WO2008018282A1 - Power supply device - Google Patents

Description

明 細 書

電源装置

技術分野

[0001] 本発明は直流電圧源の電圧変動を補償する電源装置に関するものである。

背景技術

[0002] 近年、地球環境保護のために、特に自動車においては燃費向上の観点から、アイ ドリングストップ、電動パワーステアリング、電動ターボ等のシステムが開発されてきて いる。これらのシステムは、それぞれスタータ、ステアリングモーター、およびタービン 駆動モーターを動作させる場合に 100アンペアオーダーの大電流を消費するので、 ノ ッテリからなる直流電圧源の電圧低下が発生する。この電圧低下が大きくなれば、 直流電圧源から電力を受けている負荷の動作が十分に行えなくなる。

[0003] このような一時的な直流電圧源の電圧変動による負荷への影響を防止する方法と して、例えば直流電圧源に直列に補助電圧源を接続し、電圧低下時に DC/DCコ ンバータを介して補助電圧源の電力を負荷に供給する電源装置が考案されている。 このような電源装置の構成としては、例えば特許文献 1に提案されているものを応用 すること力 Sできる。すなわち、特許文献 1の回路構成は 14V系負荷と 42V系負荷の 両方に電力を供給するために、直流電圧源と補助電圧源の 2種類の電源を直列接 続し、両者間の電力移行を DC/DCコンバータで行うものである。この回路構成を、 上記したように一時的な直流電圧源の電圧変動による負荷への影響を防止する用 途に適用すると、図 4に示す回路構成となる。

[0004] 図 4において、バッテリからなる直流電圧源 101には直列に補助電圧源 103が接続 されている。補助電圧源 103としては例えば大容量の電気二重層キャパシタゃ二次 電池等の蓄電素子が適用できる。負荷 105には直流電圧源 101がダイオード 107を 介して接続されており、補助電圧源 103も双方向 DC/DCコンバータ 109を介して 接続されている。なお、ダイオード 107は双方向 DC/DCコンバータ 109の出力の 直流電圧源 101への逆流防止用である。

[0005] 双方向コンバータ 109の詳細構成は次の通りである。補助電圧源 103の一端には 第 1スイッチング素子 111と第 2スイッチング素子 113が直列に接続されている。第 2 スイッチング素子 113の他端は直流電圧源 101の負端子に接続されている。また、 第 1スイッチング素子 111と第 2スイッチング素子 113の接続点にはインダクタンス素 子 115の一端が接続されている。インダクタンス素子 115の他端は負荷 105に接続さ れている。

[0006] 第 1スイッチング素子 111と第 2スイッチング素子 113は制御回路 117によって交互 にオンオフ制御されている。また、制御回路 117は自動車の外部電子制御ユニット（ 以下、外部 ECUという。図示せず)からの信号に応じて補助電圧源 103への充放電 を切り替える補助電圧源切替器 119も制御して!/、る。補助電圧源切替器 119の放電 側端子には負荷 105の電圧と、負荷 105に供給すべき既定電圧との誤差を出力す る第 1誤差増幅器 121が接続されている。一方、補助電圧源切替器 119の充電側端 子には補助電圧源 103の電圧と、補助電圧源 103の充電すべき既定電圧との誤差 を出力する第 2誤差増幅器 123が接続されている。

[0007] 次に、このような電源装置の動作について説明する。まず、自動車のイダニシヨンス イッチ（図示せず）がオンになると、外部 ECUは補助電圧源 103を充電するために充 電信号を制御回路 117に送る。これを受け、制御回路 117は補助電圧源切替器 11 9を充電側に切り替える。その結果、双方向 DC/DCコンバータ 109は直流電圧源 101の電力を補助電圧源 103に充電開始する。やがて、充電とともに補助電圧源 10 3の電圧 VCが第 2誤差増幅器 123の既定電圧と等しくなれば充電電圧を維持するよ うに動作する。

