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WO2008018276A1 - Oscillateur commandé en tension, synthétiseur de fréquences et procédé de commande de fréquence d'oscillation - Google Patents

Oscillateur commandé en tension, synthétiseur de fréquences et procédé de commande de fréquence d'oscillation Download PDF

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WO2008018276A1
WO2008018276A1 PCT/JP2007/064242 JP2007064242W WO2008018276A1 WO 2008018276 A1 WO2008018276 A1 WO 2008018276A1 JP 2007064242 W JP2007064242 W JP 2007064242W WO 2008018276 A1 WO2008018276 A1 WO 2008018276A1
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WO
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frequency
voltage
signal
physical quantity
input voltage
Prior art date
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Ceased
Application number
PCT/JP2007/064242
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hiroshi Kodama
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Priority to JP2008528764A priority Critical patent/JP4735870B2/ja
Priority to US12/377,204 priority patent/US7940139B2/en
Publication of WO2008018276A1 publication Critical patent/WO2008018276A1/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
    • H03K3/03—Astable circuits
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    • H03K3/0322—Ring oscillators with differential cells
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    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/22—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop
    • H03L7/23—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop with pulse counters or frequency dividers

Definitions

  • the present invention relates to a voltage controlled oscillator, a frequency synthesizer, and an oscillation frequency control method that change an oscillation frequency over a wide band.
  • Voltage Z current converters 2 and 3 convert an input voltage applied to input terminal 1 into a current corresponding to the input voltage.
  • the current controlled oscillator 4 generates a signal having a frequency corresponding to the sum of the currents converted by the voltage Z current converters 2 and 3, respectively.
  • variable frequency range in which the input / output characteristics of the voltage controlled oscillator are linear (hereinafter referred to as a variable frequency range).
  • the oscillation frequency control method of the present invention includes a plurality of first switches for offsetting a frequency according to an input voltage, and a plurality of first switches for linearly adjusting the relationship between the input voltage and the frequency.
  • An oscillation frequency control method performed by a voltage controlled oscillator that outputs a signal of the frequency, the conversion step converting the input voltage into a first physical quantity corresponding to the input voltage, and An offset adjusting step for generating a second physical quantity according to a state of the first switch, and the input voltage is included in a predetermined voltage range for linearly adjusting a relationship between the input voltage and the frequency.
  • a linear adjustment step for generating a third physical quantity according to an input voltage and a state of each second switch; and a frequency according to the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity. Including a signal output step of outputting the degree.
  • the voltage controlled oscillator of the present invention is a voltage controlled oscillator that outputs a signal having a frequency corresponding to an input voltage, and converts the input voltage into a first physical quantity corresponding to the input voltage. And an offset adjustment unit that generates a second physical quantity corresponding to the state of each first switch, and linearly adjusts the relationship between the input voltage and the frequency.
  • a linear adjustment unit that generates a third physical quantity corresponding to the value; and a signal output unit that outputs a signal having a frequency corresponding to the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity.
  • the oscillation frequency control method of the present invention includes a plurality of first switches for offsetting the frequency according to the input voltage, and a plurality of first switches for linearly adjusting the relationship between the input voltage and the frequency.
  • An oscillation frequency control method performed by a voltage controlled oscillator that outputs a signal of the frequency, the conversion step converting the input voltage into a first physical quantity corresponding to the input voltage, and Second physical quantity according to the state of the first switch
  • An offset adjustment step for generating the input voltage and the input voltage according to a state of the input voltage and each second switch when the input voltage is included in a predetermined voltage range for linearly adjusting the relationship between the input voltage and the frequency.
  • a linear adjustment step for generating a third physical quantity; and a signal output step for outputting a signal having a frequency corresponding to the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity.
  • the third physical quantity can be easily generated when the input voltage is included in the predetermined voltage range.
  • the amplitude of the output signal can be increased. Therefore, it is possible to improve the phase noise characteristics of the voltage controlled oscillator.
  • each of the first and second switches can be constituted by nMOS transistors, and the area of the voltage controlled oscillator can be reduced. This is because the same transconductance as the nMOS transistor force MOS transistor can be realized in a small area.
  • the frequency synthesizer of the present invention is a frequency synthesizer having a plurality of PLL circuits that output signals having frequencies in different frequency ranges based on a reference frequency signal
  • each PLL circuit includes: In accordance with the input voltage, a voltage controlled oscillator that outputs a signal having a frequency in a frequency range corresponding to the PLL circuit, a variable frequency divider that divides the signal output from the voltage controlled oscillator, and the variable divider The frequency of the signal divided by the frequency divider and A phase difference signal indicating a phase difference of the reference frequency, and an input voltage control unit that controls the input voltage based on the phase difference signal.
  • a selection unit that outputs any one of them.
  • the signal of the reference frequency is multiplied. Also, either the reference frequency signal or its multiplied reference frequency signal is output to each PLL circuit. The When the reference signal is output to the PLL circuit, the supply of power to the multiplying circuit that doubles the signal of the reference frequency is stopped.
  • the voltage controlled oscillator is configured by the voltage controlled oscillator.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional voltage controlled oscillator.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a graph for explaining an example of a frequency offset.
  • FIG. 7A is a graph for explaining an example of nonlinearity correction.
  • FIG. 7B is a graph for explaining an example of nonlinearity correction.
  • FIG. 8 is a graph for explaining an example of nonlinearity correction.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a current controlled oscillator.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing an example of a delay cell.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing an example of a delay cell.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing an example of a switch control current source.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing an example of a switch control converter.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a voltage controlled oscillator according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 17A is a block diagram showing a configuration of a frequency synthesizer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 17B is a block diagram showing an example of the configuration of the input voltage control circuit.
  • FIG. 18 is an explanatory diagram showing a variable frequency range of each PLL circuit.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a configuration of a frequency synthesizer according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the voltage controlled oscillator of one embodiment of the present invention.
  • the voltage controlled oscillator includes an input terminal 11, a converter 12, variable converters 13 and 14, a variable frequency oscillator 15, and an output terminal 16.
  • the transformation 12 converts the input voltage into a first physical quantity corresponding to the input voltage.
  • Variable converter 13 includes a switch group 13a and a converter 13b.
  • the variable converter 13 is an example of an offset adjustment unit.
  • the switch group 13a includes a plurality of switches for offsetting the frequency according to the input voltage. Each switch is connected to a power supply terminal (not shown) to which a power supply voltage is applied. Each switch is connected in parallel with each other. In this embodiment, the number of switches in the switch group 13a is N, and FIG. 2 shows four switches (SWal !, SH3, and SWaN) among the N switches. ! /
  • variable converter 13 (specifically, the converter 13b) generates a second physical quantity corresponding to the state of each switch.
  • variable transformation 14 includes a switch group 14a and a variation ⁇ 14b. In addition, variable transformation 14 is
  • the switch group 14a includes a plurality of switches for linearly adjusting the relationship between the input voltage and the frequency.
  • the relationship between the input voltage and frequency is the input / output characteristics of the voltage controlled oscillator.
  • Each switch in the switch group 14a is connected to a power supply terminal to which a power supply voltage is applied. Each switch is connected in parallel to each other.
  • the number of switches in the switch group 14a is N
  • FIG. 2 shows four switches (SWbl to 3 and SWbN) among the N switches.
  • the number of switches in the switch group 14a is the same as that of the present embodiment.
  • the force is the same as the number of switches in switch group 13a. Actually, it may be different from the number of switches in switch group 13a.
  • the variable converter 14 (specifically, the converter 14b) has an input voltage and a switch when the input voltage is included in a predetermined voltage range for linearly adjusting the relationship between the frequency and the frequency.
  • the third physical quantity corresponding to the state of each switch in group 14a is output.
  • variable converter 14 may include a generation circuit that generates a state value for linearly adjusting the relationship between the input voltage and the frequency, instead of the switch group 14a.
  • the generation circuit is connected to the power supply terminal, adjusts the value of the power supply voltage, and uses the adjusted value as the state value.
  • variable converter 14 generates a third physical quantity according to the input voltage and the state value when the input voltage is included in the predetermined voltage range.
  • the variable frequency oscillator 15 outputs a signal having a frequency corresponding to the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity.
  • the variable frequency oscillator 15 is an example of a signal output unit.
  • the type of physical quantity is, for example, current, resistance, or capacitance. Further, the type of physical quantity is not limited to current, resistance, or capacitance, and can be changed as appropriate.
  • the converter 12 converts the input voltage applied to the input terminal 11 into a first physical quantity corresponding to the input voltage.
  • the converter 12 outputs the first physical quantity to the variable frequency oscillator 15.
  • variable l3b generates a second physical quantity corresponding to the state of each switch in the switch group 13a, and outputs the second physical quantity to the variable frequency oscillator 15.
  • the converter 14b When the input voltage falls within a predetermined voltage range, the converter 14b generates a third physical quantity according to the input voltage and the state of each switch of the switch group 14a, and the third physical quantity Is output to the variable frequency oscillator 15.
  • the variable frequency oscillator 15 receives the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity, and outputs a signal of a frequency corresponding to the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity to the output terminal 16. To do.
  • the variable frequency oscillator 15 has a first physical quantity, a second thing. Output terminal with a signal whose frequency increases as the sum of the physical quantity and the third physical quantity increases
  • the converter 12 converts the input voltage into a first physical quantity corresponding to the input voltage.
  • the variable converter 13 outputs a second physical quantity corresponding to the state of each switch in the switch group 13a.
  • the variable converter 14 outputs a third physical quantity corresponding to the input voltage and the state of each switch in the switch group 14a when the input voltage is included in the predetermined voltage range.
  • the variable frequency oscillator 15 outputs a signal having a frequency corresponding to the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity.
  • variable converter 14 may include a generation circuit instead of switch group 14a, and output a signal having a frequency corresponding to the state value generated by the generation circuit and the input voltage.
  • the relationship between the input voltage and the frequency can be changed by changing the state of each switch of the switch group 13a, and a plurality of input / output characteristics of the voltage controlled oscillator can be set. It becomes possible.
  • each input / output characteristic is linearly adjusted in relation to the input voltage and frequency by the third physical quantity, so that the range in which each input / output characteristic is linear can be widened. Therefore, it is possible to widen the variable frequency range while suppressing an increase in conversion gain.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of a configuration of a voltage controlled oscillator that adjusts each switch of the variable converter 14. In the following, the configuration and operation different from those in FIG. 2 will be mainly described. In FIG. 3, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
  • the voltage controlled oscillator has a linearity monitor 1 in addition to the configuration shown in FIG.
  • the linearity monitor 17 is configured so that the input / output characteristics of the voltage controlled oscillator are linear based on the input voltage applied to the input terminal 11 and the signal output from the variable frequency oscillator 15, so that each switch of the switch group 14a is linear. To control.
  • the linearity monitor 17 includes a frequency counter circuit that counts the frequency of the signal, and voltage control is performed based on the count result of the frequency counter circuit and the input voltage.
  • Switch group 14a is controlled so that the input / output characteristics of the oscillation circuit are linear.
  • the linearity monitor 17 is an example of a switch control circuit.
  • variable frequency oscillator 15 further outputs a frequency signal corresponding to the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity to the linearity monitor 17.
  • the frequency counter circuit of the linearity monitor 17 receives the signal from the variable frequency oscillator 15 and counts the frequency of the signal.
  • the linearity monitor 17 controls each switch of the switch group 14a so that the input / output characteristics of the voltage controlled oscillation circuit are linear. To do.
  • the linearity monitor 17 obtains a deviation width from the linearity of the input / output characteristics of the voltage controlled oscillation circuit based on the count result of the frequency counter circuit and the input voltage.
  • the deviation width of the linear force of the input / output characteristics is referred to as nonlinearity.
  • the linearity monitor 17 calculates a third physical quantity so that the nonlinearity is corrected, and outputs a switch control signal to each switch of the switch group 14a so that the third physical quantity is generated.
  • each switch in the switch group 14a is turned on or off in response to the switch control signal when it receives the switch control signal.
  • the frequency according to the input voltage changes due to temperature, environmental fluctuations of the power supply voltage, and aging of various devices. For this reason, it may be difficult for a designer of a voltage controlled oscillator or the like to know in advance the third physical quantity that makes each input / output characteristic linear.
  • the linearity monitor 17 controls each switch of the switch group 14a based on the input voltage and the signal output from the variable frequency oscillator 15.
  • each switch of the switch group 14a is controlled to output a third physical quantity that makes the input / output characteristics of the voltage controlled oscillator linear, the input / output characteristics become linear. Even if it is difficult to know the third physical quantity in advance, it is possible to widen the range in which each input / output characteristic is linear.
  • FIG. 4 is a block diagram showing an example of the configuration of a voltage-controlled oscillator that adjusts each switch of the variable converter 14.
  • FIG. 4 the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
  • the voltage controlled oscillator includes a linearity monitor 18 in addition to the configuration shown in FIG.
  • the linearity monitor 18 controls each switch of the switch group 14a based on the input voltage, the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity so that the input / output characteristics of the voltage controlled oscillation circuit are linear. Control.
  • the linearity monitor 18 is an example of a switch control circuit.
  • linearity monitor 18 Since the linearity monitor 18 does not have to count the frequency of the signal, unlike the linearity monitor 17 shown in FIG. 3, it is not necessary to provide a frequency counter circuit.
  • the modification 12 further outputs the first physical quantity to the linearity monitor 18.
  • the second physical quantity is further output to the linearity monitor 18.
  • the transformation 14b further outputs the third physical quantity to the linearity monitor 18.
  • the linearity monitor 18 receives the first physical quantity from the converter 12, receives the second physical quantity from the converter 13b, and receives the third physical quantity from the converter 14b.
