[go: up one dir, main page]

WO2006114513A1 - Procede de transmission d'un signal module avec une forte dynamique d'amplitude, emetteur et recepteur correspondant - Google Patents

Procede de transmission d'un signal module avec une forte dynamique d'amplitude, emetteur et recepteur correspondant

Info

Publication number
WO2006114513A1
WO2006114513A1 PCT/FR2006/000915 FR2006000915W WO2006114513A1 WO 2006114513 A1 WO2006114513 A1 WO 2006114513A1 FR 2006000915 W FR2006000915 W FR 2006000915W WO 2006114513 A1 WO2006114513 A1 WO 2006114513A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
modulated signal
clipping
specific
amplitude
inverse
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/FR2006/000915
Other languages
English (en)
Inventor
Christian Lereau
Salvatore Ragusa
Jacques Palicot
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
France Telecom SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom SA filed Critical France Telecom SA
Publication of WO2006114513A1 publication Critical patent/WO2006114513A1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G11/00—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/04—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70706—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation with means for reducing the peak-to-average power ratio

Definitions

  • the invention relates to a method for transmitting a modulated signal with a high amplitude dynamic, a transmitter and a corresponding receiver.
  • spectral congestion is subject to strong regulatory constraints, we are now witnessing the appearance of modulation processes whose spectral efficiency is high, processes such as EDGE, UMTS, OFDM or others.
  • RF power amplifier radio frequency power amplifier
  • the RF power amplifier must be able to reproduce the information contained in the amplitude and phase parameters of the signal. Consequently, the technique currently used consists in placing the aforementioned amplifier at a point of operation such that the peak power of the signal thus reached is less than the saturation power, to avoid clipping.
  • the technique of the point of recoil, or back-off in English this result is achieved, at the cost of a degradation of the efficiency and performance of the RF power amplifier, however. . • .
  • This deterioration of the yield is further accentuated by the process of controlling the electric power of emission, made necessary on many cellular networks, for example, for which, according to the conditions of interference and radioelectric propagation, it is imposed on the corresponding transmitter to limit the transmit power to lower levels.
  • the statistics of the radio powers emitted as a percentage of the transmission time by the transmitter of a mobile telephone terminal significantly confirms that 90% of the time the RF power amplifier delivers a much lower power than the maximum allowable power, set by the standard.
  • the implementation of the above-mentioned technique of the setback point requires the obtaining of very low yields, at maximum power, transmitters equipping the aforementioned mobile telephone terminals.
  • the control of the power emitted will accentuate the degradation of the efficiency because for the cellular networks 1 , the power emitted is less than 90% of the service time at the maximum power specified, which leads to a consequent degradation of the autonomy of this type equipment.
  • the approach of introducing clipping of the signal before amplification has the merit of optimizing the efficiency of the power amplifier, but requires additional filtering, in order to limit the rise of energy in the adjacent channels, while accepting some signal distortion.
  • the present invention aims to overcome the disadvantages and limitations of the aforementioned approaches of the prior art.
  • an object of the present invention is the implementation of a method for transmitting a modulated signal with a high amplitude dynamic, allowing, on the one hand, to improve the efficiency of the amplifier. power of the transmitters of such a signal, and, secondly, to obtain in reception a quality of service comparable to that which is obtained by the operating mode of such an amplifier in substantially linear mode, but with a higher efficiency. low.
  • the method of transmitting a modulated signal with a high amplitude dynamic, this signal being subjected to a power amplification, prior to its transmission, which is the subject of the present invention, is remarkable in that it consists at least in subject, on transmission, upstream of this power amplification, this signal modulated to a specific clipping processing, so as to reduce the distance of the recoil point, with respect to the saturation zone, necessary to this amplification of power and, following the transmission of this processed modulated signal, subject, on reception, this processed modulated signal to a specific inverse clipping processing, so as to restore this modulated, uncapped signal.
  • the method for transmitting a modulated signal with a high amplitude dynamic which is the subject of the present invention, applies to the transmission of all the non-constant envelope signal signals obtained by the modulation processes such as the OFDM multi-carrier modulation for Orthogonal Frequency Division Multiplex in English, used in 802.11a / g wireless LANs, with data rates of up to 54 Mbps in short-range, DAB digital broadcast modulation for Digital Audio Broadcasting in English, DVB-T terrestrial video modulation for Digital Video Broadcasting Terrestrial in English, DVD-H Mobile Video Modulation for Digital Video Broadcasting - Handset in English.
  • the OFDM multi-carrier modulation for Orthogonal Frequency Division Multiplex in English
  • 802.11a / g wireless LANs with data rates of up to 54 Mbps in short-range
  • DAB digital broadcast modulation for Digital Audio Broadcasting in English DVB-T terrestrial video modulation for Digital Video Broadcasting Terrestrial in English
  • the invention furthermore relates to: a method for transmitting a modulated signal, with a strong amplitude dynamic, characterized in that it consists in subjecting this signal, upstream of the power amplification from the latter, to a specific clipping processing, so as to reduce the distance of the recoil point, vis-à-vis the saturation zone necessary for this amplification, to generate a processed modulated signal; a method of receiving a modulated signal, with a strong amplitude dynamic, subjected to the emission upstream of the power amplification of the latter to a specific clipping process, to generate a processed modulated signal, characterized by subjecting said processed modulated signal to an inverse specific clipping processing so as to render said modulated signal with a strong amplitude dynamic; a transmitter of a modulated signal with a high amplitude dynamic having at least one power amplifier connected to a transmitting antenna, characterized in that said radio frequency transmitter comprises at least one specific clipping stage of said modulated signal placed in upstream of said amplifier power, so as to reduce the
  • FIG. 1a is a purely illustrative flow chart of the essential steps of the method of transmitting a modulated signal with a strong dynamic object of the invention, in the context of a specific transmission phase and a reception phase;
  • FIG. 1a is a purely illustrative flow chart of the essential steps of the method of transmitting a modulated signal with a strong dynamic object of the invention, in the context of a specific transmission phase and a reception phase;
  • FIG. 1b represents, by way of illustration, the distribution law of the module of a symbol in OFDM modulation, used for example in 802.11a / g wireless local area networks, the aforementioned distribution law making it possible to justify the interest of the implementation of the method which is the subject of the present invention as illustrated in FIG.
  • FIG. 2a represents, by way of illustration, an advantageous variant of implementation of the method that is the subject of the present invention in its transmission phase
  • FIG. 2b represents, by way of illustration, an advantageous variant of implementation of the method that is the subject of the present invention in its reception phase
  • FIG. 2c represents, by way of illustration, a specific choice diagram of the non-linearity generated by the clipping process on transmission respectively by the inverse clipping process on reception, with respect to the non-linearity intrinsic linearity of the amplification of power necessary for the transmission of a signal and making it possible to mask and then substantially eliminate this intrinsic nonlinearity;
  • FIG. 3a represents, by way of illustration, a block diagram of a transmitter according to the object of the present invention, more particularly intended for the implementation of the method which is the subject of the invention, as illustrated in FIG. in its emission phase;
  • FIG. 3a represents, by way of illustration, a block diagram of a transmitter according to the object of the present invention, more particularly intended for the implementation of the method which is the subject of the invention, as illustrated in FIG. in its emission phase;
  • FIG. 3a represents, by way of illustration, a block diagram of a transmitter according to the object of the present invention, more particularly intended for the implementation of the method which is the subject of the invention, as illustrated in FIG. in its
  • FIG. 3b represents, by way of illustration, a nonlinear transfer characteristic or function applied to the transmission at the modulated signal in order to exert a clipping processing on the latter respectively a nonlinear transfer characteristic or function applied to the reception of the modulated signal processed to perform inverse clipping processing on the latter;
  • FIG. 3 c represents, by way of illustration, a block diagram of a receiver according to the subject of the present invention, more particularly intended for the implementation of the method which is the subject of the invention, as illustrated in FIG. the, in its reception phase;
  • FIG. 4 a represents, in a non-limiting way, a three-dimensional diagram of the variation of the bit error rate during the transmission of a modulated signal according to the method that is the subject of the present invention, as a function of the clipping factor and the distance from the point of departure of the average input power with respect to the saturation power, such a diagram making it possible to highlight an optimum zone;
  • FIG. 4b represents, in a non-limiting way, a timing diagram of a modulated signal to be transmitted, of a processed signal transmitted after clipping, thanks to the transmission phase, then of an uncapped signal restored after inverse clipping, thanks to at the reception phase, in accordance with the method that is the subject of the present invention;
  • FIG. 4c represents, by way of illustration, a diagram enabling the gain gain to be demonstrated, without major distortion obtained, in a transmission chain of a modulated signal incorporating a transmitter and a receiver illustrated in FIG. 3a and 3; vs.
  • FIG. 1a A more detailed description of the method of transmitting a modulated signal with a high MRS amplitude dynamic, in accordance with the subject of the present invention, will now be given in connection with FIG. 1a and the following figures.
  • the method which is the subject of the invention is implemented for the aforementioned signal, this signal being subjected to a power amplification prior to its transmission.
  • the method which is the subject of the invention consists in subjecting the MRS modulated signal to a specific clipping processing, noted on transmission, in a step A and upstream of the power amplification. E, so as to allow the reduction of the distance of the operating back-up point, with respect to the saturation zone, necessary for the implementation of the power amplification.
  • the notion of distance from the operating recoil point can advantageously be expressed as the difference expressed in dB between the average power of the signal obtained after clipping processing and the input power of the amplification causing the saturation of the clutch.
  • the invention consists in subjecting, in a step C, the processed modulated signal TMRS to a specific inverse clipping processing, noted for this reason E "1 , so as to restore the modulated signal with a strong dynamic amplitude and substantially unclipped.
  • the inverse specific clipping processing operation is performed in step D of FIG.
  • the method which is the subject of the invention consists in applying, on transmission, the specific clipping processing E on the modulated signal MRS, either in a band of RBB base for Radio Base Band in English, either IF intermediate frequency or RF radio frequency.
  • the method which is the subject of the invention consists in applying, on reception, the inverse specific clipping processing E "1 on the processed TMRS signal, either in baseband RBB or in intermediate frequency IF, or in RF radio frequency.
  • Modulation type is also used in many digital broadcast networks such as DAB broadcast for Digital Audio Broadcasting in English, DVB-T terrestrial video for Digital Video Broadcasting-Terrestrial in English and DVB-H mobile video for Digital Video Broadcasting -Handset in English.
  • the OFDM modulation method consists of dividing a high speed serial data stream into N low-rate streams, respectively modulating and simultaneously N sub-carrier in narrow band, which have the distinction of being orthogonal to each other in order to optimize Spectral congestion
  • the transformation of a frequency selective channel into N non-selective channels has the advantage of high robustness to frequency fading due to multiple paths and thus allows a simplified equalization on reception.
  • the ratio PAPR for Peak to Average Power Ratio in English ratio between the peak power and the average power of the signal.
  • a serial stream of binary information is divided into packets to form N complex symbols, each denoted S k , according to a modulation scheme.
  • appropriate channel such as QPSK, 16 QAM, 64 QAM, or others.
  • the first conclusion confirms that it is possible to interrupt the signal up to a certain threshold level, in accordance with the transmission method, object of the present invention, and which should be defined, depending on the quality.
  • desired service quality for example the quality of service can be defined by the bit error rate designated BER for Bit Error Ratio in English.
  • the clipping operation is necessarily non-linear and consequently, this operation may advantageously be followed by a filtering operation which limits the rise in energy in the adjacent channels, as will be described later in the drawing. description.