[0008] 次に、負荷 105として前述の大電流を消費するシステムが動作したとする。この時、 外部 ECUから制御回路 117に放電信号が送られてくるので、制御回路 117は補助 電圧源切替器 119を放電側に切り替える。その結果、双方向 DC/DCコンバータ 1 09は第 1誤差増幅器 121の既定電圧になるように負荷 105に電圧を出力する。これ により、大電流消費による直流電圧源 101の電圧 VBが通常電圧状態から電圧低下 状態になっても、負荷 105の電圧 VLは通常電圧状態とほぼ同じ電圧が維持される ので、負荷 105は正常に動作し続けられる。この時、 VL〉VBとなるので、ダイオード 107により双方向 DC/DCコンバータ 109の電力が直流電圧源 101に逆流すること はない。

[0009] 次に、大電流の消費が終了すると、直流電圧源 101の電圧 VBは通常電圧状態に 戻る。この時、外部 ECUは制御回路 117に充電信号を送る。これにより、大電流消 費期間中に補助電圧源 103から負荷 105に供給された電力を再度補助電圧源 103 に充電するために、制御回路 117は補助電圧源切替器 119を充電側に切り替える。 これにより、補助電圧源 103を満充電にする。

[0010] このような動作を繰り返すことで、大電流が消費されても負荷 105には安定した電 圧を供給することができ、負荷 105の安定動作が可能となる。

[0011] このような従来の電源装置は、直流電圧源 101の電圧が変動しても安定した電圧 を負荷に供給できるのである力 問題となるのは直流電圧源 101の電圧低下状態で 負荷 105に電力を供給し続けるためには、大容量の蓄電素子が多数必要になるとい う点である。これを図 5により説明する。

[0012] 図 5は双方向 DC/DCコンバータ 109の第 1スイッチング素子 111と第 2スィッチン グ素子 113の接続点における電圧 VIの経時変化図であり、横軸に時間 tを、縦軸に 電圧 VIをそれぞれ示す。図 5で電圧 VIが VB + VCの時は第 1スイッチング素子 11 1がオンの時、電圧 VI力 SOの時は第 2スイッチング素子 113がオンの時にそれぞれ相 当する。電圧 VLは電圧 VIがインダクタンス素子 115で平滑化されたものが供給され る。従って、双方向 DC/DCコンバータ 109の出力電圧 VLは、オンオフ 1周期の内 の第 1スイッチング素子 111がオンの比率（以下、オンオフ比とレ、う）を Dとすると、 VL = D X (VB + VC) + (1 -D) X 0 = D X (VB + VC) · · · (1)

となる。負荷 105が必要とする電圧 VLは一定値に決まっているので、直流電圧源 10 1の電圧 VBが低下したときに必要な電圧を得るためにはオンオフ比 Dを大きくしなけ ればならないことがわかる。その結果、補助電圧源 103から負荷 105に電力が供給さ れる時間が長くなるので、その分、大容量の蓄電素子が多数必要になることになる。 このことから、従来の構成では多数の蓄電素子により、電源装置が大型化してしまうと いう課題があった。

特許文献 1 :特開 2002— 218667号公報

発明の開示 [0013] 本発明の電源装置は、第 2スイッチング素子をインダクタンス素子と直流電圧源の 正端子の間に接続したものである。これにより、第 2スイッチング素子がオンの時に、 第 1スイッチング素子と第 2スイッチング素子の接続点電圧 VIが 0ではなく VBとなる ので、その分、オンオフ比 Dを小さくすることができ、補助電圧源の蓄電素子の必要 数を減らすことが可能となる。本発明の電源装置によれば、直流電圧源の電圧低下 状態で第 2スイッチング素子がオンになると、電圧が下がって!/、るが 0ではな!/、電圧 V Bが双方向 DC/DCコンバータに入力される。それにより補助電圧源の蓄電素子数 を減らすことができ、小型の電源装置を実現できる。

図面の簡単な説明

[0014] [図 1]図 1は本発明の実施の形態 1における電源装置のブロック回路図である。

[図 2]図 2は本発明の実施の形態 1における電源装置の動作を示すタイミングチヤ一 トでめる。

[図 3]図 3は本発明の実施の形態 2における電源装置のブロック回路図である。

[図 4]図 4は従来の電源装置のブロック回路図である。

[図 5]図 5は従来の電源装置の動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

1 直流電圧源

3 補助電圧源

5 負荷

9 インダクタン 素子

11 第 1スィッチ 'ング素子

13 第 2スィッチ 'ング素子

15 制御回路

17 切替器

19 補助電圧源切替器

31 スィッチ

33 第 3スィッチ 'ング素子

発明を実施するための最良の形態 [0016] 以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明す る。なお、ここでは自動車のスタータ駆動等により直流電圧源の電圧が低下した場合 に、直流電圧源と補助電圧源の電力を双方向 DC/DCコンバータによって電圧変 換し、負荷に供給する構成について述べる。

