[go: up one dir, main page]

WO2006018567A9 - Dispositif rayonnant a filtrage de frequence integre et procede de filtrage correspondant - Google Patents

Dispositif rayonnant a filtrage de frequence integre et procede de filtrage correspondant

Info

Publication number
WO2006018567A9
WO2006018567A9 PCT/FR2005/050590 FR2005050590W WO2006018567A9 WO 2006018567 A9 WO2006018567 A9 WO 2006018567A9 FR 2005050590 W FR2005050590 W FR 2005050590W WO 2006018567 A9 WO2006018567 A9 WO 2006018567A9
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
line
length
frequency
slot
coupling
Prior art date
Application number
PCT/FR2005/050590
Other languages
English (en)
Other versions
WO2006018567A1 (fr
Inventor
Philippe Minard
Ali Louzir
Christophe Goujon
Original Assignee
Thomson Licensing
Philippe Minard
Ali Louzir
Christophe Goujon
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thomson Licensing, Philippe Minard, Ali Louzir, Christophe Goujon filed Critical Thomson Licensing
Publication of WO2006018567A1 publication Critical patent/WO2006018567A1/fr
Publication of WO2006018567A9 publication Critical patent/WO2006018567A9/fr

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/10—Resonant slot antennas
    • H01Q13/106—Microstrip slot antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/1007—Microstrip transitions to Slotline or finline
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/08—Radiating ends of two-conductor microwave transmission lines, e.g. of coaxial lines, of microstrip lines
    • H01Q13/085—Slot-line radiating ends