  • the method according to the invention then consists, due to the specific clipping introduced on transmission, in implementing a specific inverse clipping technique on reception, this inverse specific clipping technique acting as a clipping technique. a process of decompression of the signal, on reception, in order to reproduce as faithfully as possible the original signal, in baseband for example.
  • the specific clipping and inverse specific clipping processes are then complementary and chosen because of their great simplicity as to their implementation, the clipping function being positive, monotonous and increasing. It is furthermore understood that the specific clipping or inverse specific clipping processes justified in particular for a base band modulated radio signal, with reference to FIG. 1b, can of course also be implemented either intermediate frequency IF, RF radio frequency within the scope of the subject of the present invention.
  • FIGS. 2a to 2c A preferred mode of implementation of the method for transmitting a modulated radio signal with a high amplitude dynamic, in accordance with the subject of the present invention, will now be described in connection with FIGS. 2a to 2c.
  • a filtering such as Nyquist filtering, for example.
  • the clipping processing E and the inverse clipping processing E "1 can be performed in baseband, in which case the above-mentioned filtering is a Nyquist type filtering of 10 MHz bandwidth with a rounding factor designated Roll-off factor in English of 0.35 It should be noted that many transmission systems already include such a filtering which allows to say that the innovative process does not add additional complexity.
  • filtering type is however limited to noise filtering, simply limiting the noise frequency band, to maintain the signal-to-noise ratio of the modulated signal, restored, uncapped.
  • FIGS. 2a and 2b it is indicated that the filterings executed in sub-steps A 2 , on transmission, respectively D 1 on reception, are not symmetrical.
  • the transmission method object of the present invention is particularly suitable for industrial implementation, taking into account the imperfections and nonlinearities of the power amplification applied to the modulated signal, in particular by any commercially available consumer device.
  • the specific clipping processing E is chosen to represent a nonlinear attenuation / amplitude, substantially greater than the non-linearity gain / amplitude of the above power amplification.
  • the nonlinearity attenuation / amplitude of the specific clipping processing E has a distance greater than the slope line 1 of FIG. 2c, to that of the distance of the nonlinearity gain / amplitude of the PA power amplification.
  • the nonlinearity inverse attenuation / amplitude of the inverse specific clipping processing E " can then be chosen substantially symmetrical to that of the specific clipping processing E , with respect to the straight slope 1 in FIG. 2c.
  • the specific clipping processing is applied via a non-linear characteristic whose sampled transfer function is represented by a positive, monotonic and increasing function of the amplitude of the samples of the modulated radio signal.
  • a polynomial function with odd coefficients corresponding to a positive, monotonous and increasing function satisfies the relation (4):
  • the aforementioned polynomial function is non-linear and the choice of an odd-numbered polynomial function is justified by the advantage of limiting the level of second order intermodulation products, which are likely to be in the band. of useful signal and thus to degrade the signal-to-noise ratio.
  • FIGS. 3a to 3c A more detailed description of a transmitter and a radio frequency receiver of a modulated signal with a high amplitude dynamic, in accordance with the subject of the present invention, will now be given in connection with FIGS. 3a to 3c.
  • the emitter and the radio-frequency receiver of a modulated signal with a high amplitude dynamic are implemented for a modulated signal. baseband in a non-limiting manner.
  • the transmitter that is the subject of the invention may comprise, as such, a digital part D, in which the baseband processing is performed, in particular the specific clipping processing E, and a analog part A, for ensuring, on the one hand, the transformation of the digital signal into baseband after clipping into an analog signal, and then a translation of the signal to the radio frequency carrier, before power amplification PA and, on the other hand, on the other hand, the radiation via a TA transmit antenna after RFF filtering.
  • a digital part D in which the baseband processing is performed, in particular the specific clipping processing E, and a analog part A, for ensuring, on the one hand, the transformation of the digital signal into baseband after clipping into an analog signal, and then a translation of the signal to the radio frequency carrier, before power amplification PA and, on the other hand, on the other hand, the radiation via a TA transmit antenna after RFF filtering.
  • the radio frequency transmitter which is the subject of the present invention, comprises at least one power amplifier PA which is connected to a radio frequency stage conventionally comprising a frequency change stage on a phase-in-phase channel.
  • I and a quadrature phase channel Q the aforementioned analog channel A and each of the quadrature-phase phase-switched channels receiving, via a digital analog converter CNA, the processed modulated signal, which has been subjected to baseband, ie in the form of a digital signal, to the aforementioned specific clipping processing on each of the phase I and Q phase quadrature channels respectively.
  • the radio frequency transmitter notably comprises, for this purpose, at least one specific clipping stage of the modulated signal placed upstream of the power amplifier.
  • the specific clipping stage is considered to comprise a clipping module on the in-phase channel, module Ei and a clipping module on the quadrature-phase channel, module E Q.
  • the specific clipping stage is constituted by a nonlinear characteristic component whose sampled transfer function is represented by a positive, monotonic function. and increasing, in this case, a polynomial function with odd coefficients of the amplitude of the samples of the modulated signal.
  • the transmitter which is the subject of the present invention, thus comprises the modules Ei on the phase I channel and the EQ module respectively on the Q phase quadrature channel, the coefficient polynomial function. odd previously mentioned being none other than that given by the relation 4 previously mentioned in the description.
  • the aforementioned component closes the modulated signal at a certain level, so that it is advisable to define the clipping factor CF for ⁇ Jiping Factor in English, as the ratio of the amplitude of the processed modulated signal to The effective value of the modulated signal, that is to say before clipping processing, the aforementioned clipping factor CF being between 0.5 and 1.8.
  • the nonlinear transfer function of the aforementioned component makes it possible to minimize the distance from the recoil point to the saturation zone of the power amplifier PA, this distance being measured by a power difference between the saturation power of the PA power amplifier and the maximum clipping power between 2 and 3 dB. .
  • the clipping stage E comprises a filter, such as a Nyquist filter for example in cascade with the nonlinear characteristic component, the above-mentioned filter making it possible to limit the inter-symbol interference and / or the feedback of the signals. side lobes in adjacent channels.
  • This filter already exists in many transmission systems which confirms that the process does not add a great complexity to the system object of the invention.
  • each channel in phase I respectively in phase quadrature Q thus comprises a Nyquist filter module denoted NF 1 respectively
  • the receiver which is the subject of the present invention is specially adapted for the processing of a modulated signal with a high amplitude dynamic, this signal being processed at the upstream transmission of an amplifier of power by a specific clipping processing, as described in connection with Figures la, Ib, 2a, 2b and 3a, 3b, so as to reduce the distance of the recoil point vis-à-vis the saturation zone necessary for power amplification.
  • the receiver which is the subject of the invention conventionally comprises a reception antenna RA, an RFF filter, a low noise amplifier LNA and a frequency change stage at from a local oscillator RFO for translating the baseband signal to demodulate it and thus obtain a phase I channel and a Q phase quadrature channel. All the aforementioned elements constitute the analog part A of the object receiver of the present invention.
  • the receiver object of the invention comprises a digital part D, comprising a filter for reducing the noise power in the channel and an inverse specific clipping stage, denoted E "1 , so as to restore the modulated signal with a strong amplitude dynamic, that is, that is, a non-clipped signal
  • a digital part D comprising a filter for reducing the noise power in the channel and an inverse specific clipping stage, denoted E "1 , so as to restore the modulated signal with a strong amplitude dynamic, that is, that is, a non-clipped signal
  • the inverse specific clipping stage E "1 consists of a specific inverse clipping module, denoted Ef 1 connected in cascade on the channel in phase I and in an inverse specific clipping module, denoted E Q "1 connected in cascade on the Q phase quadrature channel.
  • each module Ef 1 and E Q "1 is constituted by a component of nonlinear characteristic whose sampled transfer function is represented by FIG. another polynomial function with odd coefficients of the amplitude of the samples of the processed modulated signal.
  • Ef 1 respectively E Q "1 are preceded by an anti-noise filtering module, placed on the channel in phase I respectively on the quadrature Q phase channel and denoted for this reason ANFI and ANFQ, respectively.
  • the above-mentioned noise filtering modules may be constituted by low-pass filters, for example.
  • the saturation power is considered as a variable which simplifies the parameterization according to the desired PAPR.
  • the simulation chain does not include an error correction algorithm, a function that will improve the results obtained.
  • the degradation of the ACPR factor is related to the growth of the clipping factor CF. From the moment when the PAPR ratio of the clipped signal is lower than the retraction distance, that is to say of the IBO parameter, only the clipping factor CF affects the value of the ACPR. In particular, if it is not desired to have distortion on the part of the RF power amplifier, a linear zone operation of the RF power amplifier can be provided, but at the expense of a very clear degradation of effectiveness, more than
  • the aforementioned simulation tests have also made it possible to evaluate the influence of the transmission method that is the subject of the present invention, in particular the specific clipping process, or the specific inverse clipping process, on the performances of a chain.
  • transmitter constituted by a transmitter and a receiver, as illustrated in FIGS. 3a to 3c, previously described.
  • the performance of a transmission chain is evaluated from indicators, in particular an EVM indicator for Error Vector Magnitude in English where in addition the percentage or bit error rate, BER.
  • EVM indicator for Error Vector Magnitude in English where in addition the percentage or bit error rate, BER.
  • the aforementioned simulation tests have confirmed the positive influence of the inverse specific clipping process applied to the reception.
  • FIG. 4a represents a three-dimensional diagram of the evolution of the bit error rate BER as a function of the clipping factor CR and of the retraction distance IBO. The observation of Figure 4a above confirms the existence of an optimum for an acceptable bit error rate.
  • the optimum zone for the aforementioned values of the clipping factor CF, or of the distance of the IBO retrieval point, as regards both the bit error rate BER and the EVM parameter, makes it possible to justify the implementation the method object of the present invention, and, of course, the transmitter and the receiver for the implementation of the latter.
  • the implementation of the inverse specific clipping processing process makes it possible to improve the BER bit error rate and the EVM parameter following the application of the inverse specific clipping.
  • the improvement is important for the low clipping factors CF, ie for strong clipping, because in this region the amplifier is transparent and thus the inversion eliminates all the distortions introduced by the clipping.
  • the timing diagram shown in FIG. 4b is made for the original modulated signal in dashed line, the clipped signal obtained after applying the emission-specific clipping processing represented continuously and the reconstituted signal, that is to say after applying the inverse clipping processing on reception, shown in phantom.
  • the low amplitude distortion introduced by the method object of the present invention insofar as the difference of amplitude between the returned signal and the original signal, does not exist. does not exceed 10% punctually.
  • the method of transmission respectively of transmission and / or reception of a signal, the transmitter and / or the receiver and the clipping modules or inverse clipping modules, objects of the present invention can advantageously be implemented on a digital signal, in baseband for example.
  • a program product recorded on a storage medium for execution by a computer executing the specific clipping function A Figure la, Al Figure 2a, described previously in the description, so as to reduce the distance of the setback point vis-à-vis the saturation zone necessary for the amplification of the modulated signal and to generate a processed modulated signal.
  • This program product can be implanted in the transmitter object of the invention shown in FIG. 3 a, to implement the modules E 1 and E Q , as well as the filtering modules NF, on the in-phase or quadrature-phase channel, respectively.
  • This program product can be implanted in the receiver object of the invention shown in FIG. 3c, to implement the modules E 1 "1 and E Q " 1 , as well as the ANFI and ANFQ filtering modules, on the in-phase or quadrature-phase channel, respectively.
  • the aforementioned programmable component can be implemented in the form of a DSP digital signal processor for Digital Signal Processor in English.
  • the aforementioned component can then be programmed to perform one or both of the clipping or reverse clipping functions. . •