[0017] (実施の形態 1)

図 1は、本発明の実施の形態 1における電源装置のブロック回路図である。図 2は、 本発明の実施の形態 1における電源装置の電圧 VIのタイミングチャート即ち経時変 化図である。

[0018] 図 1において、バッテリからなる直流電圧源 1には、直列に補助電圧源 3が接続され ている。補助電圧源 3には、特に急速充放電特性に優れる大容量の電気二重層キヤ パシタからなる蓄電素子が用いられている。直流電圧源 1と補助電圧源 3の接続点に は電力を消費する負荷 5がダイオード 7を介して接続されて!/、る。負荷 5の一端には インダクタンス素子 9が接続されて!/、る。インダクタンス素子 9は負荷 5へ供給する電 力を平滑化する役割を有する。

[0019] インダクタンス素子 9の他端と補助電圧源 3の一端（図 1の +側）には第 1スィッチン グ素子 11が接続されて!/、る。第 1スイッチング素子 11はオンオフ動作を繰り返すこと で、直流電圧源 1と補助電圧源 3の電圧との合計電圧を断続的にインダクタンス素子 9に印加する。一方、インダクタンス素子 9の他端と補助電圧源 3の他端（図 1の 側） には、第 2スイッチング素子 13が、切替器 17を介して接続されている。第 2スィッチン グ素子 13はオンオフ動作を繰り返すことで、直流電圧源 1の電圧を断続的にインダク タンス素子 9に印加する。第 1スイッチング素子 11と第 2スイッチング素子 13は交互に オンオフ動作を繰り返す。

[0020] 第 1スイッチング素子 11と第 2スイッチング素子 13のオンオフ比 Dは制御回路 15に よって制御される。これにより、負荷 5に供給する電力を制御することができる。

[0021] また、第 2スイッチング素子 13の直流電圧源 1への接続を、直流電圧源 1の正端子 、または負端子のいずれかに切り替える切替器 17が接続されている。切替器 17は制 御回路 15で切替制御が行われ、補助電圧源 3の充電時には直流電圧源 1の負端子 側に、補助電圧源 3からの放電時には正端子側にそれぞれ切り替えられる。 [0022] なお、制御回路 15は外部 ECU (図示せず)からの信号に応じて補助電圧源 3への 充放電を切り替える補助電圧源切替器 19も制御している。補助電圧源切替器 19の 放電側端子には負荷 5の電圧と、負荷 5に供給すべき第 1既定電圧 21との誤差を出 力する第 1誤差増幅器 23が接続されている。一方、補助電圧源切替器 19の充電側 端子には補助電圧源 3の電圧と、補助電圧源 3の充電すべき第 2既定電圧 25との誤 差を出力する第 2誤差増幅器 27が接続されて!/、る。

[0023] このように、インダクタンス素子 9、第 1スイッチング素子 11、第 2スイッチング素子 13 、制御回路 15、補助電圧源切替器 19、第 1誤差増幅器 23、および第 2誤差増幅器 27力、ら双方向 DC/DCコンバータ 29が構成されている。

[0024] 次に、このような電源装置の動作について説明する。まず、自動車のイダニシヨンス イッチ（図示せず）がオンになると、外部 ECUは補助電圧源 3を充電するために充電 信号を制御回路 15に送る。これを受け、制御回路 15は切替器 17、および補助電圧 源切替器 19を充電側に切り替える。その結果、双方向 DC/DCコンバータ 29は直 流電圧源 1に直列に接続された補助電圧源 3への充電を行うように、直流電圧源 1の 正端子を基準にして直流電圧源 1の電圧 VBを反転して充電する反転 DC/DCコン バータの動作を行う。これにより、双方向 DC/DCコンバータ 29は直流電圧源 1の 電力により補助電圧源 3への充電を開始する。やがて、充電とともに補助電圧源 3の 電圧 VCが第 2誤差増幅器 27の第 2既定電圧 25と等しくなれば充電電圧を維持する ように動作する。なお、ここまでの動作は従来と同じである。