Definitions

  • the present invention relates to a radiating device operating by electromagnetic coupling in which a signal is filtered in order to reject at least one undesirable frequency.
  • the invention also relates to a method for filtering a signal in order to reject at least one undesirable frequency thereof in a radiating device operating by electromagnetic coupling.
  • Wireless telecommunications have experienced strong development since the advent of consumer mobile telephony. These communications systems have diversified considerably and no longer affect only telephone networks but also wireless local area network systems, for example WLAN networks at 2.4GHz and 5GHz. Radiant devices using electromagnetic coupling to effect power transfer are commonly used in such systems. We note that these systems require spectral resources more and more important to be able to satisfy the demand for new expensive services in terms of speed. Thus it becomes necessary to manage the spectral resources at best. The exploitation of the resources allocated for each of the communication systems must therefore be optimized and the possible interactions between wireless systems must be reduced.
  • bidirectional communication systems such as satellite systems or wireless home multimedia applications, integrate transmission / reception functions requiring significant isolation between these two channels, given the important relationship between the signal levels. transmission and reception channels.
  • the invention is part of an approach to reduce interactions and consists in rejecting unwanted frequencies such as lines. interference from other systems, interference from the transmission / reception chain, a harmonic, a subband of a broadband antenna ...
  • the present invention provides a radiating device having means for filtering a signal so as to reject at least one unwanted frequency thereof, which does not have the drawbacks of the filtering means of the prior art, as well as a corresponding filtering method.
  • the present invention relates to a radiating device such that the coupling conditions are chosen so as to make it possible to reject at least one undesirable frequency.
  • the radiating device has an integrated filtering function.
  • the use of the electromagnetic coupling itself to filter unwanted frequencies allows according to the invention to integrate this function in the radiating device itself. This makes it possible to relax the filtering constraints in the transmission chain and / or to improve the filtering without increasing the number of poles of an already existing filter. We also observe a minimization of losses linked to filtering given that filtering is allowed by non-coupling conditions at the transition.
  • the invention makes it possible, for example, to eliminate parasitic lines coming from other systems (example: dual mode antenna), to eliminate parasites coming from the transmission / reception chain, to eliminate the harmonic of an antenna, to eliminate a subband of a broadband antenna (example: eliminate the 5GHz of an Ultra Large Band e 3-10GHz antenna), to improve the access isolation of a bi- antenna bandaged.
  • the electromagnetic coupling being carried out using a line / slot transition, the coupling conditions are chosen by adjusting the length of the line.
  • the electromagnetic coupling being carried out using a line / slit transition
  • the coupling conditions are chosen by adjusting the length of the slit.
  • the adjustment of the length is a function of the ratio of two frequencies: one desired, the other undesirable.
  • the invention also relates to a method for filtering a signal in order to reject at least one undesirable frequency, said method consisting in choosing electromagnetic coupling conditions making it possible to reject the undesirable frequency.
  • Fig. 1 is a diagram of a radiating device according to the prior art.
  • Fig. 2 is a diagram of a radiating device according to the invention.
  • Fig. 3a in Fig. 3e present several examples of radiating devices in which the invention can be implemented.
  • FIG. 4a represents a radiating positive device according to the prior art and FIG. 4b represents a radiating device similar to that of FIG. 4a in which the invention has been implemented.
  • Fig. 5 represents the spectrum of the radiating devices represented in FIGS. 4a and 4b as a function of the frequency.
  • FIG. 6a shows a radiating device according to the prior art
  • FIG. 6b and Fig. 6c show two radiating devices similar to those of FIG. 6a in which the invention has been implemented.
  • Fig. 7a to 7c represent the results obtained with the radiating devices presented in FIGS. 6a to 6c.
  • Figure 1 a radiating device operating by electromagnetic coupling according to the prior art.
  • the coupling takes place in a transition zone 1 between a line M and a slot S.
  • the line M is for example a microstrip line and its role is to convey the signals to the radiating device, from a power port 2.
  • the slot S and the line M are arranged according to a precise geometric structure.
  • H M is the H field of the micro-ribbon line and £ M is the E field of the slit
  • FIG. 1 is thus presented by way of example a known method for bringing the optimal coupling conditions into the plane of the transition, namely a guided quarter wave ⁇ û s / 4 in the slot S terminated by a CC and a quarter wave guided X GM M under the line M terminated by a CO.
  • X GM and ⁇ û s are respectively the wavelengths guided in the line M and in the slot S.
  • the coupling conditions are such that they allow the filtering of one or more undesirable frequencies.
  • the optimum coupling conditions are degraded by putting themselves in planes, where either the field E s or the field H M is not maximum.
  • a degree of freedom is available to filter unwanted frequencies.
  • filtering a frequency amounts to adjusting the length, either of the microstrip line, or of the slit, so as to reject the undesirable frequency of the line / slit transition.
  • FIG. 2 is shown an exemplary embodiment according to configuration No. 7.
  • the lengths of the slit L s and of the line L M are determined so that the coupling itself allows the filtering of an undesirable frequency F2, while allowing correct operation at the frequency F1.
  • the length of the slit L s between the line / slit transition is of the order of ⁇ ⁇ GS1 / 4 where ⁇ GS1 is the wavelength guided in the slit at the frequency F1 and ⁇ an odd integer.
  • the length L s is therefore for example ⁇ GS1 / 4.
  • the length L M of the microstrip line is determined as follows: to reject the frequency F2, the length of the line L M must be of the order of k - ⁇ GM2 / 2 where ⁇ GM2 is the length d guided wave of the microstrip line at frequency F2 and k an integer. To ensure coupling at frequency F1, the length of the line L M must also be of the order of ⁇ GM i / 4 + k '- ⁇ GM1 / 2 where ⁇ GM1 is the guided wavelength of the line microstrip at frequency F1 and k 'an integer.
  • the length L M is then chosen equal to k • ⁇ GM2 / 2.
  • L ND the length which corresponds to non-degraded conditions, that this length corresponds to a length of line or slot
  • L D to degraded conditions
  • ⁇ GM ⁇ is the guided wavelength of the microstrip line at the frequency Fi and ⁇ GS ⁇ denotes the guided wavelength of the slit line at the frequency Fi.
  • the length L D must be of the order of k - ⁇ GM2 / 2 where k is a non-integer null to reject the frequency F2.
  • line L D must also be of the order of K M J 4 + k 'K M J 2 OR k ' an integer.
  • the length L 0 is then chosen equal to k • ⁇ GM2 / 2.
  • K 1 + 2 k function of k and k 'for k integer and for k' non-zero integer. It allows to choose the couple (k, k ') when the function F i 2 k is considered.
  • the invention can be applied to all radiating devices including a line / slot transition, in particular a slot antenna, an antenna and annular slot, a longitudinal radiation antenna (LTSA, Vivaldi, etc.), a printed dipole.
  • line / slot transitions in particular in the half-wave slot antennas as shown in FIG. 3a, antennas annular as shown in Figure 3b, longitudinal radiation antennas as shown in Figure 3c, dipole antennas as shown in Figure 3d, or in the line / slot transitions head to tail as shown in Figure 3rd.
  • Er 3.38
  • TanD 0.0027
  • h 0.81mm.
  • This antenna was designed according to configuration No. 8 presented in the table above, that is to say with a CC at the end of the microstrip line to minimize the length of the line inside the annular slot. The length of the line between the transition and the CC is ⁇ GM2 / 4.
  • FIG. 5 represents the gain of the radiating devices represented in FIG. 4a (curve in solid lines) and in FIG. 4b (curve in dotted lines) as a function of the frequency. This figure shows that the harmonic 3 of the annular slot antenna has indeed been eliminated for the radiating device of FIG. 4b.
  • FIG. 6 shows different structures for filtering such a line.
  • FIGS. 7 the results obtained with the different structures presented in FIG. 6 are shown in the form of two curves.
  • the first curve in solid lines represents the reflection coefficient called dB (S11) or dB (S22). Reading this curve makes it possible to see how the device is adapted in the frequency band. This device is therefore suitable for operating at 5.5GHz frequency.
  • the second curve in dotted lines represents the insertion losses and is called dB (S21) or dB (S12). Reading this curve makes it possible to see how the device attenuates the signal between the two ports 1 and 2 of the structures in FIG. 6.
  • F2 3 GHz according to configuration No. 7.
  • the frequency F2 is attenuated by 2.5 dB on the dB curve (S21).
  • the F1 / F2 ratio is 1.83.
  • L D becomes 3 ⁇ GM2 / 2.
  • This new structure is proposed in FIG. 6b on a different scale. With this new structure, we note that the frequency F2 is attenuated by 20 dB on the dB curve (S21), as shown in Figure 7b.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Waveguide Aerials (AREA)

