WO2005004367A2

WO2005004367A2 - 通信装置および通信方法

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Publication number: WO2005004367A2
Application number: PCT/JP2004/009774
Authority: WO
Inventors: Yutaka Murakami; Kiyotaka Kobayashi; Masayuki Orihashi; Akihiko Matsuoka
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
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Filing date: 2004-07-02
Publication date: 2005-01-13
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Description

通信装置および通信方法

技術分野

本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信装置および通信方法に関する。明

背景技術

従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えば M I M O (Multiple-Input Multiple-Output) と呼ばれる通信方法がある。 M I MOに書

代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるァンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。

この種の通信方法においては、受信側で、伝搬路上で混ざり合った複数の変調信号を分離して復調する必要がある。従って、マルチアンテナを用いた通信においては、復調精度が実質的なデータ伝送速度に大きな影響を及ぼす。

従来、マルチアンテナ通信を行うにあたって、受信側での変調信号の受信品質を向上させ、実質的なデータ伝送速度を向上させる技術として、例えば「Space- ime Block Codes from Orthogonal Design IEEE Transactions on Information Theory, pp.1456- 1467,vol.45, no.5, July 1999J に記載されているように、時空間プロック符号を送信するものが知られている。

この時空間ブロック符号について、図 1を用いて簡単に説明する。図 1 Bに示すように、送信装置は複数のアンテナ 5、 6を有し、各アンテナ 5、 6から同時に信号を送信する。受信装置は、同時に送信された複数の信号をアンテナ 7で受信する。

図 1 Aに、各アンテナ 5、 6から送信される信号のフレーム構成を示す。了ンテナ 5からは送信信号 Aが送信され、これと同時にアンテナ 6からは送信信号 Bが送信される。送信信号 A及び送信信号 Bは、符号化利得とダイバーシチ利得とが得られるように同じシンボルが複数回配置されたシンポルブロックからなる。

さらに詳しく説明する。図 1Aにおいて、 S l、 S 2はそれぞれ異なるシンボルを示すと共に、複素共役をで示す。時空間プロック符号化では、時点 iにおいて、第 1のアンテナ 5からシンボル S 1を送信すると同時に第 2のアンテナ 6からシンボル一 S 2*を送信し、続く時点 i + 1において、第 1のアンテナ 5からシンボル S 2を送信すると同時に第 2のアンテナ 6からシンボル S 1*を送信する。

受信装置のアンテナ 7では、アンテナ 5とアンテナ 7間で伝送路変動 h 1 (t) を受けた送信信号 Aと、アンテナ 6とアンテナ 7間で伝送路変動 h 2 (t) を受けた送信信号 Bとが合成された信号が受信される。

受信装置は、伝送路変動 h i (t) と h 2 (t) を推定し、その推定値を用いることにより、合成された受信信号から元の送信信号 Aと送信信号 Bを分離した後に、各シンボルを復調するようになっている。

この際、 '図 1 Aに示すような時空間プロック符号化された信号を用いると、信号分離時に、伝送路変動 h 1 (t)、 h 2 (t) に拘わらず各シンボル S 1、 S 2を最大比合成できるようになるので、大きな符号化利得とダイバーシチ利得とが得られるようになる。この結果、受信品質すなわち誤り率特性を向上させることができる。

ところで、上述したようにマ ^チアンテナ通信においては、各送信アンテナから異なる変調信号を送信するので、 1つのアンテナから変調信号を送信する場合と比較して、理想的には、アンテナ数倍のデータ伝送速度を実現できる。しかしながら、各変調信号の分離復調精度が悪いと、実質的なデータ伝送速度は低下してしまう。

これに対して、時空間ブロック符号化技術を用いると、各アンテナから送信される変調信号の受信品質（誤り率特性）を向上させるこ.とができるので、分離復調精度の劣化によるデータ伝送速度の低下を抑制することができる。

しかしながら、時空間ブロック符号ィヒ技術を用いると、確かに受信品質（誤り率特性）は向上するものの、伝送効率が低下する欠点がある。すなわち、時空間プロック符号化で送信される S 1 *や一 S 2 *は、受信装置においては S 1、 S 2として復調されるので、時点 iと時点 i + 1で同じ情報を 2度送信していることになり、この分データの伝送効率が低下する。

例えば一般的なマルチアンテナ通信システ Λにおいては、時点 i + 1おいてシンボル S 1、 S 2とは異なるシンボル S 3、 S 4を送信するので、時点 i力ら時点 i + 1の期間では 4つのシンボル S 1〜S 4を送信することができる。つまり、単純に考えると、時空間ブロック符号化技術を用いた場合、データ伝送効率が、一般的なマルチアンテナ通信の半分に低下してしまう。発明の開示

本発明の目的は、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる通信装置及び通信方法を提供することである。

この目的は、第 1のアンテナから第 1の変調信号を送信すると共に、第 2のアンテナから第 2の変調信号を送信するにあたって、第 1の変調信号及び第 2 の変調信号の少なくとも一方の変調信号の信号点配置の仕方を、時間方向又は周波数方向で変えることにより達成される。

これにより、変調信号の信号点配置が時間毎又はサブキヤリァ毎に変化するので、受信側では、ある時間又はあるサブキャリアでは候補信号点と受信点とのユークリッド距離が大きり、ある時間又はあるサブキヤリァでは候補信号点と受信点とのユークリッド距離が小さくなる。この結果、ダイバーシチ効果を得ることができ、受信品質を向上させることができる。

また本発明では、第 1の送信データの同一データを信号点配置の仕方を変えて複数回変調することにより前記第 1の変調信号を形成すると共に、信号点配置の仕方を変えずに第 2の送信データを変調することにより前記第 2の変調信号を形成する。

これにより、受信品質の良い時間又はサブキャリアの受信信号を基に得た第 1の変調信号の復調結果を第 1の変調信号の受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間又はサブキヤリァの第 1の変調信号の受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間又はサブキヤリァの受信信号から当該受信品質の悪い時間又はサブキャリアで受信された第 2の変調信号の受信ディジタル信号を得ることができ、受信品質の悪い時間又はサブキヤリァで受信された第 2の変調信号の誤り率特性も向上させることができる。この結果、第 1の変調信号及び第 2の変調信号ともに誤り率特性の良い受信ディジタル信号を得ることができる。

_また本発明では、基本的には各ァンテナから異なる送信データから形成した変調信号を送信するので、時空間プロック符号を用いた場合よりもデータ伝送効率の低下を抑制することができる。図面の簡単な説明

図 1 Aは、従来の送信信号のフレーム構成の一例を示す図；

図 1 Bは、送信アンテナと受信アンテナの関係を示す図；

図 2 Aは、実施の形態 1における変調信号のフレーム構成例を示す図；図 2 Bは、送信アンテナと受信アンテナの関係を示す図；

図 3 A〜図 3 Cは、実施の形態 1における信号点配置例を示す図；図 4は、実施の形態 1における送信装置の構成例を示すブロック図；図 5は、実施の形態 1における変調部の構成例を示すブロック図；図 6は、実施の形態 1における受信装置の構成例を示すプロック図；図 7は、実施の形態 1における復調部の構成例を示すプロック図；図 8は、復調部の他の構成例を示すブロック図；

図 9は、実施の形態 1におけるフレーム構成例を示す図；

図 1 0 A、図 1 0 Bは、実施の形態 1におけるフレー Λ構成例を示す図； 4 009774

5 図 1 1 A〜図 1 1 Cは、実施の形態 1における信号点配置例を示す図図 1 2は、実施の形態 1における復調部の構成例を示す図；

図 1 3は、実施の形態 1における変調信号のフレーム構成例を示す図；図 1 4は、 .実施の形態 1における受信状態を示す図；

図 1 5は、：実施の形態 2における変調信号のフレーム構成例を示す図；図 1 6は、：実施の形態 2における変調信号のフレーム構成例を示す図；図 1 7は、：実施の形態 2における送受信アンテナの関係を示す図；図 1 8は、：実施の形態 2における送信装置の構成例を示すブロック図；図 1 9は、：実施の形態 2における受信装置の構成例を示すプロック図；図 2 0は、：実施の形態 2における復調部の構成例を示すプロック図；図 2 1は、：実施の形態 2における変調信号のフレーム構成例を示す図図 2 2は、；実施の形態 2における変調信号のフレーム構成例を示す図図 2 .3は、；実施の形態 2における送信装置の構成例を示すプロック図図 2 4は、；実施の形態 2における復調部の構成例を示すプロック図；図 2 5は、；実施の形態 2における変調信号のフレーム構成例を示す図図 2 6は.、；実施の形態 2における変調信号のフレーム構成例を示す図図 2 7は、；実施の形態 3における送信装置の構成例を示すプロック図図 2 8は、；実施の形態 3における受信装置の構成例を示すプロック図図 2 9 A 1図 2 9 Bは、実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図

図 3 O A 1図 3 0 Bは、実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図，

図 3 1 A ！図 3 1 Bは、実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図，

図 3 図 3 2 Bは、実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図，

図 3 3 A_s 1図 3 3 Bは、実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 3 4 A、図 3 4 Bは実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 3 5 A、図 3 5 Bは実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 3 6 A、図 3 6 Bは. 実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 3 7 A、図 3 7 Bは. 実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 3 8 A、図 3 8 Bは. 実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 3 9 A〜図 3 9 Cは実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 4 O A〜図 4 0 Cは実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 4 1 A〜図 4 1 Cは実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 4 2 A〜図 4 2 Cは実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 4 3 A〜図 4 3 Cは実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 4 4 A〜図 4 4 Cは. 実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 4 5 A〜図 4 5 Cは. 実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；

図 4 6 A〜図 4 6 Cは. 実施の形態 3における変調信号のフレーム構成例を示す図；図 4 7 A、図 4 7 Bは、実施の形態 4におけるインターリーブの説明に供する図；

図 4 8 A〜図 4 8 Cは、実施の形態 4における信号点配置例を示す図；図 4 9は、実施の形態 4の送信装置の構成例を示すブロック図；図 5 0は、実施の形態 4の変調部の構成例を示すブロック図；

図 5 1は、実施の形態 4の受信装置の構成例を示すブロック図；図 5 2 Aは、最小ユークリッド距離が小さく、受信品質が悪くなる受信信号点の状態を示す図；

図 5 2 Bは、最小ユークリッド距離が大きく、受信品質が良くなる受信信号点の状態を示す図；

図 5 3 A、図 5 3 Bは、実施の形態 4における信号点配置例を示す図；図 5 4 Aは、最小ユークリッド距離が小さく、受信品質が悪くなる受信信号点の状態を示す図；、

図 5 4 Bは、最小ユークリッド距離が大きく、受信品質が良くなる受信信号点の状態を示す図；

図 5 5は実施の形態 5の基地局の構成例を示すプロック図；

図 5 6は、実施の形態 5の通信端末の構成例を示すプロック図；及び '

図 5 7は、本発明の一つの適用例としてのマルチビーム化 M I MOシステムを示すブロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

( 1 ) 実施の形態 1

本実施の形態では、第 1及び第 2のアンテナを用いて各アンテナから異なる変調信号を送信するにあたって、一方の変調信号についてのみ同一のデータを複数回送信することを提案する。この実施の形態では、異なる 2系統のデータ 4

8

をそれぞれ変調することで 2つの変調信号を形成し、この 2つの変調信号をそれぞれ異なるアンテナから送信する。この際、一方のアンテナから送信する変調信号については、信号点配置の仕方を変えて同一のデータを複数回送信する。これにより、基本的には各アンテナから異なる変調信号を送信しているので時空間プロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保ちつつ、複数回送信されたデータの誤り率特性を向上させることができるので結果として両系統（2系統）の誤り率特性を向上させることができる。

図 2 Aに、本発明の実施の形態 1に係る通信装置から送信される変調信号のフレーム構成を示す。変調信号 Aと変調信号 Bは、異なるアンテナからそれぞれ送信される。変調信号 A、 Bは、それぞれ電波伝搬環境推定シンポル 101、 104を含む。電波伝搬環境推定シンボル 101、 104は、受信装置において電波伝搬環境を推定するための既知シンボルである。

102、 103、 105、 106はデータシンボルを示す。変調信号 Aの時点 iのデータシンポル 102 (S 1 ( i ) ) と時点 i + 1のデータシンボル 1 03 (S I ( i) ' ) は、互いに同一のデータをマッピング規則を変えて信号点配置して形成したものである。一方、変調信号 Bの時点 iのデータシンボル 105 (S 2 ( i ) ) と時点 i + 1のデータシンボル 106 (S 2 ( i + 1) ) は、互いに異なるデータを同一のマッピング規則に従つて信号点配置したものである。すなわち、変調信号 Bは一般的な変調信号であるのに対して、変調信号 Aは同一のデータをマツビングパターンを変えて複数回送信するものである。

図 2 Bに示す送信アンテナ 1◦ 7からは変調信号 Aが送信されると共に、送信アンテナ 108からは変調信号 Bの信号が送信される。そして受信アンテナ 109、 1 10では、それぞれ、伝搬路上で混ざり合った変調信号 Aと変調信号 Bの合成信号が受信される。

図 3 A〜図 3 Cに、変調信号 Aについての信号点配置例を示す。図 3 Aは図 2のシンポル 102の信号点配置を示している。図 3 B及び図 3 Cは図 2のシンボル 1 0 3の信号点配置を示している。図 3 Bは、同一のデータを、図 3 A の信号点配置に対して 9 0 ° 位相を回転させて配置した例である。また図 3 C は、同一のデータを、図 3 Aの信号点配置に対して、 4 5 ° 位相を回転させて配置した例である。

図 4に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。図 4の送信装置は、符号化部 3 0 2と、変調部 3 0 4と、拡散部 3 0 6と、無線部 3 0 8と、電力増幅器 3 1 0と、変調部 3 1 4と、拡散部 3 1 6と、無線部 3 1 8と、電力增幅器 3 2 0と、フレーム構成信号生成部 3 2 3とから主に構成されている。図 4において、フレーム構成信号生成部 3 2 3は、フレーム構成を示す信号フレーム構成信号 3 2 4、例えばフーム内のシンボルのいずれを送信するかを示す情報を出力する。符号化部 3 0 2は、フレーム構成信号 3 2 4に基づき、送信ディジタル信号 3 0 1をシンボル単位で複数回（この実施の形態では 2 回）、符号ィ匕後のディジタル信号 3 0 3として出力する。

変調部 3 0 4は、符号化後のディジタル信号 3 0 3、フレーム構成信号 3 2 4を入力とし、送信直交ベースバンド信号 3 0 5を拡散部 3 0 6に出力する。この際、変調部 3 0 4は、図 3 Aに示したように情報を所定の信号点配置でマッビングして変調し、次に図 3 B又図 3 Cに示したように同じ情報を前回と異なる信号点配置でマッビングして変調する。

拡散部 3 0 6は、送信直交ベースバンド信号 3 0 5拡散し、拡散後の送信直交ベースバンド信号 3 0 7を無線部 3 0 8に出力する。無線部 3 0 8は、拡散後の送信直交ベースバンド信号 3 0 7をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号 3 0 9を電力増幅器 3 1 0に出力する。電力増幅器 3 1 0は、変調信号 3 0 9め電力を増幅し、増幅後の変調信号 3 1 1を出力する。変調信号 3 1 1は、アンテナ 1 .0 7から電波として出力される。

変調部 3 1 4は、送信ディジタル信号 3 1 3、フレーム構成信号 3 2 4を入力とし、送信直交ベースバンド信号 3 1 5を出力する。拡散部 3 1 6は、送信直交ベースバンド信号 3 1 5を拡散し、拡散後の送信直交ベースバンド信号 3 1 7を出力する。

無線部 3 1 8は、拡散後の送信直交ベースバンド信号 3 1 7をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号 3 1 9を出力する。電力増幅器 3 2 0は、変調信号 3 1 9の電力を増幅し、増幅後の変調信号 3 2 1を出す。 ¾調信夸ー 1. 1は、アンテナ 1 0 8から電波として出力される。図 5に、本実施の形態における図 4の変調部 3 0 4の構成例を示す。図 5において、マッビング部 X 4 0 2は、符号化後のディジタノレ信号 4 0 1、フレーム構成信号 4 0 6を入力とし、図 3 Aのようのディジタノレ信号 4 0 1をマツピングすることにより、第 1のマツビングされた送信直交ベースバンド信号 4 0 3を出力する。

マッビング部 Y 4 0 4は、符号化後のディジタル信号 4 0 1、フレーム構成信号 4 0 6を入力とし、図 3 B又は図 3 Cのようにマッピング部 X 4 0 2とは異なるマツビングパターンでディジタノレ信号 4 0 1をマツビングすることにより、第 2のマッピングされた送信直交ベースバンド信号 4 0 5を出力する。信号選択部 4 0 7は、第 1のマッピングされた送信直交べ一スパンド信号 4 0 3、第 2のマツビングされた送信直交ベースバンド信号 4 0 5、フレーム構成信号 4 0 6を入力とし、フレ,ーム構成信号に基づいて送信直交ベースバンド信号 4 0 3又は 4 0 5のいずれかを選択し、選択した送信直交ベースバンド信号 4 0 8を出力する。

図 6に、本実施の形態における受信装置の構成例を示す。無線部 5 0 3は、アンテナ 1 0 9で受信した受信信号 5 0 2を入力とし、受信直交ベースバンド信号 5 0 4を出力する。逆拡散部 5 0 5は、受信直交ベースバンド信号 5 0 4 を入力とし、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 5 0 6を出力する。

変調信号 A伝送路推定部 5 0 7は、逆拡散後の受信直交ベースパンド信号 5 0 6を入力とし、変調信号 Aに含まれる電波伝搬環境推定シンボル 1 0 1 (図 2 A) に基づいて変調信.号の伝送路変動（図 2 Bの h i 1 ( t ) ) を推定し、推定結果を変調信号 Aの伝送路推定信号 5 0 8として出力する。同様に、変調信号 B伝送路推定部 509は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 506を入力とし、変調信号 Bに含まれる電波伝搬環境シンボル 104 (図 2A) に基づいて変調信号 Bの伝送路変動（図 2Bの h 21 (t) ) を推定し、推定結果を変調信号 Bの伝送路推定信号 510として出力する。

無線部 513は、アンテナ 1 10で受信した受信信号 512を入力とし、受信直交ベースバンド信号 514を出力する。逆拡散部 515は、受信直交べ一スパンド信号 514を入力とし、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 516 を出力する。

変調信号 A伝送路推定部 517は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 5 16を入力とし、変調信号 Aに含まれる電波伝搬環境推定シンボル 101 (図 2 A) に基づいて変調信号の伝送路変動（図 2 Bの h i 2 ( t) ) を推定し、推定結果を変調信号 Aの伝送路推定信号 518として出力する。同様に、変調信号 B伝送路推定部 519は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 516を入力とし、変調信号 Bに含まれる電波伝搬環境シンボル 104 (図 2A) に基づいて変調信号 Bの伝送路変動（図 2Bの h 22 (ΐ) ) を推定し、.推定結果を変調信号 Βの伝送路推定信号 520として出力する。

フレーム同期部 521は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 506、 5 16を入力とし、各受信直交ベースバンド信号 506、 516に含まれる既知シンボル等に基づいてフレーム間での同期をとるためのフレーム構成信号 5 22を形成し、これを出力する。

復調部 523は、変調信号 Αの伝送路推定信号 508、 518、変調信号 B の伝送路推定信号 510、 520、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 50 6、 5 16、フレーム構成信号 522を入力とし、伝送路推定信号 508、 5 18、 510、 520及びフレーム構成信号 522を用いて受信直交ベースパンド信号 506、 516を復調することにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 '524、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525を得、'これを出力する。図 7に、復調部 523の詳細構成を示す。復調部 523.は、変調信号 A, B 復調部 6 0 8と変調信号 B復調部 6 1 0とを有する。

変調信号 A、 B復調部 6 0 8は、変調信号 Aの伝送路推定信号 5 0 8 , 5 1 8、変調信号 Bの伝送路推定信号 5 1 0、 5 2 0、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 5 0 6、 5 1 6、フレーム構成信号 5 2 2を入力とし、伝送路推定信号 5 0 8、 5 1 8、 5 1 0、 5 2 0及びフレーム構成信号 5 2 2を用いて受信直交ベースバンド信号 5 0 6、 5 1 6を復調することにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 2 4及び変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 2 5 - 1 を得、これらを出力する。

変調信号 B復調部 6 1 0は、変調信号 Aの伝送路推定信号 5 0 8、 5 1 8、変調信号 Bの伝送路推定信号 5 1 0、 5 2 0、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 5 0 6、 5 1 6、フレーム構成信号 5 2 2に加えて、変調信号 A、 B復調部 6 0 8により得られた変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 2 4を入力とし、これらを用いて変調信号 Bについての受信ディジタノレ信号 5 2 5— 2を出力する。

図 8に、復調部 5 2 3の別の構成例を示す。図 8では、図 7と同様に動作するものにつ'いては同一符号を付した。

変調信号 A、 B復調部 6 0 8は、変調信号 Aの伝送路推定信号 5 0 8 , 5 1 8、変調信号 Bの伝送路推定信号 5 1 0、 5 2 0、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 5 0 6、 5 1 6、フレーム構成信号 5 2 2を入力とし、伝送路推定信号 5 0 8、 5 1 8、 5 1 0、 5 2 0及びフレーム構成信号 5 2 2を用いて受信直交ベースバンド信号 5 0 6、 5 1 6を復調することにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 2 4、変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 2 5— 1、第 1の軟判定値信号 7 0 1及び第 2の軟判定値信号 7 0 2を得、これらを出力する。

変調信号 B復調部 7 0 3は、第 1の軟判定値信号 7 0 1、第 2の軟判定値信号 7 0 2及ぴフレーム構成信号 5 2 2を入力とし、第 1の軟判定値信号 7〇 1 及び第 2の軟判定値信号 7 0 2を復調することにより、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 2を得、これを出力する。

次に本実施の形態の動作について説明する。

上述したように本実施の形態の送信装置 300は、 2つの変調信号 A、 Bをそれぞれアンテナから送信するにあたって、変調信号 Aについてのみ、マツピングパターン（すなわち信号点配置の仕方）を変えて同一のデータを複数回送信する。これにより、時空間ブロック符号を用いる場合と比較すると、時空間ブロック符号では複数のアンテナで繰り返し同一情報を送信するのに対して、送信装置 300は一方のアンテナからは同一情報を繰り返し送信せずに、他方のアンテナからのみ情報を繰り返し送信しているので、時空間プロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保つことができる。

また受信装置 500では、このような信号を受信することで、変調信号 Aと変調信号 Bを誤り率特性良く復調することができる。これについて順を追って詳しく説明する。

先ず、受信装置 500は、電波伝搬環境推定シンボルを用いて、時間 tにおける各変調信号の各アンテナ間でのチャネル変動 h l l (t)、 h l 2 (t)、 h 21 ( t 、 h 22 (t) を推定する。時間 iにおいてアンテナ 109で受信した受信信号 R 1" ( i )、ァンテナ 1 10で受信した受信信号 R 2 ( i ) と、時間 iにおいてアンテナ 107から送信された変調信号 S 1 ( i ) 、アンテナ 108から送信された変調信号 S 2 ( i )との関係は、チヤネノレ変動 h 1 1 ( i )、 h l 2 ( i) _s h 21 ( i) , h 22 (i ) を用いて次式で表すことができる。

Rl(i)\_ / l(z') hl2(i)\i Sl(i)\

R2(i) J = I h21(i) hllii) ) 同様に、時点 i + 1においては、次式の関係式が成り立つ。

(1)式の関係から S I ( i)、 S 2 (i ) を得ることができると共に、（2) 式の関係か S I ( i ) ' 、 S 2 ( i + 1) を得ることができる。ここで、図 2 Aの例のように、データシンポル 102、 105を送信する時間と、データシンポノレ 103、 106を送信する時間の差が小さい場合（図 2 Aの例では、「1」の時間しか差がない）には、 ti l l ( i ) =h 1 1 ( i + 1) 、 h 12 ( i ) 1 2 (i + 1) 、 h 21 ( i ) =h 21 ( i + 1) 、 h 22 ( i) =h 22 (i + 1) が成立する。

従って、このような場合には、（1) 式と（2) 式の行列はほぼ等しい行列となるが、（S 1 ( i ) ， S 2 ( i ) ) のべクトルと（S 1 ( i ) ' ， S 2 ( i + 1) ) のべクトルが異なるため、復調して得られるデータの確からしさが異なることになる。特に、文献 A simple transmit diversity technique tor wireless comm nications,"IEEE Journal on Select Areas in Communications, pp.1451-1458, vol.16, no.8, October 1998で示されている尤度検波 (Likelihood Detection) を用いた際、データの確からしさの差が大きくなる。

このときの、時間 iと時間 i + 1の受信信号における候補信号点の変化の一例を、図 52A、図 52Bに示す。図 52 Aは時間 iの受信信号における候補信号点の配置を示し、図 52 Bは時間 i + 1の受信信号における候補信号点の配置を示す。このように、本実施の形態においては、候補信号点の配置が時間 iと時間 i + 1で異なるため、時間 iでの受信品質と時間 i + 1での受信品質が異なることになる。これにより、ダイバーシチ効果を得ることができる。なお、図 52A、図 52 Bの詳細については、後で説明する。

本実施の形鶴の送信装置 30◦及び受信装置 500では、この特性を利用し、受信データの品質を向上させるようになされている。

具体的に説明する。送信装置 300では、上述したように、同一の送信データを時間 iと時間 i + 1での信号点配置が変化するように変調して変調信号 A (S l (i) 、 S l (i) ，）を形成し、これを異なるアンテナを使って変調信号 B (S 2 (i) 、 S 2 (i + 1) ) と同時に送信する。これにより、受信側では、時間 ίにおいては変調信号 S I ( i) と変調信号 S 2 (i) が混ざり合った信号から変調信号 S 1 ( i) と変調信号 S 2 (i) とを分離復調することになり、一方、時間 i + 1においては変調信号 S 1 ( i ) ' と変調信号 S 2 ( i + 1)が混ざり合った信号から変調信号 S 1 ( i) ' と変調信号 S 2 (i + 1) とを分離復調することになる。

ここで変調信号 Aの信号点配置を時間 iと時間 i + 1で変えているので、時間 iでの上記混ざり合った信号の信号点位置と、時間 i + 1での上記混ざり合つた信号の信号点位置も異なるものとなり、この結果それらを分離復調したときの受信データの誤り率も異なるものとなる。

本実施の形態の受信装置 500では、時間 iでの受信品質の方が良い場合には、変調信号 Aの復調結果として変調信号 S 1 ( 1)を復調したものを用いる。すなわち変調信号 S I ( i) ' の復調結果としても S I ( i) の復調結果を用いる。そして、受信品質の良い変調信号 S 2 ( i) は、変調信号 S I ( i ) と変調信号 S 2 ( i )が混ざり合った信号から通常の分離復調によって復調する。これに対して受信品質の悪い変調信号 S 2 (i + 1) は、受信品質の悪い変調信号 S I (i ) ' に置き換えて、受信品質の良い変調信号 S 1 ( i) の復調結果を用いて、復調するようになっている。

一方、時間 i + 1での受信品質の方が良い場合には、変調信号 Aの復調結果として変調信号 S I ( i) ' を復調したものを用いる。すなわち変調信号 S 1 (i ) の復調結果としても S I (i) ' の復調結果を用いる。そして、受信品質の良い変調信号 S 2 ( i + 1 ) は、変調信号 S 1 (i) ' と変調信号 S 2 ( i +1) が混ざり合った信号から通常の分離復調によって復調する。これに対して受信品質の悪い変調信号 S 2 ( i ) は、受信品質の悪い変調信号 S 1 (i) に置き換えて、受信品質の良い変調信号 S 1 ( i ) ' の復調結果を用いて、復調するようになっている。

このように、復調精度の良い時間の変調信号 Aの復調結果を用いることにより、変調信号 Aの復調時の誤り率特性を向上させることができると共に、復調精度の良い時間の変調信号 Aの復調結果を用いて変調信号 Bの復調を行うことにより、変調信号 Bの復調時の誤り率特性も向上させることができるようになる。

受信装置 300の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。

< 1 >時間 iの検波を行い、（S I ( i ) ， S 2 ( i ) ) を得る。

< 2 >時間 i + 1の検波を行い、（S l ( i) ，， S 2 ( i + 1) ) を得る。 < 3 >時間 i及び時間 i + 1の受信品質を比較する。

時間 iの受信品質の方が良い場合、時間 iの検波で得た（S I ( i ) ， S 2 ( i ) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( i + 1 ) のデータは、時間 i の検波で得られた S 1 ( i ) から時間 i + 1の S 1 ( i ) ' を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

これに対して、時間 i + 1の受信品質の方が良い場合には、時間 i + 1の検波で得た（S l ( i) ，， S 2 ( i + l) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( i ) のデータは、時間 i + 1の検波で得られた S 1 ( i ) ' から時間 i の S I ( i ) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置 500においては、復調部 5 23でこのような復調処理を行うことにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 24、変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 25を得る。

この復調処理について、さらに詳しく説明する。

この実施の形態の例では、変調信号 A、変調信号 Bがともに QP S'K変調された信号なので、同一時間に、変調信号 Aで 2ビット、変調信号 Bで 2ビットの計 4ビットが送信可能である。つまり、 0000， 000 1， ■ · ■ ·， 1 1 1 1が送信可能である。ただし、上位 2ビットは変調信号 Aで送信された 2 ビット、下位 2ビットは変調信号 Bで送信された 2ビットとする。

先ず、復調部 5 2 3の全体的な動作を説明する。

復調部 5 23は、先ず、時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 50 8、変調信号 Bの伝送路推定信号 5 1 0を用いて、 0000， 000 1， · · ·， 1 1 1 1の 1 6個の信号点の I一 Q平面における信号点候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図 14の符号 1302で示す。また復調部 523は、逆拡散部 505から受信直交ベースバンド信号 506として、図 14の符号 1 301に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部 523は、図 14 の符号 1302の示した全ての信号点に関して、 I一 Q平面における信号点 1 301との例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 302と信号点 1301との距離の 2乗値 X 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 ' ' * '、 1 1 1 1の信号点 1302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0001 ( i ) 、 · · ■ ·、 X 1 1 1 1 ( i ) を求める。

同様に、復調部 523は、時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 5 18、変調信号 Bの伝送路推定信号 520を用いて、 0000， 0001, ···, 1 1 1 1の 16個の信号点の I一 Q平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図 14の符号 1302で示す。また復調部 523は、逆拡散部 515から受信直交ベースバンド信号 516として、.図 14の符号 1 301に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部 523は、図 14 の符号 13'02で示す全ての信号点に関して、 I一 Q平面における信号点 1 3 01との距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 302と信号点 1301との距離の 2乗値 Y 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 · ■ · ■、 1 1 1 1の信号点 1 302と信号点 1301との距離の 2乗値 Y 0001 ( i ) 、 · - · -、 Yl l l l ( i ) を求める。次に、復調部 523は、 X0000 ( i ) と Y0000 ( i ) の和 Z 000 0 ( i ) =X 0000 ( i ) +Y0000 ( i ) を求め、同様にして Z O O O 1 ( ί) 、 · · ·、 Ζ 1 1 1 1 (ί) を求める。復調部 523は、同様にして、時間 i + 1についても Z 0000 ( i + l) 、 Z 0001 ( i + l) 、

Z 1 1 11 ( i + 1) を求める。

次に、復調部 523は、時間 iと時間 i + 1との受信データの確からしさの比較を行う。 . 例えば、 Z 0000 ( i ) 、 Z 0001 ( i ) 、 ■ · ■、 Z l l l l ( i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i ) とする。

同様に、 Z 0000 ( i + l) 、 Z 0001 (i + l) 、 - · ·、 Z 1 1 1 1 ( i + 1) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i + 1) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S (i + 1) とする。そして、例えば、 R ( i) =F (i) ZS ( i) 、および、 R ( i + 1) = F ( i + 1) /S ( i + 1) を求める。

復調部 523は、 R ( i + 1) >R ( i ) のとき、時間 iの方が受信品質が良いと判断し、 F ( i )を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 iで得た 2ビットを時間 i及び時間 i + 1での受信データとする。また変調信号 Bについては、時間 iで送信された 2ビットとしては時間 iで得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 i + 1で送信された 2ビットは時間 i + 1での変調信号 A で送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、 Z 0000 ( i + 1)、 Z0001 ( i +l) 、 Z 0010 ( i + 1) , Z 001 1 (i +1) の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01 であるならば、 Z 0100 ( i + l) 、 Z 0101 ( i + l) 、 Z01 10 ( i +1) 、 Z 01 1 1 ( i + 1) の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 A で送信された 2ビットが 10、 1 1のときも同様にして、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

復調部 523は、 R ( i ) >R (i + 1) のとき、時間 i + 1の方が受信品質が良いと判断し、 F (i + 1)を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 i + 1で得た 2ビットを時間 i及び時間 i + 1での受信データとする。また変調信号 Bについては、時間 i + 1で送信された 2ビットとしては時間 i + 1で得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 iで送信された 2ビットは時間 iでの変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、 Z 000 0 ( i ) 、 Z O O O l ( i ) 、 Z O O I O ( i ) 、 Z 001 1 ( i ) の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01であるならば、 Z 0100 (i) 、 Z 0101 (ί ) 、 Ζ 01 10 (i) 、 Z 01 1 1 (i) の中から最も値が小さくなるものを探索することで、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 1 0、 1 1のときも同様にして、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

次に、復調部 523を、図 7や図 8のように構成した場合の動作について説明する。

復調部 5'23を図 7に示すように構成した場合、変調信号 A， B復調部 60 8は、上記のように、時間 i及び時間 i + 1において変調信号 Aで送信されたデータのうち、受信品質の良い方の時間の信号から復調したものを変調信号 A の受信ディジタル信号 524として出力する。また、上記のように、受信品質の良い時間の変調信号 Bで送信されたデータを変調信号 Bの受信デイジタル信号 525— 1として出力する。

変調信号 B復調部 610は、上記のように、受信品質の良い変調信号 Aの受信ディジタル信号 524を入力し、これを利用することで受信品質の悪い時間の変調信号 Bを復調することにより、品質の良い変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 2を得て、これを出力する。

また復調部 523を図 8に示すように構成した場合、変調信号 A, B復調部 608は、上記のように、時間 i及び時間 i + 1において変調信号 Aで送信されたデータのうち、受信品質の良い時間の信号から復調したものを変調信号 A の受信ディジタル信号 524として出力する。また変調信号 A， B復調部 60 8は、第 1の軟判定値信号 701として、 Z O O O O ( i ) 、 · · ·、 Z 1 1 1 1 ( i )を出力すると共に、第 2の軟判定値信号 702として Z O O O O ( i + 1) 、 · · ·、 Ζ 1 1 11 (ί + 1) を出力する。また変調信号 Α， Β復調部 608は、時間 i又は時間 i + 1いずれかの変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 1を出力する。

変調信号 B復調部 703は、第 1の軟判定値信号 701である Z 0000 ( i ) 、 · · ■、 Z l l l l ( i ) と第 2の軟判定値信号 702である Z 00 00 ( ί + 1) 、 · · ·、 Ζ 1 1 1 1 ( ί + 1) を入力とし、上記のように、時間 iと時間 i + 1の受信品質を基に、変調信号 Bの復調を行うことにより、受信ディジタル信号 525— 1を得た変調信号 Bとは異なる時間の変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 2を得て、これを出力する。

かくして本実施の形態によれば、それぞれ異なるアンテナから送信する変調信号 A、 Bのうち、変調信号 Aは同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回変調じて形成すると共に、変調信号 Bは同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回変調することなく時系列のデータを順次変調して形成する（すなわち通常の変調を施して形成する）ようにしたことにより、時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保ちつつ、複数回送信されたデータ系列の誤り率特性を向上させることができるので結果として両系統（2系統）の誤り率特性を向上させることができるようになる。

実際には受信側では、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号 A の復調結果を変調信号 Aの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号 Aの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号 Bの受信ディジタル信号を得るようにしたことにより、受信品質の悪い時間に受信された変調信号 Bの誤り率特性も向上させることができる。さらに、変調方式として Q P S Kを採用する場合には、変調信号 Aについては、同一データから、互いに 4 5 ° の位相差をもつ Q P S K変調信号を形成し、これらを送信すれば、時間 iと時間 i + 1で最小ユークリッド距離が大きな状態を得ることができるので、一段と誤り率特性を向上させることができるようになる。

( 1 - 1 ) 変形例 1

なお上述した例では、送信装置 3 0 0によって送信するフレーム構成を、図 2 Aのようにした場合について説明したが、送信するフレーム構成を、図 9に示すようにしてもよレ、。図 9のフレーム構成が図 2 Aのフレーム構成と異なる点は、変調信号 Aにおいて同一データを変調した信号 S 1 ( i ) を送信する時間の差を、図 2 Aの場合には小さくしたのに対して、図 9では非常に大きくしている点である。

これにより、時間 iと時間 j とでは、電波伝搬環境が全く異なるようになる。これを考慮して、図 9の場合には時間 jで送信する変調信号 Aの信号点配置を、時間 iで送信する変調信号 Aの信号点配置と同じにしている。これは、敢えて変調信号. Aの信号点配置を変えなくても、時間 i.と時間 jの受信品質は、電波伝搬環境の違レ、により、ある程度異なるものになると考えたためである。

この結果、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号 Aの復調結果を変調信号 Aの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号 Aの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号 Bの受信ディジタル信号を得るようにすれば、図 2 Aのフレーム構成の信号を送信した場合と同様に、受信品質の悪い時間に受信された変調信号 Bの誤り率特性も向上させることができる。

具体的に説明する。時間 iにおいて、上記（1 ) 式が成立する。同様に、時間 jにおいて、次式の関係が成り立つ。

(3) 式における h I l (j ) 、 h l 2 (j ) 、 h 21 (j ) 、 h 22 (j ) は、受信装置 500において、例えば図 9の電波伝搬環境推定シンボル 801、 803を用いて推定する。ここで、時間 iと時間 jでは、電波伝搬環境が異なるので、 h l l (i) ≠h 1 1 (j ) 、 h 12 ( i ) ≠h l 2 (j ) 、 h 21 ( i ) ≠h 21 ( j ) 、 h 22 ( i ) ≠ 22 ( j ) が成立する。従って、時間 iと時間 jでの受信品質は全く異なることになる。

以上を考慮し、時間 iと時間 jの I一 Q平面における信号点配置について説明する。

変調信号 Aの I一 Q平面における信号点配置の一例を、図 3 A〜図 3 Cに示す。図 9に示すフレーム構成を採った場合、時間 iと時間 jの信号点配置は、共に図 3 Aでもよいし、時間 iでは図 3 A、時間 jでは図 3 Bのように異なつていてもよい。これは、図 2 Aのフレーム構成のときとは異なり、時間 iと時間 j とでは電波伝搬環境が異なるため、時間 iと時間: iで、敢えて信号点配置を変えなぐても、時間 iと時間 j とで受信品質が異なるようになるためである。以下では、復号化の手順について詳しく説明するが、図 2 Aのフレーム構成の動作と同様に考えることができる。つまり、時間 i + 1の動作を時間 jに置き換えて考えればよい。

< 1 >時間 iの検波を行い、（S I (i) , S 2 ( i ) ) を得る。

< 2 >時間 jの検波を行い、（S l (i) , S 2 (j ) ) を得る。

< 3 >時間 i及び時間〗の受信品質を比較する。

時間 iの受信品質の方が良い場合、時間 iの検波で得た（S I ( i) ， S 2 ( i) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( j ) のデータは、時間 iの検波で得られた S I ( i) から時間 jの S I ( i) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

これに対して、時間 jの受信品質の方が良い場合、時間. jの検波で得た（S 1 ( i) ， S 2 ( j ) ) のデータをそのまま使う。そして、 S 2 (i) のデータは、時間 jの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 iの S I ( i ) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置 500においては、復調部 523でこのような復調処理を行うことにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 524、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525を得る。 .

なお図 9のフレーム構成の送信信号を受信した際の復調部 523での詳細な動作は、上述した時間 i + 1の動作を時間 jに置き換えて考えればよいだけなので、省略する。ただし、上述した時間 i + 1と時間 jでの処理においては、時間 i + 1では図 2 Aの電波伝搬環境推定シンボル 101、 104を用いて得た信号点（候補信号点）に基づいて時間 i + 1でのデータの確からしさを判定したのに対して、時間 jでは図 9の電波伝搬環境推定シンボル 801、 803 を用いて得た信号点（候補信号点）に基づいて時間 jでのデータの確からしさを判定する点が異なる。

(1 -2) 変形例 2

ここでは、送信装置 300によって送信するフレーム構成を、図 1 OAや図 10Bのようにした場合について説明する。

図 1 OAのフレーム構成は、要するに、図 2 Aのフレーム構成では変調信号 Aで同一のデータを信号点配置の仕方を変えて連続して 2回送信したのに対して、変調信号 Aで同一のデータを信号点配置の仕方を変えて連続して 3回送信するようにしたものである。

また図 10Bのフレーム構成は、要するに、図 9のフレーム構成では変調信号 Aで同一のデータを信号点配置の仕方を変えずに離れた時間で 2回送信したのに対して、変調信号 Aで同一のデータを信号点配置の仕方を変えずに離れた時間で 3回送信するようにしたものである。

先ず、図 1 OAのフレーム構成を採った場合について説明する。

時間 i +1の状態については、図 2 Aのフレーム構成の際の説明と同様である。時間 i + 2において、次式の関係が成り立つ。

時間 iから時間 i + 2までの時間は短いので、 h l l ( i ) =h 1 1 ( i + 1) =h 1 1 (i + 2)、 h 12 ( i ) =h 12 ( i + l) =h 1 2 (i +2)、 h 21 ( i ) =h 21 ( i + 1) =h 21 ( i + 2) 、 h 22 ( i ) =h 22 ( i + 1) =h 22 ( i +2) が成立する。

(1) 式の関係から S I ( i) 、 S 2 (i) を得ることができ、また（2) 式の関係から S I ( i ) ' 、 S 2 ( i + 1) を得ることができ、（4) 式の関係から S 1 ( i) " 、 S 2 (i +2) を得ることができる。

このとき、（1) 式、（2) 式及び（4) 式の行列は、ほぼ等しい行列であるが、 S l ( i) 、 S l (i) ，及び S 1 ( 1) " の信号点を変えているので、 (S 1 ( i ) ， S 2 ( i ) ) のべクトルと（S 1 ( i ) ' , S 2 ( i + 1) ) のべクトルと（S 1 ( i ) " ， S 2 (i +2) ) のべクトルが異なるため、各時間 i〜 i + 2で得られるデータの確からしさが異なることになる。この際、例えば、時間 iの S 1 ( i )は図 1 1 Aの信号点配置に、時間 i + 1の S 1 ( i ) ' は図 1 1 Bの信号点配置に、時間 i + 2の S 1 ( i ) " は図 11 Cの信号点配置にする。このように、同一データの変調信号 S I (i) 、 S l (i) ' 、 S 1 ( i ) " の信号点配置の仕方を異なるようにすることで、各時間 i〜 i + 2 で得られるデータの確からしさを効率よく変化させることができる。

図 10 Aのフレーム構成の送信信号は、図 4に示す構成の送信装置 300によって形成することができる。変調信号 304を、図 5の変調部 304の構成に、マッピング部 Z (図.示せず）を追加した構成を採ればよい。そして、追加したマッビング部 Zにおいて、時間 i + 2のマツビングを行うようにすればよい。

図 1 OAのフレーム構成の信号を受信した際の、受信装置 300の具体的な復調（復号）手順は、以下の通り'である。 . < 1〉時間 iの検波を行い、（S l ( i) ， S 2 ( i) ) を得る。

< 2 >時間 i + 1の検波を行い、（S l ( i) ' , S 2 ( i + 1) ) を得る。く 3 >時間 i + 2の検波を行い、（S I ( i ) " , S 2 ( i +2) ) を得る。

< 4 >時間 i、時間 i + 1及び時間 i + 2の受信品質を比較する。

時間 i、時間 i + 1及び時間 i + 2の中で、時間 iの受信品質が最も良い場合、時間 ίの検波で得た（S I (i ) , S 2 ( i ) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( i + 1 ) のデータは、時間 iの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 i + 1の S 1 ( i ) 'を推定し、その結果を利用することで得るようにする。また S 2 ( i + 2) のデータは、時間 iの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 i +2の S I (i) " を推定し、その結果を利用することで得るようにする。また、時間 i + 1の受信品質が最も良い場合、時間 i + 1の検波で得た（S 1 ( i ) ，， S 2 ( i + 1) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 (i) のデータは、時間 i + 1の検波で得られた S 1 ( i ) ，から時間 iの S 1 ( i ) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。また S 2 (i +2) のデータは、時間 i + 1の検波で得られた S 1 ( i ) 'から時間 i + 2の S 1 ( i ) " を推定し、 'その結果を利用することで得るようにする。

さらに、時間 i + 2の受信品質が最も良い場合、時間 i + 2の検波で得た（ S 1 ( i ) ，，， S 2 (i +2) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( i ) のデータは、時間 i + 2の検波で得られた S 1 ( i ) " から時間 iの S 1 ( i ) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。また S 2 ( i + 1) のデータは、時間 i + 2の検波で得られた S 1 ( i ) "から時間 i + 1の S 1 ( i ) ' を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置 500においては、復調部 523でこのような復調処理を行うことにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 524、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525を得る。

この復調処理について、さらに詳しく説明する。

変調信号 A、変調信号 Bがともに Q PS K変調された信号の場合、同一時間に、変調信号 Aで 2ビット、変調信号 Bで 2ビットの計 4ビットが送信可能である。つまり、 0000, 0001， · ■ · ■， 1 1 1 1が送信可能である。ただし、上位 2ビットは変調信号 Aで送信された 2ビット、下位 2ビットは変調信号 Bで送信された 2ビットとする。

先ず、復調部 523の全体的な動作を説明する。

復調部 523は、先ず、図 1 OAの時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 50-8、変調信号 Bの伝送路推定信号 510を用いて、 0000， 00 01， · ■ · , 1 1 1 1の 16個の信号点の I—Q平面における信号点（候捕信号点）を求める。その信号点の様子を、図 14の符号 1302で示す。また復調部 523は、逆拡散部 505から受信直交ベースバンド信号 506として、図 14の符号 1301に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部 5 23は、図 14の符号 1 302で示す全ての信号点に関して、 I一 Q平面における信号点 1301との例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 · · ■ ·、 1 1 1 1の信号点 1 3 02と信号点 1301との距離の 2乗値 X 0001 (i) 、 · ' · ·、 Χ1 1 1 1 ( i ) を求める。

同様に、復調部 523は、図 1 OAの時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 518、変調信号 Bの伝送路推定信号 520を用いて、 0000， 0 001, · ■ ·， 1 1 1 1の 16個の信号点の I一 Q平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図 14の符号 1302で示す。また復調部 523は、逆拡散部 515から受信直交ベースバンド信号 516として、図 14の符号 1301に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部 523は、図 14の符号 1302で示す全ての信号点に関して、 I— Q平面における信号点 1301との距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 302と信号点 1 30 1との距離の 2乗値 Y 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 · ■ · ·、 11 1 1の信号点 1 3 02と信号点 1 301との距離の 2乗値 Y 0001 ( i) 、 · ' · ·、 Υ1 1 1 1 ( i ) を求める。

次に、復調部 523は、 XO O O O ( i ) と YO O O O ( i ) の和 Z 000 0 ( i ) =X 0000 ( i ) +Y0000 ( i ) を求め、同様にして Z O O 0 l ( i) 、 - ' .、 Z l l l l (i) を求める。復調部 523は、同様にして、時間 i + 1についても Z 0000 ( i + l) 、 Z 0001 ( i.+ l) 、 · ■ ·、 Z 1 1 1 1 ( i + 1) を求める。また時間 i + 2についても Z 0000 ( i + 2) 、 Z 0001 ( i + 2) 、 ■ ■ ·、 Z 1 1 1 1 ( i + 2) を求める。次に、復調部 523は、時間 iと時間 i + 1と時間 i + 2との受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、 Z 0000 ( i ) 、 Z 0001 ( i ) 、 ■ · ■、 Z 1 1 11 ( i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i ) とする。

同様に、 Z 0000 ( i + 1) 、 Z 0001 ( i + 1) 、 · - -、 Z 1 1 1 1 ( i + 1) の中から、最も小さい値を'探索する。その値を F ( i + 1) とする。そしで、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i + 1) とする。同様に、 Z 0000 ( i + 2) 、 Z 0001 ( i + 2) 、 - · ·、 Z 1 1 1 1 ( i + 2) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i + 2) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S (i + 2) とする。そして、例えば、 R (i) =F ( i) /S ( i ) 、 R ( i + 1) =F ( i + 1) /S ( i + 1) 、及び、 R ( i +2) =F (i +2) /S (i + 2) を求める。以上の値を用いて、時間 i、時間 i + 1、時間 i + 2の受信品質を推定する。

時間 iの受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 iで得た 2ビットを時間 i、時間 i + 1、時間 i + 2での受信データとする。また変調信号 Bについては、時間 iで送信された 2ビットとしては時間 iで得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 i + 1、 i + 2で送信された 2ビットは時間 i + 1、 i + 2での変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

また、時間 i + 1の受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 i + 1で得た 2ビットを時間 i、時間 i + 1、時間 i + 2での受信データとする。また変調信号 Bについては、時間 i + 1で送信された 2ビットとしては時間 i + 1で得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 i、 i + 2で送信された 2ビットは時間 i、 i + 2 での変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

さらに、時間 i + 2の受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 i + 2で得た 2ビットを時間 i、時間 i + 1、時間 i + 2での受信データとする。また変調信号 Bについては、時間 i '+2で送信された 2ビットとしては時間 i + 2で得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 i、 i + 1で送信された 2ビットは時間 i、 i + 1 での変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。 '

このような処理を行うための復調部 523の詳細構成例を、図 12に示す。図 12の変調信号 A， B復調部 608は、上記のように、時間 i、時間 i + 1 及び時間 i + 2において変調信号 Aで送信されたデータのうち、受信品質の最も良い時間の信号から復調したものを変調信号 Aの受信ディジタル信号 52 4として出力する。また変調信号 A， B復調部 608は、第 1の軟判定値信号 701として、 Z O O O O ( i ) 、 - · ■、 Z l l l l ( i ) を、第 2の軟判定値信号 702として Z O O O O ( i + 1) 、 - ■ ·、 Z 1 1 1 1 ( i + 1) を、第 3の軟判定値信号 1 101として Z 0000 (i + 2) 、 ' · ·、 Ζ 1 1 1 1 ( i +2) を出力する。また変調信号 A， B復調部 608は、時間時間 i + 1又は時間 i + 2いずれかの変調信号 Bの受信ディジタル信号 ·52 5— 1を出力する。変調信号 B復調部 703は、第 1の軟判定値信号 70 1である Z 0000 ( i) 、 · ' ·、 Ζ 1 1 1 1 ( ί) と、第 2の軟判定値信号 702である Ζ 0 000 (i + l) 、 ■. ■ ·、 Z 1 1 1 1 ( i + 1) と、第 3の軟判定値信号 1 101である Z 0000 ( i + 2) 、 ■ - ■、 Z 1 1 1 1 ( i + 2) とを入力とし、上記のように、時間 iと時間 i + 1と時間 i + 2の受信品質を基に、変調信号 Bの復調を行うことにより、受信ディジタル信号 525— 1を得た変調信号 Bとは異なる時間の変調信号 Bの受信ディジタル信号 525 - 2を得て、これを出力する。

このように、図 1 OAに示すようなフレーム構成を用いた場合には、図 2 A に示すようなフレーム構成を用いた場合と比較して、受信品質の最も良い時間を、より多くの時間の中から選ぶことができるようになるので、一段と誤り率特性の良い変調信号 A、 Bの復調データを得ることができるようになる。

なおここでは、図 10 Aに示すように、同一データを信号点配置を変えて連続した 3シンボル S I ( i ) 、 S 1 ( i ) ' 、 S 1 ( i ) ，，で送信した場合について説明したが、これに限ったものではなく、要は、短い時間間隔で同一データの変調信号を複数回送信する際には、同一データの変調信号の信号点配置を変えることにより、各時間での受信品質を変化させるようにすればよい。つまり、時間 i、 i + l、 i + 2で送信した変調信号を、時間 i、 i +n、 i + mで送信するようにしてもよい。このとき、 h l l ( i ) =h 1 1 ( i +n) 1 1 ( i +m) 、 h 1 2 ( i ) =h 1 2 ( i +n) =h 12 ( i +m) 、 h 21 ( i ) =h 21 (i +n) =h 21 ( i +m) 、 h 22 ( i ) =h 22 ( i +n) =h 22 ( i +m) の関係が成立すると効果的である。この場合には、上述した時間 i + 1の動作を時間 i + nの動作として、時間 i + 2の動作を時間 i +mとして考えれば同様に実施することができる。

次に、図 10Bのフレーム構成を採った場合について説明する。

また図 10Bのフレーム構成は、上述したように、要するに、図 9のフレーム構成では変調信号 Aで同一のデータを信号点配置を変えずに離れた時間で 2回送信したのに対して、変調信号 Aで同一のデータを信号点配置を変えずに離れた時間で 3回送信するようにしたものである。

時間 i、 jの状態については、図 9のフレーム構成の際の説明と同様である。時間 kにおいて、次式の関係が成り立つ。

Rl(k)\ _ /hll(k) hl2(k)\/Sl(i)ⁿ\

R2(k) J [h2l(k) h22(k) j\ S2(k) J ここで、時間 iと j と kは、電波伝搬環境が異なるような時間であるため、 h 1 1 ( i ) ≠h 1 1 ( j ) ≠h 1 1 (k) 、 h 12 ( i ) ≠h 12 ( j ) ≠ h 12 (k) 、 h 21 ( i ) ≠h 21 ( j ) ≠h 21 (k) 、 h 22 ( i ) ≠ h 22 ( j ) ≠h 22 (k) が成立する。従って、時間 iと； i と kでの受信品質は全く異なることになる。これを考慮して、図 10Bの場合には時間 j及ぴ時間 kで送信する変調信号 Aの信号点配置を、時間 iで送信する変調信号 Aの信号点配置と同じにしている。これは、敢えて変調信号 Aの信号点配置を変えなくても、時間 iと時間 j と時間 kの受信品質は、電波伝搬環境の違いにより、' ある程度異なるものになると考えたためである。

変調信号 Aの I—Q平面における信号点配置の一例を、図 1 1 A〜図 1 1 C に示す。図 1 OBに示すフレーム構成を採った場合、時間 i、 j、 kの信号点配置は、全て図 1 1 Aでもよいし、時間 iでは図 1 1 A、時間 jでは図 1 1 B、時間 kでは図 1 1 Cのように異なるようにしてもよい。これは、時間 i、 j、 kでは電波伝搬環境が異なるため、各時間で、敢えて信号点配置を変えなくても、各時間の受信品質が異なるようになるためである。

図 10 Bのフレーム構成の信号を受信した際の、受信装置 300の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。

く 1〉時間 iの検波を行い、（S I (i) ， S 2 ( i) ) を得る。

< 2 >時間 jの検波を行い、（S I (i) ， S 2 (j ) ) を得る。

く 3〉時間 kの検波を行い、（S I (i) ， S 2 (k) ) を得る。 ' く 4〉時間 i、時間 j及び時間 kの受信品質を比較する。 . 時間時間 j及び時間 kの中で、時間 iの受信品質が最も良い場合、時間 iの検波で得た（S 1 (i) , S 2 (i ) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( j ) のデータは、時間 iの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 jの S 1 ( i) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。また S 2 (k) のデータは、時間 iの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 kの S I ( i) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

また、時間 jの受信品質が最も良い場合、時間 jの検波で得た（S 1 ( i )， S 2 ( j ) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( i ) のデータは、時間 j の検波で得られた S 1 ( i ) から時間 iの S 1 ( i ) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。また S 2 ( k ) のデータは、時間 jの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 kの S I (i) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

さらに、時間 kの受信品質が最も良い場合、時間 kの検波で得た（S 1 ( i), S 2 (k) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( i ) のデータは、時間の検波で得られた S 1 ( i ) から時間 iの S 1 ( i ) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。また S 2 ( j ) のデータは、時間 kの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 jの S I ( i ) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

この復調処理について、さらに詳しく説明する。

変調信号 A、変調信号 Bがともに QPSK変調された信号の場合、同一時間に、変調信号 Aで 2ビット、変調信号 Bで 2ビットの計 4ビットが送信可能である。つまり、 0000， 0001， · · ■ ·， 1 1 1 1が送信可能である。ただし、上位 2ビットは変調信号 Aで送信された 2ビット、下位 2ビットは変調信号 Bで送信された 2ビッとする。 . 先ず、復調部 523の全体的な動作を説明する。

復調部 523は、先ず、図 10 Bの時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 508、変調信号 Bの伝送路推定信号 510を用いて、 0000， 00 01， · ■ ·， 11 1 1の 16個の信号点の I一 Q平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図 14の符号 1 302で示す。また復調部 523は、逆拡散部 505から受信直交ベースバンド信号 506として、図 14の符号 1301に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部 5 23は、図 14の符号 1 302で示す全ての信号点に関して、 I— Q平面における信号点 1301との例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 302と信号点 1 30 1との距離の 2乗値 X 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 · · · ■、 1 1 1 1の信号点 1 3 02と信号点 1301との距離の 2乗値 X 0001 ( i) 、 ■ ■ ■ · , X 11 1 1 ( i ) を求める。

同様に、復調部 523は、図 10 Bの時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 518、変調信号 Bの伝送路推定信号 520を用いて、 0000， 0 001， ■' · ·， 1 1 1 1の 16個の信号点の I一 Q平面における信号点（候補信号点）を求める。その信号点の様子を、図 14の符号 1302で示す。また復調部 523は、逆拡散部 515から受信直交ベースパンド信号 516として、図 14の符号 1301に示すような信号点の信号を入力する。次に、復調部 523は、図 14の符号 1302で示す全ての信号点に関して、 I一 Q平面における信号点 1301との距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 302と信号点 1 30 1との距離の 2乗値 Y 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 · ■ ■ ·、 1 1 1 1の信号点 1 3 02と信号点 1301との距離の 2乗値 Y 0001 (i) 、 · · ■ ■ _N Y 1 1 1 1 ( i ) を求める。

次に、復調部 523は、 X0000 ( i ) と Y0000 ( i ) の和 Z 000 0 ( i ) =X0000 ( i ) +Y0000 ( i ) を求め、.同様にして Z 000 l ( i) 、 . . .、 Z l l l l ( i) を求める。復調部 523は、同様にして、時間 jについても Z 0000 ( j ) 、 Z 0001 ( j ) 、 ■ · ·、 Z l l l l ( j；)を求める。また時間 kについても Z 0000 (k)、Z 0001 (k)、'' -、 Z l l l l (k) を求める。

次に、復調部 523は、時間 iと時間 j と時間 kとの受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、 Z O O O O ( i) 、 Z 0001 ( i) 、 - -、 Z l l l l ( i) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F (i) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S (i) とする。

同様に、 Z O O O 0 (j ) 、 Z O O 01 (j ) 、 - -、 Z l l l l ( j ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( j ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( j ) とする。

同様に、 Z O O O O (k) 、 Z O O O l (k) 、 · -、 Z l l l l (k) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F (k) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S (k) とする。

そして、'例えば、 R ( i ) =F ( i) /S (i) 、 R ( j ) =F ( j ) /S (j ) 、及び、 R (k) =F (k) ZS (k) を求める。以上の値を用いて、時間時間〗、時間 kの受信品質を推定する。

時間 iの受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 iで得た 2ビットを時間 i、時間 j、時間 kでの受信データとする。また変調信号 Bについては、時間 iで送信された 2ビットとしては '時間 iで得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 kで送信された 2ビットは時間 j、 kでの変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

また、時間〗の受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 jで得た 2ビットを時間 i、時間 j、時間 kでの受信データとする。また変調信号 Bについては、時間 jで送信された 2ビットとしては時間 jで得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 i、 kで送信された 2ビットは時間 i、 kでの変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

さらに、時間 kの受信品質が最も良いと判断した場合、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 kで得た 2ビットを時間 i、時間 j、時間 kでの受信データとする。また変調信号 Bについては、時間 kで送信された 2ビットとしては時間 kで得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 i、 jで送信された 2ビットは時間 i、 jでの変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

このような処理を行うための復調部 523の詳細構成例を、図 12に示す。図 12の変調信号 A, B復調部 608は、上記のように、時間 i、時間 j及び時間 kにおいて変調信号 Aで送信されたデータのうち、受信品質の最も良い時間の信号から復調したものを変調信号 Aの受信ディジタル信号 524として出力する。また変調信号 A, B復調部 608は、第 1の軟判定値信号 701として、 Z O O O O ( i) 、 ' . '、 21 1 1 1 ( 1) を、第 2の軟判定値信号 702として Z O O O O (j ) 、 ■ · ■、 Z l l l l ( j ) を、第 3の軟判定値信号 1 101として Z O O O O (k) 、 · , -、 Z l l l l (k) を出力する。また変調信号 A , B復調部 608は、時間 i、時間 j又は時間 kいずれかの変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 1を出力する。

変調信号 B復調部 703は、第 1の軟判定値信号 70 1である Z O O O O ( i) 、 ' - '、 21 111 ( と、第 2の軟判定値信号 702である Z 0 000 ) 、 · · ■、 Z l l l l (j ) と、第 3の軟判定値信号 1 101である Z 0000 (k) 、 · ■ ·、 Z l l l l. (k) とを入力とし、上記のように、時間 iと時間 j と時間 kの受信品質を基に、変調信号 Bの復調を行うことにより、受信ディジタノレ信号 525- 1を得た変調信号 Bとは異なる時間の変調信号 Bの受信ディジタル信号 525-2を得て、これを出力する。

このように、図 10Bに示すようなフレーム構成を用い.た場合には、図 9に示すようなフレーム構成を用いた場合と比較して、受信品質の最も良い時間を、より多くの時間の中から選ぶことができるようになるので、一段と誤り率特性の良い変調信号 A、 Bの復調データを得ることができるようになる。

(1 -3) 変形例 3

ここでは、送信装置 300によって送信するフレーム構成を、図 2Aに換えて図 1 3に示すようにする例を挙げる。図 13のフレーム構成が図 2 Aのフレーム構成と異なる点は、変調信号 Aにおいて同一データを変調した信号 S 1 (i ) と S I (i) ' を送信する時間の差を、図 2 Aの場合には「1」としたのに対して、図 13では「11」とした点である。

ここで、 h l l ( i ) =h 1 1 ( i +n) 、 h l 2 ( i ) =h 1 2 ( i +n) 、 h 21 ( i ) =h 21 (i +n) 、 h 22 ( i ) =h 22 ( i +n) の関係が成立するような 11であれば、図 2 Aのフレーム構成の信号を送信した場合と同様に実施できる。つまり、時間 i + 1の動作を時間 i +nの動作として考えれば同様に実施することができる。

(1-4) 変形例 4

ここでは、時間 iと時間 i + 1とで、変調信号 Aの送信パワー又は変調信号 Bの送信パヮーを異なるようにすることを提案する。このようにすることで、上述した変調信号 Aの信号点配置のパターンを時間 iと時間 i + 1で変える場合と同様に、時間 iと時間 i + 1とで受信品質を変えることができるようになるので、上述したフレーム構成を採用した場合と同様の効果を得ることができる。さらに、上述したフレーム構成と組み合わせた場合には、一段と各時間の受信品質の差を大きくすることができる。すなわち、信号点配置の仕方を変えるとは、送信パワーを変えることを含むものとする。

具体的には、時間 iにおいて（1) 式が成り立つ変調信号 S I (i) 、 S 2 (i ) を送信し、時間 i +1においては、以下の（6) 式又は（7) 式が成り立つ変調信号 r S l ( i) ' 、 S 2 ( i + l) 又は変調信号 S 1 ( i ) ' 、 r S 2 ( i + 1) を送信する。

(z + 1)\_/ l( + 1) 2( + l)\ Sl(iy \

R2(i + l)) ⁼ [h2l(i + i) /z22( + I)j(r52( + 1)J"

(6) 式と .（7) 式の違いは、変調信号 A (S I) の送信パワーを変化させる力 \ 又は変調信号 B (S 2) のどちらの送信パワーを変化させるかである。なおこのように、送信パワーを変化させて受信品質を変化させることは、以下の実施の形態と組み合わせて実施することもできる。

(1-5) 変形例 5

送信装置の構成は図 4の構成の構成に限らず、 ·変調部 304の構成も図 5の構成に限らない。要は、第 1の変調部と第 2の変調部を設け、第 1の変調部によって第 1の送信データの同一データを信号点配置の仕方を変えて、又は時間間隔を数シンボル隔てて複数回変調することにより第 1の変調信号を形成し、第 2の変調部によって、第 2の送信データを時系列で変調することにより第 2 の変調信号を形成し、この第 1及び第 2の変調信号を異なるァンテナから送信するようにすればよい。

また受信装置の構成は図 6の構成に限らず、復調部 523の構成も図 6、図 7、図 8の構成に限ったものではない。要は、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号 A (すなわち同一データを複数回変調して送信された変調信号）の復調結果を変調信号 Aの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号 Aの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号 Bの受信ディジタル信号を得るようにすればよい。

また各アンテナは、複数のアンテナにより一つのアンテナを構成してもよい。また上述した実施の形態では、変調信号数とアンテナ数を同じにした場合について説明したが、変調信号数 n (n≥ 2) よりも多くのアンテナを設け、送信アンテナを切り替えて使用するようにしてもよい。このよ.うにすれば、送信ァンテナを切り替えることで、各時間での受信品質を一段と異なるようにすることができる。これは、後述する実施の形態の場合にも当てはまる。

また上述した実施の形態では、受信品質を求めるための計算式として、例えば、 R ( i ) =F ( i ) /S ( i ) 、 R ( i + 1) =F ( i + 1) /S ( i + 1) 、 R ( i + 2) =F ( i + 2) /S ( i + 2) 、 R ( j ) =F ( j ) /S (j ) 、 R (k) =F (k) /S (k) を用いた場合について述べたが、これに限ったものではなく、例えば、 R ( i ) =F ( i ) — S ( i ) 、 R ( i + 1) =F ( i + 1) — S ( i + 1) 、 R ( i + 2) =F ( i + 2) — S ( i + 2) 、 R ( j ) =F ( j ) 一 S ( j ) 、 R (k) =F (k) — S (k) といった計算式を用いても同様に受信品質を求めることができる。これは、後述する実施の形態にも当てはまる。ただし、このような計算式を用いた場合には、実施の形態で説明したものに対して大小関係は逆となる。つまり、 R ( i ) が大きい方が受信品質は良いことになる。

また上述した実施の形態では、変調信号 Aで同一データを 2回送信するフレーム構成及び 3回送信するフレーム構成を提案したが、これに限らず、変調信号 Aで同一データを n (n≥4) 回送信するフレーム構成においても同様に実施することができる。ここで nの数を多くするほど、変調信号 Aで送信可能な見かけ上のデータ伝送速度は低下するが、変調信号 A、 Bを復調したときの誤り率特性は向上するので、電波伝搬環境が悪いほど nを多く設定すれば、実質的なデータ伝送速度を上げることもできるようになる。

また上述した実施の形態では、スぺクトル拡散方式を用いたときを例に説明したが、これに限らず、スペクトル拡散を行わないシングルキャリア方式においても同様に実施することができる。このとき、送信装置は拡散部を省略した構成とし、受信装置は逆拡散部を省略した構成とすればよい。また、 OFDM 方式を例とするマルチキヤリァ方式においても各キヤリァにおいて本実施の符号化を施すことができる。例えば、 OF DM方式を用いた場合、送信装置は OFD M方式を用レ、た変調信号を生成するために逆フーリェ変換部を加えた構成とし、受信装置はフーリエ変換部を加えた構成とすればよい。これは、後述する実施の形態にも当てはまる。

また上述した実施の形態では、変調信号 Aと変調信号 Bの符号化を時間軸方向に対して行った。つまり、上述した実施の形態の例では、変調信号 Aにおいて、異なる時間に同一のデータの変調信号を送信している。しかし、本実施の形態の符号化（変調信号の送信フレームへの配置）は、特に、 O F DM方式を例とするマルチキヤリア方式を用いた場合、周波数軸方向に行うことができる。つまり、変調信号 Aを、異なるキャリアに複数同一データのシンボルを配置したものとすればよい。

また上述した実施の形態では、変調信号 Aの受信品質（誤り率特性）を向上させることで、変調信号 Bの受信品質（誤り率特性）も向上させるようになつている。上述した実施の形態に加えて、変調信号 Aに対して、ブロック符号、ビタビ符号やターボ符号などの畳み込み符号、 L D P C (Low-Density Parity-Check) 符号などの符号化を施すようにすれば、受信信号 Aの受信品質をさらに向上させることができるので、変調信号 Bの受信品質もさらに向上させることが'できる。これは、後述する実施の形態にも当てはまる。

ただし、ブロック符号、ビタビ符号やターボ符号などの畳み込み符号、 L D P C符号などの誤り訂正符号は、変調信号 Aのみに施す場合に限らず、変調信号 A、 Bの両方に施すようにしてもよい。この場合、変調信号 Aを復号後、変調信号 Bを復号することになる。

さらに上述した実施の形態では、 2本のアンテナから 2つの変調信号を送信する構成を例に説明したが、本発明はこれに限らず、アンテナ n本から n個の変調信号を送信するフレーム構成において、 n個の変調信号のうちの少なくとも 1つの変調信号を、同一のデータを複数回、異なる周波数、あるいは、異なる時間を用いて送信するようにすればよい。これは、後述する実施の形態にも当てはまる。

( 2 ) 実施の形態 2 実施の形態 1では、 2つのアンテナを用いてそれぞれ異なる 2つの変調信号を送信するにあたって、一方の変調信号についてのみ同一のデータを複数回送信することを提案した。これに対して、本実施の形態では、 3つのアンテナを用いてそれぞれ異なる 3つの変調信号を送信するにあたって、 3つの変調信号のうち 1つ又は 2つの変調信号について同一のデータ複数回送信することを提案すると共に、その具体的なフレーム構成及び装置構成について説明する。図 2 Aとの対応部分に同一符号を付して示す図 1 5に、本実施の形態における変調信号のフレーム構成の一例を示す。本実施の形態では、変調信号 A、変調信号 Bと同時に、変調信号 Cを送信する。変調信号 Cは、電波伝搬環境推定シンボル 1 4 0 1を含む。 1 4 0 2、 1 4 0 3はデータシンボルを示す。変調信号 Cの時点 iのデータシンボル 1 4 0 2 ( S 3 ( i ) ) と時点 i + 1のデータシンボル 1 4 0 3 ( S 3 ( i + 1 ) ) は、変調信号 Bと同様に、互いに異なるデータを同一のマッビング規則に従って信号点配置したものである。すなわち、変調信号 Aのみ同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回送信する特殊な信号とし、変調信号 B、 Cを一般的な変調信号とする。

図 1 7に、本実施の形態による送信アンテナ 1 6 0 1、 1 6 0 2、 1 6 0 3 と、受信アンテナ 1 6 0 4、 1 6 0 5、 1 6 0 6と、これらの送受信アンテナ間の伝搬路との関係を示す。

図 4との対応部分に同一符号を付して示す図 1 8に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。送信装置 1 7 0 0において、変調部 1 7 0 2は、送信ディジタノレ信号 1 7 0 1、フレーム構成信号 3 2 4を入力とし、送信直交べースバンド信号 1 7 0 3を出力する。拡散部 1 7 0 4は、送信直交ベースパンド信号 1 7 0 3を拡散し、拡散後の送信直交ベースバンド信号 1 7 0 5を出力する。

無線部 1 7 0 6は、拡散後の送信直交ベースバンド信号 1 7 0 5をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号 1 7 0 7を出力する。電力増幅器 1 7 0 8は、変調信号 1 7 0 7の電力を増幅し、増幅後の変調信号 1709を出力する。変調信号 1 709は、アンテナ 1603から電波として出力される。

図 6との対応部分に同一符号を付して示す図 19に、本実施の形態における受信装置の構成例を示す。受信装置 1800において、無線部 1803は、ァンテナ 1606で受信した受信信号 1802を入力とし、受信直交ベースバンド信号 1804を出力する。逆拡散部 1805は、受信直交ベースバンド信号 1804を入力とし、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 1806を出力する。

変調信号 A伝送路推定部 1807は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 1806を入力とし、変調信号 Aの伝送路推定信号 1808を出力する。変調信号 B伝送路推定部 1809は、逆拡散後の受信直交ベースパンド信号 180 6を入力とし、変調信号 Bの伝送路推定信号 1810を出力する。

変調信号 C伝送路推定部 181 1は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号

1806を入力とし、変調信号 Cの伝送路推定信号 1812を出力する。変調信号 C伝送路推定部 18 13は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 506 を入力とし、変調信号 Cの伝送路推定信号 1814を出力する。変調信号 C伝送路推定部 1815は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 516を入力とし、変調信号 Cの伝送路推定信号 1816を出力する。

フレーム同期部 521は逆各拡散後の受信直交ベースバンド信号 506、 5 16、 1806を入力とし、フレーム構成信号 522を出力する。

復調部 1820は、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 506、 5 16、 1806、変調信号 Aの伝送路推定信号 508、 5 18、 1808、変調信号 Bの伝送路推定信号 510、 520、 1810、変調信号 Cの伝送路推定信号 1812、 1814、 1816、フレーム構成信号 522を入力とし、変調信号 A、変調信号 B、変調信号 Cの復調を行ことにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 524、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525、変調信号 Cの受信ディジタル信号 1817を得、これを出力する。図 20に、復調部 1 820の詳細構成を示す。変調信号 A， B, C復調部 1 913は、変調信号 Aの伝送路推定信号 508、 5 18、 1808、変調信号 Bの伝送路推定信号 510、 520、 1810、変調信号 Cの伝送路推定信号 1814、 18 16、 18 12、逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 506、 516、 1806、フレーム構成信号 522を入力とし、変調信号 Aの受信ディジタル信号 524、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 1、変調信号 Cの受信ディジタル信号 1817— 1、第 1の軟判定値信号 1917、第 2の軟判定値信号 1918を出力する。

変調信号 B、 C復調部 1 919は、第 1の軟判定値信号 191 7、第 2の軟判定値信号 1 918、フレーム構成信号 522を入力とし、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 2、変調信号 Cの受信ディジタル信号 1817— 2を出力する。

次に本実施の形態の動作について説明する。

上述したように本実施の形態の送信装置 1700は、 3つの変調信号 A、 B、 Cをそれぞれアンテナから送信するにあたって、変調信号 Aについてのみ、マッビングパターンを変えて（信号点配置の仕方を変えて）同一のデータを複数回送信する。これにより、時空間ブロック符号を用いる場合と比較すると、時空間プロック符号では複数のアンテナで繰り返し同一情報を送信するのに対して、送信装置 1700は 3つのアンテナのうち 1つのアンテナからのみデータを繰り返し送信しているので、時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保つことができる。

また受信装置 1800では、このような信号を受信することで、変調信号 A、 B、 Cの全てを誤り率特性良く復調することができる。すなわち、このような信号の受信時には、受信した変調信号の信号点配置が時間 iと時間 i + 1とで変わるため、時間 iにおける変調信号 A、変調信号 B及び変調信号 Cの復調の精度と、時間 i + 1における変調信号 A、変調信号 B及ぴ変調信号 Cの復調の精度が異なるようになる。そして、復調の精度の良い時間で変調信号 Aを復調し、その結果を利用して変調信号 B及び変調信号 Cの復調を行うことで、変調信号 B及び変調信号 Cの復調の精度を向上させることができる。

受信装置 1 800の動作について詳しく説明する。

先ず、受信装置 1 800は、電波伝搬環境推定シンボルを用いて、各送受信アンテナ間でのチャネル変動を推定する。ここで図 1 7の送受信アンテナの関係があるとき、送信アンテナ iから受信アンテナ jへのチャネル変動を h j i とあらわすと、受信アンテナ jの受信信号を R j とすると、時間 iにおける送受信信号の関係式は次式のように表すことができる。

同様に、時間 i + 1において、次式のような関係が成立する _t 1(,+1)、 11 +1) M2(/ + l) M3(/

R2 + 1) 21( +1) /222(/ +1) 23(

R3( + 1)J h31(i + l) //32(z + l) h33(i

(8) 式の関係から、 S l ( i) 、 S 2 ( i) 、 S 3 ( i ) を得ることができると共に（9) 式の関係から S l ( i ) ' 、 S 2 ( i + l) 、 S 3 ( i + l) を得ることができる。

実施の形態 1と同様に、 h l l ( i ) ^h l l ( i + l) 、 h l 2 ( i ) h 1 2 ( i + l) 、 h 1 3 ( i ) =h l 3 ( i + l) 、 h 2 1 ( i ) =h 2 1 ( i + l)、 h 22 ( i ) =h 22 ( i + 1) h 23 ( i ) =h 2 3 ( i + l)、 h 3 1 ( i ) =h 3 1 ( i + l) 、 h 32 ( i ) =h 3 2 ( i + 1) h 3 3 ( i ) =h 3 3 ( i + 1) が成立する。

このとき、（8) 式と（9)' 式の行列は、ほぼ等しい行列であるが、（S 1 ( i ) , S 2 ( i ) , S 3 ( i ) ) のべクトルと（S 1 ( i ) ' ， S 2 ( i + 1) , S 3 ( i + 1) ) のベクトルが異なるため、得られるデータの確からしさが異なることになる。 . 本実施の形態の送信装置 1700及び受信装置 1800では、この特性を利用し、受信データの品質を向上させるようになされている。

受信装置 1800の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。

< 1〉時間 iの検波を行い、（S 1 ( i )， S 2 ( i )， S 3 ( i ) ) を得る。 < 2 >時間 i + 1の検波を行い、（S l ( i) ' ， S 2 ( i + l) ， S 3 ( i + 1) ) を得る。

く 3 >時間 i及ぴ時間 i + 1の受信品質を比較する。

時間 iの受信品質の方が良い場合、時間 iの検波で得た（S I ( i) ， S 2 (i ) ， S 3 (i ) ) のデータをそのまま使う。そして、時間 iの検波で得た S 1 ( i ) から時間 i + 1の S 1 ( i ) ' を推定し、その結果を利用して、 S 2 ( i + 1) ， S 3 (i + 1) を得る。

時間 i + 1の受信品質の方が良い場合、時間 i + 1の検波で得た（S 1 ( i ) ' , S 2 ( i + 1) ， S 3 ( i + 1) ) のデータをそのまま使う。そして、時間 i + 1の検波で得た S 1 ( i ) ，から時間 iの S 1 ( i ) を推定し、その結果を利用して、 S 2 ( i ) 、 S 3 ( i ) を得る。

受信装置 1800においては、復調部 1820でこのような復調処理を行うことにより、変調信号 Aの受信ディジタノレ信号 524、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525、変調信号 Cの受信ディジタル信号 1817を得る。

この実施の形態の例では、変調信号 A、変調信号 B、変調信号 Cがともに Q PSK変調された信号なので、同一時間に、変調信号 Aで 2ビット、変調信号 Bで 2ビット、変調信号 Cで 2ビットの計 6ビットが送信可能である。つまり、 000000， 000001, · ■ · ·， 1 1 1 1 1 1が送信可能である。ただし、上位 2ビットは変調信号 Aで送信された 2ビット、中位 2ビットは変調信号 B、下位 2ビットは変調信号 Cで送信された 2ビットとする。

先ず、復調部 1820の全体的な動作を説明する。

復調部 1820は、先ず図 15の時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 508、変調信号 Bの伝送路推定信号 510、変調信号 Cの伝送路推定信号 18 14を用いて、 000000， 000001， · · ·， 1 1 1 1 1 1の

64個の信号点の I一 Q平面における信号点（候補信号点）を求める。また復調部 1820は、逆拡散部 505から逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 5 06を入力し、この受信直交ベースバンド信号 506カゝら I—Q平面における受信状態（受信信号）を求める。

次に、復調部 1820は、 64個すベての信号点に関して、 I一 Q平面における受信信号点との例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0 00000の信号点と受信信号点との距離の 2乗値 X 000000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 000001、 · · ■ ■、 1 1 1 1 1 1の信号点と受信信号点との距離の 2乗値 X 000001 ( i) 、 ■ • ■ -. X l l l l l l ( i ) を求める。

同様に、復調部 1820は、図 15の時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 518、変調信号 Bの伝送路推定信号 520、変調信号 Cの伝送路推定信号 1816を用いて、 000000， 000001， · · ·， 11 1 1 1 1の 64個の信号点の I—Q平面における信号点（候補信号点）を求める。また復調部 1' 820は、逆拡散部 515から逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 516を入力し、この受信直交ベースバンド信号 516力ら I— Q平面における受信状態（受信信号点）を求める。

次に、復調部 1820は、 64個すベての信号点に関して、 I一 Q平面における受信信号点との例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0 00000の信号点と受信信号点との距離の 2乗値 Y 000000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 000001、 · · ■ ·、 1 1 1 1 1 1の信号点と受信信号点との距離の 2乗値 Y 000001 (i) 、 ' . ' '、 1 1 1 1 11 ( i) を求める。

同様に、復調部 1820は、図 15の時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号 1808、変調信号 Bの伝送路推定信号 1810、変調信号 Cの伝送路推定信号 1812を用いて、 000000， 00000.1， · ■ ·， 1 1 1 1 1 1の 64個の信号点の I一 Q平面における信号点（候補信号点）を求める。また復調部 1820は、逆拡散部 1805から逆拡散後の受信直交ベースバンド信号 1806を入力し、この受信直交ベースバンド信号 1806から I一 Q 平面における受信状態（受信信号点）を求める。

次に、復調部 1820は、 64個すベての信号点に関して、 I一 Q平面における受信信号点との例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0 00000の信号点と受信信号点との距離の 2乗値 Z 000000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 000001、 ■ ■ ■ ·、 1 1 1 1 1 1の信号点と受信信号点との距離の 2乗値 Z 000001 ( i) 、 ' ' . '、 Z l l l l l l ( i) を求める。

次に、復調部 1820は、 X000000 ( i ) と Y000000 ( i ) と Z (000000) の和 K000000 ( i ) =X 000000 ( i ) +Y 0 00000 ( i ) +Ζ 000000 ( i ) を求め、同様にして K000001 ( i ) 、 · ■ ■、 K 11 1 1 1 1 ( i ) を求める。復調部 1820は、同様に、時間 i + 1についても KO 00000 (i + l)、K000001 ( i + l)、'--、 Kl l l l l l (i + 1) を求める。

次に、復調部 1820は、時間 iと時間 i + 1との受信データの確からしさの比較を行う。 .

例えば、 K000000 ( i ) _s KO 00001 ( i) 、 · ■ ■ , K 11 1 1 1 1 ( i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i ) とする。

同様に、 K000000 ( i + 1) 、 KO 00001 (i + 1) 、 ■ ■ Kl l l l l l (i +1) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i + 1) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S (i +1) とする。

そして、例えば、 R (i) =F (i) ZS (i) 、および、 R (i + 1) = F (i +1) /S ( i +1) を求める。復調部 1820は、 R ( i + 1 ) >R ( i ) のとき、時間 iの方が受信品質が良いと判断し、 F ( i ) を与える 6ビットを正しいデータと判断する。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 iで得た 2ビットを時間 i及び時間 i + 1での受信データとする。'また変調信号 B、 Cについては、それぞれ、時間 iで送信された 2ビットとしては時間 iで得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 i + 1で送信された 2ビットは時間 i + 1での変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、 K 0000 00 ( i + 1) 、 K000001 ( i + 1) 、 KO 00010 ( i + 1 ) 、 K 00001 1 ( i + 1) _s O O O I O O (i + l) 、 K000101 ( i + 1) 、 K0001 10 (i + 1) 、 K0001 1 1 (i + 1) 、 K00100 0 (i + 1) 、 K001001 ( i + 1) 、 K001010 (i +1) 、 KO 0101 1 (i + l)、 K001 100 (i + l)、 K001 101 ( i + l)、 K001 1 10 ( i + 1) 、 K001 1 1 1 (i +1) の 16点の中から最も値が小さく'なるものを探索することで、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビット及び変調信号 Cで送信された 2ビットを判定する。

変調信号 Aで送信された 2ビットが 01、 10、 1 1のときも同様にして、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビット及び変調信号 Cで送信された 2ビットを判定する。

復調部 1820は、 R ( i ) > R (i + 1) のとき、時間 i + 1の方が受信品質が良いと判断し、 F (i + 1) を与える 6ビットを正しいデータと判断する。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットとしては、時間 i + 1で得た 2 ビットを時間 i及び時間 i + 1での受信データとする。また変調信号] 3、 Cについては、それぞれ、時間 i + 1で送信された 2ビットとしては時間 i + 1で得た 2ビットをそのまま受信データとするのに対して、時間 iで送信された 2 ビットは時間 iでの変調信号 Aで送信された 2ビットが既に判定されているのを利用して判定する。

例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、 K 0000 00 ( i ) 、 KO O O O O l ( i ) 、 K000010 ( i ) 、 K00001 1 (i)、 K000100 (i)、 K000101. ( i)、 K0001 10 ( i)、 K0001 1 1 ( i ) 、 KO O I O O O ( i ) 、 K001001 ( i ) 、 KO 01010 ( i ) 、 K00101 1 ( i ) 、 K001 100 ( i ) 、 KO 01 101 ( i ) KO 01 1 10 ( i ) , K 001 1 1 1 ( i ) の 16点の中か 'ら最も値の小さくなるものを探索することで、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビット及ぴ変調信号 Cで送信された 2ビットを判定する。

変調信号 Aで送信された 2ビットが 01、 10、 1 1のときも同様にして、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビット及び変調信号 Cで送信された 2ビットを判定する。

次に、復調部 1820を、図 20のように構成した場合の動作について説明する。

変調信号 A, B, C復調部 1913は、上記のように、時間 i及び時間 i + 1において変調信号 Aで送信されたデータのうち、受信品質の良い方の時間の信号から復調したものを変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 24として出力する。また時間 i、時間 i + 1いずれかの変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 25-1, 変調信号 Cの受信ディジタル信号 1817— 1を出力する。さらに第 1の軟判定値信号 1917として K000000 ( i ) 、 ■ · -、 Ki l l 11 1 ( i) を出力すると共に、第 2の軟判定値信号 1918として K000 000 ( i + 1) 、 ■ · ·、 Kl l l l l l (i + 1) を出力する。

変調信号 B、 C復調部 1·919は、第 1の軟判定値信号 1 91 7である Κ0 00000 ( i ) 、 ■ · ·、 Kl l l l l l ( i ) と第 2の軟判定値信号 1 9 18である K000000 ( i + 1) 、 · · ■、 Kl l l l l l (i + 1) を入力とし、上記のように、時間 iと時間 i + 1の受信品質を基に、変調信号 B、変調信号 Cの復調を行うことにより、受信ディジタル信号 525— 1を得た変調信号 Bとは異なる時間の変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 2 5— 2を得ると共に受信ディジタル信号 1 8 1 7— 1を得た変調信号 Cとは異なる時間の変調信号 Cの受信ディジタル信号 1 8 1 7— 2を得る。

かくして本実施の形態によれば、それぞれ異なるアンテナから送信する変調信号 A、 B、 Cのうち、変調信号 Aは同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回変調して形成すると共に、変調信号 B、 Cは同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回変調することなく時系列のデータを順次変調して形成する（すなわち通常の変調を施して形成する）ようにしたこどにより、時空間ブロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保ちつつ、複数回送信されたデータ系列の誤り率特性を向上させることができるので結果として 3系統全ての誤り率特性を向上させることができるようになる。

実際には受信側では、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号 A の復調結果を変調信号 Aの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号 Aの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号 B、 C の受信ディジタル信号を得るようにしたことにより、受信品質の悪い時間に受信された変調信号 B、 Cの誤り率特性も向上させることができる。

( 2 - 1 ) 変形例 1

なお本実施の形態では、送信装置 1 7 0 0によって送信するフレーム構成を、図 1 5のようにした場合について説明したが、送信するフレーム構成を、図 1 6に示すようにしてもよレ、。図 1 6のフレーム構成が図 1 5のフレーム構成と異なる点は、変調信号 Aにおいて同一データを変調した信号 S 1 ( i ) を送信する時間の差を、図 1 5の場合には小さくしたのに対して、図 1 6では非常に大きくしている点である。

これにより、時間 iと時間 j とでは、電波伝搬環境が全く異なるようになる。これを考慮して、図 1 6の場合には時間 jで送信する変調信号 Aの信号点配置を、時間 iで送信する変調信号 Aの信号点配置と同じにしている。これは、敢えて変調信号 Aの信号点配置を変えなくても、時間 iと時間 jの受信品質は、電波伝搬環境の違レ、により、ある程度異なるものになると考えたためである。この結果、受信品質の良い時間の受信信号を基に得た変調信号 Aの復調結果を変調信号 Aの受信ディジタル信号とすると共に、既に判定した受信品質の良い時間の変調信号 Aの受信ディジタル信号を利用して受信品質の悪い時間の受信信号から当該受信品質の悪い時間に受信された変調信号 B、 Cの受信ディジタル信号を得るようにすれば、図 15のフレーム構成の信号を送信した場合と同様に、受信品質の悪い時間に受信された変調信号 B、 Cの誤り率特性も向上さ ·¾：ることができる。

具体的に説明する。時間 iにおいて、上記（8) 式が成立する。同様に、時間 jにおいて、次式の関係が成り立つ。 1(ゾ） h22(j)

^L

ゾノ J J

(10)式における h I l (j )、 h l 2 (j )、 h l 3 (j )、 h 21 (j )、 h 22 Πつ、 h 23 (j ) 、 h 31 (j ) 、 h 32 (j ) 、 h 33 ) は、受信装置 1800において、例えば図 16の電波伝搬環境推定シンボル 801、 802、 1503を用いて推定する。こ.こで、時間 iと jでは、電波伝搬環境が異なるので、 h l l ( i ) ≠h 1 1 (j ) 、 h 12 ( i ) ≠h 12 ( j ) 、 h i 3 ( i ) ≠h 13 ( j ) 、 h 21 ( i ) ≠h 21 ( j ) 、 h 22 ( i ) ≠ h 22 (j ) 、 h 23 ( i ) ≠h 23 (j ) 、 h 31 ( i ) ≠h 31 ( j ) , h 32 ( i ) ≠h 32 (j ) 、 h 33 ( i ) ≠h 33 (j ) が成立する。従つて、時間 iと jでの受信品質は全く異なることになる。

変調信号 Aの I—Q平面における信号点配置の一例が、図 3 A〜図 3 Cである。図 16に示すフレーム構成を採った場合、時間 iと iの信号点配置は、共に図 3 Aでもよいし、時間 iでは図 3A、時間 jでは図 3 Bのように異なっていてもよい。これは、図 15のフレーム構成のときとは異なり、時間 iと j とでは電波伝搬環境が異なるため、時間 iと： iで、敢えて信号点配置を変えなくても、時間 iと時間: i とで受信品質が異なるようになるためである。

以下では、復号化の手順について詳しく説明するが、図 15のフレーム構成の動作と同様に考えることができる。つまり、時間 i + 1の動作を時間 jに置き換えて考えればよい。

く 1 >時間 iの検波を行い、（S I (i) ， S 2 ( i) , S 3 ( i ) ) を得る。 < 2 >時間 jの検波を行い、（S I ( i ) , S 2 ( j ) , S 3 ( j ) ) を得る。 < 3 >時間 i及び時間 jの受信品質を比較する。

時間 iの受信品質の方が良い場合、時間 iの検波で得た（S 1 ( i ) , S 2 (i) ， S 3 (i ) ) のデータをそのまま使う。そして、時間 iの検波で得た S 1 ( i)から時間 jの S 1 ( i )を推定し、その結果を利用して、 S 2 (j )、 S 3 ( j ) を得る。

時間 jの受信品質の方が良い場合、時間 jの検波で得た（S I (i ) , S 2 ( j ) , S 3 ( j ) ) のデータをそのまま使う。そして、時間 jの検波で得た S 1 ( i )から時間 iの S 1 ( i )を推定し、その結果を利用して、 S 2 ( i ) , S 3 ( i ) を得る。

受信装置 1800においては、復調部 1820でこのような処理を行うことにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 524、変調信号 Bの受信ディジタノレ信号 525、変調信号 Cの受信ディジタノレ信号 1817を得る。

なお図 16のフレーム構成の送信信号を受信した際の復調部 1 820での詳細な動作は、図 15のフレーム構成について上述した時間 i + 1の動作を時間 jに置き換えて考えればよいだけなので、省略する。ただし、上述した時間 i + 1と時間 jでの処理においては、時間 i + 1では図 15の電波伝搬環境推定シンボル 101、 104、 1401を用いて得た信号点（候補信号点）に基づいて時間 i + 1でのデータの確からしさを判定したのに対して、時間 jでは図 16の電波伝搬環境推定シンボル 801、 803、 1503を用いて得た信号点（候捕信号点）に基づいて時間 jでのデータの確からしさを判定する点が異なる。

(2-2) 変形例 2

ここでは、送信装置 1 700によって送信するフレーム構成を、図 15に換えて図 21に示すようにする例を挙げる。図 21のフレーム構成が図 1 5のフレーム構成と異なる点は、変調信号 Aにおいて同一データを変調した信号 S 1 (i) と S I ( i) ' を送信する時間の差を、図 15の場合には「1」としたのに対して、図 21では nとした点である。

ここで、 h l l ( i ) =h 1 1 ( i +n) 、 h 12 ( i ) =h 1 2 ( i +n) 、 h 21 ( i ) =h 21 ( i +n) 、 h 22 ( i ) =h 22 (i +n) の関係が成立するような nであれば、図 15のフレーム構成の信号を送信した場合と同様の効果を得ることができる。つまり、時間 i + 1の動作を時間 i + nの動作として考えれば同様に実施することができる。

(2— 3) 変形例 3

ここでは、送信装置 1 700によって送信するフレーム構成を、図 1 5に換えて図 22に示すようにすることを提案する。図 22のフレーム構成を説明する。変調信号 Aでは、時間 i、 i + 1、 i + 2、 i + 3において同一の情報を送信する。そして、 S I ( i) の信号点配置は例えば図 3 Aのようにし、 S 1 ( i ) ，の信号点配置は図 3 Bのようにし、 S 1 ( i ) " の信号点配置は図 3 Cのようにし、 S I (i) " ' の信号点配置は図 3 A、図 3B、図 3 Cとは異なる配置とする。このように、変調信号 Aにおいて、時間 i、 i + l、 i + 2、 i +3において、同一情報を異なる信号点配置で送信する。ただし、必ずしも異なる信号点配置とする必要はない。しかし、異なる信号点配置で送信すると、時間 i + l、 i + 2、 i +3の受信品質が異なるようになる可能性が高くなるという効果がある。

変調信号 Bでは、時間 i、 i + 1で同一の情報を送信すると共に、時間 i .+ 2、 i + 3で同一の情報を送信する。例えば、時間 iでは S 2 ( i ) を、図 3 Aの信号点配置で送信する。時間 i + 1では S 2 ( i ) ' を、図 3 Bの信号点配置で送信する。時間 i + 2では S 2 ( i + 2 ) を、図 3 Aの信号点配置で送信する。時間 i + 3では S 2 ( i + 2 ) 'を、図 3 Bの信号点配置で送信する。変調信号 Cでは、時間 i、 i + 1、 i + 2、 i + 3において、異なる情報を送信する。変調信号 Cの信号点配置は、例えば図 3 Aのようにする。

以上のように、変調信号 Aでは 4回同一情報を送信し、変調信号 Bでは 2回同一の情報を送信する。このように、変調信号 Aと変調信号 Bで同一の情報を送信する回数を変えることで、変調信号 Aを復調し、次に、変調信号 Bを復調し、次に、変調信号 Cを復調するというような復調操作が可能となる。これにより、実施の形態の場合よりも一段と受信品質を向上させることができると共に、データの伝送速度を向上させることができるようになる。

図 2 2に示すフレーム構成の信号は、例えば図 2 3に示す構成の送信装置 2 2 0 0によって形成することができる。図 1 8との対応部分に同一符号を付して示す図 2 3において、送信装置 2 2 0 0力図 1 8の送信装置 1 7 0 0と異なる点は、符号化部 2 2 0 1を有する点である。

符号化部 2 2 0 1は、変調信号 Bの送信ディジタル信号 3 1 3、フレーム構成信号 3 2 4を入力とし、図 2 2のフレーム構成にしたがって送信ディジタル信号 3 1 3を符号化することで符号化された変調方式 Bの送信ディジタル信号 2 2 0 2を得、これを出力する。

送信装置 2 2 0 0から送信された、図 2 2のフレーム構成の送信信号は、図 1 9に示す受信装置 1 8 0 0によって受信される。そして、図 2 2のフレーム構成の送信信号を復調する場合には、復調部 1 8 2 0を、例えば図 2 4に示すように構成すればよい。

図 2 4の復調部 1 8 2 0について説明する。

変調信号 A復調部 2 3 0 1は、変調信号 Aの伝送路推定信号 5 0 8、 5 1 8、 1 8 0 8、変調信号 Bの伝送路推定信号 5 1 0、 5 2 0、 . 1 8 1 0、変調信号 Cの伝送路推定信号 1814、 1816、 181 2、逆拡散後の受信直交べ一スバンド信号 506、 516、 1806、フレーム構成信号 522を入力とし、変調信号 Aの受信ディジタル信号 524、第 1の軟判定値信号 2303、第 2 の軟判定値信号 2304、第 3の軟判定値信号 2305、第 4の軟判定値信号 2306を出力する。

変調信号 B復調部 2307は、第 1の軟判定値信号 2303、第 2の軟判定値信号 2304、第 3の軟判定値信号 2305、第 4の軟判定値信号 2306、変調信号 Aの受信ディジタル信号 524、フレーム構成信号 522を入力とし、変調信号 Bの受信ディジタル信号 525、第 1の軟判定値信号 2309、第 2 の軟判定値信号 23 10、第 3の軟判定値信号 23 1 1、第 4の軟判定値信号

2312を出力する。

変調信号 C復調部 2313は、第 1の軟判定値信号 2309、第 2の軟判定値信号 2310、第 3の軟判定値信号 231 1、第 4の軟判定値信号 231 2、変調信号 Aの受信ディジタル信号 524、変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 25、フレーム構成信号 522を入力とし、変調信号 Cの受信ディジタル信号 181 7を'出力する。

次に、図 22のフレーム構成の送信信号を受信したときの、復調部 1820 の動作について説明する。変調信号 A復調部 2301は、図 22のフレーム構成における時間 i、 i + l、 i + 2、 i +3における変調信号を用いて、変調信号 Aの復調することで変調信号 Aの受信ディジタル 524を、また時間 iの軟判定値信号を第 1の軟判定値信号 2303として、時間 i + 1の軟判定値信号を第 2の軟判定値信号 2304として、時間 i + 2の軟判定値信号を第 3の軟判定値信号 2305として、時間 i + 3の軟判定値信号を第 4の軟判定値信号 2306として出力する。

次に、変調信号 B復調部 2307は、第 1の軟判定値信号 2303、第 2の軟判定値信号 2304、第 3の軟判定値信号 2305、第 4の軟判定値信号 2

306、変調信号 Aの受信ディジタノレ信号 524を入力とし、変調信号 Aの受信ディジタノレ信号 5 2 4の結果を利用し、かつ第 1の軟判定値信号 2 3 0 3、第 2の軟判定値信号 2 3 0 4を用いて、図 2 2の変調信号 Bの時間 i、 i + 1 で送信された情報 S 2 ( i ) ， S 2 ( i ) ' を復調する。また、変調信号 Aの受信ディジタノレ信号 5 2 4の結果を利用し、かつ第 3の軟判定：信号 2 3 0 5、第 4の軟判定値信号 2 3 0 6を用いて、図 2 2の変調信号 Bの時間 i + 2、 i + 3で送信された情報 S 2 ( i + 2 )、 S 2 ( i + 2 ) ' を復調する。そして、これらの復調結果を変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 2 5として出力する。変調信号 C復調部 2 3 1 3は、第 1の軟判定値信号 2 3 0 9、第 2の軟判定値信号 2 3 1 0、第 3の軟判定値信号 2 3 1 1、第 4の軟判定値信号 2 3 1 2、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 2 4、変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 2 5を入力とし、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 2 4、変調信号 Bの受信ディジタノレ信号 5 2 5を利用し、かつ第 1の軟判定値信号 2 3 0 9を用いて、時間 iで送信された変調信号 Cの情報 S 3 ( i ) を復調する。同様に、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 2 4、変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 2 5を利用し、かつ第 2の軟判定値信号 2 3 1 0を用いて、時間 i + 1の変調信号 C で送信された情報 S 3 ( i + 1 ) を復調する。同様に、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 2 4、変調信号 Bの受信ディジタル信号 5 2 5を利用し、かつ第 3の軟判定値信号 2 3 1 1を用いて、時間 i + 2の変調信号 Cで送信された情報 S 3 ( i + 2 ) を復調する。同様に、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 2 4、変調信号 Bの受信ディジタノレ信号 5 2 5を利用し、かつ第 4の軟判定値信号 2 3 1 2を用いて、時間 i + 3の変調信号 Cで送信された情報 S 3 ( 1 + 3 ) を復調する。

かくして、変調信号 Aおよび変調信号 Bにおいて同一データの変調信号を複数回送信し、変調信号 Aの同一データの送信回数を変調信号 Bの同一データの送信回数より多くするようにしたことにより、受信側において、先ず変調信号 Aの復調を行い、次に変調信号 Aめ復調結果に基づいて変調信号 Bの復調を行い、次に変調信号 A及び変調信号 Bの復調結果に基づいて変調信号 Cの復調を行うことで、変調信号 A、 B、 C全てにおいて誤り率特性の良い復調データを得ることができる。また時空間プロック符号を用いた場合よりもデータ伝送速度を高く保ちつつ、誤り率特性を向上させることができる。

(2-4) 変形例 4

ここでは、送信装置 1 700によって送信するフレーム構成を、図 25に示すようにすることを提案する。なお図 25では、図 22と対応する部分には図 22と同一符号を付して示した。図 25のフレーム構成が図 22のフレーム構成と異なる点は、図 22のフレーム構成では同一データの変調シンボルを時間 1の間隔で送信するのに対して、図 25のフレーム構成では同一データの変調 'ンボルを時間 nの間隔で送信する点である。

で h l l ( i ) = h 1 1 ( i +n) =h 1 1 ( i + 2 n) =h 1 1

+ 3 n h 12 h 12 i +n) =h 12 + 2 n h 12

+ 3 n h 13 h 13 i +n) =h 13 + 2 n h 13

+ 3 n h 21 h 21 i +n) =h 21 ( i + 2 n) =h 21

+ 3 n h 22 h 22 i +n) =h 22 ( i + 2 n) =h 22

+ 3 n h 23 h 23 i +n) =h 23 ( i + 2 n) =h 23

+ 3 n h 31 h 31 i +n) =h 31 ( i + 2 n) =h 31

+ 3 n h 32 h 32 i +n) =h 32 (i + 2 n) =h 32

+ 3 n h 33 h 33 i +n) =h 33 ( i + 2 n) =h 33

+ 3 n の関係が成立するような nであれば、図 22のフレーム構成の信号を送信した場合と同様に実施できる。つまり、図 22の時間 i + 1の動作を図 2 5の時間 i + nの動作、図 22の時間 i + 2の動作を図 25の時間 i + 2 nの動作、図 22の時間 i + 3の動作を図 25の時間 i + 3 nの動作として考えれば、図 22のフレーム構成の説明と同様に実施することができる。

(2-5) 変形例 5

ここでは、送信装置 1700によつて送信するフレーム構成を、図 26に示すようにすることを提案する。なお図 26では、図 22と対応する部分には図 22と同一符号を付して示した。図 25のフレーム構成が図 22のフレーム構成と異なる点は、図 22のフレーム構成では同一データの変調シンボルを時間 1の間隔で送信するのに対して、図 25のフレーム構成では同一データの変調シンボルを時間 i、 j、 k、 mで送信する点である。

で h 1 1 ( i) ≠h 1 1 (j ) ≠h 1 1 (k) 1 (m) 、 h 12

( i) ≠h 1 2 (j ) ≠h l 2 (k) ≠h 12 (m) 、 h 1 3 ( i) ≠h 13

(j ) ≠h 1 3 (k) ≠h l 3 (m) 、 h 21 (i) ≠h 2 1 (j ) ≠h 21

(k) ≠h 21 (m) 、 h 22 ( i) ≠ h 22 (j ) ≠h 2 2 (k) ≠h 22

(m) 、 h 23 ( i) ≠ h 23 (j ) ≠h 23 (k) ≠ h 2 3 (m) 、 h 31

(i) ≠ h 31 (j ) ≠h 31 (k) ≠h 31 (m) 、 h 3 2 ( i) ≠h 32

(j ) ≠h 32 (k) ≠h 32 (m) 、 h 33 ( i) ≠h 3 3 (j ) ≠h 33

(k) ≠h 33 (m) の関係が成立する。

図 2 2の時間 i + 1の動作を図 26の時間 jの動作、図 2 2の時間 i + 2の動作を図 26の時間 kの動作、図 22の時間 i + 3の動作を図 26の時間 mの動作と考えれば、図 22のフレーム構成の説明と同様に実施することができる。ただし、図' 26のフレーム構成において、時間 jの電波伝搬環境を推定するためのシンボルは、電波伝搬環境推定シンボル 2101、 2106、 21 1 1とは別に必要となる。同様に、時間 kの電波伝搬環境を推定するためのシンボルは、電波伝搬環境推定シンボル 2101、 2106、 21 1 1とは別に必要となる。そして、時間 mの電波伝搬環境を推定するためのシンボルは、電波伝搬環境推定シンボル 2101、 2106、 21 1 1とは別に必要となる。

(2-6) 変形例 6

本実施の形態では、変調信号 A， Bの変調方式を Q P S Kとして説明した。以下では、変調信号 A， Bを形成するのに適した変調方式の設定方法について言及する。

例えば、変調信号 A， Bの変調方式を 16 QAMとした場合、 I— Q平面における信号点の密度が高くなるため、位相回転を与えても.ユークリッド距離に大きな変化を与えることが困難であるため、受信品質の大きな改善を望むことはできない。

この課題を解決する、つまり、位相回転を与え、ユークリッド距離に変化を与える方法として、変調信号 Aの変調方式を B P SK、または、 QP SKとし、変調信号 Bの変調方式を 8 P SK、 16 QAM, 64 QAM, 128 QAM, 256 QAMとする方法が考えられる。このようにすると、受信した際、規則的に信号点が配置していることになるというメリットがある。そして、変調信号 Aの送信パワーと変調信号 Bの送信パワーを適した値に設定すると一段と好ましい。

例えば、変調信号 Aが Q P S K、変調信号 Βが 16 Q AMのとき、変調信号 Aの送信パワー：変調信号 Bの送信パワー- 2 : 10と設定するとよい。

また変調信号 Aが QP SK：、変調信号 Bが 64QAMめとき、変調信号 Aの送信パワー：変調信号 Bの送信パワー- 2 : 42と設定するとよい。

また変調信号 Aが B P SK、変調信号 Bが 16 QAMのとき、変調信号 Aの送信パワー：変調信号 Bの送信パワー = 1 : 10と設定するとよい。

また変調信号 Aが B P SK、変調信号 Bが 64QAMのとき、変調信号 Aの送信パワー：変調信号 Bの送信パワー = 1 : 42と設定するとよい。

(2-7) 変形例 7

なお、送信装置の構成は、図 18、図 23の構成に限ったものではない。また受信装置の構成は図 19の構成に限ったものではなく、復調部の構成も図 2 0、図 24の構成に限ったものではない。

また本実施の形態では、 3種類の変調信号 A、 B、 Cを送信するフレーム構成について説明したが、 n (n≥4) 個の異なる変調信号を送信する場合も同様に実施することができる。要は、 n種類の変調信号の中で、データを複数回送信する変調信号が存在していれば、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。

またフレーム構成は、図 15、図 16、図 21、図 22.、図 25、図 26に示したものに限らず、同一のデータを信号点配置の仕方を変えて複数回送信すれば、同様の効果を得ることができる。また本実施の形態においては、変調信号 Aにおいて同一データを 2回送信するフレーム構成、 4回送信するフレーム構成について、変調信号 Bでは同一データを 2回送信するフレーム構成で説明したが、これに限らず、各変調信号 A、 Bで同一データを n ( n≥4 ) 回送信するフレーム構成においても同様に実施することができる。ここで nの数を多くするほど、変調信号 A、 Bで送信可能な見かけ上のデータ伝送速度は低下するが、変調信号 A、 B、 Cを復調したときの誤り率特性は向上するので、電波伝搬環境が悪いほど nを多く設定すれば、実質的なデータ伝送速度を上げることもできるようになる。

また本実施の形態では、変調信号 A、変調信号 B及び変調信号 Cの符号化を時間軸方向に対して行った。つまり、本実施の形態の例では、変調信号 Aにおいて、異なる時間に同一のデータの変調信号を送信している。し力し、本実施の符号化は、特に、 O F DM方式を例とするマルチキヤリァ方式を用いた場合、周波数軸方向に行うことができる。例えば、変調信号 Aを、異なるキャリアに複数同一のデータのシンボルを配置したものとすればよい。

また本実施の形態では、変調信号 Aの受信品質を向上させることで、変調信号 B及び変調信号 Cの受信品質も向上させるようになつている。また変調信号 Bの受信品質を向上させることで、変調信号 Cの受信品質も向上させるようになっている。本実施の形態に加えて、変調信号 A、変調信号 Bに対して、プロック符号、ビタビ符号やターボ符号などの畳み込み符号、 L D P C符号などの符号化を施すようにすれば、受信信号 A、 Bの受信品質をさらに向上させることができるので、変調信号 Cの受信品質もさらに向上させることができる。ただし、ブロック符号、ビタビ符号やターボ符号などの畳み込み符号、 L D P C符号などの誤り訂正符号は、変調信号 Aや Bのみに施す場合に限らず、変調信号 A、 B、 Cの全てに施すようにしてもよい。この場合、変調信号 Aを復号後、変調信号 B、 Cを復号することになる。 . ( 3 ) 実施の形態 3

本実施の形態では、実施の形態 1、実施の形態 2と O F DM方式とを組み合わせた場合について説明する。

図 2 7に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。符号化部 2 6 0 2は、変調信号 Aの送信ディジタノレ信号 2 6 0 1、フレーム構成信号 2 6 2 4 を入力とし、符号化後の送信ディジタノレ信号 2 6 0 3を出力する。変調部 2 6 2 5は、符号化後の送信ディジタル信号 2 6 0 3、フレーム構成信号 2 6 2 4 を入力とし、フレーム構成信号 2 6 2 4にしたがった送信直交ベースバンド信号 2 6 2 6を出力する。シリアルパラレル変換部 2 6 0 4は、送信直交ベースバンド信号 2 6 2 6、フレーム構成信号 2 6 2 4を入力とし、パラレル信号 2 6 0 5を出力する。逆フーリエ変換部 2 6 0 6は、パラレル信号 2 6 0 5を入力とし、逆フーリエ変換後の信号 2 6 0 7を出力する。無線部 2 6 0 8は、逆フーリエ変換後の信号 2 6 0 7をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号 2 6 0 9を出力する。電力増幅器 2 6 1 0は、変調信号 2 6 0 9の電力を増幅し、増幅後の変調信号 2 6 1 1を出力する。変調信号 2 6 1 1は、 'アンテナ 2 6 1 2から電波として出力される。

変調部 2 6 2 7は、変調信号 Bの送信ディジタル信号 2 6 1 3、フレーム構成信号 2 6 2 4を入力とし、送信直交ベースバンド信号 2 6 2 8を出力する。シリアルパラレル変換部 2 6 1 4は、送信直交ベースバンド信号 2 6 2 8を入力とし、パラレル信号 2 6 1 5を出力する。逆フーリェ変換部 2 6 1 6は、ノヽ。ラレル信号 2 6 1 5を入力とし、逆フーリエ変換後の信号 2 6 1 7を出力する。無線部 2 6 1 8は、逆フーリエ変換後の信号 2 6 1 7をベースバンド周波数から無線周波数に変換し、変換後の変調信号 2 6 1 9を出力する。電力増幅器 2 6 2 0は、変調信号 2 6 1 9の電力を増幅し、増幅後の変調信号 2 6 2 1を出力する。変調信号 2 6 2 1は、アンテナ 2 6 2 2から電波として出力される。図 2 8に、本実施の形態における受信装置の構成例を示す。無線部 2 7 0 3 は、アンテナ 2 7 0 1で受信した受信信号 2 7 0 2を入力とし、受信直交べ一スパンド信号 2704を出力する。フーリェ変換部 2705は、受信直交べ一スバンド信号 2704を入力とし、フーリエ変換後の信号 2706を出力する。変調信号 A伝送路推定部 2707は、フーリヱ変換後の信号 2706を入力とし、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2708を出力する。変調信号 B伝送路推定部 2709は、フーリェ変換後の信号 2706を入力とし、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2710を出力する。

無線部 2713は、アンテナ 271 1で受信した受信信号 2712を入力とし、受信直交ベースバンド信号 2714を出力する。フーリエ変換部 2715 は、受信直交ベースバンド信号 2714を入力とし、フーリエ変換後の信号 2 716を出力する。

変調信号 A伝送路推定部 2717は、フーリエ変換後の信号 2716を入力とし、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2718を出力する。変調信号 B伝送路推定部 2719は、フーリエ変換後の信号 2716を入力とし、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2720を出力する。

復調部 2721は、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2708、 2718、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2710、 2720、フーリェ変換後の信号 27 06、 271 6を入力とし、変調信号 Aの受信ディジタル信号 2722、変調信号 Bの受信ディジタル信号 2723を出力する。

図 29 A、図 29 Bは、本実施の形態におけるフレーム構成例を示し、 28 01は電波伝搬環境推定シンボル、 2802はデータシンボルであり時間軸方向に符号ィ匕されている。変調信号 Aは、キャリア 1で時間 i、 i + 1に亘つて符号化されている。変調信号 Bは、キャリア 1で時間 i、 i + 1に亘つて符号化されている。

変調信号 Aは、キャリア 1において、時間 iで S 1 ( i ) を送信し、時間 i + 1で S 1 (i) ' を送信する。なお上述したように S 1 ( i) と S 1 (i ) ' は同一データを信号点配置を変えて形成された変調シンボルである。

変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 iで S 2 ( i) を送信し、時間 i 9774

61

+ 1で32 ( i + 1) を送信する。 S 2 ( i ) と S 2 ( i + 1) は、異なるデータから形成された変調シンボルである。

図 30A、図 3 OBは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。図 30A、図 30B の場合、変調シンボルは周波数軸方向に符号化されている。変調信号 Aは、時間 iでキャリア 1、キャリア 2に亘つて符号化されている。変調信号 Bは、時間 iでキャリア 1、キャリア 2に亘つて符号化されている。

変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1で S I (i) を送信し、キヤリァ 2で S I ( i ) ' を送信する。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア 1 で S 2 ( i— 1 ) を送信し、キャリア 2で S 2 (i一 2) を送信する。ここで S 2 ( i - 1) と S 2 ( i - 2) は、異なるデータから形成された変調シンポノレである。

図 3 1A、図 31 Bは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。図 31A、図 31 B の場合、変調シンボルは時間軸方向に符号化されている。変調信号 Aは、キヤリア 1にお'いて、時間 i、時間 i +nで符号ィヒされている。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 i、時間 i + nで符号化されている。

変調信号 Aは、キャリア 1において、時間 iで S 1 ( i ) を送信し、時間 i + nで S I (i) ' を送信する。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 i で S 2 (i) を送信し、時間 i +nで S 2 (i + 1) を送信する。

図 32A、図 32Bは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。図 32A、図 32B の場合、変調シンボルは周波数軸方向に符号化されている。変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 1+ nで符号化されている。変調信号 B は、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 1 + nで符号化されている。

変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1で S I (i) を送信し、キヤリァ 1 + nで S 1 ( i ) ' を送信する。変調信号 Bは、時間. iにおいて、キヤリァ 1で S 2 (i -1)を送信し、キャリア 1+nで S 2 ( i— 2) を送信する。図 33 A、図 33 Bは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。図 33A、図 33B の場合、変調シンボルは、時間軸方向に符号化されている。変調信号 Aは、キャリア 1において、時間 i、時間 jで符号化されている。変調信号 Bは、キヤリア 1において、時間 i、時間 jで符号化されている。

変調信号 Aは、キャリア 1において、時間 iは S I ( i) を送信し、時間 j で S I ( i ) ，を送信する。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 iで S 2 ( i一 1) を送信し時間 jで S 2 ( i +n) を送信する。

図 34A、図 34Bは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。図 34A、図 34B の場合、変調シンボルは、周波数軸方向に符号化されている。変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア jで符号化されている。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア jで符号ィ匕されている。

変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1で S 1 ( i ) を送信し、キヤリァ jで S I' (i ) ' を送信する。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア 1 で S 2 (i— 1) を送信し、キャリア jで S 2 (i - j ) を送信する。

図 35A、図 35 Bは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、キヤリア 1において、時間 i、時間 i + 1、時間 i + 2で符号化されている。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 i、時間 i + 1、時間 i + 2で符号化されている。

変調信号 Aは、キャリア 1において、時間 iで S I ( i) を送信し、時間 i + 1で S I ( i) ' を送信し、時間 i +2で S (i) " を送信する。ここで S 1 (i) 、 S 1 ( i) ' 、 S (i) " は、同一データを信号点配置を変えて形成したものである。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 iで S 2 (i) を送信し、時間 i + 1で S 2 ( i + 1) を送信し、時間 i + 2で S 2 (i + 2) を送信する。ここで S 2 ( i ) 、 S 2 ( i + 1) 、 S 2 (i +2) は、異なるデータを変調して得られたものである。

図 36A、図 36Bは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29 A、図 29 Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 2、キャリア 3で符号化されている。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 2、キャリア 3で符号化されている。

変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1で S I (i) を送信し、キヤリァ 2で S I ( i) ' を送信し、キャリア 2で S 1 (i ) " を送信する。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア 1で S 2 ( 1 - 1) を送信し、キャリア 2 で S 2 (i— 2) を送信し、キャリア 3で S 2 ( i— 3) を送信する。

図 37A、図 37Bは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、キヤリア 1において、時間 i、時間 ]'、時間 kで同一データを信号点配置の異なるシンポル S 1 ( i ) 、 S 1 ( i ) ' 、 S 1 ( i ) ，，によって送信する（同一の信号点配置でもよい）。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 i、時間 j、時間 kで異なるデータをシンボル S 2 ( i ) 、 S 2 ( j ) 、 S 2 (k) によつて送信する。

図 38A、図 38 Bは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア i、キャリア;)、キャリア kで同一データを信号点配置の異なるシンボル S 1 ( i ) 、 S 1 ( i ) ' 、 S 1 ( i ) ，，によって送信する (同一の信号点配置でもよい）。変調信号 Bは、時点 iにおいて、キャリア i、キャリア j、キャリア kで異なるデータをシンボル S 2 ( i ) 、 S 2 ( j ) 、 S 2 (k) によって送信する。

図 39 A〜図 39 Cは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。 .変調信号 Aは、キヤリア 1において、時間 i、時間 i + 1で同一データを信号点配置の異なるシンボル S 1 (i ) 、 S I ( i) ' によって送信する。変調信号 Bは、キャリア 1 において、時間 i、時間 i + 1で異なるデータをシンボル S 2 ( i )、 S 2 ( i + 1 ) によって送信する。変調信号 Cは、キャリア 1において、時間 i、時間 i + 1で異なるデータをシンボル S 3 ( i ) 、 S 3 ( i + 1) によって送信する。

図 4 OA〜図 40 Cは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29 A、図 29 Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 2で同一データを信号点配置の異なるシンポル S 1 ( i ) 、 S 1 ( i ) ' によって送信する。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 2で異なるデータをシンボル S 2 (1)、 S 2 (2) によって送信する。変調信号 Cは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 2 で異なるデータをシンボル S 3 (1) 、 S 3 (2) によって送信する。

図 41 A〜図 41 Cは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29 A、図 29 Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、キヤリア 1において、時間 i、時間 jで同一データを信号点配置の異なるシンポル S 1 ( i ) , S 1 ( i ) ' によって送信する（同一の信号点配置でもよい）。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 i、時間 jで異なるデータをシンポル S 2 (i ) 、 S 2 (j ) によって送信する。変調信号 Cは、キャリア 1において、時間 i、時間 jで異なるデータをシンボル S 3 ( i ) 、 S 3 ( j ) によつて送信する。

図 42 A〜図 42Cは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29 Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア i、キャリア jで同一データを信号点配置の異なるシンポル S 1 ( i ) 、 S 1 ( i ) ' によって送信する。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア i、キャリア jで異なるデータをシンボル S 2 ( i )、 S 2 (j ) によって送信する。変調信号 Cは、時間 iにおいて、キヤ.リア i、キャリア. j で異なるデータをシンボル S 3 (i ) 、 S 3 ( j ) によって送信する。

図 43 A〜図 43 Cは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、キヤリア 1において、時間 i、時間 i + 1、 i + 2、 i + 3で同一データを信号点配置の異なるシンボル S 1 ( i )、 S I ( i ) '、 S I ( i )，，、 S I ( i ) " ' によって送信する。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 i、時間 i + 1 で同一データを信号点配置の異なるシンポル S 2 ( i) 、 S 2 ( i ) ' によつて送信し、時間 i + 2、時間 i + 3で同一データを信号点配置の異なるシンポル S 2 ( i + 2) 、 S 2 ( i + 2) ' によって送信する。変調信号 Cは、キヤリア 1において、時間 i、時間 i + 1、時間 i + 2、時間 i + 3で異なるデータをシンポル S 3 ( i ) 、 S 3 ( i + 1) 、 S 3 ( i + 2) 、 S 3 ( i + 3) によって送信する。 ' 図 44 A〜図 44Cは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29 Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 2、キャリア 3、キャリア 4で同一データを信号点配置の異なるシンボル S 1 (i) 、 S 1 (i) ' 、 S 1 ( i) "、 S 1 ( i ) " ' によって送信する。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア 2で同一データを信号点配置の異なるシンボル S 2 ( 1 )、 S 2 ( 1 ) ' によって送信し、キャリア 3、キャリア 4で同一データを信号点配置の異なるシンボル S 2 (3) 、 S 2 (3) ' によって送信する。変調信号 Cは、時間 i において、キャリア 1、キャリア 2、キャリア 3、キャリア 4で異なるデータをシンポル S 3 (1) 、 S 3 (2) 、 S 3 (3) 、 S 3 (4) によって送信する。

図 45 A〜図 45 Cは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、キヤリア 1において、時間 i、時間 j、時間、時間 mで同一データを信号点配置の異なるシンポノレ S 1 ( i ) 、 S 1 ( i ) ，、 S 1 ( i ) ."、 S 1 ( ί ) ，， ' によって送信する。変調信号 Bは、キャリア 1において、時間 i、時間 jで同一データを信号点配置の異なるシンボル S 2 ( i) 、 S 2 (i ) ，によって送信し、時間 k、時間 mで同一データを信号点配置の異なるシンボル S 2 (k)、 S 2 (k) ' によって送信する。変調信号 Cは、キャリア 1において、時間 i、時間〗、時間 k、時間 mで異なるデータをシンボル S 3 ( i ) 、 S 3 ( j ) 、 S 3 (k) 、 S 3 (m) によって送信する。 .

図 46 A〜図 46 Cは、本実施の形態における別のフレーム構成例を示し、図 29A、図 29Bとの対応部分には同一符号を付した。変調信号 Aは、時間 iにおいて、キャリア 1、キャリア j、キャリア k、キャリア mで同一データを信号点配置の異なるシンボル S 1 ( i ) 、 S 1 ( i ) ' 、 S 1 ( i ) " 、 S 1 ( i ) " ' によって送信する。変調信号 Bは、時間 iにおいて、キャリア i、キャリア jで同一データを信号点配置の異なるシンボル S 2 ( i )、 S 2 '( i )，によって送信し、キャリア k、キャリア mで同一データを信号点配置の異なるシンボル S 2 (k) 、 S 2 (k) ' によって送信する。変調信号 Cは、時間 i において、キャリアキャリア； j、キャリア k、キャリア mで異なるデータをシンポノレ S 3 (i) 、 S 3 (j ) 、 S 3 (k) 、 S 3 (m) によって送信する。

次に、図 2A、図 2B、図 3A〜図 3C、図 5、図 14、図 25、図 27、図 28、図 29A、図 29B、図 30A、図 30B、図 31A、図 31 B、図 32 A、図 32B、図 33A、図 33B、図 34A、図 34B、図 35 A、図 35B、図 36A、図 36B、図 37A、図 37B、図 38 A、図 38B、図 39A〜図 39C、図 40A〜図 40C、図 41A〜図 41 C、図 42A〜図 42C、図 43A〜図 43 C、図 44A〜図 44C、図 45A〜図 45C、図 46 A〜図 46 Cを用いて、本実施の形態の動作について詳しく説明する。図 29 A、図 29 Bは、図 27の送信装置 2600が送信する変調信号 A、変調信号 Bのフレーム構成の一例を示している。図 27における変調信号 A送信部から送信される変調信号のフレーム構成が図 2 9 A.の変調信号 Aフレーム構成である。また図 27における変調信号 B送信部から送信される変調信号のフレーム構成が図 29 Bの変調信号 Bフレーム構成である。

図 29 A、図 29 Bのフレーム構成の特徴は、変調信号 Aでは、キャリア 1 において、時間 i、時間時間 i + 1同一のデータを信号点配置の異なるシンポル S 1 ( i ) 、 S 1 ( i ) ' によって送信する一方、変調信号 Bでは、キヤリァ 1において、時間 i、時間 i + 1で異なるデータをシンポノレ S 2 ( i ) 、 S

2 ( i + 1) によって送信することである。

S l ( i) 、 S l ( i) ' の I一 Q平面における信号点配置を示した図が図

3 A〜図 3 Cである。変調方式は QP SKである。例えば、図 29 Aにおいて、時間 iで S 1 ( i ) の情報として（0， 0) を送信したとする。このとき信号点は、図 3 Aのとおりである。そして、時間 i + 1では情報として（0， 0) を、例えば、図 3 Bのとおりに送信する。（0, 1) 、（1, 0) 、（1, 1) についても同様である。ただし、時間 i + 1の信号点配置は、図 3 Bに限ったものではなく、図 3 Cのような信号点配置としてもよい。

このようにすることで、キャリア 1に着目すると、受信装置 2700で、時間 iと時間 i + 1とで変調信号の信号点配置がかわるため、時間 iと時間 i + 1とで変調信号 A、変調信号 Bの復調の精度が異なるようになる。このため、復調の精度の良い時間で変調信号 Aを復調し、次いでその結果を利用して変調信号 Bの復調を行うことで、変調信号 Bの復調の精度を向上させることができる。すなわち、変調信号 A、 Bともに復調精度を向上させることができる。ここで送信装置 2600によって図 29 A、図 29 Bフレーム構成の変調信号 A、 Bを形成する際の、送信装置 2600の動作について説明する。

フレーム構成信号生成部 2623は、図 29A、図 29Bのフレーム構成の情報をフレーム構成信号 2624として出力する。符号化部 2602は、送信ディジタル信号 2601、フレーム構成信号 2624を入力とし、送信ディジタル信号 2601を図 29 Aの変調信号 Aのフレーム構成のように符号化し、符号化後のディジタル信号 2603を出力する。変調部 2 6 2 5は、符号化後のディジタル信号 2 6 0 3、フレーム構成信号 2 6 2 4を入力とし、図 2 9 Aの変調信号 Aのフレーム構成にしたがった送信直交ベースバンド信号 2 6 2 6を出力する。変調部 2 6 2 5は、例えば図 5に示すような構成とすればよい。

図 5において、マッピング部 X 4 0 2は、図 3 Aのように信号点をマツピングする。マッピング部 Y 4 0 4は、図 3 B、あるいは、図 3 Cのように信号点をマッピングする。

例えば、図 2 9 A、図 2 9 Bのフレーム構成における、キャリア 1に着目したとき、フレーム構成信号 2 6 2 4が変調信号 A、キャリア 1、時間 iのシンボルを示しているとき、マツビング部 X 4 0 2は、入力されたディジタル信号に対し、マッピングを施し、第 1のマッピングされた送信直交ベースバンド信号 4 0 3を出力する。

これに対して、フレーム構成信号 2 6 2 4が変調信号 A、キャリア 1、時間 i + 1のシンポルを示しているとき、マッピング部 Y 4 0 4は、入力されたデイジタノレ信号に対し、マッピングを施し、第 2のマッピングされた送信直交べースバンド信号 4 0 5を出力する。

信号選択部 4 0 7は、第 1のマッピングされた送信直交ベースバンド信号 4

0 3、第 2のマツビングされた送信直交ベースバンド信号 4 0 5、フレーム構成信号 4 0 6を入力とし、フレーム構成信号 4 0 6の示している方の信号を選択し、選択された送信直交ベースバンド信号 3 0 5を出力する。

なおここでは、図 2 9 A、図 2 9 Bのフレーム構成、つまり、時間 iと時間

1 + 1で符号化した場合を例に説明したが、図 3 1 A、図 3 I Bのように、時間 iと i + nで符号化されている場合にも同様に実施することができる。つまり、上述の説明で、時間 i + 1の動作を時間 i + nの動作として考えれば同様に実施することができる。また、キャリア 1に着目して説明したが、キャリア 1以外のキヤリァについても同様の符号化を施しても、同様に実施することができる。次に、受信装置の構成について説明する。図 28は、本実施の形態における受信装置の構成である。図 28の受信アンテナ 2701は図 2Bのアンテナ 1 09に相当し、受信アンテナ 271 1は図 2Bのアンテナ 1 10に相当するものとする。

以下では、キャリア 1の動作を例に説明する。図 28の変調信号 A伝送路推定部 2707は、図 29 Aの変調信号 A、キャリア 1、時間 iの電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて、キャリア 1のチャネル変動 h 1 1 ( t) を求める。ただし、 tは時間とする。同様に、変調信号 B伝送路推定部 2709は、図 29 Bの変調信号 B、キャリア 1、時間 iの電波伝搬環境推定シンボル 28 01を用いて、キャリア 1のチヤネノレ変動 h 12 ( t) を求める。変調信号 A 伝送路推定部 271 7は、図 29 Aの変調信号 A、キャリア 1、時間 iの電波伝搬環境推定シンポル 2801を用いて、キャリア 1のチャネル変動 h 21 (t) を求める。ただし、 tは時間とする。同様に、変調信号 B伝送路推定部 2719は、図 29Bの変調信号 B、キャリア 1、時間 iの電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて、キャリア 1のチャネル変動 h 22 (t)を求める。そして、'時間 iにおいて、受信アンテナ 2701で受信したキャリア 1の信号を R 1 ( i)、受信アンテナ 271 1で受信したキヤリァ 1の信号を R 2 ( i) とすると、（1) 式が成立する。同様に、時間 i + 1において、（2) 式が成立する。（1) 式の関係から S 1 ( i ) 、 S 2 ( i ) を得ることができると共に、（2) 式の関係から S I (i) ' 、 S 2 ( i + 1) を得ることができる。また h l l ( i ) =h 1 1 (i + l) 、 h 1 2 ( i ) =h 12 (i + 1) 、 h 21 ( i ) =h 2 1 ( i + 1) 、 h 22 ( i ) =h 22 (i + 1) が成立する。このとき、（1) 式と（2) 式の行列は、ほぼ等しい行列であるが、（S 1 ( i) ， S 2 ( i ) ) のベクトルと（S I ( i ) ，， S 2 (i +1) ) のべタトルが異なるため、得られるデータの確からしさが異なることになる。

本実施の形態では、この特性を利用し、受信データの品質を向上させるようになされている。受信装置 2700の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである。

く 1 >時間 iの検波を行い、（S I ( i) , S 2 ( i ) ) を得る。

< 2〉時間 i + 1の検波を行い、（S l ( i ) ' ， S 2 ( i + 1) ) を得る。

< 3 >時間 iおよび時間 i + 1の受信品質を比較する。

時間 iの受信品質の方が良い場合、時間 iの検波で得た（S I ( i) ， S 2 ( i ) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( i + 1) のデータは、時間 i の検波で得られた S I ( i ) から時間 i + 1の S I (i) ，を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

これに対して、時間 i + 1の受信品質の方が良い場合には、時間 i + 1の検波で得た（S l ( i) ' ， S 2 (i + l) ) のデータをそのまま使う。そして S 2 ( i ) のデータは、時間 i + 1の検波で得られた S 1 ( i) ' から時間 i の S I ( i ) を推定し、その結果を利用することで得るようにする。

受信装置 2700においては、復調部 2721でこのような復調処理を行うことにより、変調信号 Aの受信ディジタル信号 2722、変調信号 Bの受信ディジタル信号 2723を得る。

図 28の復調部 2721の詳細の構成が、図 8のとおりであり、以下では、その動作について説明する。

図 8において、信号 508は図 28の 2708に、信号 510は図 28の 2 710に、信号 506は図 28の 2706に、信号 518は図 28の 2718 に、信号 520は図 28の 2720に、信号 516は図 28の 2716に相当する。

ここで、図 27の送信装置 2600において、図 29A、図 29 Bのフレーム構成で、変調信号 A、変調信号 Bともに Q PS K変調で信号を送信したときを例に説明する。ただし、キャリア 1についての説明である。

変調信号 Aで 2ビット、変調信号 Bで 2ビットの計 4ビットが送信可能である。つまり、 0000, 0001， · · · ·， 1 1 1 1が送信可能である。ただし、上位 2ビットは変調信号 Aで送信された 2ビット、.下位 2ビットは変調信号 Bで送信された 2ビットとする。

ここでは、図 28の復調部 2721の動作について説明する。

復調部 2721は、キャリア 1、時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2708のキャリア 1の成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2710 のキャリア 1の成分を用いて、 0000, 0001, · · ■， 1 1 1 1の 16 個の信号点の I一 Q平面における信号点を求める。そのときの状態が図 14の

16個の信号点 1302に相当する。

そして、フーリエ変換後信号 2706のキャリア 1の成分から、 I一 Q,平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図 14の信号点 1 301に相当する。

次に、図 14の 1302で示すすべての信号点と信号点 1301との I一 Q 平面における例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000 の信号点 1 302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0000 ( i )を求め、同様に送信ビット 0001、 ' · · ·、 1 1 1 1の信号点 1302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0001 ( i ) 、 · ■ ■ ·、 X 1 1 1 1 ( i ) を求める。 '

同様に、図 29 A、図 29 Bのキヤリア 1、時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2718のキャリア 1の成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2720のキャリア 1の成分を用いて、 0000， 0001， ■ · · , 1 1 1 1の 16個の信号点の I一 Q平面における信号点を求める。そのときの状態が図 14の 1302の 16個の信号点に相当する。

そして、フーリエ変換後信号 2716のキャリア 1の成分から、 I—Q平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図 14の信号点 1 301に相当する。 '

次に、図 14の 1302で示すすべての信号点と信号点 1 301との I一 Q 平面における例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000 の信号点 1 302と信号点 1301との距離の 2乗値 Y 0000 ( i )を求め、同様に送信ビット 0001、 · · · ■、 1 1 1 1の信号点 1302と信号点 1 301との距離の 2乗値 Y 0001 ( i) 、 - - - - _% ¥1 1 1 1 ( 1) を求める。

そして、 X0000 ( i ) と Y0000 ( i ) の和 Z O O 00 ( i ) =X0 000 (i) +Y0000 (i) を求める。同様に、 Z 0001 (i)、

Z 1 1 1 1 ( i ) を求める。同様にして、時間 i + 1についても Z 0000 ( i + 1) 、 Z 0001 ( i + 1) 、 · · ■、 Z 1 1 1 1 ( i + 1) を求める。次に、時間 iと時間 i + 1との受信データの確からしさの比較を行う。例えば、 Z 0000 ( i ) 、 Z 0001 ( i ) 、 · · -、 Z l l l l ( i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S (i) とする。

同様に、 Z 0000 ( i + 1) 、 Z 0001 ( i + 1) 、 · · -、 Z 1 1 1 1 ( i + 1) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i + 1) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S (i +1) とする。そして、例えば、 R ( i ) =F ( i ) /S ( i ) 、および、 R (i + 1) = F ( i + 1) /S ( i + 1) を求める。

R (i + 1) >R (i) のとき、時間 iの方が受信品質が良いと判断し、 F ( i ) を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、時間 iおよび時間 i + 1に変調信号 Aで送信されたデータ 2ビットと時間 iに変調信号 Bで送信されたデータ 2ビットが得られる。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットが判定されているのを利用し、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、 Z 0000 ( i + 1) 、 Z 0001 ( i + 1) 、 Z 0010 (i + 1) 、 Z 001 1 (i + 1) の中から最も値の小さくなるものを探索し、時間 i + 1 に変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01であるならば、 Z 0100 ( i + 1) 、 Z 0101 ( i + 1) 、 Z 01 10 ( i + 1) 、 Z 01 1 1 ( i +1) の中.から最も値の小さくなるものを探索し、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 10、 1 1のときも同様にして、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

R ( i) >R (i + 1) のとき、時間 i +1の方が受信品質が良いと判断し、 F ( i + 1) を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、時間 iおよび時間 i + 1に変調信号 Aで送信されたデータ 2ビットと時間 i + 1に変調信号 Bで送信されたデータ 2ビットが得られる。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットが判定されているのを利用し、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、 Z O O O O ( i ) 、 Z O O O l ( i ) 、 Z O O I O ( i ) 、 Z O O 11 (i) の中から最も値の小さくなるものを探索し、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01であるならば、 Z 0100 ( i) 、 Z 0101 ( i) 、 Z 01 10 ( i) 、 Z 01 1 1 ( i ) の中から最も値の小さくなるものを探索し、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 1 0、 11のときも同様にして、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

図 28の復調部 2721の詳細の構成が図 8である。図 8の動作について説明する。

図 8の変調信号 A， B復調部 608は、上記のように、時間 iおよび時間 i + 1において変調信号 Aで送信したデータを変調信号 Aの受信ディジタル信号 524として出力する。また、第 1の軟判定値信号 701として、 Z 000 0 ( i ) 、 · ■ ■、 Z 1 1 1 1 ( i ) を出力する。また、第 2の軟判定値信号 702として Z 0000 (i + 1) 、 · · -、 Z 1 1 1 1 (i + 1) を出力する。そして、時間 i、時間 i + 1いずれかの変調信号 Bの受信ディジタル信号 · 525—1を出力する。

変調信号 B復調部 703は、第 1の軟判定値信号 70.1である Z 0000 ( i ) 、 · · ■、 Z l l l l ( i ) と第 2の軟判定値信号 702である Z 00 00 ( i + 1) 、 ■ ■ ·、 Z l l l l ( i +1) を入力とし、上記のように、時間 i と時間 i + 1の受信品質をもとに、変調信号 Bの復調を行い、 525— 1とは異なる時間の変調信号 Bの受信ディジタル信号 525- 2を出力する。ここでは、キャリア 1の復号方法について説明したが、キャリア 1以外のキャリァで同様に符号化している場合、上述の動作を他のキヤリアと考えて実施すれば、同様に復号することができる。つまり、図 28のフーリエ変換後の信号のキャリア nの成分、変調信号 Aの伝送路推定信号群のキヤリア nの成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群のキャリア nの成分により、キャリア nの復号を行うことができることになる。

次に図 31A、図 31 Bに示すフレーム構成を採用する場合について説明する。図 31 A、図 3 1 Bのフレーム構成では、時間 iと i +nで符号化が行われている。よって、 h l l ( i ) =h 1 1 (i +n) 、 h 12 ( i ) =h 12 ( i +n) 、 h 21 ( i ) =h 21 (i +n) 、 h 22 ( i ) =h 22 ( i + n) の関係が成立するような nであれば、図 29A、図 29 Bのブレーム構成と同様の処理を行うことで実施することができる。つまり、時間 i + 1の動作を時間 i + nの動作として考えれば、図 29A、図 29Bについて説明したのと同様にして実施できる。

次に図 33 A、図 33 Bに示すフレーム構成を採用する場合について説明する。このとき、時間 iと j とでは、時間がまったく異なるために電波伝搬環境が全くことなる状態であることが重要となる。

ここでは、キャリア 1の動作を例に説明する。時間 iにおいて、（ 1 ) 式が成立する。同様に、時間 jにおいて、（3) 式が成立する。このとき、 h l l ( i) 、 h l 2 ( i) 、 h 21 ( i) 、 h 22 ( i ) は、受信装置において、例えば、図 33 Aのキャリア 1の時間 i一 1の電波伝搬環境推定シンボル 28 01を用いて推定する。同様に、 h l l (j ) 、 h 12 (j ) 、 h 21 ) 、 h 22 ( j ) は、受信装置において、例えば、図 33 Bの.キヤリア 1の時間； j - 1の電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて推定する。ここで、時間 i と jでは、電波伝搬環境が大きく異なるような時間であるため、 h 1 1 ( i ) ≠h 1 1 (j ) 、 h 12 ( i ) ≠h 12 (j ) 、 h 21 ( i ) ≠h 21 (j ) 、 h 22 ( i ) ≠h 22 ( j ) が成立する。したがって、時間 i と jでの受信品質は全く異なることになる。

以上を考慮し、時間 iと時間 jの I一 Q平面における信号点配置について説明する。 I一 Q平面における信号点配置例を示した図が図 3A〜図 3Cである。図 33 A、図 33 Bのフレーム構成の際、時間 iと jの信号点配置は、例えば、ともに図 3Aでもよいし、時間 iでは図 3A、時間 jでは図 3Bのように異なつていてもよい。これは、図 29A、図 29B、図 31 A、図 3 I Bのフレーム構成のときとは異なり、時間 iと j とでは電波伝搬環境が異なるため、時間 iと jでは、敢えて信号点配置を変えなくても、受信品質が異なるようになるからである。

以下では、復号化の手順について詳しく説明するが、図 29A、図 29Bのフレーム構成の動作と同様に考えることができる。つまり、時間 i + 1の動作を時間 jに置き換えて考えればよい。

受信装置 2700による、図 33A、図 33 Bのフレーム構成信号に対する具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである

< 1 >時間 iの検波を行い、（S I (i) ， S 2 ( i) ) を得る。

< 2 >時間 jの検波を行い、（S 1 ( i ) ， S 2 ( j ) ) を得る。

< 3 >時間 iおよび時間 jの受信品質を比較する。

時間 iの受信品質の方がよい場合、時間 iの検波で（S I ( i)， S 2 (i) ) のデータを得る。次に、時間 iの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 jの S 1 (i) を推定し、その結果を利用し、 S 2 (j ) を得る。

時間 jの受信品質の方がよい場合、時間 jの検波で（S I (i)， S 2 (j ) ) のデータを得る。次に、時間 jの検波で得られた S 1 ( i ) から時間 iの S 1 (i) を推定し、その結果を利用し、 S 2 (i) を得る。. 図 28の復調部 2721では、上述の手順を行うことで、変調信号 Aの受信ディジタノレ信号 2722、変調信号 Bの受信ディジタノレ信号 2723を得る。図 28の復調部 2721の詳細の構成が、図 8のとおりであり、以下では、その動作について説明する。

図 8において、信号 508は図 28の 2708に、信号 51◦は図 28の 2 710に、信号 506は図 28の 2706に、信号 5 18は図 28の 2718 に、信号 520は図 28の 2720に、信号 516は図 28の 2716に相当する。 .

ここで、図 27の送信装置 2600において、図 33A、図 33 Bのフレーム構成で、キャリア 1において、変調信号 A、変調信号 Bともに Q PS K変調信号を送信したときを例に説明する。

変調信号 Aで 2ビット、変調信号 Bで 2ビットの計 4ビットが送信可能である。つまり、 0000, 0001， · ■ · ·， 11 1 1が送信可能である。た 'だし、上位 2ビットは変調信号 Aで送信された 2ビット、下位 2ビットは変調信号 Bで送信された 2ビットとする。

ここでは、図 28の復調部 2721の動作について説明する。

復調部 2721は、時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号群 270 8のキャリア 1の成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2710のキャリア 1 の成分を用いて、 0000， 0001， · ■ ■， 1 1 11の 16個の信号点の I—Q平面における信号点を求める。そのときの状態が図 14の 16個の信号点 1 302に相当する。

^して、フーリエ変換後の信号 2706のキャリア 1の成分から、 I—Q平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図 14の 1301の信号点に相当する。

次に、図 14の 1 302で示すすべての信号点と信号点 1 301との I一 Q 平面における例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット◦ 000 の信号点 1302と信号点 1301との距離の 2乗値 X 0000 ( i )を求め、同様に送信ビット 0001、 · ■ · ·、 1 1 1 1の信号点 1 302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0001 ( i) 、 ' - ' -、 1 1 1 1 ( 1 ) を求める。

同様に、図 33 A、図 33 Bの時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2718のキヤリア 1の成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2720のキャリア 1の成分を用いて、 0000， 0001, · ■ ·， 1 1 1 1の 16個の信号点の I一 Q平面における信号点を求める。そのときの状態が図 14の 1 6個の信号点 1 302に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号 2716のキャリア 1の成分から、 I—Q平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図 14の 1301で示す信号点に相当する。

次に、図 14の 1302で示すすべての信号点と信号点 1301との I— Q 平面における例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000 の信号点 1302と信号点 1301との距離の 2乗値 Y 0000 ( i )を求め、同様に送信ビット 0001、 · · ' ■、 1 1 1 1の信号点 1302と信号点 1 301との距離の 2乗値 Y0001 (i) 、 • • ■ • Yl l l l ( i) を求める。

そして、 X0000 ( i ) と Y0000 ( i ) の和 ZO O 00 ( i ) =X 0 000 ( i ) +Y0000 ( i ) を求める。同様に、 Z 0001 ( i ) 、

Z 1 1 1 1 ( i ) を求める。同様に、時間 jについても Z 0000 ( j ) 、 z 0001 ( j ) 、 · ■ ■、 Z l l l l ( j ) を求める。

ここで、時間 iでの判定を行う際、電波伝搬環境の推定は、例えば、図 33 A、図 33 Bの時間 i― 1の電波伝搬環境推定シンボル 2801のキヤリア 1 のシンボルを用いて行う。これに対して、時間 jを判定する際、電波伝搬環境の推定は、例えば、図 33A、図 33Bの時間 j - 1の電波伝搬環境推定シンボル 2801のキヤリア 1のシンボルを用いて行う。

次に、時間 iと時間 j との受信データの確からしさの比較を行う。例えば、 Z 0000 ( i) 、 Z 0001 ( i) 、 ■ · ·、 Z l l l l ( i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i ) とする。

同様に、 Z 0000 ( j ) 、 Z 0001 ( j ) 、 · · .、 Z l l l l ( j ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( j ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( j ) とする。

そして、例えば、 R (i) =F (i) ZS (i) 、および、 R ( j ) =F ( j ) /S ( j ) を求める。

R (j ) >R ( i) のとき、時間 iの方が受信品質がよいと判断し、 F ( i) を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、時間 iおよび時間 jに変調信号 Aで送信されたデータ 2ビットと時間 iに変調信号 Bで送信されたデータ 2ビットが得られる。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットが判定されているのを利用し、時間 jに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、 Z 0◦ 00 (；！ ) 、 Z 0001 (j ) 、 Z 0010 (j) 、 Z001 1 ( j ) の中から最も小さくなるものを探索し、時間 jに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01であるならば、 Z 01 00 (j ) 、 Z 0101 (j ) 、 Z 01 10 (j ) 、 Z 01 1 1 ( j ) の中から最も小さくなるものを探索し、時間 i + 1に変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 10、 11のときも同様にして、時間 jに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

R (i) >R (j ) のとき、時間 jの方が受信品質がよいと判断し、 F ( j ) を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、時間 iおよび時間 jに変調信号 Aで送信されたデータ 2ビットと時間 jに変調信号 Bで送信されたデータ 2ビットが得られる。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットが判定されているのを利用し、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00である.ならば、 Z 0000 ( i ) 、 Z 0001 ( i ) 、 Z 0010 ( i ) 、 Z 001 1 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01であるならば、 Z 01 00 ( i ) 、 Z 0101 ( i ) 、 Z 01 10 ( i ) 、 Z 01 1 1 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 10、 1 1のときも同様にして、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

図 8の変調信号 A， B復調部 608は、上記のように、時間 iおよび時間 j において変調信号 Aで送信したデータを変調信号 Aの受信ディジタル信号 5 24として出力する。また、第 1の軟判定値信号 701として、 Z 0000 (i) 、 ■ · ■、 Z 1 1 1 1 (i) を出力する。また、第 2の軟判定値信号 7 02として Z 0000 (j ) 、 ■ ■ · , Z 1 1 1 1 ( j ) を出力する。そして、時間 i、時間〗いずれかの変調信号 Bの受信ディジタル信号 525- 1を出力する。 '

変調信号 B復調部 703は、第 1の軟判定値信号 70 1である Z 0000 ( i ) 、 · · ·、 Z l 1 1 1 (i) と第 2の軟判定値信号 702である Z 00 00 (j ) 、 - - · , Z l l l l (j ) を入力とし、上記のように、時間 iと時間 jの受信品質をもとに、変調信号 Bの復調を行い、 525— 1とは異なる時間の変調信号 Bの受信ディジタル信号 525-2を出力する。

ここでは、キャリア 1の時間 i、時間 jの変調信号 A、変調信号 Bの復調について述べたが、キャリア 1以外において同様に符号ィ匕している場合についても同様の処理を行うことで、実施が可能である。

次に、 OFDM方式などのマルチキャリア方式を用いたときに可能となる、周波数軸方向に符号ィヒを行った場合の動作について詳しく説明する。すなわち、上述の時間軸方向に符号化を行っていたものを周波数軸方向に符号化を行う。図 30A、図 30 Bに示すフレーム構成を採用する場合について説明する。図 30A、図 30Bのフレーム構成の特徴は、変調信号 Aでは、時間 iにおいて、キャリア 1、キヤリァ 2で同一データが信号点配置の異なるシンボル S 1 (i ) 、 S I ( i) ' で送信され、変調信号 Bでは、時間 iにおいて、キヤリァ 1、キャリア 2で異なるデータをシンポル S 2 ( i - 1) 、 S 2 ( ί— 2) で送信する点である。

S l ( i) 、 S l ( i) ' の I—Q平面における信号点配置を示した図が図 3 A〜図 3 Cである。変調方式は QP SKである。例えば、図 3 OAにおいて、キャリア 1、時間 iで S 1 ( i ) の情報として（0， 0) を送信したとする。このとき信号点は、図 3 Aのとおりである。そして、キャリア 2、時間 iでは情報として（0， 0) を、例えば、図 3Bのとおりに送信する。（0， 1) 、 (1， 0) 、（1， 1) についても同様である。ただし、キャリア 2、時間 i の信号点配置は、図 3 Bに限ったものではなく、図 3 Cで送信してもよい。このように、時間 iにおいて、キャリア 1とキャリア 2で、同一の情報を異なる信号点配置で送信する。

このよう'にすることで、時間 iに着目すると、受信装置で、受信した変調信号の信号点配置がキャリア 1とキャリア 2とで変わるため、キャリア 1における変調信号 A、変調信号 Bの復調の精度と、キャリア 2における変調信号 A、変調信号 Bの復調の精度が異なるようになる。そして、復調の精度のよい時間で変調信号 Aを復調し、その結果を利用して変調信号 Bの復調を行うことで、変調信号 Bの復調の精度を向上させることができる。すなわち、変調信号 A、 Bともに復調精度を向上させることができる。

送信装置 2600によって図 30 A、図 30 Bのフレーム構成の変調信号 A、 Bを形成する際の、送信装置 2600の動作について説明する。

フレーム構成信号生成部 2623は、図 30A、図 30Bのフレーム構成の情報をフレーム構成信号 2624として出力する。符号化部 2602は、送信ディジタル信号 2601、フレーム構成信号 2624を入力とし、送信ディジタル信号 2 6 0 1を図 3 O Aの変調信号 Aのフレーム構成のように符号化し、符号化後のディジタル信号 2 6 0 3を出力する。

変調部 2 6 2 5は、符号化後のディジタル信号 2 6 0 3、フレーム構成信号 2 6 2 4を入力とし、図 3 O Aの変調信号 Aのフレーム構成にしたがった送信直交ベースバンド信号 2 6 2 6を出力する。変調部 2 6 2 5は、例えば図 5に示すような構成とすればよい。

図 5において、マッビング部 X 4◦ 2は、図 3 Aのように信号点をマッピングする。マッピング部 Y 4 0 4は、図 3 β、あるいは、図 3 Cのように信号点をマッピングする。

例えば、図 3 O Aのフレーム構成における、時間 iに着目したとき、フレーム構成信号 2 6 2 4が変調信号 A、キャリア 1、時間 iのシンポルを示しているとき、マッピング部 X 4 0 2は、入力されたディジタル信号に対し、マツピングを施し、第 1のマッピングされた送信直交ベースバンド信号 4 0 3を出力する。 .

これに対して、フレーム構成信号 2 6 2 4が変調信号 A、キャリア 2、時間 iのシンボルを示しているとき、マッピング部 Y 4 0 4は、入力されたデイジタル信号に対し、マッピングを施し、第 2のマッピングされた送信直交ベースバンド信号 4 0 5を出力する。

信号選択部 4 0 7は、第 1のマッビングされた送信直交ベースパンド信号 4 ' 0 3、第 2のマッピングされた送信直交ベースバンド信号 4 0 5、フレーム構成信号 4 0 6を入力とし、フレーム構成信号 4 0 6の示している方の信号を選択し、選択された送信直交ベースバンド信号 4 0 8を出力する。

なおここでは、図 3 0 A、図 3 O Bのフレーム構成、つまり、時間 iにおいて、キャリア 1とキャリア 2に亘つて符号ィ匕した場合を例に説明したが、図 3 2 A、図 3 2 Bのように、キャリア 1とキャリア nに亘つて符号ィ匕されている場合にも同様に実施することができる。つまり、上述の説明で、キャリア 2の動作をキャリア nの動作として考えれば同様に実施することができる。また.時間 iに着目して説明したが、時間 i以外の時間で同様の符号化を施しても、同様に実施することができ、さらには時間 iにおいてキャリア 1、キャリア 2以外のキヤリァ同士に亘つて符号化しても同様に実施することができる。

次に、受信装置の構成について説明する。図 28は、本実施の形態における受信装置の構成である。図 28の受信ァンテナ 2701は図 2 Bのアンテナ 1 09に相当し、受信アンテナ 271 1は図 2Bのアンテナ 1 10に相当する。以下では、時間 iの動作を例に説明する。はじめに、キャリア 1について説明する。図 28の変調信号 A伝送路推定部 2707は、図 30 Aの変調信号 A、キャリア 1、時間 iの電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて、キヤリァ 1のチャネル変動 h i 1, 1 (t) を求める。ただし、 tは時間とする。同様に、変調信号 B伝送路推定部 2709は、図 30Bの変調信号 B、キャリア 1、時間 iの電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて、キャリア 1のチャネル変動 h 12， 1 (t) を求める。変調信号 A伝送路推定部 2717は、図 30 Aの変調信号 A、キャリア 1、時間 iの電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて、キャリア 1のチャネル変動 h 21， 1 (t) を求める。同様に、変調信号 B伝送路推定部 2719は、図 30Bの変調信号 B、キャリア 1、時間 i の電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて、キャリア 1のチャネル変動 h 22， 1 ( t) を求める。

そして、時間 iにおいて、受信アンテナ 2701で受信したキャリア 1の信号を R l， 1 (i) 、受信アンテナ 271 1で受信したキャリア 1の信号を R 2, 1 (i) とすると、次式が成立する。

R2,l(i) j ⁼ \h2 22,l(i) ){s2(i - 1)；

同様に、キャリア 2では、次式が成立する。 (Rl,2 )\ 1,2(0 2,2( V ^( ' ……ひ ₂₎

R2,2(j) j { h21,2(0 h22,2(i) jl S2(i一 2)

(l l) 式の関係から S l (i) 、 S 2 (i ) を得ることができ、（ 2) 式の関係から S I ( i ) ' 、 S 2 ( i -2) を得ることができる。

また h 1 1, 1 ( i ) =h 1 1 , 2 (i) 、 h l 2， 1 ( i ) =h 12, 2 ( i ) , h 21 , 1 ( i ) =h 21 , 2 ( i) 、 h 22, 1 ( i ) =h 22, 2 ( i ) が成立する。このとき、（1 1) 式と（12) 式の行列は、ほぼ等しい行列であるが、（S 1 ( i )， S 2 ( i— 1) )のベクトルと（S 1 ( i ) '， S 2 ( i - 2) ) のベクトルが異なるため、得られるデータの確からしさが異なることになる。

< 1 >時間 i、キャリア 1の検波を行い、（S I ( i ) ， S 2 ( i - 1) ) を得る。

<2>時間キャリア 2の検波を行い、（S 1 ( i ) ，， S 2 ( i— 2) ) を得る。

< 3 >キャリア 1およびキヤリア 2の受信品質を比較する。

キャリア 1の受信品質の方が良い場合、キャリア 1の検波で（S I ( i ) ， S 2 ( i - 1) )のデータを得る。次に、キャリア 1の検波で得られた S 1 ( i ) からキャリア 2の S I ( i) ' を推定し、その結果を利用し、 S 2 (i— 2) を得る。

キャリア 2の受信品質の方が良い場合、キャリア 2の検波で（ S 1 ( i )，， S 2 ( i一 2))のデータを得る。次に、キャリア 2の検波で得られた S 1 ( 1) ' からキャリア 1の S I ( i ) を推定し、その結果を利用し、 S 2 ( i - 1) を得る。

受信装置 2700においては、復調部 2721でこのような復調処理を行うことにより、変調信号 Aの受信ディジタノレ信号 2722、変調信号 Bの受信ディジタル信号 2723を得る。

ここで、図 27の送信装置 2600において、図 30A、図 3 OBのフレーム構成で、変調信号 A、変調信号 Bともに QPSKにより変調した場合を例に説明する。ただし、キャリア 1、キャリア 2についての説明である。

変調信号 Aで 2ビット、変調信号 Bで 2ビットの計 4ビットが送信可能である。つまり、 0000， 0001， · · · ·， 1 1 1 1が送信可能である。ただし、上位 2ビットは変調信号 Aで送信された 2ビット、下位 2ビットは変調信号 Bで送信された 2ビットとする。

ここでは、図 28の復調部 2721の動作について説明する。

復調部 2721は、キャリア 1、時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2708のキャリア 1の成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2710 のキャリア 1の成分を用いて、 0000， 0001, ■ ■ ·， 1 1 1 1の 16 個の信号点の I—Q平面における信号点を求める。そのときの状態が図 14の 16個の信号点 1 302に相当する。

そして、フーリエ変換後信号 2706のキャリア 1の成分から、 I一 Q平面における受信状態が求まる。そのときの状態が囪 14に示す信号点 1301に相当する。

次に、図 14に示すすべての信号点 1302と信号点 1301との I一 Q平面における例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 · ' · ·、 11 11の信号点 1302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0001 ( i ) 、 ■ · · ·、 X 1 1 11 ( i ) を求める。同様に、図 30 A、図 30 Bのキャリア 1 , 時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2718のキャリア 1の成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2720のキャリア 1の成分を用いて、 0000， 000 1， ■ · ■， 1 1 1 1の 16個の信号点の I一 Q平面における信号点を求める。そのときの状態が図 14の 16個の信号点 1302に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号 2716のキャリア 1の成分から、 I一 Q平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図 14の信号点 1 301に相当する。

次に、図 14に示すすべての信号点 1 302と信号点 1301との I一 Q平面における例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 302と信号点 1 301との距離の 2乗値 Y 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 ■ · · ■、 1 1 1 1の信号点 1 302と信号点 1 301との距離の 2乗値 Y 0001 ( i) 、 - ' - '、 ¥1 1 1 1 ( 1) を求める。

そして、 X0000 ( i ) と Y0000 ( i ) の和 Z 0000 ( i ) =X 0 000 ( i ) +Y0000 ( i ) を求める。同様に、 Z 0001 ( i )、 · ■ ■、 Z 1 1 1 1 ( i ) を求める。同様に、キャリア 2についても Z 0000 ( i )、 Z 0001 ( i ) 、 · · ■、 Z l l l l ( i ) を求める。

次に、キャリア 1とキャリア 2との受信データの確からしさの比較を行う。例えば、キャリア 1において、 Z 0000 ( i)、 Z 0001 ( i)、 - ' '、 Z l l l l (i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i ) とする。

同様に、キャリア 2において、 Ζ 0000 ( ϊ)、 Ζ 0001 ( ϊ)、 · · ·、 Z l l l l ( i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i ) とする。

そして、例えば、キャリア 1において、 R, 1 ( i ) =F ( i ) /S ( i )、および、キャリア 2において、 R, 2 ( i ) =F ( i ) /S ( i ) を求める。 R， 2 ( i) >R， 1 (i) のとき、キャリア 1の方が受信品質がよいと判断し、キャリア 1の F ( i ) を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、キャリア 1およびキャリア 2に変調信号 Aで送信されたデータ 2ビットとキャリア 1の変調信号 Bで送信されたデータ 2ビットが得られる。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットが判定されているのを利用し、キャリア 2の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、キャリア 2の Z 0000 ( i ) 、 Z O O O l ( i ) 、 Z O O I O ( i ) 、 Z 001 1 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア 2の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01であるならば、キャリア²の Z 010 0 (i) 、 Z 0101 ( i) 、 Z 01 10 (i) 、 Z 01 1 1 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア 2の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 10、 1 1のときも同様にして、キャリア 2の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

R， 1 (i) >R， 2 (i) のとき、キャリア 2の方が受信品質がよいと判断し、キャリア 2の F ( i) を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、キャリア 1およびキヤリア 2に変調信号 Aで送信されたデータ 2ビットとキャリア 2の変調信号 Bで送信されたデータ 2ビットが得られる。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットが判定されているのを利用し、キャリア 1の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、キャリア 1の Z 0000 ( i ) 、 Z 0001 ( i ) 、 Z 0010 ( i ) 、 Z 001 1 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア 1の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットカ S 01であるならば、キャリア 1の Z 010 0 (i) 、 Z 0101 ( i) 、 Z 01 10 (i) 、 Z 01 11 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア 1の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 10、 1 1のときも同様にして、キャリア 1の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

図 8の変調信号 A, B復調部 608は、上記のように、時間 iのキャリア 1 およびキヤリア 2において変調信号 Aで送信されたデータを変調信号 Aの受信ディジタル信号 524として出力する。また、第 1の軟判定値信号 701として、キャリア 1の Z O O O O (i) 、 · ■ ■ s Z 1 1 1 1 ( i ) を出力する。また、第 2の軟判定値信号 702としてキャリア 2の Z O O O O ( i)、 Z 1 1 1 1 ( i ) を出力する。そして、時間 iのキャリア 1、キャリア 2いずれかの変調信号 Bの受信ディジタ /レ信号 525- 1を出力する。

変調信号 B復調部 703は、第 1の軟判定値信号 701であるキャリア 1の Z O O O O ( i ) 、 · · ■、 Z l l l l (i) と第 2の軟判定値信号 702であるキャリア 2の Z 0000 (i ) 、 · ■ ■、 Z l l l l ( i ) を入力とし、上記のように、キャリア 1とキャリア 2の受信品質をもとに、変調信号 Bの復調を行い、 525— 1とは異なるキヤリァの変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 2を出力する。

ここでは、キャリア 1、キャリア 2の復号方法について説明したが、キヤリァ 1、キャリア 2以外のキャリアで同様に符号ィヒしている場合でも、上述の動作と同様に実施すれば、同様に復号することができる。

図 32A、図 32 Bに示すフレーム構成を採用した場合、 h l l, 1 ( i ) =h 1 1 , 1+ η ( i) 、 h 12, 1 ( i ) =h 12, 1+n (i) 、 h 21, 1 ( i ) =h 21, 1 + n (i) 、 h 22, 1 ( i ) =h 22, 1 + n ( i ) の関係が成立するような nであれば、図 30A、図 30 Bのフレーム構成の場合と同様の処理を行うことで、同様に実施することができる。つまり、キヤリァ 2の動作をキャリア 1 + nの動作として考えれば同様に実施することができる。

次に図 34A、図 34Bに示すフレーム構成を採用する場合について説明する。図 34 A、図 34 Bのフレーム構成の場合、キャリア 1とキャリア； j とでは、周波数がまったく異なるために電波伝搬環境が全くことなる状態であることが重要となる。

ここでは、キャリア 1とキャリア； jを例に説明する。時間キャリア 1において、（1 1) が成立する。また時間 i、キャリア jにおいて、次式が成立する。

、

このとき、 h l l, 1 ( i) 、 h 1 2, 1 (i) 、 h 2 1, 1 ( i) 、 h 22, 1 (i) は、受信装置において、例えば、図 34A、図 34 Bのキャリア 1の時間 i一 1の電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて推定する。同様に、 h l l, j (i) 、 h l 2， j (i) 、 h 21， j ( i ) h 22, j ( i ) は、受信装置において、例えば、図 34 A、図 34 Bのキヤリァ jの時間 i 1の電波伝搬環境推定シンボル 2801を用いて推定する。このとき、キヤリァ 1と； iでは、電波伝搬環境が異なるような時間であるため、 h l l, 1 ( i ) ≠h 1 1, ' j ( i) 、 h l 2， 1 ( i ) ≠ l 2, j (i) 、 h 21， 1 ( i ) ≠ 21, j (i) 、 h 22， 1 ( i ) ≠h 22, j ( i ) が成立する。したがって、キャリア 1と jでの受信品質は全く異なることになる。

以上を考慮し、キャリア 1とキャリア jの I _Q平面における信号点配置について説明する。 I一 Q平面における信号点配置の一例を示した図が図 3 A〜図 3Cである。図 34A、図 34 Bのフレーム構成の際、キャリア 1とキヤリ了 jの信号点配置は、例えば、ともに図 3 Aでもよいし、キャリア 1では図 3 A、キャリア jでは図 3 Bのように異なっていてもよい。これは、図 29A、図 29Bや、図 31A、図 31 Bのフレーム構成のときとは異なり、キャリア 1とキャリア; j とでは電波伝搬環境が異なるため、キャリア 1とキャリア jで、敢えて信号点配置を変えなくても、受信品質に差が出るようになるからである。以下では、復号化の手順について詳しく説明するが、図 30A、図 30Bのフレーム構成の動作と同様に考えることができる。つまり、キャリア 2の動作をキヤリァ jに置き換えて考えればよい。

受信装置 2700による図 34 A、図 34 Bのフレーム構成信号の具体的な復調（復号）手順は、以下の通りである

く 1〉時間 i、キャリア 1の検波を行い、（S I ( i ) ， S 2 ( i - 1) ) を得る。

< 2>時間1、キャリア； jの検波を行い、（S l (i) ， S 2 (i—；)））を得る。

< 3 >キャリア iおよびキヤリ了 jの受信品質を比較する。

時間 i、キャリア 1の受信品質の方がよい場合、時間 i、キャリア 1の検波で（S 1 ( i ) ， S 2 ( i— 1) ) のデータを得る。次に、時間キャリア

1の検波で得られた S 1 ( i ) から時間 iキャリア jの S 1 ( i) を推定し、その結果を利用し、 S 2 ( i - j ) を得る。

時間 i、キャリア〗の受信品質の方がよい場合、時間 i、キャリア jの検波で（S 1 ( i ) ， S 2 ( i _ j ) ) のデータを得る。次に、時間 iキャリア j の検波で得られた S I ( i ) から時間 i、キャリア 1の S I ( i ) を推定し、その結果を利用し、 S 2 ( i— 1 ) を得る。

図 28の復調部 2721では、上述の手順を行うことで、変調信号 Aの受信ディジタル信号 2722、変調信号 Bの受信ディジタル信号 2723を得る。図 28の復調部 2721の詳細の構成が、図 8のとおりであり、以下では、その動作について説明する。

図 8において、信号 508は図 28の 2708に、信号 510は図 28の 2

710に、信号 506は図 28の 2706に、信号 5 18は図 28の 2718 に、信号 520は図 28の 2720に、信号 516は図 28の 2716に相当する。

ここで、図 27の送信装置 2600において、図 34A、図 34 Bのフレーム構成で、キャリア 1、キャリア jにおいて、変調信号 A、変調信号 Bともに QPS K変調で信号を送信したときを例に説明する。

変調信号 Aで 2ビット、変調信号 Bで 2ビットの計 4ビットが送信可能である。つまり、 0000， 0001, · · · ·， 1 1 1 1が送信可能である。ただし、上位 2ビットは変調信号 Aで送信された 2ビット、下位 2ビットは変調信号 Bで送信された 2ビットとする。

ここでは、図 28の復調部 2721の動作について説明する。

復調部 2721は、時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号群 270 8のキャリア 1の成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2710のキャリア 1 の成分を用いて、 0000, 0001， · · ■， 1 1 1 1の 16個の信号点の I一 Q平面における信号点を求める。そのときの状態が図 14の 16個の信号点 1302に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号 2706のキャリア 1の成分から、 I— Q平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図 14の信号点 1301に相当する。

次に、図 14に示すすべての信号点 1 302と信号点 1301との I一 Q平面における例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 0001、 ■ ■ · ■、 11 1 1の信号点 1302と信号点 1 301との距離の 2乗値 X 0001 ( i) 、 - - - Xl l l l ( i) を求める。

同様に、図 34 A、図 34 Bの時間 iにおいて、変調信号 Aの伝送路推定信号群 2718のキャリア 1の成分、変調信号 Bの伝送路推定信号群 2720のキャリア 1の成分を用いて、 0000， 0001， ■ ■ ■， 1 11 1の 16個の信号点の I—Q平面における信号点を求める。そのときの状態が図 14の 1 6個の信号点 1302に相当する。

そして、フーリエ変換後の信号 2716のキャリア 1の成分から、 I一 Q平面における受信状態が求まる。そのときの状態が図 14の信号点 1301に相当する。

次に、図 14に示すすべての信号点 1 30 2と信号点 1 30 1との I一 Q平面における例えば距離の 2乗値を計算する。すなわち、送信ビット 0000の信号点 1 3 02と信号点 1 30 1との距離の 2乗値 Y 0000 ( i ) を求め、同様に送信ビット 000 1、 · ■ · '、 1 1 1 1の信号点 1 30 2と信号点 1 30 1との距離の 2乗値 Y 000 1 ( i) 、 - - - -、 ¥ 1 1 1 1 ( 1 ) を求める。 '

そして、 X0000 ( i ) と Y0000 ( i ) の和 Z O O 00 ( i ) =X0 000 ( i ) + Y0000 ( i ) を求める。同様に、 Z 000 1 ( i)、

Z 1 1 1 1 ( i ) を求める。

ここで、時間 iでの判定を行う際、電波伝搬環境の推定は、例えば、図 34 A、図 34 Bの時間 i― 1の電波伝搬環境推定シンポル 280 1のキャリア 1、キャリア jのシンボルを用いて行う。

次に、時間 iのキャリア 1とキャリア jの受信データの確からしさの比較を行う。

例えば、 'キャリア 1の Z 0000 ( i ) 、 Z 000 1 ( i ) 、 · ■ -、 Z 1

1 1 1 ( i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i ) とする。

同様に、キャリア jの Z 0000 ( i ) 、 Z 000 1 ( i ) 、 · · ·、 Z 1 1 1 1 ( i ) の中から、最も小さい値を探索する。その値を F ( i ) とする。そして、 2番目に小さい値を探索する。その値を S ( i ) とする。

そして、例えば、キャリア 1の R ( i ) =F ( i ) /S ( i ) 、および、キャリア; iの R ( i ) =F ( i ) /S ( i ) を求める。

キャリア jの R ( i ) >キャリア 1の R ( i ) のとき、キャリア 1の方が受信品質がよいと判断し、キャリア 1の F ( i ) を与える 4ビットを正しいデータと判断する。そして、キャリア 1およびキャリア jに変調信号 Aで送信されたデータ 2ビットとキャリア 1の変調信号 Bで送信されたデータ 2ビットが得られる。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットが判定されているのを利用し、キャリア jの変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

例えば、変調信号 Aで送信された 2ビットが 00であるならば、キャリア j の Z O O O O ( i) 、 Z O O O l (i) 、 Z 0010 (i) 、 Z 001 1 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア jの変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01であるならば、キャリア； jの Z O I O O ( i)、 Z 0101 ( i)、 Z 01 10 ( i)、 Z 01 1 1 (i) の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア〗の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 1 0、 1 1のときも同様にして、キャリア jの変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

キャリア 1の R ( i ) >キャリア：）の R ( i ) のとき、キャリア jの方が受信品質がよいと判断し、キャリア jの F ( i ) を与える 4ビットを正しいデータと判断し、キャリア 1およびキヤリァ jの変調信号 Aで送信されたデータ 2 ビットとキャリア jの変調信号 Bで送信されたデータ 2ビットが得られる。そして、変調信号 Aで送信された 2ビットが判定されているのを利用し、キャリア 1の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。例えば、変調信号 A で送信された 2ビットが 00であるならば、キャリア 1の Z 0000 ( i ) 、 Z O O O l ( i) 、 Z 0010 (i) 、 Z 001 1 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア 1の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。同様に、変調信号 Aで送信された 2ビットが 01であるならば、キャリア 1の Z 0100 (i) 、 Z 0101 ( i) 、 Z 01 10 ( i) 、 Z 01 1 1 ( i ) の中から最も小さくなるものを探索し、キャリア 1の変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。変調信号 Aで送信された 2ビットが 10、 1 1のときも同様にして、時間 iに変調信号 Bで送信された 2ビットを判定する。

図 28の復調部 2721の詳細の構成が図 8である。図 8の動作について説明する。図 8の変調信号 A, B復調部 608は、上記のように、キャリア 1およびキャリア jにおいて変調信号 Aで送信したデータを変調信号 Aの受信ディジタル信号 524として出力する。また、第 1の軟判定値信号 701として、キヤリア 1の Z O O O O ( i ) 、 - · -、 Z 1 1 1 1 ( i ) を出力する。また、第 2の軟判定値信号 702としてキヤリア jの Z O O O O ( i ) 、 · · ·、 Z 1 1 1 1 ( i) を出力する。そして、キャリア 1、キャリア jいずれかの変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 1を出力する。

変調信号 B復調部 703は、第 1の軟判定値信号 701であるキャリア 1の Z O O O O ( i ) 、 · · ■、 Z l l l l ( i ) と第 2の軟判定値信号 702であるキャリア jの Z 0000 ( i ) 、 ■ · -、 Z l l l l ( i ) を入力とし、上記のように、キャリア 1とキャリア； iの受信品質をもとに、変調信号 Bの復調を行い、 525— 1とは異なるキヤリァの変調信号 Bの受信ディジタル信号 525— 2を出力する。

ここでは、時間 iのキャリア 1、キャリア jの変調信号 A、変調信号 Bの復調について述べたが、キャリア 1、キャリア j以外において同様に符号化している場合についても同様の処理を行うことで、実施が可能である。

図 35A、図 35Bは、図 1 OAのフレーム構成を OF DM方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態 1で説明した図 10 Aのフレーム構成信号に対する処理と同様の処理を行えば、 O F DM方式においても同様に実施することができる。

図 36A、図 36Bは、図 35A、図 35Bのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図 36A、図 36 Bのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態 1で説明した処理及ぴ本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図 37A、図 37Bは、図 10Bのフレーム構成を OFDM方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態 1で説明した図 10 Bのフレーム構成信号に対する処理と同様の処理を行えば、 O F DM方式においても同様に実施することができる。

図 3 8 A、図 3 8 Bは、図 3 7 A、図 3 7 Bのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図 3 8 A、図 3 8 Bのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態 1で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図 3 9 A〜図 3 9 Cは、図 1 5のフレーム構成を O F DM方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので。実施の形態 2で説明した図 1 5のフレーム構成信号に対する処理と同様の処理を行えば、 O F DM方式においても同様に実施することができる。

図 4 O A〜図 4 0 Cは、図 3 9 A〜図 3 9 Cのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図 4 O A〜図 4 0 Cのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態 2で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図 4 1 A〜図 4 1 Cは、図 1 6のフレーム構成を O F DM方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態 2と同様に実施すれば、 O F D M方式においても実施することができる。

図 4 2 A〜図 4 2 Cは、図 4 1 A〜図 4 1 Cのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図 4 2 A〜図 4 2 Cのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態 2で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図 4 3 A〜図 4 3 Cは、図 2 2のフレーム構成を O F DM方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態 2と同様に実施すれば、 O F D M方式においても実施することができる。 . 図 4 4 A〜図 4 4 Cは、図 4 3 A〜図 4 3 Cのフレーム構成が時間方向に符号ィ匕されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図 4 4 A〜図 4 4 Cのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態 2で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

図 4 5 A〜図 4 5 Cは、図 2 6のフレーム構成を O F DM方式に適応したときのフレーム構成例を示すもので、実施の形態 2と同様に実施すれば、 O F D M方式においても実施することができる。

図 4 6 A〜図 4 6 Cは、図 4 5 A〜図 4 5 Cのフレーム構成が時間方向に符号化されているのに対して、周波数軸方向に符号化したときのフレーム構成である。この図 4 6 A〜図 4 6 Cのフレーム構成信号に対する処理は、実施の形態 2で説明した処理及び本実施の形態で説明した処理を融合することで、実施することができる。

なお、図 3 5 Aと図 3 5 B、図 3 6 Aと図 3 6 B、図 3 9 A〜図 3 9 C、図 4 O A〜図 4 0 C、図 4 3 A〜図 4 3 C、図 4 4 A〜図 4 4 Cにおいて、時間、または、周波数軸において、隣のシンポルと符号ィ匕している例で説明したが、これに限ったものではなく、 2、 3、 · ■ ■、 nシンボル離れている場合についても同様に実施することができる。

また送信装置の構成は図 2 7の構成、変調部の構成は図 5の構成に限ったものではない。また受信装置および復調部の構成は、図 8、図 2 8の構成に限つたものではない。

( 4 ) 実施の形態 4

上述した実施の形態 1〜 3では、各アンテナから送信する変調信号のうち、少なくとも一つの変調信号を、同一のデータを信号点配置の仕方を時間方向又は周波数方向で変えて複数回変調することによって形成することを、主に提案した。

この実施の形態では、本発明は、同一のデータの信号点配置の仕方を変えなくても、少なくとも一つの変調信号を信号点配置の仕方を時間方向又は周波数方向で変えれば、見通し環境のような場合に効果的であることを説明する。本実施の形態では、同一データを複数回変調することなく変調信号を形成するので、実施の形態 1〜 3と比較して、データ伝送効率を向上させることができる。

また本実施の形態では、好適な例として、実施の形態 1〜 3の構成に加えて、さらに送信データにインターリーブ処理を施し、所定のプロック単位で信号点配置の仕方を変えることを提案する。

図 47A、図 47Bは、本実施の形態におけるインターリーブの適用例を示している。図 47Aは、インターリーブ前のデータの順番を示している。図 4 7 Bはインターリーブ後のデータ配列を示している。図 47A、図 47 Bに示す例では、縦方向に、順次左から右にデータを読み出すことでインターリーブを行う。具体的には、データ 1、データ 101、データ 201、データ 2、データ 102、データ 202、 ■ · ·、データ 100、データ 200、データ 3 00の順番にデータを並び替える（このデータの並びを、 "パターン X" と名付ける）。 '

図 48A〜図 48 Cは、図 47Bのように並び替えたデータの信号点配置例を示している。図 48A、図 48B、図 48 Cは、変調信号 Aと変調信号 Bのそれぞれの信号点配置例を示している。

ここで、パターン Xの 1番目から 100番目のシンポルの I一 Q平面における信号点配置を変調信号 A、 Bそれぞれ図 48Aのようにするものとする。このとき、信号点と I軸とで形成される位相は変調信号 A、 Bいずれも 45度であるものとする。

パターンの 101番目力ら 200番目のシンボルの I—Q平面における信号点配置を変調信号 A、 Bそれぞれ図 48 Bのようにするものとする。このとき、信号点と I軸とで形成される位相は、変調信号 Aでは 45度、変調信号 Bでは 0度であるものとする。 . ノターン Xの 2 0 1番目力ら 3 0 0番目のシンポノレの I—Q平面における信号点配置を変調信号 A、 Bそれぞれ図 4 8 Cのようにするものとする。このとき、信号点と I軸とで形成される位相は、変調信号 Aでは 4 5度、変調信号 Bでは 4 5 + 1 0度であるものとする。

本実施の形態では、 3 0 0シンボルを 3つに分けた場合について説明したが

3 0 0シンボルを m個に分割した場合、変調信号 Aの信号点と I軸とで構成する位相は 4 5度と固定であり、変調信号 Bの信号点と I軸とで構成する位相は

4 5度、 0度、 4 5 + 1 0度、 1 0度、 · ' ■、となり変化していく。

つまり、

l ) 2 n _ l回目の変化の信号点配置における変調信号 Bの信号点と I軸とで構成する位相は、 1 0 n— 1 0度

2 ) 2 n回目の変化の信号点配置における変調信号 Bの信号点と I軸とで構成する位相は、 4 5 + 1 0 n度

とする。ただし、 n = l、 2、 ■ · · とする。

このように、本実施の形態では、所定のブロック単位で信号点配置の仕方を変化させるこれにより、信号点配置の仕方でィンターリープを行った効果が得られるので、時間ダイバーシチゲインを得ることができる。この理由については、受信装置の動作において説明する。

図 4との対応部分に同一符号を付して示す図 4 9に、本実施の形態における送信装置の構成例を示す。符号化部 4 8 0 2は、送信ディジタル信号 4 8 0 1 を入力とし、送信ディジタノレ信号 4 8 0 1に対して例えば畳み込み符号、ターポ符号、 L D P C (Low Density Parity Check) などで符号化を施し、符号化後のディジタル信号 4 8 0 3を出力する。

インターリープ部 4 8 0 4は、符号化後のディジタル信号 4 8 0 3、フレーム構成信号 3 2 4を入力とし、符号化後のディジタノレ信号 4 8 0 3に対して例えば図 4 7 A、図 4 7 Cで示すようにインターリーブを施し、インターリーブ後のディジタル信号 4 8 0 5を出力する。変調部 3 0 4は、インターリーブ後のディジタル信号 4 8 0 5、フレーム構成信号 3 2 4を入力とし、送信直交ベースバンド信号 3 0 5を出力する。変調部 3 0 4の詳細構成は、図 5 0のとおりである。

図 5 0において、マッピング部 4 9 0 2は、インターリーブ後のディジタル信号 4 9 0 1、フレーム構成信号 4 9 0 6を入力とし、インターリーブ後のデイジタル信号 4 9 0 1に対して例えば図 4 8 Aのような信号点配置に従って Q P S K変調を施し、直交ベースパンド信号 4 9 0 3を出力する。

信号処理部（回転演算部） 4 9 0 4は、直交ベースバンド信号 4 9 0 3、フレーム構成信号 4 9 0 6を入力とし、上述したように、所定のブロック単位で異なる信号点配置となるように位相回転を施し、位相回転後の直交ベースバンド信号 4 9 0 5を出力する。

図 4 9の符号化部 4 8 0 7、インターリーブ部 4 8 0 9は、上述した動作と同様の動作を行う。変調部 3 1 4は、インターリーブ後のディジタル信号を入力とし、 Q P S K変調を施し、送信直交ベースバンド信号 3 1 5を出力する。このとき、変調部 3 1 4は、図 4 8 Aのように変調信号 Bについては、信号点配置を変化させないので、変調部 3 0 4とは異なり、図 5 0の信号処理部（回転演算部） 4 9 0 4を有しなくてもよい。

図 5 1は、本実施の形態における受信装置の構成の一例を示しており、図 6 と同様に動作するものについては、同一符号を付した。

M L D (Maximum Likelihood Detection) 部 5 2 3は、候捕信号点と、受信ベースバンド信号とのユークリッド距離を求めることで、ブランチメトリツクを求め、変調信号 Aの軟判定値 5 0 0 1、および、変調信号 Bの軟判定値 5 0 0 2を出力する。

ディンターリープ部 5 0 0 3は、変調信号 Aの軟判定値 5 0 0 1を入力とし、これをディンターリーブし、ディンターリーブ後の変調信号 Aの軟判定値 5 0 0 4を出力する。復号部 5 0 0 5は、ディンターリーブ後の変調信号 Aの軟判定値 5 0 0 4を入力とし、これを軟判定復号し、変調信号 Aの受信ディジタル信号 5006を出力する。

同様に、ディンターリーブ部 50◦ 7は、変調信号 Bの軟判定ィ直 5002を入力とし、これをディンターリーブし、ディンターリーブ後の変調信号 Bの軟判定値 5008を出力する。復号部 5009は、ディンターリーブ後の変調信号 Bの軟判定値 5008を入力とし、これを軟判定復号し、変調信号 Bの受信ディジタル信号 5010を出力する。

ところで、見通しの伝搬環境について考える。このとき、（1) 式におけるチャネル行列は、直接波成分のチャネル要素 1^ _d, h₁₂, _d, h₂₁, _d, h₂₂, _dと散乱波成分のチャネル要素 i _s， h₁₂, _s， h_{21> s}， h₂₂, _sに分けて考えることができ、次式のように表すことができる。

Rx₂j { ^d{h₂ h₂₂,_d)

直接波のチャネル要素は、定常の状態に陥ると、その状態に応じて受信電界強度が同一であっても全く異なる受信品質を示すことが知られている（例えば、文献 "ライスフェージングにおける MI MO'システムの解析" 電子情報通信学会、信学技報 RCS 2003— 90、 p p. 1— 6、 2003年 7月を参照）。特に、直接波が支配的な見通し環境では、変調信号間でインターリーブパターンを異なるようにしたことの効果が十分に現れないような定常状態になる可能性がある。このような状態に陥ると、受信電界強度が十分とれていても、良好な誤り率特性を得られないと考えられる。これは、受信電界強度が十分ではあっても、（14) 式の直接波の行列の状態によっては、受信品質が悪くなる場合が発生するためである。

本実施の形態では、少なくとも一つの変調信号の信号点配置の仕方を変えるようにしたので、上述した受信品質の劣化を改善することができる。特に、畳み込み符号などを用い、受信装置において軟判定を行う場合に好適である。その装置構成及び動作については、上述のとおりである。以下では、上述のような構成を採用した場合、受信品質が改善する理由について詳しく説明する。図 5 2 A、図 5 2 Bにおいて、符号 5 1 0 1は、変調信号 A、 Bの合成信号を受信したときの信号点であり、図 4 8 A〜図 4 8 Cのように変調信号 A、 B いずれも Q P S Kの場合は、図 5 2 A、図 5 2 Bのように 1 6個の候補信号点が存在することになる。図 5 2 A、図 5 2 Bにおいて、符号 5 1 0 2は、仮に変調信号 Aのみ受信したときの仮想信号点を示す。実際は、変調信号 A、 Bが同時に送信されているため、 5 1 0 2の 4点が候補信号点となることはない。ここで、図 4 8 Aのような変調信号が送信された場合、受信装置において、図 5 2 Aのような信号点配置であったとする。このとき、最小ユークリッド距離に着目すると、非常に小さいところが存在する。

直接波が支配的な環境では、図 4 8 Aの状態で変調信号 Aと変調信号 Bを送信すると、この状態で受信しつづけることになり、この状態で軟判定復号を行うと、品質の良いデータを得ることができない。

これを回避するために、本実施の形態では、例えば、変調信号 Bを、図 4 8 Bのように図 4 8 Aの配置に対し一 4 5度回転させ、また、図 4 8 Cのように図 4 8 Aの配置に対し 1 0度回転させる。すると、例えば、図 4 8 Bのように送信した場合、受信信号点は図 5 2 Bのような信号点配置となり、最小ユークリツド距離は大きくなり受信品質を良くすることができる。このように、変調信号 Bにさまざまな位相回転を与えると、直接波が支配的な環境において、さまざまなユークリッド距離となるため、ダイバーシチ効果と同様の効果を得ることができる。これにより、受信データの品質を改善することができる。

以上のように、本実施の形態においては、少なくとも一つの変調信号は、時間方向に信号点配置の仕方を変えて形成したことにより、時間ダイパーシチ効果を得ることができ、誤り率特性の向上した受信データを得ることができるようになる。

加えて、インターリーブのプロックごとに信号点配置の仕方を変えるようにしたことにより、インターリーブとの相乗効果により、受信側で候補信号点と受信点のユークリッド距離が極端に小さくなることを回避できるので、一段と誤り率特性の向上した受信データを得ることができる。

なお、変調信号 Bの信号点配置を回転させる角度は上述したものに限ったものではない。ただし、回転角を 90度、 180度、 270度の回転角のみで構成しても、受信した信号の候補信号点配置が変わらないため、効果は得られない。回転角は 0度から 45度または一 45度から 0度によって構成することで一般性は成立し、この範囲内に定めると送信装置 4800の回転演算部 490 4、受信装置 500の ML D部 523の構成を簡略化することができる。また、上述した説明では、変調信号 Bのみ回転させたが、変調信号 Aを回転させても同様に実施することができる。し力、し、両方の変調信号を回転させても、一方のみを回転させても、受信品質の改善効果は大きく変わらない。したがって、送信装置 4800の回転演算部 4904、受信装置 5000の MLD 部 523の構成を簡略化することを考えると、一方の変調信号のみ回転させる方がよい。

次に、上述したのと異なる送信方法について説明する。

図 53A、図 53 Bのように、変調信号 Bにおいて、時間 Tにおける信号点配置に対じ、時間 T+ iでは、時間 Tにおける信号点配置に対し 0 i度回転させる。因みに、ここでは変調信号 Aに対しては、回転を与えないものを例として考える。図 53A、図 53Bでは、変調信号 Bにおいて、時間 iの信号点配置と時間 i + 1の信号点配置の関係を示しており、 0 i— ^ i^-l O度としている。

このように送信することで、上述と同様に、直接波が支配的な環境において、受信信号点と候補信号点とのユークリッド距離がさまざまな値をとるため、ダィバーシチ効果と同様の効果を得ることができる。これにより、受信データの誤り率特性を向上させることができる。

また、ここで挙げた例のように、時間 iの信号点配置と時間 i + 1の信号点配置の関係を 0 i-θ ₃_!= 10度という固定値にすると送信装置 4800の回転演算部 4904、受信装置 5000の MLD 523の演算を簡略化できることになる。

ここで、 Θ i— Θ ト丄についてであるが、 0、 90、 1 8 0、 270度とすると、受信装置 5000の MLD 5 2 3における候補信号点の位置関係は、時間 iと時間 i + 1で変化がなく、受信信号点と候補信号点とのユークリッド距離の関係に変化がないことになる。すると、受信装置 5000は、ダイバーシチ効果を得づらく、データの誤り率改善効果が少なくなるので、適した回転角ではない。同様に考えると、 0ぃを 45、 1 05、 2 2 5、 3 1 5度とした場合もダイバーシチ効果を得づらいため、不適切な値である。

因みに、 S i— e i ^SO 90、 1 80、 270度のときは、受信装置の M LDにおける候補信号点の位置関係は 1種類であるが、 Θ _;.- Θ iが 45、 1 05、 22 5、 3 1 5度のときは 2種類となり、このときもダイバーシチ効果を得づらい。つまり、従来の技術の QP SK、 πΖ4シフト QP SKを用いてもあまり大きなダイバーシチ効果は得られない。ただし、全くダイバーシチ効果が無いというわけではない。

適切な値としては、受信信号の候補信号点が複数の信号点配置をとる（複数の最小ユー'クリッド距離をとる）ように設計するのが望ましい。例えば 5度（5 度と同様の受信信号の候補信号点配置を与える角度は 9 5、 1 8 5、 2 7 5、 · · ·がある。そして、 90ノ5 = 1 8通りの受信信号の候捕信号点配置を与えることになる。）、 1 0度（1 0度と同様の受信信号の候補信号点配置を与える角度は 100、 1 9 0、 280、 · · 'がある。そして、 90 1 0 =9通りの受信信号の候補信号点配置を与えることになる。）、 1 5度（1 5 度と同様の受信信号の候補信号点配置を与える角度は 1 0 5、 1 9 5、 2 8 5、 · · ■がある。そして、 90Ζ1 5 = 6通りの受信信号の候補信号点配置を与えることになる。）などが考えられる。さらに適したィ直としては 9 OZx を行い割り切ることができない値である。

上述した説明では、位相回転のみを与える場合について説明したが、送信パヮーを切り替えることで、信号点配置の仕方を変えるよう.にしてもよい。また送信パワーと位相回転と併用することも可能である。図 5 4 A、図 5 4 Bに、位相回転と送信パワー切り替えを併用したときの受信信号の候補信号点配置例を示す。併用した場合でも、上述したのと同様に、ユークリツド距離の関係、特に、最小ユークリッド距離を変えることができる。これにより、ダイバーシチ効果を得ることができ、受信データの誤り率特性を改善することができる。また一方の変調信号は、符号ィ匕を行いかつ位相回転を与え、もう一方の変調信号は符号ィヒを行わない方法が考えられる。このことは、文献" Channel coding with multilevel/phase signals," IEEE Transaction on Information Theory, vol.IT-28, pp.55-67, January 1982で提案されているトレリス符号化変調を、 MIMOシステムで実現することに相当する。トレリス符号化変調では、符号ィ匕を行うことで信号点の遷移に対し拘束を与えており、これによりユークリツド距離の離れた信号点を遷移するように設計されている。

これと同等の効果を得るためには、 MIMOシステムでは回転角を与えることが重要となる。例えば 2スロット間で考えた場合、位相を回転すると時間 Tと時間 T + 1で受信した際の信号点配置が変わり、これによりユークリッド距離が異なることになる。したがって、位相回転を与えかつ符号化を行うことは、トレリス符号化変調と同様に、信号点の遷移に対し拘束を与えているということもできる。

なおこの実施の形態では、スぺクトル拡散通信を行う場合について説明したがこれに限ったものではなく、拡散部、逆拡散部がない場合、つまり、シングルキヤリァ方式についても同様に実施することができる。

また O F DMなどのマルチキャリア方式にも同様に適用することができる。この場合、時間方向で位相を回転した変調信号を形成する方法の他に、時間軸方向で信号点配置を変える考え方を周波数軸方向に展開することもできる。具体的には、サブキャリア（キャリア）ごとに異なる信号点配置（例えば回転）を与えることができるようになる。このとき、簡単な構成の一例として、サブキャリアごとに一意の位相回転とする方法が考えられる。.つまり、サブキヤリァ 0の信号点配置に対し、サプキヤリア 1には θ 1、サブキヤリア 2には 0 2 の位相回転、 · ■ ·、サブキャリア nには 0 nの位相回転を与える。これにより、サブキャリア方向（周波数方向）にダイバーシチ効果を得ることができるので、時間方向にダイバーシチ効果を得た場合と同様に、受信データの誤り率特性を向上させることができる。

また本実施の形態において、畳み込み符号のほかに、 L D P C、ターボ符号などを適用しても同様に実施することができる。

( 5 ) 実施の形態 5

本実施の形態では、通信相手から、変調信号の受信状態を示すフィードパック情報を受信し、このフィードバック情報に基づいて信号点配置の仕方を変えることを提案する。

図 5 5に、本実施の形態における基地局の構成例を示す。図 5 5では、図 4 9と同様に動作するものについては同一符号を付した。

基地局 5 4 0 0は、端末から送信された信号を受信アンテナ 5 4 0 1で受信する。受信装置 5 4 0 3は、受信ァンテナ 5 4 0 1で受信した受信信号 5 4 0 2を入力とし、これを復調することにより受信ディジタル信号 5 5 0 4を出力する。

信号点配置決定部 5 4 0 5は、受信ディジタル信号 5 5 0 4を入力とし、この受信ディジタノレ信号 5 5 0 4からフィードバック情報を抽出し、さらにフィ一ドバック情報から信号点配置を決定し、信号点配置制御信号 5 4 0 6を出力する。

変調部 3 0 4、 3 1 4は、この信号点配置制御信号 5 4 0 6に基づいて、信号点配置を行う。

ここで基地局 5 4 0 0は、変調部 3 0 4、 3 1 4によつて施した信号点配置の仕方についての情報を端末に通知する。具体的には、基地局 5 4 0 0は、送信信号中に、変調時に行った信号点配置の仕方についての情報を含める。フィードパック情報、信号点配置の制御方法、端末の動作については、後で詳しく説明する。

図 5 6に、本実施の形態における通信端末の構成例を示す。図 5 6では、図 5 1と同様に動作するものについては同一符号を付している。

M L D部 5 2 3は、変調信号 Aの伝送路推定信号 5 0 8、 5 1 8、変調信号 Bの伝送路推定信号 5 1 0、 5 2 0に基づき、受信信号点状況の情報 5 5 0 1 を出力する。受信信号点状況の情報 5 5 0 1としては、最小ユークリッド距離や固有値の状況、または、変調信号 A、 Bの伝送路推定信号などが適しているがこれに限ったものではない。例えば、 A C K//N A C K情報のように、誤りの有無を示す信号を受信信号点状況の情報 5 5 0 1としてもよい。

フィードバック情報生成部 5 5 0 2は、受信信号点状況の情報 5 5 0 1を入力とし、これを基にフィードバック情報 5 5 0 3を出力する。なお、フィードバック情報生成部 5 5 0 2によって、予め基地局 5 4 0 0での信号点配置の仕方を決定し、これをフィードバック情報 5 5 0 3として送信するようにしてもよい。つまり、通信端末 5 5 0 0で信号点配置の仕方を決定してもよい。

送信装置 5 5 0 5は、フィードバック情報 5 5 0 3、送信ディジタル信号 5 5 0 4を入力とし、これらに対して所定の無線処理を施すことにより送信信号 5 5 0 6を形成して出力する。送信信号 5 5 0 6は、送信アンテナ 5 5 0 7力、ら出力される。

次に、信号点配置の制御方法について説明する。例えば、基地局 5 4 0 0は図 5 3 Aのような変調信号 A, Bを送信するものとする。そして、通信端末 5 5 0 0は、これらの変調信号を図 5 2 Aのような状態で受信したとする。この状態は、 M L D部 5 2 3から出力された最小ユータリッド距離や固有値の状況、または、変調信号 A， Bの伝送路推定信号などの情報である受信信号点状況の情報 5 5 0 1から分かる。そして、最小ユークリッド距離が図 5 2 Bのように大きくなるような信号点配置の仕方を基地局 5 4 0 0又は通信端末 5 5 0 0 にて決定し、基地局 5 4 0 0では、決定した信号点配置に従って変調処理を行う。例えば、基地局 5 4 0 0は、信号点配置の仕方を図 5 3 Aから図 5 3 Bのように切り替えて変調を行うようになる。

以上のように、通信相手から、変調信号の受信状態を示すフィードバック情報を受信し、フィードバック情報に基づいて信号点配置を変えるようにしたことにより、受信状態に応じて信号点配置の仕方を変えることができるので、一段と最小ユークリッド距離を大きくすることができ、一段と受信データの誤り率特性を向上させることができる。特に、実施の形態 4と同様に、直接波が支配的な環境のとき、大きな効果が得られる。

なおこの実施の形態では、スぺクトル拡散通信を行っている場合について説明したがこれに限ったものではなく、拡散部、逆拡散部がない場合、つまり、シングルキヤリァ方式についても同様に実施することができる。また O F DM などのマルチキヤリァ方式についても同様に実施することができる。

また信号点配置の仕方の変更は、位相回転のみではなく、他の実施の形態で説明したように、送信パワーを変更しても同様の効果を得ることができる。このとき、送信パワーのみの変更でもよいし、送信パワーと位相回転の変更を併用してもよい。

また本発明は、例えば、文献 "M I MOチャネルにおける固有ビーム空間分割多重（E— S DM) 方式" 電子情報通信学会、信学技報 R C S 2 0 0 2 - 5 3、 2 0 0 2年 5月にも記載されているような、送信信号をマルチビーム化して送信する M I MOシステムに適用した場合にも、上述したのと同様の効果を得ることができる。

図 5 7に、このような M I MOシステムの概略構成を示す。送信側では、変調部 5 7 0 1が送信データ系列を入力し、これを変調することにより複数の変調信号を形成する。ここで変調部 5 7 0 1は、上述した実施の形態 1〜 5で説明したように、少なくとも一つの変調信号については、時間方向又は周波数方向で信号点配置の仕方を変えて変調処理を施す。

チャネル解析部 5 7 0 2は、伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化チャネルを構成するための複数の送信のチヤネルシグネチヤべクトルを算出する。ベタトル多重化部 5 703は、各々の変調信号に別々のチャネルシグネチヤべクトルを掛け合わせて合成し、合成後の信号を送信アレーアンテナ 5704に送出する。これにより送信アレーアンテナ 570 4からマルチビーム化された信号が送信される。

受信側では、チャネル解析部 571 1力伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化された変調信号を分離するための複数の受信チャネルシグネチヤべクトルを算出する。多重信号分離部 5713は、受信アレーアンテナ 5712の受信信号を入力し、各々の受信信号に別々のチヤネルシダネチヤべクトルを掛け合わせることにより、複数の変調信号が多重された信号を複数の受信変調信号に分離する。信号処理部 5714は、分離された受信変調信号を復調及び復号することにより受信データを得る。

なお、本発明は上記実施の形態 1 ~ 5に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、主に、本宪明をハードゥエァにて実施した場合について説明したが、これに限られるものではなく、ソフトウエアにて実施することも可能である。

例えば、'上述した機能を実行するプログラムを予め ROM (Read Only Memory)に格納しておき、そのプログラムを CPU (Central Processor Unit) によって動作させるようにしてもよい。

以上説明したように本発明によれば、データ伝送効率の低下を抑制しつつ、優れた受信品質を得ることができる通信装置及び方法を実現できる。

本明細書は、 2003年 7月 2日出願の特願 2003-190683および 2004年 5月 14日出願の特願 2004-173224に基づく。その内容はすべてここに含めておく。' 産業上の利用可能性

本発明は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線システムに広く適用でき、例えば OF DM— M I MO通信システムに適用して好適である。

Claims

請求の範囲

1 . 第 1の送信データを変調して第 1の変調信号を得る第 1の変調手段と、第 2の送信データを変調して第 2の変調信号を得る第 2の変調手段と、前記第 1の変調信号を送信する第 1のアンテナと、前記第 2の変調信号を送信する第 2のアンテナとを有し、

前記第 1及び前記第 2の変調手段のうち少なくとも一方の変調手段は、時間方向で又は周波数方向で信号点配置の仕方を変えて前記送信データを変調する

通信装置。 .

2 . 前記第 1の変調手段は、前記第 1の送信データの同一データを信号点配置の仕方を変えて複数回変調することにより前記第 1の変調信号を形成し、

前記第 2の変調手段は、信号点配置の仕方を変えずに前記第 2の送信データを変調することにより前記第 2の変調信号を形成する

請求項 1に記載の通信装置。

•3 . 前記第 1の変調手段は、同一データから、同一の変調方式でかつ互いに位相差をもった変調信号を前記第 1の変調信号として形成する請求項 2に記載の通信装置。

4 . 前記第 1の変調手段は、同一データから、互いに 4 5。の位相差をもつ Q P S K変調信号を前記第 1の変調信号として形成する

請求項 3に記載の通信装置。

5 . 前記第 1の変調手段は、前記第 1の送信データを所定の変調方式の信号点位置にマツビングするマッビング部と、マツビングされた信号点の位相を前記同一データの送信回数に応じた角度だけ回転させる位相回転部とを具備する .

請求填 3又は請求項 4に記載の通信装置。

6 . 前記第 1及び又は前記第 2の送信データ.をィンターリーブするインターリーバを、さらに具備し、

前記第 1及び又は前記第 2の変調手段は、インターリーブ後のデータを時間方向で又は周波数方向で信号点配置の仕方を変えて変調する

請求項 1に記載の通信装置。

7 . 通信相手から、前記第 1及び又は前記第 2の変調信号の受信状態を示すフィードバック情報を受信する受信手段を、さらに具備し、前記第 1及び又は前記第 2の変調手段は、前記フィ一ドバック情報に基づいて信号点配置の仕方を変える

請求項 1に記載の通信装置。

8 . 第 1のアンテナから第 1の変調信号を送信すると共に、第 2 のアンテナから第 2の変調信号を送信するにあたって、第 1の変調信号又は第 2の変調信号のいずれか一方、または第 1の変調信号及び第 2の変調信号の両方の信号点配置の仕方を、時間方向で又は周波数方向で変える

' 通信方法。