[0025] 次に、負荷 5としてスタータ等の大電流を消費するシステムが動作したとする。この 時、外部 ECUから制御回路 15に放電信号が送られてくるので、制御回路 15は切替 器 17、および補助電圧源切替器 19を放電側に切り替える。その結果、双方向 DC/ DCコンバータ 29は第 1誤差増幅器 23の第 2既定電圧 21になるように負荷 5に電圧 を出力する。これにより、大電流消費による直流電圧源 1の電圧 VBが通常電圧状態 から電圧低下状態になっても、負荷 5の電圧 VLは通常電圧状態とほぼ同じ電圧が 維持されるので、負荷 5は正常に動作し続けられる。この時、 VL〉VBとなるので、ダ ィオード 7により双方向 DC/DCコンバータ 29の電力が直流電圧源 1に逆流すること はない。 [0026] なお、ここで、通常電圧と呼んでいるのは、直流電圧源 1の定格出力電圧に対し 10 %程度の電圧範囲を言っている。即ち、具体的には、直流電圧源 1の定格出力電圧 が 12Vなら、 1 IV程度以上を通常電圧状態、 1 IV程度以下を電圧低下状態と呼ん でレ、る。通常電圧状態では電圧異常が原因で負荷が誤動作することは殆ど無!、が、 電圧低下状態では負荷が誤動作するおそれがあるとされる。

[0027] この時の双方向 DC/DCコンバータ 29の第 1スイッチング素子 11と第 2スィッチン グ素子 13の接続点における電圧 VIの経時変化図すなわちタイミングチャートを図 2 に示す。横軸は時間 t、縦軸は電圧 VIである。図 2で電圧 VIが VB + VCの時は第 1 スイッチング素子 11がオンの時、電圧 VIが VBの時は第 2スイッチング素子 13がォ ンの時にそれぞれ相当する。従来は図 4の回路図から明らかなように、第 2スィッチン グ素子 113は直流電圧源 101の負端子に接続固定されていたので、第 2スィッチン グ素子 113がオンの時は、電圧 VI =0となっていた。しかし、本実施の形態 1では放 電時に切替器 17により第 2スイッチング素子 13は直流電圧源 1の正端子に接続され るので、電圧 V1 =VBとなる。電圧 VLは電圧 VIをインダクタンス素子 9で平滑化した 値となる。従って、双方向 DC/DCコンバータ 29の出力電圧 VLは、オンオフ比を D 1とすると、

VL = D1 X (VB + VC) + (1 -D1) XVB

=VB + D1 XVC (2)

となる。負荷 5の必要電圧 VLは一定値なので、それを得るための第 1スイッチング素 子 11がオンになっている時間（図 2の矩形波の幅）は、図 5に示した従来の構成にお けるオン時間に比べ短くなることが両図の比較でわかる。これを式で表すと以下のよ うになる。

[0028] (1)式より、従来のオンオフ比 Dは、

D=VL/ (VB + VC) (3)

となる。一方、（2)式より本実施の形態 1のオンオフ比 D1は、

D1 = (VL-VB) /VC (4)

となる。従って、オンオフ比 Dとオンオフ比 D1との差を A Dとし、（3)式から（4)式を引 くと、 A D=VL/ (VB + VC) (VL-VB) /VC

=VB (VB + VC-VL) / (VC (VB + VC) ) · · · · (5)

(5)式において、図 2より VB + VC〉VLなので、（VB + VC— VL)〉0となり、他の 項も正であることから、オンオフ比の差 A D= (D-D1)〉0となる。従って、本実施の 形態 1のオンオフ比 D1の方が小さいことがわかる。オンオフ比は直流電圧源 1と補助 電圧源 3の合計電圧が出力される時間割合であるので、小さいほど補助電圧源 3か ら出力される電力は少なくなる。従って、本実施の形態 1の方が補助電圧源 3に必要 な蓄電素子の数を減らすことができ、従来の構成より小型化することが可能となる。具 体的には、例えば VB = 9V、 VC = 5V、 VL= 12Vであったとすると、（3)、（4)式より 、オンオフ比 D = 0. 875、オンオフ比 D1 = 0. 6となり、本実施の形態 1のオンオフ比 D1は従来のオンオフ比 Dに対し約 30%小さくなる。その結果、上記したように従来 に比べ約 30%の小型化が可能となる。