  • the linearity monitor 18 is based on the input voltage applied to the input terminal 11, the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity! /, And the input / output characteristics of the voltage controlled oscillation circuit are linear.
  • Each switch of the switch group 14a is controlled so that
  • the linearity monitor 18 controls the switches of the switch group 14a based on the input voltage, the first physical quantity, the second physical quantity, and the third physical quantity.
  • terminal 231 of the converter 23 is connected to the input terminal 21. Also, terminal 232 of converter 23 is
  • the terminal 233 of the converter 23 is connected to the input terminal 261 of the current control oscillator 26.
  • the level shift circuit 25a reduces the input voltage applied to the input terminal 21 by a predetermined value to generate a level shift voltage.
  • the input terminal of the switch control converter 25b is connected to the power supply terminal 22 via the terminal 252.
  • the switch control converter 25b includes a plurality of switches, and when the level shift voltage is included in a specific voltage range in which the predetermined voltage range is lowered by a predetermined value, the level shift voltage and the switch control Depending on the state of each switch included in the converter 25b, [0123]
  • the switch control conversion 25b includes switch control voltage / current conversion 25b 1 to 25b3.
  • the input terminal 261 of the current controlled oscillator 26 is connected to the terminal 233 of the transformation 23, the terminal 242 of the variable transformation 24, and the terminal 253 of the variable converter 25. Further, the current output terminal 262 of the current control oscillator 26 is connected to the GND terminal 28. Further, the signal output terminal 263 of the current control oscillator 26 is connected to the output terminal 27.
  • graph 101 shows the input / output characteristics when all of the switches of switch control current sources 24a to 24c are off.
  • Graph 102 shows the input / output characteristics when any one of the switch control current sources 24a to 24c is on.
  • Graph 103 shows the switch control current source 24a! And 24c switch! /, And the input when one of the two is on. Output characteristics are shown.
  • FIG. 7A and FIG. 7B are graphs for explaining an example of nonlinearity correction by the variable transformation 25. 7A and 7B, the horizontal axis indicates the input voltage, and the vertical axis indicates the frequency.
  • FIG. 7B is a graph for explaining the correction of nonlinearity when the number of switch control voltage current converters is plural.
  • switch control voltage / current converters 2 When there are a plurality of switch control voltage / current converters, switch control voltage / current converters 2
  • the third current output from the variable converter 25 changes according to the state of each switch of 5bl to 25b3. This makes it possible to correct non-linearity of multiple input / output characteristics. All of the input / output characteristics shown in graphs 204 through 206 show the input / output characteristics with nonlinearity corrected.
  • FIG. 8 is a graph for further explaining the correction of nonlinearity.
  • the horizontal axis represents the input voltage
  • the vertical axis represents the frequency.
  • the relationship between the control current and the frequency is linear.
  • the frequency on the vertical axis may be read as the control current.
  • the input / output characteristics of the voltage controlled oscillator are linear when the input voltage is the second voltage or the third voltage, but the input voltage is the first voltage. It is not linear at the second or fourth voltage.
  • variable variation is the difference between the gain A and the gain B when the input voltage is the third voltage or the fourth voltage without conversion when the input voltage is the second voltage or the third voltage.
  • variable variable 25 When a MOS transistor is used as the variable variable 25, the variable variable is variable with the third voltage.
  • the third voltage is the MOS transistor that performs the conversion.
  • the force that needs to be the same as the threshold value of the transistor can be difficult to provide.
  • the level shift circuit 25a sets the difference between the second voltage and the third voltage as a predetermined value.
  • the MOS transistor whose threshold is the second voltage can be used as the variable variable.
  • the switch control variable 25b converts the level shift voltage into the third physical quantity with the conversion gain of the difference between the gain A and the gain B.
  • Graph 303 shows the conversion characteristics of the combined circuit including converter 23 and variable converter 25.
  • the conversion gain of the synthesis circuit is 0 when the input voltage is the first voltage or the second voltage, and is gain A when the input voltage is the second voltage or the fourth voltage.
  • the range in which the input / output characteristics of the voltage control variation are linear becomes wider from the second voltage to the third voltage range to the second voltage to the fourth voltage range.
  • the range from the third voltage to the fourth voltage is a predetermined voltage range
  • the range obtained by lowering the predetermined voltage range by the difference between the second voltage and the third voltage is the specific voltage range.
  • the third physical quantity corresponding to the level shift voltage and the state of each switch is output.
  • MOS transistors are used as variable variable 25 and variable 23
  • the difference between the voltage value at which the conversion gain of variable ⁇ 23 changes and the threshold 1 and value of the MOS transistor used for the variable variable is predetermined.
  • the third physical quantity can be easily generated when the input voltage is included in the predetermined voltage range.
  • FIG. 9 is a block diagram showing an example of the configuration of a voltage controlled oscillator in which the input voltage shift amount is variable.
  • the configuration and operation different from those of the voltage controlled oscillator shown in FIG. 5 will be mainly described.
  • the same components as those in FIG. 5 are denoted by the same reference numerals.
  • the voltage controlled oscillator further includes a shift control circuit 29 in addition to the configuration shown in FIG. Further, the variable variable 25 includes a variable level shift circuit 25al instead of the level shift circuit 25a.
  • the variable level shift circuit 25al is a level shift circuit whose predetermined value is variable.
  • the variable level shift circuit 25al has a control terminal for receiving a shift control signal indicating a predetermined value.
  • variable level shift circuit 25al is connected to the input terminal 21. Also variable
  • control terminal of the variable level shift circuit 25al is connected to the terminal 293 of the shift control circuit 29.
  • Terminal 291 of shift control circuit 29 is connected to input terminal 21.
  • the terminal 292 of the shift control circuit 29 is connected to the output terminal 262 of the current control oscillator 26.
  • the terminal 293 of the shift control circuit 29 is connected to the control terminal of the variable level shift circuit 25al via the terminal 254 of the variable converter 25.
  • the shift control circuit 29 receives a signal from the current control oscillator 26.
  • the shift control circuit 29 controls a predetermined value based on the input voltage applied to the input terminal 21 and its signal.
  • the shift control circuit 29 includes a frequency counter circuit, and the frequency counter circuit counts the frequency of the signal.
  • the shift control circuit 29 obtains a deviation width from the linearity of the input / output characteristics of the voltage controlled oscillation circuit based on the counting result and the input voltage.
  • Shi The foot control circuit 29 calculates a predetermined value so that the shift width is corrected, and outputs a shift control signal indicating the predetermined value to the variable shift converter 25al.
  • variable shift converter 25al receives the shift control signal, the variable shift converter 25al reduces the input voltage by a predetermined value indicated by the shift control signal to generate a shift voltage.
  • the shift control circuit 29 controls the predetermined value based on the input voltage and the signal output from the current control oscillator 26.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of the configuration of the current control oscillator 26.
  • the current control oscillator 26 includes an input terminal 31, a current output terminal 32, an oscillator 33, a current control phase interpolation circuit 34, and an output buffer 35.
  • the input terminal 31 receives a current flowing through a current control phase interpolation circuit (hereinafter referred to as a phase interpolation circuit) 34.
  • the input terminal 31 corresponds to the input terminal 261 of the current controlled oscillator in FIG.
  • the current output terminal 32 outputs a current flowing through the phase interpolation circuit 34.
  • the current output terminal 32 corresponds to the terminal 262 of the current controlled oscillator in FIG.
  • the oscillator 33 oscillates with an amplitude within a predetermined amplitude range.
  • the oscillator 33 includes delay cells 33a to 33d. Delay cell 33a or
  • Each of 33d is connected in a ring shape.
  • Each of the delay cells 33a to 33d is connected in a ring shape.
  • the input signal is delayed and output.
  • a power supply voltage is applied to each of the high potential power input terminals of the delay cells 33a to 33d, and a ground voltage is applied to the low potential power input terminal.
  • the range of the power supply voltage or the ground voltage becomes a predetermined amplitude range.
  • the number of delay cells of the oscillator 33 is only 4. However, the number of delay cells is not limited to 4 and can be changed as appropriate.
  • phase interpolation circuit 34 receives the current flowing through the phase interpolation circuit 34.
  • the current output terminal 342 of the phase interpolation circuit 34 outputs a current flowing through the phase interpolation circuit 34.
  • the phase interpolation circuit 34 adjusts the oscillation frequency of the oscillator 33 based on the first current, the second current, and the third current.
  • the phase interpolation circuit 34 includes delay cells 34a and 34d. Each of the delay cells 34 a and 34 d is connected to each of a plurality of nodes of the oscillator 33.
  • the high potential power input terminals of the delay cells 34a to 34d each receive a current flowing through the phase interpolation circuit 34. Further, the low-potential power terminals of the delay cells 34a to 34d output a current flowing through the phase interpolation circuit 34. Each of the delay cells 34a to 34d outputs a signal delayed according to the current flowing through the delay cell 34a to 34d.
  • the amplitude of the output signal changes according to the change in the voltage applied to its own high potential power input terminal and low potential power input terminal. Further, when the amplitude changes, the oscillation frequency of the oscillator 33 also changes, so that the phase noise characteristic of the voltage controlled oscillator deteriorates.
  • the change in the amplitude of the signal output from the oscillator 33 can be reduced. It becomes possible.
  • FIGS. 11 and 12 are circuit diagrams showing examples of delay cells of the oscillator 33 and the phase interpolation circuit 34.
  • FIG. 11 and 12 are circuit diagrams showing examples of delay cells of the oscillator 33 and the phase interpolation circuit 34.
  • the delay cell includes a high potential power input terminal ICTRL +, a low potential power input terminal ICTRL—, input terminals INP + and INP—, output terminals OUT + and OUT—, and an nMOS transistor N1.
  • the pMOS transistor P1 and the nMOS transistor N1, and the pMOS transistor P2 and the nMOS transistor N2 form an inverter, respectively.
  • the pMOS transistor P3 and the nMOS transistor N3 are loads of the inverter formed by the pMOS transistor P1 and the nMOS transistor N1
  • the pMOS transistor P4 and the nMOS transistor N4 are the pMOS transistor P2 and the nMOS transistor. This is the inverter load formed by N2.
  • the delay cell includes the high potential power input terminal ICTRL +, the low potential power input terminal ICTRL—, the input terminals INP + and INP—, the output terminals OUT + and OU T, and the nMOS transistor N5. Or N8 and pMOS transistors P5 and P6
  • the pMOS transistor P5 and the nMOS transistor N5, and the pMOS transistor P6 and the nMOS transistor N6 form an inverter, respectively.
  • the nMOS transistor N7 is an inverter load formed by the pMOS transistor P5 and the nMOS transistor N5
  • the nMOS transistor N8 is an inverter load formed by the pMOS transistor P6 and the nMOS transistor N6. is there.
  • delay cells of the oscillator 33 and the phase interpolation circuit 34 are not limited to the delay cells shown in FIGS. 11 and 12, and can be changed as appropriate.
  • the delay cell has a load (for example, a transistor) for controlling the current flowing in each inverter between the high potential power input terminal ICTR L + of the delay cell shown in FIG. 11 and each inverter. May further be included.
  • a load for example, a transistor
  • the resistance value of the new load by controlling the resistance value of the new load with voltage or current, it becomes possible to change the delay time by each delay cell, and to change the frequency of the oscillation signal output from the oscillator 33. Is possible.
  • the output buffer 35 amplifies the oscillation signal output from the oscillator 33 and outputs the amplified oscillation signal.
  • the output buffer 35 may be omitted. Next, the effect will be described.
  • the oscillator 33 oscillates with an amplitude within a predetermined amplitude range.
  • the phase interpolation circuit 34 adjusts the oscillation frequency of the oscillator based on the first current, the second current, and the third current.
  • the amplitude of the output signal can be increased. Therefore, it is possible to improve the phase noise characteristics of the voltage controlled oscillator.
  • FIG. 13 is a block diagram showing an example of the configuration of the voltage controlled oscillator. In the following, the configuration and operation different from those in FIGS. 5 and 10 will be mainly described. In FIG. 13
  • the converter 23 is connected between the current output terminal 342 and the GND terminal 28 of the phase interpolation circuit 34. Specifically, the terminal 232 of the transformation 23 is connected to the current output terminal 262 of the current control oscillator 26. The terminal 233 of the transformation 23 is connected to the GND terminal 28. Transform 23 passes a current according to the input voltage.
  • Each of the switch control current sources 24a and 24c is connected in parallel between the current input terminal 341 and the power supply terminal 22 of the phase interpolation circuit 34, and is constant when the switch is on. Apply current.
  • Each of the switch control voltage / current converters 25bl to 25b3 is connected in parallel with each other between the current input terminal 341 and the power supply terminal 22 of the phase interpolation circuit 34, and when the switch is turned on, the input voltage A current corresponding to is supplied.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing an example of the variable converter 24.
  • each of the switch control current sources 24a to 24c is formed by a pMOS transistor.
  • these pMOS transistors are used as switches when a power supply voltage or a ground voltage is applied to their gates.
  • a ground voltage is applied to the gate of a pMOS transistor, a constant current according to the resistance value at that time flows.
  • the second current is allowed to flow while suppressing an increase in the number of vertically stacked MOS transistors. It becomes possible.
  • variable converter 25 [0208] Next, an example of the variable converter 25 will be described.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing an example of the variable converter 25.
  • the level shift circuit 25a is configured by a source follower circuit.
  • a MOS transistor and a resistor are connected in series.
  • the input voltage is level-shifted according to the resistance value.
  • Each of the switch control voltage / current converters 25b1 to 25b3 includes a current mirror circuit, a pass transistor, and a MOS transistor.
  • a power supply voltage or a ground voltage is applied to the gate of the MOS transistor, the state changes according to the applied voltage.
  • the MOS transistor is on, the current mirror circuit operates.
