WO2007145188A1

WO2007145188A1 - 伝送システム、伝送方法、送信装置、受信装置、及び復号方法

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Publication number: WO2007145188A1
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Abstract

　歪伝送路での時間ブロック符号間の直交性の効果とパスダイバーシチの効果を同時に得ることができる伝送システムを提供する。情報信号Ｓ［ｎ］を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムは、伝送路のインパルス応答行列を行列Ｈとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列Ｈの随伴行列ＨＨによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列ＨＨＨの固有ベクトルにより表される固有の符号Ｅ＿ｉ［ｎ］により前記時間ブロック符号を設定するものである。

Description

明細書

伝送システム、伝送方法、送信装置、受信装置、及び復号方法

技術分野

[0001] 本発明は、伝送システム、伝送方法、送信装置、受信装置、及び復号方法に関し、特に、情報信号を符号に乗じて伝送し、符号が複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システム等に関する。

背景技術

[0002] 図 23は一般的な符号分割多重伝送システムの様子を示した図である。以下簡単に説明する。

[0003] システムの説明を行う前に、符号分割多重伝送について簡単に説明する。マルチコード多重による直接拡散スペクトラム変調 (MC— DSSS)は伝送する情報信号を複数ビット単位でブロック化し、 1ブロック内の各ビットをそれぞれ直交する拡散符号で拡散し、時間軸上で多重して伝送する手法である。各ビットの拡散処理は、ブロック符号化とも捉えられるため、以下では MC— DSSSにおける拡散符号のことを時間ブロック符号と呼ぶことにし、また MC— DSSS変調と同様に、複数の時間ブロック符号に情報信号を乗じて並列多重伝送する変調方式を総称して符号分割多重変調と呼ぶことにする。

[0004] 図 23を参照して、符号分割多重伝送システム 100は、送信機 100aと受信機 100b とを備え、送信機 100aから送信された信号は伝送路 109を介して受信機 100bに受信される。情報信号 S [n]は変調処理部 101により変調処理され、その変調信号 x (t )は、アップコンバータ 103による処理後に RF105によって無線周波数（高周波）処理されて送信アンテナ 107から送信される。送信された信号は、伝送路 109を介して受信アンテナ 111により受信される。受信された信号は、 1^^八&受信フィルタ113により低雑音増幅処理とフィルタ処理され、ダウンコンバータ 115により処理される。そして、受信信号 r[t]が復調処理部 117により処理され、復号信号 S [n]が得られる。 [0005] ところで、直接拡散による符号分割多重アクセス方式 (DS— CDMA)は複数の拡散符号にそれぞれ異なるユーザ信号を多重し、受信側では拡散符号の鋭いピークを持った自己相関特性を活用したマルチパス分離を行い、これらを最大比合成することでパスダイバーシチの効果を得つつ、時間軸上で多重された各ユーザ信号の分離を行なっている。 DS— CDMAの下り回線における拡散符号には、 Walsh符号等の直交符号が用いられるが、送信側で直交する符号群を多重し伝送しても、伝送路歪により受信側では直交性が失われる。ただし、下り回線では各端末が受信する複数ユーザが多重された下り回線信号は同一の伝送路を経由するため、伝送路歪を抑えるチップレベルの等化を行なえば拡散符号間の直交性を再現することができる（非特許文献 1、非特許文献 2)。

[0006] 図 24は図 23の変調処理部 101について従来の技術としての OFDMを適用する場合の構成を示す図である。

[0007] 図 24において、変調処理部 101は、 S/P変換部 1011と、 MOD— OFDM部 101 3と、サイクリックプレフィックス追加部 1015と、波形整形フィルタ 1017とを備える。 S /P変換部 1011により変換された各情報信号 S [i]には、 MOD— OFDM部 1013 の乗算部 1014aにより変調符号 C—i[n]が乗算される。ここでは変調符号 C— i[n] の長さは Nとする。以下では、サンプリング系列を時間順にベクトルの各要素に並べ、多次元ベクトルで表現する場合がある。例えば、（C— i[0]， C— i[l]，…， C_i[ N— 1 ] )を次数 Nの符号べクトルのように表現する。 OFDMでは C— i [n]は周波数が異なり、かつ互いに直交する正弦波形が用いられる。 MOD— OFDM部 1013の総和部 1014bにより総和が取られ Xが得られる。この Xに対して、サイクリックプレフィックス追加部 1015が長さ Gのサイクリックプレフィックスを追加する処理を行レ、、 Xが

T

得られる。サイクリックプレフィックスの揷入とは、 X[n]の末尾 Gシンボルの複製をそのまま X[n]の先頭に揷入することである。そして、波形整形フィルタ 1017によりフィルタ処理されて、 _x (t)が得られる。なお、実際の OFDMでは点線で囲った M〇D_ OFDM部 1013の処理は、 IFFT後の出力信号を PZS変換することで実現される。

[0008] 図 25は図 23の復調処理部 117について従来の技術としての OFDMを適用する場合の構成を示す図である。 [0009] 復調処理部 117は、 Mシンポノレサンプリング部 1171と、サイクリックプレフィックス除去咅 1173と、フイノレタ 1175と、 DM〇D_〇FDM咅 1177とを備免る。 M = N + Gとし、 r (t)を Mシンボルサンプリング部 1171がサンプリング処理を行って R'が得られる。そして、送信側で挿入されたサイクリックプレフィックスがサイクリックプレフィックス除去部 1173により除去され、したがって R[n]は長さ Nのブロック単位で処理が行われる。その後、フイノレタ 1175は、 N行 N列の複素行列で与えられる Pを用いて、 Rに対して、各サブキャリアの位相補正を行う。 01^〇0_0?01^部1177は、内積部としての機能を果たし、得られた R_fと C_iとの内積演算を行い、 S [n]が得られる。ここで、 2つの同一次数の行ベクトル A, Bが与えられたとき、（A, B)は内積演算を表して (A , B) =Α^Η· Βで与えられる。ここで、 Α^Ηは行列 Αの複素転置行列を表し、一般的には Aの随伴行列と呼ばれる行列である。なお、実際の OFDMでは、点線で囲った DM OD_OFDM部 1177は、 R_f [n]を SZP変換した後、 FFTを用いて実現される。