[0029] このように、第 2スイッチング素子 13がオンの時にも直流電圧源 1から電力が供給さ れるので、その分、補助電圧源 3の電力が少なくて済むことになる。その結果、蓄電 素子の数を減らすことができ、電源装置の小型化が可能となる。

[0030] 次に、大電流の消費が終了すると、直流電圧源 1の電圧 VBは通常電圧状態に戻 る。この時、外部 ECUは制御回路 15に充電信号を送る。これにより、大電流消費期 間中に補助電圧源 3から負荷 5に供給された電力を再度補助電圧源 3に充電するた めに、制御回路 15は切替器 17、および補助電圧源切替器 19を充電側に切り替える 。これにより、補助電圧源 3を満充電にする。

[0031] このように、直流電圧源 1が断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返す動 作を行っても、双方向 DC/DCコンバータ 29と補助電圧源 3が上記充放電動作を 繰り返すことで、負荷 5には安定した電圧を供給することができ、負荷 5の安定動作が 可能となる。

[0032] これまでの動作をまとめると、まず、直流電圧源 1が通常電圧状態では、直流電圧 源 1は負荷 5に直接電力を供給する。同時に制御回路 15は切替器 17を直流電圧源 1の負端子側に切り替える。同時に制御回路 15は補助電圧源切替器 19を第 2誤差 増幅器 27側に切り替えて、インダクタンス素子 9と第 1スイッチング素子 11と第 2スイツ チング素子 13により直流電圧源 1の電力を補助電圧源 3に充電する。次に、スタータ 等の大電流消費による直流電圧源 1の電圧低下状態では、制御回路 15は切替器 1 7を直流電圧源 1の正端子側に切り替えて負荷 5に電力を供給する。これにより、直 流電圧源 1が断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返しても、負荷 5を安定 動作させ続けられる。

[0033] 以上の構成、動作により、補助電圧源の蓄電素子数を少なくすることができ、電源 装置を小型にできる。

[0034] なお、本実施の形態 1では補助電圧源 3を充電するために双方向 DC/DCコンパ ータ 29を用いた力 S、補助電圧源 3を他の手段で充電する構成でも良い。たとえば、 双方向 DC/DCコンバータ 29より簡易な降圧 DC/DCコンバータ構成とすればよ い。具体的には図 1において、切替器 17、補助電圧源切替器 19、および第 2誤差増 幅器 27を廃するとともに、第 2スイッチング素子 13を第 1スイッチング素子 11と補助 電圧源 3の負極（図 1の 側）との間に接続すればよい。この場合も第 2スイッチング 素子 13がオンの時に電圧 VI =VBとなるので、オンオフ比 D1を小さくでき、蓄電素 子数を削減できる結果、小型化が実現できる。なお、降圧 DC/DCコンバータは単 方向 DC/DCコンバータであるので、第 2スイッチング素子 13は整流素子でもよい。

[0035] (実施の形態 2)

図 3は、本発明の実施の形態 2における電源装置のブロック回路図である。図 3に おいて、図 1と同じ構成については同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。図 3に おける図 1との構成上の相違点は以下 1)力、ら 3)の通りである。

[0036] 1)第 2スイッチング素子 13を整流素子（ダイオード）によって構成した。これにより、 負荷 5への供給電力は制御回路 15による第 1スイッチング素子 11のオンオフ比 D2 を変化させることで制御する。

[0037] 2)切替器 17を廃し、替わりに第 2スイッチング素子 13に直列に接続され、負荷 5へ 電力を供給する時にオンになるスィッチ 31を設けた。なお、スィッチ 31のオンオフ制 御は制御回路 15によって行われる。

[0038] 3)第 1スイッチング素子 11と直流電圧源 1の負端子の間に接続され、第 1スィッチ ング素子 11と交互にオンオフを繰り返し、負荷 5へ電力を供給する時は常時オフに なる第 3スイッチング素子 33を設けた。