Abstract

La présente invention concerne un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique. Selon l'invention, le dispositif est tel que les conditions de couplage sont choisies de manière à permettre de rejeter au moins une fréquence indésirable. Notamment le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne (M)/fente (S), les conditions de couplage peuvent être choisies par ajustement de la longueur (L1 et/ou L2) de la ligne (M) et/ou de la fente (S).

Description

DISPOSITIF RAYONNANT A FILTRAGE DE FREQUENCE INTEGRE ET PROCEDE DE FILTRAGE CORRESPONDANT
La présente invention concerne un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique dans lequel est filtré un signal afin d'en rejeter au moins une fréquence indésirable. L'invention concerne également un procédé pour filtrer un signal afin d'en rejeter au moins une fréquence indésirable dans un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique. Les télécommunications sans fils connaiss ent un fort développement depuis l'avènement de la téléphonie mobile grand public. Ces systèmes de communications se sont considérablement diversifiés et ne touchent plus seulement les réseaux téléphoniques mais également des systèmes de réseaux locaux sans fils, par exemple les réseaux WLAN à 2.4GHz et 5GHz. Des dispositifs rayonnants utilisant un couplage électromagnétique pour réaliser le transfert de puissance sont couramment utilisés dans de tels systèmes. On remarque que ces systèmes requièrent des re ssources spectrales de plus en plus importantes pour pouvoir satisfaire la demande de nouveaux services coûteux en terme de débit. Ainsi il devient nécessaire de gérer les ressources spectrales au mieux. L'exploitation des ressources allouées pour chacun d es systèmes de communications doit donc être optimisée et les interactions éventuelles entre systèmes sans fils doivent être diminuées.
Par ailleurs, les systèmes de communication bidirectionnels, tels que les systèmes satellitaires ou les applications mu Itimédia domestiques sans fils, intègrent des fonctions d'émission/réception nécessitant une isolation importante entre ces deux voies, étant donné le rapport important entre les niveaux des signaux des voies d'émission et de réception.
Ainsi, l'invention s'inscrit dans une démarche de diminution des interactions et consiste à rejeter les fréquences indésirables telles que des raies parasites provenant d'autres systèmes, des parasites provenant de la chaîne d'émission/réception, une harmonique, une sous ba nde d'une antenne large bande...
L'élimination de fréquences indésirables dans les systèmes de communication est généralement réalisée à l'aide d'un ou plusieurs filtres classiques connus de l'homme de l'art et placés dans la chaîne de transmission du système. Cependant, il est connu que les filtres ajoutent des pertes dans la bande utile du système de communication.
La présente invention propose un dispositif rayonnant disposant de moyens pour filtrer un signal de manière à en rejeter au moins une fréquen ce indésirable ne présentant pas les inconvénients des moyens de filtrage de l'art antérieur ainsi qu'un procédé de filtrage correspondant.
La présente invention concerne un dispositif rayonnant tel que les conditions de couplage sont choisies de manière à permettre de rejeter au moins une fréquence indésirable.
Ainsi, le dispositif rayonnant dispose d'une fonction de filtrage intégrée. En effet, l'utilisation du couplage électromagnétique lui -même pour filtrer des fréquences indésirables permet selon l'in vention d'intégrer cette fonction dans le dispositif rayonnant lui -même. Cela permet de relâcher les contraintes de filtrage dans la chaîne de transmission et/ou d'améliorer le filtrage sans augmenter le nombre de pôle d'un filtre déjà existant. On observe également une minimisation des pertes liées au filtrage étant donnée que le filtrage est permis par des conditions de non -couplage au niveau de la transition.
Ainsi, l'invention permet, par exemple, d'éliminer les raies parasites provenant d'autres systè mes (exemple : antenne double mode), d'éliminer les parasites provenant de la chaîne d'émission/réception, d'éliminer l'harmonique d'une antenne, d'éliminer une sous bande d'une antenne large bande (exemple : éliminer le 5GHz d'une antenne Ultra Large Band e 3-10GHz), d'améliorer l'isolation des accès d'une antenne bi -bande.
Dans un mode de réalisation, le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne/fente, les conditions de couplage sont choisies par ajustement de la longueur de la ligne.