[0010] 上記に示した OFDM変調は、近年多くの広帯域無線通信システムで採用されている。 OFDM変調は、互いに直交する正弦波形の時間ブロック符号 (正弦波符号)を用いた符号分割多重変調の一種とみなせる。復調に際して、これらの符号間の直交性はやはり伝送路歪により失われる力ガードインターバル (GI)を設けて、 Cyclic Prefix (CP)信号を充填し、受信側で隣接ブロック干渉が及ばない区間を取り出すことで、歪伝送路でも正弦波符号間の直交性を維持し、かつ隣接するブロック間の干渉を排除する手法がとられている。 GI長が伝送路の遅延広がりより十分に大きい場合、 Gr削除後の受信正弦波符号の DFTはそれぞれ互いにオーバラップしないひとつの周波数成分しか持たず、復調時には各サブキャリアの周波数軸上での位相調整のみで周波数選択性伝送路であっても無歪伝送に相当する作用を得ることができる。非特許文献 3、 4では、 OFDMのこの特徴に着目し、 CDMAで利用されている Walsh符号等の時間ブロック符号を用いた符号分割多重変調に CPを揷入し、受信側で FFT処理を行い周波数軸上での等化を行なう手法を提案している。また、非特許文献 3、 4では、等化ウェイトの設定に MMSE基準を採用することで、非特許文献 1、 2のチップレベル等化や RAKE受信と同等以上の特性が得られると報告されている。 [0011] 非特許文献 l : I.Ghauri and D. Slock, "Linear receivers for DS-CDMA downlin k exploiting orthogonality of spreading sequences, Proc. Asilomar Conferenc e on Signals, Systems and Computers, Vol.1, pp.650-654, Nov.1998.

特許文献 2 : K.Hooli,M.Latva_aho and M.Juntti, "Multiple access interference suppression in CDMA with linear chip equalizers in WCDMA downlink rec eivers," Proc. GLOBECOM 99, Vol. General Conference (Part A), pp. 467 -471, Dec. 1999.

特許文献 3 : RAdachi'T.Sato and T.Itagaki, "Performance of multicode DS-C DMA using frequency domain equalization in a frequency selective fading ch annel, "Electronics Letters, vol.39, No.2, pp.239-241, Jan.2003.

非特許文献 4 : RAdachi'K.Takeda and H.Tomeba, Frequency-Domain Pre-Equ alization for Multicode Direct Sequence Spread Spectrum Signal Transmission ," IEICE Trans. Comm., V0I.E88-B, No.7, pp.3078- 3081， July 2005.

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0012] 非特許文献 1、 2では、 Zero forcingアルゴリズム及び MMSE基準によるチップレベル等化が示されている。し力ながら、前者は伝送路の周波数特性にヌル点が存在する場合に雑音強調が発生してしまうため、後者が有効とされる。歪の程度が少なく多重ユーザ数が少なければ RAKE受信によるパスダイバーシチが効果的であり、一方伝送路の歪程度が顕著で多重ユーザ数が多ければ等化が有効となる。すなわち、 DS— CDMAの下り回線では、パスダイバーシチの効果と等化による直交性回復の効果はトレードオフの関係にあり、両者の効果を同時に最適に得ることは困難である。

[0013] また、 OFDMや非特許文献 3、 4の手法では、 CPにより歪伝送路での時間ブロック符号間の直交性回復は可能であっても、その効果とパスダイバーシチの効果を同時に得ることはできなレ、。図 20、図 21に示した OFDMでは、各サブキャリアにそれぞれ異なる情報信号を伝送するため、周波数ダイバーシチの効果を得ることができなレ、ことに加え、さらに以下の問題がある。送信側でのサイクリックプレフィックスの揷入と受信側での除去は、隣接する符号ブロック間の干渉を軽減すると同時に同一ブロック内のサブキャリア間の直交性を維持するために行なわれる。しかし、サイクリックプレフィックスは、復調に活用されない無駄な送信エネルギーを必要とする。

[0014] ゆえに、本発明は、歪伝送路での時間ブロック符号間の直交性の効果とパスダイバ一シチの効果を同時に得ることができる伝送システム、これに用いられる受信装置及び送信装置、並びに伝送方法を提供することを目的とする。当該受信装置、送信装置ならびに伝送方法は複数アンテナを装備した無線送受信装置である、いわゆる M IMO (Multiple Input Multiple Output)システム構成にも対応する。また、上記伝送システム等に適用されることが可能な干渉をキャンセルする復号方法及び復号装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0015] 請求項 1に係る発明は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおレ、て、伝送路のインパルス応答行列を行列 Hとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列 Hの随伴行列 H^Hによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列 H^HHの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定するものである

[0016] 請求項 2に係る発明は、請求項 1において、前記固有ベクトルを E (kは k番目を表

k

す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値を I 、定数ひとした場合に、 Eを; I ^αに

k k k 比例する重み係数 wの平方根を乗じたものに変更されるものである。

k

[0017] 請求項 3に係る発明は、請求項 1記載の伝送システムにおいて、前記固有ベクトルを E (kは k番目を表す）とし、各固有べタトノレに対応する固有値を λ 、定数 ΤΕとした k k

場合に、 l/ λ >ΤΕを満たす固有ベクトル Εは前記情報信号の伝送に用いないこ

k k

とを特徴とするものである。

[0018] これは、過度に小さな固有値となる符号ベクトルは極めて高いビット誤りが発生するため、これらの符号ベクトルを用いない方力むしろ前記受信フィルタの特性が良くなることによるものである。

[0019] 請求項 4に係る発明は、請求項 1記載の固有の符号により前記時間ブロック符号が設定された送信装置である。

[0020] 請求項 5に係る発明は、請求項 1記載の随伴行歹 IJH^Hによって特性が設定された前記受信フィルタを有する受信装置である。

[0021] 請求項 6に係る発明は、情報信号を符号に乗じて伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを用いた伝送方法において、伝送路のインパルス応答行歹' Jを行歹 IJHとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列 Hの随伴行歹 IJH^Hによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列 H^HHがエルミート対称の行列であり、且つ、前記符号が行列 H^HHの固有ベクトルに対応する符号であるものである。

