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WO2006041041A1 - 小型で且つ消費電力が少ない短パルスレーダ及びその制御方法 - Google Patents

小型で且つ消費電力が少ない短パルスレーダ及びその制御方法 Download PDF

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WO2006041041A1
WO2006041041A1 PCT/JP2005/018661 JP2005018661W WO2006041041A1 WO 2006041041 A1 WO2006041041 A1 WO 2006041041A1 JP 2005018661 W JP2005018661 W JP 2005018661W WO 2006041041 A1 WO2006041041 A1 WO 2006041041A1
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WO
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signal
differential amplifier
short pulse
transistor
output terminal
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PCT/JP2005/018661
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English (en)
French (fr)
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Tasuku Teshirogi
Masaharu Uchino
Sumio Saito
Masanori Ejima
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Anritsu Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Anritsu Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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    • H03D2200/009—Reduction of local oscillator or RF leakage

Definitions

  • the present invention relates to a short pulse radar and a control method thereof, and in particular, emits a narrow pulse wave (short pulse wave) to a space at a predetermined period and receives and detects a reflected wave of an object force in the space.
  • a narrow pulse wave short pulse wave
  • the short pulse radar used in the allocated quasi-millimeter wave band (UW B: Ultra-wideband) of 22 to 29 GHz is realized with a simple and compact configuration, and a technology that uses low power consumption technology. It relates to pulse radar and its control method.
  • a conventionally known pulse radar that searches for an object in space using a pulse wave basically has a configuration as shown in FIG.
  • the transmission unit 11 when the transmission unit 11 receives a trigger signal G output at a predetermined cycle Tg from the control unit 16 described later, the transmission unit 11 has a predetermined width synchronized with the trigger signal G.
  • a pulse wave Pt having a predetermined carrier frequency is generated and radiated to the space via the transmitting antenna 11a.
  • This pulse wave Pt is reflected by the object la in the space 1, received by the reception antenna 12a of the reflected wave Pr force receiving unit 12, and then detected by the detection circuit 13.
  • the signal processing unit 15 uses the timing at which the pulse wave is transmitted from the transmission unit 11 as a reference timing, based on the timing at which the detection output D is output from the reception unit 12 and the output waveform! /, Thus, the object la existing in the space 1 is analyzed.
  • the control unit 16 performs various controls on the transmission unit 11 and the reception unit 12 based on the processing result of the signal processing unit 15 and the like.
  • Patent Document 1 JP-A-7-012921
  • Patent Document 2 Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-313619 Among the pulse radars having such a basic configuration, the following two types of pulse radars are considered as on-vehicle radars that are being put into practical use in recent years. The
  • the first type of pulse radar uses a millimeter-wave band (77GHz), searches for a narrow angular range with high output and long distance, and prevents high-speed driving such as automobile collision prevention and driving control. Development is ongoing for the purpose of support.
  • 77GHz millimeter-wave band
  • the second type of pulse radar uses a quasi-millimeter wave (22-29GHz), searches a wide range of angles with low output and short distance, and assists in blind spots for cars, garage assistance, etc. Development is ongoing for the purpose of support.
  • the quasi-millimeter wave band used in this second type of pulse radar is generally UWB (Ultra
  • wideband It is called “wideband” and is also used for medical radars that use only on-vehicle radars, walking aid radars for the visually impaired, and short-range communication systems.
  • a quadrature detection circuit is used as the detection circuit 13 because the phase information can be obtained from the reception unit 12 of the conventional pulse radar.
  • this orthogonal detection circuit 13 splits an input signal S in-phase by a 0 ° distributor 13a and inputs it to two mixers 13b and 13c.
  • the local signal L is input to the two mixers 13b and 13c separately into signals having a phase difference of 90 degrees by the 90 ° distributor 13d. [0017] Then, the two mixers 13b and 13c mix the local signal L divided into signals having a phase difference of 90 degrees with the input signal S.
  • the low force signal L is used by, for example, branching a part of a pulse wave (transmission wave) from the transmission unit 11 in FIG.
  • the two filters 13e and 13f extract the baseband components I and Q from the output components from the two mixers 13b and 13c, respectively.
  • the arithmetic processing for the baseband components I and Q is performed by, for example, the signal processing unit 15 in FIG. That is, the intensity and phase of the reflected wave Pr from the object la in FIG. 14 can be grasped.
  • the quadrature detection circuit 13 it is necessary to supply a low-power signal with sufficient power to the two mixers 13b and 13c, and an amplifier or the like is required for that purpose, and the device configuration as a pulse radar is required. There is a problem that the whole is complicated and power consumption increases.
  • the 90 ° distributor 13d in the quasi-millimeter wave band is suitably a distributed constant type and an annular rat race type with little loss.
  • the 90 ° distributor 13d having the rat race structure has a problem that it is difficult to hybridize with the IC circuit and the circuit configuration becomes large.
  • the frequency of the local signal L used in the orthogonal detection circuit 13 is the reception frequency itself, and the force is high as described above, the leakage component wraps around and is not received. As described above, there is a problem that a strict shield is required and it is difficult to downsize the apparatus.
  • the transmission pulse waveform is similar to the reception waveform reflected by the target and returned.
  • the signal processing unit 15 can increase the correlation of the detection output.
  • the target can be detected with sensitivity.
  • an orthogonal detection circuit is used for a target having dispersibility such as a human body.
  • the received pulse has a long tail and the waveform is different from that of the transmission pulse, so that the correlation output becomes small and the detection capability as a radar is reduced.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems caused by the prior art, and is small in size and low in power consumption that can be used in UWB! /,
  • a short pulse radar and its control The purpose is to provide a method.
  • the reflected wave (Pr) of the short pulse wave (Pt) radiated to the space (1) by the transmitter (21) is received, and the signal () of the reflected wave (Pr) is sent to the first and second signals.
  • a branch circuit (34) that branches in-phase to the signal (VI, V2) and a linear multiplier that linearly multiplies the first and second signals (VI, V2) branched in-phase by the branch circuit (34). (35) and an output signal force of the linear multiplier (35) and a low-pass filter (36) for extracting a baseband component, and having a detection circuit (33) having a detection circuit (33)
  • a control unit (50) that performs predetermined control on at least one of the transmission unit (21) and the reception unit (30) based on the analysis result from the signal processing unit (40); ,
  • a short pulse radar is provided.
  • the linear multiplier (35) of the detection circuit (33) is constituted by a Gilbert mixer, and a short pulse radar according to the first aspect is provided.
  • the receiving section (30) has a sample-and-hold circuit (37) that integrates the output signal of the detection circuit (33) and holds and outputs the integration result.
  • a short pulse radar according to is provided.
  • the control unit (50) variably controls the integration start timing and integration time of the sample hold circuit (37) based on the processing result from the signal processing unit (40).
  • a short pulse radar according to a third aspect is provided.
  • sample hold circuit (37) As the sample hold circuit (37), a plurality of sample hold circuits (37A, 37B, 37C, 37D) force S are provided,
  • the short-circuit according to the third aspect characterized in that the output signals from the detection circuit (33) are respectively integrated in different periods.
  • a pulse radar is provided.
  • the transmitter (21) is provided with a power amplifier (25) for amplifying the short pulse wave (Pt), and
  • the receiver (30) is provided with a low noise amplifier (32) for amplifying the signal (R) of the reflected wave (Pr),
  • control unit (50) is configured such that the level of the signal () of the reflected wave (Pr) input to the detection circuit (33) is a linear operation of the linear multiplier (35).
  • the gain of at least one of the power amplifier (25) provided in the transmission unit (21) and the low noise amplifier (32) provided in the reception unit (30) is controlled so as to be within the range.
  • a short pulse radar according to the first aspect is provided.
  • the transmitter (21) includes a pulse generator (23) for generating a pulse signal (Pa) having a predetermined width, and
  • the pulse generator (23) oscillates only during a period when the pulse signal (Pa) of force is input and outputs an output signal (Pb) as the short pulse wave (Pt), and the pulse signal
  • a short pulse radar according to the first aspect, characterized in that an oscillator (24) that stops an oscillation operation is provided during a period in which (Pa) is not input.
  • the short pulse radar according to the first aspect is provided, characterized in that the power supply to the transmitter (21) is stopped within the period.
  • the transmission unit (21) radiates the short pulse wave (Pt) to the space (1) and radiates a power-order short pulse wave (Pt) to the space (1). And a period excluding the period until the reflected wave (Pr) is received by the receiver (30) with respect to the short pulse wave (Pt) radiated to the space (1) Further, the short pulse radar according to the first aspect is provided, wherein the power supply to the receiving unit (30) is stopped.
  • first and second receiving antennas (31A, 31A, 31A, 31B) provided in a state of being separated from each other with a predetermined distance to receive the reflected wave (Pr), respectively. 31B) are provided separately from each other, and the signal processing unit (40) is supplied from the first and second receiving units (30A, 30B).
  • a short pulse radar according to the first aspect characterized in that the direction of an object (la) existing in the space (1) is analyzed based on an output signal.
  • the Gilbert mixer used as the linear multiplier (35) of the detection circuit (33) is:
  • Each of the first and second transistors (Q1, Q2) includes first and second transistors (Q1, Q2) each having a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path.
  • Each of the first differential amplifier (35a) includes a third and a fourth transistor (Q3, Q4) each having a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path.
  • the emitter common current path of the third and fourth transistors (Q3, Q4) is connected to the collector output terminal of the transistor (Q1)!
  • a second differential amplifier (35b)
  • Each of the fifth and sixth transistors (Q5, Q6) has a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path, and the base input terminal of the fifth transistor (Q5). Is connected in common with the base input terminal of the fourth transistor (Q4) of the second differential amplifier (35b) and the second transistor of the first differential amplifier (35a).
  • a first pair of lines (+, ⁇ ) that transmit the first signal (VI) branched in phase by the branch circuit (34) and the ground line, respectively, are connected in series.
  • a second pair of lines (+, ⁇ ) for transmitting the second signal (V2) branched in phase by the branch circuit (34) and a ground line are connected in series, respectively.
  • a fourth low-pass filter (LPF4) consisting of a resistor (R12),
  • Seventh and eighth transistors each having a base input and an emitter output, respectively. (Q7, Q8), the first and second coils (LI, L2) as the output ends of the first and second low-pass filters (LPF1, LPF2) and the third and fourth First and second emitter follower circuits (EF1, EF2) in which the base input terminals of the seventh and eighth transistors (Q7, Q8) are connected to the connection midpoints of the coils (L3, L4);
  • Each of the third and fourth low-pass filters has ninth and tenth transistors (Q9, Q10) having base input terminals and emitter output terminals, respectively.
  • a fifth low-pass filter (LPF5) composed of a load resistor (R3);
  • a sixth low-pass filter (LPF6) composed of a load resistor (R4)
  • the base input terminals of the first and second transistors (Ql, Q2) of the first differential amplifier (35a) are connected to the first and second emitter follower circuits (EF1, EF2), respectively.
  • the first signal (VI) branched in phase by the branch circuit (34) is input to the first differential amplifier (35a), and
  • the base input terminals of the third transistor (Q3) of the second differential amplifier (35b) and the sixth transistor (Q6) of the third differential amplifier (35c) are The second signal (V2) branched in-phase by the branch circuit (34) is connected to the output terminals of the third and fourth emitter follower circuits (EF3, EF4).
  • the first and second output terminals (OUT1, OUT2) from at least one of the first and second output terminals (OUT1, OUT2).
  • a short pulse radar characterized in that a linearly multiplied output of two signals (VI, V2) can be derived.
  • a method of controlling a short pulse radar comprising:
  • Outputting the linear multiplication signal comprises:
  • a control method for a short pulse radar comprising the step of performing a linear multiplication to output the linear multiplication signal using a Gilbert mixer as the linear multiplier (35). Is done.
  • control of the short pulse radar according to the twelfth aspect, further comprising the step of integrating the baseband component and holding and outputting the integration result before the step of performing the analysis processing.
  • a method is provided.
  • the step of integrating the baseband component comprises: There is provided a control method for a short pulse radar according to the fourteenth aspect, comprising the step of variably controlling the integration start timing and integration time for the baseband component based on the result of the analysis process.
  • the step of integrating the baseband component comprises:
  • the fourteenth aspect comprising a step of integrating the baseband component with a plurality of different periods using a plurality of sample and hold circuits (37), respectively.
  • a method for controlling a short pulse radar is provided.
  • the transmitter (21) is provided with a power amplifier (25) for amplifying the short pulse wave (Pt), and
  • the receiver (30) is provided with a low noise amplifier (32) for amplifying the signal (R) of the reflected wave (Pr),
  • the step of performing the predetermined control includes:
  • the transmission unit (21) so that the level of the signal (R ′) of the reflected wave (Pr) is within the linear operation range of the linear multiplier (35). And a step of controlling a gain of at least one of the low noise amplifier (32) provided in the power amplifier (25) and the receiving unit (30) provided in the receiver.
  • a control method for a short pulse radar according to the twelfth aspect is provided.
  • the step of performing the predetermined control comprises:
  • a control method for a short pulse radar comprising the step of stopping the power supply to the transmission unit (21).
  • the step of performing the predetermined control includes:
  • the transmitting unit (21) radiates the short pulse wave (Pt) to the space (1) to when the next short pulse wave (Pt) is radiated to the space (1), and For the short pulse wave (Pt) radiated to the space (1), during the period excluding the period until the reflected wave (Pr) is received by the receiving unit (30), the receiving unit (30
  • the method for controlling a short pulse radar according to the twelfth aspect is provided, which includes the step of stopping the power supply to).
  • first and second receiving antennas (31A, 31A, 31A, 31B) provided in a state of being separated from each other with a predetermined distance to receive the reflected wave (Pr), respectively. 31B) are provided separately for the first and second receivers (30A, 30B), and the step of performing the analysis process includes:
  • a method of controlling a short pulse radar according to the second aspect is provided.
  • the Gilbert mixer used as the linear multiplier (35) is:
  • Each of the first and second transistors (Q1, Q2) includes first and second transistors (Q1, Q2) each having a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path.
  • Each of the first differential amplifier (35a) includes a third and a fourth transistor (Q3, Q4) each having a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path.
  • the emitter common current path of the third and fourth transistors (Q3, Q4) is connected to the collector output terminal of the transistor (Q1)!
  • a second differential amplifier (35b)
  • Each of the fifth and sixth transistors (Q5, Q6) has a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path, and the base input terminal of the fifth transistor (Q5). Is connected in common with the base input terminal of the fourth transistor (Q4) of the second differential amplifier (35b) and the second transistor of the first differential amplifier (35a).
  • a first pair of lines (+, ⁇ ) that transmit the first signal (VI) branched in phase by the branch circuit (34) and the ground line, respectively, are connected in series.