Dans un autre mode de réalisation, le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne/fente, les conditions de couplage sont choisies par ajustement de la longueur de la fente. Ainsi, selon ces deux derniers modes de réalisatio n, la ou les fréquences indésirables sont éliminées au niveau du dispositif rayonnant lui - même et grâce à la transition ligne/fente.
Da ns une réalisation, l'ajustement de la longueur est fonction du rapport de deux fréquences : l'une désirée, l'autre ind ésirable. L'invention concerne également un procédé pour filtrer un signal afin de rejeter au moins une fréquence indésirable, ledit procédé consistant à choisir des conditions de couplage électromagnétique permettant de rejeter la fréquence indésirable.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description de différents modes de réalisation, la description étant faite avec référence aux dessins ci -annexés dans lesquels :
Fig. 1 est un schéma d'un dispo sitif rayonnant selon l'art antérieur.
Fig. 2 est un schéma d'un dispositif rayonnant selon l'invention. Fig. 3a à Fig. 3e présentent plusieurs exemples de dispositifs rayonnants dans lesquels l'invention peut être mise en oeuvre.
Fig. 4a représente un dis positif rayonnant selon l'art antérieur et Fig. 4b représente un dispositif rayonnant similaire à celui de la Figure 4a dans lequel l'invention a été mise en oeuvre. Fig. 5 représente le spectre des dispositifs rayonnants représentés sur les figures 4a et 4b en fonction de la fréquence.
Fig. 6a représente un dispositif rayonnant selon l'art antérieur, Fig. 6b et Fig. 6c représentent deux dispositifs rayonnants similaires à ceux de la figure 6a dans lesquels l'invention a été mise en oeuvre.
Fig. 7a à 7c représentent les résultats obtenus avec les dispositifs rayonnants présentés sur les figures 6a à 6c.
Sur la figure 1 est représenté un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique selon l'art antérieur. Selon cette figure représentative d'un exemple de couplage électromagnétique, le couplage se fait en une zone de transition 1 entre une ligne M et une fente S. La ligne M est par exemple une ligne microruban et son rôle est de véhiculer les signaux vers le dispositif rayonnant, à partir d 'un port d'alimentation 2. De manière à réaliser un couplage électromagnétique optimal, la fente S et la ligne M sont disposées selon une structure géométrique précise.
La condition de couplage optimale au sein d'une transition ligne/fente de type Knorr est définie par l'équation suivante :
Figure imgf000006_0001
où HM est le champ H de la ligne micro -ruban et £Mest le champ E de la fente
Cela se traduit de la façon suivante : pour que le couplage soit maximal, le champ H de la ligne microruban doit être maximal dans le plan de la transition et le champ E doit être maximal dans le plan de la transition. Cela implique que l'on ramène dans le plan de la transition un court -circuit (CC) sur la ligne microruban et un circuit ouvert (CO) dans la fente.
Sur la figure 1 est ainsi présentée à titre d'exemple une méthode connue pour ramener les conditions de couplage optimales dans le plan de la transition à savoir un quart d'onde guidée λûs/4 dans la fente S terminée par u n CC et un quart d'onde guidée XGMM sous la ligne M terminée par un CO. XGM et λûs sont respectivement les longueurs d'onde guidée dans la ligne M et dans la fente S.
Selon l'invention les conditions de couplage sont telles qu'elles permettent le filtrage d'une ou plusieurs fréquences indésirables. Ainsi, selon l'invention, les conditions de couplage optimum sont dégradées en se mettant dans des plans, où, soit le champ E s, soit le champ H M, n'est pas maximum. Ainsi un degré de liberté est disponible pour filtrer les fréquences indésirables.
L'invention part du constat que le couplage a lieu dès lors qu'un des deux champs Es et HM n'est pas nul. En effet, d'après la formule du couplage dans la transition ligne/fente ( C =
Figure imgf000007_0001
A HM ), le couplage à encore lieu tant que l'un des deux champs E s ou H M est différent de zéro.
Ainsi, selon l'invention, filtrer une fréquence revient à ajuster la longueur, soit de la ligne microruban, soit de la fente, de façon à rejeter la fréquence indésirable de la tran sition ligne/fente.
Selon que la ligne micro -ruban ou la fente se termine par un circuit ouvert ou un court -circuit, huit configurations sont alors possibles et exposées dans le tableau ci -dessous.
Figure imgf000007_0002
Figure imgf000008_0002
Sur la figure 2 est représentée un exemple de réalisation selon la configuration n°7. Les longueurs de la fente L s et de la ligne LM sont déterminées de façon à ce que le couplage lui -même permette le filtrage d'une fréquence indésirable F2, tout en permettant un fonctionnement correct à la fréquence F1.
