩＦＦＴ部
１１－１－１～１１－Ｍ－Ｎ、１０７－１－１～１０７－Ｍ－Ｎ　雑音パス除去部
１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎ、１０８－１－１～１０８－Ｍ－Ｎ　ＦＦＴ部
１３、１０９　ウエイト計算部
１４、１１０　等化フィルタ
１５－１～１５－Ｍ、１１１－１～１１１－Ｍ　ＩＤＦＴ部
１６－１～１６－Ｍ　リファレンス信号生成部
１７、３０　残留干渉計算部
１８－１～１８－Ｍ　尤度補正部
２０－１－１～２０－Ｍ－Ｎ、４０－１－１～４０－Ｍ－Ｎ　第一乗算部
２１－１－１～２１－Ｍ－Ｎ、４１－１－１～４１－Ｍ－Ｎ　第一サブキャリア平均部
２２－１－１～２２－Ｍ－Ｎ、４２－１－１～４２－Ｍ－Ｎ　第二乗算部
２３－１－１～２３－Ｍ－Ｎ、４３－１－１～４３－Ｍ－Ｎ　減算部
２４－１－１～２４－Ｍ－Ｎ、４４－１－１～４４－Ｍ－Ｎ　電力計算部
２５－１～２５－Ｍ、４５－１～４５－Ｍ　アンテナ合成部
２６－１～２６－Ｍ、４６－１～４６－Ｍ　第二サブキャリア平均部
１００－１～１００－Ｎ　受信ブロック

　上記した本発明についてさらに詳細に説述すべく添付図面を参照して以下に説明する。図１は、本発明のＭＩＭＯ受信装置の一実施例を示す構成図である。図１において、送信アンテナの数をＭ（Ｍは１以上の整数）、受信アンテナの数をＮ（Ｎは１以上の整数）とし、ＭＩＭＯ受信装置について説明する。

　図１を参照すると、本実施例のＭＩＭＯ受信装置は、
　ＣＰ除去部５－１～５－Ｎ、
　ＦＦＴ部６－１～６－Ｎ、
　サブキャリアデマッピング部７－１～７－Ｎ、
　リファレンス信号生成部８－１～８－Ｍ、
　相関処理部９－１－１～９－Ｍ－Ｎ、
　ＩＦＦＴ部１０－１－１～１０－Ｍ－Ｎ、
　雑音パス除去部１１－１－１～１１－Ｍ－Ｎ、
　ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎ、
　ウエイト計算部１３、
　等化フィルタ１４、
　ＩＤＦＴ部１５－１～１５－Ｍ、
　リファレンス信号生成部１６－１～１６－Ｍ、
　残留干渉計算部１７、
　尤度補正部１８－１～１８－Ｍ
　を備えている。これら各部の機能・動作を以下に説明する。

　ＣＰ除去部５－１～５－Ｎは、受信信号を入力とし、ＣＰに相当する部分の受信信号を除去する。

　ＦＦＴ部６－１～６－Ｎは、ＣＰ除去部５－１～５－ＮでＣＰを除去した受信信号を入力とし、Ｎ_ＦＦＴポイント（Ｎ_ＦＦＴは２のべき数）のＦＦＴを行い、周波数領域に変換した受信信号を出力する。

　サブキャリアデマッピング部７－１～７－Ｎは、ＦＦＴ部６－１～６－Ｎで周波数領域に変換した受信信号を入力とし、所望ユーザのサブキャリアだけを選択し、不要なサブキャリアを間引き処理する。

　リファレンス信号生成部８－１～８－Ｍは、リファレンス受信信号との相関処理に用いるリファレンス信号を生成する。

　リファレンス信号生成部８－１～８－Ｍには、リファレンス受信信号の符号特性を完全にキャンセルするＺＦ法、相関処理における雑音強調を抑えるＭＭＳＥ法、クリッピング法などが用いられる。

　相関処理部９－１－１～９－Ｍ－Ｎは、リファレンス受信信号とリファレンス信号との相関処理により周波数領域のチャネル推定値を推定し、チャネル推定値は式（１）で計算される。

　ＩＦＦＴ部１０－１－１～１０－Ｍ－Ｎは、相関処理部９－１－１～９－Ｍ－Ｎで推定した周波数領域のチャネル推定値を時間領域のチャネル応答に変換する。

　雑音パス除去部１１－１－１～１１－Ｍ－Ｎは、ＩＦＦＴ部１０－１－１～１０－Ｍ－Ｎの出力であるチャネル応答から雑音だけのポイントの信号（雑音パス）を除去するため０に置換する。