  • the MOS transistor is off, the operation of the current mirror circuit is stopped. As a result, MOS transistors are used as switches.
  • FIG. 16 is a block diagram showing an example of the configuration of the voltage controlled oscillator. In the following, the configuration and operation different from those in FIGS. 5 and 10 will be mainly described. In FIG. 16, the same components as those in FIG. 5 or FIG.
  • the transformation 23 is connected between the current input terminal 341 and the power supply terminal 22 of the phase interpolation circuit 34.
  • the converter 23 passes a current corresponding to the input voltage.
  • Each of the switch control current sources 24a to 24c is connected in parallel between the current output terminal 342 of the phase interpolation circuit 34 and the GND terminal 28.
  • Each of the switch control voltage / current converters 25bl to 25b3 is connected in parallel between the current output terminal 342 and the GND terminal 28 of the phase interpolation circuit 34.
  • the converter 23 is connected between the current input terminal 341 and the power supply terminal 22 of the phase interpolation circuit 34, and flows a current according to the input voltage.
  • Each of the switch control current sources 24a and 24c is connected in parallel between the current output terminal 342 and the GND terminal 28 of the phase interpolation circuit 34, and allows a constant current to flow when its own switch is on.
  • Each of the switch control voltage / current converters 25bl to 25b3 is connected to the current output of the phase interpolation circuit 34.
  • the power terminal 342 and the GND terminal 28 are connected in parallel to each other. When the switch is turned on, a current corresponding to the input voltage flows.
  • each of the switch control current sources 24a to 24c and switch control voltage / current variation 25bl to 25b3 can be composed of nMOS transistors, and the area of the voltage control oscillator can be reduced. become. This is because the same transconductance as an nMOS transistor can be realized in a small area.
  • FIG. 17A is a block diagram showing a frequency synthesizer according to an embodiment of the present invention.
  • the frequency synthesizer includes an input terminal 41, PLL circuits 42 to 44, a selection signal input terminal 45, a multiplexer circuit 46, and a nother circuit 47. Note that the number of PLL circuits is only 3 in FIG. 17a, but is not limited to 3 and may be multiple.
  • Input terminal 41 receives a reference frequency signal (hereinafter referred to as a reference signal) from an external oscillator (not shown).
  • a reference signal hereinafter referred to as a reference signal
  • the PLL circuits 42 to 44 receive the reference signal from the input terminal 41.
  • PLL circuits 42 to 44 include an input voltage control circuit 51, a voltage control oscillation unit 52, a variable frequency divider 53, and a frequency divider 54.
  • the input voltage control circuit 51 receives a reference signal from the input terminal 41 and receives a comparison signal from the variable frequency divider 53.
  • the input voltage control circuit 51 generates a phase difference signal indicating a phase difference between the frequency of the comparison signal and the reference frequency of the reference signal, and controls the input voltage based on the phase difference signal.
  • FIG. 17b is a block diagram showing an exemplary configuration of the input voltage control circuit 51.
  • the input voltage control circuit 51 includes a phase comparator 51a, a charge pump 51b, and a low-pass filter 51c.
  • the phase comparator 51a compares the falling edge of the comparison signal with the falling edge of the reference signal to detect the phase difference, and if the phase of the comparison signal is delayed from the phase of the reference signal, A phase difference signal indicating a positive phase difference is generated. If the phase of the comparison signal is ahead of the phase of the reference signal, a phase difference signal indicating a negative phase difference is generated. phase The comparator 51a outputs the phase difference signal to the charge pump 51b.
  • the charge pump 5 lb increases the input voltage as the absolute value of the phase difference increases, and when the phase difference signal indicates a negative phase difference, As the absolute value of the phase difference increases, the input voltage is decreased.
  • the low-pass filter 51c smoothes the input voltage.
  • the voltage controlled oscillator 52 is assumed to be configured by the voltage controlled oscillator described with reference to FIGS.
  • Each voltage-controlled oscillator 52 of the PLL circuits 42 to 44 outputs a signal having a frequency within the frequency range corresponding to its own PLL circuit (hereinafter referred to as an output signal).
  • the frequency range corresponding to the PLL circuit 42 is the range of the first frequency or the second frequency.
  • the frequency range corresponding to the PLL circuit 43 is assumed to be a range of the sum of the first frequency and the predetermined shift frequency, and the sum of the second frequency and the predetermined shift frequency.
  • the frequency range according to the PLL circuit 44 is a range of the sum of the first frequency and n times the predetermined shift frequency or the sum of the second frequency and n times the predetermined shift frequency.
  • n may be any number, but is preferably a natural number. In this embodiment, n is 2.
  • Variable frequency divider 53 receives an output signal from voltage controlled oscillator 52 and divides the output signal to generate a comparison signal. The variable frequency divider 53 outputs the comparison signal to the phase comparator 51a of the input voltage control circuit 51.
  • the frequency divider 54 receives the output signal from the voltage controlled oscillator 52 and divides the output signal by half.
  • the frequency divider 54 outputs the output signal divided by 1Z2.
  • the selection signal input terminal 45 receives a selection signal for controlling the output of the MUX circuit (multiplexer circuit) 46.
  • the MUX circuit 46 receives the selection signal from the selection signal input terminal 45, and receives the output signal and the output signal divided into 1Z2 from the PLL circuit 42 or 44, respectively.
  • the MUX circuit 46 outputs any one of the received signals according to the selection signal.
  • the MUX circuit is an example of a selection unit.
  • the buffer circuit 47 receives the signal output from the MUX circuit 46 and amplifies the signal.
  • the The noffer circuit 47 outputs the amplified signal.
  • FIG. 18 is an explanatory diagram showing the variable frequency range of the PLL circuits 42 to 44.
  • the horizontal axis represents frequency
  • the vertical axis represents power spectral density (PSD).
  • PSD power spectral density
  • FIG. 18 illustrates a case where the frequency synthesizer is applied to a frequency band plan of an Ultra Wide Band (UWB) standard.
  • UWB Ultra Wide Band
  • Ultra-wideband radio is a type of data communication method for spread spectrum communication.