Afin de permettre u n fonctionnement correct à la fréquence F1, la longueur de la fente Ls entre la transition ligne/fente est de l'ordre de α λGS1/4 où λGS1 est la longueur d'onde guidée dans la fente à la fréquence F1 et α un entier impair.
La longueur Ls est donc par exemple de λGS1 /4.
La longueur LM de la ligne micro -ruban se détermine de la façon suivante : pour rejeter la fréquence F2, la longueur de la ligne L M doit être de l'ordre de k - λGM2/2 où λGM2 est la longueur d'onde guidée de la ligne micro - ruban à la fréquence F2 et k un entier. Pour assurer le couplage à la fréquence F1 , la longueur de la ligne L M doit également être de l'ordre de λGMi /4 + k' - λGM1/2 où λGM1 est la longueur d'onde guidée de la ligne micro - ruban à la fréquence F1 et k' un entier.
D'où que la longueur L M doive satisfaire l'équation suivante :
Figure imgf000008_0001
Soit A = ^1 = 1 + 2- *' λ ',GMl 2 - k
Ainsi, pour tout rapport de deux fréquences (F1 ,F2), il existe un couple (k,k') proche de ce rapport. Par exemple un tableau tel que proposé ci - dessous et reprenant les valeurs possibles pour un certain nombre de couple (k,k'), permet de choisir le couple (k,k') le plus proc he du rapport des fréquences (F1.F2).
La longueur LM est alors choisie égale à k • λGM2/2.
Des calculs similaires à ceux effectués ci -dessus pour la configuration N°7 peuvent être aisément réalisés pour les autres configurations. Pour la généralisation, on appelle dans la suite L ND, la longueur qui correspond à des conditions non dégradées, que cette longueur corresponde à une longueur de ligne ou de fente, et L D à des conditions dégradées, que cette longueur corresponde à une longueur de lign e ou de fente.
Pour déterminer la longueur L ND, quatre cas se distinguent selon que la ligne micro-ruban ou la fente se termine par un CC ou un CO. Ces quatre cas sont résumés dans le tableau suivant où λGMl est la longueur d'onde guidée de la ligne micro -ruban pour la fréquence F1 et λGS1 désigne la longueur d'onde guidée de la fente pour la fréquence F1 , ce tableau donne les longueurs L ND pour lesquelles les conditions de couplage sont non dégradées :
Figure imgf000009_0002
Par exemple, dans le cas N°1, la condition de couplage n'est pas dégradée pour la ligne micro -ruban qui est terminée par un CO, lorsque la longueur LND est de l'ordre de α •
Figure imgf000009_0001
Pour déterminer la longueur L 0 qui génère des conditions de couplage dégradées, quatre cas se distinguent à nouveau selon que la fente ou que la ligne se termine par un CC ou par un CO. Ces quatre cas sont résumés dans le tableau ci -dessous qui donne les longueurs L0 pour chaque configurat ion de dégradation des conditions de couplage. Dans ce tableau, λGMι est la longueur d'onde guidée de la ligne micro-ruban à la fréquence Fi et λGSι désigne la longueur d'onde guidée de la ligne fente à la fréquence Fi.
Type de
Type Condition de filtrage Condition de couplage Conditions sur
Cas de terminaison F1/F2 à F2 sur LD à F1 sur LD k et k1 ligne de la ligne k entier non
MicroF, 1 + 2 k
N°1 CO k KMI /2 KMJ4 +^ KMJ2 nul ruban F2 2 k k' entier k entier
Micro- F, 2 k'
N°2 CC λGMl/4 + k KMI/2 k' entier non ruban k' KMI/2 F2 1 + 2 k nul k entier F, 2 k'
N°3 Fente CO KsIi 4 + k λGS2/2 k' λGSl/2 k' entier non F2 1 + 2 k nul k entier non F, 1 + 2 k
N°4 Fente CC KsJ4 + k' KsJ2 nul F2 2 k k' entier
Dans le cas N°1 , où les conditions de couplage sont dégradées sur une ligne micro-ruban terminée par un CO, il faut que la longueur L D soit de l'ordre de k - λGM2 /2 où k est un entier non nul pour rejeter la fréquence F2. Pour assurer le couplage à la fréquence F1 , la ligne L D doit également être de l'ordre de KMJ4 + k' KMJ2 OU k' un entier.
D'où que la longueur L D doit satisfaire à l'équation suivante :
Figure imgf000010_0001
* 1 + 2 - fr'
Soit ^*L-Λ = GM 2 _ λ, GMl 2 - k Ainsi pour tout rapport de deux fréquences (F1 ,F2), il existe un couple (k,k') proche de ce rapport. Le tableau de la fonction F1 1 + 2 k' établi ci- Y ~ 2 k dessus permet de cho isir le couple (k,k') le plus proche du rapport des fréquences (F1,F2).
La longueur L0 est alors choisie égale à k • λGM2/2.
Le tableau ci -dessous présente la valeur de la fonction 1 1 _ 2 k' en
K 1 + 2 k fonction de k et k' pour k entier et pour k' entier non nul. Il permet de choisir le couple (k,k') lorsque la fonction Fi = 2 k est considérée.
1 + 2 - Â:
Figure imgf000011_0001