[0022] なお、請求項 1から 6において、前記情報信号には複数の変調ブロックが含まれ、隣接する変調ブロック間には伝送路の歪に基づいて時間ギャップが設定されてもよレ、。これにより、各変調ブロックの間に時間ギャップを設けることで、変調ブロック間干渉を軽減することとなる。

[0023] 請求項 7に係る発明は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記情報信号は複数の送信アンテナを用いて伝送路に送信されるとともに前記伝送路から複数の受信アンテナを用いて受信され、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、前記伝送路のインパルス応答行列 H が前記各送信アンテナと前記各受信アン

M

テナとの間の組み合わせにおけるインパルス応答行列 H (iは各送信アンテナを区別するものであり、 jは各受信アンテナを区別するものである。 )によって下記式により定義される場合に、前記受信フィルタの特性を当該行列 H の随伴行列 H Hによって

M M

表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列 H ^HH の固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を

M M

設定する、ものである。

[0024] 請求項 8に係る発明は、複数の送信アンテナを備え、請求項 7記載の固有の符号により時間ブロック符号が設定された送信装置であって、情報信号に時間ブロック符号を乗じて各送信アンテナに割り当てて並列に送信する送信装置である。

[0025] 請求項 9に係る発明は、複数の受信アンテナを備え、請求項 7記載の随伴行列 H

M

Hによって特性が設定された前記受信フィルタを有する受信装置であって、前記複数の受信アンテナにより並列に受信された信号を適切な順番に並べて統合する受信装置である。

[0026] 請求項 10に係る発明は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、伝送路のインパルス応答行列を行列 Hとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列 Hの随伴行歹 1JH^Hによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列 H^HHの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定し、前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな変調ブロック Aが受信されると、当該変調ブロック Aを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロック Aの直前に受信された変調ブロック Bの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロック Aが変調ブロック Bから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロック Aから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち 2番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第 1ステップと、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第 2ステップと、前記第 2ステップを所望の回数繰り返して行う第 3ステップと、を含むものである。

[0027] ここで、前置干渉は、ある変調ブロックが伝送路の歪により当該変調ブロックより前に伝送された前変調ブロックから及ぼされる干渉とし、後置干渉は、変調ブロック aが前記伝送路の歪により当該変調ブロックより後に伝送された後変調ブロックから及ぼされる干渉とする。そして、前置干渉及び後置干渉は、それぞれ、前変調ブロック及び後変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタを力、けることで、その成分が推定されるものとする。

[0028] このような干渉キャンセラの位置づけは、時間ギャップが不要となり、伝送効率が向上するということであり、上記キャンセルの手法を別の表現で言えば、次のような処理であってもよい。すなわち、ある変調ブロック aが前記伝送路の歪により当該変調プロック aより前に伝送された前変調ブロックから及ぼされる干渉を前置干渉とし、変調ブロック aが前記伝送路の歪により当該変調ブロック aより後に伝送された後変調ブロックから及ぼされる干渉を後置干渉とし、前記受信装置が、過去 MBブロック分の変調ブロックに対する受信信号を記録した受信変調ブロックバッファを有するものとする。前記受信装置においては、新たな変調ブロック M— newが受信されたとき、まず M _newを前記受信変調ブロックバッファに格納し、カレント変調ブロック Aを前記変調ブロックバッファの最も新しい変調ブロックとする。そして、次の処理 1と処理 2とが行われる。処理 1：カレント変調ブロック Aに対する前変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることでカレント変調ブロック Aが受ける前置干渉成分 IA_preを推定し、カレント変調ブロック Aに対する後変調ブロックの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで変調ブロック Aが受ける後置干渉成分 IA_postを推定し、前記カレント変調ブロック Aの受信信号から前記前置干渉成分 IA_preならびに前記後置干渉成分 IA_postを除去した後に、当該カレント変調ブロック Aの復号（当該復号結果がカレント変調ブロック Aに対する最新の復号結果となる）を行なう。処理 2 :前記変調ブロックバッファ内の次に新しい変調ブロックを前記カレント変調ブロックとして（処理 1)の処理を行い、処理 2を前記カレント変調ブロックがバッファ内の最後のものとなるまで繰り返して行ってあよい。

請求項 11に係る発明は、情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と伝送された信号を受信する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、新たな変調ブロック Aが受信されると、当該変調ブロック Aを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロック Aの直前に受信された変調ブロック Bの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロック Aが変調ブロック Bから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロック Aから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち 2番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第 1ステップと、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第 2ステップと、前記第 2ステップを所望の回数繰り返して行う第 3ステップと、を含むものである。

[0030] なお、上記復号方法を復号装置として捉えてもよい。

[0031] 請求項 12に係る発明は、請求項 9記載の受信装置であって、前記複数の受信アンテナにより並列に受信された各変調ブロックをそれぞれ記録するアンテナ毎の受信変調ブロックバッファと、前記変調ブロックを適切な順番に並べて統合する統合手段と、当該統合手段により統合された統合変調ブロックに対する復号結果を記録する復号ブロックバッファとを有し、新たな変調ブロック A—i(iはアンテナ番号)が受信されると、その直前に受信された変調ブロック B—iの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで A—i それぞれに対する前置干渉成分を求め、前記変調ブロック A—iから当該前置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉成分が除去された各 A—iを前記統合手段によつて統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち 2番目に新しい各変調ブロックを各再復号対象変調ブロックに設定する受信手段と、当該各再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象変調ブロックのそれぞれに対する前置干渉成分を求め、当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象ブロックのそれぞれに対する後置干渉成分を求め、各再復号対象ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉ならびに後置干渉成分が除去された各再復号対象ブロックを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された各変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する再復号手段と、前記再復号手段による処理を所望の回数繰り返して行う制御手段と、を備えるものである。

発明の効果

[0032] 本発明によれば、 OFDMのようなサイクリックプレフィックスは不要である上に、歪伝送路を経由するにもかかわらず受信側で符号の直交分離が可能となり、同時に〇 FDMでは実現できなかった周波数ダイバーシチ効果を達成することが可能となる。これにより、低いビット誤り率の達成が可能になる。伝送路歪に起因する変調ブロック間の干渉をキャンセルすることも可能となり、ガードインターバルすら不要な高効率伝送が実現される。