　雑音パス除去部１１－１－１～１１－Ｍ－Ｎには、時間窓フィルタや雑音しきい値制御が用いられる。

　ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎは、雑音パス除去部１１－１－１～１１－Ｍ－Ｎで雑音パス除去したチャネル応答をＦＦＴし、雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力する。

　ウエイト計算部１３は、ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を入力とし、等化ウエイトを計算する。

　ウエイト計算部１３には、一般にＭＭＳＥ法やＺＦ法が用いられ、ＭＭＳＥ等化ウエイトベクトルは、式（２）で計算される。

　等化フィルタ１４は、ウエイト計算部１３で計算した等化ウエイトおよびサブキャリアデマッピング部７－１～７－Ｎで得られた受信信号を入力とし、周波数領域で受信信号の等化処理を行う。

　等化フィルタ１４で等化、信号分離された送信信号ベクトルは式（５）で計算される。

　ＩＤＦＴ部１５－１～１５－Ｍは、等化フィルタ１４の出力である周波数領域の等化信号を入力とし、Ｎ_IＤＦＴポイント（Ｎ_IＤＦＴは２以上の整数）のＩＤＦＴを行い、時間領域の信号に変換する。

　リファレンス信号生成部１６－１～１６－Ｍは、残留干渉の計算に用いるリファレンス信号を生成する。

　残留干渉計算部１７は、
　・ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値、
　・ウエイト計算部１３で計算した等化ウエイト、
　・等化フィルタ１４で等化処理を行った等化信号、および
　・リファレンス信号生成部１６－１～１６－Ｍで生成したリファレンス信号
　を入力とし、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算する。

　送信アンテナｍにおける残留干渉Ｉ_ｍは、式（９）で表される等化後チャネル利得Ｇ_ｍ，ｎを用いて、式（１０）のように計算される。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　（９）

　　　　　　　　　　　　　　　　　（１０）

　ここで、Ｘ_ｍ（ｋ）はリファレンス信号生成部１６－１～１６－Ｍで生成されるサブキャリアｋにおける送信アンテナｍのリファレンス信号、
　Ｙ_ｍ，ｎ（ｋ）は等化フィルタ１４で等化処理を行ったサブキャリアｋにおける送信アンテナｍ、受信アンテナｎの等化信号を表す。

　図２は、残留干渉計算部１７の構成を示すブロック図である。図２を参照すると、残留干渉計算部１７は、
　第一乗算部２０－１－１～２０－Ｍ－Ｎ、
　第一サブキャリア平均部２１－１－１～２１－Ｍ－Ｎ、
　第二乗算部２２－１－１～２２－Ｍ－Ｎ、
　減算部２３－１－１～２３－Ｍ－Ｎ、
　電力計算部２４－１－１～２４－Ｍ－Ｎ、
　アンテナ合成部２５－１～２５－Ｍ、
　第二サブキャリア平均部２６－１～２６－Ｍ
　を備えている。これら各部の機能・動作を以下に説明する。

　第一乗算部２０－１－１～２０－Ｍ－Ｎは、ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値およびウエイト計算部１３で計算した等化ウエイトを入力とし、チャネル推定値と等化ウエイトを乗算する。

　第一サブキャリア平均部２１－１－１～２１－Ｍ－Ｎは、第一乗算部２０－１－１～２０－Ｍ－Ｎで乗算したチャネル推定値と等化ウエイトをＮ_ＤＦＴポイント（Ｎ_ＤＦＴは２以上の整数）分サブキャリア平均することにより、等化後チャネル利得を計算する。

　第二乗算部２２－１－１～２２－Ｍ－Ｎは、第一サブキャリア平均部２１－１－１～２１－Ｍ－Ｎで計算した等化後チャネル利得およびリファレンス信号生成部１６－１～１６－Ｍで生成したリファレンス信号を入力とし、等化後チャネル利得とリファレンス信号を乗算する。

　減算部２３－１－１～２３－Ｍ－Ｎは、等化フィルタ１４で等化処理を行った等化信号から第二乗算部２２－１－１～２２－Ｍ－Ｎで等化後チャネル利得を乗算したリファレンス信号を減算することにより、干渉信号を計算する。