Pour des longueurs de L D importantes, il est possible de réduire cette longueur en prenant une valeur k inférieure (k entier). Le changement de cette valeur k modifie légèrement le couplage de la transition ligne/fente. Il agit également sur la périodicité P des harmoniques de filtrage où P = F2Jk .
On remarque que pour passer d'une ligne LD terminée par un CO à une ligne LD terminée par un CC, il faut simplement retrancher un quart de longueur d'onde guidée à la valeur initiale.
L'invention peut s'appliquer à tous les dispositifs rayonnants incluant une transition ligne/fente, notamment une antenne fente, une antenn e fente annulaire, une antenne à rayonnement longitudinal (LTSA, Vivaldi, ...), un dipôle imprimé... On trouve des transitions ligne/fente notamment dans les antennes fentes demi-onde ainsi que représentée sur la figure 3a, des antennes annulaires ainsi que re présentée sur la figure 3b, des antennes à rayonnement longitudinal ainsi que représentée sur la figure 3c, les antennes dipôles ainsi que représentée sur la figure 3d, ou dans les transitions ligne/fente tête -bêche ainsi que représenté sur la figure 3e. Ci-après sont donnés deux exemples de réalisation de structures conçues sur un substrat de type Rogers RO4003 avec les caractéristiques suivantes : Er=3.38, TanD=0.0027, h=0.81mm.
1er exemple : Filtrage de l'harmonique 3 dans une antenne fente annulaire. La figure 4 montre d'une part, figure 4a, une antenne fente annulaire dimensionnée à une fréquence F1 = 5.5 GHz selon les méthodes classiques, et d'autre part, figure 4b, une antenne fente annulaire dimensionnée selon les règles de conception de l'invention pour rejeter l'harmonique 3, soit la fréquence F2 = 16.5 GHz. Cette antenne a été conçue selon la configuration N°8 présentée dans le tableau ci -dessus, c'est à dire avec un CC à l'extrémité de la ligne micro-ruban pour minimiser la longueur de la ligne à l'intérieur de la fente annulaire. La longueur de la ligne entre la transition et le CC est de λGM2/4.
La figure 5 représente le gain des dispositifs rayonnants représentés sur la figure 4a (courbe en trait plein) et sur la figure 4b (cou rbe en trait pointillés) en fonction de la fréquence. Cette figure montre que l'harmonique 3 de l'antenne fente annulaire a bien été supprimée pour le dispositif rayonnant de la figure 4b.
2eme exemple : Filtrage d'une raie dans une transition ligne/fente . Sur les figures 6 sont représentées différentes structures pour filtrer un telle raie. Sur les figures 7, sont représentés les résultats obtenus avec les différentes structures présentées sur la figure 6 sous forme de deux courbes. La première courbe en trait plein représente le coefficient de réflexion dénommé dB(S11) ou dB(S22). La lecture de cette courbe permet de voir comment le dispositif est adapté dans la bande fréquentielle. Ce dispositif est donc adapté pour fonctionner à la fréquence 5.5GHz. La seconde courbe en trait pointillés représente les pertes d'insertion et est dénommée dB(S21) ou dB(S12). La lecture de cette courbe permet de voir comment le dispositif atténue le signal entre les deux ports 1 et 2 des structures de la figure 6.
La figure 6a montre une structure classique avec une transition ligne/fente tête-bêche à F1 = 5.5 GHz. On désire filtrer la fréquence F2 = 3 GHz selon la configuration N°7. Comme le montre la figure 7a, la fréquence F2 est atténuée de 2,5 dB sur la courbe dB(S21 ). Le rapport F1/F2 est de 1 ,83. D'après le tableau présenté auparavant, on déduit k et k' soit k=3, k'=5. Ainsi L D devient 3 λGM2/2. Cette nouvelle structure est proposée sur la figure 6b à une échelle différente. Avec cette nouvelle structure , on remarque que la fréquence F2 est atténuée de 20 dB sur la courbe dB(S21), comme représenté sur la figure 7b.
On note aussi qu'on peut diminuer la longueur de la ligne sur laquelle les conditions de couplage sont dégradées en choisissant une valeur de k plus faible, par exemple k=1. Ainsi L 0 devient λGM2/2. La structure est alors effectivement plus courte ainsi que représenté sur la figure 6c et on observe cependant que la fréquence F2=3GHz est toujours atténuée d'au moins 2OdB ainsi que représenté sur la courbe dB(S21) de la figure 7c L'invention n'est pas limitée aux modes de réalisation décrits et l'homme du métier reconnaîtra l'existence de diverses variantes de réalisation comme par exemple la possibilité de courber les lignes et/o u les fentes dans le cas où elles seraient trop longues, ou encore de modifier la longueur de la ligne et celle de la fente simultanément par rapport aux conditions optimales de couplage. Les circuits ouverts peuvent aussi notamment être des stubs radiaux ou tout autre structure remplissant cette fonction.