[0039] 上記以外の構成は実施の形態 1と同様である。

[0040] 次に、このような構成の電源装置の動作について説明する。

[0041] まず、自動車のイダニシヨンスィッチ（図示せず）がオンになると、外部 ECUは補助 電圧源 3を充電するために充電信号を制御回路 15に送る。これを受け、制御回路 1 5は補助電圧源切替器 19を充電側に切り替えるとともに、スィッチ 31をオフにする。 その後、制御回路 15は第 1スイッチング素子 11と第 3スイッチング素子 33を交互に オンオフ制御することで、実施の形態 1と同様に双方向 DC/DCコンバータ 29は直 流電圧源 1の電力により補助電圧源 3への充電を開始する。やがて、充電とともに補 助電圧源 3の電圧 VCが第 2誤差増幅器 27の第 2既定電圧 25と等しくなれば充電電 圧を維持するように動作する。

[0042] 次に、負荷 5としてスタータ等の大電流を消費するシステムが動作したとする。この 時、外部 ECUから制御回路 15に放電信号が送られてくるので、制御回路 15は補助 電圧源切替器 19を放電側に切り替えるとともに、スィッチ 31をオンにする。さらに、第 3スイッチング素子 33を常時オフにする。その後、制御回路 15は第 1スイッチング素 子 11のみをオンオフ制御する。これにより、第 1スイッチング素子 11がオンの時は整 流素子からなる第 2スイッチング素子 13がオフに、第 1スイッチング素子 11がオフの 時は第 2スイッチング素子 13がオンにそれぞれ動作することになる。その結果、双方 向 DC/DCコンバータ 29は第 1誤差増幅器 23の第 2既定電圧 21になるように負荷 5に電圧を出力する。ゆえに、大電流消費による直流電圧源 1の電圧 VBが通常電圧 状態から電圧低下状態になっても、負荷 5の電圧 VLは通常電圧状態とほぼ同じ電 圧が維持されるので、負荷 5は正常に動作し続けられる。この時、 VL〉VBとなるの で、ダイオード 7により双方向 DC/DCコンバータ 29の電力が直流電圧源 1に逆流 することはない。

[0043] この時の双方向 DC/DCコンバータ 29の第 1スイッチング素子 11と第 2スィッチン グ素子 13の接続点における電圧 VIの経時変化は図 2と全く同じである。従って、本 実施の形態 2におけるオンオフ比 D2の方が従来のオンオフ比 Dよりも小さいことにな る。ゆえに、本実施の形態 2でも補助電圧源 3に必要な蓄電素子の数を減らすことが でき、従来の構成より小型化することが可能となる。なお、本実施の形態 2においても 、実施の形態 1に述べたものと同じ数値条件で従来に比べ約 30%の補助電圧源の 小型化が可能であった。

[0044] このように、本実施の形態 2でも第 2スイッチング素子 13がオンの時に直流電圧源 力、ら電力が供給されるので、その分、補助電圧源 3の電力が少なくて済むことになる 。その結果、蓄電素子の数を減らすことができ、電源装置の小型化が可能となる。

[0045] 次に、大電流の消費が終了すると、直流電圧源 1の電圧 VBは通常電圧状態に戻 る。この時、外部 ECUは制御回路 15に充電信号を送る。これにより、大電流消費期 間中に補助電圧源 3から負荷 5に供給された電力を再度補助電圧源 3に充電するた めに、制御回路 15は補助電圧源切替器 19を充電側に切り替えるとともに、スィッチ 3 1をオフにする。これにより、補助電圧源 3を満充電にする。

[0046] このように、直流電圧源 1が断続的に通常電圧状態と電圧低下状態を繰り返す動 作を行っても、上記充放電動作を繰り返すことで、負荷 5には安定した電圧を供給す ること力 Sでき、負荷 5の安定動作が可能となる。

[0047] これまでの動作をまとめると、まず、直流電圧源 1が通常電圧状態では、直流電圧 源 1は負荷 5に直接電力を供給しながら、同時に制御回路 15はスィッチ 31をオフに するとともに、補助電圧源切替器 19を第 2誤差増幅器 27側に切り替えて、第 1スイツ チング素子 11と第 3スイッチング素子 33を交互にオンオフすることで、直流電圧源 1 の電力を補助電圧源 3に充電する。次に、負荷 5の大電流消費による直流電圧源 1 の電圧低下状態では、制御回路 15はスィッチ 31をオンにして、第 3スイッチング素子 33を常時オフにした状態で第 1スイッチング素子 11をオンオフすることで負荷 5に電 力を供給する。これにより、直流電圧源 1が断続的に通常電圧状態と電圧低下状態 を繰り返しても、負荷 5を安定動作させ続けられる。