　電力計算部２４－１－１～２４－Ｍ－Ｎは、減算部２３－１－１～２３－Ｍ－Ｎで計算した干渉信号の電力を計算する。

　アンテナ合成部２５－１～２５－Ｍは、電力計算部２４－１－１～２４－Ｍ－Ｎで計算した干渉信号電力をアンテナ合成する。

　第二サブキャリア平均部２６－１～２６－Ｍは、アンテナ合成部２５－１～２５－Ｍでアンテナ合成した干渉信号電力をＮ_ＤＦＴポイント分サブキャリア平均することにより、残留干渉を計算し、図１の尤度補正部１８－１～１８－Ｍへ送られる。

　尤度補正部１８－１～１８－Ｍは、ＩＤＦＴ部１５－１～１５－Ｍの出力である時間領域の等化信号および残留干渉計算部１７で計算した残留干渉を入力とし、等化信号からビット尤度を求め、残留干渉で除算することにより等化信号の尤度補正を行う。

　以上に説明したように、本実施例では、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を等化信号の尤度補正に用いることで、優れた等化特性を実現することが可能である。

　次に、本発明の第二の実施例について図面を参照して詳細に説明する。図３は、本発明の他のＭＩＭＯ受信装置を示す構成を示す図である。図３において、図１と同等部分は同一の参照符号が付与されている。本発明の第二の実施例のＭＩＭＯ受信装置は、
　ＣＰ除去部５－１～５－Ｎ、
　ＦＦＴ部６－１～６－Ｎ、１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎ、
　サブキャリアデマッピング部７－１～７－Ｎ、
　リファレンス信号生成部８－１～８－Ｍ、
　相関処理部９－１－１～９－Ｍ－Ｎ、
　ＩＦＦＴ部１０－１－１～１０－Ｍ－Ｎ、
　雑音パス除去部１１－１－１～１１－Ｍ－Ｎ、
　ウエイト計算部１３、
　等化フィルタ１４、
　ＩＤＦＴ部１５－１～１５－Ｍ、
　尤度補正部１８－１～１８－Ｍ、
　残留干渉計算部３０
　を備えている。本発明の第二の実施例では、残留干渉計算部３０を除いた各部の動作は、前記第一の実施例と同じである。

　図１に示した前記第一の実施例では、残留干渉計算部１７において、残留干渉を計算する際、ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値、ウエイト計算部１３で計算した等化ウエイト、等化フィルタ１４で等化処理を行った等化信号およびリファレンス信号生成部１６－１～１６－Ｍで生成したリファレンス信号を用いていたが、本実施例では、等化信号やリファレンス信号を用いずに、等化ウエイトと雑音抑圧前後のチャネル推定値を用いて、残留干渉を計算している。

　残留干渉計算部３０は、
　・相関処理部９－１－１～９－Ｍ－Ｎで推定した周波数領域のチャネル推定値、
　・ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値、
　・ウエイト計算部１３で計算した等化ウエイトを入力とし、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算する。

　送信アンテナｍにおける残留干渉Ｉ_ｍは、式（９）で表される等化後チャネル利得Ｇ_ｍ，ｎを用いて、式（１１）のように計算される。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　（１１）

　ここで、Ｈ_{ＢＦ，ｍ，ｎ}（ｋ）は相関処理部９－１－１～９－Ｍ－Ｎで推定したサブキャリアｋにおける送信アンテナｍ、受信アンテナｎの周波数領域のチャネル推定値を表す。

　図４は、図３の残留干渉計算部３０の構成を示すブロック図である。図４を参照すると、残留干渉計算部３０は、
　第一乗算部４０－１－１～４０－Ｍ－Ｎ、
　第一サブキャリア平均部４１－１－１～４１－Ｍ－Ｎ、
　第二乗算部４２－１－１～４２－Ｍ－Ｎ、
　減算部４３－１－１～４３－Ｍ－Ｎ、
　電力計算部４４－１－１～４４－Ｍ－Ｎ、
　アンテナ合成部４５－１～４５－Ｍ、
　第二サブキャリア平均部４６－１～４６－Ｍ
　を備えている。これら各部の機能・動作を以下に説明する。

　第一乗算部４０－１－１～４０－Ｍ－Ｎは、ＦＦＴ部１２－１－１～１２－Ｍ－Ｎの出力である雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値およびウエイト計算部１３で計算した等化ウエイトを入力とし、チャネル推定値と等化ウエイトを乗算する。

　第一サブキャリア平均部４１－１－１～４１－Ｍ－Ｎは、第一乗算部４０－１－１～４０－Ｍ－Ｎで乗算したチャネル推定値と等化ウエイトをＮ_ＤＦＴポイント（Ｎ_ＤＦＴは２以上の整数）分サブキャリア平均することにより、等化後チャネル利得を計算する。