Claims

REVENDICATIONS
1 - Dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique, le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne (M)/fente (S), caractérisé en ce que les conditions de couplage sont choisies par ajustement d'une longueur choisie parmi la longueur (L1) de la ligne (M) ou la longueur (L2) de la fente (S) .
2 - Dispositif rayonnant selon la revendication 1 , caractérisé en ce que l'ajustement de la longueur est fo nction du rapport de deux fréquences : l'une désirée, l'autre indésirable.
3 - Procédé pour filtrer un signal afin d'en rejeter au moins une fréquence indésirable dans un dispositif rayonnant fonctionnant par couplage électromagnétique, le couplage électromagnétique se faisant à l'aide d'une transition ligne (M)/fente (S), caractérisé en ce que les conditions de couplage sont choisies par ajustement d'une longueur choisie parmi la longueur (L1) de la ligne (M) ou la longueur (L2) de la fente (S).
4 - Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'ajustement de la longueur est fonction du rapport de deux fréquences : l'une désirée, l'autre indésirable.
PCT/FR2005/050590 2004-07-28 2005-07-18 Dispositif rayonnant a filtrage de frequence integre et procede de filtrage correspondant WO2006018567A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0451683 2004-07-28
FR0451683A FR2873857A1 (fr) 2004-07-28 2004-07-28 Dispositif rayonnant a filtrage de frequence integre et procede de filtrage correspondant

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2006018567A1 WO2006018567A1 (fr) 2006-02-23
WO2006018567A9 true WO2006018567A9 (fr) 2007-04-05

Family

ID=34948858

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/FR2005/050590 WO2006018567A1 (fr) 2004-07-28 2005-07-18 Dispositif rayonnant a filtrage de frequence integre et procede de filtrage correspondant