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de transmission d'un signal radioélectrique modulé (MRS) avec une forte dynamique d'amplitude, soumis à une amplification de puissance avant transmission. Il consiste au moins à soumettre à l'émission (A), en amont de l'amplification de puissance, le signal (MRS) à un écrêtage spécifique (E), de façon à réduire la distance du point de recul vis-à-vis de la zone de saturation d'amplification, et, après transmission (B), à la réception (C), soumettre (D) le signal radioélectrique modulé traité (TMRS) à un écrêtage inverse (E<SUP>-1</SUP>) de façon à restituer le signal radioélectrique modulé avec une dynamique d'amplitude (? MRS) non écrêté. Application aux émetteurs-récepteurs radiofréquences d'appareils mobiles.

Description

PROCEDE DE TRANSMISSION D'UN SIGNAL MODULE AVEC UNE FORTE DYNAMIQUE D'AMPLITUDE, EMETTEUR ET RECEPTEUR
CORRESPONDANT
L'invention concerne un procédé de transmission d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, un émetteur et un récepteur correspondant.
A l'heure actuelle, de nombreux problèmes, voire des défis technologiques, sont posés dans le domaine des équipements embarqués, dans le but de répondre à une demande croissante de ressources de transmission à haut débit permettant le développement de services innovants.
En particulier, l'encombrement spectral faisant l'objet de fortes contraintes réglementaires, on assiste de nos jours à l'apparition de processus de modulation dont l'efficacité spectrale est élevée, processus tels que EDGE, UMTS, OFDM ou autres.
Malheureusement, de tels processus de modulation engendrent des signaux à enveloppe, ou amplitude, non constante et qui exigent une grande linéarité sur les chaînes d'émission et de réception, en particulier sur l'amplificateur de puissance radiofréquence. Ce dernier, dont la grande linéarité exigée est obtenue au détriment du rendement, car les critères de linéarité et de rendement sont sensiblement antagonistes, apparaît en conséquence comme un composant critique, en particulier lorsqu'un tel composant est intégré dans un équipement mobile dont la puissance électrique et l'autonomie disponibles sont limitées.
Pour les signaux à enveloppe sensiblement constante engendrés par exemple par le processus de modulation GMSK, il est usuel de faire fonctionner l'amplificateur de puissance radiofréquence (amplificateur de puissance RF) dans une zone de fonctionnement proche de la saturation, de manière à garantir un rendement optimum à puissance de sortie maximale.
Toutefois, dans le cadre d'une modulation à enveloppe non constante, l'amplificateur de puissance RF doit pouvoir restituer l'information contenue dans les paramètres d'amplitude et de phase du signal. En conséquence, la technique actuellement utilisée consiste à placer l'amplificateur précité à un point de fonctionnement tel que la puissance crête du signal ainsi atteinte soit inférieure à la puissance de saturation, afin d'éviter tout écrêtage. Par la technique précitée désignée technique du point de recul, ou back-off en anglais, ce résultat est atteint, au prix d'une dégradation de l'efficacité et du rendement de l'amplificateur de puissance RF toutefois. . • .
Cette dégradation du rendement est en outre accentuée par le processus de contrôle de la puissance électrique d'émission, rendu nécessaire sur de nombreux réseaux cellulaires, par exemple, pour lesquels, suivant les conditions d'interférence et de propagation radioéléctrique, il est imposé à l'émetteur correspondant de limiter la puissance d'émission à des niveaux plus faibles.
Dans le cas d'un réseau cellulaire (GSM, UMTS, ...), et suivant sa granularité, la statistique des puissances radio-électriques émises en pourcentage du temps d'émission par l'émetteur d'un terminal de téléphonie mobile, de type Gaussienne, confirme de manière significative que 90% du temps l'amplificateur de puissance RF délivre une puissance bien inférieure à la puissance maximale admissible, fixée par la norme.
En corollaire, la mise en œuvre de la technique précitée du point de recul impose l'obtention de rendements très faibles, à puissance maximale, des émetteurs équipant les terminaux de téléphonie mobile précités. Le contrôle de la puissance émise accentuera la dégradation du rendement car pour les réseaux cellulaires1, la puissance émise est inférieure à 90% du temps de service à la puissance maximale spécifiée, ce qui conduit à une dégradation conséquente de l'autonomie de ce type d'équipement.
Ainsi, en résumé, il apparaît que la dynamique d'amplitude du signal d'enveloppe du signal modulé induit directement la dégradation du rendement de l'amplificateur de puissance.
Dans le but d'améliorer le rendement et augmenter l'autonomie précités, de nombreuses études ont proposé : La réduction de la dynamique d'enveloppe, ces techniques permettant de relâcher les contraintes liées an point de recul, pour des traitements numériques et/ou analogiques conjoints, tels que ajout de signal, écrêtage ou autres.
La conception d'une chaîne d'amplification linéarisée optimale par : " compensation des défauts résiduels de l'amplificateur de puissance, par des techniques de traitements numérique, pré-distorsion ; utilisation de méthodes équivalentes d'amplification, utilisant un amplificateur en régime saturé, parmi lesquelles la méthode d'élimination et de restauration de l'enveloppe (méthode EER : Envelope Elimination and restoration). Parmi les études proposées, l'approche qui consiste à ne pas écrêter le signal et à faire fonctionner l'amplificateur de puissance en zone linéaire présente l'inconvénient majeur d'accroître la consommation de l'amplificateur de puissance.
L'approche qui consiste à introduire un écrêtage du signal avant amplification a le mérite d'optimiser l'efficacité de l'amplificateur de puissance, mais nécessite un filtrage supplémentaire, afin de limiter la remontée d'énergie dans les canaux adjacents, tout en acceptant une certaine distorsion du signal.
La présente invention a pour objet de remédier aux inconvénients et limitations des approches précitées de l'art antérieur.
En particulier, un objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un procédé de transmission d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, permettant, d'une part, d'améliorer le rendement de l'amplificateur de puissance des émetteurs d'un tel signal, et, d'autre part, d'obtenir en réception une qualité de service comparable à celle qui est obtenue par le mode opératoire d'un tel amplificateur en mode sensiblement linéaire, mais avec un rendement plus faible. Le procédé de transmission d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, ce signal étant soumis à une amplification de puissance, préalablement à sa transmission, objet de la présente invention, est remarquable en ce qu'il consiste au moins, à soumettre, à l'émission, en amont de cette amplification de puissance, ce signal modulé à un traitement d' écrêtage spécifique, de façon à réduire la distance du point de recul, vis-à-vis de la zone de saturation, nécessaire à cette amplification de puissance et, suite à la transmission de ce signal modulé traité, soumettre, à la réception, ce signal modulé traité à un traitement d'écrêtage spécifique inverse, de façon à restituer ce signal modulé, non écrêté.
Le procédé de transmission d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, objet de la présente invention, s'applique à la transmission de tous les signaux à signal d'enveloppe non constante, obtenus par les processus de modulation tels que la modulation multiporteuse OFDM pour Orthogonal Frequency Division Multiplex en anglais, utilisée dans les réseaux locaux sans fil de type 802.11 a/g, avec des débits pouvant atteindre jusqu'à 54 Mbps en courte portée, la modulation de diffusion numérique DAB pour Digital Audio Broadcasting en anglais, la modulation vidéo terrestre DVB-T pour Digital Video Broadcasting Terrestrial en anglais, la modulation vidéo mobile DVD-H pour Digital Video Broadcasting - Handset en anglais.
L'invention a en outre pour objet : - un procédé d'émission d'un signal modulé, avec une forte dynamique d'amplitude, caractérisé en ce que celui-ci consiste à soumettre ce signal, en amont de l'amplification de puissance de ce dernier, à un traitement d'écrêtage spécifique, de façon à réduire la distance du point de recul, vis-à-vis de la zone de saturation nécessaire à cette amplification, pour engendrer un signal modulé traité ; - un procédé de réception d'un signal modulé, avec une forte dynamique d'amplitude, soumis à l'émission en amont de l'amplification de puissance de ce dernier à un traitement d'écrêtage spécifique, pour engendrer un signal modulé traité, caractérisé en ce qu'il consiste à soumettre ledit signal modulé traité à un traitement d'écrêtage spécifique inverse, de façon à restituer ledit signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude ; un émetteur d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude comportant au moins un amplificateur de puissance connecté à une antenne d'émission, caractérisé en ce que ledit émetteur radiofréquence comporte au moins un étage d'écrêtage spécifique dudit signal modulé placé en amont dudit amplificateur de puissance, de façon à réduire la distance du point de recul vis-à-vis de la zone de saturation dudit amplificateur de puissance, et délivrer un signal modulé traité ; un récepteur d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude et traité, à l'émission, en amont d'une amplification de puissance par un traitement d'écrêtage spécifique, de façon à réduire la distance du point de recul, vis-à-vis de la zone de saturation, nécessaire à cette amplification de puissance, caractérisé en ce que ce récepteur comporte au moins un étage d'écrêtage spécifique inverse, de façon à restituer ledit signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, non écrêté ; un module d'écrêtage d'un signal modulé, caractérisé en ce qu'il est constitué par un composant de caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par une fonction positive, monotone et croissante de l'amplitude des échantillons dudit signal modulé ; et . un module d'écrêtage inverse d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude et traité, à l'émission, en amont d'une amplification de puissance par un traitement d'écrêtage représenté par une fonction positive monotone et croissante de l'amplitude des échantillons du signal modulé, caractérisé en ce que ledit module d'écrêtage inverse est constitué par un composant de caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par la fonction inverse de ladite fonction d'écrêtage. II sera mieux compris à la lecture de la description, ci-après, et à l'observation des dessins dans lesquels : la figure la représente, à titre purement illustratif, un organigramme des étapes essentielles du procédé de transmission d'un signal modulé avec une forte dynamique, objet de l'invention, dans le cadre d'une phase d'émission et d'une phase de réception spécifiques ; la figure Ib représente, à titre illustratif, la loi de distribution du module d'un symbole en modulation OFDM, utilisée par exemple dans les réseaux locaux sans fil de type 802.11 a/g, la loi de distribution précitée permettant de justifier de l'intérêt de la mise en œuvre du procédé objet de la présente invention tel qu'illustré en figure la ; Ia figure 2a représente, à titre illustratif, une variante avantageuse de mise en œuvre du procédé objet de la présente invention dans sa phase d'émission ; la figure 2b représente, à titre illustratif, une variante avantageuse de mise en œuvre du procédé objet de la présente invention dans sa phase de réception ; - la figure 2c représente, à titre illustratif, un diagramme de choix spécifique de la non linéarité engendrée par le processus d'écrêtage à l'émission respectivement par le processus d'écrêtage inverse à la réception, vis-à-vis de la non linéarité intrinsèque de l'amplification de puissance nécessaire à la transmission d'un signal et permettant de masquer puis de supprimer sensiblement cette non linéarité intrinsèque ; la figure 3a représente, à titre illustratif, un schéma fonctionnel d'un émetteur conforme à l'objet de la présente invention, plus particulièrement destiné à la mise en œuvre du procédé objet de l'invention, tel qu'illustré en figure la, dans sa phase d'émission ; - la figure 3b représente, à titre illustratif, une caractéristique ou fonction de transfert non linéaire appliquée à l'émission au signal modulé pour exercer un traitement d'écrêtage sur ce dernier respectivement une caractéristique ou fonction de transfert non linéaire appliquée à la réception du signal modulé traité pour exercer un traitement d'écrêtage inverse sur ce dernier ; - la figure 3 c représente, à titre illustratif, un schéma fonctionnel d'un récepteur conforme à l'objet de la présente invention, plus particulièrement destiné à la mise en œuvre du procédé objet de l'invention, tel qu'illustré en figure la, dans sa phase de réception ;