  • the voltage controlled oscillator of the conventional frequency synthesizer PLL circuit is 6600 MHz It was necessary to have a variable frequency range of 9240MHz.
  • the PLL circuit 61 multiplies the reference signal received from the input terminal 41, and outputs the multiplied reference signal (hereinafter referred to as a doubled signal) to the MUX circuit 63.
  • the power factor of PLL circuit 61 is M times.
  • the PLL circuit 61 is an example of a multiplication circuit.
  • the MUX circuit 63 receives the reference signal from the input terminal 41, receives the double signal from the PLL circuit 61, and receives the selection control signal from the MUX control terminal 62.
  • the MUX circuit 63 outputs either the reference signal or the multiplied signal to any one of the PLL circuits 42 to 44 in accordance with the selection control signal.
  • the MUX circuit 63 is an example of a second selection unit.

Landscapes

  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Description

明 細 書
電圧制御発振器、周波数シンセサイザおよび発振周波数制御方法 技術分野
[0001] 本発明は、広帯域に発振周波数を変化させる電圧制御発振器、周波数シンセサイ ザおよび発振周波数制御方法に関する。
背景技術
[0002] 入力電圧に応じた周波数の信号が出力される電圧制御発振器は、例えば、 PLL回 路 (位相同期回路)、または、省面積かつ低スプリアス電力で周波数を高速に遷移（ ホッピング)する周波数シンセサイザなどに用いられる。
[0003] 図 1は、従来の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。図 1において、電 圧制御発振器は、入力端子 1と、電圧 Z電流変換器 2および 3と、電流制御発振器 4 と、出力端子 5とを含む。
[0004] 電圧 Z電流変換器 2および 3は、入力端子 1に印加された入力電圧を、その入力電 圧に応じた電流に変換する。電流制御発振器 4は、電圧 Z電流変換器 2および 3の それぞれにて変換された電流の和に応じた周波数の信号を生成する。
[0005] 電圧 Z電流変換器 2および 3のそれぞれは、電圧制御発振器の入出力特性が線 形になるように制御される。例えば、電圧 Z電流変 2の変換ゲインが減少すると きには、電圧 Ζ電流変換器 3は、自己の変換ゲインが増加するように制御される。
[0006] これにより、電圧制御発振器の入出力特性が線形になる周波数の範囲（以下、可 変周波数範囲と称する)を広くすることが可能になる。
[0007] し力しながら、このような電圧制御発振器では、入出力特性が一つであるのため、 位相雑音が高くなる。これは、一つの入出力特性を有する電圧制御発振器が複数の 入出力特性を有する電圧制御発振器と同じ可変周波数範囲を得るためには、電圧 制御発振器の変換ゲインが大きくする必要があるからである。
[0008] 特許文献 1 (特開 2003— 69390号公報）には、入力電圧の可変範囲において、入 出力特性が線形になる電圧制御発振器を備えた PLL回路が記載されて 、る。通常、 入力電圧が、電圧電流変換器の動作を制御する電源電圧に近づくと、その入出力 特性は線形にならない。特許文献 1に記載の電圧制御発振器では、その入力電圧 が電源電圧に近づいても、その入出力特性を線形することが可能になり、可変周波 数範囲を広げることが可能になる。
[0009] 具体的には、その電圧制御発振器では、電圧値の高い第 2電源電圧で動作する電 圧電流変換回路にて入力電圧が電流に変換される。また、その電流が、第 2電源電 圧よりも低い第 1電源電圧で動作する第 3カレントミラー回路と、リングオシレータへの 電流を制御する複数の第 1トランジスタのゲートと、に第 2電源電圧で動作する第 1お よび第 2カレントミラー回路を介して出力される。
[0010] これにより、電圧制御発振器の変換ゲインの増加を大きくしなくても、可変周波数範 囲が広くなつている。
特許文献 1：特開 2003— 69390号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0011] 特許文献 1に記載の PLL回路の電圧制御発振器の入出力特性は、一つだけであ る。このため、入力電圧の可変範囲において、より広い可変周波数範囲の周波数の 信号を得るためには、電圧制御発振器のゲインを大きくする必要がある。なお、この 電圧制御発振器では、定電流源を設けることで可変周波数範囲を変更している。し 力しながら、可変周波数範囲は、変更されているだけで、広くなつてはいない。
[0012] 本発明の目的は、変換ゲインの増加を抑制しながら可変周波数範囲を広くすること が可能な電圧制御発振器、周波数シンセサイザおよび発振周波数制御方法を提供 することである。
課題を解決するための手段
[0013] 上記の目的を達成するために、本発明の電圧制御発振器は、入力電圧に応じた周 波数の信号を出力する電圧制御発振器であって、前記入力電圧を、該入力電圧に 応じた第一物理量に変換する変換部と、前記周波数をオフセットするための複数の 第一スィッチを含み、各第一スィッチの状態に応じた第二物理量を生成するオフセッ ト調節部と、前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節するための複数 の第二スィッチを含み、前記入力電圧が、前記入力電圧および前記周波数の関係 を線形に調節するための所定電圧範囲に含まれる際に、前記入力電圧および各第 ニスイッチの状態に応じた第三物理量を生成する線形調節部と、前記第一物理量、 前記第二物理量および前記第三物理量に応じた周波数の信号を出力する信号出 力部と、を含む。
[0014] また、本発明の発振周波数制御方法は、入力電圧に応じた周波数をオフセットする ための複数の第一スィッチと、前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節 するための複数の第二スィッチとを含み、前記周波数の信号を出力する電圧制御発 振器が行う発振周波数制御方法であって、前記入力電圧を、該入力電圧に応じた 第一物理量に変換する変換ステップと、各第一スィッチの状態に応じた第二物理量 を生成するオフセット調節ステップと、前記入力電圧が、前記入力電圧および前記周 波数の関係を線形に調節するための所定電圧範囲に含まれる際に、前記入力電圧 および各第二スィッチの状態に応じた第三物理量を生成する線形調節ステップと、 前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量に応じた周波数の信号を 出力する信号出力ステップと、を含む。
[0015] また、本発明の電圧制御発振器は、入力電圧に応じた周波数の信号を出力する電 圧制御発振器であって、前記入力電圧を、該入力電圧に応じた第一物理量に変換 する変換部と、前記周波数をオフセットするための複数の第一スィッチを含み、各第 一スィッチの状態に応じた第二物理量を生成するオフセット調節部と、前記入力電圧 および前記周波数の関係を線形に調節するための状態値を生成する生成回路を含 み、前記入力電圧が、前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節するた めの所定電圧範囲に含まれる際に、前記入力電圧および前記状態値に応じた第三 物理量を生成する線形調節部と、前記第一物理量、前記第二物理量および前記第 三物理量に応じた周波数の信号を出力する信号出力部と、を含む。
[0016] また、本発明の発振周波数制御方法は、入力電圧に応じた周波数をオフセットする ための複数の第一スィッチと、前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節 するための複数の第二スィッチとを含み、前記周波数の信号を出力する電圧制御発 振器が行う発振周波数制御方法であって、前記入力電圧を、該入力電圧に応じた 第一物理量に変換する変換ステップと、各第一スィッチの状態に応じた第二物理量 を生成するオフセット調節ステップと、前記入力電圧が、前記入力電圧および前記周 波数の関係を線形に調節するための所定電圧範囲に含まれる際に、前記入力電圧 および各第二スィッチの状態に応じた第三物理量を生成する線形調整ステップと、 前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量に応じた周波数の信号を 出力する信号出力ステップと、を含む。
[0017] 上記の発明によれば、入力電圧がその入力電圧に応じた第一物理量に変換される 。また、周波数をオフセットするための複数の第一スィッチの状態に応じた第二物理 量が生成される。また、入力電圧が、入力電圧および周波数の関係を線形に調節す るための所定電圧範囲に含まれる際に、第三物理量が生成される。
[0018] このため、第一スィッチの状態が変更されることで、入力電圧および周波数の関係 を変更することが可能になり、電圧制御発振器の入出力特性を複数設定することが 可能になる。また、各入出力特性は、第三物理量によって、入力電圧および周波数 の関係が線形に調節されるので、各入出力特性が線形になる範囲を広くすることが 可能になる。したがって、変換ゲインの増加を抑制しながら可変周波数範囲を広くす ることが可能になる。
[0019] また、前記入力電圧および前記信号に基づ!/、て、各第二スィッチを制御するスイツ チ制御回路をさらに含むことが望まし 、。
[0020] 入力電圧に応じた周波数は、温度、電源電圧の環境変動および各種デバイスの経 年変化などにより変化する。このため、電圧制御発振器の設計者などが、各入出力 特性が線形となるような第三物理量を予め知ることが困難な場合がある。
[0021] 上記の発明によれば、入力電圧および信号に基づいて、各第二スィッチが制御さ れる。このため、各第二スィッチが、電圧制御発振器の入出力特性が線形になるよう な第三物理量が生成されるように制御されれば、各入出力特性が線形になるような 第三物理量を予め知ることが困難な場合でも、各入出力特性が線形になる範囲を広 くすることが可能になる。
[0022] また、前記入力電圧、前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量 に基づいて、各第二スィッチを制御するスィッチ制御回路をさらに含むことが望まし い。 [0023] 上記の発明によれば、入力電圧、第一物理量、第二物理量および第三物理量に 基づいて、各第二スィッチが制御される。このため、各第二スィッチが、電圧制御発 振器の入出力特性が線形になるような第三物理量が生成されるように制御されれば
、各入出力特性が線形になるような第三物理量を予め知ることが困難な場合でも、各 入出力特性が線形になる範囲を広くすることが可能になる。
[0024] また、前記第一物理量は、第一電流であり、前記第二物理量は、第二電流であり、 前記第三物理量は、第三電流であることが望ましい。
[0025] また、前記線形調節部は、前記入力電圧を所定値だけ下げてレベルシフト電圧を 生成するレベルシフト回路と、前記レベルシフト電圧力 前記所定電圧範囲を前記所 定値だけ下げた特定電圧範囲に含まれる際に、前記第三電流を生成する出力回路 と、を含むことが望ましい。
[0026] 電圧を電流に変換することで第三電流を生成する場合、線形調節部および変換部 として MOSトランジスタが用いられると、変換部の変換ゲインが変化する電圧の値が
、線形調節部に用いられる MOSトランジスタのしきい値と同じである必要がある力 こ のような MOSトランジスタを設けることは困難な場合がある。
[0027] 上記の発明によれば、入力電圧が所定値だけ下げられたレベルシフト電圧が生成 される。また、そのレベルシフト電圧が所定電圧範囲を所定値だけ下げた特定電圧 範囲に含まれる際に、第三物理量が生成される。
[0028] このため、変換部の変換ゲインが変化する電圧の値と、線形調節部に用いられる M
OSトランジスタのしき ヽ値との差分が所定値として設定されれば、容易に入力電圧 が所定電圧範囲に含まれるときに、第三物理量を生成することが可能になる。
[0029] また、前記入力電圧および前記信号に基づ!/、て、前記所定値を制御するシフト制 御回路をさらに含むことが望まし 、。
[0030] 電圧制御発振器の入出力特性が線形にならないような入力電圧の範囲は、温度、 電源電圧の環境変動および各種デバイスの経年変化などにより変化する。このため
、予め適切な所定値を知ることが困難な場合がある。
[0031] 上記の発明によれば、入力電圧および信号に基づいて、所定値が制御される。こ のため、入力電圧を、予め適切な所定値を知ることが困難な場合でも、電圧制御発 振器の入出力特性が線形になる範囲を広くすることが可能になる。
[0032] また、前記信号出力部は、所定振幅範囲内の振幅で発振する発振器と、前記第一 電流、前記第二電流および前記第三電流に基づいて、前記発振器の発振周波数を 調節する位相補間回路と、を含むことが望ましい。
[0033] 上記の発明によれば、発振器は、所定振幅範囲内の振幅で発振する。位相補間 回路は、第一電流、第二電流および第三電流に基づいて、その発振器の発振周波 数を調節する。
[0034] このため、例えば、所定振幅範囲が電源電圧な!/、し接地電圧の範囲に設定されれ ば、出力される信号の振幅を大きくすることが可能になる。したがって、電圧制御発 振器の位相雑音特性を良くすることが可能になる。
[0035] また、前記位相補間回路は、前記位相補間回路に流れる電流を受け付ける入力端 子と、前記位相補間回路を流れた電流を出力する出力端子と、を含み、前記位相補 間回路に流れる電流に応じて前記発振器の発振周波数を調節し、前記変換部は、 電源端子と前記入力端子との間に接続され、前記入力電圧に応じた電流を流し、前 記出力端子と接地端子との間に並列に接続され、かつ、前記第一スィッチがオンの ときに、定電流を流す複数の定電流回路を含み、前記線形調節部は、前記出力端 子と前記接地端子との間に互いに並列に接続され、かつ、前記第二スィッチがオン のときに、前記入力電圧に応じた電流を流す複数の可変電流回路を含むことが望ま しい。
[0036] 上記の発明によれば、各第一および第二スィッチを nMOSトランジスタにて構成す ることが可能になり、電圧制御発振器の面積を減少させることが可能になる。これは、 nMOSトランジスタ力 MOSトランジスタと同じトランスコンダクタンスを小さい面積で 実現できるためである。
[0037] また、本発明の周波数シンセサイザは、基準周波数の信号に基づいて互いに異な る周波数範囲の周波数の信号を出力する複数の PLL回路を有する周波数シンセサ ィザであって、各 PLL回路は、入力電圧に応じて、該 PLL回路に応じた周波数範囲 の周波数の信号を出力する電圧制御発振部と、前記電圧制御発振部が出力した信 号を分周する可変分周器と、前記可変分周器にて分周された信号の周波数および 前記基準周波数の位相差を示す位相差信号を生成し、該位相差信号に基づ 1ヽて前 記入力電圧を制御する入力電圧制御部と、を含み、各 PLL回路力 出力された信号 のいずれか一つを出力する選択部、を含む。