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR2873857A1 (fr)
WO (1) WO2006018567A1 (fr)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2917242A1 (fr) * 2007-06-06 2008-12-12 Thomson Licensing Sas Perfectionnement aux antennes large bande.
EP2404348B8 (fr) 2009-03-05 2018-12-05 InterDigital Madison Patent Holdings Procédé de réalisation d'une antenne fonctionnant dans une bande de fréquences donnée a partir d'une antenne bi-bande
FR2942915A1 (fr) 2009-03-06 2010-09-10 Thomson Licensing Systeme d'antennes compact
EP2365582B1 (fr) * 2010-03-05 2016-03-16 Gigaset Communications GmbH Agencement d'antenne
FR2984018A1 (fr) 2011-12-12 2013-06-14 Thomson Licensing Circuit de transition ligne microruban/ligne fente
FR2999337A1 (fr) * 2012-12-12 2014-06-13 Thomson Licensing Circuit de transition d'une ligne micro-ruban vers une ligne fente duale bande

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6008771A (en) * 1995-01-09 1999-12-28 Murata Manufacturing Co., Ltd. Antenna with nonradiative dielectric waveguide
WO1998056067A1 (fr) * 1997-06-06 1998-12-10 Motorola Inc. Antenne planaire equipee de radiateurs en plaques permettant d'obtenir une grande largeur de bande et une fonction de bande passante
AU2290501A (en) * 2000-01-07 2001-07-24 Modular Mining Systems, Inc. Array antenna for d-shaped, h-plane radiation pattern
US6288679B1 (en) * 2000-05-31 2001-09-11 Lucent Technologies Inc. Single element antenna structure with high isolation

Also Published As

Publication number Publication date
FR2873857A1 (fr) 2006-02-03
WO2006018567A1 (fr) 2006-02-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3669422B1 (fr) Antenne plaquée présentant deux modes de rayonnement différents à deux fréquences de travail distinctes, dispositif utilisant une telle antenne
EP1075043A1 (fr) Antenne à empilement de structures résonantes et dispositif de radiocommunication multifréquence incluant cette antenne
FR2857165A1 (fr) Antenne bi-bande avec double acces
EP3146593B1 (fr) Système d'antennes pour réduire le couplage électromagnétique entre antennes
FR2984603A1 (fr) Circuit integre comprenant un transformateur integre de type "balun" a plusieurs voies d'entree et de sortie.
FR2727250A1 (fr) Antenne large bande monopole en technologie imprimee uniplanaire et dispositif d'emission et/ou de reception incorporant une telle antenne
EP3671955B1 (fr) Antenne fil-plaque monopolaire pour connexion differentielle
FR2942915A1 (fr) Systeme d'antennes compact
FR2843832A1 (fr) Antenne large bande a resonateur dielectrique
EP1564842B1 (fr) Antenne ultra large bande
FR2831997A1 (fr) Module guide d'ondes separateur en frequence a polarisation circulaire double et emetteur-recepteur le comportant
WO2012069492A1 (fr) Antenne planaire a bande passante elargie
EP2059973B1 (fr) Système multi-antenne à diversité de polarisation
WO2006018567A9 (fr) Dispositif rayonnant a filtrage de frequence integre et procede de filtrage correspondant
EP1540768B1 (fr) Antenne helicoidale a large bande
EP2404348B1 (fr) Procédé de réalisation d'une antenne fonctionnant dans une bande de fréquences donnée a partir d'une antenne bi-bande
FR2833764A1 (fr) Dispositif pour la reception et/ou l'emission de signaux electromagnetiques polarises circulairement
WO2002023673A1 (fr) Antenne helicoïdale a pas variable, et procede correspondant
EP0015610B1 (fr) Filtre de réflexion de fréquence image en hyperfréquence et récepteur hyperfréquence comprenant un tel filtre
WO2004034502A2 (fr) Antenne du type fente utilisant une structure a bandes interdites photoniques
FR2903235A1 (fr) Perfectionnement aux antennes a rayonnement longitudinal de type fente
FR2861222A1 (fr) Antenne planaire bi-bande
FR2917242A1 (fr) Perfectionnement aux antennes large bande.
EP2281320B1 (fr) Coupleur pour systeme radio frequences multibandes
EP3537541B1 (fr) Découplage électromagnétique

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KM KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NG NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SM SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IS IT LT LU LV MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

DPEN Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed from 20040101)
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
NENP Non-entry into the national phase in:

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase