WO2004068754A1

WO2004068754A1 - マルチキャリア受信装置

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Publication number: WO2004068754A1
Application number: PCT/JP2003/000864
Authority: WO
Inventors: Toshiaki Funakubo
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2003-01-30
Filing date: 2003-01-30
Publication date: 2004-08-12
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Abstract

　マルチキャリア信号に含まれる各キャリアを検出するマルチキャリア受信装置に関し、量子化誤差及び不用な輻射が少なく、また開発、製作、及び調整コストを安価にするため、補正信号生成部101が、マルチキャリア信号x(t)を構成する各キャリア信号を抽出するための複数の補正信号y1～y3を、マルチキャリア信号x(t)からディジタルフィルタリングで生成し、減算器22_1～22_3がマルチキャリア信号x(t)から補正信号を減算して出力し、自動利得調整部24_1～24_3は、減算器22_1～22_3の出力信号のレベルを所定レベルに調整して出力し、この出力信号を、AD変換器28_1～28_3はディジタル信号に変換し、このディジタル信号から、ディジタルフィルタ29_1～29_3は各キャリア信号を抽出する。

Description

明細書

リァ受信装置技術分野

本発明はマルチキャリア受信装置に関し、特にマルチキャリア信号に含まれる各キヤリァ信号を検出するマルチキヤリァ受信装置に関するものである。

近年、通信技術の進歩に伴い、伝送される情報は、文字情報、音声情報、音楽情報、靜動画像情報等多岐に渡っている。これらの情報を伝送する方式の 1つであるマルチキヤリァ方式においては、受信側でマルチキヤリァ信号に含まれる各キャリアを確実に分離することが重要である。背景技術

一般的にマルチキャリア受信装置は、信号のレベルを調整する増幅器、各キヤリアを分離するフィルタ等で構成されている。そして、マルチキャリア受信装置には、確実にキャリアを分離するために、増幅器及びフィルタの配置や、増幅器として自動利得調整器や、フィルタとしてアナログフィルタ又はディジタルフィルタを用いる等の工夫がなされている。

図 2は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その 1 ) を示している。この場合の受信装置 ΙΙΟχは、マルチキヤリア（周波数 fl〜f3)を含んだ受信信号 x (t) をその入力レベルに依らず所定のレベルに保つ自動利得調整部 10zと、この調整部 10z の出力信号をディジタルマルチキヤリァ信号 x_A (t)に変換する AD変換器 14z と、信号 x_A (t)から、それぞれ、各キャリアの周波数 fl〜f3帯域のディジタノレバンドパスフィルタ 15za〜15zcを備えている。

自動利得調整部 10zは、増幅器 llzと、信号 ¾ (t)に基づき増幅器 llzの利得 G を決める自動利得制御回路（AGC) 12zと、利得 Gをアナログ信号に変換して増幅器 llzに与える DA変換器 13zと、を備えている。

自動利得調整部 10zは、全キヤリァの合計電力に対し各キヤリァ信号のレベルを最適化する。

図 3は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その 2 ) を示している。この場合の受信装置 110yは、それぞれ、マルチキャリア信号 x (t)に含まれる各キャリァ信号の周波数 fl〜f3と周波数差 f0の周波数 fl'〜f3'の信号を出力するシンセサイザ 31a〜31c (以下、符号 31で総称することがある。）と、シンセサイザ 31の出力信号とマルチキヤリァ信号 x (t)を混合検波して中間周波数 fOのキヤリァ信号を出力するミキサ 32_1〜32— 3とを備えている。

さらに、受信装置 110yは、それぞれ、ミキサ 32_1〜32_3の出力信号を入力する周波数帯域 fOのアナログパンドパスフィルタ 33z_l〜33z_3 (以下、符号 33z で総称することがある。）と、このフィルタ 33zの出力信号を入力して所定のレべルに保つ自動利得調整部 34z一 l〜34z_3と、これらの調整部 34z_l〜34z_3の出力信号をディジタル信号に変換する AD変換器 38_Z_l〜38z一 3 (以下、符号 38zで総称することがある。) を備えている。

自動利得調整部 34z— l〜34z— 3は、図 2に示した自動利得調整部 10zと同様に、それぞれ、増幅器 35z_l〜35z_3 (以下、符号 35z で総称することがある。）、 AD 変換器 38zの出力信号に基づき各増幅器 35zの利得 G1〜G3を制御する自動利得制御回路（AGC) 36z_l〜36z— 3、及ぴ DA変換器 37z_l〜37z_3で構成されている。図 4は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その 3 ) を示している。この場合の受信装置 l lOzは、それぞれ、マルチキャリア信号 x (t)を入力する各キャリア信号の周波数 fl〜f3 を帯域とするアナログバンドパスフィルタ 41z— 1〜 41z_3 (以下、符号 41zで総称することがある。）と、このフィルタ 41zの出力信号のレベルを所定のレベルに調整する自動利得調整部 42z_l〜42z— 3 (以下、符号 42zで総称することがある。) を備えている。

さらに、受信装置 l lOzは、調整部 42z_l〜42z_3の出力信号を再合成する合成器 46zと、この合成器 46zの出力信号をディジタル信号に変換する AD変換器 47z と、 AD変換器 47z の出力信号を、それぞれ、キヤリァ信号の周波数帯域 fl〜f3 のディジタルバンドパスフィルタ 48z一 l〜48z_3を備えている。

自動利得調整部 42z一 l〜42z— 3は、図 2に示した自動利得調整部 10zと同様に、それぞれ、増幅器 43z_l〜43z_³、フィルタ 48z一 l〜48z一 3の出力信号に基づき増幅器 43z— l〜43z— 3の利得 G1〜G3を制御する自動利得制御回路 44z—；！〜 44z_3、及ぴ DA変換器 45z_l〜45z_3で構成されている。以上の従来技術に鑑み本発明の課題を以下に説明する。

図 2に示したマルチキヤリァ受信装置 Ι ΙΟχの方式では、ディジタルバンドパスフィルタを採用しているため、微妙な受信周波数の変更が容易であり、アナログバンドパスフィルタを採用した場合と比較して、開発及び製作コストが安い。

しかしながら、マルチキヤリァ信号 x (t)の各キヤリァ信号間のレベル差が大きい場合、出力信号 x_A (t)に含まれるレベルの小さいキャリア信号の情報は、量子化により極めて大きな誤差を持つ。この誤差の影響を無くすように AD変換器のビット数を增やすことは、実用上極めて困難である。

図 3に示したマルチキヤリァ受信装置 110yの方式では、アナログバンドパスフィルタ 33_Zで各キャリア信号を検波した後、自動利得調整を行うため、図 2の従来例（その 1 ) のような AD変換器 38zの所要ビット数不足の問題は解消する。

しかしながら、この従来例の場合には、キャリア信号数分のシンセサイザ 31 及び RF伝送路を必要とする。シンセサイザ 31の数の増加は、すなわち、周波数の異なる発振源数の増加は、回路規模へ影響すると共に、ミキシングによりスプリァス不用輻射により発生する周波数が指数関数的に増加するため、アナログフィルタ等による無線特性への対策が極めて困難になる。

図 4に示したマルチキヤリァ受信装置 Ι ΙΟζの方式では、アナログバンドパスフィルタ 41zがキヤリァ信号を分離し、調整部 42zがキヤリァ信号毎に自動利得調整を行っている。このようにレベルを上げることにより、 AD変換器 47zの所要ビット数不足の問題は解消する。

さらに、合成器 46_Z 、各キヤリァ信号を再度合成したアナログ信号を AD変換した後にベースバンドヘディジタルバンドパスフィルタ 48zで周波数変換を行うため、図 3に示したマルチキヤリァ受信装置 110yのようなスプリァス問題も発生しない。

しかしながら、マルチキヤリァ受信装置 110yの方式では、アナ口グバンドパスフィルタ 41z_l〜41z_3は、それぞれ、周波数 fl〜f3が固定されているため、微妙な受信周波数の変更や流用に対してもアナログフィルタを再度開発する必要があり、製作コストの問題がある。

また、受信する周波数に対応した中心周波数の異なるアナログフィルタを開発しなければならないため、量産効果は 1 /キャリア数となり、この面でも製作コストへの影響が大きい。

なお、従来から開示されているマルチキヤリァ受信方法（図示せず。）としては、マルチキヤリアを含んだ受信信号が入力レベルを自動利得調整してから周波数変換し前記周波数変換された受信信号をキャリア毎に分配する共通部と、前記分配された受信信号を復調しマスターチャネルに対応するキヤリァを受信するためのマスタチャネル部と、前記分配された受信信号を復調しスレープチャネルに対応するキヤリアを受信するための複数のスレーブチャネル部とを備え、前記復調されたキヤリァのレベルと所定の基準電圧との差分を所定範囲内に保つことにより、前記共通部、前記マスターチャネル部、及び前記スレーブチャネル部における自動利得調整を実施する無線通信装置において、前記マスターチャネル部及び前記スレーブチャネル部の何れにおいてもキヤリァを受信しない状態では、前記マスタ一チャネル部で求められた自動利得調整量を使って前記共通部の自動利得調整を実施し、前記マスターチヤネル部又は前記スレーブチヤネル部の何れかがキヤリァを受信した状態では、前記マスターチャネル部及び前記スレーブチャネル部のうちキヤリァを受信した全てのチャネル部で求められた自動利得調整量の平均値を使って前記共通部の自動利得調整を実施しているものもある（例えば、特許文献 1参照）。

(特許文献 1 )

特許公報第 2991194号（第 1頁、図 1 )

このようなマルチキヤリァ受信方法は、共通部、すなわち、図 2〜図 4で示したマルチキヤリァ受信装置 110x〜110zの自動利得調整部に与える制御電圧を、複数のマスタチャネル部及ぴ複数のスレーブチャネル部（すなわち、ベースバンド部）の自動利得調整量に基づき演算しなければならず、共通部は独立していない。従って本発明は、マルチキヤリァ信号に含まれる各キヤリァ信号を検出するマルチキャリア受信装置において、量子化誤差が少なく、不用な輻射が少なく、また開発、製作、及び調整コストの安価なマルチキャリア受信装置を提供することを課題とする。発明の開示

上記の課題を解決するため、本発明のマルチキャリア受信装置は、マルチキヤリァ信号を構成する各キヤリァ信号を抽出するための複数の補正信号を、該マルチキヤリァ信号からディジタルフィルタリングで生成する補正信号生成部と、該マルチキヤリァ信号から該補正信号の内の少なくとも 1つを減算する減算器と、該減算器の出力信号のレベルを所定レベルに調整して出力するシングルキヤリァ用自動利得調整部と、該シングルキヤリァ用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換するシングルキヤリァ用 AD変換器と、該シングルキヤリァ用 AD 変換器の出力信号から各キヤリァ信号を抽出するディジタルフィルタとを備えたことを特徴としている。

すなわち、補正信号生成部は、マルチキャリア信号を構成する各キャリア信号を抽出するための複数の補正信号をデジタルフィルタリングで生成する。減算器は、マルチキャリア信号から補正信号の内の少なくとも 1つを減算して、各キヤリア信号を出力する。

シングルキャリア用自動利得調整部は、各減算器の出力信号のレベルを所定レベルに、例えば、シングルキャリア用 AD変換器のフルスケールを利用するようなレベルに調整して出力し、この出力信号を AD変換器はディジタル信号に変換し、このディジタル信号からディジタルフィルタは各キヤリァ信号を抽出する。

これにより、マルチキヤリァ間のレベル差が大きい場合の量子化誤差を減少させることが可能になる。定性的な説明は後述する。

また、ディジタルフィルタを採用することにより、スプリアス輻射が少なくなるとともに、フィルタの開発、製作、及び調整コストを安価にすることが可能になる。

また、本発明は、上記の発明において、該捕正信号生成部で生成された各補正信号を各キヤリァ信号に対応させることができる。

すなわち、補正信号生成部は、各キヤリァ信号に対応した信号、例えば、各キャリァ信号の周波数帯域のバンドパスフィルタでマルチキヤリァ信号をフィルタリングした信号を、各補正信号とする。

これにより、例えば、減算器は、マルチキャリア信号から特定キャリア信号以外の他のキヤリァ信号に対応した補正信号を減算することで、特定キヤリァ信号を出力することが可能になる。

また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部で生成された各補正信号を、該マルチキヤリァ信号から各キヤリァ信号を除いた信号にすることができる。

すなわち、補正信号生成部は、マルチキャリア信号から各キャリア信号を除いた信号、例えば、特定キャリア信号の周波数帯域のノッチフィルタでマルチキヤリア信号をフィルタリングした信号を、 1つの補正信号として、各キャリア信号に対応した補正信号を生成する。