[0038] また、本発明の発振周波数制御方法は、基準周波数の信号に基づいて互いに異 なる周波数範囲の周波数の信号を出力する複数の PLL回路を有する周波数シンセ サイザが行う発振周波数制御方法であって、各 PLL回路が、入力電圧に応じて、該 PLL回路に応じた周波数範囲の周波数の信号を出力する電圧制御発振ステップと 、各 PLL回路が、前記出力された信号を分周する分周ステップと、各 PLL回路が、 前記分周された信号の周波数および前記基準周波数の位相差を示す位相差信号 を生成する位相差生成ステップと、各 PLL回路が、前記生成された位相差信号に基 づ 、て前記入力電圧を制御する入力電圧制御ステップと、周波数シンセサイザが、 各 PLL回路にて出力された信号のいずれか一つを出力する選択ステップと、を含む
[0039] 上記の発明によれば、各 PLL回路力 その PLL回路に応じた発振周波数範囲の 周波数の信号が出力される。また、それらの周波数の信号のいずれか一つが出力さ れる。
[0040] このため、周波数シンセサイザが所定の周波数範囲に含まれる周波数の信号を生 成する場合、個々の PLL回路から出力される信号の周波数の周波数範囲は、その 所定の周波数範囲より小さくても良くなる。よって、ゲインの増加を抑制しながら可変 周波数範囲を広くすることが可能になる。
[0041] また、前記基準周波数の信号を遁倍する遁倍回路と、前記基準周波数の信号およ び前記遁倍された基準周波数の信号のどちらか一方を各 PLL回路に出力する第二 の選択部と、前記第二の選択部が前記遁倍された基準周波数の信号を出力するとき には、前記遁倍回路に電力を供給し、前記第二の選択部が前記基準周波数の信号 を出力するときには、前記遁倍回路への電力の供給を停止する電源管理部と、をさ らに含むことが望ましい。
[0042] 上記の発明によれば、基準周波数の信号が遁倍される。また、基準周波数の信号 およびその遁倍された基準周波数の信号のどちらか一方が各 PLL回路に出力され る。また、基準信号が PLL回路に出力されるときには、基準周波数の信号を遁倍す る遁倍回路への電力の供給が停止される。
[0043] このため、基準周波数を遁倍することが可能な周波数発振器において、使用電力 を軽減することが可能になる。
[0044] また、前記電圧制御発振部は、前記電圧制御発振器にて構成されることが望まし い。
発明の効果
[0045] 本発明によれば、変換ゲインの増加を抑制しながら可変周波数範囲を広くすること が可能になる。
図面の簡単な説明
[0046] [図 1]従来の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[図 2]本発明の一実施例の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[図 3]本発明の他の実施例の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[図 4]本発明の他の実施例の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[図 5]本発明の他の実施例の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[図 6]周波数オフセットの一例を説明するためのグラフである。
[図 7A]非線形性の補正の一例を説明するためのグラフである。
[図 7B]非線形性の補正の一例を説明するためのグラフである。
[図 8]非線形性の補正の一例を説明するためのグラフである。
[図 9]本発明の他の実施例の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[図 10]電流制御発振器の一例を示した回路図である。
[図 11]ディレイセルの一例を示した回路図である。
[図 12]ディレイセルの一例を示した回路図である。
[図 13]本発明の他の実施例の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[図 14]スィッチ制御電流源の一例を示した回路図である。
[図 15]スィッチ制御変換器の一例を示した回路図である。
[図 16]本発明の他の実施例の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[図 17A]本発明の一実施例の周波数シンセサイザの構成を示したブロック図である。 [図 17B]入力電圧制御回路の構成の一例を示したブロック図である。
[図 18]各 PLL回路の可変周波数範囲を示した説明図である。
[図 19]本発明の他の実施例の周波数シンセサイザの構成を示したブロック図である。 発明を実施するための最良の形態
[0047] 以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
[0048] 図 2は、本発明の一実施形態の電圧制御発振器の構成を示したブロック図である。
[0049] 図 2において、電圧制御発振器は、入力端子 11と、変換器 12と、可変変換器 13お よび 14と、可変周波数発振器 15と、出力端子 16とを含む。
[0050] 入力端子 11には、入力電圧が印加される。
[0051] 変翻12は、その入力電圧を、その入力電圧に応じた第一物理量に変換する。
[0052] 可変変換器 13は、スィッチ群 13aと、変換器 13bとを含む。なお、可変変換器 13は 、オフセット調節部の一例である。
[0053] スィッチ群 13aは、入力電圧に応じた周波数をオフセットするための複数のスィッチ を含む。各スィッチは、電源電圧が印加された電源端子（図示せず)と接続される。ま た、各スィッチは、互いに並列に接続される。なお、スィッチ群 13aのスィッチの数は 、本実施形態では、 Nであり、図 2には、 N個のスィッチの中の 4個のスィッチ（SWal な！、し 3および SWaN)が示されて!/、る。
[0054] 可変変換器 13 (具体的には、変換器 13b)は、各スィッチの状態に応じた第二物理 量を生成する。
[0055] 可変変翻14は、スィッチ群 14aと、変 ^^14bとを含む。なお、可変変翻14は
、線形調節部の一例である。
[0056] スィッチ群 14aは、入力電圧および周波数の関係を線形に調節するための複数の スィッチを含む。なお、入力電圧および周波数の関係は、電圧制御発振器の入出力 特性である。
[0057] スィッチ群 14aの各スィッチは、電源電圧が印加された電源端子と接続される。また 、各スィッチは、互いに並列に接続される。スィッチ群 14aのスィッチの数は、本実施 形態では、 Nであり、図 2には、 N個のスィッチの中の 4個のスィッチ（SWblないし 3 および SWbN)が示されている。なお、スィッチ群 14aのスィッチの数は、本実施形態 では、スィッチ群 13aのスィッチの数と同じである力 実際には、スィッチ群 13aのスィ ツチの数と異なってもよ 、。
[0058] 可変変換器 14 (具体的には、変換器 14b)は、その入力電圧がおよび周波数の関 係を線形に調節するための所定電圧範囲に含まれる際に、その入力電圧およびスィ ツチ群 14aの各スィッチの状態に応じた第三物理量を出力する。
[0059] また、可変変換器 14は、スィッチ群 14aの代わりに、入力電圧および周波数の関係 を線形に調節するための状態値を生成する生成回路を含んでもょ 、。生成回路は、 例えば、電源端子と接続され、電源電圧の値を調節し、その調節された値を状態値 として用いる。
[0060] この場合、可変変換器 14は、その入力電圧がその所定電圧範囲に含まれる際に、 その入力電圧および状態値に応じた第三物理量を生成する。
[0061] 可変周波数発振器 15は、その第一物理量、第二物理量および第三物理量に応じ た周波数の信号を出力する。なお、可変周波数発振器 15は、信号出力部の一例で ある。
[0062] なお、物理量の種類は、例えば、電流、抵抗または電気容量などである。また、物 理量の種類は、電流、抵抗または電気容量に限らず適宜変更可能である。
[0063] 次に動作を説明する。
[0064] 変換器 12は、入力端子 11に印加された入力電圧を、その入力電圧に応じた第一 物理量に変換する。変換器 12は、その第一物理量を可変周波数発振器 15に出力 する。
[0065] 変 l3bは、スィッチ群 13aの各スィッチの状態に応じた第二物理量を生成し、 その第二物理量を可変周波数発振器 15に出力する。
[0066] 変換器 14bは、その入力電圧が所定電圧範囲に含まれる際に、その入力電圧およ びスィッチ群 14aの各スィッチの状態に応じた第三物理量を生成し、その第三物理 量を可変周波数発振器 15に出力する。
[0067] 可変周波数発振器 15は、その第一物理量、第二物理量および第三物理量を受け 付け、その第一物理量、第二物理量および第三物理量に応じた周波数の信号を出 力端子 16に出力する。例えば、可変周波数発振器 15は、その第一物理量、第二物 理量および第三物理量の和が大きいほど周波数が大きくなるような信号を出力端子
16に出力する。
[0068] 次に効果を説明する。
[0069] 本実施形態によれば、変換器 12は、入力電圧を、入力電圧に応じた第一物理量 に変換する。可変変換器 13は、スィッチ群 13aの各スィッチの状態に応じた第二物 理量を出力する。可変変換器 14は、入力電圧が所定電圧範囲に含まれる際に、入 力電圧およびスィッチ群 14aの各スィッチの状態に応じた第三物理量を出力する。 可変周波数発振器 15は、その第一物理量、第二物理量および第三物理量に応じた 周波数の信号を出力する。
[0070] また、可変変換器 14は、スィッチ群 14aの代わりに生成回路を含み、その生成回路 にて生成された状態値および入力電圧に応じた周波数の信号を出力してもよい。
[0071] この場合、スィッチ群 13aの各スィッチの状態が変更されることで、入力電圧および 周波数の関係を変更することが可能になり、電圧制御発振器の入出力特性を複数設 定することが可能になる。また、各入出力特性は、第三物理量によって、入力電圧お よび周波数の関係が線形に調節されるので、各入出力特性が線形になる範囲を広く することが可能になる。したがって、変換ゲインの増加を抑制しながら可変周波数範 囲を広くすることが可能になる。
[0072] 次に、可変変翻 14の各スィッチを調節する電圧制御発振器について説明する。
[0073] 図 3は、可変変換器 14の各スィッチを調節する電圧制御発振器の構成の一例を示 したブロック図である。以下では、主に図 2と異なる構成および動作について説明す る。なお、図 3において、図 2と同じものには同じ符号が付してある。
[0074] 図 3において、電圧制御発振器は、図 2で示した構成に加え、さらに線形性モニタ 1
7を含む。
[0075] 線形性モニタ 17は、入力端子 11に印加された入力電圧および可変周波数発振器 15が出力した信号に基づいて、電圧制御発振器の入出力特性が線形になるように スィッチ群 14aの各スィッチを制御する。
[0076] 例えば、線形性モニタ 17は、その信号の周波数を計数する周波数カウンタ回路を 含み、その周波数カウンタ回路の計数結果および入力電圧に基づいて、電圧制御 発振回路の入出力特性が線形になるようにスィッチ群 14aを制御する。
[0077] なお、線形性モニタ 17は、スィッチ制御回路の一例である。
[0078] 次に動作を説明する。
[0079] 可変周波数発振器 15は、第一物理量、第二物理量および第三物理量に応じた周 波数の信号をさらに線形性モニタ 17に出力する。
[0080] 線形性モニタ 17の周波数カウンタ回路は、可変周波数発振器 15からその信号を 受け付け、その信号の周波数を計数する。
[0081] 線形性モニタ 17は、その計数結果および入力端子 11に印加された入力電圧に基 づいて、電圧制御発振回路の入出力特性が線形になるようにスィッチ群 14aの各ス イッチを制御する。
[0082] 具体的には、先ず、線形性モニタ 17は、周波数カウンタ回路の計数結果および入 力電圧に基づいて、電圧制御発振回路の入出力特性の線形からのずれ幅を求める 。以下、その入出力特性の線形力ものずれ幅を非線形性と称する。続いて、線形性 モニタ 17は、その非線形性が補正されるような第三物理量を算出し、その第三物理 量が生成されるようにスィッチ群 14aの各スィッチにスィッチ制御信号を出力する。
[0083] その後、スィッチ群 14aの各スィッチは、そのスィッチ制御信号を受け付けると、そ のスィッチ制御信号に応じてオンまたはオフになる。
[0084] 次に効果を説明する。
[0085] 入力電圧に応じた周波数は、温度、電源電圧の環境変動および各種デバイスの経 年変化などにより変化する。このため、電圧制御発振器の設計者などが、各入出力 特性が線形となるような第三物理量を予め知ることが困難な場合がある。
[0086] 本実施形態では、線形性モニタ 17は、入力電圧および可変周波数発振器 15が出 力した信号に基づ 、て、スィッチ群 14aの各スィッチを制御する。
[0087] この場合、スィッチ群 14aの各スィッチが、電圧制御発振器の入出力特性が線形に なるような第三物理量が出力されるように制御されれば、各入出力特性が線形になる ような第三物理量を予め知ることが困難な場合でも、各入出力特性が線形になる範 囲を広くすることが可能になる。
[0088] 次に、可変変換器の各スィッチを調節する電圧制御発振器の他の例について説明 する。
[0089] 図 4は、可変変換器 14の各スィッチを調節する電圧制御発振器の構成の一例を示 したブロック図である。なお、以下では、主に図 2または図 3と異なる構成および動作 について説明する。また、図 4において、図 2と同じものには同じ符号が付してある。
[0090] 図 4において、電圧制御発振器は、図 2で示した構成に加え、線形性モニタ 18を含 む。
[0091] 線形性モニタ 18は、入力電圧、第一物理量、第二物理量および第三物理量に基 づいて、電圧制御発振回路の入出力特性が線形になるようにスィッチ群 14aの各ス イッチを制御する。なお、線形性モニタ 18は、スィッチ制御回路の一例である。
[0092] 線形性モニタ 18は、信号の周波数を計数しなくてもよいため、図 3で示した線形性 モニタ 17と異なり、周波数カウンタ回路を設けなくても良くなる。
[0093] 次に動作を説明する。
[0094] 変翻12は、第一物理量をさらに線形性モニタ 18に出力する。
Figure imgf000014_0001
第 二物理量をさらに線形性モニタ 18に出力する。変翻 14bは、第三物理量をさらに 線形性モニタ 18に出力する。
[0095] 線形性モニタ 18は、変換器 12から第一物理量を受け付け、変換器 13bから第二 物理量を受け付け、変換器 14bから第三物理量を受け付ける。
[0096] 線形性モニタ 18は、入力端子 11に印加された入力電圧、その第一物理量、第二 物理量および第三物理量に基づ!/、て、電圧制御発振回路の入出力特性が線形に なるようにスィッチ群 14aの各スィッチを制御する。
[0097] 例えば、可変周波数発振器 15がその第一物理量、第二物理量および第三物理量 の和に応じた周波数の信号を出力する場合、線形性モニタ 18は、入力電圧に応じ た第一物理量の基準値を入力電圧ごとに保持し、かつ、スィッチ群 13aの各スィッチ の状態に応じた第二物理量の基準値を各スィッチの状態の状態ごとに保持する。
[0098] この場合、先ず、線形性モニタ 18は、受け付けた第二物理量の値に最も近い第二 物理量の基準値と、入力端子 11に印加された入力電圧に応じた第一物理量の基準 値と和を求める。また、線形性モニタ 18は、その受け付けた第一および第二物理量 の和を求める。 [0099] 続いて、線形性モニタ 18は、その第一および第二物理量の基準値の和と、その受 け付けた第一および第二物理量の和との差分を算出し、その差分だけ第三物理量 の値が変るようにスィッチ群 14aの各スィッチにスィッチ制御信号を出力する。
[0100] 次に効果を説明する。
[0101] 本実施形態では、線形性モニタ 18は、入力電圧、第一物理量、第二物理量および 第三物理量に基づ!/、て、スィッチ群 14aのスィッチを制御する。
[0102] この場合、スィッチ群 14aの各スィッチが、電圧制御発振器の入出力特性が線形に なるような第三物理量が出力されるように制御されれば、各入出力特性が線形になる ような第三物理量を予め知ることが困難な場合でも、各入出力特性が線形になる範 囲を広くすることが可能になる。
[0103] 次に、物理量として電流が用いられる電圧制御発振器について説明する。