図面の簡単な説明

[0033] [図 1]本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの変調処理部の一例を示した図である。

[図 2]伝送路行列 Hを説明するための図である。

[図 3]受信パイロット信号に巡回たたみ込み演算が行われて h[n]が得られる様子を示す図である。

[図 4]本発明における時間ブロック符号 E— i [n]を模式的に示した図である。

[図 5]本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの復調処理部の一例を示した図である。

[図 6]本発明における Mシンボルサンプリング及び H^Hフィルタリングの動作を説明する図である。園 7]本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合の Mシンボルサンプリング方法及び H^Hフィルタリング方法を説明するための第 1の図である。

園 8]本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合の Mシンボルサンプリング方法及び H^Hフィルタリング方法を説明するための第 2の図である。

園 9]本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合の Mシンボルサンプリング方法及び H^Hフィルタリング方法を説明するための第 3の図である。

園 10]図 9に示した動作を行う復調処理部の一例を示した図である。

[図 11]図 10のキャンセラの内部構成を示した図である。

[図 12]図 11のキャンセラの動作を説明するためのフロー図である。

園 13]本発明の実施の形態に係る MIMO形式の符号分割多重伝送システムを示す図である。

[図 14]図 13の伝送路 41の伝送路行列 Hを説明するための図である。

[図 15]MIMOの全体の伝送路行列 H を示す図である。

M

園 16]図 13の変調処理部 31の内部構成を示した図である。

園 17]図 13の復調処理部 40の内部構成を示した図である。

[図 18]図 15に示す伝送路行列 H に対する随伴行列 H Hを示す図である。

M M

[図 19]FDDの場合の伝送プロトコルの状態を示す図である。

園 20]図 13の復調処理部 40にキャンセラが含まれた場合の内部構成を示した図である。

[図 21]本発明の手法による符号分割多重伝送と干渉キャンセラとを組み合わせた場合に、ビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度 (Eb/NO)に対する平均ビット誤り率を繰り返し回数を変えて調べた結果を示した図である。

園 22]本発明の手法による符号分割多重伝送を行なった場合のビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度 (Eb/NO)に対する平均ビット誤りを示した図である。園 23]—般的な符号分割多重伝送システムの様子を示した図である。

園 24]図 23の変調処理部 101について従来の技術としての OFDMを適用する場合の構成を示す図である。

園 25]図 23の復調処理部 117について従来の技術としての OFDMを適用する場合の構成を示す図である。

符号の説明

[0034] 30、 100 符号分割多重伝送システム

30a、 100a 送信機

30b、 100b 受信機

10、 31 変調処理部

20、 40 復調処理部

発明を実施するための最良の形態

[0035] 図 1は本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの変調処理部の一例を示した図である。

[0036] 変調処理部 10は、 S/P変換部 11と、乗算部 13と、総和部 15と、波形整形フィルタ部 17とを備える。なお、 OFDMのようなサイクリックプレフィックスの揷入は必要とされていないが、 N次の符号ブロック間の干渉を抑制するため、符号ブロック間になんら信号を伝送しないガード区間が設けられているものとする。この変調処理部 10の特徴としては、後述する選定された時間ブロック符号 E_i[n]が、乗算部 13において、 S [i]に乗算される点である。以下、時間ブロック符号 E_i[n]を説明するために、まずは伝送路行列 Hを説明する。

[0037] 図 2は伝送路行列 Hを説明するための図である。

[0038] 図 2において、 h[n]は伝送路インパルス応答のサンプリング系列を表す。伝送路は帯域制限されたゼロ IF表記することとし、したがって、 h[n]は複素数をとる。例えば、 N次の送信信号ベクトル A (Aは列ベクトル）が伝送される場合、伝送路を通過後に受信される信号ベクトル B (Bは M次の列ベクトル）は B = HAで与えられる。図 2の伝送路行列 Hを与えることは、行列演算 HAが時系列信号におけるたたみ込み演算を行なうことを表す。 h[n]の具体的な設定方法の一例を図 3に示した。 h[n]は送信側で M系列信号などのパイロット信号を送信し、当該 M系列信号と受信したパイロット信号との巡回たたみ込み演算を行なうことで推定することができる。巡回たたみ込み演算後の出力から先頭 Kシンボルを h[n]として与える。 Kの選定に際しては、 K+ 1シンボル以降が十分に小さな出力値を持つことが条件となる。また、 h[0]≠0である因果システムとなるように h[n]は設定される。このようにして h[n]が求まれば、 H行列（ M行 N列）が生成される。 H行列はランク Nの行列である。

[0039] 図 4は本発明における時間ブロック符号 E—i[n]を模式的に示した図である。

[0040] 時間ブロック符号べクトノレ E_iは、連結システムとしての H^HHの固有べクトノレとして選択される。 H^Hは伝送路 Hに対する整合フィルタを意味する。 Q = H^HHはエルミート対称、すなわち、 Q^H=Qの関係が成り立つ。このようなエルミート対称な行列の固有ベクトルは互いに直交し、その固有ベクトルは実数となる。さらに、 Hがランク Nの行列であることから、 Qは正則（逆行列を持つ）な行列でもある。時間ブロック符号べクトノレ E_iとして H^HHの固有ベクトルが選択されることにより、送信した時間ブロック符号べタトル E_iが伝送路 Hならびに当該伝送路に対する整合フィルタを表す H^Hを経由するにもかかわらず、受信側では当該時間ブロック符号 E_iと相似な波形が受信される。この特徴は、等価的な無歪伝送が行なわれることを意味する。しかも、各 E_iは互いに直交し、この直交性は受信機においても維持される。なお、従来技術である O FDMでは E—iとして正弦波が用いられてきた。

[0041] 図 5は本発明の実施の形態による符号分割多重伝送システムの復調処理部の一例を示した図である。図 6は本発明における Mシンボルサンプリング及び H^Hフィルタリングの動作を説明する図である。

