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WO2005058167A2 - 超音波診断装置 - Google Patents

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WO2005058167A2
WO2005058167A2 PCT/JP2004/017866 JP2004017866W WO2005058167A2 WO 2005058167 A2 WO2005058167 A2 WO 2005058167A2 JP 2004017866 W JP2004017866 W JP 2004017866W WO 2005058167 A2 WO2005058167 A2 WO 2005058167A2
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WO
WIPO (PCT)
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code
modulation code
modulation
unit
diagnostic apparatus
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/JP2004/017866
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English (en)
French (fr)
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WO2005058167A3 (ja
WO2005058167A1 (ja
Inventor
Katsunori Asafusa
Ryuichi Shinomura
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Original Assignee
Hitachi Medical Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by Hitachi Medical Corp filed Critical Hitachi Medical Corp
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Priority to JP2005516285A priority patent/JP4646808B2/ja
Priority to EP04820512A priority patent/EP1695665A4/en
Publication of WO2005058167A1 publication Critical patent/WO2005058167A1/ja
Publication of WO2005058167A2 publication Critical patent/WO2005058167A2/ja
Publication of WO2005058167A3 publication Critical patent/WO2005058167A3/ja
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Ceased legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
    • G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
    • G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
    • G01S15/8959—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using coded signals for correlation purposes
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
    • G01S7/52017—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00 particularly adapted to short-range imaging
    • G01S7/52046—Techniques for image enhancement involving transmitter or receiver
    • G01S7/52047—Techniques for image enhancement involving transmitter or receiver for elimination of side lobes or of grating lobes; for increasing resolving power
    • A—HUMAN NECESSITIES
    • A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
    • A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
    • A61B8/00—Diagnosis using ultrasonic, sonic or infrasonic waves

Definitions

  • the present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus that performs coded transmission and reception.
  • An ultrasonic diagnostic apparatus transmits an ultrasonic wave from a probe to a subject by outputting a drive signal from a transmission unit to the probe, and probes a reflected echo signal generated from the subject.
  • the ultrasound image is received by the child and an ultrasound image is reconstructed based on the received signal.
  • the probe acts as an oscillator of the transducer, and controls the focal position of the ultrasound in the subject by delaying and adding the received signal of each transducer by a predetermined time when receiving ultrasonic waves. be able to .
  • the method of shifting the focus position by changing the delay time is called dynamic focus.
  • the waveform of the ultrasonic wave transmitted by the ultrasonic diagnostic apparatus be a short pulse wave in the time axis direction, and that the signal-to-noise ratio (SN ratio) be high.
  • SN ratio signal-to-noise ratio
  • the maximum value of the ultrasonic intensity needs to be suppressed so as not to affect the living body, it has become popular in the radar field to increase the transmission energy while suppressing the maximum intensity of the ultrasonic wave.
  • Japanese Patent Laid-Open Publication No. 2003-225237 describes that the encoding and transmission technique described above is applied to an ultrasonic diagnostic apparatus.
  • a single-pulse waveform having a large peak intensity is spread by a coding process into a signal sequence in the time axis direction having a small peak intensity, transmitted to a subject, and a signal reflected within the subject is received.
  • a decoding process for converging in the time axis direction by the demodulation filter is performed to return the peak intensity to the pulse waveform.
  • a code As a code, a Barker code widely known in the radar field, a Golay code, or the like can be used.
  • a decoding filter As a decoding filter, an autocorrelation filter that performs autocorrelation processing or a mismatch filter is used. A filter or the like can be used.
  • Patent Document 1 JP-A-2003-225237 Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to realize coded transmission and reception that reduces time side lobes while suppressing an increase in circuit scale.
  • an ultrasonic diagnostic apparatus of the present invention includes a probe that transmits and receives an ultrasonic wave to and from a subject, and a transmission unit that outputs a transmission signal for driving the probe. And a receiving unit that processes a received signal received by the probe, and an image forming unit that reconstructs an ultrasonic image using the received signal output by the receiving unit.
  • the transmitting unit creates and outputs a transmission signal corresponding to a combined modulation code sequence obtained by combining a plurality of modulation code sequences.
  • the receiving unit includes a demodulator that demodulates the modulation of the received signal with the combined modulation code sequence.
  • the transmitting unit described above can be configured to generate a transmission signal by sequentially outputting waveforms based on the coefficients of the code elements of the composite modulation code sequence.
  • a combination of the first modulation code sequence and the second modulation code sequence can be used as the combined modulation code sequence.
  • the receiving unit includes a first demodulator for demodulating the modulation of the received signal by the first modulation code sequence, and a second demodulator for demodulating the modulation of the received signal by the second modulation code sequence. It has composition which has. The received signal is demodulated by one of the first and second demodulators, and then further demodulated by the other demodulator.
  • the code interval of the first modulation code sequence a code interval larger than the code interval of the second modulation code sequence can be used.
  • the first demodulator is arranged closer to the probe than the second demodulator, and after the received signal output from the probe is demodulated by the first demodulator, A configuration in which demodulation is further performed by a demodulator can be adopted.
  • a modulation code having a large code interval is demodulated first, so that demodulation errors due to the effects of subsequent discontinuous processing such as switching of a focus stage, switching of a numerical aperture, and switching of an amplification factor can be reduced.
  • time side lobes due to discontinuous processing can be reduced.
  • the first demodulator is arranged at a position for demodulating a received signal before being subjected to phasing addition by the phasing addition unit that switches the focus stage
  • the second demodulator is disposed at the phasing addition unit.
  • the received signal after the phasing addition can be arranged at a position where demodulation processing is performed.
  • demodulation errors due to switching of the focus stage can be reduced, and time side lobes can be reduced.
  • the circuit scale can be significantly reduced by arranging the second demodulator after the phasing and adding section.
  • both the first and second demodulators can be arranged at positions where the received signal after the phasing addition by the phasing addition unit is subjected to demodulation processing. In this case, since only one first and second demodulator is required, the circuit scale is greatly reduced.
  • the first and second demodulators can be arranged at positions where the received signals before being subjected to phasing addition by the phasing addition unit are respectively demodulated. In this case, no demodulation error occurs due to focus stage switching, so that the time side lobe can be reduced.
  • force demodulators in two stages, which require the same number of demodulators as the number of transducers, the circuit scale can be reduced as compared with a single stage configuration.
  • the code length of the first modulation code string is determined by the code length of the code elements constituting the second modulation code string. It can be equal to or less than the distance.
  • the coefficients of the code elements constituting the combined modulation code sequence are obtained by multiplying the coefficients of the respective code elements of the second modulation code sequence by the coefficients of all the code elements constituting the first modulation code sequence. Obtainable.
  • a code storage unit in which coefficients of a plurality of types of modulation code sequences are stored in advance, and a first modulation code sequence and a second modulation code sequence are selected from the code storage unit.
  • a configuration can be provided that includes a selecting unit and a combining unit that adjusts the coefficients of the first and second modulation code strings to desired code intervals and combines them to generate a combined modulation code string.
  • the first and second modulation code strings can be freely selected according to the state of the imaging region or the user as desired.
  • a composite code storage unit in which a plurality of types of the composite modulation code sequences are stored in advance, and one composite modulation code sequence from the composite code storage unit are selected. And a part having the same.
  • This configuration has an IJ point that the circuit configuration is simple.
  • An ultrasonic diagnostic apparatus provides a probe that transmits and receives an ultrasonic wave to and from a subject, and a transmission unit that outputs a transmission signal for driving the probe.
  • a reception unit for processing a reception signal received by the probe to obtain a reception signal in which harmonics are emphasized; and a harmonic image of an ultrasonic wave using the reception signal output from the reception unit.
  • an image composing unit to be reconstructed.
  • the transmission unit generates and outputs a transmission signal corresponding to a composite modulation code sequence that is generated based on a plurality of modulation code sequences and has a phase shift amount with respect to a fundamental wave as a code element value.
  • the receiving unit includes a demodulator that demodulates the modulation of the received signal by the combined modulation code sequence.
  • a demodulator that demodulates the modulation of the received signal by the combined modulation code sequence.
  • the transmission unit may be configured to generate a transmission signal by sequentially outputting a waveform representing a phase shift amount which is a value of a code element of the composite modulation code string.
  • the receiving unit performs the first modulation code on the received signal. It is configured to have a first demodulator for demodulating the modulation by the sequence and a second demodulator for demodulating the modulation of the received signal by the second modulation code sequence. The received signal is demodulated by one of the first and second demodulators and then further demodulated by the other demodulator.
  • the phase shift amounts that are the code elements of the composite modulation code string are the first and second Are multiplied by each other, and the order of the multiplied 1 is obtained to obtain a phase shift amount having a magnitude corresponding to the order.
  • the code element of the combined modulation code string is the phase shift amount determined by (180 ° ZM) XN be able to.
  • the receiving unit can be configured to have a filter that removes a fundamental component from the received signals demodulated by the first and second demodulators. As a result, the fundamental wave component can be removed by the filter, and the harmonic component can be further emphasized.
  • the transmission unit may further include a waveform signal of the combined modulation code string and another combined modulation code string obtained by further shifting the phase shift amount of each code element of the combined modulation code string by a predetermined phase amount.
  • the receiving unit combines the received signal of the waveform signal output earlier in the transmission signals of the two combined modulation code strings with the received signal of the waveform signal output later, thereby canceling the fundamental wave component. It is configured to have a signal synthesis unit. As a result, the fundamental wave component can be removed by cancellation, and the harmonic component can be further emphasized.
  • a storage unit that stores the first and second modulation code strings, and a storage unit that receives the first and second modulation code strings and counts the order of 1
  • a phase difference determining unit that allocates a predetermined phase shift amount according to an order; and a plurality of waveforms corresponding to the predetermined phase shift amount, and stores the phase shift amount determined by the phase difference determining unit.
  • a waveform storage unit that outputs a waveform corresponding to the above as a transmission signal.
  • a composite code storage unit in which a plurality of types of composite modulation code sequences are stored in advance, and one composite modulation code from the composite code storage unit It can be configured to have a selection unit for selecting a column.
  • the code interval of the first modulation code sequence As the code interval of the first modulation code sequence, a code interval larger than the code interval of the second modulation code sequence can be used.
  • the first and second demodulators can be arranged so that the received signal output from the probe is demodulated by the first demodulator and then demodulated by the second demodulator.
  • a modulation code having a large code interval is demodulated first, so that demodulation errors due to the effects of discontinuous processing performed thereafter, for example, switching of a focus stage, switching of a numerical aperture, and switching of an amplification factor can be reduced.
  • time side lobes due to discontinuous processing can be reduced.
  • the first demodulator is arranged at a position for demodulating the received signal before being subjected to the phasing addition by the phasing addition section, and the second demodulator is subjected to the phasing addition by the phasing addition section.
  • the demodulated received signal can be arranged at a position where demodulation processing is performed.
  • first and second demodulators can also be arranged at positions where the received signals after the phasing addition by the phasing addition unit are subjected to demodulation processing. Also in this case, the number of the first and second demodulators may be one by one, so that the circuit scale is significantly reduced.
  • the first and second demodulators can be arranged at positions where the received signals before being subjected to phasing addition by the phasing addition unit are respectively demodulated. In this case, no demodulation error occurs due to focus stage switching, so that the time side lobe can be reduced. Also, by using a two-stage demodulator, the circuit scale can be reduced as compared with a single-stage configuration.
  • the present embodiment combines two types of modulation codes to form a combined modulation code.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the ultrasonic diagnostic apparatus of the present embodiment.
  • the ultrasonic diagnostic apparatus includes a probe 10 including a plurality of transducers for transmitting and receiving ultrasonic waves to and from a subject, a transmitting unit 12, and a transmission delay circuit 11. And a transmission / reception switching switch group 13, a reception unit 14, an image construction unit 16, a display unit 18, a control unit 20, and an input unit 9.
  • the transmission unit 11 generates an encoded transmission signal under the control of the control unit 20.
  • the transmission delay circuit 11 delays the transmission signal generated by the transmission unit by a predetermined time according to an instruction from the control unit 20.
  • the transmission / reception switch group 13 transfers a transmission signal to each vibrator in the variable aperture set by the control unit 20.
  • ultrasonic waves are transmitted toward a predetermined position in each of the transducer forces in the subject, and scanning and focusing during transmission are performed.
  • the ultrasonic waves reflected or scattered in the subject are received by the transducers of the probe 10, converted into reception signals, passed to the reception unit 14 by the transmission / reception switch group 13, and decoded.
  • phasing processing and addition processing for focusing processing at the time of reception are performed.
  • the image forming unit 16 reconstructs an ultrasonic image (for example, a B-mode image or an M-mode image) based on the output signal of the receiving unit 14.
  • the reconstructed ultrasonic image is displayed on the display unit 18.
  • the control unit 20 receives imaging conditions and the like set by the operator in the input unit 9, and includes a transmission unit 12, a transmission delay circuit 11, a transmission / reception switching switch group 13, a reception unit 14, and an image configuration unit 16. Control.
  • the transmission unit 12 includes a timing signal generation unit 22, a transmission waveform generation unit 24 that generates a composite modulation code by combining at least two modulation codes, and generates a waveform corresponding to the composite modulation code, and a transmission waveform generation unit.
  • a transmission amplifier 28 is provided to amplify the transmission waveform output from the unit 24 and generate a transmission signal.
  • the transmission waveform generator 24 generates a combined modulation code by combining two modulation codes.
  • it has code selection units 52 and 53, code storage units 50 and 51, a code synthesis unit 56, a waveform output instruction unit 32, and a waveform storage unit 26.
  • a plurality of types of modulation codes are stored in the code storage units 50 and 51 in advance.
  • the stored modulation codes include, for example, those having a code length (number of code elements) of a Barker code, a Golay code, a Chirp code, and other coded transmission / reception.
  • Various known codes used can be used, and desired plural kinds of codes are These are stored in the code storage units 50 and 51.
  • the code stored in the code storage unit 50 and the code stored in the code storage unit 51 may be the same type of code or different types of code.
  • code selector 52, 53 two modulation codes the user wants to use the current measurement, the type of ie first modulation code (CODEL), a second modulation code (C ode2)
  • CODEL first modulation code
  • C ode2 second modulation code
  • An instruction to make a selection is received from the control unit 20.
  • the code selection unit 52 specifies an address number at which codel is stored among a plurality of modulation codes stored in the code storage unit 50, and a signal indicating a coefficient (+1 or 1) of each code element of codel. Is output to the code storage unit 50 at a predetermined time interval (referred to as a code interval) ⁇ 1.
  • ⁇ 1 is set to a time equal to or longer than ⁇ 2 X L2, which is the code interval 2 of code2 multiplied by the number of code elements L2 of code2.
  • the code synthesizing unit 56 stores the coefficients (+1 or 1) of the code elements sequentially received from the code storage unit 50.
  • each of the coefficients of the code elements of codel becomes a code which is modulated by the total code elements C ode2.
  • the code synthesizing unit 56 sequentially outputs a signal indicating the coefficient (+1 or 1) of the code element of the generated synthetic modulation code codeX to the waveform selecting unit 32 at predetermined time intervals.