　第二乗算部４２－１－１～４２－Ｍ－Ｎは、相関処理部９－１－１～９－Ｍ－Ｎで推定した周波数領域のチャネル推定値およびウエイト計算部１３で計算した等化ウエイトを入力とし、チャネル推定値と等化ウエイトを乗算する。

　減算部４３－１－１～４３－Ｍ－Ｎは、第二乗算部４２－１－１～４２－Ｍ－Ｎで乗算したチャネル推定値と等化ウエイトから、第一サブキャリア平均部４１－１－１～４１－Ｍ－Ｎで計算した等化後チャネル利得を減算することにより、干渉信号を計算する。

　電力計算部４４－１－１～４４－Ｍ－Ｎは、減算部４３－１－１～４３－Ｍ－Ｎで計算した干渉信号の電力を計算する。

　アンテナ合成部４５－１～４５－Ｍは、電力計算部４４－１－１～４４－Ｍ－Ｎで計算した干渉信号電力をアンテナ合成する。

　第二サブキャリア平均部４６－１～４６－Ｍは、アンテナ合成部４５－１～４５－Ｍでアンテナ合成した干渉信号電力をＮ_ＤＦＴポイント分サブキャリア平均することにより、残留干渉を計算し、図３の尤度補正部１８－１～１８－Ｍへ送られる。

　残留干渉計算部３０以外のその他の処理については第一の実施例と同じであるため説明を省略する。

　以上に説明したように、本実施例では、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を等化信号の尤度補正に用いることで優れた等化特性を実現することが可能である。

　前記実施例においては、送信アンテナが複数あることを想定したＭＩＭＯ受信装置として、ＳＵ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｕｓｅｒ）－ＭＩＭＯ方式として例示しているが、本発明はかかる構成に限定されるものでなく、送信アンテナが１本で複数ユーザが同時に送信するＭＵ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｕｓｅｒ）－ＭＩＭＯ方式に対しても、本発明は適用できる。

　また、前記実施例においては、送信アンテナが複数あることを想定したＭＩＭＯ受信装置が例示されているが、本発明はかかる構成に限定されるものでなく、
　送信アンテナが一本である、ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）方式やＳＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）方式に対しても、本発明は適用できる。

　さらに、本発明は、移動通信システムの基地局無線装置および移動局無線装置のいずれにも適用できる。

　本発明では、シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を等化信号の尤度補正に用いることで優れた等化特性を実現できる。