[0042] 復調処理部 20は、 Mシンボルサンプリング部 21と、フィルタ 23と、内積部 25とを備える。図 6にも示すように、受信された連続時間信号 r (t)は、 Mシンボルサンプリング部 21によりサンプリングされて出力ベクトル Rが得られる。また、図 6にも示すように、ベクトル Rはフィルタとしての随伴行列 H^Hを経て、ベクトル R—fが得られる。具体的には R_f = H^HRにより計算される。前述のとおり、 H^Hは伝送路 Hに対する整合フィルタである。したがって、受信機において受信信号にフィルタ H^Hを通すことはパスダイバ一シチを実現することを意味する。そして、内積部 25により、ベクトル R_fは各時間ブロック符号 E_iとの内積がそれぞれとられる。 E_iは互いに直交することから R_f ベクトルと E_iベクトルとの内積演算により、 S [i]信号成分のみが得られる。実際には雑音により S (hat) [i]となる。

[0043] 上記の変調処理部 10と復調処理部 20とを備えた符号分割多重伝送システムでは、従来の OFDMの場合と異なり、サイクリックプレフィックスを用いずとも時間ブロック符号間の直交性が維持される。また、フィルタ H^Hは伝送路 Hに対する整合フィルタであるため、周波数ダイバーシチの効果を得ることも可能となる。以上のように、 OFDM のようなサイクリックプレフィックは不要である上に、符号の直交分離と OFDMでは実現できなかった周波数ダイバーシチ効果とを同時に達成することが可能になる。その結果、低いビット誤り率の達成が可能になる。

[0044] 以下、上記内容の原理を含めてさらに説明する。結論的には、時間ブロック符号として H' =H^HHの固有ベクトルを用いることで重要な性質が現れる。すなわち、 H' = H^HHはエルミート対称な行列となり、その固有ベクトル Eは互いに直交し、かつその

i

固有値 λはすべて実数となることである。このことは、 Η^Η通過後の出力信号 Rと各時

i f 間ブロック符号 Eとの内積をとれば、自分以外の他の時間ブロック符号成分が 0となることを意味する。歪伝送路を通るにもかかわらず時間ブロック符号間の直交性が維持され、なおかつ歪伝送路の利点であるパスダイバーシチの効果も維持されるとレ、う、従来両立することが困難であった 2つの効果を同時に得ることができる。提案する符号分割多重変調の各時間ブロック符号は OFDMの場合のような CP付与 'GI削除という非線形処理による直交性の回復は行なわず、 CPの付与は必要ない。ただし、受信器におけるフィルタ H^H入力時には 1つの変調ブロックに対してその符号長 Nよりも K 1だけ長い M個のサンプリングを行なった信号を入力する必要がある。この処理は、歪による変調信号成分の時間軸上での拡散部分をもれなく復調に役立てることを意味する。

[0045] 提案方式の詳細を以下で式により補足説明しておく。まず、提案する符号分割多重変調の送信ベクトルは、第（1)式で与えられる。ベクトル X (式中べクトノレを→で表記している。）は N次のベクトルである。受信器に入力点での受信ベクトルは、第（2) 式となる。ベクトル n、ベクトル Rともに次数は Mである。 H^H通過後の受信信号べタトル Rは、第（3)式となる。ここで、ベクトル Rは N次のベクトノレであることに注意された f f

レ、。受信信号ベクトル Rと k番目の符号ベクトル Eとの内積すなわち E ^HRを求めると

f k k f

、第 (4)式となる。このように、整合フィルタ H^H通過後の受信信号ベクトル Rと各符号

f ベクトル Eとの内積をとれば、符号ベクトル間の直交性から実数; I 倍された被変調シンボル Sのみが得られる。最後に、第（5)式より、復号時の SNを求めておく。なお k

、E{ * }は期待値を表す。

[0046] 次に、第（5)式が示すように、各被変調シンボル Sに対する出力 SNは、固有値え

k k に比例するものとなる。各被変調シンボルの誤り率を平均化した平均ビット誤り率を定義すると、各符号べ外ルの送信パワーに重み付けを行なえば、当該平均ビット誤り率の低減が可能となる。具体的には、各符号ベクトル Eを第（6)式のように変更す

k

れば、その目的が達せられる。ただし、総送信パワーが一定を保つように重み係数 w は第（7)式を満足しなければならない。

k

[0047] 以下、重み係数 wの設定について、具体的に一例を述べる。重み係数 wを各符

k k 号ベクトルに対する固有値; I の逆数に比例するように設定すれば、固有値が 1より

k

小さい符号ベクトルに対するビット誤りの頻発を抑制することが可能となる。より一般的には; I —Ίこ比例するように重み係数 wを設定する。ひの最適値は伝送路特性に

k k

よって変化し、経験的には 0. 5〜1の範囲で最適値が存在する。また、過度に低い固有値をもつ符号べクトノレに対してえ —Ίこ比例するように重み付け処理を行なうと、

k

第（7)式の条件より、他の符号ベクトルの重みを小さくしなければならないため、固有値の逆数が値 TEを超える場合には、強制的に TEとするような制限を加える場合や、該当する符号べクトノレは情報伝達に用いない場合もある。

[0048] さらに別の重み係数 wの設定に関して、チャネル容量を最大化する観点から良く

k

知られた別の手法の適用も考えられる。注水定理によれば、重み係数を第（8)式及び第（9)式で与えることでチャネル容量を最大化できるとされる。

[0049] ここで、第（8)式、第（9)式によると、重み係数 wが負となる場合が出現するが、当

k

該符号ベクトルは何も情報を伝送しなレ、ようにする。

[0050] [数 1]

― 1 _ ^

R = HX + n = _j S_iHE_i + n · · · (2) _ ーヽ

R =H^HR = H^H _JS_iHE_J +n\ = _jS_lH^HHE_J +H^Hn = ^S_iA,E_l +H^Hn (3) Η = Σ SA _k ^H + _K ^HH^H n = S_{k k} f +E_k H^Hn = S_{k k} + [H^ n (4)

∑^ =1 · · · (7)

W^^P~ . . . (8)

几 k

N-l A

P = l+∑丄 · · · （9)

N{ f^」

[0051] 図 7〜図 9は本発明の実施の形態に係るガードインターバルを設けない場合の M シンボルサンプリング方法及び H^Hフィルタリング方法を説明するための図である。