  • the coefficient of the code element of the composite modulation code codeX is binary (+1 or 1)
  • two types of corresponding waveforms namely, a basic waveform (phase 0 °) and a basic waveform
  • a waveform whose phase is shifted by 180 ° is stored in the waveform storage unit 26 in advance.
  • the waveform selecting unit 32 determines the coefficient of the code element of codeX from the signals sequentially received from the code synthesizing unit 56, and outputs the basic waveform when the coefficient of the received code element is +1. 26, and if it is 1, the waveform storage unit 26 is instructed to output a waveform having a phase of 180 °.
  • the waveform storage unit 26 sequentially outputs the specified waveforms to the transmission amplifier 28, so that an analog signal of a modulation waveform in which the coefficient of the composite modulation code codeX is represented in phase is output to the transmission amplifier 28.
  • the transmission amplifier 28 generates a signal (referred to as a coding drive signal) obtained by amplifying the modulation waveform indicating the codeX, and outputs the signal to the transmission delay circuit 11 in FIG.
  • the transmission delay circuit 11 generates an encoded drive signal by delaying the encoded drive signal by an amount of delay according to the position of the vibrator according to an instruction from the control unit 20, and generates a transmission switching signal.
  • the transmission switch group 13 supplies the coded drive signals having different delay amounts to the transducer at the position designated by the control unit 20.
  • an ultrasonic beam modulated by codeX is transmitted from each transducer of the probe 10. At this time, focusing at the time of transmission is realized by the delay.
  • the ultrasonic wave reflected or scattered in the subject is converted into a reception signal by each transducer of the probe 10 and passed to the reception unit 14 by the transmission / reception switch group 13. Since the ultrasonic wave transmitted into the subject is modulated by encoding, the reflected wave or the scattered wave is also encoded and modulated. Perform processing.
  • the receiving unit 14 includes an amplifier 34, an AZD converter 36, a first demodulator 40, a phasing addition unit 42, a second demodulator 44, and a signal processing unit 46.
  • the same number of amplifiers 34, AZD converters 36, and first demodulators 40 as the transducers of the probe 10 are arranged.
  • the amplifier 34 amplifies the received signal of each transducer by TGC (Time Gain Compensation) processing, and the AZD converter 36 converts the analog received signal into a digital signal.
  • the first demodulator 40 performs a first-stage demodulation for demodulating the encoding by codel for each of the received signals.
  • the phasing addition unit 42 receives the demodulated signals from all the first demodulators 40, phasing and adds them.
  • the second demodulator 44 is one for processing the received signals bundled into one by phasing addition, the received signal, demodulates the second stage of demodulation encoding by C ode2.
  • the first demodulator 40 includes a signal register 60, a demodulation code storage unit 64, a coefficient register 66, and a first demodulation filter 62.
  • the operation of demodulation by these will be described with reference to FIG.
  • the signal register 60 holds the received signal (IN1) converted into a digital signal by the AZD converter 36.
  • a plurality of decoded codes (decode 1) respectively corresponding to all types of modulation codes (codel) stored in the code storage unit 51 of the transmission unit 12 are stored in the demodulation code storage unit 64 in advance.
  • the demodulation code storage unit 64 uses the code as the code 1 in the transmission unit 12 according to an instruction from the control unit 20, and outputs a decoding code (decode 1) of a type corresponding to the code to the coefficient register 66. I do.
  • the coefficient register 66 holds decode 1 output from the demodulation code storage unit 64.
  • the first demodulation filter 62 performs a product-sum operation on the code coefficient of decodel held in the coefficient register 66 and the value of the received signal held in the signal register 60 in accordance with the instruction of the control unit 20 to obtain a codel. And demodulates the received signal to obtain a signal (OUT1).
  • the demodulation filter 62 is composed of an FIR filter or the like, and has a required order in advance.
  • the codel is a Barker code
  • the first demodulation filter 62 calculates a matched filter, a mismatched filter, and a deconvolution filter by calculating codel and decodel. Acts as a filter.
  • a mismatch filter coefficient is used as decode 1
  • the larger the order of decode 1 and the longer the code length the more the time side lobe can be reduced.
  • the first demodulation filter 62 having a calculation capability capable of calculating the decode 1 of the order (for example, the 31st order) which becomes the required time side lobe level is prepared.
  • the codel is a Golay code
  • a matched filter coefficient obtained by inverting the codel coefficient on the time axis is used as the decodel, and the first demodulation filter 62 operates as a matched filter that performs a product-sum operation on these. Therefore, in the case of a Golay code, the arithmetic capability required for the first demodulation filter 62 is only required to be able to calculate decodel of the same order as the code length (number of code elements).
  • Case 4th order computing power is sufficient.
  • the computing power required for the first demodulation filter 62 differs depending on the type of code used as codel and the type of decodel. Therefore, as the first demodulation filter 62, a filter having a calculation capability of the maximum order required according to the type of code stored in the code storage unit 51 in advance is provided. This allows the first demodulation filter 40 to demodulate whatever code is selected as the codel.
  • the received signal OUT1 demodulated by each of the first demodulators 40 by the codel having a large code interval is phase-shifted by the phasing adder 42 by a predetermined different delay time. Are delayed and added to be bundled into one received signal. Thereby, focusing at the time of receiving a wave is realized.
  • the added received signal is not yet demodulated by code2. Therefore, the encoding by code2 is demodulated by the second demodulator 44.
  • the second demodulator 44 has the same configuration as the first demodulator 40 as shown in FIG. 4, and includes a signal register 68, a demodulation code storage unit 72, a coefficient register 74, and a second demodulation filter. 70.
  • the decoding process by the second demodulator 44 will be described with reference to FIG.
  • demodulation code storage unit 72 decoding codes (de CO de2) respectively corresponding to all types of modulation codes (code2) stored in the code storage unit 50 are stored in advance.
  • the demodulation code storage unit 72 outputs decode2 corresponding to code2 selected by the transmission unit 12 to the coefficient register 74 in accordance with an instruction from the control unit 20. As a result, decode2 is held by the coefficient register 74.
  • the second demodulating filter 70 outputs the output signal of the phasing addition 42 held in the signal register 68. Is demodulated by multiplying and summing with the coefficient of decode2 held in the coefficient register 74 to obtain a demodulated received signal (OUT2). As a result, the received signal is demodulated in all the codec modulations, the energy of the received signal is converged in the time axis direction, and becomes a short pulse signal having an amplitude reflecting the reflection intensity of the subject.
  • the operation of the demodulation process of the second demodulation filter 70 is the same as that of the first demodulation filter 62.
  • the second demodulation filter 70 has a computing power of the maximum order required depending on the type of code2.
  • the received signal demodulated in two steps by the receiving unit 14 is passed to the signal processing unit 46, and predetermined signal processing instructed by the control unit 20 is performed as necessary.
  • predetermined signal processing instructed by the control unit 20 is performed as necessary.
  • a complementary code such as a Golay code
  • received signals of two or more transmissions and receptions performed by inverting the code are added.
  • a short pulse signal having an amplitude reflecting the reflection intensity of the subject is obtained.
  • the above is the configuration and processing of the receiving unit 14.
  • the image forming unit 16 forms an ultrasonic image (for example, a B-mode image or an M-mode image) by performing image processing after signal processing, and causes the display unit 18 to display the image.
  • the received signal (OUT 2) in FIG. 6 in the coded transmission / reception technique, when the energy of the received signal is converged in the time axis direction by demodulation, the energy before and after the signal to be originally obtained is obtained. An unnecessary signal called a time side lobe is generated.
  • the first effect that the time side lobe can be reduced without increasing the circuit scale is obtained.
  • the second effect that a stray error due to switching of the focus stage of the dynamic focus can be prevented can be obtained.
  • FIGS. 7A to 7C show, as a comparative example, a demodulation in a case where the second demodulator 44 in the configuration of FIG. 1 is not used and the first demodulator 40 performs a collective demodulation. It is a figure showing the waveform of the received signal after. 7 (a) uses a mismatch filter of order (number of taps) 63 as demodulation filter 62 of first demodulator 40, and FIG. 7 (b) uses a mismatch filter of number 131 taps. .
  • the modulation code of the transmission signal codex of code length 20 in FIG.
  • the first demodulator 40 and the second demodulator 44 Demodulation can be performed in two stages. Therefore, even when a 31-tap mismatch filter is used as each of the first and second demodulation filters 62 and 70, the waveform of the received signal after demodulation is shown in FIG. 7 (c).
  • the signal level of the time side lobe is about 0.03 dB, which has a time side lobe reduction effect (rejection effect) equal to or greater than that of FIG. 7 (b).
  • the number of operation circuits is 31 X k required for the first demodulation filter 62 and 31 required for the second demodulation filter 70, and the total number of operation circuits of the filter is (31 X k) +31. . Therefore, a time side lobe reduction effect equal to or greater than that of the comparative example (131 X k) using a filter of 131 taps can be obtained with a number of operation circuits equal to or less than half.
  • the circuit scale can be made smaller than when performing the demodulation processing collectively in one stage while maintaining the rejection level of the time side lobe at a desired level.
  • the first effect is not limited to the case where the modulation code is the Barker code, and is the same even when the Golay code is used, for example.
  • the code length of the modulation code is 64
  • a 64th-order matched filter is required to demodulate with a single-stage demodulation filter
  • 64 X k arithmetic circuits are required.
  • an 8th-order matched filter must be used as the demodulation filters 62 and 70, respectively.
  • a dynamic focus processing function known as a focusing technique at the time of reception is mounted on the phasing addition section 42.
  • a plurality of sampling points (reflection sources) set in the depth direction of the subject are grouped into a plurality of focus stages, and focus data is commonly set for each focus stage.
  • the phasing addition unit 42 By phasing the received signal by the phasing addition unit 42 using the force data, it becomes possible to focus the ultrasonic beam at the time of reception in a relatively wide and wide range in the depth direction.
  • the focus data is switched each time the focus stage changes. More specifically, as shown in FIG. 8 (a), the phasing addition unit 42 outputs the focus data B to the force setting time T for phasing the received signal using the focus data A in the focus stage Fn. Switch to focus stage Fn + 1 using.
  • the ultrasonic diagnostic apparatus that performs such dynamic focus processing adopts the coding / reception transmission / reception technology and performs the demodulation after the phasing addition, the reception signal waveform corresponding to one code element of the reception signal may be generated.
  • the focus stage switching process is performed. For example, when the transmission waveform is modulated by the composite modulation code codeX shown in FIG. 3, an encoded received signal as shown in FIG. 8B is obtained. This received signal is modulated by code elements D-2,..., D, 'D + 2 of a codel having a long code interval, and a code element corresponding to code 2 which further codes these code elements. .
  • the focus stage When the focus stage is switched in the middle of the received signal waveform of one code element D of such an encoded reception signal, the first half of the code element D has the power belonging to the processing time of the focus stage Fn, and the second half has the focus stage Fn + 1. , And the received signal waveform of the code element D is discontinuous at the time T because the phase is adjusted by different focus data. For this reason, the demodulation processing of the code element D is not performed normally, and a time side lobe as shown in FIG. 9A occurs in the demodulated signal due to the generated error. This phenomenon becomes more conspicuous as the code length constituting the code element that causes a demodulation error becomes larger.
  • the first demodulator 40 and the second demodulator 44 are arranged before and after the phasing addition section 42, and the code interval (the time of the code element) Modulation with large width
  • the code codel is demodulated
  • the modulation code code2 having a small code interval is demodulated after the phasing addition unit 42.
  • the code element having a large code interval has been demodulated, so that the discontinuous processing by switching the focus stage during phasing is performed in the middle of the code element having a large code interval. None. Therefore, the time side groove can be reduced. Note that focus level switching may occur in the middle of the code of code2 with a small code interval. Since only one code element of code2 causes an error, the time side lobe caused by it is small.
  • the time side port caused by the discontinuous processing of the switching of the focus stage is provided.
  • discontinuous processing in the ultrasonic diagnostic apparatus can be performed by changing the aperture in the variable aperture selection unit built in the transmission / reception switch group 13 or by increasing the amplification factor of the TGC processing performed by the amplifier 34. If the level of the time side lobe of the demodulation error caused by the switching is large, the demodulators 40 and 44 can be arranged before and after the level.
  • the first demodulator 40 and the second demodulator 44 are arranged before and after the variable aperture selection unit or before and after the amplifier 34, a demodulation error caused by discontinuity of the reception waveform due to the aperture switching process, or TGC It is possible to reduce the time side lobe of the demodulation error caused by the discontinuity of the received waveform due to the amplification factor switching process.
  • the first and first demodulators 40 and 44 are arranged before the AZD converter 36, demodulators for analog signals are used.
  • the present invention is not limited to the configuration of the first embodiment.
  • the modulation element of the first modulation code is modulated by the second modulation code of the plurality of modulation codes to form a composite modulation code, and further, in accordance with an instruction from the control unit 20, the modulation element is formed.
  • the code element of the composite modulation code may be modulated by another modulation code.
  • the phasing addition is performed in one step by the phasing unit 42.
  • the transducers (output channels) constituting the probe 10 are divided into a plurality of groups, Each glue
  • the received signals are phasing-added by the first phasing addition sections arranged for each group, and the outputs of all the first phasing addition sections are further phasing-added by the second phasing addition sections.
  • This technique is described in, for example, JP-A-2003-225237.
  • the first demodulators 40 can be respectively arranged after the first phasing addition section, and the second demodulators 44 can be arranged after the second demodulators 44.
  • the number of first demodulators 40 can be reduced as compared with the configuration of FIG. 1, and the circuit scale can be further reduced.
  • the types of the first and second modulation codes code1 and code2 can be appropriately selected according to the characteristics of the imaging part, the contents of diagnosis, the number of arithmetic circuits that can be arranged in the imaging device, and the like. . codel and code2 may be different types of codes.
  • code2 shown in FIG. 3 is the power used as a Barker code in the above description. Since this code string is the same as a Golay code having a code length of 4, it can be used as a Golay code. In this case, since code X is a composite code of Barker codel and Golay code code2, the second demodulator that demodulates code2 uses code2 inverted with respect to the time axis as decode2.
  • the demodulation filter 70 functions as a demodulation filter for Golay code.
  • Barker codes and chirp codes are suitable for short-time imaging because they have the feature of being able to extract information on the force of an examination site that moves, such as blood flow and contrast agent, by one transmission / reception.
  • a synthetic modulation code generated by general coding power such as a Barker code, a Golay code, and a Chirp code is used.
  • the feature of the present invention lies in that two or more codes are combined instead of those combined. That is, by modulating each code element of the other code with all code elements of one code, the first effect of reducing the circuit scale and the second effect of reducing the time side lobe described above. And at the same time (Second Embodiment)
  • the first demodulator 40 is disposed after the phasing addition section 42.
  • Other configurations are the same as in the first embodiment.
  • FIG. 10 The configuration of FIG. 10 in which the first demodulator 40 is arranged after the phasing adder 42 has the second effect of reducing the time side lobe associated with the focus stage switching described in the first embodiment. Although it cannot be obtained, the first effect of reducing the circuit scale while reducing the time side lobe at the time of demodulation can be sufficiently obtained. This is because, by arranging the first demodulator 40 after the phasing and adding unit 42, it is not necessary to arrange the first demodulator 40 for each transducer of the probe 10, so the first demodulator 40 As with the second demodulator 44, the circuit size of the first embodiment is further reduced as compared with the configuration of the first embodiment in which only one unit is used.
  • the two-stage configuration of the first demodulator 40 and the second demodulator 44 reduces the circuit scale of one demodulation device compared to the conventional one-stage configuration.
  • the power required to use a demodulation filter with 131 taps is used.
  • the time side lobe can be reduced to a level equal to or lower than the level of 131 taps with two stages of 31 taps as in Fig. 7 (c).
  • both the first and second demodulators 40 and 44 are arranged after the phasing and adding section 42, either of the first and second demodulators 40 and 44 may be in the preceding stage. Even if the second demodulator 44 is placed after the phasing adder 42, and the first demodulator 40 is placed after it,
  • the second demodulator 44 is arranged before the phasing addition section 42.
  • Other configurations are the same as in the first embodiment.
  • the second demodulator 44 and the first demodulator 40 are arranged in front of the phasing adder 42 in the configuration shown in FIG. Since the demodulation of the received signal is completed before the phasing addition, the effect is obtained that the time side lobe does not occur due to the demodulation error accompanying the focus stage switching described in the first embodiment. On the other hand, it is necessary to arrange the second demodulators 44 by the number of transducers of the probe 10, so that the effect of reducing the circuit scale is smaller than in the first and second embodiments. The effect is sufficiently obtained as compared with the case where the one-stage demodulator is arranged in the stage preceding the phasing addition unit 42.
  • a demodulation filter with 131 taps must be used as in Fig. 7 (b). If the number is k, the number of operation circuits is 131 X k.However, as shown in Fig. 11, by using a two-stage configuration, as shown in Fig. 7 (c), 31 taps and two stages are equivalent to 131 taps and one stage The time side lobe can be reduced below the level.
  • first and second demodulators 40 and 44 are both arranged before the phasing addition section 42, either of the first and second demodulators 40 and 44 may be arranged at the previous stage. Even if the second demodulator 44 is arranged at the subsequent stage of the probe 10 and the first demodulator 40 is arranged at the subsequent stage, no problem occurs.
  • FIG. 12 differs from that of the first embodiment in that a composite code storage unit 90 is arranged in the transmission waveform generation unit 24, and a plurality of composite modulation codes in which two types of modulation codes code1 and code2 are pre-combined are used. It is stored.
  • One of the combined modulation codes codeX is selected by the combined code selection unit 88 according to the control signal from the control unit 20.
  • the selected codeX is passed to the waveform selection unit 32.
  • the first demodulator 40 and the second demodulator 44 output control signals for selecting the codel and decode2 corresponding to the codel and code2 constituting the selected codeX from the control unit 20.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • the configuration for generating the composite modulation code is simpler than in the first embodiment, so that the circuit scale can be reduced.
  • the combined demodulation code storage unit 90 by storing a plurality of types of combined modulation codes in the combined demodulation code storage unit 90, it becomes easy to select a combined modulation code according to the characteristics of the imaging region, thereby improving the usability of the apparatus. Let it be You can.
  • This embodiment can be appropriately combined with the second and third embodiments.
  • a fifth embodiment of the ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied will be described with reference to FIGS. 13 (a), 13 (b) and 16.
  • a contrast echo method (contrast echo method), a tissue harmonic imaging method, or the like is performed.
  • the contrast echo method is based on the administration of an ultrasonic contrast agent to a subject, and based on the harmonic components (eg, second harmonic and third harmonic) of the ultrasonic wave reflected by the microbubbles of the administered ultrasonic contrast agent. This is a technique for reconstructing an ultrasonic image.
  • the Tissue Harmonic Imaging method focuses on the fact that ultrasonic waves cause waveform distortion due to changes in sound pressure due to sound pressure differences when compression waves propagate through a living body, and considers harmonic components caused by the generated waveform distortion. This is a technique for reconstructing an ultrasonic image based on this.
  • a contrast echo method and a tissue harmonic imaging method by using an imaging method that emphasizes a harmonic component, an ultrasonic image based on the harmonic component can be clearly reconstructed.
  • the harmonic component of the received signal can be emphasized by applying the technique using the composite modulation code described in the first to fourth embodiments.
  • a case where the second harmonic of the reflected signal is emphasized will be described as an example.
  • the ultrasonic diagnostic apparatus of the present embodiment has basically the same configuration as the ultrasonic diagnostic apparatus of the first embodiment, as shown in FIG.
  • the first point is that the code synthesizing section 56 of the section 24 is provided with the phase modulation section 130 and the point that at least three types of waveforms of 0 °, 90 ° and 180 ° are stored in the waveform storage section 26 in advance.
  • a signal processing unit 46 of the receiving unit 14 includes a band control filter (for example, a band-pass filter) that passes a frequency band signal of a desired harmonic and cuts another frequency band. This is different from the first embodiment in that 140 is built in.
  • a band control filter for example, a band-pass filter
  • the phase modulating section 130 determines the phase shift amount with respect to the fundamental wave for each code element of the composite modulation code codeX synthesized by the code synthesizing section 56 in the same manner as in the first embodiment. Perform processing to generate Y. Three types of waveforms in the waveform storage unit 26 are selected according to the phase shift amount of the code element of the code Y that has been phase shifted. Also, the bandwidth of the signal processing unit 46 The control filter 140 passes a frequency of a desired harmonic (second harmonic) to be emphasized, attenuates and cuts a fundamental wave.
  • code combining section 56 first multiplies the coefficient of code2 by the coefficient of codel to generate a combined modulation code codeX, as in the first embodiment.
  • the coefficient of the modulation code X is as follows.
  • the phase modulation unit 130 calculates the negative coefficient of the modulation code code2 and the negative coefficient of the modulation code code1 multiplied to obtain the code element. Count the total (degree). That is, for each code element of codeX, the multiplication order of “negative polarity (1 1)” is counted at the time of synthesis. For example, if the coefficient of CO de2 is +1 and the coefficient of codel is +1, the order of the code element of coefficient +1 of codeX obtained by multiplication is 0. If the coefficient of code2 is +1 and the coefficient of codel is 1, the -1 code element of the obtained codeX is obtained by multiplying -1 once, so its order is 1. If the coefficient of code2 is 1 and the coefficient of codel is 1, then the order of the +1 sign element of code X obtained by multiplying 1 by 2 is 2 and the order is 2.
  • the first and second code elements are of order 0.
  • the third code element is of order 1.
  • the order of the fourth code element is 0.
  • the fifteenth sign element is multiplied by -1 twice Therefore, the order is 2.
  • Phase modulation section 130 determines the amount of phase shift with respect to the fundamental wave for each code element of composite modulation code codeX in accordance with the counted order, and generates code Y represented by the amount of phase shift.
  • a fundamental wave is assigned to order 0
  • a phase shift of 90 ° is assigned to order 1
  • a phase shift of 180 ° is assigned to order 2.
  • the first and second code elements of the combined modulation code code Y are 0 ° because they have degree 0.
  • the third code element is 90 degrees because it has degree 1.
  • the fourth code element is of order 0 and therefore of quantity 0 °.
  • the phase shift amounts of the other code elements with respect to the fundamental wave are determined according to the order.
  • the fifteenth code element is 180 ° because it has degree 2.
  • the phase shift amounts of the respective code elements of the composite modulation code code Y thus obtained are as follows.
  • the waveform of the fundamental wave of 0 ° and the phase shift amounts of 90 °, 180 °, and 270 ° with respect to the fundamental wave are stored in advance as shown in FIG.
  • the waveform selection unit 32 causes the waveform storage unit 26 to output a waveform corresponding to the phase shift amount for each code element of code Y.
  • an ultrasound contrast agent is administered to a subject.
  • a transmission signal having a waveform of the composite modulation code codeY is supplied from the transmission unit 12 to the probe 10.
  • the probe 10 transmits an ultrasonic wave beam.
  • the probe 10 receives the echo echo signal reflected by the microbubbles of the ultrasound contrast agent. Since the received signal output from the probe 10 is modulated by codeY, it is demodulated by the first demodulator 40 and the second demodulator 44, and the demodulation code used at this time is the first embodiment.
  • the second harmonic component is further emphasized by attenuating the fundamental wave by the frequency control filter 140 in the signal processing unit 46.
  • the fundamental power can be easily separated, and the second harmonic having a large SN ratio can be obtained. Therefore, by forming an ultrasonic image in the image forming unit 16 based on the obtained second harmonic component, the image resolution of the ultrasonic image can be improved.
  • each code element of the composite modulation code codeX is set to 90% with respect to the fundamental wave in accordance with the order of (11).
  • ° Phase shifting force Not only the second harmonic, but also the third and higher harmonics can be emphasized. For example, when enhancing the third harmonic, the phase may be shifted by 60 ° according to the order, and when enhancing the fourth harmonic, the phase may be shifted by 45 ° according to the order.
  • the combined modulation code codeX is synthesized from the two codes codel and code2, the order of (1-1) of the code element is at most 2, and the second harmonic is emphasized. Therefore, the amount of phase shift was 180 ° at the maximum. Meanwhile, it is also possible to combine the combined modulation code codeX from the three codes codel, code2, and code3.
  • codex is synthesized from three codes, the order of (-1) of the code element is 3 at the maximum, so a phase shift of 270 ° is assigned to order 3.
  • a waveform having a phase shift amount of 270 ° is stored in the waveform storage unit 26 in advance and output.
  • codeX as the composite modulation code
  • various codes can be combined as in the first embodiment, but when a complementary code such as Golay is used, the code
  • the signal processing unit 46 performs processing of inverting the signal and performing transmission / reception twice or more and adding the received signal.
  • the arrangement of the demodulators 40 and 44 can be configured in the second or third embodiment. It is also possible to directly store codeY in the combined code storage unit 90 as in the fourth embodiment in FIG.
  • a sixth embodiment of the ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied will be described with reference to FIGS.
  • the signal since the received signal after demodulation basically contains a component, the signal is cut by the band control filter 140.
  • the coded transmission / reception is performed. Perform twice and add the received signals to emphasize the harmonic components while canceling the fundamental components.
  • the ultrasonic diagnostic apparatus of the present embodiment has substantially the same configuration as that of the fifth embodiment as shown in FIG. 17, but the code synthesizing unit 56 includes a synthetic modulation code codeY (first synthesizing code). Modulation code), and a second code for generating a second combined modulation code codeZ by further shifting the phase of each code element of the first combined modulation code code Y by a predetermined amount. It has a generator 131. Further, as shown in FIG. 18, the signal processing unit 46 includes a band control filter 96, a line memory 92 for temporarily storing the reflection signal output from the band control filter 96, and an output from the band control filter 96.
  • a combining circuit 94 for adding and combining the reflected signal output from the line memory 92 and the reflected signal.
  • transmission and reception are performed twice, and the harmonic components are emphasized while canceling the fundamental component by adding the two received signals, so that the bandpass filter 96 is basically unnecessary. Force Here, it is arranged to remove a fundamental wave component that cannot be completely offset by the body motion of the subject.
  • the phase modulation section 130 of the code synthesis section 56 generates the synthesized modulation code codeY shown in FIG. 19 as the first synthesized modulation code by the processing described in the fifth embodiment.
  • second code generation section 131 generates a second combined modulation code codeZ in which the phase of each code element of first combined modulation code codeY is shifted by 180 °.
  • the phase of each code element of the first combined modulation code codeY and the phase of each code element of the second combined modulation code codeZ are as follows.
  • a transmission signal waveform of the first combined modulation code codeY is supplied from the transmission unit 12 to the probe 10, and a coded ultrasound beam is transmitted.
  • the probe 10 receives the reflected echo signal reflected by the microbubbles of the ultrasonic contrast agent.
  • the encoded reflected signal converted into an electric signal by each transducer of the probe 10 is subjected to a two-stage demodulation process by decodel and decode2 and a phasing addition process by the reception unit 12, as in the fifth embodiment. Is output to the signal processing unit 46 as a first reflected signal.
  • harmonics are emphasized in the first reflected signal.
  • the first reflected signal After passing through the band control filter 96, the first reflected signal is temporarily stored in the line memory 92.
  • FIG. 18B shows the waveform of the received signal held in the line memory 92.
  • a transmission signal waveform of the second combined modulation code codeZ is supplied from the transmission unit 12 to the probe 10, so that the probe 10 transmits a coded ultrasonic beam.
  • the scanning line of the coded ultrasonic beam is controlled so as to be the same as the scanning line of the transmission / reception by the first combined modulation code codeY.
  • the reflected echo signal is received by the probe 10, and the received signal is subjected to two-stage demodulation processing by decodel and decode2 similar to the case of the first combined modulation code codeY and phasing addition.
  • Figure 18 (A) shows the waveform of the received signal.
  • the received signal waveform has a 180 ° phase shift with respect to codeY
  • the received signal waveform by codeY held in line memory 92 In the signal waveform (Fig. 18 (B)), the polarity of the fundamental wave component is inverted, but the polarity of the harmonic wave component is not inverted. Therefore, by adding the reflected signal by the combined modulation code codeY and the reflected signal by the combined modulation code codeZ by the combining circuit 94, the fundamental component is canceled and the harmonic component is added and emphasized (FIG. 18 (C)). ). Based on the output of the synthesis circuit 94, an ultrasonic image of the harmonic component is reconstructed.
  • the fundamental wave of each reflected signal Since the components have inverted polarities, the fundamental component can be suppressed by adding both components. Since the polarity of the second harmonic component is not inverted, the second harmonic component is emphasized by addition. Therefore, since the noise ratio of the second harmonic component increases, the image resolution of the ultrasonic image can be improved.
  • the band control filter 96 since the band control filter 96 is provided, even if the fundamental wave component that cannot be canceled only by addition remains due to the body movement of the subject between the two transmissions and receptions, the band control filter 96 does this. Can be eliminated. Therefore, it is possible to reduce a residual fundamental wave which becomes a time side lobe for a harmonic to be emphasized.
  • the present invention is not limited to this.
  • the above transmission and reception can also be performed.
  • the code combining section 56 generates a first combined modulation code, a second combined modulation code, and a third combined modulation code whose phases are shifted by 120 °.
  • codeX is generated using a Barker code string or the like, and codeX is generated based on the codeX.
  • various codes can be combined.
  • the signal processing unit 46 performs processing of inverting the code to obtain one received signal, performing transmission and reception two or more times, and adding the received signal.
  • codeY and codeZ are used, transmission and reception are performed twice with codeY and its inverted code, and the received signals are added to obtain a received signal corresponding to codeY. Transmission and reception are performed, and the received signals are added to obtain a received signal corresponding to codeZ, and the received signals of codeX and Y are added by the circuit in FIG. Therefore, four times of transmission and reception are required for obtaining the second harmonic and six times for obtaining the third harmonic.
  • the arrangement of the demodulators 40 and 44 can be configured as in the second or third embodiment. Further, it is also possible to directly store codeY and Z in the composite code storage unit 90 as in the fourth embodiment of FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram of an ultrasonic diagnostic apparatus according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a transmission unit 12 of FIG. 1.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating a combined modulation unit code codeX combined by a code combining unit 56 in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a first demodulator 40 and a second demodulator 44 in FIG. 1.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing a waveform of a received signal demodulated by a first demodulator 40 in FIG. 4 and a waveform of a decoding code decode1.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing a waveform of a received signal demodulated by a second demodulator 44 in FIG. 5 and a waveform of a decoded code de CO de2.
  • FIG. 7 (a) is a graph showing a signal waveform when a received signal is demodulated by a 63-tap one-stage demodulation filter as a comparative example
  • FIG. 7 (b) is a 131-tap comparative example.
  • One-stage demodulation FIG. 7C is a graph showing a signal waveform when the received signal is demodulated by the filter
  • FIG. 7C shows a case where the received signal is demodulated by the 31-tap 2-stage demodulators 40 and 44 in the configuration of the first embodiment.
  • 6 is a graph showing a signal waveform.
  • FIG. 8 (a) is an explanatory view showing that the focus data used before and after the switching of the focus stage is different, resulting in discontinuous processing
  • FIG. 8 (b) is a diagram of FIG. 3 (&). It is an explanatory diagram showing a case where a focus stage switching process occurs in the middle of a code element D of code 0 (16: ( : 0 del) and a demodulation error occurs.
  • Fig. 9 (a) is a graph showing the time side lobe generated in the received signal due to the demodulation error of code element D in Fig. 8 (a), and Fig. 9 (b) shows no demodulation error.
  • 6 is a graph showing a signal waveform in the case.
  • FIG. 10 This is a block diagram showing the arrangement of the first and second demodulators 40 and 44 according to the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an arrangement of first and second demodulators 40 and 44 according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a transmission waveform generator 24 according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 (a) is a block diagram showing a configuration of a transmission unit 12 according to a fifth embodiment of the present invention
  • FIG. 13 (b) is a block diagram showing a configuration of a signal processing unit 46. It is.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram showing that the phase modulation section 130 of FIG. 13 counts the order of 1 for each code element of codeX!
  • 15 is an explanatory diagram showing codeY generated by the phase modulation unit 130 of FIG. 13 from the order of codeX, and a transmission waveform of codeY.
  • FIG. 16 is an explanatory diagram showing waveforms of fundamental waves and phases of 90 °, 180 °, and 270 ° stored in advance in the waveform storage unit 26 of FIG.
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of a transmission unit 12 according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a configuration of a signal processing unit according to a sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram showing code Y generated by a phase modulation unit 130 in FIG. 17, codeZ generated by a second code generation unit, and their transmission waveforms. Explanation of reference numerals
  • Input unit 10 probe, 12 transmitter, 13 transmission / reception switch group, 14 receiver, 16 image configuration unit, 18 display unit, 20 ... Control unit, 22 ... Timing signal generation unit, 24 ... Transmission waveform generation unit, 26 ... Waveform storage unit, 28 ... Transmission amplifier, 32 ... Waveform selection unit, 34 ... Amplifier, 36 AZD Converter, 40 first demodulator, 42 phasing section, 44 second demodulator, 46 signal processing section, 50, 51 code storage section, 52, 53 ⁇ Code selection unit, 56 ⁇ Code synthesis unit, 60 ⁇ Register for signal, 62 ⁇ First demodulation filter, 64 ⁇ Demodulation code storage unit, 66 ⁇ Register for coefficient, 68 ⁇ Register for signal , 70 ...
  • second demodulation filter 72 ... demodulation code storage unit, 74 ... coefficient register, 88 ... combination code selection unit, 90 ... combination code storage unit, 92 ... line memory, 94... Synthesis circuit, 96... Band control filter, 130... Phase modulation , 131 ... second code generation unit, 140 ... band control filter.

Landscapes

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Description

明 細 書
超音波診断装置
技術分野
[0001] 本発明は、符号化送受信を行う超音波診断装置に関する。
背景技術
[0002] 超音波診断装置は、送信部から探触子に駆動信号を出力することにより、探触子 から被検体に超音波を送波すると共に、被検体から発生する反射エコー信号を探触 子によって受信し、受信信号に基づき超音波像を再構成する。探触子は振動子のァ レイカ なり、超音波を受波する際に各振動子の受波信号を所定時間ずつ遅延させ て加算することにより、被検体内の超音波の焦点位置をコントロールすることができる 。遅延時間を変化させることにより焦点位置をずらす方法は、ダイナミックフォーカスと 呼ばれている。
[0003] 超音波診断装置において送波される超音波の波形は、距離分解能を向上させるた めに時間軸方向に短いパルス波であることが望ましぐかつ、 SN比 (Signal Noise Ratio)を向上させるために信号強度が大き 、波形を用いるのが望ま U、。しかしなが ら、超音波強度の最大値は、生体に影響を与えない程度に抑制する必要があるため 、超音波の最大強度を抑制しつつ送信エネルギーを増大させるために、レーダー分 野で普及している符号ィ匕送信技術を超音波診断装置にも適用することが、例えば特 開平 2003— 225237号公報等に記載されている。この技術では、ピーク強度の大き な単パルス波形を符号ィ匕により個々のピーク強度の小さい時間軸方向の信号列に 拡散させて被検体に送信し、被検体内で反射された信号を受波したのち、復調フィ ルタにより時間軸方向に収束させる復号ィ匕処理を行 、、ピーク強度の大き 、パルス 波形に戻すことが行われる。
[0004] 符号としては、レーダー分野で広く知られたバーカー (Barker)符号ゃゴレイ (Golay) 符号等を用いることができ、復号ィ匕フィルタとしては自己相関処理を行う自己相関フ ィルタや不整合フィルタ等を用いることができる。
特許文献 1：特開平 2003— 225237号公報 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] しかしながら、従来の符号化送受信技術では、符号化により時間軸方向に拡散さ せた超音波エネルギーを復号化により収束させる時に、本来得るべきパルス波形の 時間軸方向の前後に超音波エネルギーが残存し、タイムサイドローブと呼ばれる不 要信号が生じるという問題がある。復調フィルタとして演算の回数 (次数)が大きい高 次フィルタを用いることにより、タイムサイドローブを低減すること可能である力 演算 回数が多!、分だけ回路規模が増大する。
[0006] また、超音波エネルギーを効率よく拡散させるために、符号要素の数を増やすと、 符号要素の数に対応して受信信号が時間軸方向に長くなる。このため、ダイナミック フォーカスのフォーカス段の切り換え等の断続的な切り換え処理力 受信信号の途 中で行われる可能性が高くなり、切り換え処理に伴って受信信号にタイムサイドロー ブが高レベルで発生する現象が生じる。
[0007] 本発明の課題は、回路規模の増大を抑えつつ、タイムサイドローブを低減する符号 化送受信を実現することにある。
課題を解決するための手段
[0008] 上記課題を解決するため、本発明の超音波診断装置は、被検体との間で超音波を 送受する探触子と、探触子を駆動するための送信信号を出力する送信部と、探触子 が受波した受信信号を処理する受信部と、受信部の出力する受信信号を用いて超 音波像を再構成する画像構成部とを有する。送信部は、複数の変調符号列を合成し た合成変調符号列に対応した送信信号を作成して出力する。受信部は、受信信号 について合成変調符号列による変調を復調する復調器を備える。このように複数の 変調符号列を合成した合成変調符号列を用いることにより、復調器を複数段に配置 して、合成変調符号列を段階的に復調することが可能になる。このため、複数段の復 調器の演算回路数を合計した回路規模で、複数段の復調器の演算回路数を掛け合 わせた回路数と同等のサイドローブ低減効果が得ることができる。
[0009] 上述の送信部は、合成変調符号列の符号要素の係数に基づ!、て波形を順次出力 することにより、送信信号を生成する構成にすることができる。 [0010] また、上記合成変調符号列は、第 1の変調符号列と第 2の変調符号列とを合成した ものを用いることができる。この場合、受信部は、受信信号について第 1の変調符号 列による変調を復調するための第 1復調器と、受信信号について第 2の変調符号列 による変調を復調するための第 2復調器とを有する構成とする。受信信号は第 1およ び第 2復調器の一方の復調器により復調された後、さらに他方の復調器によりさら〖こ 復調される。
[0011] このとき、第 1の変調符号列の符号間隔として、第 2の変調符号列の符号間隔より 大きいものを用いることができる。この場合、第 1の復調器は、第 2の復調器よりも探 触子側に配置し、探触子力 出力された受信信号を、第 1の復調器によって復調し た後、第 2の復調器によりさらに復調する構成とすることができる。これにより、符号間 隔の大きな変調符号が先に復調されるため、その後に施される不連続処理、例えば フォーカス段の切り換えや開口数の切り換えや増幅率の切り換えの影響による復調 エラーが低減でき、不連続処理によるタイムサイドローブを低減できる。
[0012] 例えば、第 1復調器を、フォーカス段の切り換えを行う整相加算部で整相加算され る前の受信信号を復調する位置に配置し、第 2復調器は、整相加算部で整相加算さ れた後の受信信号を復調処理する位置に配置することができる。これにより、フォー カス段の切り替えによる復調エラーを低減でき、タイムサイドローブを低減できる。し カゝも、第 2復調器を整相加算部の後段に配置したことにより回路規模も大幅に低減で きる。
[0013] また、第 1および第 2復調器をいずれも、整相加算部で整相加算された後の受信信 号を復調処理する位置に配置することも可能である。この場合、第 1および第 2復調 器は 1台ずつでよいため、回路規模は大幅に低減される。
[0014] また、第 1および第 2復調器を、整相加算部で整相加算される前の受信信号をそれ ぞれ復調する位置に配置することも可能である。この場合、フォーカス段切り替えによ る復調エラーは生じないため、タイムサイドローブを低減できる。また、振動子数と同 じ数の復調器が必要である力 復調器を 2段に配置したことにより、 1段構成の場合よ りも回路規模は低減できる。
[0015] 第 1の変調符号列の符号長は、第 2の変調符号列を構成する符号要素の符号間 隔と同等またはそれ以下にすることができる。この場合、合成変調符号列を構成する 符号要素の係数は、第 2の変調符号列の各符号要素の係数を、第 1の変調符号列 を構成する全ての符号要素の係数と掛け合わせることによって得ることができる。
[0016] 上述の送信部の構成としては、複数種類の変調符号列の係数が予め格納された 符号記憶部と、符号記憶部から第 1の変調符号列と第 2の変調符号列とを選択する 選択部と、第 1および第 2の変調符号列の係数をそれぞれ所望の符号間隔に調整し て合成し、合成変調符号列を生成する合成部とを有する構成にすることができる。こ の場合、第 1および第 2変調符号列を撮像部位の状態もしくはユーザが所望に合わ せて自由に選択できる。
[0017] また、上記送信部の別の構成としては、複数種類の前記合成変調符号列が予め格 納された合成符号記憶部と、合成符号記憶部から 1つの合成変調符号列を選択する 選択部とを有する構成にすることもできる。この構成は、回路構成が簡単であるという 禾 IJ点がある。
[0018] また、本発明の別の態様の超音波診断装置は、被検体との間で超音波を送受する 探触子と、前記探触子を駆動するための送信信号を出力する送信部と、前記探触子 が受波した受信信号を処理し、高調波の強調された受信信号を得るための受信部と 、前記受信部の出力する受信信号を用いて超音波の高調波像を再構成する画像構 成部とを有する。送信部は、複数の変調符号列に基づいて生成された、基本波に対 する位相シフト量を符号要素の値とする合成変調符号列に対応する送信信号を作 成して出力する。受信部は、受信信号について合成変調符号列による変調を復調す る復調器を備える。このような基本波に対する位相シフト量を符号要素の値とする合 成変調符号を用いることにより、高調波の強調された受信信号を得ることが可能とな る。しかも、復調器を複数段に分けるため、回路規模を低減しながらサイドローブ低 減効果が得られる。
[0019] 上記送信部は、合成変調符号列の符号要素の値である位相シフト量を表す波形を 順次出力することにより、送信信号を生成する構成にすることができる。
[0020] 合成変調符号列は、第 1の変調符号列と第 2の変調符号列とに基づいて生成した ものを用いることができる。この場合、受信部は、受信信号について第 1の変調符号 列による変調を復調するための第 1復調器と、受信信号について第 2の変調符号列 による変調を復調するための第 2復調器とを有する構成とする。受信信号は第 1およ び第 2復調器の一方の復調器により復調された後、他方の復調器によりさらに復調さ れる。
[0021] 第 1および第 2の変調符号列の符号要素の係数が + 1、 一 1の 2値である場合、合成 変調符号列の符号要素である位相シフト量は、第 1および前記第 2の変調符号要素 を掛けあわせ、掛け合わせられた 1の次数を求め、次数に応じた大きさの位相シフト 量とすることができる。
[0022] このとき、強調すべき高調波の次数を M、上記 1の次数を Nとした場合、合成変調 符号列の符号要素は、（180° ZM) X Nによって定められた位相シフト量とすること ができる。
[0023] 受信部は、第 1および第 2復調器で復調された受信信号から基本波成分を除去す るフィルタを有する構成にすることができる。これにより、基本波成分をフィルタで除去 し、高調波成分をさらに強調できる。
[0024] また、送信部は、合成変調符号列の波形信号と、合成変調符号列の各符号要素の 位相シフト量をそれぞれ所定の位相量だけさらに位相シフトさせたもう一つの合成変 調符号列の波形信号を出力する構成にすることができる。受信部は、 2つの合成変 調符号列の送信信号のうち先に出力された波形信号の受信信号を、後に出力され た波形信号の受信信号と合成することにより、基本波成分を相殺する受信信号合成 部とを有する構成とする。これにより、基本波成分を相殺により除去でき、高調波成分 をさらに強調することができる。
[0025] 例えば、送信部の構成としては、第 1および第 2の変調符号列を格納する記憶部と 、前記記憶部力 第 1および第 2の変調符号列を受け取って 1の次数をカウントし、 次数に応じて予め定められた位相シフト量を割り当てる位相差決定部と、予め定めら れた位相シフト量に対応する複数の波形を記憶し、前記位相差決定部が決定した位 相シフト量に対応する波形を送信信号として出力する波形記憶部とを有する構成に することができる。また、送信部の別の構成としては、複数種類の合成変調符号列が 予め格納された合成符号記憶部と、前記合成符号記憶部から 1つの合成変調符号 列を選択する選択部とを有する構成にすることができる。
[0026] 上記第 1の変調符号列の符号間隔として、第 2の変調符号列の符号間隔より大きい ものを用いることができる。この場合、第 1および第 2復調器は、探触子から出力され た受信信号を前記第 1の復調器によって復調した後、第 2の復調器により復調するよ うに配置することができる。これにより、符号間隔の大きな変調符号が先に復調される ため、その後に施される不連続処理、例えばフォーカス段の切り換え、開口数の切り 換えや増幅率の切り換えの影響による復調エラーが低減でき、不連続処理によるタ ィムサイドローブを低減できる。
[0027] 例えば、第 1復調器を、前記整相加算部で整相加算される前の受信信号を復調す る位置に配置し、第 2復調器を、整相加算部で整相加算された後の受信信号を復調 処理する位置に配置することができる。これにより、フォーカス段の切り替えによる復 調エラーを低減でき、タイムサイドローブを低減できる。しかも、第 2復調器を整相加 算部の後段に配置したことにより回路規模も大幅に低減できる。
[0028] また、第 1および第 2復調器を 、ずれも、整相加算部で整相加算された後の受信信 号を復調処理する位置に配置することも可能である。この場合も、第 1および第 2復 調器は 1台ずつでよいため、回路規模は大幅に低減される。
[0029] また、第 1および第 2復調器を、整相加算部で整相加算される前の受信信号をそれ ぞれ復調する位置に配置することも可能である。この場合、フォーカス段切り替えによ る復調エラーは生じないため、タイムサイドローブを低減できる。また、復調器を 2段 構成にしたことにより、 1段構成の場合よりも回路規模は低減できる。
発明の効果
[0030] 本発明によれば、回路規模の増大を抑えつつ、タイムサイドローブを低減する符号 化送受信を実現することができる。
発明を実施するための最良の形態
[0031] (第 1の実施形態）
本発明を適用した超音波診断装置の第 1の実施形態について図 1乃至図 9を参照 して説明する。本実施形態は、 2種類の変調符号を合成して合成変調符号を形成し
、その合成変調符号よつて符号化送受信を行う。 [0032] 図 1は、本実施形態の超音波診断装置の全体構成を示すブロック図である。図 1に 示すように、超音波診断装置は、被検体との間で超音波を送受する複数の振動子か ら構成された探触子 10と、送信部 12と、送波用遅延回路 11と、送受切り換えスイツ チ群 13と、受信部 14と、画像構成部 16と、表示部 18と、制御部 20と、入力部 9とを 備えている。送信部 11は、制御部 20の制御下で符号化された送信信号を生成する 。送波用遅延回路 11は、送信部が生成した送信信号を制御部 20の指示に応じて所 定時間ずつ遅延させる。送受切り換えスィッチ群 13は、制御部 20の設定した可変開 口内の各振動子に送信信号を受け渡す。これにより各振動子力 被検体内の所定 の位置に向かって超音波が送波され、走査および送波時フォーカシングが行われる 。被検体内で反射もしくは散乱された超音波は、探触子 10の各振動子によって受波 されて受信信号に変換され、送受切り換えスィッチ群 13により受信部 14に受け渡さ れ、復号化処理されるとともに、受波時のフォーカシング処理のための整相処理と加 算処理がなされる。画像構成部 16は、受信部 14の出力信号に基づき超音波像 (例 えば、 Bモード像、 Mモード像)を再構成する。再構成された超音波像は、表示部 18 に表示される。制御部 20は、オペレータが入力部 9に設定する撮影条件等を受け付 け、送信部 12、送波用遅延回路 11、送受波切り換えスィッチ群 13、受信部 14、画 像構成部 16の各部を制御する。
[0033] 送信部 12の構成について、図 2を用いて説明する。送信部 12は、タイミング信号発 生部 22と、少なくとも 2つの変調符号を合成した合成変調符号を生成し、合成変調 符号に対応した波形を生成する送波波形生成部 24と、送波波形生成部 24から出力 された送波波形を増幅して送信号を生成する送波アンプ 28とを備えている。
[0034] 送波波形生成部 24は、本実施の形態では 2つの変調符号を合成した合成変調符 号を生成する。このために、符号選択部 52、 53と、符号記憶部 50、 51と、符号合成 部 56と、波形出力指示部 32と、波形記憶部 26とを有している。符号記憶部 50、 51 にはそれぞれ、複数種類の変調符号が予め格納されている。格納されている変調符 号としては、例えば、バーカー (Barker)符号、ゴレイ (Golay)符号、チヤープ (Chirp)符 号の各符号長 (符号要素数)のもの、および、その他の符号化送受信に用いられる 公知の各種の符号を用いることができ、それらのうち所望の複数種類の符号が予め 符号記憶部 50、 51に格納されている。符号記憶部 50に格納されている符号と符号 記憶部 51に格納されている符号は、同じ種類の符号であっても、異なる種類の符号 であってもよい。
[0035] 符号選択部 52, 53は、ユーザが今回の計測に使用を望む 2つの変調符号、すな わち第 1の変調符号 (codel)、第 2の変調符号 (Code2)の種類を選択する指示を制 御部 20から受ける。ここでは一例として、図 3に示すように、 codelとして、符号要素 数 Ll = 5のバーカー符号（ + 1, + 1, + 1, -1, + 1の符号列）を選択し、 code2とし て、符号要素数 (符号長) L2=4のバーカー符号（ + 1, + 1, -1, + 1の符号列)を 選択する。符号選択部 52は、符号記憶部 50に格納されている複数の変調符号のう ち codelが格納されているアドレス番号を指定し、 codelの各符号要素の係数（+ 1 または 1)を示す信号を所定の時間間隔 (符号間隔と称する） λ 1で出力するよう〖こ 符号記憶部 50に指示する。一方、符号選択部 53は、符号記憶部 51に格納されて V、る複数の変調符号のうち code2が格納されて 、るアドレスを指定し、各符号要素の 係数を示す信号を符号間隔え 2で codelの符号要素数 LI (Ll = 5)回繰り返し出力 するよう符号記憶部 51に指示する。ここで、 λ 1は、 code2の符号間隔え 2に code2 の符号要素数 L2を掛けた λ 2 X L2と等しい時間またはそれ以上の時間に設定する
[0036] 符号合成部 56は、符号記憶部 50から順次受け取った符号要素の係数（+ 1または
1)を表す信号を、符号記憶部 51から順次受け取った符号要素の係数（+ 1または 1)を表す信号と掛け合わせることにより、 2つの変調符号を合成した合成変調符号 Xを生成する。すなわち、合成変調符号 Xは、図 3に示したように、 codelの符号要素 の係数のそれぞれが、 Code2の全符号要素によって変調された符号となる。合成変 調符号 codeXの符号要素数 Lxは、 Lx = Ll X L2 = 20となる。
<合成変調符号 codeXの変調符号 >
合成変調符号 codeXの変調符号係数
= (変調符号 codelの変調符号係数） X (変調符号 code2の変調符号係数） = { + 1 Χ ( + 1、 + 1、 一 1、 + 1)、
+ 1 X ( + 1、 + 1、 ー1、 + 1)、 + 1X ( + 1、 +1、 ー1、 +1)、
一 1X ( + 1、 +1、 一 1、 +1)、
+ 1X ( + 1、 +1、 一 1、 +1)}
1、 +1、 +1、 — 1、 +1}
[0037] 符号合成部 56は、生成した合成変調符号 codeXの符号要素の係数（+1または 1)を示す信号を所定の時間間隔で順次波形選択部 32に出力する。本実施の形態 では合成変調符号 codeXの符号要素の係数が 2値（+1または 1)であるので、そ れに対応する 2種類の波形、すなわち基本波形 (位相 0° )と、基本波形に対して 18 0° 位相をずらした波形が波形記憶部 26に予め格納されている。波形選択部 32は、 符号合成部 56から順次受け取る信号から、 codeXの符号要素の係数を判別し、受 け取った符号要素の係数が +1である場合には基本波形の出力を波形記憶部 26に 指示し、 1である場合には位相 180° の波形の出力を波形記憶部 26に指示する。 波形記憶部 26は、指示された波形を送波アンプ 28に対して順次出力することにより 、合成変調符号 codeXの係数が位相で表された変調波形のアナログ信号が送波ァ ンプ 28へ出力される。送波アンプ 28は、この codeXを示す変調波形を増幅した信号 (符号ィ匕駆動信号と呼ぶ)を生成し、図 1の送波用遅延回路 11に出力する。
[0038] 送波用遅延回路 11は、制御部 20の指示により、振動子の位置に応じた遅延量で 符号化駆動信号を遅延させることにより、符号化駆動信号を生成し、送波切り換えス イッチ群 13に受け渡す。送波切り替えスィッチ群 13は、遅延量の異なる符号化駆動 信号を制御部 20から指定された位置の振動子に供給する。これにより、探触子 10の 各振動子から、 codeXにより変調された超音波ビームが送波される。このとき上記遅 延により送波時のフォーカシングが実現される。
[0039] 被検体内で反射もしくは散乱された超音波は、探触子 10の各振動子によって受信 信号に変換され、送受切り換えスィッチ群 13により受信部 14に受け渡される。被検 体内に送波された超音波が符号ィ匕により変調されているため、その反射波もしくは散 乱波もまた符号ィ匕変調されたものとなっているから、受信部 14で復号ィ匕処理を行う。
[0040] 受信部 14の構成と動作について、具体的に説明する。受信部 14は、図 1に示した ように、増幅器 34、 AZD変換器 36、第 1復調器 40、整相加算部 42、第 2復調器 44 、信号処理部 46を備えている。増幅器 34、 AZD変換器 36、および第 1復調器 40 は、探触子 10の振動子と同じ数だけ配置されている。増幅器 34は、各振動子の受 信信号をそれぞれ TGC (Time Gain Compensation)処理により増幅し、 AZD 変翻 36は、アナログの受信信号をデジタル信号に変換する。第 1復調器 40は、そ れぞれの受信信号について、 codelによる符号化を復調する第 1段階の復調を行う 。整相加算部 42は、すべての第 1復調器 40から復調後の信号を受け取って整相し 加算する。第 2復調器 44は、整相加算により 1つに束ねられた受信信号を処理する ため 1台であり、受信信号について、 Code2による符号化を復調する第 2段階の復調 を行う。
[0041] 第 1復調器 40は、図 4に示したように、信号用レジスタ 60と、復調符号記憶部 64と 、係数用レジスタ 66と、第 1復調フィルタ 62とを備えている。これらによる復調の動作 を図 5を用いて説明する。信号用レジスタ 60は、 AZD変換器 36によってデジタル信 号に変換された受信信号 (IN1)を保持する。復調符号記憶部 64には、送信部 12の 符号記憶部 51に格納されているすべての種類の変調符号 (codel)にそれぞれ対 応する複数の復号符号 (decode 1)が予め格納されている。復調符号記憶部 64は、 制御部 20からの指示により、送信部 12にお 、て code 1として使用して 、る符号に対 応する種類の復号符号 (decode 1)を係数用レジスタ 66に出力する。係数用レジスタ 66は、復調符号記憶部 64から出力された decode 1を保持する。第 1復調フィルタ 62 は、係数用レジスタ 66に保持されている decodelの符号係数と信号用レジスタ 60に 保持されている受信信号の値とを制御部 20の指示に従って積和演算することにより 、 codelについて受信信号を復調し、信号 (OUT1)を得る。なお、復調フィルタ 62 は、 FIRフィルタ等により構成され、予め必要とされる次数のものを用意しておく。
[0042] 例えば、 codelがバーカー符号である場合には、 codelの係数を時間軸について 反転させた整合フィルタ係数、係数の大きさが 1ではない不整合フィルタ係数、また は、 codelとの畳み込み演算により 1に近 、値を得るためのデコンボリューシヨンフィ ルタ係数のいずれかを decodelとして用いる。第 1の復調フィルタ 62は、 codelと de codelとを演算することにより、整合フィルタ、不整合フィルタ、デコンボリューシヨンフ ィルタとして動作する。 decode 1として不整合フィルタ係数を用いる場合、 decode 1 の次数が大き 、 (符号長が長 、）ほどタイムサイドローブを低減させることができる。よ つて、バーカー符号を用いる場合、必要とされるタイムサイドローブレベルとなる次数 (例えば 31次）の decode 1を演算可能な演算能力の第 1復調フィルタ 62を用意する 。一方、 codelがゴレイ符号である場合には、 decodelとしては codelの係数を時間 軸について反転させた整合フィルタ係数を用い、第 1復調フィルタ 62は、これらを積 和演算する整合フィルタとして動作する。よって、ゴレイ符号の場合に第 1復調フィル タ 62に必要な演算能力は、符号長 (符号要素数)と同じ次数の decodelを演算でき るものであればよぐ例えば符号長 4のゴレイ符号の場合 4次の演算能力で足りる。こ のように codelとして用いる符号の種類および decodelの種類により、第 1復調フィ ルタ 62に必要とされる演算能力は異なる。よって、第 1復調フィルタ 62としては、符号 記憶部 51に予め格納する符号の種類によって必要となる最大次数の演算能力を有 するものを備えておく。これにより、 codelとしてどの符号を選択した場合であっても、 第 1復調フィルタ 40によって復調することができる。
[0043] 上述したように、各第 1復調器 40のそれぞれによって、符号間隔の大きい codelに よる符号化が復調された受信信号 OUT1は、整相加算器 42により所定の異なる遅 延時間ずつ位相を遅延させた後加算されることにより、 1つの受信信号に束ねられる 。これにより、受波時のフォーカシングが実現される。加算された受信信号は、 code2 による符号ィ匕はまだ復調されていないままである。よって、第 2復調器 44によって cod e2による符号化が復調される。
[0044] 第 2復調器 44は、図 4に示したように第 1復調器 40と同様の構成であり、信号用レ ジスタ 68と復調符号記憶部 72と係数用レジスタ 74と第 2復調フィルタ 70とを備えて いる。第 2復調器 44による復号処理を図 6を用いて説明する。復調符号記憶部 72に は、符号記憶部 50に格納されているすべての種類の変調符号 (code2)にそれぞれ 対応する復号化符号 (deCOde2)が予め格納されている。復調符号記憶部 72は、制 御部 20の指示により、送信部 12で選択された code2に対応する decode2を係数用 レジスタ 74に出力する。これにより decode2は、係数用レジスタ 74によって保持され る。第 2復調フィルタ 70は、信号用レジスタ 68に保持される整相加算 42の出力信号 を、係数用レジスタ 74に保持されている decode2の係数と積和演算することにより復 調し、復調後の受信信号 (OUT2)を得る。これにより受信信号は、すべての符号ィ匕 変調が復調され、時間軸方向に受信信号のエネルギーが収束され、被検体の反射 強度を反映した振幅を有する短パルス信号となる。なお、第 2復調フィルタ 70の復調 処理の動作は、第 1復調フィルタ 62と同様である。また、第 2復調フィルタ 70としては 、code2の種類によって必要となる最大次数の演算能力を有する。
[0045] このように、受信部 14によって、 2段階に復調された受信信号は、信号処理部 46に 受け渡され、制御部 20により指示された所定の信号処理が必要に応じて行われる。 例えば、 codelおよび code2の少なくとも一方にゴレイ符号のような相補系符号を用 いた場合、符号を反転させて行った 2回以上の送受信の受信信号を加算する。これ により、被検体の反射強度を反映した振幅を有する短パルス信号を得る。以上が受 信部 14の構成および処理である。画像構成部 16は、信号処理された画像構成を行 うことにより、超音波像 (例えば、 Bモード像、 Mモード像)を構成し、表示部 18に表示 させる。
[0046] 図 6の受信信号 (OUT2)には図示していないが、符号化送受信技術では、復調に よって受信信号のエネルギーを時間軸方向に収束させる際に、本来の得るべき信号 の前後にタイムサイドローブと呼ばれる不要信号が生じる。本実施の形態の超音波 診断装置では、回路規模を増大させることなぐタイムサイドローブを低減できるという 第 1の効果が得られる。また、ダイナミックフォーカスのフォーカス段切り換えに伴う復 調エラー防止ができるという第 2の効果も得られる。
[0047] まず、第 1の効果について図 7 (a)—図 7 (c)を用いて説明する。図 7 (a)、図 7 (b) は、比較例として、図 1の構成の第 2の復調器 44を用いず、第 1の復調器 40のみで 一括復調を行う構成とした場合の復調後の受信信号の波形を示す図である。図 7 (a )は、第 1の復調器 40の復調フィルタ 62として、次数 (タップ数） 63の不整合フィルタ を用い、図 7 (b)では、タップ数 131の不整合フィルタを用いている。なお、送信信号 の変調符号は、符号長 4と符号長 5のバーカー符号を合成した図 3の符号長 20の co deXを用い、比較例の復調フィルタ 62で用いる復号符号 decodelとしては、 codeX を 1段階で復調可能なものを用いている。 [0048] 63タップの不整合フィルタを用いる比較例の場合、図 7 (a)に示すようにタイムサイ ドローブの信号レベルは、 0. 5dB程度となっており、タイムサイドローブの信号レべ ルが比較的大きい。一方、 131タップの不整合フィルタを用いた比較例の場合、図 7 (b)のようにタイムサイドローブの信号レベルが 0. 02dB程度まで低減されている。こ れら 2つの比較例により、復調フィルタのタップ数を増やすことにより、タイムサイド口 ーブの信号レベルを抑制できることがわかる。しかしながら、復調フィルタにはタップ 数分の演算回路が必要であるため、 131タップの復調フィルタを用いる比較例では、 探触子 10の振動子数を k個とすると 131 X k個の演算回路が必要であり、回路規模が 増大する。
[0049] 一方、本発明の第 1の実施の形態の構成では、変調符号 Code2と変調符号 codel を合成した合成変調符号 codeXを用いることにより、第 1復調器 40と第 2復調器 44 の 2段階に分割して復調することができる。このため、第 1および第 2の復調フィルタ 6 2、 70として、それぞれ 31タップの不整合フィルタを用いた場合であっても、復調後 の受信信号の波形を図 7 (c)に示したように、タイムサイドローブの信号レベルは 0. 0 3dB程度となり、図 7 (b)の場合と同等以上のタイムサイドローブの低減効果 (リジエタ シヨン効果)がある。し力も、演算回路数は、第 1復調フィルタ 62に必要な 31 X k個と 第 2復調フィルタ 70に必要な 31個であり、フィルタの演算回路数は計 (31 X k) + 31で ある。よって、 131タップのフィルタを用いる比較例（131 X k個）の半分以下の演算回 路数で同等以上のタイムサイドローブ低減効果が得られる。このように、本実施の形 態では、タイムサイドローブのリジェクシヨンレベルを所望レベルに維持しつつ、 1段 階で一括的に復調処理を行うときよりも回路規模を小さくできる。
[0050] この第 1の効果は、変調符号がバーカー符号の場合に限られるものではなぐ例え ばゴレイ符号を用いる場合であっても同様である。一例として変調符号の符号長を 6 4とすると、 1段の復調フィルタで復調するには 64次の整合フィルタが必要であり、演 算回路数 64 X k個が必要である。しかし、同じ符号長 64の符号を用いる場合であつ ても、符号長 8と符号長 8の符号を合成した変調符号 codeXを用いると、復調フィルタ 62、 70としてそれぞれ 8次の整合フィルタを用いることができ、（8 X k) + 8個の演算回 路で実現できる。よって、回路規模を 1Z4近くまで低減できる。 [0051] つぎに、ダイナミックフォーカスのフォーカス段切り換えに伴う復調エラー防止という 第 2の効果につ ヽて説明する。本実施の形態の超音波診断装置では画像分解能を 向上させるため、受信時のフォーカシング技術として公知のダイナミックフォーカス処 理機能が整相加算部 42に実装されている。ダイナミックフォーカス技術では、被検体 の深度方向に設定した複数のサンプリング点 (反射源）が複数のフォーカス段にダル ープ化され、フォーカス段ごとにフォーカスデータが共通に設定される。このフォー力 スデータを用いて整相加算部 42で受信信号を整相することにより、深度方向に比較 的広 、範囲で受波時の超音波ビームを集束させることが可能となる。フォーカスデー タは、フォーカス段が変わるごとに切替えられる。具体的には、図 8 (a)に示すように、 整相加算部 42は、フォーカス段 Fnにお 、てはフォーカスデータ Aを用いて受信信号 を整相する力 設定時間 Tにフォーカスデータ Bを用いるフォーカス段 Fn+1に切替え る。
[0052] このようなダイナミックフォーカス処理を行う超音波診断装置に符号ィ匕送受信技術 を採用し、整相加算後に復調する構成とすると、受信信号の 1つの符号要素に対応 する受信信号波形の途中でフォーカス段の切り換え処理が行われる可能性がある。 例えば、図 3に示した合成変調符号 codeXにより送信波形を変調した場合、図 8 (b) に示すような符号化された受信信号が得られる。この受信信号は、符号間隔の長い c odelの符号要素 D— 2、 · ··、 D、 'D + 2と、これら符号要素をさらに符号化する code 2に対応する符号要素によって変調されている。このような符号化受信信号のひとつ の符号要素 Dの受信信号波形の途中でフォーカス段の切り換えが行われると、符号 要素 Dの前半はフォーカス段 Fnの処理時間に属する力 後半はフォーカス段 Fn+ 1 の処理時間に属し、異なるフォーカスデータで整相されるために符号要素 Dの受信 信号波形は時間 Tにおいて不連続となる。このため、符号要素 Dの復調処理は正常 に行われなくなり、発生したエラーに起因して復調後の信号に図 9 (a)に示すようなタ ィムサイドローブが生じる。この現象は、復調エラーになる符号要素を構成する符号 長が大き 、ほど顕著に現れる。
[0053] これに対し、本実施形態では、整相加算部 42の前後に第 1復調器 40と第 2復調器 44を配置し、整相加算部 42の前段で符号間隔 (符号要素の時間幅)が大きい変調 符号 codelを復調処理し、整相加算部 42の後段で符号間隔が小さい変調符号 cod e2を復調処理している。これにより、整相部 42に入力される前に、符号間隔が大きい 符号要素は復調済みであるため、整相時のフォーカス段切り換えによる不連続処理 が符号間隔の大きい符号要素の途中で行われることがない。よって、タイムサイド口 ーブを低減できる。なお、符号間隔の小さい code2の符号の途中でフォーカス段切り 換えは生じることはある力 エラーになる符号要素数は code2の 1つの要素のみであ るため、それによつて生じるタイムサイドローブは小さい。
[0054] なお、本実施の形態では、整相加算部 44の前後に第 1復調器 40と第 2復調器 44 を配置することにより、フォーカス段の切替えの不連続処理に起因するタイムサイド口 ーブを低減しているが、超音波診断装置における不連続処理は、送受切り換えスィ ツチ群 13に内蔵される可変開口選択部での口径切り換え処理や、増幅器 34が行う TGC処理の増幅率の切り換え等でも生じるため、それによる復調エラーのタイムサイ ドローブのレベルが大きい場合には、その前後に復調器 40、 44を配置することが可 能である。すなわち、可変開口選択部の前後、または、増幅器 34の前後に第 1復調 器 40と第 2復調器 44を配置することにより、口径切り換え処理による受信波形不連 続で生じる復調エラー、または、 TGC増幅率切り換え処理による受信波形不連続で 生じる復調エラーのタイムサイドローブを低減することが可能である。なお、 AZD変 換器 36の前段に第 1および第 1復調器 40、 44を配置する場合には、アナログ信号 用の復調器を用いる。
[0055] 以上、第 1の実施形態について説明してきたが、本発明は第 1の実施の形態の構 成に限られるものではない。例えば、第 1の実施の形態では、合成変調符号 codeX を 2種類の変調符号 codel、 code2から合成する例を説明した力 3以上の符号を合 成して合成変調符号を得ることも可能である。その場合、複数の変調符号のうち第 2 の変調符号により第 1の変調符号の符号要素を変調して合成変調符号を形成し、さ らに、制御部 20からの指令に応じて、形成した合成変調符号の符号要素を別の変 調符号により変調すればよい。
[0056] また、第 1の実施の形態では、整相部 42により 1段階で整相加算を行っているが、 探触子 10を構成する振動子（出力チャンネル)を複数のグループに分け、各グルー プ毎に配置された第 1の整相加算部で受信信号を整相加算し、全ての第 1の整相加 算部の出力をさらに第 2の整相加算部で整相加算する構成にすることも可能である。 この技術は、例えば特開平 2003— 225237号公報に記載されている。この場合、第 1の整相加算部の後段に第 1復調器 40をそれぞれ配置し、第 2復調器 44の後段に 第 2復調器 44を配置することができる。これにより、図 1の構成よりも第 1復調器 40の 数を低減できるため、さらに回路規模を低減できる。
[0057] 第 1および第 2の変調符号 code 1および code2の符号の種類は、撮像部位の特性 や診断内容、撮像装置に配置可能な演算回路数等に応じて、適宜選択することがで きる。 codelと code2とが異なる種類の符号であってもよい。例えば、図 3に示した co de2は、上述の説明ではバーカー符号として用いた力 この符号列は、符号長 4のゴ レイ符号と同じであるので、ゴレイ符号として用いることも可能である。この場合、 code Xは、バーカー符号の codelとゴレイ符号の code2との合成符号となるので、 code2 を復調する第 2復調器では、 decode2として code2を時間軸について反転させたも のを用い、第 2復調フィルタ 70をゴレイ符号用の復調フィルタとして機能させる。
[0058] なお、ゴレイ等の相補的符号は、送受信を 2回以上繰り返す必要があるが、復調フ ィルタの次数が比較的小さくなることから、振動子数分必要とされる第 1復調器 40で 復調する符号 code 1として用 ヽた場合、効果的に装置全体の演算回路規模を低減 できる。一方、バーカー符号やチヤープ符号は、 1回の送受信により血流や造影剤な ど動きを伴う検査部位力 情報を抽出することができるという特長があるため、短時間 撮像に適している。このように種類が異なる複数の符号を組み合わせることにより、撮 像部位の特性に応じて、各変調符号の長所を必要に応じて使い分けることができる とともに、回路規模を小さくしつつタイムサイドローブを低減できる。
[0059] 上述してきたように、本実施の形態では、バーカー符号、ゴレイ符号、チヤープ符号 等の一般的な符号力 生成した合成変調符号を用いるが、合成変調符号は、一般 的な符号を単純に組み合わせたものではなぐ 2以上の符号を合成していることに本 発明の特徴がある。すなわち、一方の符号の全ての符号要素で、他方の符号のそれ ぞれの符号要素を変調することにより、上述してきた回路規模低減という第 1の効果と 、タイムサイドローブ低減という第 2の効果とを同時に得ることを可能にしたものである [0060] (第 2の実施の形態）
本発明の第 2の実施の形態の超音波診断装置について図 10を用いて説明する。 第 2の実施の形態の超音波診断装置は、第 1復調器 40の配置を整相加算部 42の後 段としている。これ以外の構成は、第 1の実施の形態と同様である。
[0061] 第 1復調器 40を整相加算部 42の後段に配置する図 10の構成は、第 1の実施の形 態で説明したフォーカス段切り換えに伴うタイムサイドローブ低減という第 2の効果は 得られないが、復調時のタイムサイドローブを低減しながらの回路規模低減という第 1 の効果は十分得られる。というのは、整相加算部 42の後段に第 1復調器 40を配置す ることにより、第 1復調器 40を探触子 10の振動子ごとに配置する必要がないため、第 1復調器 40は第 2復調器 44と同じく 1台のみでよぐ第 1の実施の形態の構成よりもさ らに回路規模は低減される。しかも、第 1復調器 40と第 2復調器 44の 2段構成とした ことにより、従来の 1段構成の場合よりも 1つの復調機器の回路規模が低減される。例 えば、図 7 (b)と同様に、整相加算部 42の後段に 1段構成の復調器を配置する比較 例では、 131タップの復調フィルタを用いる必要がある力 第 2の実施の形態のように 復調器 40, 44の 2段構成にするばあいには、図 7 (c)と同様に 31タップ 2段で 131タ ップ 1段と同等レベル以下にタイムサイドローブを低減できる。 31タップ 2段の演算回 路数は 31 X 2 = 62個であるから、 131タップ 1段の場合の約半分の演算回路規模で ありながら同等以上のタイムサイドローブ低減の効果が得られる。
[0062] なお、第 1および第 2復調器 40、 44は、いずれも整相加算部 42の後段に配置され るため、第 1および第 2復調器 40、 44はどちらが前段であってもよぐ整相加算部 42 の後段に第 2復調器 44を、さらにその後段に第 1復調器 40を配置しても力まわない
[0063] (第 3の実施の形態）
本発明の第 3の実施の形態の超音波診断装置について図 11を用いて説明する。 第 3の実施の形態の超音波診断装置は、第 2復調器 44の配置を整相加算部 42の前 段としている。これ以外の構成は、第 1の実施の形態と同様である。
[0064] 第 2復調器 44を第 1復調器 40とともに整相加算部 42の前段に配置する図 11の構 成は、整相加算の前に受信信号の復調が完了するため、第 1の実施の形態で説明 したフォーカス段切り換えに伴う復調エラーによるタイムサイドローブが発生しないと いう効果が得られる。一方、第 2復調器 44を探触子 10の振動子の数分配置する必 要があるため、回路規模低減の効果は第 1および第 2の実施の形態よりは小さくなる 力 従来のように 1段構成の復調器を整相加算部 42の前段に配置する場合と比較 するとその効果は十分得られる。というのは、整相加算部 42の前段に 1段構成の復 調器を配置する比較例では、図 7 (b)と同様に 131タップの復調フィルタを用いる必 要があるため、振動子の数を k個とすると演算回路数は 131 X k個必要であるが、図 11のように 2段構成にすることにより図 7 (c)と同様に 31タップ 2段で 131タップ 1段と 同等レベル以下にタイムサイドローブを低減できる。よって、演算回路数は 31 X k X 2 = 62 X k個ですむ力 、 131タップ 1段の場合の約半分の演算回路規模でありなが ら同等以上のタイムサイドローブ低減の効果が得られる。
[0065] なお、第 1および第 2復調器 40、 44は、いずれも整相加算部 42の前段に配置され るため、第 1および第 2復調器 40、 44はどちらが前段であってもよぐ探触子 10の後 段に第 2復調器 44を、さらにその後段に第 1復調器 40を配置しても力まわない。
[0066] (第 4の実施形態）
本発明を適用した超音波診断装置の第 4の実施形態について図 12を用いて説明 する。図 12の構成が第 1の実施形態と異なる点は、送波波形生成部 24に合成符号 記憶部 90が配置され、 2種類の変調符号 code 1、 code2を予め合成した複数の合成 変調符号が格納されていることである。そのうちの 1つの合成変調符号 codeXを合成 符号選択部 88が制御部 20からの制御信号に応じて選択する。選択された codeXを 波形選択部 32に受け渡される。一方、第 1復調器 40、第 2復調器 44は、選択された codeXを構成する codel、 code2に対応する decodel、 decode2を選択する制御信 号が制御部 20から出力される。他の構成は第 1の実施の形態と同じである。
[0067] 第 4の実施形態によれば、第 1の実施形態の場合よりも、合成変調符号を生成する 構成が簡素になるため、回路規模を小さくすることができる。また、合成復調符号記 憶部 90に複数種類の合成変調符号を格納しておくことにより、撮像部位の特性に応 じた合成変調符号を選択することが容易になるため、装置の使い勝手を向上させるこ とができる。なお、本実施形態は、第 2、第 3の実施形態と適宜組み合わせることがで きる。
[0068] (第 5の実施形態）
本発明を適用した超音波診断装置の第 5の実施形態について図 13 (a)、図 13 (b) ないし図 16を参照して説明する。生体組織や血流像の超音波像の画像分解能を向 上させるために、造影エコー法 (コントラストエコー法)やティッシュハーモニックィメー ジング法などが行われる。造影エコー法は、被検体に超音波造影剤を投与し、投与 した超音波造影剤のマイクロバブルにより反射した超音波の高調波成分 (例えば、 2 次高調波、 3次高調波）に基づいて超音波像を再構成する技術である。ティッシュハ 一モニックイメージング法は、超音波が生体内を粗密波伝播する際に音圧差による 音圧変化によって超音波に波形歪みが生じることに着目し、生じた波形歪みに起因 する高調波成分に基づ ヽて超音波像を再構成する技術である。このような造影ェコ 一法やティッシュハーモニックイメージング法にぉ 、ては、高調波成分を強調する撮 像方法を用いることにより、高調波成分に基づく超音波像を鮮明に再構成することが できる。本実施の形態では、第 1一第 4の実施形態で説明した合成変調符号を用い る技術を応用することにより、受信信号の高調波成分を強調することができる。以下 に、反射信号の 2次高調波を強調する場合を例に説明する。
[0069] 本実施形態の超音波診断装置は、図 13 (a)に示したように、第 1の実施の形態の 超音波診断装置と基本的に同様の構成であるが、送波波形生成部 24の符号合成 部 56に位相変調部 130が備えられている点と、波形記憶部 26には予め 0° 、90° 1 80° の少なくとも 3種類の波形が格納されている点が第 1の実施の形態とは異なる。 また、受信部 14の信号処理部 46には、図 13 (b)のように、所望の高調波の周波数 帯域信号を通過させ、他の周波数帯域をカットする帯域制御フィルタ (例えばバンド パスフィルタ） 140が内蔵される点で第 1の実施の形態とは異なる。位相変調部 130 は、符号合成部 56が第 1の実施の形態と同様に合成した合成変調符号 codeXの各 符号要素について基本波に対する位相シフト量を決定し、位相シフト量で表される c ode Yを生成する処理を行う。この位相シフトした code Yの符号要素の位相シフト量 に応じて波形記憶部 26の 3種類の波形が選択される。また、信号処理部 46の帯域 制御フィルタ 140は、強調したい所望の高調波（2次高調波）の周波数を通過させ、 基本波を減衰させカットする。
[0070] 符号合成部 56の動作について説明する。符号合成部 56は、図 14に示したように、 まず第 1の実施の形態と同様に code2の係数と codelの係数とを掛け合わせ、合成 変調符号 codeXを生成する。変調符号 Xの係数は、以下の通りとなる。
<合成変調符号 codeXの変調符号係数 >
合成変調符号 codeXの変調符号係数
= (変調符号 codelの変調符号係数） X (変調符号 code2の変調符号係数）
= { + 1Χ ( + 1、 +1、 一 1、 +1)、
+ 1X ( + 1、 +1、 ー1、 +1)、
+ 1X ( + 1、 +1、 ー1、 +1)、
一 1X ( + 1、 +1、 一 1、 +1)、
+ 1X ( + 1、 +1、 一 1、 +1)}
、 —1、 +1、 +1、 — 1、 +1}
[0071] 位相変調部 130は、合成変調符号 codeXの各符号要素について、その符号要素 を得るために掛け合わせた変調符号 code2の係数の負の係数と変調符号 code 1の 係数の負の係数の合計 (次数)をカウントする。すなわち、 codeXの符号要素毎に、 合成時に「負の極性 (一 1)」の乗算次数をカウントする。例えば、 COde2の係数が +1 、 codelの係数が +1であった場合、それを掛けて得た codeXの係数 +1の符号要 素の次数は 0である。 code2の係数が +1、 codelの係数カ 1であった場合、それら 力 得た codeXの— 1の符号要素は、— 1を 1回掛けて得られているのでその次数は 1 である。 code2の係数カ 1、 codelの係数カ 1であった場合、それら力 得た code Xの + 1の符号要素の次数は、 1を 2回掛けて得られているのでその次数は 2である
[0072] したがって、図 15において合成変調符号 codeXの各符号要素について示したよう に、 1番目、 2番目の符号要素は、次数 0である。 3番目の符号要素は、次数 1である 。 4番目の符号要素の次数は 0である。 15番目の符号要素は、ー1が 2回乗算されて いるため、次数 2である。
[0073] 位相変調部 130は、カウントした次数に応じて、合成変調符号 codeXの各符号要 素に基本波に対する位相シフト量を決定し、位相シフト量で表される code Yを生成 する。次数 0には基本波を、次数 1には位相シフト量 90° を、次数 2には位相シフト 量 180° を割り当てる。これ〖こより、図 15に示したように、合成変調符号 code Yの 1番 目、 2番目の符号要素は、次数 0であるから 0° となる。 3番目の符号要素は、次数 1 であるから 90° である。 4番目の符号要素は、次数 0であるから量 0° である。他の符 号要素も同様に次数に応じて基本波に対する位相シフト量が決定される。 15番目の 符号要素については、次数 2であるため 180° となる。このように得られた合成変調 符号 code Yの各符号要素の位相シフト量は、以下のとおりとなる。
<合成変調符号 code Yの各符号要素の位相 >
{ 0° , 0° , 90° 、 0° 、
0° , 0° 、 90° 、 0° 、
0° , 0° 、 90° 、 0° 、
90° 、 90° 、 180° 、 90° 、
0° , 0° , 0° , 0° }
[0074] 波形記憶部 26には、基本波 0° と、それに対する位相シフト量 90° 、 180° 、 270 ° の波形が図 16に示したように予め格納されている。波形選択部 32は、 code Yの符 号要素ごとにその位相シフト量に対応する波形を波形記憶部 26から出力させる。
[0075] このような合成変調符号 codeYを用いた符号ィ匕送受信の動作にっ 、て、超音波造 影剤を投与する場合を一例として説明する。まず、超音波造影剤が被検体に投与さ れる。そして、送信部 12から探触子 10に合成変調符号 codeYの波形の送信信号が 供給される。これによつて、探触子 10から符号ィ匕超音波ビームが送波される。超音波 造影剤のマイクロバブルにより反射した符号ィ匕反射エコー信号が探触子 10により受 波される。探触子 10から出力される受信信号は、 codeYで変調されているので、第 1 復調器 40と第 2復調器 44によって復調されるが、このとき用いられる復調符号は第 1 の実施の形態と同じく、合成変調符号 codeXを構成した code 1と code2にそれぞれ 対応する decodelと decode2である。すなわち、第 1復調器 40で decode 1を用いて code 1を復調し、第 2復調器 44で decode2を用いて code2を復調する。
[0076] このように codeXを 1の乗算次数に応じて位相シフトさせた code Yの波形を、 cod eXを復調するときと同じように復調することにより、第 2次高調波が強調された受信信 号が得られる。この受信信号には、復調した段階では、基本波も含まれているので、 信号処理部 46において周波数制御フィルタ 140により基本波を減衰させることにより 、さらに第 2次高調波成分が強調される。このとき第 2次高調波が強調されているので 、基本波力も容易に分離することができるとともに、 SN比の大きな 2次高調波を得る ことができる。よって、得られた 2次高調波成分に基づき画像構成部 16で超音波像が 構成することにより、超音波像の画像分解能を向上させることができる。
[0077] なお、本実施形態では、 2次高調波を強調する場合を例に説明したため、合成変 調符号 codeXの各符号要素を、（一 1)の次数に応じて基本波に対して 90° づっ位 相をシフトさせている力 2次高調波に限らず、 3次以上の高調波を強調することも可 能である。例えば、 3次高調波を強調させるときは、次数に応じて位相を 60° づっシ フトさせ、 4次高調波を強調させるときは、次数に応じて位相 45° づっシフトさせれば よい。要するに、反射エコー信号の M次高調波成分 (M : 2以上の整数)を強調すると きは、合成変調符号の各符号要素の (- 1)の次数を N (N :整数)とすると、各符号要 素を基本波に対して（180° /M) X Nだけ位相シフトさせる。同時に、信号処理部 4 6の帯域制御フィルタ 140の通過帯域を、 M次高調波成分 (M： 2以上の整数)の周 波数帯域を通過させ、他の帯域をカットするものを用いる。
[0078] なお、本実施形態では、合成変調符号 codeXを 2つの符号 codel , code2から合 成して 、るため符号要素の (一 1)の次数は最大 2であり、 2次高調波を強調して 、る ので位相シフト量は最大で 180° であった。しカゝしながら、合成変調符号 codeXを 3 つの符号 codel , code2, code3から合成することも可能である。 3つの符号から cod eXを合成する場合には、符号要素の (-1)の次数は最大 3となるため、次数 3に対し ては位相シフト量 270° を割り当てる。その場合、図 16のように位相シフト量 270° の波形を予め波形記憶部 26に格納しておき出力させる構成とする。
[0079] なお、合成変調符号として codeXとしては、第 1の実施の形態と同様に、種々の符 号を組み合わせることが可能であるが、ゴレイ等の相補系符号を用いる場合には、符 号を反転させて 2回以上送受信を行って、受信信号を加算する処理を信号処理部 4 6で行う。また、復調器 40, 44の配置については、第 2または第 3の実施の形態の構 成〖こすることができる。図 12の第 4の実施の形態のように直接 codeYを合成符号記 憶部 90に記憶させておくことも可能である。
[0080] (第 6の実施形態）
本発明を適用した超音波診断装置の第 6の実施形態について図 17ないし図 19を 参照して説明する。前述した第 5の実施形態では、復調後の受信信号に基本は成分 が含まれているため、これを帯域制御フィルタ 140によりカットする構成であつたが、 本実施の形態では、符号化送受信を 2回行い、受信信号を加算することにより、基本 波成分を相殺しつつ高調波成分を強調する。
[0081] 本実施形態の超音波診断装置は、図 17に示したように第 5の実施の形態とほぼ同 様の構成であるが符号合成部 56は、合成変調符号 codeY (第 1の合成変調符号)を 生成する位相変調部 130に加えて、第 1の合成変調符号 code Yの各符号要素の位 相をさらに所定量だけシフトさせて第 2の合成変調符号 codeZを生成する第 2符号生 成部 131を有する。また、図 18に示すように、信号処理部 46は、帯域制御フィルタ 9 6と、帯域制御フィルタ 96から出力された反射信号を一時的に格納するラインメモリ 9 2と、帯域制御フィルタ 96から出力される反射信号とラインメモリ 92から出力されてい る反射信号を加算し合成する合成回路 94を有する。なお、本実施の形態では送受 信を 2回行い、 2回の受信信号を加算することにより基本波成分を相殺しつつ高調波 成分を強調するため、基本的には帯域フィルタ 96は不要である力 ここでは被検体 の体動によって相殺しきれな 、基本波成分を除去するために配置して 、る。
[0082] 符号合成部 56の位相変調部 130は、第 5の実施形態で説明した処理によって図 1 9に示した合成変調符号 codeYを第 1の合成変調符号として生成する。次いで、第 2 符号生成部 131は、第 1の合成変調符号 codeYの各符号要素の位相を 180° だけ シフトさせた第 2の合成変調符号 codeZを生成する。例えば、第 1の合成変調符号 c odeYの各符号要素の位相と、第 2の合成変調符号 codeZの各符号要素の位相は、 次のとおりとなる。
く第 1の合成変調符号 codeYの各符号要素の位相 > 90" 、 90" 、 180" 、 90" 、
0° , 0° , 0° , 0° }
<第 2の合成変調符号 codeZの各符号要素の位相 >
{ 180° 、 180° 、 270° 、 180。
180° 、 180' 、 270° 、 180c
270° 、 270' 、 0° 、 270° 、
180° 、 180' 、 270° 、 180c
[0083] このような第 1の合成変調符号 codeYと第 2の合成変調符号 codeZを用いた符号 化送受信の手順について説明する。まず、第 1の合成変調符号 codeYの送信信号 波形が、送信部 12から探触子 10に供給され、符号ィ匕超音波ビームが送波される。 超音波造影剤のマイクロバブルにより反射した符号ィ匕反射エコー信号が探触子 10 により受波される。探触子 10の各振動子によって電気信号に変換された符号化反射 信号は、第 5の実施形態と同様に、受信部 12によって decodel, decode2による 2 段階の復調処理と整相加算処理がされ、信号処理部 46に第 1の反射信号として出 力される。第 1の反射信号は、第 5の実施の形態で説明したように、高調波が強調さ れている。第 1の反射信号は、帯域制御フィルタ 96を通過後、ラインメモリ 92に一時 的に保持される。ラインメモリ 92に保持される受信信号の波形を図 18 (B)に示す。
[0084] 次に、第 2の合成変調符号 codeZの送信信号波形が送信部 12から探触子 10に供 給されることにより、探触子 10から符号ィ匕超音波ビームが送波される。符号化超音波 ビームの走査ラインは、第 1の合成変調符号 codeYによる符号ィ匕送受信の走査ライ ンと同一になるように制御される。そして、反射エコー信号は、探触子 10により受波さ れ、受信信号は、第 1の合成変調符号 codeYの場合と同様の decodel, decode2 による 2段階の復調処理および整相加算がされた後、信号処理部 46に出力される。 受信信号の波形を図 18 (A)に示す。この受信信号波形は、 codeZが codeYに対し て 180° 位相シフトしているため、ラインメモリ 92に保持されている codeYによる受信 信号波形 (図 18 (B) )に対して、基本波成分は極性が反転しているが、高調波成分 は極性が反転していない。よって、合成回路 94によって合成変調符号 codeYによる 反射信号と合成変調符号 codeZによる反射信号を加算することにより、基本波成分 が相殺され、高調波成分は加算されて強調される（図 18 (C) )。合成回路 94の出力 に基づいて、高調波成分の超音波像が再構成される。
[0085] 本実施形態によれば、合成変調符号 codeZの各符号要素の位相を code Yの各符 号要素に対して 180° だけ位相をシフトさせておくことにより、それぞれの反射信号 の基本波成分は極性が反転して ヽるので、両者を加算することにより基本波成分を 抑制できる。 2次高調波成分は、極性が反転していないので、加算により強調された ものになる。したがって、 2次高調波成分のノイズ比が大きくなることから、超音波像の 画像分解能を向上させることができる。また、帯域制御フィルタ 96を配置しているた め、 2回の送受信の間の被検体の体動によって加算のみでは相殺できない基本波 成分が残存した場合であっても、帯域制御フィルタ 96によってこれを除去することが できる。よって、強調したい高調波にとってはタイムサイドローブとなる残存基本波を 低減することができる。
[0086] 本実施形態では、 180° シフトした 2つの合成変調符号を生成し、同一走査ライン に対し 2回の符号ィ匕送受信を行う例を説明したが、これに限られるものではなぐ 3回 以上の送受信を行うことも可能である。この場合、第 1の合成変調符号と、第 2の合成 変調符号と、第 3の合成変調符号として、 120° ずつ位相をシフトさせたものを符号 合成部 56で生成する。その第 1乃至第 3の合成変調符号によって同一走査ラインに 対し 3回の符号化送受信を行い、各合成変調符号に対応する反射信号を加算すると 、基本波成分を相殺しつつ 3次高調波成分を強調することができる。
[0087] 要するに、同一走査線に対し複数回の符号ィ匕送受信を行うとき、各合成変調符号 の位相関係は、積和すると基本波が相殺したり減少したりすると共に、高調波が増大 する関係になるように、合成変調符号の位相を互いにシフトさせればよい。例えば、 同一走査線に対し複数回 A (A:自然数)の符号化送受信を行うとき、 3回目（B :A以 下の自然数)の符号化送受信で使用される合成変調符号は、（B— 1)回目の符号ィ匕 送受信で使用された合成変調符号に対し、位相が 360° ZAだけシフトされたもの にすればよい。また、符号化送受信回数と各合成変調符号の位相の組合せにより、 複数の高調波や中間周波数を強調することができる。なお、第 1乃至第 4の実施形態 やその変形例を適宜組み合わせることも可能である。
[0088] また、上記第 6の実施の形態では、バーカー符号列等により codeXを生成し、これ を元に codeYを生成している力 合成変調符号として codeXとしては、第 1の実施の 形態と同様に、種々の符号を組み合わせることが可能である。ただし、ゴレイ等の相 補系符号を用いる場合には、 1つの受信信号を得るために符号を反転させて 2回以 上送受信を行って、受信信号を加算する処理を信号処理部 46で行う必要がある。よ つて、 codeYと codeZを用いる場合には、 codeYとその反転符号とで 2回送受を行い 受信信号を加算して codeYに対応する受信信号を得て、さらに、 codeZとその反転 符号とで 2回送受を行い受信信号を加算して codeZに対応する受信信号を得て、そ れら codeX, Yの受信信号を図 18の回路で加算する。したがって、 2次高調波を求 める場合で 4回、 3次高調波では 6回の送受信が必要となる。
[0089] また、復調器 40, 44の配置については、第 2または第 3の実施の形態の構成にす ることができる。また、図 12の第 4の実施の形態のように直接 codeY、 Zを合成符号 記憶部 90に記憶させておくことも可能である。
図面の簡単な説明
[0090] [図 1]本発明の第 1の実施形態の超音波診断装置のブロック図である。
[図 2]図 1の送信部 12のブロック図である。
[図 3]図 2の符号合成部 56で合成される合成変調部符号 codeXを説明する説明図 である。
[図 4]図 1の第 1復調器 40と第 2復調器 44の構成を示すブロック図である。
[図 5]図 4の第 1復調器 40で復調される受信信号の波形と復号符号 decode 1の波形 を示す説明図である。
[図 6]図 5の第 2復調器 44で復調される受信信号の波形と復号符号 deCOde2の波形 を示す説明図である。
[図 7]図 7 (a)は、比較例として 63タップ 1段の復調フィルタで受信信号を復調した場 合の信号波形を示すグラフであり、図 7 (b)は、比較例として 131タップ 1段の復調フ ィルタで受信信号を復調した場合の信号波形を示すグラフであり、図 7 (c)は、第 1の 実施形態の構成で 31タップ 2段の復調器 40, 44で受信信号を復調した場合の信号 波形を示すグラフである。
[図 8]図 8 (a)は、フォーカス段の切り替え前後で用いられるフォーカスデータが異なり 不連続な処理となることを示す説明図であり、図 8 (b)は、図 3 (&)の符号じ0(16 の(：0 delの符号要素 Dの途中でフォーカス段の切り替え処理が生じ、復調エラーとなる場 合を示す説明図である。
圆 9]図 9 (a)は、図 8 (a)で符号要素 Dが復調エラーとなり、受信信号に生じたタイム サイドローブを示すグラフであり、図 9 (b)は、復調エラーが生じない場合の信号波形 を示すグラフである。
圆 10]本発明の第 2の実施形態の第 1および第 2復調器 40、 44の配置示すブロック 部である。
圆 11]本発明の第 3の実施形態の第 1および第 2復調器 40、 44の配置を示すブロッ ク図である。
圆 12]本発明の第 4の実施形態の送信波形生成部 24の構成を示すブロック図であ る。
[図 13]図 13 (a)は、本発明の第 5の実施の形態の送信部 12の構成を示すブロック図 であり、図 13 (b)は、信号処理部 46の構成を示すブロック図である。
[図 14]図 13の位相変調部 130が codeXの符号要素につ!/、て 1の次数をカウントす ることを示す説明図である。
[図 15]図 13の位相変調部 130が codeXの次数から生成する codeYと、 code Yの送 信波形を示す説明図である。
[図 16]図 13の波形記憶部 26に予め格納される基本波、位相 90° 、 180° 、 270° の波形を示す説明図である。
圆 17]本発明の第 6の実施形態の送信部 12の構成を示すブロック図である。
圆 18]本発明の第 6の実施の形態の信号処理部の構成を示すブロック図である。
[図 19]図 17の位相変調部 130が生成する code Yと、第 2符号生成部が生成する cod eZと、それらの送信波形を示す説明図である。 符号の説明
9…入力部、 10···探触子、 12···送信部、 13···送受切り替えスィッチ群、 14…受信 部、 16···画像構成部、 18···表示部、 20…制御部、 22…タイミング信号発生部、 24 …送信波形生成部、 26···波形記憶部、 28···送波アンプ、 32···波形選択部、 34··· 増幅器、 36 AZD変換器、 40···第 1復調器、 42···整相部、 44···第 2復調器、 46 …信号処理部、 50、 51···符号記憶部、 52、 53···符号選択部、 56…符号合成部、 6 0…信号用レジスタ、 62···第 1復調フィルタ、 64···復調符号記憶部、 66···係数用レ ジスタ、 68…信号用レジスタ、 70…第 2復調フィルタ、 72···復調符号記憶部、 74··· 係数用レジスタ、 88···合成符号選択部、 90···合成符号記憶部、 92···ラインメモリ、 94…合成回路、 96…帯域制御フィルタ、 130…位相変調部、 131…第 2符号生成 部、 140…帯域制御フィルタ。

Claims

請求の範囲
[1] 被検体との間で超音波を送受する探触子と、前記探触子を駆動するための送信信 号を出力する送信部と、前記探触子が受波した受信信号を処理する受信部と、前記 受信部の出力する受信信号を用いて超音波像を再構成する画像構成部とを有し、 前記送信部は、複数の変調符号列を合成した合成変調符号列に対応した前記送 信信号を作成して出力し、前記受信部は、前記受信信号について前記合成変調符 号列による変調を復調する復調器を備えることを特徴とする超音波診断装置。
[2] 請求項 1に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、前記合成変調符号 列の符号要素の係数に基づいて波形を順次出力することにより、前記送信信号を生 成することを特徴とする超音波診断装置。
[3] 請求項 1または 2に記載の超音波診断装置において、前記合成変調符号列は、第 1の変調符号列と第 2の変調符号列とを合成したものであり、
前記復調器は、前記第 1の変調符号列による変調を復調するための第 1復調器と、 前記第 2の変調符号列による変調を復調するための第 2復調器とを有し、前記第 1お よび第 2復調器は、前記探触子から出力された前記受信信号を一方の復調器によつ て復調した後、他方の復調器によりさらに復調する構成であることを特徴とする超音 波診断装置。
[4] 請求項 3に記載の超音波診断装置において、前記第 1の変調符号列の符号間隔 は、第 2の変調符号列の符号間隔より大きぐ
前記第 1および第 2復調器は、前記探触子から出力された受信信号を前記第 1の 復調器によって復調した後、前記第 2の復調器により復調する構成であることを特徴 とする超音波診断装置。
[5] 請求項 3または 4に記載の超音波診断装置において、前記探触子は複数の振動子 を含み、前記受信信号は前記複数の振動子のそれぞれから出力され、前記受信部 は、前記振動子のそれぞれから出力された前記受信信号を整相し加算する整相加 算部を有し、
前記第 1復調器は、前記整相加算部で整相加算される前の受信信号を復調する 位置に配置され、前記第 2復調器は、前記整相加算部で整相加算された後の受信 信号を復調処理する位置に配置されていることを特徴とする超音波診断装置。
[6] 請求項 3または 4に記載の超音波診断装置において、前記探触子は複数の振動子 を含み、前記受信信号は前記複数の振動子のそれぞれから出力され、前記受信部 は、前記振動子のそれぞれから出力された前記受信信号を整相し加算する整相加 算部を有し、
前記第 1および第 2復調器は 、ずれも、前記整相加算部で整相加算された後の受 信信号を復調処理する位置に配置されていることを特徴とする超音波診断装置。
[7] 請求項 3または 4に記載の超音波診断装置において、前記探触子は複数の振動子 を含み、前記受信信号は前記複数の振動子のそれぞれから出力され、前記受信部 は、前記振動子のそれぞれから出力された前記受信信号を整相し加算する整相加 算部を有し、
前記第 1および第 2復調器はいずれも、前記整相加算部で整相加算される前の受 信信号を復調する位置に配置されていることを特徴とする超音波診断装置。
[8] 請求項 3または 4に記載の超音波診断装置において、前記第 2の変調符号列の符 号長は、前記第 1の変調符号列を構成する符号要素の符号間隔と同等またはそれ 以下であり、前記合成変調符号列を構成する符号要素数の係数は、前記第 1の変調 符号列の各符号要素の係数と、前記第 2の変調符号列を構成する符号要素の係数 のそれぞれとを掛け合わせたものであることを特徴とする超音波診断装置。
[9] 請求項 1に記載の超音波診断装置にお!、て、前記送信部は、複数種類の変調符 号列の係数が予め格納された符号記憶部と、前記符号記憶部から 2以上の変調符 号列を選択する選択部と、前記 2以上の変調符号列の係数をそれぞれ所望の符号 間隔に調整して合成し、前記合成変調符号列を生成する合成部とを有することを特 徴とする超音波診断装置。
[10] 請求項 1に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、複数種類の前記合 成変調符号列が予め格納された合成符号記憶部と、前記合成符号記憶部から 1つ の合成変調符号列を選択する選択部とを有することを特徴とする超音波診断装置。
[11] 被検体との間で超音波を送受する探触子と、前記探触子を駆動するための送信信 号を出力する送信部と、前記探触子が受波した受信信号を処理し、高調波の強調さ れた受信信号を得るための受信部と、前記受信部の出力する受信信号を用いて超 音波の高調波像を再構成する画像構成部とを有し、
前記送信部は、複数の変調符号列に基づいて生成された、基本波に対する位相 シフト量を符号要素の値とする合成変調符号列に対応する前記送信信号を作成して 出力し、前記受信部は、前記受信信号について前記合成変調符号列による変調を 復調する復調器を備えることを特徴とする超音波診断装置。
[12] 請求項 11に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、前記合成変調符号 列の符号要素の値である前記位相シフト量を表す波形を順次出力することにより、前 記送信信号を生成することを特徴とする超音波診断装置。
[13] 請求項 11または 12に記載の超音波診断装置において、前記合成変調符号列は、 第 1の変調符号列と第 2の変調符号列とに基づいて生成したものであり、
前記受信部は、前記受信信号について前記第 1の変調符号列による変調を復調 するための第 1復調器と、前記受信信号について第 2の変調符号列による変調を復 調するための第 2復調器とを有し、前記第 1および第 2復調器は、前記探触子から出 力された前記受信信号を一方の復調器によって復調した後、他方の復調器によりさ らに復調する構成であることを特徴とする超音波診断装置。
[14] 請求項 13に記載の超音波診断装置において、前記第 1および第 2の変調符号列 の符号要素の係数は、 + 1、 - 1の 2値であり、前記合成変調符号列の符号要素であ る位相シフト量は、前記第 1および前記第 2の変調符号要素を掛けあわせ、掛け合わ せられた 1の次数に応じた大きさの位相シフト量であることを特徴とする超音波診断 装置。
[15] 請求項 14に記載の超音波診断装置において、強調すべき高調波の次数を M、上 記 1の次数を Nとした場合、前記合成変調符号列の符号要素の位相シフト量は、 ( 180° /M) X Nによって定められたものであることを特徴とする超音波診断装置。
[16] 請求項 11ないし 15のいずれか 1項に記載の超音波診断装置において、前記受信 部は、前記第 1および第 2復調器で復調された受信信号から基本波成分を除去する フィルタを有することを特徴とする超音波診断装置。
[17] 請求項 11ないし 15のいずれか 1項に記載の超音波診断装置において、前記送信 部は、前記合成変調符号列の波形信号と、前記合成変調符号列の各符号要素の位 相シフト量をそれぞれ所定の位相量だけさらにシフトさせたもう一つの合成変調符号 列の波形信号を出力し、
前記受信部は、前記 2つの合成変調符号列の送信信号のうち先に出力された波形 信号の受信信号を、後に出力された波形信号の受信信号と合成することにより、基 本波成分を相殺する受信信号合成部を有する超音波診断装置。
[18] 請求項 14に記載の超音波診断装置に置いて、前記送信部は、前記第 1および第 2 の変調符号列を格納する記憶部と、前記記憶部から第 1および第 2の変調符号列を 受け取って 1の次数をカウントし、前記次数に応じて予め定められた位相シフト量を 割り当てる位相差決定部と、予め定められた位相シフト量に対応する複数の波形を 記憶し、前記位相差決定部が決定した位相シフト量に対応する波形を送信信号とし て出力する波形記憶部とを有することを特徴とする超音波診断装置。
[19] 請求項 13に記載の超音波診断装置において、前記送信部は、複数種類の前記合 成変調符号列が予め格納された合成符号記憶部と、前記合成符号記憶部から 1つ の合成変調符号列を選択する選択部とを有することを特徴とする超音波診断装置。
[20] 請求項 13に記載の超音波診断装置において、前記第 1の変調符号列の符号間隔 は、第 2の変調符号列の符号間隔より大きぐ
前記第 1および第 2復調器は、前記探触子から出力された受信信号を前記第 1の 復調器によって復調した後、前記第 2の復調器により復調する構成であることを特徴 とする超音波診断装置。
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