　なお、上記非特許文献１、２の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

Claims

　シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行うＭＩＭＯ方式の受信装置であって、
　他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算する残留干渉計算部と、
　前記残留干渉を用いて等化信号の尤度補正を行う尤度補正部と、
　を有する、ことを特徴とする受信装置。
　シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行うＭＩＭＯ方式の受信装置であって、
　雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を出力するＦＦＴ（Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、
　前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値から等化ウエイトを計算するウエイト計算部と、
　前記等化ウエイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行う等化フィルタと、
　他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算する残留干渉計算部と、
　前記等化フィルタによる周波数領域の等化信号を時間領域に変換するＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部と、
　前記ＩＤＦＴ部による時間領域の等化信号と前記残留干渉計算部で計算した残留干渉を用いて、前記等化信号の尤度補正を行う尤度補正部と、
　を有する、ことを特徴とする受信装置。
　残留干渉の計算に用いるリファレンス信号を生成するリファレンス信号生成部を有する、ことを特徴とする請求項２記載の受信装置。
　前記残留干渉計算部は、前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と、
　前記ウエイト計算部で計算した等化ウエイトと、
　前記等化フィルタからの等化信号と、
　前記リファレンス信号生成部で生成したリファレンス信号と、
　を用いて、前記残留干渉を計算する、ことを特徴とする請求項３記載の受信装置。
　前記残留干渉計算部は、前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と前記ウエイト計算部で計算した等化ウエイトを乗算する第一乗算部と、
　前記第一乗算部で乗算したチャネル推定値と等化ウエイトをサブキャリア平均することにより、等化後チャネル利得を計算する第一サブキャリア平均部と、
　前記第一サブキャリア平均部で計算した等化後チャネル利得と前記リファレンス信号生成部で生成したリファレンス信号を乗算する第二乗算部と、
　前記等化フィルタで等化処理を行った等化信号から前記第二乗算部で等化後チャネル利得を乗算したリファレンス信号を減算することにより、干渉信号を計算する減算部と、
　前記減算部で計算した干渉信号の電力を計算する電力計算部と、
　前記電力計算部で計算した干渉信号電力をアンテナ合成するアンテナ合成部と、
　前記アンテナ合成部でアンテナ合成した干渉信号電力をサブキャリア平均することにより、残留干渉を計算する第二サブキャリア平均部と、
　を有する、ことを特徴とする請求項３又は４記載の受信装置。
　リファレンス受信信号とリファレンス信号との相関処理により周波数領域のチャネル推定値を推定する相関処理部を有する、ことを特徴とする請求項２記載の受信装置。
　前記残留干渉計算部は、前記相関処理部で推定した周波数領域のチャネル推定値と、
　前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と、
　前記ウエイト計算部で計算した等化ウエイトと、
　を用いて前記残留干渉を計算する、ことを特徴とする請求項６記載の受信装置。
　前記残留干渉計算部は、前記ＦＦＴ部で雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と前記ウエイト計算部で計算した等化ウエイトを乗算する第一乗算部と、
　前記第一乗算部で乗算したチャネル推定値と等化ウエイトをサブキャリア平均することにより、等化後チャネル利得を計算する第一サブキャリア平均部と、
　前記相関処理部で推定した周波数領域のチャネル推定値と前記ウエイト計算部で計算した等化ウエイトを乗算する第二乗算部と、
　前記第二乗算部で乗算したチャネル推定値と等化ウエイトから前記第一サブキャリア平均部で計算した等化後チャネル利得を減算することにより、干渉信号を計算する減算部と、
　前記減算部で計算した干渉信号の電力を計算する電力計算部と、
　前記電力計算部で計算した干渉信号電力をアンテナ合成するアンテナ合成部と、
　前記アンテナ合成部でアンテナ合成した干渉信号電力をサブキャリア平均することにより、残留干渉を計算する第二サブキャリア平均部と、
　を有する、ことを特徴とする請求項６又は７記載の受信装置。
　前記ウエイト計算部は、最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｍｅａｎ　Ｓｑｕａｒｅ　Ｅｒｒｏｒ）法あるいはゼロフォーシング（ＺＦ：Ｚｅｒｏ　Ｆｏｒｃｉｎｇ）法に基づき等化ウエイトを計算する、ことを特徴とする請求項２乃至８のいずれか１項に記載の受信装置。
　請求項１乃至９のいずれか１項に記載の受信装置を備えた無線通信端末。
　請求項１乃至９のいずれか１項に記載の受信装置を備えた無線基地局。
　シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う受信方法であって、
　他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算し、
　前記残留干渉で等化信号の尤度補正を行う、
　ことを特徴とする受信方法。
　シングルキャリア信号を周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号処理により等化処理を行う受信方法であって、
　雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値を導出し、
　前記雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値から等化ウエイトを計算し、
　前記等化ウエイトにより周波数領域で受信信号の等化処理を行い、
　他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算し、
　前記周波数領域の等化信号を時間領域に変換し、
　前記時間領域の等化信号と前記残留干渉を用いて、前記等化信号の尤度補正を行う、
　ことを特徴とする受信方法。
　残留干渉の計算に用いるリファレンス信号を生成し、
　前記他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算するにあたり、
　前記雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と、
　前記等化ウエイトと、
　前記等化信号と、
　前記リファレンス信号と、
　を用いて、前記残留干渉を計算する、ことを特徴とする請求項１３記載の受信方法。
　リファレンス受信信号とリファレンス信号との相関処理により周波数領域のチャネル推定値を推定し、
　前記他の送信アンテナからの干渉やマルチパス干渉による残留干渉を計算するにあたり、
　前記相関処理による周波数領域のチャネル推定値と、
　前記雑音抑圧した周波数領域のチャネル推定値と、
　前記等化ウエイトと、
　を用いて、前記残留干渉を計算する、ことを特徴とする請求項１３記載の受信方法。
　シングルキャリアＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）、ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｓｉｎｇｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）、ＳＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）のいずれかの方式の伝送系の受信装置であって、残留干渉を用いて等化信号の尤度補正を行う手段を有する、ことを特徴とする受信装置。
　周波数領域で等化処理した信号を時間領域に変換し、時間領域での等化信号と残留干渉を用いて前記尤度補正を行う、ことを特徴とする請求項１６記載の受信装置。