- la figure 4a représente, à titre non limitatif, un diagramme tridimensionnel de la variation du taux d'erreur de bit lors de la transmission d'un signal modulé conformément au procédé objet de la présente invention, en fonction du facteur d'écrêtage et de la distance du point de recul de la puissance moyenne d'entrée vis-à-vis de la puissance de saturation, un tel diagramme permettant la mise en évidence d'une zone optimale ; Ia figure 4b représente, à titre non limitatif, un chronogramme d'un signal modulé à transmettre, d'un signal traité transmis après écrêtage, grâce à la phase d'émission, puis d'un signal non écrêté restitué après écrêtage inverse, grâce à la phase de réception, conformément au procédé objet de la présente invention ; - la figure 4c représente, à titre illustratif, un diagramme permettant la mise en évidence du gain de rendement, sans distorsion majeure obtenue, dans une chaîne de transmission d'un signal modulé incorporant un émetteur et un récepteur illustré en figure 3 a et 3 c.
Une description plus détaillée du procédé de transmission d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude MRS, conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure la et les figures suivantes.
Le procédé objet de l'invention est mis en œuvre pour le signal précité, ce signal étant soumis à une amplification de puissance préalablement à sa transmission. En référence à la figure la, le procédé objet de l'invention consiste à soumettre, à l'émission, en une étape A et en amont de l'amplification de puissance, le signal modulé MRS à un traitement d' écrêtage spécifique, noté E, de façon à permettre la réduction de la distance du point de recul de fonctionnement, vis-à-vis de la zone de saturation, nécessaire à la mise en œuvre de l'amplification de puissance. La notion de distance du point de recul de fonctionnement peut, avantageusement, être exprimée comme le différentiel exprimé en dB entre la puissance moyenne du signal obtenu après traitement d' écrêtage et la puissance d'entrée de l'amplification provoquant la saturation de l'amplification précitée, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description. Suite à l'opération d'amplification B et de transmission du signal TMRS désignant le signal modulé traité obtenu, après traitement d'écrêtage spécifique, l'opération d'amplification et de transmission étant notée B sur la figure la, le procédé objet de l'invention consiste à soumettre à la réception, en une étape C, le signal modulé traité TMRS a un traitement d'écrêtage spécifique inverse, noté pour cette raison E"1, de façon à restituer le signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude et sensiblement non écrêté. L'opération de traitement d'écrêtage spécifique inverse est exécutée à l'étape D de la figure la. On obtient à la suite de l'étape D précitée, sensiblement, le signal d'origine MRS, noté pour cette raison = MRS. D'une manière plus spécifique, en référence à la figure la, on indique que le procédé objet de l'invention consiste à appliquer, à l'émission, le traitement d'écrêtage spécifique E sur le signal modulé MRS, soit en bande de base RBB pour Radio Base Band en anglais, soit en fréquence intermédiaire IF, ou encore en radiofréquence RF. De manière symétrique, le procédé objet de l'invention consiste à appliquer, à la réception, le traitement d'écrêtage spécifique inverse E"1 sur le signal traité TMRS, soit en bande de base RBB, soit en fréquence intermédiaire IF, ou encore en radiofréquence RF.
Un justificatif de la mise en œuvre du procédé de transmission, objet de la présente invention, et des étapes remarquables d'écrêtage spécifique respectivement d'écrêtage spécifique inverse, appliquées à l'émission respectivement à la réception, sera maintenant donné en liaison avec la figure Ib, dans le cas non limitatif où le signal modulé est obtenu par une modulation de type multiporteuse OFDM pour Orthognal Frequency Division Multiplex en anglais utilisée dans les réseaux locaux sans fil de type 802.11 a/g avec des débits pouvant atteindre 54 Mbps pour de courtes portées.
Le justificatif précité donné dans cette situation n'est. pas limitatif, car ce. type de modulation est également utilisé dans de nombreux réseaux de diffusion numérique telle que la diffusion DAB pour Digital Audio Broadcasting en anglais, la vidéo terrestre DVB-T pour Digital Video Broadcasting-Terrestrial en anglais et la vidéo mobile DVB-H pour Digital Video Broadcasting-Handset en anglais.
Par principe, le procédé de modulation OFDM consiste à diviser un flux d'information série haut débit en N flux bas débit, modulant respectivement et simultanément N sous porteuse en bande étroite, lesquelles ont la particularité d'être orthogonales entre elles afin d'optimiser l'encombrement spectral. La transformation d'un canal sélectif en fréquence en N sous canaux non sélectifs présente l'avantage d'une grande robustesse à l'évanouissement fréquentiel dû aux trajets multiples et permet ainsi une égalisation simplifiée à la réception.
Toutefois, le défaut majeur d'un tel processus de modulation est d'engendrer un signal modulé dont l'enveloppe temporelle présente une grande dynamique.
Dans le but de quantifier la dynamique précitée, il est usuel d'utiliser un rapport de puissance caractéristique, le rapport PAPR pour Peak to Average Power Ratio en anglais, rapport entre la puissance crête et la puissance moyenne du signal.
Dans un système de transmission utilisant un processus de modulation de type OFDM, un flux série d'informations binaires, après codage de canal, entrelacement temporel, est découpé en paquets pour former N symboles complexes, notés chacun Sk, selon un schéma de modulation de canal approprié tel que modulation QPSK, 16 QAM, 64 QAM ou autres.
Les symboles complexes précités sont, après parallèlisation, soumis à une transformée de Fourier inverse rapide pour former un symbole complexe Sn dans le domaine temporel, chaque symbole complexe vérifiant la relation (1) :
(1) Sn = Xn + JYn = 1/ y[N * (∑sk * e (W*-')(»-υ/Λ0) 5 pour i < n < N
K=I
En supposant les N symboles complexes Sk statistiquement indépendants et uniformément distribués, les données statistiques respectives représentatives des parties réelle et imaginaire de chaque symbole peuvent être assimilées à des formes gaussienne pour un nombre important de sous porteuses de moyenne nulle et de variance σs1 selon le théorème de la limite centrale.
En outre, les données statistiques précitées permettent de déduire, en référence à la figure Ib, que la fonction de distribution du module, c'est-à-dire de l'amplitude de chaque symbole OFDM Sn , ce module vérifiant la relation 2 :
Figure imgf000011_0001
suit une loi de Rayleigh, de la forme :
(3) P(Pn) = P,^'^ Dans la relation précédente P(pn) représente la probabilité d'occurrence d'un symbole d'amplitude pn et σs2 représente la variance de la loi de distribution précitée.
La distribution du module de chaque symbole OFDM selon la loi de Rayleigh représentée en figure la permet de retenir les conclusions essentielles ci- après : les fortes amplitudes, ainsi que les faibles amplitudes, des symboles OFDM ont des probabilités d'apparition très faibles ; la valeur moyenne des amplitudes présente la plus forte probabilité d'apparition.
La première conclusion confirme alors qu'il est possible .d'écrêter le signal jusqu'à un certain niveau de seuil, conformément au procédé de transmission, objet de la présente invention, et qu'il convient de définir, en fonction de la qualité de service désirée, la qualité de service pouvant par exemple être définie par le taux d'erreur binaire désigné par BER pour Bit Error Ratio en anglais.
En écrêtant le signal, il est donc envisageable de réduire la distance de recul de la puissance moyenne par rapport à la puissance de saturation de l'amplification et d'optimiser ainsi l'efficacité de l'amplification de puissance.
Cependant, l'opération d'écrêtage est forcément non linéaire et en conséquence, cette opération peut, avantageusement, être suivie d'un filtrage permettant de limiter la remontée d'énergie dans les canaux adjacents, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description.
Le procédé objet de l'invention consiste alors, en raison de l'écrêtage spécifique introduit à l'émission, à mettre en œuvre une technique d'écrêtage spécifique inverse à la réception, cette technique d'écrêtage spécifique inverse jouant le rôle d'un processus de décompression du signal, à la réception, afin de restituer aussi fidèlement que possible le signal original, en bande de base par exemple.
Les processus d'écrêtage spécifique et d'écrêtage spécifique inverse sont alors complémentaires et choisis en raison de leur grande simplicité quant à leur mise en œuvre, la fonction d'écrêtage étant positive, monotone et croissante. On comprend, en outre, que les processus d'écrêtage spécifique respectivement d'écrêtage spécifique inverse justifiés en particulier pour un signal radioélectrique modulé en bande de base, en référence à la figure Ib, peuvent en outre bien entendu, être mis en œuvre soit en fréquence intermédiaire IF, soit en radiofréquence RF sans sortir du cadre de l'objet de la présente invention.
Un mode de mise en œuvre préférentiel du procédé de transmission d'un signal radioélectrique modulé avec une forte dynamique d'amplitude, conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant décrit en liaison avec les figures 2a à 2c. En référence à la figure 2a, on indique que le traitement d'écrêtage spécifique exécuté à la sous étape A1 de la figure précitée est suivie en une sous étape A2 d'un filtrage, tel qu'un filtrage de Nyquist par exemple, de façon à limiter les interférences inter-symboles et la remontée des lobes secondaires dans les canaux adjacents, ainsi que mentionné précédemment dans la description. Pour une modulation de type OFDM telle que décrite précédemment dans la description dans le cadre d'une mise en œuvre du procédé objet de l'invention en référence à la norme 802.11 a/g et pour une modulation de type OFDM comportant 52 sous porteuses, le traitement d'écrêtage E et le traitement d'écrêtage inverse E"1, peuvent être réalisés en bande de base. Dans ce cas, le filtrage précité est un filtrage de type Nyquist de largeur de bande 10 MHz avec un facteur d'arrondi désigné Roll-off Factor en anglais de 0.35. Il est à préciser que de nombreux systèmes de transmission intègrent déjà un tel filtrage ce qui permet de dire que le procédé innovant n'ajoute pas de complexité supplémentaire.
De même, en référence à la figure 2b, on indique que à la réception, le traitement d'écrêtage spécifique inverse exécuté à la sous étape D2 de la figure 2b est précédé d'un filtrage exécuté à la sous étape D1, ce type de filtrage étant toutefois limité à un filtrage anti-bruit, limitant simplement la bande de fréquence de bruit, pour maintenir le rapport signal à bruit, du signal modulé, restitué, non écrêté. En référence aux figures 2a et 2b, on indique que les filtrages exécutés au sous étapes A2, à l'émission, respectivement D1 à la réception, ne sont pas symétriques.
Un mode spécifique de mise en œuvre du procédé, objet de la présente invention, sera maintenant décrit en liaison avec la figure 2c représentant un diagramme amplitude d'entrée IA amplitude de sortie OA.