  • a second pair of lines (+, ⁇ ) for transmitting the second signal (V2) branched in phase by the branch circuit (34) and a ground line are connected in series, respectively.
  • a fourth low-pass filter (LPF4) consisting of a resistor (R12),
  • Seventh and eighth transistors each having a base input and an emitter output, respectively. (Q7, Q8), the first and second coils (LI, L2) as the output ends of the first and second low-pass filters (LPF1, LPF2) and the third and fourth First and second emitter follower circuits (EF1, EF2) in which the base input terminals of the seventh and eighth transistors (Q7, Q8) are connected to the connection midpoints of the coils (L3, L4);
  • Each of the third and fourth low-pass filters has ninth and tenth transistors (Q9, Q10) each having a base input terminal and an emitter output terminal. Bases of the ninth and tenth transistors (Q9, Q10) at the connection midpoints of the fifth and sixth coils (L5, L6) and the seventh and eighth coils (L7, L8). Third and fourth emitter follower circuits (EF3, EF4) to which the input terminals are connected,
  • a fifth low-pass filter (LPF5) composed of a load resistor (R3);
  • a sixth low-pass filter (LPF6) composed of a load resistor (R4)
  • the base input terminals of the first and second transistors (Ql, Q2) of the first differential amplifier (35a) are connected to the first and second emitter follower circuits (EF1, EF2), respectively.
  • the first signal (VI) branched in phase by the branch circuit (34) is input to the first differential amplifier (35a), and
  • the base input terminals of the third transistor (Q3) of the second differential amplifier (35b) and the sixth transistor (Q6) of the third differential amplifier (35c) are The second signal (V2) branched in-phase by the branch circuit (34) is connected to the output terminals of the third and fourth emitter follower circuits (EF3, EF4).
  • EF3, EF4 emitter follower circuits
  • the detection circuit multiplies the received reflected wave signal in phase with the branch circuit by the linear multipliers. Since the reflected wave signal is detected by obtaining the square component and extracting the baseband component using the square component force filter, a local signal for detection is not required, and the configuration is simplified accordingly. Therefore, it is possible to contribute to the realization of a short pulse radar that is small and consumes less power.
  • an oscillator that oscillates only in a period during which a pulse is input and outputs a short pulse wave as a transmission wave in the transmission unit. Do not generate residual carriers by using it! /
  • the conventional quadrature detection method causes problems such as unstable characteristics due to a transient response when the local signal is intermittent.
  • the detection characteristics Is a square detection method that basically does not depend on the transmission waveform, and can be applied without problems when detecting a reflected wave signal as described above.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a system configuration of a first embodiment of a short pulse radar according to the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a transmitter used in the transmission unit of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG. [FIG. 3]
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a pulse signal Pa of a period Tg input to the transmitter and a rectangular wave signal Pb in which the transmitter force is also output in bursts as an explanatory diagram of the operation of the transmitter shown in FIG. It is.
  • FIG. 4 is a block diagram showing another example of a transmitter used in the transmission unit of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG. 1.
  • FIG. 5A is a circuit configuration diagram showing a basic type of a Gilbert mixer employed as an example of a linear multiplier of a detection circuit used in the receiving unit of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG. It is.
  • FIG. 5B is a circuit configuration diagram showing an improved type of the Gilbert mixer shown in FIG. 5A.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram of the operation of the Gilbert mixer shown in FIGS. 5A and 5B.
  • the sinusoidal signal S (t) input to the Gilbert mixer in a burst form and output from the Gilbert mixer.
  • FIG. 2 is a diagram showing a square wave S (t) 2 and its envelope (baseband) W.
  • FIG. 7 is a diagram showing a measurement result of frequency characteristics of a linear multiplier when the Gilbert mixer shown in FIG. 5B is employed.
  • Figure 8 shows the baseband obtained by limiting the output of the linear multiplier to the input signal with the pulse width Ins when the Gilbert mixer shown in Figure 5B is used with a low-pass filter at 7 GHz.
  • FIG. 6 is a diagram showing an observation waveform of component W.
  • FIG. 9 is a diagram showing measurement results of input / output characteristics of a linear multiplier when the Gilbert mixer shown in FIG. 5B is employed.
  • FIG. 10 is a diagram showing a basic configuration of a sample and hold circuit used in the receiving unit of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG. 1.
  • FIG. 11 is a timing chart shown for explaining the operation of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG. 1.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a main part of a second embodiment of a short pulse radar according to the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a main part of a third embodiment of a short pulse radar according to the present invention.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a basic configuration of a conventional pulse radar.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a basic configuration of an orthogonal type detection circuit used in the conventional Norse radar shown in FIG. 14.
  • FIG. 16 is a diagram showing a quasi-millimeter wave band UWB spectrum mask and a desirable frequency band (recommended band).
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the short pulse radar 20 according to the first embodiment of the present invention.
  • the short pulse radar 20 basically includes a transmission unit 21 that radiates a short pulse wave Pt to the space 1, and a short pulse wave Pt radiated to the space 1 by the transmission unit 21.
  • the reflected wave Pr is received and the signal R ′ of the reflected wave Pr is branched in-phase into the first and second signals VI and V2, and the first and second branches branched in phase by the branch circuit 34.
  • the detection circuit 33 is composed of a linear multiplier 35 that linearly multiplies the signals VI and V2 and a low-pass filter 36 that also extracts a baseband component from the output signal force from the linear multiplier 35.
  • the signal processing unit 40 for analyzing the object la existing in the space 1 based on the output from the receiving unit 30, and the analysis result from the signal processing unit 40 A control unit 50 that performs predetermined control on at least one of the transmission unit 21 and the reception unit 30; It has.
  • the short pulse radar control method basically includes a step of preparing the transmission unit 21, the reception unit 30, and the linear multiplier 35, and the transmission unit 21 generates a short pulse wave Pt. Radiating to the space 1, and receiving the reflected wave Pr of the short pulse wave Pt radiated to the space 1 by the receiving unit 30, and the signal R of the reflected wave Pr to the first and second signals VI, A step of in-phase branching to V2 and a linear multiplier between the first and second signals VI and V2 A step of linearly multiplying by 35 and outputting a linear multiplication signal, a step of extracting the linear power output signal force baseband component, and an analysis process of the object la existing in the space 1 based on the baseband component And a step of performing predetermined control on at least one of the transmission unit 21 and the reception unit 30 based on the result of the analysis processing.
  • the short pulse radar 20 shown in FIG. 1 includes a transmitter 21, a receiver 30, an analog Z digital (A / D) converter 30, a signal processor 40, and a controller 50. It is configured.
  • the transmission unit 21 Each time the transmission unit 21 receives a trigger signal G output at a predetermined period Tg from the control unit 50, the transmission unit 21 has a predetermined carrier frequency Fc (with a predetermined width Tp (for example, Ins) generated as described later. For example, a short pulse wave Pt of 26 GHz) is radiated to the space 1 through the transmitting antenna 22.
  • a predetermined carrier frequency Fc with a predetermined width Tp (for example, Ins) generated as described later.
  • Tp for example, Ins
  • the transmission antenna 22 may be shared with the reception antenna 31 of the reception unit 30 described later.
  • the transmission unit 21 includes a pulse generator 23 that generates a pulse signal Pa having a width Tp synchronized with the trigger signal G from the control unit 50, and a pulse generated from the pulse generator 23. While receiving the signal Pa, an oscillator 24 that oscillates and outputs a signal having a predetermined carrier frequency Fc by Tp, a power amplifier 25 that amplifies the output signal from the oscillator 24, and an output signal from the power amplifier 25 In contrast, a band rejection filter (BRF) 26 that suppresses unnecessary out-of-band radiation and a transmission antenna 22 that supplies a signal that has passed through the BRF 26 as a transmission wave are provided.
  • BRF band rejection filter
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the transmitter 24 used in the transmission unit 21 of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG.
  • the oscillator 24 includes a two-input, two-output type gate circuit 24a in which an input common AND circuit and a NAND circuit are integrated, and the gate circuit 24a.
  • Emitter-follower type first and second input buffers 24b and 24c connected to the input section of the output circuit, and the inverted output of the output buffer 24d and gate circuit 24a connected to the output section of the gate circuit 24a for a predetermined delay time. Delay time to be input to the first input buffer 24b with a delay Road 24e.
  • the delay circuit 24e is configured by, for example, a strip line.
  • the oscillator 24 configured as described above is configured as (b) in Fig. 3 while the pulse signal Pa having a period Tg is input to the input buffer 24c. ), A rectangular wave signal Pb having a predetermined frequency (carrier frequency) is oscillated and output in a burst shape.
  • the frequency of the output signal Pb from the oscillator 24 depends on the input buffer 24b and the gate circuit 2
  • the delay time between the input and output of the input buffer 24b and the gate circuit 24a is generally
  • the fixed value is determined depending on the circuit element.
  • a part of the constant of the delay circuit 24e is configured to be variable, and by adjusting this constant, the oscillation frequency of the output signal Pb of the oscillator 24 is made to be approximately the center frequency of the UWB ( For example, 26GHz).
  • FIG. 4 is a block diagram showing another configuration example of the transmitter 24 used in the transmission unit 21 of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG.
  • the oscillator 24 includes an amplifier 24f, a resonator 24g as a load of the amplifier 24f, and a positive feedback of the output of the amplifier 24f to the input side. And an oscillation circuit that oscillates at the resonance frequency of the resonator 24g (for example, 26 GHz).
  • a switch 24i that can be controlled to open and close by a pulse signal Pa is provided between the input side (or output side) of the amplifier 24f and the ground line.
  • the switch 24i is opened and oscillated only during the period when the pulse signal Pa is input, and the switch 24i is closed during the period when the pulse signal Pa is input. Oscillation is stopped when one end of the feedback loop is shorted to the ground line.
  • the transmitter 21 using the oscillator 24 having a misalignment configuration is configured to control the oscillation operation itself of the oscillator 24 by the Norse signal Pa. No carrier leakage occurs.
  • the power density limitation specified as described later when using UWB only needs to be considered for the instantaneous power of the short pulse wave output during oscillation, so that the power as a transmission wave is a carrier wave. As long as there is no leakage, it can be used as much as possible within the limits of power density specified by the UWB standard.
  • the configurations of the oscillator 24 in FIGS. 2 and 4 described above are examples, and other circuit configurations, for example, the power supply (current source, etc.) of the oscillation circuit are turned on / off by the pulse signal Pa. Also, a burst wave without carrier leakage as described above can be obtained.
  • an amplitude shift keying (ASK) system is used in which a 24 GHz carrier signal (continuous wave) is pulse-modulated (on / off) using a switch.
  • This residual carrier restricts the substantial reception sensitivity of the reflected wave with respect to the transmission wave of the short pulse radar, narrows the radar search range, and makes it difficult to detect an obstacle with low reflectivity.
  • the FCC Federal Communications Commission
  • the average power density in the band of 22 to 29 GHz is -41 dBmZ MHz or less and the peak power Specify the density to be OdBmZ50MHz or less.
  • Non-Patent Document 1 FCC02-48, New Part 15 Rules, "FIRST REPORT A ND ORDER"
  • the center frequency of the transmission wave of the short pulse radar is allocated for Doppler radar as shown by the broken line from the recommended UWB band shown by the solid line in Fig. 24.24 It is also considered to escape from the regulation of residual carriers by FCC by evacuating to a band of 25 GHz and a narrow band (Short Range Device: SRD).
  • the oscillator 24 is configured such that the oscillation operation itself is controlled on and off by the pulse signal Pa so that residual carriers in the off state are not generated in principle.
  • the frequency of the radar transmission wave can be set freely within the recommended band of the specified spectrum mask as shown in Fig. 16.
  • the frequency of the transmission wave can be set so as to sufficiently avoid the interference with the radio wave emission prohibition band as described above.
  • the signal Pb output from the oscillator 24 as described above is amplified by the power amplifier 25, and then a short pulse wave having a predetermined carrier frequency Fc (for example, 26 GHz) via the BRF 26.
  • Fc for example, 26 GHz
  • Pt is supplied to the transmitting antenna 22.
  • the short pulse wave Pt described above is radiated from the transmitting antenna 22 to the space 1 to be searched.
  • the gain of the power amplifier 25 can be variably controlled by the control unit 50.
  • the receiving unit 30 receives the reflected wave Pr from the object la in the space 1 via the receiving antenna 31 and amplifies the signal R of the reflected wave Pr by the LNA (low noise amplifier) 32.
  • Reflected wave Pr signal band-limited by a bandpass filter (BPF) 41 with a bandwidth of about 2 GHz! ⁇ Is detected by the detection circuit 33.
  • BPF bandpass filter
  • the gain of the LNA 32 can be variably controlled by the control unit 50.
  • the detection circuit 33 includes a branch circuit 34 that splits the reflected wave Pr signal output from the BPF 41 into the first signal VI and the second signal V2 in the same phase (0 °), and two branches in the same phase.
  • Linear multiplier 35 that linearly multiplies the same signal, i.e., first signal VI and second signal V2, and the output signal force of linear multiplier 35 also extracts a baseband component W (L PF) 36.
  • linear multiplier 35 there are several methods such as using a double balanced mixer, and a method using a Gilbert mixer can be considered as one that performs high-speed operation.
  • this Gilbert mixer basically also has first to third differential amplifiers 35a, 35b, and 35c.
  • the first signal VI is differentially input to the first differential amplifier 35a, and the second and third differential amplifiers 35b connected to the load side of the first differential amplifier 35a.
  • the second signal V2 is differentially input, so that the negative-phase linear multiplication signal component 1 (VI X V2) equal to the product of the first signal VI and the second signal V2 and the positive-phase linear multiplication signal Only the component (VI X V2) is output from the common load resistors R3 and R4 of the second and third differential amplifiers 35b and 35c.
  • the first differential amplifier 35a includes first and second transistors Ql, each having a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path, respectively.
  • connection midpoint force of each of the emitter resistors Rl and R2 is also derived, and the base input terminal of the second transistor Q1. Is connected to the earth line via the second noise power source Vb2.
  • the second differential amplifier 35b includes third and fourth transistors Q3 and Q4 each having a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path.
  • the base input terminals of the third and fourth transistors Q3 and Q4 are connected to the signal source V2, and the third and fourth transistors are connected to the collector output terminal of the first transistor Q1 of the first differential amplifier 35a.
  • the emitter common current path of the fourth transistors Q3 and Q4 is connected.
  • the third differential amplifier 35c includes fifth and sixth transistors Q5 and Q6 each having a base input terminal, a collector output terminal, and an emitter common current path.
  • the fifth and sixth transistors Q5 and Q6 are connected to the collector output terminal of the second transistor Q2 of the first differential amplifier 35a.
  • the emitter common current path of transistors Q5 and Q6 is connected.
  • the base input terminals of the fourth transistor Q4 of the second differential amplifier 35b and the fifth transistor Q5 of the third differential amplifier 35c are connected in common and are connected to the third bipolar amplifier 35b. Connected to the ground line via the Vs3 power supply.
  • the collector output terminal of the third transistor Q3 of the second differential amplifier 35b and the collector output terminal of the fifth transistor Q5 of the third differential amplifier 35c are commonly connected via the load resistor R3. Connect to the earth line and connect to the first output terminal OUT1!
  • collector output terminal of the fourth transistor Q4 of the second differential amplifier 35b and the collector output terminal of the sixth transistor Q6 of the third differential amplifier 35c are commonly connected via the load resistor R4. Connected to the ground line and connected to the second output terminal OUT2.
  • the linear multiplier 35 using the Gilbert mixer configured as described above is supplied to the first and second signals VI and V2, for example, a sinusoidal signal S (t) as shown in FIG. Is input in bursts in the same phase, the output signal becomes a waveform (S (t) 2 ) obtained by squaring the input signal S (t) as shown in Fig. 6 (b), and its envelope ( Baseband W is proportional to the power of input signal S (t).
  • the linear multiplier 35 using the Gilbert mixer which also has a plurality of differential amplifiers used in the detection circuit 33, can be configured extremely small by a microwave monolithic integrated circuit (MMIC). Since there is no need to supply a local signal as in the conventional quadrature detection circuit, power consumption can be reduced accordingly.
  • MMIC microwave monolithic integrated circuit
  • the inventors of the present application have improved by performing impedance matching, peaking correction, and the like of the input / output unit of the linear multiplier by the Gilbert mixer having the basic circuit configuration shown in FIG. 5A.
  • the response characteristics have been improved, and a UWB that can be fully used has been realized.
  • FIG. 5B shows a circuit configuration of an improved type Gilbert mixer realized by the present inventors.
  • FIG. 5B the same parts as those of the Gilbert mixer having the basic circuit configuration shown in FIG. 5A are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the emitter common current paths of the third and fourth transistors Q3 and Q4 of the second differential amplifier 35b are connected to the emitter resistors R5, R6, the connection point of the emitter, and the emitter common current path of the fifth and sixth transistors Q5 and Q6 of the third differential amplifier 35c is the connection point of each of the emitter resistors R7 and R8. Has been derived.
  • the emitter resistors R5, R6 and the emitter resistors R7, R8 are respectively the emitter resistors Rl, R2 of the first and second transistors Ql, Q2 of the first to third differential amplifiers 35a. As with, although it is better in principle, even if omitted in the actual circuit configuration, there will be no problem.
  • the first to third differential amplifiers 35a, 35b, and 35c having the first specific configuration described below are provided at the input portions of the first to third differential amplifiers 35a, 35b, and 35c.
  • the output of the second and third differential amplifiers 35b and 35c is provided with the fifth and the fifth as described in the following specific configuration. 6 low pass filters LPF5, LPF6 are provided!
  • L2 and the ninth resistor R9 and the first low-pass filter LPF1, and the third and fourth coils L3 and L4, and the tenth resistor R10 and the second low-pass filter LPF2 are also provided. .
  • each of the second pair of lines + and-that transmits the second signal V2 branched in phase by the branch circuit 34 is connected to the ground line.
  • a third low-pass filter LPF3 consisting of fifth and sixth coils L5, L6 and an eleventh resistor R11 connected in series, a seventh low-pass filter L7, L8, a twelfth resistor R12, and a force And a fourth low-pass filter LPF2.
  • this improved type of Gilbert mixer includes seventh and eighth transistors Q7 and Q8 each having a base input terminal and an emitter output terminal, and the first and second low-pass mixers.
  • Each of the seventh and eighth transistors Q7 and Q8 is connected to the midpoint of connection of the first and second coils LI and L2 and the third and fourth coils L3 and L4 as the output ends of the filters LPFl and LPF2.
  • the first and second emitter follower circuits EF1 and EF2 to which the base input terminal is connected are provided.
  • this improved type of Gilbert mixer includes ninth and tenth transistors Q9 and Q10 each having a base input terminal and an emitter output terminal, and the third and fourth low-pass filters.
  • the ninth and tenth transistors Q9 and Q10 are connected to the middle points of the fifth and sixth coils L5 and L6 and the seventh and eighth coils L7 and L8 as the output terminals of LPF3 and LPF4.
  • Third and fourth emitter follower circuits EF3 and EF4 to which the base input terminal is connected are provided.
  • Second and third noise power sources Vb2 and Vb3 are connected.
  • each of the seventh and eighth transistors Q7 and Q8 and the ninth and tenth transistors Q9 and Q10 is connected to the constant current source II and the bias power source Vbl.
  • the thirteenth through sixteenth resistors are connected between the points.
  • the base input terminals of the first and second transistors Ql and Q2 of the first differential amplifier 35a are connected to the output terminals of the first and second emitter follower circuits EF1 and EF2. The Yes.
  • the base input terminals of the third and sixth transistors Ql and Q2 of the second and third differential amplifiers 35b and 35c are connected to the output terminals of the third and fourth emitter follower circuits EF3 and EF4, respectively. It is connected.
  • the collector output terminal of the third transistor Q3 of the second differential amplifier 35b and the collector output terminal of the fifth transistor Q5 of the third differential amplifier 35c commonly use the ninth coil L9. Connected to the load resistor R3 and the first output terminal via the tenth coil L10.
  • the ninth coil L9, the load resistor R3, and the tenth coil L10 constitute a fifth low-pass filter LPF5.
  • the collector output terminal of the sixth transistor Q6 of the differential amplifier 35c of 3 is commonly connected to the earth line via the load resistance R4 via the eleventh coil L11, and the twelfth coil. Connected to the second output OUT2 via L12!
  • the eleventh coil Lll, the load resistor R4, and the twelfth coil L12 constitute a sixth lowpass filter LPF6.
  • the first and second signals VI and V2 are supplied to the improved linear multiplier 35 using the Gilbert mixer shown in FIG. 5B as shown in FIG. 6 (a), for example.
  • the output signal is a squared waveform of the input signal S (t) (S (t) 2 ), as shown in Fig. 6 (b).
  • the envelope (baseband) W is proportional to the power of the input signal S (t), as in the case of the linear multiplier 35 using the basic Gilbert mixer in FIG. 5A.
  • the improved linear multiplier 35 using the Gilbert mixer of Fig. 5B used in the detection circuit 33 can be configured to be extremely small by a microwave monolithic integrated circuit (MMIC), and the force can be reduced as compared with the conventional circuit. There is no need to supply a local signal like an orthogonal detection circuit. Therefore, power consumption can be reduced as much as in the case of the linear multiplier 35 using the basic Gilbert mixer in FIG. 5A.
  • MMIC microwave monolithic integrated circuit
  • the first to fourth high Qs are input to the input parts of the first to third differential amplifiers 35a, 35b, 35c.
  • the low-pass filters LPFl, LPF2, LPF3, LPF4 and the first through fourth Emitter-follower circuits E Fl, EF2, EF3, EF4 increase the input impedance and provide peaking effect. Will be.
  • the fifth and sixth low-pass filters LPF5, L PF6 having high Q are provided at the output portions of the second and third differential amplifiers 35b, 35c.
  • the peaking effect is exhibited by the provision of.
  • FIG. 7 shows the measurement result of the frequency characteristic of the linear multiplier 35 using the improved type Gilbert mixer as shown in FIG. 5B.
  • the band within 3 dB extends to almost 27 GHz, and the center of the UWB is the carrier frequency (for example, 26 GHz It can be seen that it has sufficient adaptability to the short pulse radar.
  • Fig. 8 is obtained by limiting the output to the input signal of the pulse width Ins of the linear multiplier 35 by the improved type Gilbert mixer as shown in Fig. 5B by the low-pass filter 36 to 7 GHz. Show the waveform when the baseband component W is observed with an oscilloscope for observation (however, the averaging number is 64).
  • the average rise time obtained by the calculation function of the observation oscilloscope is about 59 ps, and the average fall time is about 36 ps (however, the fall starts from 80%). It has a very fast response characteristic. I understand.
  • FIG. 9 shows measurement results of input / output characteristics of the linear multiplier 35 using an improved type Gilbert mixer as shown in FIG. 5B.
  • An output of 5 will accurately indicate the power of the input signal.
  • the baseband signal W obtained by the detection circuit 33 as described above is input to the sample and hold circuit 37.
  • the sample hold circuit 37 has a configuration in which the baseband signal W is input to the integrating circuit including the resistor 37a and the capacitor 37b via the switch 37c.
  • the sampling period of the sample-and-hold circuit 37 that is, the force sampling period described assuming that the period of the Norse signal Pc is equal to the period of the trigger signal G is an integer multiple of the period Tg of the trigger signal G. It may be.
  • the pulse generator 38 receives a signal synchronized with the trigger signal G (which may be the trigger signal G itself), delays the signal G by the time Td specified by the control unit 50, and performs control.
  • a pulse signal Pc having a width Tc specified by the unit 50 is generated and output to the sample and hold circuit 37.
  • the signal H integrated and held by the sample-and-hold circuit 37 is converted into a digital value by AZD conversion immediately after the holding and input to the signal processing unit 40.
  • the signal processing unit 40 analyzes the object la existing in the space 1 based on the signal H obtained by the receiving unit 30, and outputs the analysis result to an output device (for example, a display, A sound generator) and notify the control unit 50 of information necessary for control.
  • the control unit 50 controls at least one of the transmission unit 21 and the reception unit 30 according to a schedule (program) determined in advance for the short pulse radar 20 or according to the processing result of the signal processing unit 40. Various predetermined controls are performed.
  • the control unit 50 sets the gain of the power amplifier 25 to a specified value, sets the gain of the LNA 32 to, for example, the maximum, and sets the period Tg ( For example, a trigger signal G of 10 s) is supplied to the pulse generator 23 of the transmitter 21.
  • a pulse signal Pa having a width Tp (eg, Ins) as shown in FIG. 11A is input to the oscillator 24 of the transmission unit 21, the transmission unit 21 is connected to the power amplifier 25. Then, a short pulse wave Pt having a width Tp is radiated from the transmitting antenna 22 to the space 1 via the BRF 26 at a carrier frequency Fc (for example, 26 GHz) as shown in FIG.
  • Fc carrier frequency
  • the power supply to the transmission unit 21 is performed only by the control unit 50 during the output period of the short pulse wave Pt (or only during a very limited period including that period).
  • the power is supplied to the transmitting unit 21 is approximately 1Z10 000 in the entire period Tg, so that no unnecessary power consumption occurs.
  • the short pulse wave Pt radiated from the transmission unit 21 is reflected by the object la existing in the space 1, and the reflected wave Pr force.
  • the received reflected wave Pr signal R is amplified by the LNA 32, and then the band power is limited by the BPF 41 to reduce the noise power, and the reflected wave Pr signal output from the BPF 41 is After branching into the first signal VI and the first signal V2 in the same phase in the branch circuit 34 of the detection circuit 33, the signal is detected by the linear multiplier 35 and the low-pass filter 36. Detect baseband component W as shown in d).
  • a pulse signal Pc having a width Tc (for example, Ins) as shown in (e) of Fig. 11 is supplied to the sample hold circuit 37 from each transmission timing of the short pulse wave Pt, Td, 2Td, 3Td, ... and nTd (n is an integer) are input with a delay.
  • Tc for example, Ins
  • nTd n is an integer
  • the transmission timing force of the short pulse wave Pt is also delayed to a maximum of lOOTd. Therefore, if the reflected wave Pr has a force within 15m, all of the reflected wave Pr can be covered. Monkey.
  • the pulse signal Pc for the first force up to the third time does not overlap with the baseband component W. Integrates only the noise component, and the integration result and the hold value are almost zero.
  • the baseband signal W is integrated within the high level period of the pulse signal Pc as shown in (f) of Fig. 11.
  • the integration results Hl and H2 are held, the held values Hl and H2 are converted into digital values by the AZD converter 39, and are sent to the signal processing unit 40 in the form as shown in FIG. Is output.
  • the signal processing unit 40 detects the distance to the object la, the size of the object, and the like based on the hold values Hl and H2.
  • the signal processing unit 40 detects the distance to the object la according to the number of samplings obtained.
  • the signal processing unit 40 detects the size of the object la based on the number of times that the holding value H continues.
  • the control unit 50 detects the detected information power notified from the signal processing unit 40. For example, when the intensity of the reflected wave Pr that is close to the object la is high, the input level of the detection circuit 33 is Then, the gain of the LNA 32 of the receiving unit 30 is lowered so that it falls within the linear operating range of the linear multiplier 35.
  • control unit 50 performs control so that the gain of the power amplifier 25 of the transmission unit 21 is also lowered if necessary.
  • a more accurate baseband component W is detected by the detection circuit 33 of the receiving unit 30 during the next search.
  • control unit 50 detects that the detection information notified from the signal processing unit 40 is, for example, an exploration space.
  • control is performed to increase the gain of the power amplifier 25 of the transmission unit 21.
  • control unit 50 controls the transmission unit 21 to stop the supply of power except for the period during which the short pulse wave Pt is emitted.
  • the power consumption can be further reduced by stopping the power supply to the receiving unit 30 by the control unit 50 during the remaining period (that is, about 99Z100 within the period Tg). .
  • the signal processing unit 40 determines that there is no obstacle in the search range, This is notified to the control unit 50.
  • control unit 50 Upon receiving this notification, the control unit 50 transmits the transmission unit 21 and the reception unit for a certain period (eg, lms).
  • the power supply to 30 is stopped, and after a certain period of time, the power supply is started again and control is performed to repeat the search operation as described above.
  • the sample and hold circuit 37 is searched while shifting the integration timing with a short integration time.
  • the integration time corresponds to the exploration distance (for example,
  • FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the main part of the second embodiment of the short pulse radar according to the present invention.
  • the generation time of the pulse generator 38 ' is also different so that each sample and hold circuit 37A, 37B, 37C, 37D integrates the output signal W from the detection circuit 33 in different periods.
  • Pc (t), Pc (t + Te / 4), Pc (t + Te / 2), and Pc (t + 3TeZ4) may be given as the plurality of pulse signals.
  • the signal processing unit 40 has the object la in the exploration space 1 based on at least one of the four holding values Ha, Hb, He, and Hd of the sample hold circuit 37 ⁇ , 37 ⁇ , 37C, and 37D. It will be analyzed whether it exists or not. [0194] That is, during this analysis, the signal processing unit 40, among the four holding values Ha, Hb, He, and Hd, suppose that the third holding values Ha, Hb, and He are discharged due to leakage. Even if the force cannot be determined, the object la exists in the exploration space 1 based on the foremost fourth holding value Hd! / You will be able to analyze whether or not you have power.
  • FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the main part of the third embodiment of the short pulse radar according to the present invention.
  • FIG. 13 the same parts as those in the configuration of the short pulse radar according to the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the linear multiplier 35 for the detection circuit 33 by using the linear multiplier 35 for the detection circuit 33, a low-power signal is obtained like an orthogonal detection circuit used in a conventional pulse radar. Therefore, the diversity type short pulse radar 2 (as shown in FIG. 13 can be realized very easily.
  • This short pulse radar 2 (wherein, with respect to one transmission unit 21, signal processing unit 40, and control unit 50, the respective receiving antennas 31a, 31b are arranged with a predetermined distance therebetween 2 A pair of receiving units 30A and 30B and two sets of AZD variants 39A and 39B are provided.
  • the reception units 30A and 30B receive the signals of the first embodiment shown in FIG. Similarly to the unit 30, the detection processing using the linear multiplier 35 and the integration processing by the sample hold circuit 37 are performed, and the two outputs Ha and Hb are converted into digital signals by the AZD converters 39A and 39B, and then the signal is output. By detecting the delay time difference between the two reflected waves Pr and Pr ′ by the processing unit 40, the direction of the object la and the moving direction can be grasped.

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Abstract

　送信部は、短パルス波を空間へ放射する。受信部は、前記送信部によって前記空間に放射された前記短パルス波の反射波を受信し、該反射波の信号を第１及び第２の信号に同相分岐する分岐回路と、前記分岐回路によって同相分岐された前記第１及び第２の信号同士を線形乗算する線形乗算器と、前記線形乗算器からの出力信号からベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタとによって構成されている検波回路を有する。信号処理部は、前記受信部からの出力に基づいて、前記空間に存在する物体の解析処理を行う。制御部は、前記信号処理部からの解析結果に基づいて、前記送信部及び受信部の少なくとも一方に対して所定の制御を行う。

Description

小型で且つ消費電力が少ない短パルスレーダ及びその制御方法 技術分野
[0001] 本発明は短パルスレーダ及びその制御方法に係り、特に、幅の狭いパルス波（短 パルス波)を所定周期で空間に放射し、空間にある物体力 の反射波を受信して検 波し、その検波出力に基づいて空間にある物体の解析を行う短パルスレーダ（short range radars)のうち、特に、車載用レーダ（automotive radars)や視覚障害者 の歩行支援用レーダ等のために割り当てられている 22〜29GHzの準ミリ波帯 (UW B : Ultra— wideband)で用いる短パルスレーダを簡易な小型の構成で実現し、且 つ、低消費電力化するための技術を採用した短パルスレーダ及びその制御方法に 関する。
背景技術
[0002] 従来より知られているパルス波を用いて空間の物体を探査するパルスレーダは、基 本的に図 14に示すような構成を有している。
[0003] すなわち、この図 14に示すパルスレーダ 10において、送信部 11は、後述する制御 部 16から所定周期 Tgで出力されるトリガ信号 Gを受けると、該トリガ信号 Gに同期し た所定幅及び所定のキャリア周波数を有するパルス波 Ptを生成して送信アンテナ 11 aを介して空間へ放射する。
[0004] このパルス波 Ptは空間 1にある物体 laによって反射され、その反射波 Pr力 受信 部 12の受信アンテナ 12aで受信された後、検波回路 13によって検波される。
[0005] 信号処理部 15は、例えば、送信部 11からパルス波が送出されたタイミングを基準 タイミングとして、受信部 12から検波出力 Dが出力されるタイミングや、その出力波形 に基づ!/、て、空間 1に存在する物体 laの解析を行う。
[0006] 制御部 16は、信号処理部 15の処理結果等に基づいて、送信部 11及び受信部 12 に対する各種の制御を行う。
[0007] なお、このようなパルスレーダ 10の基本的な構成は、次の特許文献 1、 2に開示さ れている。 特許文献 1 :特開平 7— 012921号公報
特許文献 2：特開平 8— 313619号公報 このような基本構成を有するパルスレーダ のうち、近年実用化されつつある車載用レーダとしては、次のような二つのタイプのパ ルスレーダが考えられて 、る。
[0008] 第 1のタイプのパルスレーダは、ミリ波帯（77GHz)を用い、高出力で、遠距離の狭 い角度範囲を探査して、自動車の衝突防止や走行制御等の高速走行時の支援を目 的として開発が進められている。
[0009] 第 2のタイプのパルスレーダは、準ミリ波（22〜29GHz)を用い、低出力で近距離 の広い角度範囲を探査し、自動車の死角補助、車庫入れ補助等、低速走行時の支 援を目的として開発が進められている。
[0010] この第 2のタイプのパルスレーダに用いられる準ミリ波帯は、一般に、 UWB (Ultra
—wideband)と呼ばれ、車載用レーダだけでなぐ医療用レーダ、視覚障害者の歩 行支援用レーダや近距離通信システム等にも使用されて 、る。
[0011] UWBは広帯域であるので、レーダシステムにおいては、幅 Ins以下の短パルスを 用いることができ、距離分解能が高!、短パルスレーダを実現可能とすることが期待さ れている。
発明の開示
[0012] し力しながら、実際に、この UWBを用いた距離分解能が高い短パルスレーダを実 現するためには、後述するような解決すべき種々の問題がある。
[0013] その重要な問題の一つは、車載用レーダとして各種車両への組み込みや、視覚障 害者の歩行支援用レーダとして携帯利用などの点で、小型で低消費電力が要求さ れる力 従来のパルスレーダではその要求に十分応えられないという点である。
[0014] すなわち、従来のパルスレーダの受信部 12には位相情報が得られる点等から、検 波回路 13として、直交型の検波回路が用いられている。
[0015] この直交型の検波回路 13は、図 15に示すように、入力信号 Sを 0° 分配器 13aに よって同相分岐して 2つのミキサ 13b、 13cにそれぞれ入力する。
[0016] ここで、 2つのミキサ 13b、 13cには、ローカル信号 Lが 90° 分配器 13dによって互 いに 90度位相差のある信号に分けてそれぞれ入力される。 [0017] そして、 2つのミキサ 13b、 13cは、互いに 90度位相差のある信号に分けられたロー カル信号 Lを入力信号 Sと混合する。
[0018] なお、ロー力ノレ信号 Lは、例えば、図 14の送信部 11からのパルス波（送信波）の一 部を分岐して用いられる。
[0019] そして、 2つのフィルタ 13e、 13fは、 2つのミキサ 13b、 13cからの各出力成分から ベースバンド成分 I、 Qをそれぞれ抽出する。
[0020] このベースバンド成分 I、 Qに対する演算処理を、例えば、図示しないサンプルホー ルド回路や AZD変 等を介した後で、図 14の信号処理部 15で行うことにより、入 力信号 S、すなわち、図 14の物体 laからの反射波 Prの強度、位相を把握することが できる。
[0021] しかるに、このような直交型の検波回路 13では、 2つのミキサ 13b、 13cが必要にな るばかりでなぐその後に続く回路、例えば、サンプルホールド回路や AZD変換器 等も 2系統必要となり、パルスレーダとしての装置構成が複雑ィ匕しコスト高になるとい う問題がある。
[0022] さらに、直交型の検波回路 13では、 2つのミキサ 13b、 13cに十分な電力のロー力 ル信号を供給する必要があり、そのための増幅器等が必要となり、パルスレーダとし ての装置構成全体が複雑ィ匕し、消費電力が大きくなるという問題がある。
[0023] また、準ミリ波帯における 90° 分配器 13dは、分布定数型で損失の少ない円環状 のラットレース型が適当である。
[0024] しかるに、このラットレース型構造の 90° 分配器 13dは IC回路とのハイブリットィ匕が 困難で回路構成が大型化してしまうと!、う問題がある。
[0025] また、直交型の検波回路 13で使用するローカル信号 Lの周波数は受信周波数そ のものであり、し力も、上記したように高レベルであるので、そのリーク成分が回り込ん で受信されないように、厳重なシールドが必要となり、装置の小型化が困難となるとい う問題がある。
[0026] 一方、上記のように構成が複雑で電力消費が大きくなる直交型の検波回路を用い ずに、パワー測定等で使用されているダイオードによるピーク検波回路を用いること ち考免られる。 [0027] しかるに、ダイオードによるピーク検波回路では、原理的に応答速度が低ぐ上記 のような Ins以下の幅の短パルスの受信信号を検波することはできない。
[0028] また、物体 laとしてのターゲットが金属板などのような高い反射率を有する場合に は、送信パルス波形と、ターゲットで反射して戻ってきた受信波形とが類似している。
[0029] この場合、前記したように送信波を分岐してローカル信号として用いる直交型の検 波回路 13を検波回路として採用すれば、信号処理部 15で検波出力の相関をとるこ とにより高い感度でターゲットを検出することができる。
[0030] しかるに、人体などのように分散性をもつターゲットについては、直交型の検波回路
13を検波回路として採用したとしても、受信パルスは長く尾を引き、波形も送信パル スのそれとは相違するため、相関出力が小さくなり、レーダとしての検知能力が低下 するという問題がある。
[0031] そこで、本発明は、以上のような従来技術による問題点を解決するためになされた ものであり、 UWBで使用可能な小型で且つ消費電力が少な!/、短パルスレーダ及び その制御方法を提供することを目的として 、る。
[0032] 上記目的を達成するために、本発明の第 1の態様によると、
短パルス波 (Pt)を空間（1)へ放射する送信部（21)と、
前記送信部（21)によって前記空間（1)に放射された前記短パルス波 (Pt)の反射 波 (Pr)を受信し、該反射波 (Pr)の信号 ( ）を第 1及び第 2の信号 (VI, V2)に同 相分岐する分岐回路 (34)と、前記分岐回路 (34)によって同相分岐された前記第 1 及び第 2の信号 (VI, V2)同士を線形乗算する線形乗算器 (35)と、前記線形乗算 器（35)力 の出力信号力 ベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタ（36)とに よって構成されて 、る検波回路（33)を有する受信部（30)と、
前記受信部（30)力もの出力に基づ 、て、前記空間（1)に存在する物体（ la)の解 析処理を行う信号処理部 (40)と、
前記信号処理部 (40)からの解析結果に基づ!/、て、前記送信部（21)及び前記受 信部（30)の少なくとも一方に対して所定の制御を行う制御部（50)と、
を具備する短パルスレーダが提供される。
[0033] また、上記目的を達成するために、本発明の第 2の態様によると、 前記検波回路 (33)の前記線形乗算器 (35)がギルバートミキサで構成されて 、る ことを特徴とする第 1の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0034] また、上記目的を達成するために、本発明の第 3の態様によると、
前記受信部（30)は、前記検波回路（33)の出力信号に対する積分を行い、その積 分結果を保持出力するサンプルホールド回路（37)を有していることを特徴とする第 1 の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0035] また、上記目的を達成するために、本発明の第 4の態様によると、
前記制御部（50)が、前記サンプルホールド回路（37)の積分開始タイミング及び積 分時間を前記信号処理部 (40)からの処理結果に基づ!/、て可変制御することを特徴 とする第 3の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0036] また、上記目的を達成するために、本発明の第 5の態様によると、
前記サンプルホールド回路（37)として複数のサンプルホールド回路（37A, 37B, 37C, 37D)力 S設けられ、
前記複数のサンプルホールド回路（37A, 37B, 37C, 37D)力 前記検波回路（3 3)からの出力信号に対して、それぞれ、異なる期間において積分を行うことを特徴と する第 3の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0037] また、上記目的を達成するために、本発明の第 6の態様によると、
前記送信部（21)には、前記短パルス波 (Pt)を増幅する電力増幅器 (25)が設けら れていると共に、
前記受信部 (30)には、前記反射波 (Pr)の信号 (R)を増幅する低雑音増幅器 (3 2)が設けられており、
前記制御部（50)は、前記前記受信部（30)において、前記検波回路（33)に入力 される前記反射波 (Pr)の信号 ( )のレベルが前記線形乗算器 (35)の線形動作 範囲内となるように、前記送信部（21)に設けられる前記電力増幅器 (25)と前記受 信部 (30)に設けられる前記低雑音増幅器 (32)との少なくとも一方の利得を制御す ることを特徴とする第 1の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0038] また、上記目的を達成するために、本発明の第 7の態様によると、
前記送信部（21)には、所定幅のパルス信号 (Pa)を発生するパルス発生器 (23)と 、該パルス発生器 (23)力らの前記パルス信号 (Pa)が入力されて ヽる期間だけ発振 動作して前記短パルス波 (Pt)としての出力信号 (Pb)を出力し、前記パルス信号 (Pa )が入力されていない期間は発振動作を停止する発振器 (24)とが設けられているこ とを特徴とする第 1の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0039] また、上記目的を達成するために、本発明の第 8の態様によると、
前記制御部（50)は、前記送信部（21)が前記短パルス波（Pt)を前記空間（1)に 放射して力 次の短パルス波（Pt)を前記空間（1)放射するまでの期間内に、前記送 信部（21)への電源供給を停止させることを特徴とする第 1の態様に従う短パルスレ ーダが提供される。
[0040] また、上記目的を達成するために、本発明の第 9の態様によると、
前記制御部（50)は、前記送信部（21)が前記短パルス波（Pt)を前記空間（1)に 放射して力 次の短パルス波（Pt)を前記空間（1)に放射するまでの期間内で、且つ 、前記空間（1)に放射された短パルス波 (Pt)につ 、ての反射波 (Pr)が前記受信部 (30)によって受信されるまでの期間を除く期間に、前記受信部 (30)への電源供給 を停止させることを特徴とする第 1の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0041] また、上記目的を達成するために、本発明の第 10の態様によると、
前記受信部（30)として、前記反射波 (Pr)をそれぞれ受信するために互 ヽに所定 の距離を有して離間させた状態で設けられている第 1及び第 2の受信アンテナ (31A , 31B)を各別に有する第 1及び第 2の受信部（30A, 30B)が設けられており、 前記信号処理部 (40)は、前記第 1及び第 2の受信部（30A, 30B)からの出力信 号に基づいて、前記空間（1)に存在する物体（la)の方向を解析することを特徴とす る第 1の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0042] また、上記目的を達成するために、本発明の第 11の態様によると、
前記検波回路（33)の前記線形乗算器（35)として用いられる前記ギルバートミキサ は、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 1及び第 2のトランジスタ (Ql, Q2)を備え、前記第 1及び第 2のトランジスタ (Q1 , Q2)の前記ェミッタ共通電流通路が定電流源 (II)に接続されている第 1の差動増 幅器と（35a)、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 3及び第 4のトランジスタ (Q3, Q4)を備え、前記第 1の差動増幅器 (35a)の第 1 のトランジスタ (Q1)のコレクタ出力端に前記第 3及び第 4のトランジスタ（Q3, Q4)の 前記ェミッタ共通電流通路が接続されて！、る第 2の差動増幅器 (35b)と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 5及び第 6のトランジスタ (Q5, Q6)を備え、前記第 5のトランジスタ (Q5)のべ一 ス入力端が前記第 2の差動増幅器 (35b)の前記第 4のトランジスタ (Q4)のベース入 力端と共通に接続されると共に、前記第 1の差動増幅器 (35a)の前記第 2のトランジ スタ（Q2)のコレクタ出力端に前記第 5及び第 6のトランジスタ（Q5, Q6)の前記エミッ タ共通電流通路が接続されて ヽる第 3の差動増幅器 (35c)と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器（35b)の前記第 3のトランジスタ (Q3)のコレクタ 出力端と前記第 3の差動増幅器（35c)の前記第 5のトランジスタ (Q5)のコレクタ出力 端とに共通に接続されている第 1の負荷抵抗 (R3)及び第 1の出力端 (OUT1)と、 それぞれ、前記第 2の差動増幅器（35b)の前記第 4のトランジスタ (Q4)のコレクタ 出力端と前記第 3の差動増幅器（35c)の前記第 6のトランジスタ (Q6)のコレクタ出力 端とに共通に接続されて ヽる第 2の負荷抵抗 (R4)及び第 2の出力端 (OUT2)と、 前記分岐回路 (34)によって同相分岐された前記第 1の信号 (VI)を伝達する第 1 の一組の線路（+ ,―)とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 1及 び第 2のコイル (LI, L2)と第 1の抵抗 (R9)と力 なる第 1のローパスフィルタ （LPF 1)及び第 3及び第 4のコイル (L3, L4)と第 2の抵抗 (R10)とからなる第 2のローパス フイノレタ（LPF2)と、
前記分岐回路（34)によって同相分岐された前記第 2の信号 (V2)を伝達する第 2 の一組の線路（+ ,―)とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 5及 び第 6のコイル (L5, L6)と第 3の抵抗 (Rl 1)と力 なる第 3のローパスフィルタ（LPF 3)及び第 7及び第 8のコイル (L7, L8)と第 4の抵抗 (R12)とからなる第 4のローパス フイノレタ（LPF4)と、
それぞれ、各ベース入力端と各ェミッタ出力端とを有する第 7及び第 8のトランジス タ（Q7, Q8)を備え、前記第 1及び第 2のローパスフィルタ（LPF1, LPF2)の各出力 端としての前記第 1及び第 2のコイル (LI, L2)及び前記第 3及び第 4のコイル (L3, L4)の各接続中点に前記第 7及び第 8のトランジスタ (Q7, Q8)の各ベース入力端が 接続される第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路 (EF1, EF2)と、
それぞれ、各ベース入力端と各ェミッタ出力端とを有する第 9及び第 10のトランジス タ（Q9, Q10)を備え、前記第 3及び第 4のローパスフィルタ（LPF3, LPF4)の各出 力端としての前記第 5及び第 6のコイル (L5, L6)及び前記第 7及び第 8のコイル (L7 , L8)の各接続中点に前記第 9及び第 10のトランジスタ (Q9, Q10)の各ベース入力 端が接続される第 3及び第 4のェミッタフォロワ回路 (EF3, EF4)と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器 (35b)の前記第 3のトランジスタ (Q3)及び前記 第 3の差動増幅器 (35c)の第 5のトランジスタ (Q5)との共通コレクタ出力端と、前記 第 1の負荷抵抗 (R3)との間に接続される第 9のコイル (L9)及び前記第 1の出力端（ OUT1)との間に接続される第 10のコイル (L10)と前記第 1の負荷抵抗 (R3)とによ り構成される第 5のローパスフィルタ（LPF5)と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器 (35b)の前記第 4のトランジスタ (Q4)及び前記 第 3の差動増幅器 (35c)の第 6のトランジスタ (Q6)との共通コレクタ出力端と、前記 第 2の負荷抵抗 (R4)との間に接続される第 11のコイル (L11)及び前記第 2の出力 端 (OUT2)との間に接続される第 12のコイル (L12)と前記第 2の負荷抵抗 (R4)と により構成される第 6のローノ スフィルタ (LPF6)とを具備し、
前記第 1の差動増幅器 (35a)の前記第 1及び第 2のトランジスタ (Ql, Q2)の各べ ース入力端が、それぞれ、前記第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路 (EF1, EF2)の 各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路（34)によって同相分岐された 前記第 1の信号 (VI)が前記第 1の差動増幅器 (35a)に入力されると共に、
前記第 2の差動増幅器 (35b)の前記第 3のトランジスタ (Q3)及び前記第 3の差動 増幅器（35c)の前記第 6のトランジスタ (Q6)の各ベース入力端が、それぞれ、前記 第 3及び第 4のェミッタフォロワ回路 (EF3, EF4)の各出力端に接続されていることに より、前記分岐回路 (34)によって同相分岐された前記第 2の信号 (V2)が前記第 2 及び第 3の差動増幅器（35b, 35c)に入力されることにより、 前記第 1及び第 2の出力端 (OUT1, OUT2)の少なくとも一方から前記第 1及び第
2の信号 (VI, V2)の線形乗算出力を導出可能となされていることを特徴とする第 2 の態様に従う短パルスレーダが提供される。
[0043] 上記目的を達成するために、本発明の第 12の態様によると、
送信部 (21)、受信部 (30)及び線形乗算器 (35)を準備するステップと、 前記送信部（21)によって短パルス波（Pt)を空間（1)へ放射するステップと、 前記空間（1)に放射された前記短パルス波 (Pt)の反射波 (Pr)を前記受信部 （3
0)によって受信し、該反射波 (Pr)の信号 (R^ )を第 1及び第 2の信号 (VI, V2)に 同相分岐するステップと、
前記第 1及び第 2の信号 (VI, V2)同士を前記線形乗算器 (35)によって線形乗算 して線形乗算信号を出力するステップと、
前記線形乗出力信号力 ベースバンド成分を抽出するステップと、
前記ベースバンド成分に基づいて、前記空間（la)に存在する物体（la)の解析処 理を行うステップと、
前記解析処理の結果に基づ!、て、前記送信部（21)及び受信部（30)の少なくも一 方に対して所定の制御を行うステップと、
を具備する短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0044] また、上記目的を達成するために、本発明の第 13の態様によると、
前記線形乗算信号を出力するステップは、
前記線形乗算器 (35)としてギルバートミキサを用いて前記線形乗算信号を出力す るための線形乗算を行うステップを備えていることを特徴とする第 12の態様に従う短 パルスレーダの制御方法が提供される。
[0045] また、上記目的を達成するために、本発明の第 14の態様によると、
前記解析処理を行うステップの前で、前記ベースバンド成分に対する積分を行うと 共に、その積分結果を保持出力するステップをさらに具備していることを特徴とする 第 12の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0046] また、上記目的を達成するために、本発明の第 15の態様によると、
前記ベースバンド成分に対する積分を行うステップは、 前記ベースバンド成分に対する積分の開始タイミング及び積分時間を前記解析処 理の結果に基づいて可変制御するステップを備えていることを特徴とする第 14の態 様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0047] また、上記目的を達成するために、本発明の第 16の態様によると、
前記ベースバンド成分に対する積分を行うステップは、
複数のサンプルホールド回路（37)を用いて前記ベースバンド成分に対して、それ ぞれ、異なる複数の期間にお 、て積分を行うステップを備えて 、ることを特徴とする 第 14の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0048] また、上記目的を達成するために、本発明の第 17の態様によると、
前記送信部（21)には、前記短パルス波 (Pt)を増幅する電力増幅器 (25)が設けら れていると共に、
前記受信部 (30)には、前記反射波 (Pr)の信号 (R)を増幅する低雑音増幅器 (3 2)が設けられており、
前記所定の制御を行うステップは、
前記受信部（30)にお 、て、前記反射波 (Pr)の信号 (R' )のレベルが前記線形乗 算器（35)の線形動作範囲内となるように、前記送信部（21)に設けられている前記 電力増幅器 (25)と前記受信部（30)に設けられて 、る前記低雑音増幅器 (32)との 少なくとも一方の利得を制御するステップを備えていることを特徴とする第 12の態様 に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0049] また、上記目的を達成するために、本発明の第 18の態様によると、
前記送信部（21)によって前記短パルス波（Pt)を前記空間（1)へ放射するステップ は、
所定幅のパルス信号 (Pa)を発生するステップと、
前記パルス信号 (Pa)が入力されて 、る期間だけ発振動作して前記短パルス波 (Pt )としての出力信号 (Pb)を出力するステップと、
前記パルス信号 (Pa)が入力されて 、な 、期間は発振動作を停止して前記短パル ス波（Pt)をとしての出力信号 (Pb)を出力しな!、ようにするステップとを備えて 、ること を特徴とする第 12の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。 [0050] また、上記目的を達成するために、本発明の第 19の態様によると、 前記所定の制御を行うステップは、
前記送信部（21)が前記短パルス波（Pt)を前記空間（1)に放射してから次の短パ ルス波（Pt)を前記空間（1)に放射するまでの期間内に、前記送信部（21)への電源 供給を停止させるステップを備えていることを特徴とする第 12の態様に従う短パルス レーダの制御方法が提供される。
[0051] また、上記目的を達成するために、本発明の第 20の態様によると、
前記所定の制御を行うステップは、
前記送信部（21)が前記短パルス波（Pt)を前記空間（1)に放射してから次の短パ ルス波 (Pt)を前記空間（1)に放射するまでの期間内で、且つ、前記空間（1)に放射 された短パルス波（Pt)につ 、ての反射波（Pr)が前記受信部（30)によって受信され るまでの期間を除く期間に、前記受信部（30)への電源供給を停止させるステップを 備えていることを特徴とする第 12の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供さ れる。
[0052] また、上記目的を達成するために、本発明の第 21の態様によると、
前記受信部（30)として、前記反射波 (Pr)をそれぞれ受信するために互 ヽに所定 の距離を有して離間させた状態で設けられている第 1及び第 2の受信アンテナ (31A , 31B)を各別に有する第 1及び第 2の受信部（30A, 30B)が設けられており、 前記解析処理を行うステップは、
前記第 1及び第 2の受信部（30A, 30B)力もの出力信号に基づいて、前記空間 （ 1)に存在する物体（la)の方向を解析するステップを備えていることを特徴とする第 1 2の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0053] また、上記目的を達成するために、本発明の第 22の態様によると、
前記線形乗算信号を出力するステップにおいて、前記線形乗算器 (35)として用い られる前記ギルバートミキサは、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 1及び第 2のトランジスタ (Ql, Q2)を備え、前記第 1及び第 2のトランジスタ (Q1 , Q2)の前記ェミッタ共通電流通路が定電流源 (II)に接続されている第 1の差動増 幅器と（35a)、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 3及び第 4のトランジスタ (Q3, Q4)を備え、前記第 1の差動増幅器 (35a)の第 1 のトランジスタ (Q1)のコレクタ出力端に前記第 3及び第 4のトランジスタ（Q3, Q4)の 前記ェミッタ共通電流通路が接続されて！、る第 2の差動増幅器 (35b)と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 5及び第 6のトランジスタ (Q5, Q6)を備え、前記第 5のトランジスタ (Q5)のべ一 ス入力端が前記第 2の差動増幅器 (35b)の前記第 4のトランジスタ (Q4)のベース入 力端と共通に接続されると共に、前記第 1の差動増幅器 (35a)の前記第 2のトランジ スタ（Q2)のコレクタ出力端に前記第 5及び第 6のトランジスタ（Q5, Q6)の前記エミッ タ共通電流通路が接続されて ヽる第 3の差動増幅器 (35c)と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器（35b)の前記第 3のトランジスタ (Q3)のコレクタ 出力端と前記第 3の差動増幅器（35c)の前記第 5のトランジスタ (Q5)のコレクタ出力 端とに共通に接続されている第 1の負荷抵抗 (R3)及び第 1の出力端 (OUT1)と、 それぞれ、前記第 2の差動増幅器（35b)の前記第 4のトランジスタ (Q4)のコレクタ 出力端と前記第 3の差動増幅器（35c)の前記第 6のトランジスタ (Q6)のコレクタ出力 端とに共通に接続されて ヽる第 2の負荷抵抗 (R4)及び第 2の出力端 (OUT2)と、 前記分岐回路 (34)によって同相分岐された前記第 1の信号 (VI)を伝達する第 1 の一組の線路（+ ,―)とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 1及 び第 2のコイル (LI, L2)と第 1の抵抗 (R9)と力 なる第 1のローパスフィルタ （LPF 1)及び第 3及び第 4のコイル (L3, L4)と第 2の抵抗 (R10)とからなる第 2のローパス フイノレタ（LPF2)と、
前記分岐回路（34)によって同相分岐された前記第 2の信号 (V2)を伝達する第 2 の一組の線路（+ ,―)とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 5及 び第 6のコイル (L5, L6)と第 3の抵抗 (Rl 1)と力 なる第 3のローパスフィルタ（LPF 3)及び第 7及び第 8のコイル (L7, L8)と第 4の抵抗 (R12)とからなる第 4のローパス フイノレタ（LPF4)と、
それぞれ、各ベース入力端と各ェミッタ出力端とを有する第 7及び第 8のトランジス タ（Q7, Q8)を備え、前記第 1及び第 2のローパスフィルタ（LPF1, LPF2)の各出力 端としての前記第 1及び第 2のコイル (LI, L2)及び前記第 3及び第 4のコイル (L3, L4)の各接続中点に前記第 7及び第 8のトランジスタ (Q7, Q8)の各ベース入力端が 接続される第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路 (EF1, EF2)と、
それぞれ、各ベース入力端と各ェミッタ出力端とを有する第 9及び第 10のトランジス タ（Q9, Q10)を備え、前記第 3及び第 4のローパスフィルタ（LPF3, LPF4)の各出 力端としての前記第 5及び第 6のコイル (L5, L6)及び前記第 7及び第 8のコイル (L7 , L8)の各接続中点に前記第 9及び第 10のトランジスタ (Q9, Q10)の各ベース入力 端が接続される第 3及び第 4のェミッタフォロワ回路 (EF3, EF4)と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器 (35b)の前記第 3のトランジスタ (Q3)及び前記 第 3の差動増幅器 (35c)の第 5のトランジスタ (Q5)との共通コレクタ出力端と、前記 第 1の負荷抵抗 (R3)との間に接続される第 9のコイル (L9)及び前記第 1の出力端（ OUT1)との間に接続される第 10のコイル (L10)と前記第 1の負荷抵抗 (R3)とによ り構成される第 5のローパスフィルタ（LPF5)と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器 (35b)の前記第 4のトランジスタ (Q4)及び前記 第 3の差動増幅器 (35c)の第 6のトランジスタ (Q6)との共通コレクタ出力端と、前記 第 2の負荷抵抗 (R4)との間に接続される第 11のコイル (L11)及び前記第 2の出力 端 (OUT2)との間に接続される第 12のコイル (L12)と前記第 2の負荷抵抗 (R4)と により構成される第 6のローノ スフィルタ (LPF6)とを具備し、
前記第 1の差動増幅器 (35a)の前記第 1及び第 2のトランジスタ (Ql, Q2)の各べ ース入力端が、それぞれ、前記第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路 (EF1, EF2)の 各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路（34)によって同相分岐された 前記第 1の信号 (VI)が前記第 1の差動増幅器 (35a)に入力されると共に、
前記第 2の差動増幅器 (35b)の前記第 3のトランジスタ (Q3)及び前記第 3の差動 増幅器（35c)の前記第 6のトランジスタ (Q6)の各ベース入力端が、それぞれ、前記 第 3及び第 4のェミッタフォロワ回路 (EF3, EF4)の各出力端に接続されていることに より、前記分岐回路 (34)によって同相分岐された前記第 2の信号 (V2)が前記第 2 及び第 3の差動増幅器（35b, 35c)に入力されることにより、 前記第 1及び第 2の出力端 (OUT1, OUT2)の少なくとも一方から前記第 1及び第 2の信号 (VI, V2)の線形乗算出力を導出可能となされていることを特徴とする第 13 の態様に従う短パルスレーダの制御方法が提供される。
[0054] 以上のような構成により、本発明の短パルスレーダ及びその制御方法によると、検 波回路は、受信した反射波信号を分岐回路で同相分岐した信号同士を線形乗算器 で乗算してその自乗成分を求め、その自乗成分力 フィルタによってベースバンド成 分を抽出することによって反射波信号を検波するようにして ヽるので、検波のための ローカル信号が不要となり、それだけ構成が簡単化され、小型で且つ電力消費の少 ない短パルスレーダの実現に寄与することができる。
[0055] また、本発明の短パルスレーダ及びその制御方法は、従来のような相関処理とは異 なり、受信波の電力を積分する方式であるので、人体等のように送信パルスと受信パ ルスの波形が大きく異なる、所謂分散性の大きいターゲットの検出に適している。
[0056] さらに、本発明の短パルスレーダ及びその制御方法では、送信部にお!、て、パルス が入力されている期間のみ発振動作をして短パルス波を送信波として出力する発振 器を用いることにより、残留キャリアを発生させな 、ようにして！/、る。
[0057] 反射波信号を検波する際に、従来の直交検波方式では、ローカル信号が断続する 際の過渡応答により特性が不安定となる等の問題が生じるが、本発明では、検波特 性が基本的に送信波形に依存しない自乗検波方式であり、上記のような反射波信号 を検波する際に問題なく適用することができる。
[0058] すなわち、本発明の短パルスレーダ及びその制御方法によると、上記のように残留 キャリアを発生させない短パルス発生方式と自乗検波方式とを組合せることにより、簡 易な構成で、且つ様々な散乱特性を有するターゲットの検出に適した短パルスレー ダの実現に寄与することができる。
図面の簡単な説明
[0059] [図 1]図 1は、本発明による短パルスレーダの第 1の実施形態のシステム構成を示す ブロック図である。
[図 2]図 2は、図 1に示した第 1の実施形態による短パルスレーダの送信部に用いられ る発信器の一例を示すブロック図である。 [図 3]図 3は、図 2に示した発信器の動作説明図として発信器に入力される周期 Tgの パルス信号 Pa及び発信器力もバースト状に出力される矩形波の信号 Pbを示す図で ある。
[図 4]図 4は、図 1に示した第 1の実施形態による短パルスレーダの送信部に用いられ る発信器の他の例を示すブロック図である。
[図 5A]図 5Aは、図 1に示した第 1の実施形態による短パルスレーダの受信部に用い られる検波回路の線形乗算器の一例として採用されるギルバートミキサの基本タイプ を示す回路構成図である。
[図 5B]図 5Bは、図 5Aに示したギルバートミキサの改良タイプを示す回路構成図であ る。
[図 6]図 6は、図 5A, Bに示したギルバートミキサの動作説明図としてギルバートミキ サに同相でバースト状に入力される正弦状の信号 S (t)及びギルバートミキサから出 力される 2乗波 S (t) 2とその包絡線 (ベースバンド) Wを示す図である。
[図 7]図 7は、図 5Bに示したギルバートミキサを採用した場合の線形乗算器の周波数 特性の測定結果を示す図である。
[図 8]図 8は、図 5Bに示したギルバートミキサを採用した場合のパルス幅 Insの入力 信号に対する線形乗算器の出力を低域通過フィルタによって 7GHzの帯域制限をし て得られたベースバンド成分 Wの観測波形を示す図である。
[図 9]図 9は、図 5Bに示したギルバートミキサを採用した場合の線形乗算器の入出力 特性の測定結果を示す図である。
[図 10]図 10は、図 1に示した第 1の実施形態による短パルスレーダの受信部に用い られるサンプルホールド回路の原理的な構成を示す図である。
[図 11]図 11は、図 1に示した第 1の実施形態による短パルスレーダの動作を説明す るために示すタイミングチャートである。
[図 12]図 12は、本発明による短パルスレーダの第 2の実施形態の要部の構成を示す ブロック図である。
[図 13]図 13は、本発明による短パルスレーダの第 3の実施形態の要部の構成を示す ブロック図である。 [図 14]図 14は、従来のパルスレーダの基本的な構成を示すブロック図である。
[図 15]図 15は、図 14に示した従来のノ ルスレーダに用いられる直交型の検波回路 の基本的な構成を示すブロック図である。
[図 16]図 16は、準ミリ波帯 UWBのスペクトラムマスクと望ましい使用周波数帯 (推奨 帯域)を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
[0060] 以下、本発明による短パルスレーダの幾つかの実施の形態について、図面を参照 して説明する。
[0061] (第 1の実施の形態）
まず、本発明の第 1の実施の形態に係る短パルスレーダの構成について説明する
[0062] 図 1は、本発明の第 1の実施の形態に係る短パルスレーダ 20の構成を示すブロック 図である。
[0063] 本発明に係る短パルスレーダ 20は、基本的には、短パルス波 Ptを空間 1へ放射す る送信部 21と、この送信部 21によって前記空間 1に放射された短パルス波 Ptの反射 波 Prを受信し、該反射波 Prの信号 R'を第 1及び第 2の信号 VI, V2に同相分岐する 分岐回路 34と、この分岐回路 34によって同相分岐された第 1及び第 2の信号 VI, V 2同士を線形乗算する線形乗算器 35と、この線形乗算器 35からの出力信号力もべ ースバンド成分を抽出する低域通過フィルタ 36とによって構成されている検波回路 3 3を有する受信部 30と、この受信部 30からの出力に基づいて、前記空間 1に存在す る物体 laの解析処理を行う信号処理部 40と、この信号処理部 40からの解析結果に 基づ 、て、送信部 21及び受信部 30の少なくとも一方に対して所定の制御を行う制 御部 50とを有している。
[0064] また、本発明に係る短パルスレーダの制御方法は、基本的には、送信部 21、受信 部 30及び線形乗算器 35を準備するステップと、前記送信部 21によって短パルス波 Ptを空間 1へ放射するステップと、前記空間 1に放射された前記短パルス波 Ptの反 射波 Prを受信部 30によって受信し、該反射波 Prの信号 Rを第 1及び第 2の信号 VI , V2に同相分岐するステップと、この第 1及び第 2の信号 VI, V2同士を線形乗算器 35によって線形乗算して線形乗算信号を出力するステップと、この線形乗出力信号 力 ベースバンド成分を抽出するステップと、このベースバンド成分に基づいて、前 記空間 1に存在する物体 laの解析処理を行うステップと、この解析処理の結果に基 づ 、て、前記送信部 21及び受信部 30の少なくも一方に対して所定の制御を行うス テツプとを有している。
[0065] 具体的には、この図 1に示す短パルスレーダ 20は、送信部 21、受信部 30、アナ口 グ Zデジタル (A/D)変換器 30、信号処理部 40及び制御部 50によって構成されて いる。
[0066] 送信部 21は、制御部 50から所定周期 Tgで出力されるトリガ信号 Gを受ける毎に、 後述するようにして生成される所定幅 Tp (例えば、 Ins)で所定のキャリア周波数 Fc ( 例えば、 26GHz)の短パルス波 Ptを送信アンテナ 22を介して空間 1へ放射する。
[0067] なお、送信アンテナ 22は、後述する受信部 30の受信アンテナ 31と共用される場合 もめる。
[0068] この送信部 21は、図 1に示しているように、制御部 50からのトリガ信号 Gに同期した 幅 Tpのパルス信号 Paを発生するパルス発生器 23、このパルス発生器 23からパルス 信号 Paを受けている間 Tpだけ所定のキャリア周波数 Fcを有する信号を発振出力す る発振器 24と、この発振器 24からの出力信号を増幅する電力増幅器 25と、この電 力増幅器 25からの出力信号に対して帯域外不要放射を抑圧するバンドリジェクショ ンフィルタ（BRF) 26と、この BRF26を通過した信号が送信波として供給される送信 アンテナ 22とを有して!/、る。
[0069] ここで、発振器 24の構成としては、いくつかの構成が考えられる。
[0070] 図 2は、図 1に示した第 1の実施形態による短パルスレーダの送信部 21に用いられ る発信器 24の一つの構成例を示すブロック図である。
[0071] すなわち、この発振器 24は、図 2に示すように、入力共通の AND回路と NAND回 路とが一体化された 2入力、 2出力型のゲート回路 24aと、それぞれ、このゲート回路 24aの入力部に接続されたェミッタフォロア型の第 1及び第 2の入力バッファ 24b、 24 cと、ゲート回路 24aの出力部に接続された出力バッファ 24d及びゲート回路 24aの 反転出力を所定の遅延時間だけ遅延して第 1の入力バッファ 24bに入力する遅延回 路 24eとを有している。
[0072] この遅延回路 24eは、例えば、ストリップライン等で構成されている。
[0073] このように構成されて ヽる発振器 24からは、図 3の（a)に示すように、周期 Tgのパル ス信号 Paが入力バッファ 24cに入力されている間、図 3の（b)に示すように、所定の 周波数 (キャリア周波数)を有する矩形波の信号 Pbがバースト状に発振出力される。
[0074] この発振器 24からの出力信号 Pbの周波数は、入力バッファ 24b及びゲート回路 2
4aの入出力間の遅延時間と、遅延回路 24eの遅延時間との合計で決まる。
[0075] ここで、入力バッファ 24b及びゲート回路 24aの入出力間の遅延時間は、一般的に
、回路素子に依存して決まる固定値である。
[0076] したがって、ここでは、遅延回路 24eの定数の一部を可変できるように構成し、この 定数を調整することにより、発振器 24の出力信号 Pbの発振周波数を前記 UWBのほ ぼ中心周波数 (例えば、 26GHz)に設定している。
[0077] 図 4は、図 1に示した第 1の実施形態による短パルスレーダの送信部 21に用いられ る発信器 24の他の構成例を示すブロック図である。
[0078] すなわち、この構成例による発振器 24は、図 4に示すように、増幅器 24fと、この増 幅器 24fの負荷としての共振器 24gと、増幅器 24fの出力を入力側に正帰還させる 帰還回路 24hとを有し、共振器 24gの共振周波数 (例えば、 26GHz)で発振動作す る発振回路を形成している。
[0079] さらに、この構成例による発振器 24は、増幅器 24fの入力側（出力側でもよい）とァ ースラインの間に、パルス信号 Paにより開閉制御可能なスィッチ 24iが設けられてい る。
[0080] この構成例による発振器 24は、パルス信号 Paが入力している期間だけスィッチ 24i が開 、て発振動作すると共に、パルス信号 Paが入力して 、な 、期間ではスィッチ 24 iが閉じて帰還ループの一端がアースラインに短絡されることにより、発振動作が停止 する。
[0081] ここでは、増幅器 24fの入力側とアースラインとの間をスィッチ 24iにより短絡、開放 するように構成している。
[0082] しかるに、増幅器 24fの出力側とアースラインとの間をスィッチ 24iにより短絡、開放 するように構成してちょい。
[0083] これら図 2及び図 4に示した 、ずれかの構成による発振器 24を用 V、た送信部 21は 、 ノルス信号 Paによって発振器 24の発振動作そのものを制御する構成であるので、 原理的にキャリア漏れは発生しな 、。
[0084] したがって、 UWBの使用に際して後述するように規定されている電力密度の制限 は、発振時に出力される短パルス波の瞬時パワーについてのみ考慮すればよいの で、送信波としての電力はキャリア漏れが発生しな 、分だけ UWBの規格で規定され ている電力密度の制限内で最大限に有効に使用することができる。
[0085] なお、上記した図 2及び図 4の発振器 24の構成は、それぞれ、一例であり、他の回 路構成、例えば、発振回路の電源 (電流源等)をパルス信号 Paによりオンオフするこ とによっても、上記のようなキャリア漏れのないバースト波を得ることができる。
[0086] なお、このバースト波を得るために、従来ではスィッチを用いて 24GHzのキャリア信 号 (連続波）をパルス変調 (オンオフ）する振幅シフトキーイング (ASK)方式が用いら れている。
[0087] しかるに、このような従来の ASK方式では、スィッチオフ時のアイソレーションが完 全でなくキャリア漏れが発生し、し力も短パルスレーダではオン時の時間（例えば、 1 ns)よりオフ時の時間（例えば、 10 s)の方が数千倍力 数万倍と圧倒的に長いた め、僅かなキャリア漏れであったとしても全体としては大きな残留キャリア電力が発生 してしまうことになる。
[0088] この残留キャリアは、短パルスレーダの送信波に対する反射波の実質的な受信感 度を制限することになり、レーダ探査範囲を狭め、低反射率の障害物の検出を困難 にする。
[0089] また、前記 UWBレーダシステムに関して、 FCC (米国連邦通信委員会）は、次の非 特許文献 1にお 、て、 22〜29GHzの帯域内における平均電力密度が— 41dBmZ MHz以下、ピーク電力密度が OdBmZ50MHz以下となるよう規定して!/、る。
[0090] 非特許文献 1 FCC02-48, New Part 15 Rules, "FIRST REPORT A ND ORDER"
つまり、上記の UWBレーダシステムでは、 22〜29GHzの帯域内におけるェネル ギ一の総量が規制されているので、残留キャリアが大きいと、その分だけ送信波の出 カレベルを低く設定しなければならず、探査距離等が大きく制限されてしまう。
[0091] この問題を解決するために、図 16に実線で示す UWBの推奨帯域から破線で示す ように、短パルスレーダの送信波の中心周波数を、ドップラーレーダ用に割り当てら れている 24. 05GHz力ら 24. 25GHzの狭帯域（Short Range Device : SRD)の バンドに避難させることにより、 FCCによる残留キャリアの規制から逃れるようにするこ とも考えられている。
[0092] し力し、この場合、図 16に示すように、 SRDの近くには EESS (地球探査衛星）のパ ッシブセンサを保護するための RR (国際無線通信規制）による電波発射禁止帯 (md iation restricted band)があり、この電波発射禁止帯への深刻な干渉が懸念され ている。
[0093] これに対し、本発明では、上述したように、発振器 24の構成としてパルス信号 Paに より発振動作そのものをオンオフ制御してオフ時の残留キャリアを原理的に発生させ ない方式を採用することにより、レーダ送信波の周波数の設定は図 16に示したような 規定のスペクトルマスクの推奨帯域内で自由となる。
[0094] し力も、本発明では、上述したような電波発射禁止帯との干渉を十分に避けるように 送信波の周波数の設定をすることができる。
[0095] 以上のようにして発振器 24から出力される信号 Pbは、電力増幅器 25により増幅さ れた後、 BRF26を介して所定のキャリア周波数 Fc (例えば、 26GHz)の短パルス波
Ptとして送信アンテナ 22に供給される。
[0096] これにより、送信アンテナ 22からは前記した短パルス波 Ptが探査対象の空間 1に 放射される。
[0097] なお、電力増幅器 25の利得は、制御部 50によって可変制御することができるように なっている。
[0098] 一方、受信部 30は、空間 1の物体 laからの反射波 Prを受信アンテナ 31を介して受 信し、その反射波 Prの信号 Rを LNA (低雑音増幅器) 32により増幅した後、帯域幅 2 GHz程度のバンドパスフィルタ（BPF) 41により帯域制限された反射波 Prの信号！^ を検波回路 33によって検波する。 [0099] なお、 LNA32の利得は、制御部 50によって可変制御することができるようになって いる。
[0100] 検波回路 33は、 BPF41から出力される反射波 Prの信号 を同相（0° )で第 1の 信号 VIと第 2の信号 V2と 2分岐する分岐回路 34と、その同相で 2分岐された信号同 士すなわち第 1の信号 VIと第 2の信号 V2とを線形乗算する線形乗算器 35と、この 線形乗算器 35の出力信号力もベースバンド成分 Wを抽出する低域通過フィルタ (L PF) 36とによって構成されて 、る。
[0101] 線形乗算器 35には、二重平衡ミキサを用いる等いくつかの方式がある力 高速動 作をするものとして、ギルバートミキサを用いて構成する方法が考えられる。
[0102] このギルバートミキサは、図 5Aに示すように、基本的には、第 1乃至第 3の差動増 幅器 35a、 35b、 35c力もなる。
[0103] そして、第 1の差動増幅器 35aに第 1の信号 VIを差動入力すると共に、この第 1の 差動増幅器 35aの負荷側に接続された第 2及び第 3の差動増幅器 35b、 35cに第 2 信号 V2を差動入力することにより、第 1の信号 VIと第 2の信号 V2の積に等しい逆相 の線形乗算信号成分一（VI X V2)及び正相の線形乗算信号成分 (VI X V2)のみ が第 2及び第 3の差動増幅器 35b、 35cの共通負荷抵抗 R3、 R4から出力される。
[0104] 具体的には、このギルバートミキサにおいて、第 1の差動増幅器 35aは、それぞれ、 各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有する第 1及び第 2のトランジスタ Ql, Q2を備え、第 1の信号源 VIに前記第 1及び第 2のトランジスタ Q 1, Q2の各ベース入力端が接続されると共に、ェミッタ共通電流通路が定電流源 II 及び第 1のバイアス電源 Vb 1を直列に介してアースラインに接続されて!、る。
[0105] なお、第 1及び第 2のトランジスタ Ql, Q2のェミッタ共通電流通路は、各ェミッタ抵 抗 Rl, R2の接続中点力も導出されていると共に、第 2のトランジスタ Q1のベース入 力端は、第 2のノィァス電源 Vb2を介してアースラインに接続されて 、る。
[0106] また、第 2の差動増幅器 35bは、それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及 びェミッタ共通電流通路とを有する第 3及び第 4のトランジスタ Q3, Q4を備え、第 2の 信号源 V2に前記第 3及び第 4のトランジスタ Q3, Q4の各ベース入力端が接続され ると共に、第 1の差動増幅器 35aの第 1のトランジスタ Q1のコレクタ出力端に第 3及び 第 4のトランジスタ Q3, Q4のェミッタ共通電流通路が接続されて 、る。
[0107] また、第 3の差動増幅器 35cは、それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及 びェミッタ共通電流通路とを有する第 5及び第 6のトランジスタ Q5, Q6を備え、第 2の 信号源 V2に第 5及び第 6のトランジスタ Q5, Q6の各ベース入力端が接続されると共 に、第 1の差動増幅器 35aの前記第 2のトランジスタ Q2のコレクタ出力端に第 5及び 第 6のトランジスタ Q5, Q6のェミッタ共通電流通路が接続されて 、る。
[0108] なお、第 2の差動増幅器 35bの第 4のトランジスタ Q4及び第 3の差動増幅器 35cの 第 5のトランジスタ Q5の各ベース入力端は共通に接続されていると共に、第 3のバイ ァス電源 Vb3を介してアースラインに接続されて 、る。
[0109] また、第 2の差動増幅器 35bの第 3のトランジスタ Q3のコレクタ出力端と第 3の差動 増幅器 35cの第 5のトランジスタ Q5のコレクタ出力端とが共通に負荷抵抗 R3を介し てアースラインに接続されて ヽると共に、第 1の出力端 OUT1に接続されて!、る。
[0110] また、第 2の差動増幅器 35bの第 4のトランジスタ Q4のコレクタ出力端と第 3の差動 増幅器 35cの第 6のトランジスタ Q6のコレクタ出力端とが共通に負荷抵抗 R4を介し てアースラインに接続されていると共に、第 2の出力端 OUT2に接続されている。
[0111] これにより、第 1及び第 2の出力端 OUT1, OUT2から第 1及び第 2の信号 VI, V2 の線形乗算出力—（VI XV2)または (VI XV2)の少なくとも一方を導出可能となさ れている。
[0112] このように構成されるギルバートミキサによる線形乗算器 35に、第 1及び第 2の信号 VI, V2として、例えば、図 6の（a)に示すような正弦状の信号 S (t)を同相でバースト 状に入力すると、その出力信号は、図 6の（b)に示すように、入力信号 S (t)を 2乗し た波形 (S (t) 2)となり、その包絡線 (ベースバンド) Wは、入力信号 S (t)の電力に比 例している。
[0113] このように検波回路 33に用いられる複数の差動増幅器力もなるギルバートミキサに よる線形乗算器 35は、マイクロ波モノリシック集積回路 (MMIC)で極めて小型に構 成することができ、し力も、従来の直交型の検波回路のようなローカル信号を供給す る必要がないので、それだけ電力消費が少なくて済む。
[0114] ところで、図 5Aに示したような基本的な回路構成のギルバートミキサによる線形乗 算器 35の応答特性は、 UWBで使用するには改良すべき余地がある。
[0115] そこで、本願発明者らは、図 5Aに示したような基本的な回路構成のギルバートミキ サによる線形乗算器の入出力部のインピーダンス整合やピーキング補正等を行うよう に改良することにより、その応答特性を改善して、 UWBで十分に使用可能なものを 実現している。
[0116] 図 5Bは、本願発明者らによって実現された改良タイプのギルバートミキサの回路構 成を示している。
[0117] 図 5Bにおいて、図 5Aに示した基本的な回路構成のギルバートミキサと同一部分に は同一の参照符号を付してそれらの説明を省略するものとする。
[0118] すなわち、図 5Bに示すように改良タイプのギルバートミキサにおいて、第 2の差動 増幅器 35bの第 3及び第 4のトランジスタ Q3, Q4のェミッタ共通電流通路は、各エミ ッタ抵抗 R5, R6の接続中点カゝら導出されていると共に、第 3の差動増幅器 35cの第 5及び第 6のトランジスタ Q5, Q6のェミッタ共通電流通路は、各ェミッタ抵抗 R7, R8 の接続中点力 導出されている。
[0119] なお、これらの各ェミッタ抵抗 R5, R6及び各ェミッタ抵抗 R7, R8は、第 1乃至第 3 の差動増幅器 35aの第 1及び第 2のトランジスタ Ql, Q2の各ェミッタ抵抗 Rl, R2と 同様に、原理的にはあった方がよいものの、実際の回路構成では省略してもそれ程 には支障が生じない。
[0120] また、図 5Bに示すような改良タイプのギルバートミキサにおいては、第 1乃至第 3の 差動増幅器 35a, 35b, 35cの入力部に以下の具体的な構成で説明するような第 1 乃至第 4のローパスフィルタ LPF1, LPF2, LPF3, LPF4及び第 1乃至第 4のェミツ タフォロワ回路 EF1, EF2, EF3, EF4とが備えられている。
[0121] また、図 5Bに示すように改良タイプのギルバートミキサにおいては、第 2及び第 3の 差動増幅器 35b, 35cの出力部に以下の具体的な構成で説明するような第 5及び第 6のローパスフィルタ LPF5, LPF6が備えられて!/、る。
[0122] すなわち、図 5Bに示すような改良タイプのギルバートミキサの具体的な構成による と、分岐回路 34によって同相分岐された第 1の信号 VIを伝達する第 1の一組の線路 + ,—とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 1及び第 2のコイル L1 , L2と第 9の抵抗 R9と力 なる第 1のローパスフィルタ LPFl及び第 3及び第 4のコィ ル L3, L4と第 10の抵抗 R10と力もなる第 2のローパスフィルタ LPF2とが備えられて いる。
[0123] また、この改良タイプのギルバートミキサでは、分岐回路 34によって同相分岐され た第 2の信号 V2を伝達する第 2の一組の線路 + ,—とアースラインとの間に、それぞ れ、直列に接続された第 5及び第 6のコイル L5, L6と第 11の抵抗 R11とからなる第 3 のローパスフィルタ LPF3及び第 7及び第 8のコイル L7, L8と第 12の抵抗 R12と力ら なる第 4のローパスフィルタ LPF2とが備えられている。
[0124] また、この改良タイプのギルバートミキサでは、それぞれ、各ベース入力端と各エミ ッタ出力端とを有する第 7及び第 8のトランジスタ Q7, Q8を備え、第 1及び第 2のロー パスフィルタ LPFl, LPF2の各出力端としての第 1及び第 2のコイル LI, L2及び第 3 及び第 4のコイル L3, L4の各接続中点に前記第 7及び第 8のトランジスタ Q7, Q8の 各ベース入力端が接続される第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路 EF1, EF2とが備 えられている。
[0125] また、この改良タイプのギルバートミキサでは、それぞれ、各ベース入力端と各エミ ッタ出力端とを有する第 9及び第 10のトランジスタ Q9, Q10を備え、第 3及び第 4の ローパスフィルタ LPF3, LPF4の各出力端としての第 5及び第 6のコイル L5, L6及 び第 7及び第 8のコイル L7, L8の各接続中点に第 9及び第 10のトランジスタ Q9, Q 10の各ベース入力端が接続される第 3及び第 4のェミッタフォロワ回路 EF3, EF4と が備えられている。
[0126] なお、第 1及び第 2の信号 VI, V2を伝達する第 1及び第 2の一組の線路 + ,—のう ち、各一方の線路一とアースラインとの間には、第 2及び第 3のノ ィァス電源 Vb2, V b3が接続されている。
[0127] ここで、前記第 7及び第 8のトランジスタ Q7, Q8及び前記第 9及び第 10のトランジ スタ Q9, Q10の各ェミッタには、それぞれ、定電流源 IIとバイアス電源 Vblとの接続 中点との間に第 13乃至第 16の抵抗が接続されている。
[0128] そして、第 1の差動増幅器 35aの前記第 1及び第 2のトランジスタ Ql, Q2の各べ一 ス入力端が第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路 EF1, EF2の各出力端に接続されて いる。
[0129] また、第 2及び第 3の差動増幅器 35b, 35cの第 3及び第 6のトランジスタ Ql, Q2の 各ベース入力端が第 3及び第 4のェミッタフォロワ回路 EF3, EF4の各出力端に接続 されている。
[0130] また、第 2の差動増幅器 35bの第 3のトランジスタ Q3のコレクタ出力端と第 3の差動 増幅器 35cの第 5のトランジスタ Q5のコレクタ出力端とが共通に第 9のコイル L9を介 して負荷抵抗 R3に接続されていると共に、第 10のコイル L10を介して第 1の出力端
OUT1に接続されている。
[0131] ここで、第 9のコイル L9、負荷抵抗 R3及び第 10のコイル L10とは、第 5のローパス フィルタ LPF5を構成して!/、る。
[0132] また、前記第 2の差動増幅器 35bの前記第 4のトランジスタ Q4のコレクタ出力端と第
3の差動増幅器 35cの第 6のトランジスタ Q6のコレクタ出力端とが共通に第 11のコィ ル L 11を介して負荷抵抗 R4を介してアースラインに接続されて ヽると共に、第 12の コイル L 12を介して第 2の出力端 OUT2に接続されて!、る。
[0133] ここで、第 11のコイル Ll l、負荷抵抗 R4及び第 12のコイル L12とは、第 6のローバ スフィルタ LPF6を構成して!/、る。
[0134] これにより、第 1及び第 2の出力端 OUT1, OUT2から第 1及び第 2の信号 VI, V2 の線形乗算出力—（VI XV2)または (VI XV2)の少なくとも一方を導出可能となさ れている。
[0135] すなわち、このように構成される改良された図 5Bのギルバートミキサによる線形乗 算器 35に、第 1及び第 2の信号 VI, V2として、例えば、図 6の（a)のような正弦状の 信号 S (t)を同相でバースト状に入力すると、その出力信号は、図 6の (b)のように、 入力信号 S (t)を 2乗した波形 (S (t) 2)となり、その包絡線 (ベースバンド) Wは、入力 信号 S (t)の電力に比例していることは、図 5Aの基本的なギルバートミキサによる線 形乗算器 35の場合と同様である。
[0136] また、検波回路 33に用いられる改良された図 5Bのギルバートミキサによる線形乗 算器 35が、マイクロ波モノリシック集積回路 (MMIC)で極めて小型に構成することが でき、し力も、従来の直交型の検波回路のようなローカル信号を供給する必要がない ので、それだけ電力消費が少なくて済むことも、図 5Aの基本的なギルバートミキサに よる線形乗算器 35の場合と同様である。
[0137] しかるに、以上のように構成される改良された図 5Bのギルバートミキサにおいては、 第 1乃至第 3の差動増幅器 35a, 35b, 35cの入力部に Qの高い第 1乃至第 4のロー パスフィルタ LPFl, LPF2, LPF3, LPF4及び第 1乃至第 4のェミッタフォロワ回路 E Fl, EF2, EF3, EF4とが備えられていることにより、入力インピーダンスが高められ て 、ると共に、ピーキング効果が発揮されることになる。
[0138] また、図 5Bに示すような改良タイプのギルバートミキサにおいては、第 2及び第 3の 差動増幅器 35b, 35cの出力部に Qの高い第 5及び第 6のローパスフィルタ LPF5, L PF6が備えられていることにより、ピーキング効果が発揮されることになる。
[0139] これにより、図 5Bに示すような改良タイプのギルバートミキサにおいては、図 5Aに 示したような基本的な回路構成のギルバートミキサによる線形乗算器 35の入出力部 のインピーダンス整合やピーキング補正等を行うことができるように改良されて 、るの で、その応答特性を効果的に改善して、 UWBで十分に使用可能な改良されたギル バートミキサによる線形乗算器 35を実現することができる。
[0140] 図 7は、図 5Bに示すような改良タイプのギルバートミキサによる線形乗算器 35の周 波数特性の測定結果を示して 、る。
[0141] すなわち、図 7に示す改良タイプのギルバートミキサによる線形乗算器 35の周波数 特性の測定結果によると、 3dB以内の帯域がほぼ 27GHzまで延びており、 UWB の中心をキャリア周波数 (例えば、 26GHz)とする短パルスレーダに十分な適応性を 有していることが判る。
[0142] 図 8は、図 5Bに示すような改良タイプのギルバートミキサによる線形乗算器 35のパ ルス幅 Insの入力信号に対する出力を低域通過フィルタ 36によって 7GHzの帯域制 限をして得られたベースバンド成分 Wを観測用オシロスコープで観測した場合の波 形 （但し、アベレージング数 64)を示して!/、る。
[0143] すなわち、図 8に示す観測波形によると、観測用オシロスコープの演算機能で得ら れた平均立ち上がり時間は約 59ps、平均立ち下がり時間は約 36ps (但し、立ち下が りが 80%から 20%までの時間）となっており、極めて高速な応答特性を有しているこ とが判る。
[0144] 図 9は、図 5Bに示すような改良タイプのギルバートミキサによる線形乗算器 35の入 出力特性の測定結果を示して 、る。
[0145] すなわち、図 9に示す測定結果によると、入力レベルが 30dBmから 5dBmま での広 ヽ範囲で良好な直線性が得られて!/ヽることが判る。
[0146] したがって、入力信号 (VI, V2)のレベルをこの一 30dBmから一 5dBmまでの範 囲内にコントロールすれば、改良された図 5Bのギルバートミキサによる線形乗算器 3
5の出力は入力信号の電力を正確に示すことになる。
[0147] そして、以上のようにして検波回路 33で得られたベースバンド信号 Wは、サンプル ホールド回路 37に入力される。
[0148] サンプルホールド回路 37は、図 10にその原理図を示すように、抵抗 37aとコンデン サ 37bによる積分回路にスィッチ 37cを介してベースバンド信号 Wを入力する構成を 有している。
[0149] そして、パルス発生器 38からのパルス信号 Pcがハイレベル（ローレベルでもよ!/、） の間、スィッチ 37cを閉じてベースバンド信号 Wを積分し、パルス信号 Pcがローレべ ルになると、スィッチ 37cを開いてコンデンサ 37bにより積分結果を保持する。
[0150] なお、ここではサンプルホールド回路 37のサンプリングの周期、すなわち、ノルス 信号 Pcの周期をトリガ信号 Gの周期に等しいものとして説明する力 サンプリングの 周期は、トリガ信号 Gの周期 Tgの整数倍であってもよい。
[0151] パルス発生器 38は、トリガ信号 Gに同期する信号 （トリガ信号 Gそのものであつ てもよい）を受け、信号 Gに対して制御部 50で指定された時間 Tdだけ遅延し、且つ 制御部 50で指定された幅 Tcのパルス信号 Pcを生成して、サンプルホールド回路 37 に出力する。
[0152] サンプルホールド回路 37で積分されて保持された信号 Hは、その保持直後に AZ D変 によってデジタル値に変換され、信号処理部 40に入力される。
[0153] 信号処理部 40は、受信部 30で得られた信号 Hに基づいて、空間 1に存在する物 体 laについての解析を行い、その解析結果を図示しない出力機器 (例えば、表示器 、音声発生器）によって報知すると共に、制御に必要な情報を制御部 50に通知する [0154] 制御部 50は、この短パルスレーダ 20について予め決められたスケジュール（プログ ラム）にしたがって、あるいは、信号処理部 40の処理結果に応じて、送信部 21及び 受信部 30の少なくとも一方に対する所定の各種の制御を行う。
[0155] 次に、この短パルスレーダ 20の一つの動作例について説明する。
[0156] 制御部 50は、この短パルスレーダ 20による探査動作の初期設定において、電力増 幅器 25の利得を規定値に設定し、 LNA32の利得を、例えば、最大に設定し、周期 Tg (例えば、 10 s)のトリガ信号 Gを送信部 21のパルス発生器 23に供給する。
[0157] これによつて、図 11の（a)に示すような幅 Tp (例えば、 Ins)のパルス信号 Paが送 信部 21の発振器 24に入力されると、送信部 21は電力増幅器 25及び BRF26を介し て送信アンテナ 22から図 11の（b)に示すようなキャリア周波数 Fc (例えば、 26GHz) で幅 Tpの短パルス波 Ptを空間 1へ放射させる。
[0158] このとき、送信部 21に対する電源供給は、制御部 50によって短パルス波 Ptの出力 期間だけ (あるいはその期間を含むごく限られた期間のみ)となされる。
[0159] これによつて、送信部 21に電源供給されている時間は、周期 Tg全体のほぼ 1Z10 000であるので、無駄な電力消費が発生しない。
[0160] 送信部 21から放射された短パルス波 Ptは、空間 1に存在する物体 laで反射し、そ の反射波 Pr力 例えば、図 11の（c)に示すように、各短パルス波 Ptの送信タイミング 力 物体 laまでの往復距離に応じた時間 Txだけ遅延して受信部 30の受信アンテナ 31で受信される。
[0161] 受信部 30では、この受信された反射波 Prの信号 Rを LNA32によって増幅した後、 BPF41により帯域制限して雑音電力を低減すると共に、その BPF41から出力される 反射波 Prの信号 を検波回路 33の分岐回路 34で第 1の信号 VI及び第 1の信号 V2とに同相で 2分岐した後、線形乗算器 35と低域通過フィルタ 36とにより検波する こと〖こより、図 11の（d)に示すようなベースバンド成分 Wを検出する。
[0162] 一方、サンプルホールド回路 37には、図 11の（e)に示すような幅 Tc (例えば、 Ins) のパルス信号 Pcが、短パルス波 Ptの各送信タイミングから Td、 2Td、 3Td、…と nTd (nは整数)ずつ遅れて入力される。 [0163] なお、ここでは、遅延時間 Tdがパルス Pcの幅と等し 、場合で説明する。
[0164] また、探査対象の空間 1の遠端までの距離を 15m以内と仮定すると、その 15mの 距離を電波が往復するための時間はほぼ 100nsである。
[0165] したがって、短パルス波 Ptの送信タイミング力も最大で lOOTdまで遅延すること iに より、 15m以内力もの反射波 Prであれば、それらの反射波 Prをすベてカバーするこ とがでさる。
[0166] 図 11の（c) , (d) , (e)に示しているように、 1回目力 3回目までのパルス信号 Pcは 、ベースバンド成分 Wと重なり合わないため、サンプルホールド回路 37はノイズ成分 のみを積分することになり、その積分結果および保持値はほぼゼロとなる。
[0167] そして、 4回目および 5回目のパルス信号 Pcがベースバンド成分 Wと重なり合うと、 図 11の（f )に示すように、パルス信号 Pcのハイレベル期間内でベースバンド信号 W が積分され、その積分結果 Hl、 H2が保持されることにより、その保持値 Hl、 H2が AZD変換器 39でデジタル値に変換されて図 11の（g)に示すような形態で信号処 理部 40に出力される。
[0168] 信号処理部 40は、この保持値 Hl、 H2に基づいて、物体 laまでの距離、物体の大 きさなどを検出する。
[0169] すなわち、信号処理部 40は、例えば、所定レベル以上の保持値 Hが入力されたと き、それが何回目のサンプリングで得られたかにより、物体 laまでの距離を検出する
[0170] また、信号処理部 40は、所定レベル以上の保持値 Hが連続する場合には、その連 続する回数などにより、物体 laの大きさを検出する。
[0171] この検出情報は制御部 50に通知される。
[0172] 制御部 50は、信号処理部 40から通知された検出情報力 例えば、物体 laまでの 距離が近ぐ反射波 Prの強度が大きいことを示しているときには、検波回路 33の入 カレベルが、線形乗算器 35の線形動作範囲内となるように、受信部 30の LNA32の 利得を下げる。
[0173] この場合、制御部 50は、必要であれば送信部 21の電力増幅器 25の利得も下げる ように制御する。 [0174] これにより、次の探査時に、受信部 30の検波回路 33においてより正確なベースバ ンド成分 Wが検出されることになる。
[0175] また、制御部 50は、信号処理部 40から通知された検出情報が、例えば、探査空間
1の遠端近傍からの弱い反射波 Prを解析する必要がある場合には、送信部 21の電 力増幅器 25の利得を上げるように制御する。
[0176] これにより、次の探査時に、受信部 30の検波回路 33においてより正確なベースバ ンド成分 Wが検出されることになる。
[0177] また、制御部 50は、サンプルホールド回路 37の積分時間 Tcについても探査対象 の空間 1の状態や物体 laの大きさなどに応じ適宜可変して、必要な探査情報が得ら れるように制御している。
[0178] なお、この場合、制御部 50は、送信部 21については、短パルス波 Ptを放射する期 間だけを除 、て電源の供給を停止するための制御をするようにして 、るが、受信部 3
0につ 、ては何等電源の供給を停止するための制御をして 、な!/、。
[0179] しかるに、前記したように探査範囲に対応する時間が 100nsで短パルス波 Ptの放 射周期 Tgが 10 sの場合、その周期 Tg内の 1Z100程度し力利用していないのが 実情である。
[0180] したがって、その残りの期間（すなわち、周期 Tg内の 99Z100程度）、制御部 50に よって受信部 30に対する電源供給を停止させるようにすることにより、さらに電力消 費を低減することができる。
[0181] また、例えば、 100回の短パルス波 Ptの放射で、所定レベル以上の保持出力 Hが 得られない場合、信号処理部 40は探査範囲内に障害となる物体がないと判断し、こ れを制御部 50に通知する。
[0182] この通知を受けた制御部 50は、一定期間（例えば、 lms)、送信部 21及び受信部
30への電源供給を停止させ、その一定時間経過後に再び電源供給を開始して上記 のような探査動作を繰り返すための制御をしている。
[0183] このような制御部 50による送信部 21及び受信部 30への電源の供給制御により、短 パルスレーダ全体としての消費電力を非常に小さくすることができると共に、電池駆 動にち対応することがでさる。 [0184] これにより、携帯利用の短パルスレーダを実現することも可能となる。
[0185] 上記説明では、サンプルホールド回路 37にお 、て、短 、積分時間でその積分タイ ミングをずらしながら探査するようにして 、る。
[0186] しかるに、例えば、探査初期段階で積分時間を探査距離に対応した時間 (例えば、
100ns)に設定（すなわち、フルレンジに設定）しておけば、 1回の短パルスの放射で
、物体の有無などを速やかに把握することができる。
[0187] (第 2の実施の形態）
図 12は、本発明による短パルスレーダの第 2の実施形態の要部の構成を示すプロ ック図である。
[0188] 上記したように、第 1の実施の形態の積分型のサンプルホールド回路 37では、リー クによる放電があるので、長い時間の電圧保持が困難になる。
[0189] このような場合には、図 12に示すように、複数（この例では 4つ）のサンプルホールド 回路 37A, 37B, 37C, 37D¾tJ^A/D¾^^39A, 39B, 39C, 39Dを並列に設 ける。
[0190] そして、パルス発生器 38' 力も各サンプルホールド回路 37A, 37B, 37C, 37Dが 、検波回路 33からの出力信号 Wに対してそれぞれ異なる期間の積分を行うように、 それぞれ発生時刻が異なる複数のパルス信号として、例えば、 Pc (t) , Pc (t+Te/ 4) , Pc (t+Te/2) , Pc (t + 3TeZ4)を与えるようにしてやればよい。
[0191] つまり、上記数値例で!/、えば、全体の積分時間 Teは 100nsであるので、各サンプ ルホールド回路 37A, 37B, 37C, 37Dに対して幅が 25ns (=TeZ4)でそれぞれ 2 5ns (=TeZ4)ずつ遅延した 4個のパルス信号 Pc (t) , Pc (t+ 25ns) , Pc (t+ 50n s) , Pc (t+ 75ns)をパルス発生器 38' 力も与えることになる。
[0192] そして、サンプルホールド回路 37A, 37B, 37C, 37Dからの保持値 Ha, Hb, He , 1½をそれぞれ八/0変^^39八， 39Β, 39C, 39Dによってデジタル値に変換し て信号処理部 40に出力すればよい。
[0193] この場合、信号処理部 40は、サンプルホールド回路 37Α, 37Β, 37C, 37D力 の 4つの保持値 Ha, Hb, He, Hdの少なくとも 1つに基づいて探査空間 1内に物体 la が存在して 、る力否かを解析することになる。 [0194] すなわち、信号処理部 40は、この解析の際に、 4つの保持値 Ha, Hb, He, Hdの 内、仮に、 3番目までの保持値 Ha, Hb, Heがリークによる放電のために判別できな 力つたとしても、最前の 4番目の保持値 Hdに基づいて探査空間 1内に物体 laが存在 して！/、る力否かを解析することができるようになる。
[0195] (第 3の実施の形態）
図 13は、本発明による短パルスレーダの第 3の実施形態の要部の構成を示すプロ ック図である。
[0196] 図 13において、図 1に示した第 1の実施の形態の短パルスレーダの構成と同一部 分には同一の参照符号を付してそれらの説明を省略するものとする。
[0197] 上記のように本発明による短パルスレーダでは、検波回路 33に線形乗算器 35を用 V、ることにより、従来のパルスレーダに用いられる直交型の検波回路のようにロー力 ル信号を用 、る必要がな 、ため、図 13に示すようなダイバシティ方式の短パルスレ ーダ 2( を極めて容易に実現することができる。
[0198] この短パルスレーダ 2( では、一つの送信部 21、信号処理部 40及び制御部 50 に対して、それぞれ、互いの受信アンテナ 31a, 31bが所定距離だけ離間した状態 で配置される 2組の受信部 30A、 30Bと 2組の AZD変^ ^39A、 39Bが設けられて いる。
[0199] そして、物体 laから異なる方向に反射された二つの反射波 Pr、Pr' の信号に対し て各受信部 30A、 30Bで、それぞれ、図 1に示した第 1の実施の形態の受信部 30と 同様に線形乗算器 35を用いる検波処理及びサンプルホールド回路 37による積分処 理を施すと共に、その二つの出力 Ha, Hbを各 AZD変換器 39A、 39Bでデジタル 信号に変換した後、信号処理部 40で二つの反射波 Pr、 Pr' の遅延時間差を検出 することにより、物体 laの方向や移動方向等を把握することができる。
[0200] このように複数の受信部 30A、 30Aを設けた場合でも、図 1に示した第 1の実施の 形態の受信部 30と同様にローカル信号の引き回しやシールドなどが不要であると共 に、それぞれ独立した線形乗算器 35を含む検波回路 33で検波することができるの で、短パルスレーダとしての装置設計が非常に容易となる。
[0201] したがって、以上のような本発明によれば、従来技術による問題点を解決して、 UW Bで使用可能な小型で且つ消費電力が少な!/、短パルスレーダ及びその制御方法を 提供することができる。

Claims

請求の範囲
[1] 短パルス波を空間へ放射する送信部と、
前記送信部によって前記空間に放射された前記短パルス波の反射波を受信し、該 反射波の信号を第 1及び第 2の信号に同相分岐する分岐回路と、前記分岐回路によ つて同相分岐された前記第 1及び第 2の信号同士を線形乗算する線形乗算器と、前 記線形乗算器からの出力信号力もベースバンド成分を抽出する低域通過フィルタと によって構成されている検波回路を有する受信部と、
前記受信部からの出力に基づ!、て、前記空間に存在する物体の解析処理を行う信 号処理部と、
前記信号処理部からの解析結果に基づ!、て、前記送信部及び前記受信部の少な くとも一方に対して所定の制御を行う制御部と、
を具備する短パルスレーダ。
[2] 前記検波回路の前記線形乗算器がギルバートミキサで構成されていることを特徴と する請求項 1に記載の短パルスレーダ。
[3] 前記受信部は、前記検波回路の出力信号に対する積分を行い、その積分結果を 保持出力するサンプルホールド回路を有して 、ることを特徴とする請求項 1に記載の 短ノ レスレーダ。
[4] 前記制御部が、前記受信部の前記サンプルホールド回路の積分開始タイミング及 び積分時間を前記信号処理部からの処理結果に基づいて可変制御することを特徴 とする請求項 3に記載の短パルスレーダ。
[5] 前記サンプルホールド回路として複数のサンプルホールド回路が設けられ、該複数 のサンプルホールド回路が、前記検波回路からの出力信号に対して、それぞれ、異 なる期間において積分を行うことを特徴とする請求項 3に記載の短パルスレーダ。
[6] 前記送信部には、前記短パルス波を増幅する電力増幅器が設けられていると共に 前記受信部には、前記反射波の信号を増幅する低雑音増幅器が設けられており、 前記制御部は、前記受信部の前記検波回路に入力される前記反射波の信号のレ ベルが前記線形乗算器の線形動作範囲内となるように、前記送信部に設けられる前 記電力増幅器と前記受信部に設けられる前記低雑音増幅器との少なくとも一方の利 得を制御することを特徴とする請求項 1に記載の短パルスレーダ。
[7] 前記送信部には、所定幅のパルス信号を発生するパルス発生器と、該パルス発生 器からの前記パルス信号が入力されている期間だけ発振動作して前記短パルス波と しての出力信号を出力し、前記パルス信号が入力されていない期間は発振動作を停 止する発振器とが設けられて ヽることを特徴とする請求項 1に記載の短パルスレーダ
[8] 前記制御部は、前記送信部が前記短パルス波を前記空間に放射してから次の短 パルス波を前記空間に放射するまでの期間内に、前記送信部への電源供給を停止 させることを特徴とする請求項 1に記載の短パルスレーダ。
[9] 前記制御部は、前記送信部が前記短パルス波を前記空間に放射してから次の短 パルス波を前記空間に放射するまでの期間内で、且つ、前記空間に放射された短パ ルス波についての反射波の信号が前記受信部によって受信されるまでの期間を除く 期間に、前記受信部への電源供給を停止させることを特徴とする請求項 1に記載の 短ノ レスレーダ。
[10] 前記受信部として、前記反射波をそれぞれ受信するために互いに所定の距離を有 して離間させた状態で設けられている第 1及び第 2の受信アンテナを各別に有する 第 1及び第 2の受信部が設けられており、
前記信号処理部は、前記第 1及び第 2の受信部からの出力信号に基づいて、前記 空間に存在する物体の方向を解析することを特徴とする請求項 1に記載の短パルス レーダ。
[11] 前記検波回路の前記線形乗算器として用いられる前記ギルバートミキサは、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 1及び第 2のトランジスタを備え、前記第 1及び第 2のトランジスタの前記ェミッタ 共通電流通路が定電流源に接続されている第 1の差動増幅器と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 3及び第 4のトランジスタを備え、前記第 1の差動増幅器の第 1のトランジスタのコ レクタ出力端に前記第 3及び第 4のトランジスタの前記ェミッタ共通電流通路が接続さ れている第 2の差動増幅器と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 5及び第 6のトランジスタを備え、前記第 5のトランジスタのベース入力端が前記 第 2の差動増幅器の前記第 4のトランジスタのベース入力端と共通に接続されると共 に、前記第 1の差動増幅器の前記第 2のトランジスタのコレクタ出力端に前記第 5及 び第 6のトランジスタの前記ェミッタ共通電流通路が接続されている第 3の差動増幅 器と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器の前記第 3のトランジスタのコレクタ出力端と前記 第 3の差動増幅器の前記第 5のトランジスタのコレクタ出力端とに共通に接続されて いる第 1の負荷抵抗及び第 1の出力端と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器の前記第 4のトランジスタのコレクタ出力端と前記 第 3の差動増幅器の前記第 6のトランジスタのコレクタ出力端とに共通に接続されて V、る第 2の負荷抵抗及び第 2の出力端と、
前記分岐回路によって同相分岐された前記第 1の信号を伝達する第 1の一組の線 路とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 1及び第 2のコイルと第 1 の抵抗とからなる第 1のローパスフィルタ及び第 3及び第 4のコイルと第 2の抵抗とから なる第 2のローパスフィルタと、
前記分岐回路によって同相分岐された前記第 2の信号を伝達する第 2の一組の線 路とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 5及び第 6のコイルと第 3 の抵抗とからなる第 3のローパスフィルタ及び第 7及び第 8のコイルと第 4の抵抗とから なる第 4のローパスフィルタと、
それぞれ、各ベース入力端と各ェミッタ出力端とを有する第 7及び第 8のトランジス タを備え、前記第 1及び第 2のローパスフィルタの各出力端としての前記第 1及び第 2 のコイル及び前記第 3及び第 4のコイルの各接続中点に前記第 7及び第 8のトランジ スタの各ベース入力端が接続される第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路と、
それぞれ、各ベース入力端と各ェミッタ出力端とを有する第 9及び第 10のトランジス タを備え、前記第 3及び第 4のローパスフィルタの各出力端としての前記第 5及び第 6 のコイル及び前記第 7及び第 8のコイルの各接続中点に前記第 9及び第 10のトラン ジスタの各ベース入力端が接続される第 3及び第 4のェミッタフォロワ回路と、 それぞれ、前記第 2の差動増幅器の前記第 3のトランジスタ及び前記第 3の差動増 幅器の第 5のトランジスタとの共通コレクタ出力端と、前記第 1の負荷抵抗との間に接 続される第 9のコイル及び前記第 1の出力端との間に接続される第 10のコイルと前記 第 1の負荷抵抗とにより構成される第 5のローパスフィルタと、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器の前記第 4のトランジスタ及び前記第 3の差動増 幅器の第 6のトランジスタとの共通コレクタ出力端と、前記第 2の負荷抵抗との間に接 続される第 11のコイル及び前記第 2の出力端との間に接続される第 12のコイルと前 記第 2の負荷抵抗とにより構成される第 6のローパスフィルタとを具備し、
前記第 1の差動増幅器の前記第 1及び第 2のトランジスタの各ベース入力端が、そ れぞれ、前記第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路の各出力端に接続されていることに より、前記分岐回路によって同相分岐された前記第 1の信号が前記第 1の差動増幅 器に入力されると共に、
前記第 2の差動増幅器の前記第 3のトランジスタ及び前記第 3の差動増幅器の前 記第 6のトランジスタの各ベース入力端が、それぞれ、前記第 3及び第 4のェミツタフ ォロワ回路の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路によって同相分岐 された前記第 2の信号が前記第 2及び第 3の差動増幅器に入力されることにより、 前記第 1及び第 2の出力端の少なくとも一方から前記第 1及び第 2の信号の線形乗 算出力を導出可能となされていることを特徴とする請求項 2に記載の短パルスレーダ 送信部、受信部及び線形乗算器を準備するステップと、
前記送信部によって短パルス波を空間へ放射するステップと、
前記空間に放射された前記短パルス波の反射波を前記受信部によって受信し、該 反射波の信号を第 1及び第 2の信号に同相分岐するステップと、
前記第 1及び第 2の信号同士を前記線形乗算器によって線形乗算して線形乗算信 号を出力するステップと、
前記線形乗出力信号力 ベースバンド成分を抽出するステップと、
前記ベースバンド成分に基づ ヽて、前記空間に存在する物体の解析処理を行うス テツプと、
前記解析処理の結果に基づ 、て、前記送信部及び前記受信部の少なくも一方に 対して所定の制御を行うステップと、
を具備する短パルスレーダの制御方法。
[13] 前記線形乗算信号を出力するステップは、
前記線形乗算器としてギルバートミキサを用いて前記線形乗算信号を出力するた めの線形乗算を行うステップを備えていることを特徴とする請求項第 12に記載の短 パルスレーダの制御方法。
[14] 前記解析処理を行うステップの前で、前記ベースバンド成分に対する積分を行うと 共に、その積分結果を保持出力するステップをさらに具備していることを特徴とする 請求項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。
[15] 前記ベースバンド成分に対する積分を行うステップは、
前記ベースバンド成分に対する積分の開始タイミング及び積分時間を前記解析処 理の結果に基づ 、て可変制御するステップを備えて 、ることを特徴とする請求項 14 に記載の短パルスレーダの制御方法。
[16] 前記ベースバンド成分に対する積分を行うステップは、
複数のサンプルホールド回路を用いて前記ベースバンド成分に対して、それぞれ、 異なる複数の期間において積分を行うステップを備えていることを特徴とする請求項
14に記載の短パルスレーダの制御方法。
[17] 前記送信部には、前記短パルス波を増幅する電力増幅器が設けられていると共に 前記受信部には、前記反射波の信号を増幅する低雑音増幅器が設けられており、 前記所定の制御を行うステップは、
前記受信部において、前記反射波の信号のレベルが前記線形乗算器の線形動作 範囲内となるように、前記送信部に設けられている前記電力増幅器と前記受信部に 設けられている前記低雑音増幅器との少なくとも一方の利得を制御するステップを備 えていることを特徴とする請求項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。
[18] 前記送信部によって短パルス波を空間へ放射するステップは、 所定幅のパルス信号を発生するステップと、
前記パルス信号が入力されている期間だけ発振動作して前記短パルス波としての 出力信号を出力するステップと、
前記パルス信号が入力されていない期間は発振動作を停止して前記短パルス波と しての出力信号を出力しな!、ようにするステップとを備えて 、ることを特徴とする請求 項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。
[19] 前記所定の制御を行うステップは、
前記送信部が前記短パルス波を前記空間に放射してから次の短パルス波を前記 空間に放射するまでの期間内に、前記送信部への電源供給を停止させるステップを 備えていることを特徴とする請求項 12に記載の短パルスレーダの制御方法。
[20] 前記所定の制御を行うステップは、
前記送信部が前記短パルス波を前記空間に放射してから次の短パルス波を前記 空間に放射するまでの期間内で、且つ、前記空間に放射された短パルス波について の反射波の信号が前記受信部によって受信されるまでの期間を除く期間に、前記受 信部への電源供給を停止させるステップを備えていることを特徴とする請求項 12に 記載の短パルスレーダの制御方法。
[21] 前記受信部として、前記反射波をそれぞれ受信するために互いに所定の距離を有 して離間させた状態で設けられている第 1及び第 2の受信アンテナを各別に有する 第 1及び第 2の受信部が設けられており、
前記解析処理を行うステップは、
前記第 1及び第 2の受信部からの出力信号に基づいて、前記空間に存在する物体 の方向を解析するステップを備えていることを特徴とする請求項 12に記載の短パル スレーダの制御方法。
[22] 前記線形乗算信号を出力するステップにおいて、前記線形乗算器として用いられ る前記ギルバートミキサは、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 1及び第 2のトランジスタを備え、前記第 1及び第 2のトランジスタの前記ェミッタ 共通電流通路が定電流源に接続されている第 1の差動増幅器と、 それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 3及び第 4のトランジスタを備え、前記第 1の差動増幅器の第 1のトランジスタのコ レクタ出力端に前記第 3及び第 4のトランジスタの前記ェミッタ共通電流通路が接続さ れている第 2の差動増幅器と、
それぞれ、各ベース入力端と各コレクタ出力端及びェミッタ共通電流通路とを有す る第 5及び第 6のトランジスタを備え、前記第 5のトランジスタのベース入力端が前記 第 2の差動増幅器の前記第 4のトランジスタのベース入力端と共通に接続されると共 に、前記第 1の差動増幅器の前記第 2のトランジスタのコレクタ出力端に前記第 5及 び第 6のトランジスタの前記ェミッタ共通電流通路が接続されている第 3の差動増幅 器と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器の前記第 3のトランジスタのコレクタ出力端と前記 第 3の差動増幅器の前記第 5のトランジスタのコレクタ出力端とに共通に接続されて いる第 1の負荷抵抗及び第 1の出力端と、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器の前記第 4のトランジスタのコレクタ出力端と前記 第 3の差動増幅器の前記第 6のトランジスタのコレクタ出力端とに共通に接続されて V、る第 2の負荷抵抗及び第 2の出力端と、
前記分岐回路によって同相分岐された前記第 1の信号を伝達する第 1の一組の線 路とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 1及び第 2のコイルと第 1 の抵抗とからなる第 1のローパスフィルタ及び第 3及び第 4のコイルと第 2の抵抗とから なる第 2のローパスフィルタと、
前記分岐回路によって同相分岐された前記第 2の信号を伝達する第 2の一組の線 路とアースラインとの間に、それぞれ、直列に接続された第 5及び第 6のコイルと第 3 の抵抗とからなる第 3のローパスフィルタ及び第 7及び第 8のコイルと第 4の抵抗とから なる第 4のローパスフィルタと、
それぞれ、各ベース入力端と各ェミッタ出力端とを有する第 7及び第 8のトランジス タを備え、前記第 1及び第 2のローパスフィルタの各出力端としての前記第 1及び第 2 のコイル及び前記第 3及び第 4のコイルの各接続中点に前記第 7及び第 8のトランジ スタの各ベース入力端が接続される第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路と、 それぞれ、各ベース入力端と各ェミッタ出力端とを有する第 9及び第 10のトランジス タを備え、前記第 3及び第 4のローパスフィルタの各出力端としての前記第 5及び第 6 のコイル及び前記第 7及び第 8のコイルの各接続中点に前記第 9及び第 10のトラン ジスタの各ベース入力端が接続される第 3及び第 4のェミッタフォロワ回路と、 それぞれ、前記第 2の差動増幅器の前記第 3のトランジスタ及び前記第 3の差動増 幅器の第 5のトランジスタとの共通コレクタ出力端と、前記第 1の負荷抵抗との間に接 続される第 9のコイル及び前記第 1の出力端との間に接続される第 10のコイルと前記 第 1の負荷抵抗とにより構成される第 5のローパスフィルタと、
それぞれ、前記第 2の差動増幅器の前記第 4のトランジスタ及び前記第 3の差動増 幅器の第 6のトランジスタとの共通コレクタ出力端と、前記第 2の負荷抵抗との間に接 続される第 11のコイル及び前記第 2の出力端との間に接続される第 12のコイルと前 記第 2の負荷抵抗とにより構成される第 6のローパスフィルタとを具備し、
前記第 1の差動増幅器の前記第 1及び第 2のトランジスタの各ベース入力端が、そ れぞれ、前記第 1及び第 2のェミッタフォロワ回路の各出力端に接続されていることに より、前記分岐回路によって同相分岐された前記第 1の信号が前記第 1の差動増幅 器に入力されると共に、
前記第 2の差動増幅器の前記第 3のトランジスタ及び前記第 3の差動増幅器の前 記第 6のトランジスタの各ベース入力端が、それぞれ、前記第 3及び第 4のェミツタフ ォロワ回路の各出力端に接続されていることにより、前記分岐回路によって同相分岐 された前記第 2の信号が前記第 2及び第 3の差動増幅器に入力されることにより、 前記第 1及び第 2の出力端の少なくとも一方から前記第 1及び第 2の信号の線形乗 算出力を導出可能となされていることを特徴とする請求項 12に記載の短パルスレー ダの制御方法。
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EP05790334A EP1717598A4 (en) 2004-10-14 2005-10-07 SHORT-PULLED COMPULSORY STRUCTURE RADAR WITH REDUCED ENERGY CONSUMPTION AND METHOD OF CONTROLLING THE SAME
US10/582,067 US7710311B2 (en) 2004-10-14 2005-10-07 Short range radar small in size and low in power consumption and controlling method thereof
JP2006519043A JP4392427B2 (ja) 2004-10-14 2005-10-07 小型で且つ消費電力が少ない短パルスレーダ及びその制御方法

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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7710311B2 (en) * 2004-10-14 2010-05-04 Anritsu Corporation Short range radar small in size and low in power consumption and controlling method thereof
JP2011510278A (ja) * 2008-01-16 2011-03-31 ローベルト ボッシュ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 車両のためのモノスタティック・マルチビームレーダセンサ装置
JP2012034417A (ja) * 2006-06-20 2012-02-16 Panasonic Corp パルス変調回路及びパルス変調方法
CN102474283A (zh) * 2010-05-07 2012-05-23 三星电子株式会社 用于接收模拟基带信号的设备
US8599944B2 (en) 2006-06-20 2013-12-03 Panasonic Corporation Pulse modulation circuit and pulse modulation method
KR102243131B1 (ko) * 2020-10-30 2021-04-22 두온 시스템 (주) 펄스 주기 또는 폭의 가변이 가능한 펄스 레이더 시스템
WO2024253896A1 (en) * 2023-06-05 2024-12-12 Northrop Grumman Systems Corporation Low power phase detector

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2654095C (en) 2006-06-01 2015-12-22 Biancamed Ltd. Apparatus, system, and method for monitoring physiological signs
EP2282407B1 (en) * 2008-05-27 2016-10-19 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Reception device
CA2738307C (en) * 2008-09-24 2020-11-17 Biancamed Ltd. Contactless and minimal-contact monitoring of quality of life parameters for assessment and intervention
WO2010042893A2 (en) * 2008-10-09 2010-04-15 The Ohio State University Research Foundation Lateral wave radar system for forward detection
US9526429B2 (en) 2009-02-06 2016-12-27 Resmed Sensor Technologies Limited Apparatus, system and method for chronic disease monitoring
EP2478645A4 (en) * 2009-09-15 2017-08-02 Miteq, Inc. Measuring satellite linearity from earth using a low duty cycle pulsed microwave signal
US8513607B2 (en) * 2011-04-12 2013-08-20 Texas Instruments Incorporated Analog baseband circuit for a terahertz phased array system
EP3003134A1 (en) * 2013-06-07 2016-04-13 Nederlandse Organisatie voor toegepast- natuurwetenschappelijk onderzoek TNO Medical radar method and system
JP6226945B2 (ja) * 2015-12-11 2017-11-08 アンリツ株式会社 マルチバンドイコライザ、それを用いた誤り率測定システム、誤り率測定装置、及び経路選択方法
JP2017211336A (ja) * 2016-05-27 2017-11-30 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置および起動タイミング決定方法
CN106199530A (zh) * 2016-06-27 2016-12-07 芜湖航飞科技股份有限公司 一种二次雷达数字化显示系统设计装置
JP6717254B2 (ja) * 2017-04-19 2020-07-01 株式会社デンソー レーダ信号処理器及びレーダシステム
US10764975B2 (en) * 2018-03-30 2020-09-01 Facebook Technologies, Llc Pulse-width-modulation control of micro light emitting diode
CN109343044B (zh) * 2018-10-11 2020-08-04 中国人民解放军国防科技大学 一种提高格雷互补波形多普勒分辨率的方法
CN109683159B (zh) * 2018-12-25 2023-06-09 上海匀羿电磁科技有限公司 一种车载断面扫描超宽带雷达定向方法
CN110068812A (zh) * 2019-05-06 2019-07-30 成都泰格微电子研究所有限责任公司 一种低功耗毫米波雷达探测模块
CN110988807B (zh) * 2019-11-22 2021-10-19 北京未感科技有限公司 消除电路尖刺干扰的装置、系统及方法
US12339356B2 (en) * 2023-03-17 2025-06-24 Honda Motor Co., Ltd. Traffic control device including a distance detector

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003194923A (ja) * 2001-12-27 2003-07-09 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置及び距離測定方法
JP2003222670A (ja) * 2002-01-31 2003-08-08 Mitsubishi Electric Corp パルスレーダ装置

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4306237A (en) * 1980-02-25 1981-12-15 The Bendix Corporation Pulsed solid state device having a preheat circuit to improve pulse shape and chirp
US4870421A (en) * 1987-12-28 1989-09-26 General Electric Company Regulating switch for transmitting modules in a phased array radar
JP3272484B2 (ja) 1993-06-23 2002-04-08 日本無線株式会社 レーダ用パルス変調器
JPH08313619A (ja) 1995-05-22 1996-11-29 Tokimec Inc レーダ用パルス変調器
US6054948A (en) * 1995-07-07 2000-04-25 The Secretary Of State For Defence In Her Britannic Majesty's Government Of The United Kingdom Of Great Britain And Northern Ireland Circuit module for a phased array radar
US5563550A (en) * 1995-08-28 1996-10-08 Lockheed Martin Corporation Recovery of data from amplitude modulated signals with self-coherent demodulation
US5847623A (en) * 1997-09-08 1998-12-08 Ericsson Inc. Low noise Gilbert Multiplier Cells and quadrature modulators
US6191724B1 (en) * 1999-01-28 2001-02-20 Mcewan Thomas E. Short pulse microwave transceiver
US6229374B1 (en) * 2000-03-23 2001-05-08 International Business Machines Corporation Variable gain amplifiers and methods having a logarithmic gain control function
JP2002122661A (ja) * 2000-10-12 2002-04-26 Fujitsu Ten Ltd １アンテナ時分割制御方式ｆｍ−ｃｗレーダ
CN1134114C (zh) * 2002-07-05 2004-01-07 清华大学 折叠结构的吉尔伯特混频器
JP4190335B2 (ja) * 2003-04-03 2008-12-03 富士通テン株式会社 レーダ装置及びその信号処理方法
WO2006041041A1 (ja) * 2004-10-14 2006-04-20 Anritsu Corporation 小型で且つ消費電力が少ない短パルスレーダ及びその制御方法
CN1906499B (zh) * 2004-10-14 2010-06-02 安立股份有限公司 利用高时间分辨率任意改变发射和接收之间的延迟时间的小尺寸低功耗短程雷达及其控制方法
US20080246650A1 (en) * 2005-01-28 2008-10-09 Tasuku Teshirogi Short Range Radar and Method of Controlling the Same
CN1942779A (zh) * 2005-01-28 2007-04-04 安立股份有限公司 短脉冲雷达及其控制方法
CN1942778A (zh) * 2005-01-28 2007-04-04 安立股份有限公司 超宽带短脉冲雷达
US20070194978A1 (en) * 2006-01-27 2007-08-23 Tasuku Teshirogi Uwb short-range radar

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003194923A (ja) * 2001-12-27 2003-07-09 Mitsubishi Electric Corp レーダ装置及び距離測定方法
JP2003222670A (ja) * 2002-01-31 2003-08-08 Mitsubishi Electric Corp パルスレーダ装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
GRESHAM I AND JENKINS A.: "A low-noise broadband SiGe mixer for 24GHz ultra-wideband automotive applications.", RADIO AND WIRELESS CONFERENCE., 10 August 2003 (2003-08-10) - 13 August 2003 (2003-08-13), pages 361 - 364, XP010656771 *

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7710311B2 (en) * 2004-10-14 2010-05-04 Anritsu Corporation Short range radar small in size and low in power consumption and controlling method thereof
JP2012034417A (ja) * 2006-06-20 2012-02-16 Panasonic Corp パルス変調回路及びパルス変調方法
US8599944B2 (en) 2006-06-20 2013-12-03 Panasonic Corporation Pulse modulation circuit and pulse modulation method
JP2011510278A (ja) * 2008-01-16 2011-03-31 ローベルト ボッシュ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング 車両のためのモノスタティック・マルチビームレーダセンサ装置
CN102474283A (zh) * 2010-05-07 2012-05-23 三星电子株式会社 用于接收模拟基带信号的设备
US8660510B2 (en) 2010-05-07 2014-02-25 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus for receiving analog baseband signal
KR102243131B1 (ko) * 2020-10-30 2021-04-22 두온 시스템 (주) 펄스 주기 또는 폭의 가변이 가능한 펄스 레이더 시스템
WO2024253896A1 (en) * 2023-06-05 2024-12-12 Northrop Grumman Systems Corporation Low power phase detector
US12298336B2 (en) 2023-06-05 2025-05-13 Northrop Grumman Systems Corporation Low power phase detector

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