[0104] 図 5は、物理量として電流が用いられる電圧制御発振器の構成の一例を示したプロ ック図である。この場合、第一物理量は、第一電流であり、第二物理量は、第二電流 であり、第三物理量は、第三電流である。
[0105] 図 5において、電圧制御発振器は、入力端子 21と、電源端子 22と、変換器 23と、 可変変換器 24および 25と、電流制御発振器 26と、出力端子 27と、 GND端子 28と を含む。
[0106] 入力端子 21には、入力電圧が印加される。
[0107] 電源端子 22には、電源電圧が印加される。
[0108] 変 は、第一物理量が第一電流であるときの変 の一例である。
[0109] 変換器 23は、電源端子 22と電流制御発振器 26との間に接続される。具体的には
、変換器 23の端子 231は、入力端子 21と接続される。また、変換器 23の端子 232は
、電源端子 22と接続される。また、変換器 23の端子 233は、電流制御発振器 26の 入力端子 261と接続される。
[0110] 変換器 23は、入力端子 21に印加された入力電圧を、その入力電圧に応じた第一 電流に変換し、その第一電流を電流制御発振器 26に出力する。
[0111] 可変変換器 24は、第二物理量が第二電流であるときの可変変換器 13の一例であ る。 [0112] 可変変換器 24は、電源端子 22と電流制御発振器 26との間に接続される。具体的 には、可変変換器 24の端子 241は、電源端子 22と接続される。可変変換器 24の端 子 242は、電流制御発振器 26の入力端子 261と接続される。
[0113] 可変変翻 24は、スィッチ制御電流源 24aないし 24cを含む。なお、スィッチ制御 電流源の数は、図 5では、 3だけだが、実際には、 3に限らず適宜変更可能である。ま た、スィッチ制御電流源 24aないし 24cのそれぞれは、定電流回路の一例である。
[0114] スィッチ制御電流源 24aな!、し 24cのそれぞれは、スィッチを含み、電源端子 22と 電流制御発振器 26の間に並列に接続される。
[0115] スィッチ制御電流源 24aないし 24cのそれぞれは、自己のスィッチがオンのときに、 定電流を流す。その定電流の和が第二電流となる。
[0116] 可変変換器 25は、第三物理量が第三電流であるときの可変変換器 14の一例であ る。
[0117] 可変変換器 25は、電源端子 22と電流制御発振器 26との間に接続される。具体的 に可変変換器 25の端子 251は、入力端子 21と接続される。可変変換器 25の端子 2 52は、電源端子 22と接続される。可変変換器 25の端子 253は、電流制御発振器 26 の入力端子 261と接続される。
[0118] 可変変換器 25は、レベルシフト回路 25aと、スィッチ制御変換器 25bとを含む。
[0119] レベルシフト回路 25aの入力端子は、入力端子 21と接続される。また、レベルシフト
Figure imgf000016_0001
[0120] レベルシフト回路 25aは、入力端子 21に印加された入力電圧を所定値だけ下げて レベルシフト電圧を生成する。
[0121]
Figure imgf000016_0002
れる。また、スィッチ制御変換器 25bの入力端子は、端子 252を介して電源端子 22と
Figure imgf000016_0003
御発振器 26の入力端子 261と接続される。
[0122] また、スィッチ制御変換器 25bは、複数のスィッチを含み、そのレベルシフト電圧が 、所定電圧範囲が所定値だけ下げられた特定電圧範囲に含まれる際に、そのレベル シフト電圧およびスィッチ制御変換器 25bが含む各スィッチの状態に応じて、第三電 [0123]
Figure imgf000017_0001
[0124] スィッチ制御変翻 25bは、スィッチ制御電圧電流変翻 25b 1ないし 25b3を含 む。
[0125] スィッチ制御電圧電流変換器 25blないし 25b3のそれぞれは、電源端子 22と電流 制御発振器 26の間に並列に接続される。また、スィッチ制御電圧電流変換器 25b 1 ないし 25b3のそれぞれの制御端子は、レベルシフト回路 25aの出力端子と接続され る。なお、スィッチ制御電圧電流変換器 25blないし 25b3のそれぞれは、可変電流 回路の一例である。
[0126] スィッチ制御電圧電流変換器 25blないし 25b3のそれぞれは、スィッチを含み、自 己のスィッチがオンのときに、入力電圧 (具体的には、レベルシフト電圧）に応じた特 定電流を流す。その特定電流の和が第三電流となる。
[0127] 電流制御発振器 26の入力端子 261は、変翻23の端子 233と、可変変翻24 の端子 242と、可変変換器 25の端子 253に接続される。また、電流制御発振器 26の 電流出力端子 262は、 GND端子 28に接続される。また、電流制御発振器 26の信号 出力端子 263は、出力端子 27と接続される。
[0128] 電流制御発振器 26は、第一電流、第二電流および第三電流の和（以下、制御電 流と称することもある）を受け付け、その制御電流に応じた周波数の信号を出力する
[0129] 次に、可変変翻24による周波数オフセットについて説明する。
[0130] 図 6は、可変変換器 24による周波数オフセットの一例を説明するためのグラフであ る。図 6において、横軸は、入力電圧を示し、縦軸は、周波数を示す。
[0131] 図 6において、グラフ 101ないし 103のそれぞれは、スィッチ制御電流源 24aないし 24cのスィッチの状態が互いに異なる電圧制御発振器の入出力特性を示す。
[0132] 具体的には、グラフ 101は、スィッチ制御電流源 24aないし 24cのスィッチが全てォ フの場合の入出力特性を示す。また、グラフ 102は、スィッチ制御電流源 24aないし 2 4cのスィッチのいずれか一つがオンの場合の入出力特性を示す。また、グラフ 103 は、スィッチ制御電流源 24aな!、し 24cのスィッチの!/、ずれか二つがオンの場合の入 出力特性を示す。
[0133] スィッチ制御電流源 24aな 、し 24cがな 、場合の電圧制御発振器の入出力特性は 、グラフ 101で示された入出力特性のみである。スィッチ制御電流源 24aないし 24c が設けられることにより、電圧制御発振器が複数の入出力特性を有することになり、 電圧制御発振器の可変周波数範囲が広くなる。
[0134] なお、図 6において、オフセット幅 Δ ίは、スィッチ制御電流源 24aないし 24cによる オフセット量を示す。
[0135] 次に、可変変翻25による非線形性の補正について説明する。
[0136] 図 7Aおよび図 7Bは、可変変翻25による非線形性の補正の一例を説明するた めのグラフである。図 7Aおよび図 7Bにおいて、横軸は、入力電圧を示し、縦軸は、 周波数を示す。
[0137] 図 7Aは、スィッチ制御電圧電流変換器の数が 1だけの場合の非線形性の補正を 説明するためのグラフである。
[0138] 図 7Aにおいて、グラフ 201ないし 203のそれぞれは、スィッチ制御電流源 24aない し 24cのスィッチの状態が互いに異なる、電圧制御発振器の入出力特性を示す。
[0139] スィッチ制御電圧電流変換器の数が 1だけの場合、非線形性を補正することが可 能な入出力特性は、一つだけである。グラフ 201は、非線形性が補正された入出力 特性を示し、グラフ 202および 203は、非線形性が補正されていない入出力特性を 示す。
[0140] また、グラフ 202aおよび 203aは、グラフ 202および 203にて示された入出力特性 の非線形性が補正されたときの入出力特性を示す。グラフ 202およびグラフ 202aの 差と、グラフ 203およびグラフ 203aの差とは、それぞれ入出力特性の線形からのず れ幅 (非線形性)を示す。
[0141] 図 7Bは、スィッチ制御電圧電流変換器の数が複数の場合の非線形性の補正を説 明するためのグラフである。
[0142] 図 7Bにおいて、グラフ 204ないし 206のそれぞれは、スィッチ制御電流源 24aない し 24cのスィッチの状態が互いに異なる、電圧制御発振器の入出力特性を示す。
[0143] スィッチ制御電圧電流変換器の数が複数の場合、スィッチ制御電圧電流変換器 2 5blないし 25b3のそれぞれのスィッチの状態に応じて、可変変換器 25が出力する 第三電流が変化する。このため、複数の入出力特性の非線形性を補正することが可 能になる。グラフ 204ないし 206で示された入出力特性の全ては、非線形性が補正さ れた入出力特性を示す。
[0144] 図 8は、非線形性の補正をさらに説明するためのグラフである。図 8において、横軸 は、入力電圧を示し、縦軸は、周波数を示す。なお、図 8では、制御電流および周波 数の関係は線形であるとする。この場合、縦軸の周波数を制御電流と読み換えてもよ い。
[0145] 変^ ^23による電圧電流変換は、 MOSトランジスタで行われるものとする。なお、 MOSトランジスタで行われる電圧電流変換については当業者にとって自明なため詳 細な説明は省略する。
[0146] この場合、変 23は、図 8のグラフ 301で示すような変換特性を有する。グラフ 3 01において、変 23の変換ゲインは、入力電圧が第一電圧ないし第二電圧のと き、 0であり、入力電圧が第二電圧ないし第三電圧のとき、第一変換ゲイン (以下、ゲ イン Αと称する）であり、入力電圧が第三電圧ないし第四電圧のとき、第二変換ゲイン (以下、ゲイン Bと称する）である。
[0147] 変換器 23にて変換された第一電流による発振では、電圧制御発振器の入出力特 性は、入力電圧が第二電圧ないし第三電圧のとき、線形になるが、入力電圧が第二 電圧ないし第四電圧のとき、線形にならない。
[0148] このため、可変変 は、入力電圧が第二電圧ないし第三電圧のとき、変換を 行わずに、入力電圧が第三電圧ないし第四電圧のとき、ゲイン Aおよびゲイン Bの差 分の変換ゲインを有する必要がある。
[0149] グラフ 302は、この場合の可変変 の変換特性を示すグラフである。グラフ 30 2において、可変変換器 25の変換ゲインは、入力電圧が第一電圧ないし第三電圧 のとき、 0であり、入力電圧が第三電圧ないし第四電圧のとき、ゲイン Αおよびゲイン Bの差分の変換ゲインである。
[0150] 可変変 25として MOSトランジスタが用いられる場合、第三電圧で可変変
25の変換ゲインが変化するためには、第三電圧がその変換を行う MOSトランジスタ のしきい値と同じである必要がある力 このようなトランジスタを設けることは困難な場 合がある。
[0151] このため、レベルシフト回路 25aは、第二電圧および第三電圧の差分を所定値とし て設定する。この場合、変 として用いた、しきい値が第二電圧である MOSトラ ンジスタを可変変 として用いることができる。この時、スィッチ制御変 25b は、そのレベルシフト電圧を、ゲイン Aおよびゲイン Bの差分の値の変換ゲインで、第 三物理量に変換する。
[0152] グラフ 303は、変換器 23および可変変換器 25を合わせた合成回路の変換特性を 示す。グラフ 303において、その合成回路の変換ゲインは、入力電圧が第一電圧な いし第二電圧のとき、 0であり、入力電圧が第二電圧ないし第四電圧のとき、ゲイン A である。
[0153] したがって、可変変 を設けることで、電圧制御変 の入出力特性が線形 になる範囲が、第二電圧ないし第三電圧の範囲から、第二電圧ないし第四電圧の範 囲まで広くなる。
[0154] この場合、第三電圧ないし第四電圧の範囲が所定電圧範囲となり、その所定電圧 範囲を第二電圧および第三電圧の差分だけ下げた範囲が特定電圧範囲になる。
[0155] また、図 8では、周波数が可変変換器 24によってオフセットされていない場合につ いて説明したが、周波数が可変変換器 24によってオフセットされていても、電圧制御 変 の入出力特性が線形になる範囲を広くすることは可能である。
[0156] 例えば、電圧制御変換器の変換ゲインが可変変換器 24によるオフセット周波数の オフセットごとに異なっていても、そのオフセットごとに、可変変換器 25のスィッチの 状態を設定することで、オフセットされた周波数ごとに、電圧制御変換器の入出力特 性を線形にする範囲を広くすることできる。
[0157] 次に効果を説明する。
[0158] 本実施形態では、レベルシフト回路 25aは、入力電圧を所定値だけ下げてレベル
Figure imgf000020_0001
ルシフト電圧が所定電圧範囲を所定値だけ下げた特定電圧範囲に含まれる際に、そ のレベルシフト電圧および各スィッチの状態に応じた第三物理量を出力する。 [0159] 可変変 25および変 23として MOSトランジスタが用いられる場合、変^^ 23の変換ゲインが変化する電圧の値と、可変変 に用いられる MOSトランジ スタのしき 1、値との差分が所定値として設定されれば、容易に入力電圧が所定電圧 範囲に含まれるときに、第三物理量を生成することが可能になる。
[0160] 次に、入力電圧のシフト量が可変な電圧制御発振器について説明する。
[0161] 図 9は、入力電圧のシフト量が可変な電圧制御発振器の構成の一例を示したブロッ ク図である。以下では、主に図 5で示した電圧制御発振器と異なる構成および動作に ついて説明する。なお、図 9において、図 5と同じものには同じ符号が付してある。
[0162] 図 9において、電圧制御発振器は、図 5で示した構成に加え、シフト制御回路 29を さらに含む。また、可変変^ ^25は、レベルシフト回路 25aの代わりに、可変レベル シフ卜回路 25alを含む。
[0163] 可変レベルシフト回路 25alは、所定値が可変なレベルシフト回路である。可変レべ ルシフト回路 25alは、所定値を示すシフト制御信号を受け付ける制御端子を有する
[0164] 可変レベルシフト回路 25alの入力端子は、入力端子 21と接続される。また、可変
Figure imgf000021_0001
れる。また、可変レベルシフト回路 25alの制御端子は、シフト制御回路 29の端子 29 3と接続される。
[0165] シフト制御回路 29の端子 291は、入力端子 21に接続される。シフト制御回路 29の 端子 292は、電流制御発振器 26の出力端子 262と接続される。また、シフト制御回 路 29の端子 293は、可変変換器 25の端子 254を介して可変レベルシフト回路 25al の制御端子と接続される。
[0166] シフト制御回路 29は、電流制御発振器 26から信号を受け付ける。シフト制御回路 2 9は、入力端子 21に印加された入力電圧およびその信号に基づいて、所定値を制 御する。
[0167] 例えば、シフト制御回路 29は、周波数カウンタ回路を含み、周波数カウンタ回路は 、その信号の周波数を計数する。シフト制御回路 29は、その計数結果および入力電 圧に基づいて、電圧制御発振回路の入出力特性の線形からのずれ幅を求める。シ フト制御回路 29は、そのずれ幅が補正されるような所定値を算出し、その所定値を 示すシフト制御信号を可変シフト変換器 25alに出力する。
[0168] その後、可変シフト変換器 25alは、そのシフト制御信号を受け付けると、そのシフト 制御信号が示す所定値だけ入力電圧を下げてシフト電圧を生成する。
[0169] 次に効果を説明する。
[0170] 電圧制御発振器の入出力特性が線形にならないような入力電圧の範囲は、温度、 電源電圧の環境変動および各種デバイスの経年変化などにより変化する。このため
、予め適切な所定値を知ることが困難な場合がある。
[0171] 本実施形態では、シフト制御回路 29は、入力電圧および電流制御発振器 26が出 力した信号に基づいて、その所定値を制御する。
[0172] この場合、予め適切な所定値を知ることが困難な場合でも、電圧制御発振器の入 出力特性が線形になる範囲を広くすることが可能になる。
[0173] 次に、電流制御発振器 26の構成の一例について説明する。
[0174] 図 10は、電流制御発振器 26の構成の一例を示した回路図である。
[0175] 図 10において、電流制御発振器 26は、入力端子 31と、電流出力端子 32と、発振 器 33と、電流制御位相補間回路 34と、出力バッファ 35とを含む。
[0176] 入力端子 31は、電流制御位相補間回路 (以下、位相補間回路と称する） 34に流れ る電流を受け付ける。なお、入力端子 31は、図 5の電流制御発振器の入力端子 261 に相当する。
[0177] 電流出力端子 32は、その位相補間回路 34に流れる電流を出力する。なお、電流 出力端子 32は、図 5の電流制御発振器の端子 262に相当する。
[0178] 発振器 33は、所定振幅範囲内の振幅で発振する。
[0179] 例えば、発振器 33は、ディレイセル 33aないし 33dを含む。ディレイセル 33aないし
33dのそれぞれは、リング状に接続される。ディレイセル 33aないし 33dのそれぞれは
、入力された信号を遅延して出力する。
[0180] また、ディレイセル 33aないし 33dのそれぞれの高電位電源入力端子に電源電圧 が印加され、かつ、その低電位電源入力端子に接地電圧が印加される。この場合、 電源電圧ないし接地電圧の範囲が、所定振幅範囲になる。 [0181] なお、図 10において、発振器 33のディレイセルの数は、 4だけだが、実際には 4に 限らず適宜変更可能である。
[0182] 電流制御位相補間回路 (以下、位相補間回路と称する） 34の電流入力端子 341は 、位相補間回路 34に流れる電流を受け付ける。位相補間回路 34の電流出力端子 3 42は、位相補間回路 34に流れる電流を出力する。
[0183] 位相補間回路 34は、第一電流、第二電流および第三電流に基づいて、発振器 33 の発振周波数を調節する。
[0184] 例えば、位相補間回路 34は、ディレイセル 34aな!、し 34dを含む。ディレイセル 34 aな 、し 34dのそれぞれは、発振器 33の複数のノード間のそれぞれに接続される。
[0185] ディレイセル 34aないし 34dのそれぞれの高電位電力入力端子は、位相補間回路 34に流れる電流を受け付ける。また、ディレイセル 34aないし 34dのそれぞれの低電 位電力端子は、位相補間回路 34に流れる電流を出力する。ディレイセル 34aないし 34dのそれぞれは、自己に流れる電流に応じて遅延した信号を発振器 33のディレイ セノレ 33aな!ヽし 33d【こ出力する。
[0186] 発振器 33は、自己の高電位電源入力端子および低電位電源入力端子に印加され る電圧の変化に応じて出力される信号の振幅が変化する。また、振幅が変化すると、 発振器 33の発振周波数も変化するため、電圧制御発振器の位相雑音特性は、悪く なる。本実施形態では、発振器 33の高電位電源入力端子に電源電圧が印加され、 その低電位電源入力端子に接地電圧が印加されるので、発振器 33が出力する信号 の振幅の変化を軽減することが可能になる。
[0187] 図 11および図 12は、発振器 33および位相補間回路 34のディレイセルの一例を示 した回路図である。
[0188] 図 11において、ディレイセルは、高電位電力入力端子 ICTRL+と、低電位電力入 力端子 ICTRL—と、入力端子 INP +および INP—と、出力端子 OUT+および OU T—と、 nMOSトランジスタ N1ないし N4と、 pMOSトランジスタ P1ないし P4とを含む
[0189] pMOSトランジスタ P1および nMOSトランジスタ N1と、 pMOSトランジスタ P2およ び nMOSトランジスタ N2とは、それぞれインバータを形成する。 [0190] また、 pMOSトランジスタ P3および nMOSトランジスタ N3は、 pMOSトランジスタ P 1および nMOSトランジスタ N1にて形成されるインバータの負荷であり、 pMOSトラン ジスタ P4および nMOSトランジスタ N4は、 pMOSトランジスタ P2および nMOSトラン ジスタ N2にて形成されるインバータの負荷である。
[0191] 入力端子 INP+に入力された信号力 それらのインバータにより遅延され、その遅 延された信号が出力端子 OUT+から出力される。また、入力端子 INP—に入力され た信号が、それらのインバータにより遅延され、その遅延された信号が出力端子 OU T一から出力される。
[0192] 図 12において、ディレイセルは、高電位電力入力端子 ICTRL+と、低電位電力入 力端子 ICTRL—と、入力端子 INP +および INP—と、出力端子 OUT+および OU T一と、 nMOSトランジスタ N5ないし N8と、 pMOSトランジスタ P5および P6とを含む
[0193] pMOSトランジスタ P5および nMOSトランジスタ N5と、 pMOSトランジスタ P6およ び nMOSトランジスタ N6とは、それぞれインバータを形成する。また、 nMOSトランジ スタ N7は、 pMOSトランジスタ P5および nMOSトランジスタ N5にて形成されるインバ ータの負荷であり、 nMOSトランジスタ N8は、 pMOSトランジスタ P6および nMOSト ランジスタ N6にて形成されるインバータの負荷である。
[0194] なお、発振器 33および位相補間回路 34のディレイセルは、図 11および図 12で示 したディレイセルに限らず適宜変更可能である。
[0195] 例えば、ディレイセルは、図 11で示したディレイセルの高電位電力入力端子 ICTR L +と各インバータとの間に、各インバータに流れる電流を制御するための負荷 (例 えば、トランジスタ）をさらに含んでもよい。この場合、その新たな負荷の抵抗値を電 圧または電流にて制御することで、各ディレイセルによる遅延時間を変更することが 可能になり、発振器 33の出力する発振信号の周波数を変更することが可能になる。
[0196] 図 10に戻る。出力バッファ 35は、発振器 33から出力された発振信号を増幅し、そ の増幅した発振信号を出力する。なお、例えば、出力バッファ 35の出力先が CMOS ロジック回路など、発振信号が、所定電圧範囲外の振幅が必要ない場合、出力バッ ファ 35はなくてもよい。 [0197] 次に効果を説明する。
[0198] 本実施形態では、発振器 33は、所定振幅範囲内の振幅で発振する。位相補間回 路 34は、第一電流、第二電流および第三電流に基づいて、その発振器の発振周波 数を調節する。
[0199] この場合、例えば、所定振幅範囲が電源電圧ないし接地電圧の範囲に設定されれ ば、出力される信号の振幅を大きくすることが可能になる。したがって、電圧制御発 振器の位相雑音特性を良くすることが可能になる。
[0200] 次に、電圧制御発振器の構成の他の例について説明する。
[0201] 図 13は、電圧制御発振器の構成の一例を示したブロック図である。以下では、主 に図 5および図 10と異なる構成および動作について説明する。なお、図 13において
、図 5または図 10と同じものには同じ符号が付してある。
[0202] 変換器 23は、位相補間回路 34の電流出力端子 342および GND端子 28の間に 接続される。具体的には、変翻 23の端子 232は、電流制御発振器 26の電流出力 端子 262と接続される。また、変翻 23の端子 233は、 GND端子 28と接続される。 変翻 23は、入力電圧に応じた電流を流す。
[0203] スィッチ制御電流源 24aな 、し 24cのそれぞれは、位相補間回路 34の電流入力端 子 341と電源端子 22との間に互いに並列に接続され、自己のスィッチがオンのとき に、定電流を流す。
[0204] スィッチ制御電圧電流変換器 25blないし 25b3のそれぞれは、位相補間回路 34 の電流入力端子 341と電源端子 22との間に互いに並列に接続され、自己のスィッチ がオンのときに、入力電圧に応じた電流を流す。
[0205] 次に、可変変翻24の一例について説明する。
[0206] 図 14は、可変変換器 24の一例を示した回路図である。図 14において、スィッチ制 御電流源 24aないし 24cのそれぞれは、 pMOSトランジスタにて形成される。また、こ れらの pMOSトランジスタは、そのゲートに電源電圧または接地電圧が印加されるこ とで、スィッチとして用いられる。また、 pMOSトランジスタは、そのゲートに接地電圧 が印加されると、そのときの抵抗値に応じた定電流を流す。
[0207] この場合、 MOSトランジスタの縦積み段数の増加を抑制しながら、第二電流を流す ことが可能になる。
[0208] 次に、可変変換器 25の一例について説明する。
[0209] 図 15は、可変変換器 25の一例を示した回路図である。
[0210] 図 15において、レベルシフト回路 25aは、ソースフォロワ回路にて構成される。ソー スフォロワ回路では、 MOSトランジスタおよび抵抗が直列に接続されている。この場 合、その抵抗の値に応じて入力電圧がレベルシフトする。
[0211] また、スィッチ制御電圧電流変換器 25b 1ないし 25b3のそれぞれは、カレントミラー 回路、パストランジスタおよび MOSトランジスタを含む。また、この MOSトランジスタ のゲートに、電源電圧または接地電圧が印加されると、その印加された電圧に応じて 状態が変化する。 MOSトランジスタは、オンのときにはカレントミラー回路が動作し、 オフのときには、カレントミラー回路の動作が停止される。これにより、 MOSトランジス タがスィッチとして用いられる。
[0212] 次に、電圧制御発振器の構成の他の例について説明する。
[0213] 図 16は、電圧制御発振器の構成の一例を示したブロック図である。以下では、主 に図 5および図 10と異なる構成および動作について説明する。なお、図 16において 、図 5または図 10と同じものには同じ符号が付してある。
[0214] 変翻 23は、位相補間回路 34の電流入力端子 341と電源端子 22との間に接続さ れる。変換器 23は、入力電圧に応じた電流を流す。
[0215] スィッチ制御電流源 24aないし 24cのそれぞれは、位相補間回路 34の電流出力端 子 342と GND端子 28との間に互 、に並列に接続される。
[0216] スィッチ制御電圧電流変換器 25blないし 25b3のそれぞれは、位相補間回路 34 の電流出力端子 342と GND端子 28との間に互いに並列に接続される。
[0217] 次に効果を説明する。
[0218] 本実施形態では、変換器 23は、位相補間回路 34の電流入力端子 341と電源端子 22との間に接続され、入力電圧に応じた電流を流す。スィッチ制御電流源 24aない し 24cのそれぞれは、位相補間回路 34の電流出力端子 342と GND端子 28との間 に互いに並列に接続され、自己のスィッチがオンのときに、定電流を流す。スィッチ 制御電圧電流変換器 25blないし 25b3のそれぞれは、位相補間回路 34の電流出 力端子 342と GND端子 28との間に互いに並列に接続され、自己のスィッチがオン のときに、入力電圧に応じた電流を流す。
[0219] この場合、スィッチ制御電流源 24aないし 24cおよびスィッチ制御電圧電流変翻 25blないし 25b3の各スィッチを nMOSトランジスタにて構成することが可能になり、 電圧制御発振器の面積を減少させることが可能になる。これは、 nMOSトランジスタ 力 ¾MOSトランジスタと同じトランスコンダクタンスを小さい面積で実現できるためであ る。
[0220] 次に、電圧制御発振器を用いた周波数シンセサイザについて説明する。
[0221] 図 17Aは、本発明の一実施形態の周波数シンセサイザを示したブロック図である。
[0222] 図 17Aにおいて、周波数シンセサイザは、入力端子 41と、 PLL回路 42ないし 44と 、選択信号入力端子 45と、マルチプレクサ回路 46と、ノ ッファ回路 47とを含む。なお 、 PLL回路の数は、図 17aでは、 3だけだが、実際には 3に限らず、複数ならばよい。
[0223] 入力端子 41は、外部発振器 (図示せず)から基準周波数の信号 (以下、基準信号 と称する)を受け付ける。
[0224] PLL回路 42ないし 44は、入力端子 41から基準信号を受け付ける。
[0225] PLL回路 42ないし 44は、入力電圧制御回路 51と、電圧制御発振部 52と、可変分 周器 53と、分周器 54とを含む。
[0226] 入力電圧制御回路 51は、入力端子 41から基準信号を受け付け、可変分周器 53 か比較信号を受け付ける。入力電圧制御回路 51は、比較信号の周波数および基準 信号の基準周波数の位相差を示す位相差信号を生成し、該位相差信号に基づ ヽて 入力電圧を制御する。
[0227] 図 17bは、入力電圧制御回路 51の構成の一例を示したブロック図である。図 17b において、入力電圧制御回路 51は、位相比較器 51aと、チャージポンプ 51bと、ロー パスフィルタ 51cとを含む。
[0228] 位相比較器 51aは、比較信号の立ち下がりエッジと基準信号の立ち下がりエッジと を比較してその位相差を検出し、比較信号の位相が基準信号の位相より遅れて 、る 場合はプラスの位相差を示す位相差信号を生成し、比較信号の位相が基準信号の 位相より進んでいる場合は、マイナスの位相差を示す位相差信号を生成する。位相 比較器 51aは、その位相差信号をチャージポンプ 51bに出力する。
[0229] チャージポンプ 5 lbは、その位相差信号がプラスの位相差を示す場合、その位相 差の絶対値が大きくなるほど入力電圧を増加させ、その位相差信号がマイナスの位 相差を示す場合、その位相差の絶対値が大きくなるほど入力電圧を減少させる。
[0230] ローパスフィルタ 51cは、その入力電圧を平滑化する。
[0231] 図 17aに戻る。電圧制御発振部 52は、本実施形態では、図 2ないし図 16で説明し た電圧制御発振器にて構成されるとする。
[0232] PLL回路 42ないし 44のそれぞれの電圧制御発振部 52は、自己の PLL回路に応 じた周波数範囲内の周波数の信号 (以下、出力信号と称する)を出力する。
[0233] 例えば、 PLL回路 42に応じた周波数範囲は、第一の周波数ないし第二の周波数 の範囲であるとする。また、 PLL回路 43に応じた周波数範囲は、第一の周波数と所 定のシフト周波数との和な 、し第二の周波数とその所定のシフト周波数との和、の範 囲であるとする。さらに PLL回路 44に応じた周波数範囲は、第一の周波数とその所 定のシフト周波数の n倍との和ないし第二の周波数とその所定のシフト周波数の n倍 との和、の範囲であるとする。なお、 nは、任意の数でよいが、自然数であることが望ま しい。また、本実施形態では、 nを 2としている。
[0234] 可変分周器 53は、電圧制御発振部 52から出力信号を受け付け、その出力信号を 分周して比較信号を生成する。可変分周器 53は、比較信号を入力電圧制御回路 5 1の位相比較器 51aに出力する。
[0235] 分周器 54は、電圧制御発振部 52から出力信号を受け付け、その出力信号を 1/2 に分周する。分周器 54は、その 1Z2に分周された出力信号を出力する。
[0236] 選択信号入力端子 45は、 MUX回路 (マルチプレクサ回路) 46の出力を制御する 選択信号を受け付ける。
[0237] MUX回路 46は、選択信号入力端子 45から選択信号を受け付け、 PLL回路 42な いし 44のそれぞれから出力信号および 1Z2に分周された出力信号を受け付ける。 MUX回路 46は、その選択信号に応じて、その受け付けた信号のいずれか一つを出 力する。なお、 MUX回路は、選択部の一例である。
[0238] バッファ回路 47は、 MUX回路 46が出力した信号を受け付け、その信号を増幅す る。ノ ッファ回路 47は、その増幅した信号を出力する。
[0239] 図 18は、 PLL回路 42ないし 44の可変周波数範囲を示した説明図である。図 18に おいて、横軸は、周波数を示し、縦軸は、パワースペクトル密度 (PSD)を示す。なお
、図 18では、周波数シンセサイザを、超広帯域無線 (UWB : Ultra 'Wide 'Band)規 格の周波数バンドプランに応用した場合について説明する。
[0240] 超広帯域無線とは、スペクトル拡散通信のデータ通信方式の一種であり、データを
1GHz程度の極めて広 、周波数帯に拡散して、搬送波を使わずにパルスにデータを 重畳させて送受信を行うデータ通信方式である。
[0241] 超広帯域無線の周波数バンドプランでは、周波数が複数の周波数バンドに区分さ れている。図 18では、 5つの周波数バンドが示されている（Group # 1ないし # 5)。 周波数バンド内では、出力される信号の周波数は、高速にホッピングされる必要があ るが、周波数バンド間では、その必要はない。
[0242] 周波数シンセサイザが第三および第四グループ (Group # 3および # 4)の周波数 範囲内の周波数の信号を出力するためには、従来の周波数シンセサイザの PLL回 路の電圧制御発振器は、 6600MHzな!、し 9240MHzの可変周波数範囲を有する 必要があった。
[0243] 本実施形態の周波数シンセサイザでは、互いに可変周波数範囲が異なる電圧制 御発振器を含む PLL回路が 3つあるので、各 PLL回路の電圧制御発振器は、 6600 MHzな!、し 9240MHzの可変周波数範囲を有する必要がな!、。
[0244] 例えば、 PLL回路 42の電圧制御発振部 52は、 6600MHzないし 8184MNzの可 変周波数範囲を有し、 PLL回路 43の電圧制御発振部 52は、 7128MHzないし 871 2MHzの可変周波数範囲を有し、 PLL回路 44の電圧制御発振部 52は、 7656MH zないし 9240MHzを有すればよい。なお、本実施形態の周波数シンセサイザでは、 PLL回路 42ないし 44は、分周器 54にて 1Z2に分周された信号が用いられることに より、第一グループの周波数範囲をさらに得ている。
[0245] 本実施形態では、 PLL回路 42ないし 44のそれぞれの電圧制御発振部 52は、自 己の PLL回路に応じた周波数の信号を出力する。 MUX回路 46は、各 PLL回路か ら出力された信号のいずれか一つを出力する。 [0246] この場合、周波数シンセサイザが所定の周波数範囲の周波数の信号を生成する場 合、個々の PLL回路力 出力される信号の周波数の発振周波数範囲は、その所定 の周波数範囲より小さくても良くなる。よって、変換ゲインの増加を抑制しながら可変 周波数範囲を広くすることが可能になる。
[0247] 次に、基準周波数を遁倍する周波数シンセサイザについて説明する。
[0248] 図 19は、基準周波数を遁倍する周波数シンセサイザの構成の一例を示したブロッ ク図である。以下、主に図 17aと異なる構成および動作について説明する。なお、図 19において、図 17aと同じものには同じ符号が付してある。
[0249] 図 19において、周波数シンセサイザは、図 17aで示した構成に加え、 PLL回路 61 と、 MUX制御端子 62と、 MUX回路 63と、電源端子 64と、電源管理回路 65と、電 カスイッチ 66とをさらに含む。また、 PLL回路 42ないし 44のそれぞれは、図 17aで示 した構成に加え、分周器 71と、 MUX回路 72とをさらに含む。
[0250] PLL回路 61は、入力端子 41から受付けた基準信号を遁倍し、その遁倍した基準 信号 (以下、遁倍信号と称する）を MUX回路 63に出力する。なお、 PLL回路 61の 遁倍率は M倍とする。また、 PLL回路 61は、遁倍回路の一例である。
[0251] MUX制御端子 62は、 MUX回路 63および 72の出力を制御する選択制御信号を 受け付ける。
[0252] MUX回路 63は、入力端子 41から基準信号を受け付け、 PLL回路 61から遁倍信 号を受け付け、 MUX制御端子 62から選択制御信号を受け付ける。 MUX回路 63は 、その選択制御信号に応じて基準信号および遁倍信号のどちらか一方を、 PLL回路 42ないし 44のいずれか一つに出力する。なお、 MUX回路 63は、第二の選択部の 一例である。
[0253] 電源端子 64は、 PLL回路 61と接続される。
[0254] 電源管理回路 65は、 MUX回路 63が遁倍信号を出力するときには、 PLL回路 61 に電力を供給し、 MUX回路 63が基準信号を出力するときには、 PLL回路 61への 電力の供給を停止する。
[0255] 例えば、電源管理回路 65は、 MUX制御端子 62から選択制御信号を受け付ける。
電源管理回路 65は、その選択制御信号が MUX回路 63による基準信号の出力を示 すと、電力スィッチ 66にオフを示すスィッチ制御信号を出力する。一方、電源管理回 路 65は、その選択制御信号が MUX回路 63による遁倍信号の出力を示すと、電力 スィッチ 66にオンを示すスィッチ制御信号を出力する。
[0256] 分周器 71は、可変分周器 53から比較信号を受け付け、その比較信号を分周する 。分周器 71は、その比較信号を分周した信号 (以下、分周信号と称する)を MUX回 路 72に出力する。なお、分周器 71の分周比は、 M分の 1である。
[0257] MUX回路 72は、可変分周器 53から比較信号を受け付け、分周器 71から分周信 号を受け付け、 MUX制御端子 62から選択制御信号を受け付ける。
[0258] MUX回路 72は、その選択制御信号に応じて比較信号および分周信号のどちらか 一方を、比較信号として入力電圧制御回路 51に出力する。具体的には、 MUX回路 72は、その選択制御信号が MUX回路 63による基準信号の出力を示すと、比較信 号を入力電圧制御回路 51に出力し、その選択制御信号が MUX回路 63による遁倍 信号の出力を示すと、分周信号を入力電圧制御回路 51に比較信号として出力する
[0259] 次に効果を説明する。
[0260] 本実施形態では、 PLL回路 61は、基準周波数の信号を遁倍する。 MUX回路 63 は、その基準信号および遁倍信号のどちらか一方を PLL回路 42ないし 44に出力す る。電源管理回路 65は、 MUX回路 63が遁倍信号を出力するときには、 PLL回路 6 1に電力を供給し、 MUX回路 63が基準信号を出力するときには、 PLL回路 61への 電力の供給を停止する。
[0261] このため、基準周波数を遁倍することが可能な周波数発振器において、その遁倍 のための電力を軽減することが可能になる。
[0262] 以上説明した実施形態において、図示した構成は単なる一例であって、本発明は その構成に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明内で当 業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
[0263] この出願は、 2006年 8月 11日に出願された日本出願特願 2006— 219789を基 礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims

請求の範囲
[1] 入力電圧に応じた周波数の信号を出力する電圧制御発振器であって、
前記入力電圧を、該入力電圧に応じた第一物理量に変換する変換部と、 前記周波数をオフセットするための複数の第一スィッチを含み、各第一スィッチの 状態に応じた第二物理量を生成するオフセット調節部と、
前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節するための複数の第二スィ ツチを含み、前記入力電圧が、前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調 節するための所定電圧範囲に含まれる際に、前記入力電圧および各第二スィッチの 状態に応じた第三物理量を生成する線形調節部と、
前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量に応じた周波数の信号 を出力する信号出力部と、を含む電圧制御発振器。
[2] 請求の範囲 1に記載の電圧制御発振器にぉ 、て、
前記入力電圧および前記信号に基づ ヽて、各第二スィッチを制御するスィッチ制 御回路をさらに含む電圧制御発振器。
[3] 請求の範囲 1に記載の電圧制御発振器にぉ 、て、
前記入力電圧、前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量に基づ V、て、各第二スィッチを制御するスィッチ制御回路をさらに含む電圧制御発振器。
[4] 請求の範囲 1な!、し 3の 、ずれか 1項に記載の電圧制御発振器にお!、て、
前記第一物理量は、第一電流であり、前記第二物理量は、第二電流であり、前記 第三物理量は、第三電流である、電圧制御発振器。
[5] 請求の範囲 4に記載の電圧制御発振器にぉ 、て、
前記線形調節部は、
前記入力電圧を所定値だけ下げてレベルシフト電圧を生成するレベルシフト回路と 前記レベルシフト電圧が、前記所定電圧範囲を前記所定値だけ下げた特定電圧 範囲に含まれる際に、前記第三電流を生成する出力回路と、を含む、電圧制御発振
[6] 請求の範囲 5に記載の電圧制御発振器において、 前記入力電圧および前記信号に基づ 、て、前記所定値を制御するシフト制御回路 をさらに含む電圧制御発振器。
[7] 請求の範囲 4な 、し 6の 、ずれか 1項に記載の電圧制御発振器にお!、て、
前記信号出力部は、
所定振幅範囲内の振幅で発振する発振器と、
前記第一電流、前記第二電流および前記第三電流に基づいて、前記発振器の発 振周波数を調節する位相補間回路と、を含む、電圧制御発振器。
[8] 請求の範囲 7に記載の電圧制御発振器において、
前記位相補間回路は、前記位相補間回路に流れる電流を受け付ける入力端子と、 前記位相補間回路を流れた電流を出力する出力端子と、を含み、前記位相補間回 路に流れる電流に応じて前記発振器の発振周波数を調節し、
前記変換部は、電源端子と前記入力端子との間に接続され、前記入力電圧に応じ た¾流を流し、
前記出力端子と接地端子との間に並列に接続され、かつ、前記第一スィッチがォ ンのときに、定電流を流す複数の定電流回路を含み、
前記線形調節部は、前記出力端子と前記接地端子との間に互いに並列に接続さ れ、かつ、前記第二スィッチがオンのときに、前記入力電圧に応じた電流を流す複数 の可変電流回路を含む、電圧制御発振器。
[9] 入力電圧に応じた周波数の信号を出力する電圧制御発振器であって、
前記入力電圧を、該入力電圧に応じた第一物理量に変換する変換部と、 前記周波数をオフセットするための複数の第一スィッチを含み、各第一スィッチの 状態に応じた第二物理量を生成するオフセット調節部と、
前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節するための状態値を生成す る生成回路を含み、前記入力電圧が、前記入力電圧および前記周波数の関係を線 形に調節するための所定電圧範囲に含まれる際に、前記入力電圧および前記状態 値に応じた第三物理量を生成する線形調節部と、
前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量に応じた周波数の信号 を出力する信号出力部と、を含む電圧制御発振器。
[10] 基準周波数の信号に基づいて互いに異なる周波数範囲の周波数の信号を出力す る複数の PLL回路を有する周波数シンセサイザであって、
各 PLL回路は、
入力電圧に応じて、該 PLL回路に応じた周波数範囲の周波数の信号を出力する 電圧制御発振部と、
前記電圧制御発振部が出力した信号を分周する可変分周器と、
前記可変分周器にて分周された信号の周波数および前記基準周波数の位相差を 示す位相差信号を生成し、該位相差信号に基づ!ヽて前記入力電圧を制御する入力 電圧制御部と、を含み、
各 PLL回路にて出力された信号のいずれか一つを出力する選択部、を含む周波 数シンセサイザ。
[11] 請求の範囲 10に記載の周波数シンセサイザにおいて、
前記基準周波数の信号を遁倍する遁倍回路と、
前記基準周波数の信号および前記遁倍された基準周波数の信号のどちらか一方 を各 PLL回路に出力する第二の選択部と、
前記第二の選択部が前記遁倍された基準周波数の信号を出力するときには、前記 遁倍回路に電力を供給し、前記第二の選択部が前記基準周波数の信号を出力する ときには、前記遁倍回路への電力の供給を停止する電源管理部と、をさらに含む周 波数シンセサイザ。
[12] 請求の範囲 10または 11に記載の周波数シンセサイザにお 、て、
前記電圧制御発振部は、請求の範囲 1ないし 9のいずれか 1項に記載の電圧制御 発振器にて構成される、周波数シンセサイザ。
[13] 入力電圧に応じた周波数をオフセットするための複数の第一スィッチと、前記入力 電圧および前記周波数の関係を線形に調節するための複数の第二スィッチとを含み 、前記周波数の信号を出力する電圧制御発振器が行う発振周波数制御方法であつ て、
前記入力電圧を、該入力電圧に応じた第一物理量に変換する変換ステップと、 各第一スィッチの状態に応じた第二物理量を生成するオフセット調節ステップと、 前記入力電圧が、前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節するため の所定電圧範囲に含まれる際に、前記入力電圧および各第二スィッチの状態に応じ た第三物理量を生成する線形調節ステップと、
前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量に応じた周波数の信号 を出力する信号出力ステップと、を含む発振周波数制御方法。
[14] 請求の範囲 13に記載の発振周波数制御方法において、
前記入力電圧および前記信号に基づ ヽて、各第二スィッチを制御するスィッチ制 御ステップをさらに含む発振周波数制御方法。
[15] 請求の範囲 13に記載の発振周波数制御方法において、
前記入力電圧、前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量に基づ V、て、各第二スィッチを制御するスィッチ管理ステップをさらに含む発振周波数制御 方法。
[16] 請求の範囲 13ないし 15のいずれか 1項に記載の発振周波数制御方法において、 前記第一物理量は、第一電流であり、前記第二物理量は、第二電流であり、前記 第三物理量は、第三電流である、発振周波数制御方法。
[17] 請求の範囲 16に記載の発振周波数制御方法において、
前記線形調節ステップでは、
前記入力電圧を所定値だけ下げてレベルシフト電圧を生成するレベルシフトステツ プと、
前記レベルシフト電圧が、前記所定電圧範囲を前記所定値だけ下げた特定電圧 範囲に含まれる際に、前記第三電流を生成する生成ステップと、を含む、発振周波 数制御方法。
[18] 請求の範囲 17に記載の発振周波数制御方法において、
前記入力電圧および前記信号に基づ 、て、前記所定値を制御するシフト制御ステ ップをさらに含む発振周波数制御方法。
[19] 入力電圧に応じた周波数をオフセットするための複数の第一スィッチを含み、前記 周波数の信号を出力する電圧制御発振器が行う発振周波数制御方法であって、 前記入力電圧を、該入力電圧に応じた第一物理量に変換する変換ステップと、 各第一スィッチの状態に応じた第二物理量を生成するオフセット調節ステップと、 前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節するための状態値を作成ス テツプと、
前記入力電圧が、前記入力電圧および前記周波数の関係を線形に調節するため の所定電圧範囲に含まれる際に、前記入力電圧および前記状態値に応じた第三物 理量を生成する線形調整ステップと、
前記第一物理量、前記第二物理量および前記第三物理量に応じた周波数の信号 を出力する信号出力ステップと、を含む発振周波数制御方法。
[20] 基準周波数の信号に基づいて互いに異なる周波数範囲の周波数の信号を出力す る複数の PLL回路を有する周波数シンセサイザが行う発振周波数制御方法であって 各 PLL回路が、入力電圧に応じて、該 PLL回路に応じた周波数範囲の周波数の 信号を出力する電圧制御発振ステップと、
各 PLL回路が、前記出力された信号を分周する分周ステップと、
各 PLL回路が、前記分周された信号の周波数および前記基準周波数の位相差を 示す位相差信号を生成する位相差生成ステップと、
各 PLL回路が、前記生成された位相差信号に基づ!/ヽて前記入力電圧を制御する 入力電圧制御ステップと、
周波数シンセサイザが、各 PLL回路にて出力された信号のいずれか一つを出力す る選択ステップと、を含む発振周波数制御方法。
[21] 請求の範囲 20に記載の発振周波数制御方法において、
前記周波数シンセサイザは、前記基準周波数の信号を遁倍する遁倍回路と、前記 基準周波数の信号および前記遁倍された基準周波数の信号のどちらか一方を各 PL L回路に出力する第二の選択部と、を含み、
前記周波数シンセサイザが、前記第二の選択部が前記遁倍された基準周波数の 信号を出力するときには、前記遁倍回路に電力を供給する供給ステップと、
前記周波数シンセサイザが、前記第二の選択部が前記基準周波数の信号を出力 するときには、前記遁倍回路への電力の供給を停止する停止ステップと、をさらに含 む発振周波数制御方法。
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