Le procédé de transmission objet de la présente invention est particulièrement adapté à une mise en œuvre industrielle, tenant compte des imperfections et non linéarités de l'amplification de puissance appliquée au signal modulé, en particulier par tout appareil grand public, disponible dans le commerce.
Ainsi, en référence à la figure 2c, pour une amplification de puissance à l'émission présentant une non linéarité gain/amplitude spécifique, cette non linéarité étant représentée par la courbe en trait pointillé, notée PA pour l'amplification de puissance, et illustrée par un courbe non linéaire de pente inférieure à la droite de pente 1 représentant la linéarité parfaite, représentée en trait mixte sur la figure.2ç, le traitement d'écrêtage spécifique E est choisi de façon à représenter une non linéarité atténuation/amplitude, sensiblement supérieure à la non linéarité gain/amplitude de l'amplification de puissance précitée.
Ainsi, sur la figure 2c, la non linéarité atténuation/amplitude du traitement d'écrêtage spécifique E présente une distance supérieure à la droite de pente 1 de la figure 2c, à celle de la distance de la non linéarité gain/amplitude de l'amplification de puissance PA.
De même, et conformément à un aspect remarquable du procédé de transmission objet de la présente invention, la non linéarité atténuation inverse/amplitude du traitement d'écrêtage spécifique inverse E" peut alors être choisie sensiblement symétrique à celle du traitement d'écrêtage spécifique E, vis-à- vis de la droite pente 1 sur la figure 2c.
En référence à la figure 2c, pour tout signal radioélectrique modulé d'amplitude I soumis à l'écrêtage spécifique E, on obtient, après écrêtage, une amplitude écrêtée EI, puis pour tout signal modulé traité d'amplitude EI, soumis au traitement d'écrêtage spécifique inverse E"1 on obtient, ainsi que représenté sur la figure 2c, un signal modulé restitué d'amplitude E-1EI, c'est-à-dire sensiblement égal à I.
On comprend, en particulier, que la non linéarité gain/amplitude spécifique de l'amplification de puissance située entre la courbe de non linéarité de l'écrêtage spécifique E respectivement de l'écrêtage spécifique inverse E"1 est alors masquée, ainsi que représenté au dessin de la figure 2c. Sur la figure 2c les axes d'abscisses et d'ordonnées sont gradués en amplitude d'entrée IA respectivement de sortie OA du signal modulé soumis soit au traitement spécifique d'écrêtage E, soit au traitement spécifique d'écrêtage inverse E"1.
En ce qui concerne la mise en œuvre du traitement d'écrêtage spécifique, on indique que lorsque, dans un mode de mise en œuvre non limitatif, le procédé objet de l'invention est appliqué en bande de base par exemple, ce dernier peut être exécuté sur une version numérique du signal modulé. Dans ce cas, le traitement d'écrêtage spécifique est appliqué par l'intermédiaire d'une caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par une fonction positive, monotone et croissante de l'amplitude des échantillons du signal radio électrique modulé. Par exemple, une fonction polynomiale à coefficients impairs correspondant à une fonction positive, monotone et croissante vérifie la relation (4) :
Figure imgf000015_0001
Par définition, la fonction polynomiale précitée est non linéaire et le choix d'une fonction polynomiale à coefficients impairs est justifié par l'avantage de limiter le niveau des produits d'intermodulation d'ordre 2, lesquels sont susceptibles de se retrouver dans la bande de signal utile et donc de dégrader le rapport signal à bruit.
De même, en ce qui concerne le traitement d'écrêtage spécifique inverse, on indique que celui-ci peut être appliqué dans les mêmes conditions par l'intermédiaire d'une caractéristique dont la fonction de transfert échantillonné est représentée par une autre fonction polynomiale à coefficients impairs de l'amplitude des échantillons du signal traité.
Cette autre fonction polynomiale vérifie la relation (5) :
(5) f (x) = ∑lb2M *x2Ml
/c=Q La relation entre les fonctions polynomiales précitées est donnée par la symétrie par rapport à la droite de pente 1 de la figure 2c.
Une description plus détaillée d'un émetteur et d'un récepteur radio fréquence d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, conforme à l'objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec les figures 3a à 3c. D'une manière générale, on indique que l'émetteur et le récepteur radio- fréquence d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, conformes à l'objet de la présente invention, sont mis en œuvre pour un signal modulé en bande de base de manière non limitative.
En référence à la figure 3a, l'émetteur objet de l'invention, peut comporter à ce titre, une partie numérique D, dans laquelle le traitement en bande de base est effectué, en particulier le traitement d'écrêtage spécifique E, et une partie analogique A, permettant d'assurer, d'une part, la transformation du signal numérique en bande de base après écrêtage en un signal analogique, puis une translation du signal à la porteuse radiofréquence, avant amplification de puissance PA et, d'autre part, le rayonnement par l'intermédiaire d'une antenne d'émission TA après filtrage RFF.
Ainsi que représenté en figure 3a, l'émetteur radio fréquence, objet de la présente invention, comporte au moins un amplificateur de puissance PA lequel est connecté à un étage radio fréquence comportant de manière classique un étage de changement de fréquence sur une voie en phase I et une voie en quadrature de phase Q, la voie analogique A précitée et chacune des voies en phases respectivement en quadrature de phase, recevant par l'intermédiaire d'un convertisseur numérique analogique CNA, le signal modulé traité, lequel a été soumis en bande de base, c'est- à-dire sous forme de signal numérique, au traitement d'écrêtage spécifique précité sur chacune des voies en phase I respectivement en quadrature de phase Q. Ainsi que représenté en figure 3 a, l'émetteur radio fréquence comporte de manière remarquable dans ce but, au moins un étage d'écrêtage spécifique du signal modulé placé en amont de l'amplificateur de puissance.
Sur la figure 3a, l'étage d'écrêtage spécifique est réputé comporter un module d'écrêtage sur la voie en phase, module Ei et un module d'écrêtage sur la voie en quadrature de phase, module EQ. Ceci permet de réduire la distance du point de recul vis à vis de la zone de saturation de l'amplificateur de puissance PA, ainsi que mentionné précédemment dans la description, et de délivrer le signal modulé traité à l'amplificateur de puissance PA. Selon un aspect remarquable de l'émetteur radio fréquence objet de la présente invention, on indique que l'étage d'écrêtage spécifique est constitué par un composant de caractéristique non linéaire, dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par une fonction positive, monotone et croissante, dans ce cas présent une fonction polynomiale à coefficients impairs de l'amplitude des échantillons du signal modulé.
En référence à la figure 3a, on indique que l'émetteur, objet de la présente invention, comporte ainsi les modules Ei sur la voie en phase I respectivement le module EQ sur la voie en quadrature de phase Q, la fonction polynomiale à coefficients impairs précédemment citée n'étant autre que celle donnée par la relation 4 précédemment mentionnée dans la description.
Sur la figure 3b, on a en outre représenté la fonction de transfert échantillonné illustrant la fonction polynomiale à coefficients impairs précitée symétrique par rapport à l'origine 0 de l'amplitude x du signal modulé, soumis au traitement d'écrêtage spécifique. Relativement au composant de caractéristique non linéaire précité dont la fonction de transfert est représentée en figure 3b en trait continu, pour le traitement d'écrêtage E, on indique que le composant précité, écrête le signal modulé à un certain niveau, si bien qu'il est opportun de définir le facteur d'écrêtage CF pour ÇJiping Factor en anglais, comme le rapport de l'amplitude du signal modulé traité à Ia valeur efficace du signal modulé, c'est-à-dire avant traitement d'écrêtage, le facteur d'écrêtage précité CF étant compris entre 0.5 et 1.8.
En outre, la fonction de transfert non linéaire du composant précité permet de minimiser la distance du point de recul vis-à-vis de la zone de saturation de l'amplificateur de puissance PA, cette distance étant mesurée par un écart de puissance entre la puissance de saturation de l'amplificateur de puissance PA et la puissance maximale d'écrêtage compris entre 2 et 3 dB. .
En outre, l'étage d'écrêtage E comprend un filtre, tel qu'un filtre de Nyquist par exemple en cascade avec le composant de caractéristique non linéaire, le filtre précité permettant de limiter les interférences inter-symboles et/ou les remontées des lobes secondaires dans les canaux adjacents. Ce filtre précité existe déjà dans de nombreux systèmes de transmission ce qui permet de confirmer que le procédé ne rajoute pas une grande complexité audit système objet de l'invention.
Sur la figure 3a, chaque voie en phase I respectivement en quadrature de phase Q, comporte ainsi un module de filtrage de Nyquist noté NF1 respectivement
NFQ.
En référence à la figure 3c, on indique que le récepteur objet de la présente invention est spécialement adapté pour le traitement d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, ce signal étant traité à l'émission en amont d'un amplificateur de puissance par un traitement d'écrêtage spécifique, tel que décrit en liaison avec les figures la, Ib, 2a, 2b et 3a, 3b, de façon à réduire la distance du point de recul vis-à-vis de la zone de saturation nécessaire à l'amplification de puissance.
Ainsi, qu'on l'observera sur la figure 3c, le récepteur objet de l'invention comporte, de manière classique, un antenne de réception RA, un filtre RFF, un amplificateur à faible bruit LNA et un étage de changement de fréquence à partir d'un oscillateur local RFO permettant de translater le signal en bande de base pour le démoduler et obtenir ainsi une voie en phase I et une voie en quadrature de phase Q. L'ensemble des éléments précités constituent la partie analogique A du récepteur objet de la présente invention. Après contrôle automatique de gain CAG et conversion analogique numérique ADC, le récepteur objet de l'invention comporte un partie numérique D, comportant un filtre pour diminuer la puissance de bruit dans le canal et un étage d'écrêtage spécifique inverse, noté E"1, de façon à restituer le signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, c'est-à-dire un signal non écrêté. Il est important de souligner que cette démodulation analogique précitée réalisée en bande de base (état de l'art) peut être réalisée par un traitement numérique à une fréquence intermédiaire IF.
On comprend, bien sûr, à l'observation de la figure 3c que l'étage d'écrêtage spécifique inverse E"1 consiste en un module d'écrêtage spécifique inverse, noté Ef1 connecté en cascade sur le voie en phase I et en un module d'écrêtage spécifique inverse, noté EQ "1 connecté en cascade sur le voie en quadrature de phase Q.
Ainsi que représenté, en outre, en figure 3c, l'étage d'écrêtage spécifique inverse et finalement chaque module Ef1 et EQ "1 est constitué par un composant de caractéristique non linéaire, dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par l'autre fonction polynomiale à coefficients impairs de l'amplitude des échantillons du signal modulé traité.
Sur la figure 3b, on a représenté la caractéristique non linéaire du composant, c'est-à-dire du module Ef1 respectivement EQ "1, la fonction polynomiale précitée est donnée par la relation 5, précédemment donnée dans la description.
Cette fonction est représentée en traits pointillés sur la figure 3b. La caractéristique non linéaire précitée permettant d'introduire l'écrêtage spécifique inverse E"1, est alors symétrique par rapport à la droite de pente égale à 1 vis-à-vis de la caractéristique non linéaire permettant d'appliquer l'écrêtage spécifique E.
Les fonctions de transfert données par les relations 4 et 5 précitées sont liées par la symétrie indiquée précédemment dans la description. Enfin, ainsi que représenté sur la figure 3c, les modules d'écrêtage inverse
Ef1 respectivement EQ "1 sont précédés d'un module de filtrage anti-bruit, placé sur la voie en phase I respectivement sur la voie en quadrature de phase Q et dénotés pour cette raison ANFI respectivement ANFQ. D'une manière plus spécifique, on indique que les modules de filtrage anti-bruit précités, peuvent être constitués par des filtres passe-bas, par exemple.
Des résultats de simulation d'essais de la mise en œuvre du procédé de transmission objet de la présente invention et en particulier d'une chaîne de transmission incorporant un émetteur et un récepteur, tels que décrits précédemment, en liaison avec les figures 3a à 3c seront maintenant donnés, ci-après.
Pour les tests de simulation précités, on indique que ces tests ont été mis en œuvre relativement au standard 802.11 a/g en modulation de type OFDM à 52 sous porteuses. Le traitement d'écrêtage spécifique et le traitement d'écrêtage spécifique inverse étaient réalisés en bande de base sur chacune des voies, en phase respectivement en quadrature de phase, tel que décrit précédemment en liaison avec les figures 3a à 3c, avec un filtrage de Nyquist, à l'émission, de largeur de bande de 10 MHz et un facteur de roll-off de 0.35, ainsi que mentionné précédemment dans la description.
Pour ce qui concerne l'amplificateur de puissance, partie émetteur, celui-ci a été choisi en référence à un modèle comportemental, pour lequel la puissance de saturation est considérée comme une variable ce qui permet de simplifier la paramétrisation selon le PAPR recherché. D'autre part, pour cette simulation il est précisé que la chaîne de simulation n'intègre pas d'algorithme de correction d'erreur, fonction qui améliorera de fait les résultats obtenus.
Les essais de simulation ci-après ont été effectués, compte tenu de : la qualité de service en terme de pourcentage d'erreur binaire BER, la remontée de puissance spectrale dans les canaux adjacents, caractérisée par le paramètre de réjection, par l'ACPR pour Adjacent Çhannel Power Rejection en anglais.
Les essais de simulation ont alors été effectués pour : un facteur d'écrêtage : CF = 0.5. ; 0.7 ; 0.9 ; 1.2 ; 1.5 ; 1.8 ; un niveau de recul de la puissance moyenne à l'entrée par rapport à la puissance de saturation à l'entrée, ce paramètre représentant, bien entendu, la distance du point de recul vis-à-vis de la zone de saturation de l'amplificateur de puissance, ce paramètre désigné IBO pour Input Back-Off, prenant les valeurs O ; 1 ;
2 ; 3 ; 4 ; 5 en dB.
En premier lieu, les résultats de simulation précités ont permis de mettre en évidence, l'influence de l'écrêtage et en particulier du facteur d'écrêtage précité et de la distance de retrait du point de retrait de la puissance moyenne par rapport à la puissance de saturation de l'amplificateur de puissance RP sur le rapport spécifique
ACPR.
Ces essais ont permis d'illustrer que la remontée des lobes secondaires est fonction des 2 paramètres que sont le facteur d'écrêtage CF lié au signal écrêté avant amplification, et la distance de retrait, c'est-à-dire la variable IBO précitée.
Pour une valeur de retrait donnée en dB, la dégradation du facteur ACPR est liée à la croissance du facteur d'écrêtage CF. Dès l'instant où, le rapport PAPR du signal écrêté est inférieur au niveau de la distance de retrait, c'est-à-dire du paramètre IBO, seul le facteur d'écrêtage CF influe sur la valeur de l'ACPR. En particulier, si l'on ne souhaite pas l'existence de distorsion de la part .de l'amplificateur de puissance RF, un fonctionnement en zone linéaire de l'amplificateur de puissance RF peut être prévu au prix toutefois d'une très nette dégradation de l'efficacité , plus de
5%, à puissance moyenne maximale. Les essais précités ont en outre montré que pour un valeur de l'ACPR donnée, -29 dB, il est possible de gagner sur la distance de retrait, c'est-à-dire le paramètre IBO, une valeur de 3 dB en écrêtant le signal.
Les essais de simulation précités ont en outre permis d'évaluer l'influence du procédé de transmission objet de la présente invention, en particulier du processus d'écrêtage spécifique, respectivement du processus d'écrêtage spécifique inverse, sur les performances d'une chaîne de transmission constituée par un émetteur et un récepteur, telle que illustrée en figure 3a à 3c, précédemment décrites.
Les performances d'une chaîne de transmission sont évaluées à partir d'indicateurs, en particulier, un indicateur EVM pour Error Vector Magnitude en anglais où en outre le pourcentage ou taux d'erreur de bits, BER. Les essais de simulation précités ont permis de confirmer l'influence positive du processus d'écrêtage spécifique inverse appliqué à la réception.
En particulier, il est possible de gagner 10 dB sur le taux d'erreur de bits pour un facteur de crête de plus 0.7, c'est-à-dire pour un niveau de signal écrêté égal à 70% de la valeur efficace du signal non écrêté et pour une distance de point de recul vis-à-vis de la zone de saturation, c'est-à-dire un paramètre IBO, de plus de 2 dB.
D'autre part, dans les mêmes conditions, un gain de près de 5 dB peut être envisagé sur le facteur EVM, avec un influence directe sur le gain du rapport signal à bruit à la démodulation. La figure 4a représente un diagramme tridimensionnel de l'évolution du taux d'erreur de bits BER en fonction du facteur d'écrêtage CR et de la distance de recul IBO. L'observation de la figure 4a précitée confirme bien l'existence d'un optimum pour un taux d'erreur bits acceptable.
Sur la figure 4a, ce compromis peut être évalué pour un facteur d'écrêtage CR compris entre 0.85 et 0.93, typiquement CF=0.9, ce qui représente un bon écrêtage (E=OJ) et une distance de retrait IBO faible de 2 à 3 dB pour un taux d'erreur de bit BER de l'ordre de 10."4 à 10."5. En tout cas, un gain de 3 dB sur la distance de retrait IBO, peut-être envisagé pour la même valeur du taux d'erreur de bit BER.
Il est en de même en ce qui concerne le paramètre EVM, lequel permet dans un diagramme tridimensionnel non représenté aux dessins de mettre en évidence la présence de l'optimum précité, toujours pour sensiblement les mêmes valeurs de facteur d'écrêtage CF compris entre 0.85 et 0.93 et de distance du point de recul IBO compris entre 2 et 3 dB. Dans cette situation, l'optimum du paramètre EVM est de
-18 à -20 dB. Dans ce cas, un gain de 3 dB sur le paramètre de distance du point de retrait IBO est envisageable pour la même valeur du paramètre EVM.
La zone optimum pour les valeurs précitées du facteur d'écrêtage CF, respectivement de la distance du point de retrait IBO, tant pour ce qui concerne le taux d'erreur de bit BER que le paramètre de EVM, permet de justifier la mise en œuvre du procédé objet de la présente invention, et, bien entendu, de l'émetteur et du récepteur permettant la mise en œuvre de ce dernier. En particulier, la mise en œuvre du processus de traitement d'écrêtage spécifique inverse permet d'améliorer le taux d'erreur bits BER et le paramètre EVM suite à l'application de l'écrêtage spécifique inverse.
L'amélioration est importante pour les facteurs d'écrêtage CF faibles, c'est- à-dire pour un écrêtage fort, car dans cette région l'amplificateur est transparent et donc l'inversion élimine toutes les distorsions introduites par l'écrêtage.
Lorsque, au contraire, on choisit un écrêtage moindre, c'est-à-dire un facteur d'écrêtage élevé proche de la valeur 1, alors l'amplificateur de puissance n'est plus transparent et ce dernier introduit lui aussi des distorsions par saturation qui, ensuite, ne sont plus compensées par l'écrêtage spécifique inverse car le traitement d'écrêtage spécifique inverse élimine seulement les distorsions dues à l'écrêtage appliqué à l'émission.
Le chronogramme représenté en figure 4b est réalisé pour le signal modulé d'origine en trait pointillé, le signal écrêté obtenu après application du traitement d'écrêtage spécifique à l'émission représenté en continu et le signal reconstitué, c'est- à-dire après application du traitement d'écrêtage inverse à la réception, représenté en traits mixtes. A l'observation de la figure 4b, on peut constater la faible distorsion d'amplitude introduite par le procédé objet de la présente invention, dans la mesure où la différence d'amplitude entre le signal restitué et le signal d'origine, n'excède pas ponctuellement 10%.
Enfin, les essais de simulation précités ont permis de montrer qu'il est possible de réduire la distance du point de recul vis-à-vis de la saturation de 3 dB. Cette réduction se répercute, bien entendu de façon positive sur le rendement de l'amplificateur de puissance PA et bien entendu sur la consommation d'ensemble de l'appareil émetteur, en particulier lorsque celui-ci est un émetteur d'un terminal de radio téléphonie mobile, par exemple.
En référence à la figure 4c, à partir de la courbe 1 du rendement d'un amplificateur de puissance d'un terminal mobile dit 3 G, pour terminal de troisième génération, on arrive à établir qu'il est possible de gagner 10% en rendement pour une diminution de la distance de point de recul IBO de 3 dB. Ce gain en rendement paraît particulièrement important, compte tenu du fait que la consommation de l'amplificateur de puissance PA peut représenter plus de 50% de la consommation totale de la chaîne d'émission. L'autonomie d'un terminal mobile équipé d'un tel émetteur et mettant ainsi en œuvre le procédé objet de la présente invention, peut ainsi être grandement améliorée, à performance sensiblement égale eu égard au chronogramme illustré en figure 4b, établissant la quasi absence de distorsion.
En outre, le procédé de transmission respectivement d'émission et/ou de réception d'un signal, l'émetteur et/ou le récepteur et les modules d'écrêtage respectivement d'écrêtage inverse, objets de la présente invention, peuvent avantageusement être mis en œuvre sur un signal numérique, en bande de base par exemple.
En particulier, dans cette hypothèse, ils peuvent être mis en œuvre par l'intermédiaire de : un produit de programme enregistré sur un support de mémorisation pour exécution par un ordinateur exécutant la fonction d'écrêtage spécifique A Figure la, Al Figure 2a, décrite précédemment dans la description, de façon à réduire la distance du point de recul vis-à-vis de la zone de saturation nécessaire à l'amplification du signal modulé et à engendrer un signal modulé traité. Ce produit de programme peut être implanté dans l'émetteur objet de l'invention représenté Figure 3 a, pour mettre en œuvre les modules Ei et EQ, ainsi que les modules de filtrage NF, sur la voie en phase respectivement en quadrature de phase ; un produit de programme enregistré sur un support de mémorisation pour exécution par un ordinateur exécutant la fonction d'écrêtage inverse D Figure la, D2 Figure 2b, décrite précédemment dans la description, permettant de soumettre un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude mais soumis à l'émission en amont de l'amplification de puissance à un traitement d'écrêtage spécifique, à un écrêtage inverse afin de restituer le signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude. Ce produit de programme peut être implanté dans le récepteur objet de l'invention représenté en figure 3 c, pour mettre en œuvre les modules E1 "1 et EQ "1, ainsi que les modules de filtrage ANFI et ANFQ, sur la voie en phase respectivement en quadrature de phase.
Enfin, les produits de programme précités peuvent de manière particulièrement avantageuse être mis en œuvre sous forme d'un composant programmable, formant le module d'écrêtage spécifique E ou le module d'écrêtage inverse E'1 décrits précédemment dans la description en liaison avec les figures 3 a,
3b et 3c.
Dans ce but, dans un mode de mise en œuvre préférentiel non limitatif, le composant programmable précité peut être mis en œuvre sous forme d'un processeur de signal numérique DSP pour Digital Signal Processor en anglais. Le composant précité peut alors être programmé pour exécuter l'une et/ou l'autre des fonctions d'écrêtage ou d'écrêtage inverse. . •

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de transmission d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, ledit signal modulé étant soumis à une amplification de puissance, préalablement à sa transmission, caractérisé en ce qu'il consiste au moins à :
- soumettre, à l'émission, ledit signal modulé, en amont de ladite amplification de puissance, à un traitement d'écrêtage spécifique, de façon à réduire la distance du point de recul, vis-à-vis de la zone de saturation, nécessaire à cette amplification de puissance, ledit traitement d'écrêtage spécifique, pour une amplification de puissance à l'émission présentant une non-linéarité gain/amplitude spécifique, présentant une non-linéarité atténuation/amplitude sensiblement supérieure à la non-linéarité gain/amplitude de ladite amplification de puissance, pour masquer la non linéarité gain/amplitude de ladite amplification de puissance ; et, suite à la transmission dudit signal modulé traité, — soumettre, à la réception, ledit signal modulé traité à un traitement d'écrêtage spécifique inverse, de façon à restituer ledit signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, non écrêté.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que celui-ci consiste à appliquer, à l'émission, ledit traitement d'écrêtage spécifique sur ledit signal modulé soit en bande de base, soit en fréquence intermédiaire ou encore en radiofréquence.
3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que celui-ci consiste à appliquer, à la réception, ledit traitement d'écrêtage spécifique inverse sur ledit signal traité soit en bande de base, soit en fréquence intermédiaire ou encore en radiofréquence.
4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que, à l'émission, ledit traitement d'écrêtage spécifique est suivi d'un filtrage spécifique, de façon à limiter les interférences inter-symboles et la remontée des lobes secondaires dans les canaux adjacents.
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que, à la réception, ledit traitement d'écrêtage spécifique inverse est précédé d'un filtrage limitant la bande de bruit dans le canal, pour maintenir un rapport signal à bruit convenable.
6. Procédé selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que ledit traitement d'écrêtage spécifique est appliqué par l'intermédiaire d'une caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par une fonction positive, croissante et monotone de l'amplitude des échantillons dudit signal radioélectrique modulé. •
7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que ledit traitement d'écrêtage spécifique inverse est appliqué par l'intermédiaire d'une caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par l'inverse de ladite fonction positive, monotone et croissante d'écrêtage.
8. Procédé d'émission d'un signal modulé, avec une forte dynamique d'amplitude, caractérisé en ce que celui-ci consiste à soumettre ce signal, en amont de l'amplification de puissance de ce dernier, à un traitement d'écrêtage spécifique, de façon à réduire la distance du point de recul, vis-à-vis de la zone de saturation nécessaire à cette amplification, pour engendrer un signal modulé traité.
9. Procédé de réception d'un signal modulé, avec une forte dynamique d'amplitude, soumis à l'émission en amont de l'amplification de puissance de ce dernier à un traitement d'écrêtage spécifique, pour engendrer un signal modulé traité, caractérisé en ce qu'il consiste à soumettre ledit signal modulé traité à un traitement d'écrêtage spécifique inverse, de façon à restituer ledit signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude.
10. Émetteur radiofréquence d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude comportant au moins un amplificateur de puissance radiofréquence connecté à une antenne d'émission, caractérisé en ce que ledit émetteur radiofréquence comporte au moins un étage d'écrêtage spécifique dudit signal modulé placé en amont dudit amplificateur de puissance radiofréquence, de façon à réduire la distance du point de recul vis-à-vis de la zone de saturation dudit amplificateur de puissance, et délivrer un signal modulé traité.
11. Émetteur, selon la revendication 10, caractérisé en ce que ledit étage d'écrêtage spécifique est constitué par un composant de caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par une fonction positive, monotone et croissante de l'amplitude des échantillons dudit signal modulé.
12. Émetteur selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit composant de caractéristique non-linéaire présente en bande de base un facteur d'écrêtage, défini comme le rapport de l'amplitude du signal modulé traité à la valeur efficace du signal modulé compris entre 0,85 et 0,93 et une distance du point de recul, vis-à-vis de la zone de saturation dudit amplificateur de puissance, compris entre 2 et 3 dB.
13. Émetteur selon l'une des revendications 11 ou 12, caractérisé en ce que ledit étage d'écrêtage comporte en outre un filtre spécifique en cascade avec ledit composant de caractéristique non linéaire et permettant de limiter les interférences inter-symboles et la remontée des lobes secondaires dans les canaux adjacents.
14. Récepteur radiofréquence d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude et traité, à l'émission, en amont d'une amplification de puissance par un traitement d'écrêtage spécifique, de façon à réduire la distance du point de recul, vis-à-vis de la zone de saturation, nécessaire à cette amplification de puissance, caractérisé en ce que ce récepteur radiofréquence comporte au moins un étage d'écrêtage spécifique inverse, de façon à restituer ledit signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, non écrêté.
15. Récepteur selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit étage d'écrêtage spécifique inverse est constitué par un composant de caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par la fonction inverse de ladite fonction d'écrêtage.
16. Module d'écrêtage d'un signal modulé, caractérisé en ce qu'il est constitué par un composant de caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par une fonction positive, monotone et croissante de l'amplitude des échantillons dudit signal modulé.
17. Module d'écrêtage inverse d'un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude et traité, à l'émission, en amont d'une amplification de puissance par un traitement d'écrêtage représenté par une fonction positive monotone et croissante de l'amplitude des échantillons du signal modulé, caractérisé en ce que ledit module d'écrêtage inverse est constitué par un composant de caractéristique non linéaire dont la fonction de transfert échantillonnée est représentée par la fonction inverse de ladite fonction d'écrêtage.
18. Produit de programme d'ordinateur enregistré sur un support de mémorisation pour exécution par un ordinateur, caractérisé en ce qu'il permet de soumettre, avant amplification de puissance, un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude à un traitement d'écrêtage spécifique, de façon à réduire la distance du point de recul vis-à-vis de la zone de saturation nécessaire à cette amplification, pour engendrer un signal modulé traité.
19. Produit de programme d'ordinateur enregistré sur un support de mémorisation pour exécution par un ordinateur, caractérisé en ce qu'il permet de soumettre un signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude, soumis à l'émission en amont de l'amplificateur de puissance de ce dernier, à un traitement d'écrêtage spécifique, à un traitement d'écrêtage spécifique inverse, de façon à restituer ledit signal modulé avec une forte dynamique d'amplitude.
20. Composant programmable, caractérisé en ce qu'il comporte un produit de programme programmable selon l'une des revendications 18 et/ou 19.
21. Composant programmable selon la revendication 20, caractérisé en ce que ledit composant programmable est un processeur de signal numérique.
PCT/FR2006/000915 2005-04-28 2006-04-24 Procede de transmission d'un signal module avec une forte dynamique d'amplitude, emetteur et recepteur correspondant Ceased WO2006114513A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0504311 2005-04-28
FR0504311 2005-04-28