[0052] これまでは N次の孤立した変調ブロックを前提にして説明を進めてきた。しかし、一つの変調ブロックは、図 7に示すように、伝送路のひずみにより隣接変調ブロックへ干渉を及ぼす。ひとつの変調ブロックから発生する伝送路歪による当該変調ブロック区間外への遅延波成分を干渉 tailと定義する。干渉 tailの長さは伝送路の歪の程度に依存し、符号長 Nには依存しない。すなわち、 Nが長ければ長いほど相対的な変調ブロック間の干渉は減らすことができる。そこで、 Nを干渉 tailが次隣接ブロックまでのみ影響し、次々隣接ブロック以降は影響を及ぼさない程度に長く設定するものとすれば、図 8に示すように各変調ブロックはひとつ前の変調ブロックからの前置干渉（Pre IF)とひとつ後の変調ブロックからの後置干渉（Post IF)のみを受ける。 [0053] これらの干渉を軽減するためには、変調ブロック間に OFDMのようなガードインタ一バルを緩衝区間として設ける手法が考えられる力ガードインターバルの区間は情報信号を伝送できないためデータ伝送効率の低下が生じる。そこで、ガードインターバルを設けず、復号前信号からその前後の変調ブロックの復号結果を再変調して干渉成分を差し引く手法を説明する。干渉除去の性能を高めるため、変調ブロックを受信する都度、数ブロック前に遡って復号を繰り返し行なうことで、より高い干渉除去性能を引き出す復号法を説明する。

[0054] 図 9を参照して、時亥において信号ブロック SCが受信されたとする。受信機は直

1

ちに SCの復号を行なレ、、復号結果 SC_1を得る。このとき、 SCがその直前の受信ブロック SB力受ける Pre IF成分をすでに復号済みの結果 SB_1を用いて除去する。具体的には SB_1を再変調し、受信機側で把握している伝送路行列を用いて Pr e IF成分を推定し、 SCの復号前信号から差し引く。 SC_1の復号後、ただちに SB の再復号を行なう。その際、 SBに隣接するブロックの復号結果 SA— 2及び SC—1を用いる。具体的には、 SA— 2から Pre IF成分、 SC—1から Post IF成分を求め、 S Bの復号前信号からそれぞれ差し引いた後、復号し SB— 2を得る。同様に SAの再々復号をその隣接するブロックに対する復号結果から実施し SA— 3を得る。図 9では、以上の処理を 4つ前の変調ブロックまで遡って実施した様子を示している。

[0055] SC—1復号時にはその直前の変調ブロック SBからの Pre IF成分のみが除去される力 SCの 2回目の復号時 SC— 2では、前後の変調ブロックからの Pre IF成分ならびに Post IF成分が除去された上で復号が行なわれるため、 SC— 1復号時よりも干渉が低減される。さらに SC— 3復号時には、 SC— 2復号時に用いられた復号結果（ SD_1及び SB_2)よりも誤りが低減された復号結果（SD_2及び SB_3)が干渉除去に用いられるため、 SC_2復号時よりさらに正確な干渉除去が可能になる。これを繰り返すことで復号誤りが低減すると考えられる。

[0056] なお、上述のような GIを揷入せずに繰り返し復号による干渉除去を OFDMへ適用することは困難である。なぜなら、 OFDMではブロック間干渉の発生以前の問題として、 GI内への CP補充を行なわなければ同一ブロック内でもサブキャリア間の干渉（I nter Channel Interference, ICI)が発生するからである。 [0057] 本発明による干渉除去により GIならびに CP補充が不要になる結果、チップレートで決まる変調帯域幅が OFDMのそれと同一である場合には、本発明による符号分割多重伝送はより高い情報レートの伝送が可能となる。あるいは、本発明の符号分割多重伝送と OFDMとの情報伝送レートを等しくするベぐ固有値が小さい符号べタトル群を敢えて伝送しないようにすれば、復号ビット誤りの劇的な改善が達成される。

[0058] 図 10は図 9に示した動作を行う復調処理部の一例を示した図である。図 11は図 10 のキャンセラの内部構成を示した図である。図 12は図 11のキャンセラの動作を説明するためのフロー図である。以下、上記図 9を用いて説明した処理について、さらにハード及びソフトの両面から追加して説明する。

[0059] 図 10においては、図 5と異なり、復調処理部 27はキャンセラ 29を備える。キャンセラ 29は、受信部 29aと、再復号部 29bと、制御部 29cと、ブロックバッファ部 29dとを備える。ブロックバッファ部 29dは、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブ口ックバッファを有する。受信変調ブロックバッファは復号前の受信したアナログ信号をバッファリングする。復号ブロックバッファは受信変調ブロックからディジタル復号ビットを格納する。以下、図 12を用いて、動作を説明する。

[0060] ステップ ST1において、新たな変調ブロックが受信されたことが受信部 29aにより判定される。受信されると、ステップ ST2において、当該受信された変調ブロック Aが受信変調ブロックバッファに格納され、復号ブロックバッファに記録済みである変調プロック Aの直前に受信された変調ブロック Bの最新の復号結果が再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで変調ブロック Aが変調ブロック Bから受ける前置干渉成分が求められ、当該前置干渉成分が変調ブロック Aから除去されて復号された復号結果が復号ブロックバッファに格納され、受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち 2番目に新しい変調ブロックが再復号対象変調ブロックに設定される。ステップ ST3において、再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果が復号ブロックバッファから読み出されて再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果が復号ブロックバッファから読み出されて再変調されさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分が除去されて復号された復号結果が復号ブロックバッファに格納される。そして、ステップ ST5において、受信変調ブロックバッファに格納されている再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックが新たな再復号対象変調ブロックに設定される更新処理が行われる。このステツプ ST4及びステップ ST6の処理は、所望の回数繰り返して行われる。

[0061] 図 13は本発明の実施の形態に係る MIMO形式の符号分割多重伝送システムを示す図である。

[0062] この MIMO形式の符号分割多重伝送システム 30は、送信機 30aに、変調処理部 3 1と、アップコンバータ 33—：！〜 33 _nと、 RF35—：！〜 35 _nと、送信アンテナ TX_ Α_ΝΤ_ 1〜_τχ__ΑΝΤ__ΝΤとを備える。また、符号分割多重伝送システム 30は、受信機 30bに、受信アンテナ RX_ANT_：!〜 RX_ANT_NRと、 LNA&受信フイノレタ 37— :!〜 37— nと、ダウンンノータ 39— :!〜 39— nと、復調処理咅とを備える。送信機 30aから送信された信号は、伝送路 41を介して受信機 30bにより受信される。

[0063] 図 14は図 13の伝送路 41の伝送路行列 Hを説明するための図である。

[0064] 伝送路 41は歪 MIMO伝送路であり、全体の伝送路行列は送信アンテナ TX— AN T TX— ANT— NTと受信アンテナ RX— ANT— 1 RX— ANT— NR間のそれぞれの伝送路行列 Hijにより形成され、伝送路行列 Hijは M行 N列の伝送路行列である。図 2の伝送路行列 Hに対応する MIMOの全体の伝送路行列 H は図 15に示

M

すようになる。

[0065] 図 16は図 13の変調処理部 31の内部構成を示した図である。

[0066] 変調処理部 31は、 S/P変換部 311と、乗算部 313と、総和部 315と、波形整形フイノレタ 317—：！〜 317_nとを備える。乗算部 313では、 S [i]に E i (ただし i = 0〜N

M

T * N_ 1)が乗算される。ここで、 E iは D = H ^HH の固有ベクトルであり、 0は（

M M M

N * NT)行（N * NT)列の正方行列である。総和部 315により得られる X [n]は下

M

記の数 2の式で与えられる。

[0067] [数 2] (i=0〜NT*N-l,S[i]*E_M— i[n])

[0068] X _iは、 i番目アンテナの出力シンボル系列を表す N次の行ベクトルである。この

M

変調処理部 31により、情報信号に時間ブロック符号を乗じて送信アンテナのそれぞれに割り当てが行われ、並列送信が可能になっている。

[0069] 図 17は図 13の復調処理部 40の内部構成を示した図である。

[0070] 復調処理部 40は、 Mシンポノレサンプリング部 401—:!〜 401—nと、結合部（Comb iner) 403と、フイノレタ 405と、内積咅 B407とを備える。ここで、 R— i (i= l〜NR)は M 次の行ベクトルであり、 R は M * NR次の行ベクトルである。 R は H * X で与えら

M M M M

れる。ここで X は（X 1^T, X 2^Τ, · · · , X ΝΤ^Τ) ^Τである。 R fは、図 18に示

M M― M― M― M―

す随伴行列 H Hを用いたフィルタ 405により得られ、 N * NT次の行ベクトルである。

M

そして、内積部 407において、入力される INベクトルは、すべて N * NT次ベクトルである。ここで、結合部 403は、各送信アンテナが送信した情報を受信アンテナが別々に受信しており、その並列に受信した受信信号を順番並べて統合している。

[0071] 図 19は各時間ブロック符号の設定プロトコルの実施例を示したものである。今、 1対の通信が行なわれようとしている場合を考え、それぞれリーダならびにフォロワと呼ぶこととし、前者から後者への回線を下り回線、逆を上り回線とする。リーダは伝送路推定のためのパイロット信号を下り回線上に送信し、伝送遅延を経てフォロワに受信される。パイロット信号は、自己相関ピーク特性が優れた、例えば M系列などを適用する。複数アンテナシステムを用いる場合には、送信アンテナ毎にパイロット信号を時分割で伝送する。フォロワは下り回線パイロット信号を受信後、下り伝送路行列の推定を行ない、さらに下り回線の時間ブロック符号の設定を上述の手法により行なう。フォロワは、下り回線時間ブロック符号の設定が完了後、当該時間ブロック符号の設定結果を上り回線 (FDDでは異なる周波数回線、 TDDでは同一の下りと同じ周波数回線）を通じてリーダへと伝送し、この結果当該設定がフォロワとリーダとで共有される。リーダとフォロワとで時間ブロック符号の共有が完了した後、当該時間ブロック符号を用いたデータ通信が開始される。上述の干渉キャンセラを用いない場合には、各伝送ブロック内では、変調ブロック毎に時間ギャップを挿入し隣接する変調ブロック間の干渉を低減する。

[0072] 図 20は図 17の復調処理部にキャンセラ 409が設けられた構成を示す図である。このように、図 9から図 12を用いて説明したキャンセラを MIMOタイプに適用してもよい。各アンテナが受信した受信変調ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分を図 9〜図 12を用いて説明したキャンセラにより除去する。前置干渉成分ならびに後置干渉成分の推定による干渉除去は、受信ブロックバッファに対して行われる。そのため、受信変調ブロックバッファは各アンテナに必要とされる。干渉が除去された後に、結合部 403によって統合され、復号が行われる。

[0073] 図 21は本発明の手法による符号分割多重伝送と干渉キャンセラとを組み合わせた場合に、ビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度 (Eb/NO)に対する平均ビット誤り率を繰り返し回数を変えて調べた結果を示した図である。繰り返し回数は 1

〜4回までを表示し、さらに比較のため、干渉キャンセルを行なわない場合と符号ブロック間干渉が無い場合の特性を同時に示した。時間ブロック符号長 16とした。繰り返し回数を増やすほど平均ビット誤り率特性は符号ブロック間干渉が無い場合の特性に近づくことが分かる。

[0074] 図 22は本発明の手法による符号分割多重伝送を行なった場合のビット当たりに与えたエネルギー対雑音電力密度 (Eb/NO)に対する平均ビット誤りを示した図である。比較のため、 OFDM伝送の場合の結果を併記している。 OFDMのサブキャリア数は 64とし、ガードインターバルとして 8シンボル分を付与した。したがって、情報伝送効率は 56/64 = 7/8である。一方、本発明の方法（図中 Proposed Method) は、時間ブロック符号長 16とし、干渉キャンセラを動作させた上で、 OFDMとの伝送効率を等しくするため、固有値の小さいほうから 2コードは何も伝送しないものとした（情報伝送効率 = 14/16 = 7/8)。図 22のように、本発明の方法は、例えば平均ビット誤り率 1(Τ _ 3においておよそ 10dBもの改善が達成される。この改善量は、例えば距離伝搬損失が距離の 3. 5乗に比例して大きくなるような市街地においては、伝送距離が 2倍以上伸ばせることをいみする。あるいは、必要な送信パワーが 10分の 1 へと減じること力 Sできることを意味する。

Claims

請求の範囲

[1] 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボル力なる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、

伝送路のインパルス応答行歹' Jを行列 Hとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列 Hの随伴行列 H^Hによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列 H^HHの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定する、伝送システム。

[2] 前記固有ベクトルを E (kは k番目を表す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値を

k

λ 、定数 αとした場合に、 Εを λ —Ίこ比例する重み係数 wの平方根を乗じたもの k k k k

に変更される、請求項 1記載の伝送システム。

[3] 前記固有ベクトルを E (kは k番目を表す）とし、各固有ベクトルに対応する固有値を

k

λ 、定数 ΤΕとした場合に、 l/ λ >ΤΕを満たす固有ベクトル Εは前記情報信号の k k k

伝送に用いないことを特徴とする、請求項 1記載の伝送システム。

[4] 請求項 1記載の固有の符号により前記時間ブロック符号が設定された送信装置。

[5] 請求項 1記載の随伴行歹 1JH^Hによって特性が設定された前記受信フィルタを有する受信装置。

[6] 情報信号を符号に乗じて伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを用いた伝送方法において、

伝送路のインパルス応答行歹' Jを行列 Hとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列 Hの随伴行列 H^Hによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列 H^HHがエルミート対称の行列であり、且つ、前記符号が行列 H^HHの固有ベクトルに対応する符号である、伝送方法。

[7] 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記情報信号は複数の送信アンテナを用いて伝送路に送信されるとともに前記伝送路力複数の受信アンテナを用いて受信され、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおいて、

前記伝送路のインパルス応答行列 H が前記各送信アンテナと前記各受信アンテ

M

ナとの間の組み合わせにおけるインパルス応答行列 H (iは各送信アンテナを区別するものであり、 jは各受信アンテナを区別するものである。 )によって下記式により定義される場合に、前記受信フィルタの特性を当該行列 H の随伴行列 H Hによって

M M

設定する、伝送システム。

[8] 複数の送信アンテナを備え、請求項 7記載の固有の符号により時間ブロック符号が設定された送信装置であって、情報信号に時間ブロック符号を乗じて各送信アンテナに割り当てて並列に送信する送信装置。

[9] 複数の受信アンテナを備え、請求項 7記載の随伴行列 H Hによって特性が設定さ

M

れた前記受信フィルタを有する受信装置であって、前記複数の受信アンテナにより並列に受信された信号を適切な順番に並べて統合する受信装置。

[10] 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボル力なる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と受信フィルタを有する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、

伝送路のインパルス応答行列を行列 Hとした場合に前記受信フィルタの特性を当該行列 Hの随伴行列 H^Hによって表されるものに設定し、前記伝送路と前記受信フィルタとによる連結システムを表す行列 H^HHの固有ベクトルにより表される固有の符号により前記時間ブロック符号を設定し、

前記受信装置は、受信した変調ブロック信号を記録する受信変調ブロックバッファと、受信した各変調ブロック信号に対する復号結果を記録する復号ブロックバッファを有し、

新たな変調ブロック Aが受信されると、当該変調ブロック Aを前記受信変調ブロックバッファに格納し、前記復号ブロックバッファに記録済みである前記変調ブロック Aの直前に受信された変調ブロック Bの最新の復号結果を再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで前記変調ブロック Aが変調ブロック Bから受ける前置干渉成分を求め、当該前置干渉成分を前記変調ブロック Aから除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファ内の変調プロックのうち 2番目に新しい変調ブロックを再復号対象変調ブロックに設定する第 1ステップと、

再復号対象変調ブロックに対して、当該再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる前置干渉成分及び当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで得られる後置干渉成分を除去して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記受信変調ブロックバッファに格納されている前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する第 2ステップと、

前記第 2ステップを所望の回数繰り返して行う第 3ステップと、

を含む、復号方法。

[11] 情報信号を符号に乗じて伝送し、前記符号は複数の時系列シンボルからなる時間ブロック符号であり、複数の当該時間ブロック符号に前記情報信号を乗じて時間軸上で多重し伝送する送信装置と伝送された信号を受信する受信装置とを備えた伝送システムにおける復号方法において、

を含む、復号方法。

[12] 請求項 9記載の受信装置であって、

前記複数の受信アンテナにより並列に受信された各変調ブロックをそれぞれ記録するアンテナ毎の受信変調ブロックバッファと、前記変調ブロックを適切な順番に並ベて統合する統合手段と、当該統合手段により統合された統合変調ブロックに対する復号結果を記録する復号ブロックバッファとを有し、

新たな変調ブロック A_i(iはアンテナ番号)が受信されると、その直前に受信された変調ブロック B_iの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで A_iそれぞれに対する前置干渉成分を求め、前記変調ブロック A_iから当該前置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉成分が除去された各 A_iを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の変調ブロックのうち 2番目に新しい各変調ブロックを各再復号対象変調ブロックに設定する受信手段と当該各再復号対象変調ブロックの直前に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象変調ブロックのそれぞれに対する前置干渉成分を求め、当該再復号対象変調ブロックの直後に受信された変調ブロックの最新の復号結果を前記復号ブロックバッファから読み出して再変調しさらに伝送路に相当するフィルタをかけることで各再復号対象ブロックのそれぞれに対する後置干渉成分を求め、各再復号対象ブロックから前置干渉成分ならびに後置干渉成分をそれぞれ除去し、前置干渉ならびに後置干渉成分が除去された各再復号対象ブロックを前記統合手段によって統合して統合変調ブロックを生成し、当該統合変調ブロックに対して復号した復号結果を前記復号ブロックバッファに格納し、前記各受信アンテナ毎の受信変調ブロックバッファ内の前記再復号対象変調ブロックの直前に受信された各変調ブロックを新たな再復号対象変調ブロックに設定する再復号手段と、

前記再復号手段による処理を所望の回数繰り返して行う制御手段と、

を備える受信装置。