[0048] 本実施の形態 2の構成は、実施の形態 1に比較すると、整流素子からなる第 2スイツ チング素子 13とスィッチ 31を加え、切替器 17を廃した構成となっている。実施の形 態 1に使用した切替器 17は外部から切替制御可能な 3端子スィッチであるので、これ を半導体の組み合わせで構成すると複雑になる。従って、切替器 17が不要な分、本 実施の形態 2の方が、より簡易な構成で電源装置を実現できる。 [0049] 以上の構成、動作により、補助電圧源の蓄電素子数を少なくすることができ、電源 装置が小型になる。

[0050] なお、実施の形態 1、 2において、補助電圧源 3の蓄電素子として電気二重層キヤ パシタを用いた力 これは電気化学キャパシタ等の大容量キャパシタゃ二次電池を 用いてもよい。但し、急速充放電特性や信頼性の面で二次電池よりも大容量キャパ シタを用いる方が好適である。

産業上の利用可能性

[0051] 本発明にかかる電源装置は直流電圧源の電圧が低下しても補助電圧源に加え常 に直流電圧源からの電圧を負荷に供給できるので、補助電圧源の蓄電素子が少なく ても負荷を安定動作させ続けられる小型の電源装置等として有用である。

Claims

請求の範囲

[1] 直流電圧源と、

前記直流電圧源の正端子に一端が接続された補助電圧源と、

電力を消費する負荷と、

前記負荷に一端が接続されたインダクタンス素子と、

前記インダクタンス素子の他端と前記補助電圧源の他端とに接続され、前記直流電 圧源と前記補助電圧源の電圧の合計電圧を、前記インダクタンス素子に、断続的な オンオフの繰り返しにより印加する第 1スイッチング素子と、

前記インダクタンス素子の前記他端と前記直流電圧源の前記正端子に接続され、前 記直流電圧源の電圧を、前記インダクタンス素子に、前記第 1スィッチング素子と交 互の断続的なオンオフの繰り返しにより印加する第 2スイッチング素子と、 前記第 1スィッチング素子と前記第 2スィッチング素子の前記オンオフ比を変化させ て前記負荷に供給する電力を制御する制御回路と、

を有する電源装置。

[2] 前記第 2スイッチング素子が整流素子であり、前記制御回路は前記第 1スィッチング 素子のみの前記オンオフ比を変化させて、前記負荷に供給する電力を制御する請 求項 1に記載の電源装置。

[3] 前記第 2スイッチング素子の前記直流電圧源への接続を、前記直流電圧源の正端 子、または負端子の!/、ずれかに切り替える切替器を有し、

前記直流電圧源が通常電圧状態では、前記直流電圧源は負荷に直接電力を供給 し、同時に前記制御回路が前記切替器を前記負端子に切り替えて、前記インダクタ ンス素子と、前記第 1スイッチング素子と前記第 2スイッチング素子のオンオフとにより 前記直流電圧源の電力を補助電圧源に充電し、

前記直流電圧源が電圧低下状態では、前記制御回路は前記切替器を前記正端子 に切り替えて、前記インダクタンス素子と、前記第 1スイッチング素子と前記第 2スイツ チング素子のオンオフとにより、前記負荷に電力を供給する請求項 1に記載の電源 装置。

[4] 前記第 2スィッチング素子と前記直流電圧源の前記正端子とに接続されたスィッチと 前記第 1スィッチング素子と前記直流電圧源の負端子とに接続された第 3スィッチン グ素子とを有し、

前記直流電圧源が通常電圧状態では、前記直流電圧源は前記負荷に直接電力を 供給し、同時に制御回路は前記スィッチをオフにして、前記インダクタンス素子と、前 記第 1スイッチング素子と、前記第 1スイッチング素子と交互に断続的にオンオフを繰 り返す前記第 3スイッチング素子とで、前記直流電圧源の電力を補助電圧源に充電 し、

前記直流電圧源が電圧低下状態では、前記制御回路は、前記スィッチをオンにし前 記第 3スイッチング素子を常時オフにした状態で、前記第 1スイッチング素子をオンォ フし、前記インダクタンス素子を通じ前記負荷に電力を供給する請求項 2に記載の電 源装置。