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2006114513A1 true WO2006114513A1 (fr) 2006-11-02

Family

ID=35447324

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/FR2006/000915 Ceased WO2006114513A1 (fr) 2005-04-28 2006-04-24 Procede de transmission d'un signal module avec une forte dynamique d'amplitude, emetteur et recepteur correspondant

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2006114513A1 (fr)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1065856A2 (fr) * 1999-06-17 2001-01-03 Itelco - S.p.A. Système de prédistorsion à bande de base d'amplificateurs linéaires
US20030067990A1 (en) * 2001-10-01 2003-04-10 Bryant Paul Henry Peak to average power ratio reduction in a digitally-modulated signal
US20040005014A1 (en) * 2002-07-02 2004-01-08 Shilpa Talwar System and method for adjusting a power level of a transmission signal

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1065856A2 (fr) * 1999-06-17 2001-01-03 Itelco - S.p.A. Système de prédistorsion à bande de base d'amplificateurs linéaires
US20030067990A1 (en) * 2001-10-01 2003-04-10 Bryant Paul Henry Peak to average power ratio reduction in a digitally-modulated signal
US20040005014A1 (en) * 2002-07-02 2004-01-08 Shilpa Talwar System and method for adjusting a power level of a transmission signal

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0950306B1 (fr) Procede et dispositif de mise en forme d&#39;un bruit d&#39;ecretage d&#39;une modulation multiporteuse
EP0361608B1 (fr) Circuit de prédistorsion adaptative
EP0380167B1 (fr) &#34;Circuit de prédistorsion adaptative&#34;
EP2428012B1 (fr) Réduction du rapport puissance crête à puissance moyenne dans un signal multiporteuse
FR2707127A1 (fr) Système de transmission numérique à prédisposition.
EP0929148A1 (fr) Procédé et système de linéarisation numérique d&#39;un amplificateur
EP0421533A1 (fr) Dispositif de prédistorsion pour système de transmission numérique
FR2928233A1 (fr) Procedes de transmission et de reception d&#39;un signal multiporteuse comprenant un intervalle de garde, produits programme d&#39;ordinateur, dispositifs d&#39;emission et de reception, et signal correspondants
EP1969792B1 (fr) Procede et dispositif d&#39;entrelacement dynamique
Rodrigues et al. IMD reduction with SLM and PTS to improve the error-probability performance of nonlinearly distorted OFDM signals
WO2014053757A1 (fr) Procede de transmission d&#39;un signal multiporteuse, dispositif de transmission et programme d&#39;ordinateur correspondants
WO2019166168A1 (fr) Procédés d&#39;émission et de réception d&#39;un signal radiofréquence dans un système de transmission par satellite, émetteur, récepteur de caractérisation et programme d&#39;ordinateur correspondants
EP3125486B1 (fr) Reduction du facteur de crete d&#39;une voie d&#39;emission d&#39;un signal mono-porteuse
EP3292668B1 (fr) Réduction du rapport puissance crête à puissance moyenne d&#39;un signal multiporteuse
EP3780529A1 (fr) Dispositif et procédé pour la signalisation de communications à travers un spectre fragmenté
WO2006114513A1 (fr) Procede de transmission d&#39;un signal module avec une forte dynamique d&#39;amplitude, emetteur et recepteur correspondant
FR3024001A1 (fr) Procede de reduction du facteur de crete d&#39;un signal large-bande
FR2897734A1 (fr) Procede d&#39;emission avec allocation optimale de puissance emise pour emetteur multi porteuses
EP2219333B1 (fr) Procédé et dispositif de transmission d&#39;un signal multiporteuse réduisant le rapport puissance crête à puissance moyenne et programme correspondant
WO2014128176A2 (fr) Procedes et dispositifs de transmission et de reception d&#39;un signal multiporteuse reduisant le rapport puissance crête à puissance moyenne, programme et signal correspondants
CN114978837A (zh) 一种滤波器组多载波系统信号传输方法、装置及存储介质
WO2014155024A1 (fr) Procede de transmission d&#39;un signal multiporteuse, dispositif de transmission et programme d&#39;ordinateur correspondants
FR2913835A1 (fr) Traitement d&#39;un signal de communication, avant amplification en modulation multi-porteuses
FR3157997A1 (fr) Procédé d&#39;estimation d&#39;un signal de retour souple dans un récepteur turbo basé sur la propagation d&#39;espérance
FR3157999A1 (fr) Procédé de calcul d&#39;une table de correspondance entre une variance d&#39;échantillons d&#39;entrée d&#39;un démodulateur souple et une variance associée à des LLR bits a priori dans un récepteur turbo

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: DE

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: RU

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: RU

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06743733

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 6743733

Country of ref document: EP