これにより、例えば、減算器は、それぞれ、マルチキャリア信号から各補正信号を減算することで、各キヤリァ信号を出力することが可能になる。

また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部を、該マルチキヤリァ信号をディジタル信号に変換する補正用 AD変換器と、該補正用 AD変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出する捕正用ディジタルフィルタとで構成することができる。

すなわち、補正信号生成部は、補正用 AD変換器及び補正用ディジタルフィルタで構成されている。補正用 AD変換器は、マルチキヤリァ信号をディジタル信号に変換する。補正用ディジタルフィルタは、補正用 AD変換器のディジタル出力信号から複数の補正信号を抽出する。

これにより、補正信号生成部は、補正用 AD変換器のフルスケールを利用可能な安定したレベルで入力されるマルチキヤリァ信号に対応することが可能である。また、本発明は、上記の発明において、該補正信号生成部を、該マルチキヤリァ信号を所定レベルに利得調整して出力する捕正用自動利得調整部と、該補正用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換する補正用 AD変換器と、該補正用 AD 変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出するディジタノレフィルタと、該複数の補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する利得キャンセラとで構成することが可能である。

すなわち、補正信号生成部は、補正用自動利得調整部、補正用 AD変換器、ディジタルフィルタ、及び利得キャンセラで構成されている。補正用自動利得調整部は、該マルチキャリア信号を所定レベル、例えば、補正用 AD変換器のフルスケールを利用できるようなレベルに利得調整して出力する。補正用 AD変換器は、補正用自動利得調整部のアナログ出力信号をディジタル信号に変換する。

ディジタルフィルタは、補正用 AD変換器のディジタル出力信号から複数の補正信号を抽出する。利得キャンセラは、補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する。

このように補正用自動利得調整部を用いることにより、ディジタルフィルタのフルスケールを利用することが可能になり、マルチキヤリァ信号のレベルが変動する場合においても精度の AD変換が可能になる。

また、本発明は、上記の発明において、該補正用自動利得調整部を、該マルチキヤリァ信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、該補正用 AD変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与える DA変換器とで構成することが可能である。

すなわち、補正用自動利得調整部は、増幅器、自動利得制御回路、及び DA変換器で構成されている。自動利得制御回路は、補正用 AD変換器のディジタル出力信号に基づき増幅器の利得（利得は 1以下の場合もある。）を、例えば、補正用 AD 変換器のフルスケールを有効に用いるように決定して DA変換器に与える。

DA変換器は、利得をアナログ信号に変換して増幅器に与える。増幅器は、マルチキヤリァ信号を該利得で所定のレベルのマルチキヤリァ信号にする。

このように、補正用 AD変換器のフルスケールを利用することが可能になり、マルチキヤリァ信号のレベルが変動する場合においても精度の AD 変換が可能になる

なお、増幅器の出力信号（アナログ信号）に基づき、ディジタルの AGC12及び DA変換器 13の代わりにアナログ AGCで増幅器の利得を調整することも可能である。

また、本発明は、上記の発明において、該シングルキャリア用自動利得調整部を、該減算器の出力信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、該シングルキャリア用 AD 変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与える DA 変換器とで構成することが可能である。

このように、シングルキヤリァ用 AD変換器のフルスケールを利用することが可能になり、シングルキャリア信号のレベルが変動する場合においても精度の AD 変換が可能になる。

また、本発明は、上記の発明において、該減算器の前段に該マルチキャリア信号を該補正信夸生成部の処理時間だけ遅延させる遅延器を、さらに備えることができる。

これにより、補正信号生成部の処理時間に起因する遅延を補正することが可能になる。

さらに、本発明の無線通信装置は、無線マルチキャリア信号を受信するアンテナと、受信したマルチキヤリァ信号を入力する上記の本発明のマルチキヤリァ受信装置とを備えたことを特徴とする。

すなわち、マルチキヤリァ受信装置は、無線通信装置に適用することができる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明に係るマルチキヤリァ受信装置の実施例を示したプロック図である。

図 2は、従来のマルチキャリア受信装置の構成例（その 1)を示したブロック図である。

図 3は、従来のマルチキヤリァ受信装置の構成例（その 2)を示したブロック図である。

図 4は、従栾のマルチキヤリァ受信装置の構成例（その 3)を示したブロック図である。

符号の説明

100， 110x〜110z マルチキャリア受信装置

101 補正信号生成部 102 シングルキャリア検出部

200 アンテナ 10, 10z 補正用自動利得調整部 11， l lz 増幅器

12, 12z 自動利得制御回路 13， 13z DA変換器

14， 14z 補正用 AD変換器

15， 15a〜15c, 15z, 15za〜15zc ディジタルバンドパスフィルタ 16， 16— 1〜16_3 利得キャンセラ 21 遅延器

22， 22— 1〜22— 3 減算器 23, 23— 1〜23_3 DA変換器

24, 24_1〜24— 3 シングルキャリア用自動利得調整部

25， 25_1〜25— 3 増幅器

26, 26_1〜26_3 自動利得制御回路、 AGC

27， 27— 1〜27— 3 DA変換器

28, 28— 1〜28— 3 シングルキヤリァ用 AD変換器

29, 29ー1〜29ー3 ディジタルバンドパスフィルタ

31, 31a〜31c シンセサイザ 32, 32ート 32—3 ミキサ

33z， 33z— l〜33z— 3 アナログバンドパスフィルタ

34z， 34z— l〜34z— 3 自動利得調整部 35z， 35z一 l〜35z_3 増幅器 36z， 36z— l〜36z— 3 自動利得制御回路、 AGC

37z, 37z— l〜37z— 3 DA変換器 38z， 38z— l〜38z— 3 AD変換器

41z, 41z— l〜41z— 3 アナログパンドパスフィルタ

42z, 42z__l〜42z一 3 自動利得調整部 43z, 43z— l〜43z— 3 増幅器 44z, 44z— l〜44z— 3 自動利得制御回路、 AGC

45z, 45z— l〜45z— 3 DA変換器 46z 合成器

47z AD変換器

48z, 48z_l~48z_3 ディジタルパンドパスフィルタ

50, 50一 1〜50一 3 ベースバンド部

fl〜f3, fl'〜f3，周波数 G， G1〜G3 利得

x (t) マルチキヤリァ信号 xl (1 )〜 x3 (t) キャリア信号 x_A (t) ディジタルマルチキャリア信号、サンプル

yl〜y3 補正 1§号

X_k (t)， X₁ (t) ~X₃ (t) アナログシングルキヤリァ信号 Y_k (t) , Υ (1：)〜 Y₃ (t) ディジタルシングルキャリア信号

図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。発明を実施するための最良の形態

図 1は、本発明に係るマルチキャリア受信装置 100の実施例を示している。このマルチキヤリァ受信装置 100は、補正信号生成部 101 とシングルキヤリァ検出部 102とで構成されている。

補正信号生成部 101は、図 2に示したマルチキヤリァ受信装置 ΙΙΟχと同様に構成され、マルチキャリア信号 x (t)を受信する自動利得調整部 10、 AD変換器 14、及ぴディジタルバンドパスフィルタ 15a〜15c (以下、符号 15で総称することがある。）とを備えている。

さらに、補正信号生成部 101は、フィルタ 15の出力信号を、それぞれ、自動禾 IJ 得調整部 10の利得 Gで割った補正信号 yl〜y3を出力する利得キャンセラ 16— 1〜 16—3 (以下、符号 16で総称することがある。) を備えている。

シングルキヤリァ検出部 102は、マルチキヤリァ信号 x (t)を、上述した AD変換器 14、フィルタ 15、及び利得キャンセラ 16の演算時間だけ遅延させる遅延器 21 と、この遅延器 21の出力信号から、それぞれ、所定のキャリア信号以外の補正信号を減算する減算器 22— 1〜22_3 (以下、符号 22で総称することがある。）とを備えている。

例えば、マルチキヤリァ信号 x (t)に含まれるキヤリァ信号 xl (1：)〜 x3 (t)に対応する補正信号が、それぞれ、信号 yl〜y3である場合、減算器 22_1は、キャリア信号 xl (t)から信号 y2 +信号 y3を減算する。

なお、利得キャンセラ 16が、フィルタ 15の出力信号に一 1/Gを掛けて補正信号 yl〜y3を出力しているため、減算器 22_1では、キャリア信号 xl (t)に信号 y2 +信号 y3を加算している。

さらに、シングルキヤリァ検出部 102は、それぞれ、減算器 22— 1〜22— 3の出力信号のレベルを所定のレベルに調整する自動利得調整部 24— 1〜24— 3 (以下、符号 24で総称することがある。）と、これらの調整部 24の出力信号をディジタル信号に変換する AD変換器 28_1〜28_3 (以下、符号²⁸で総称することがある。）と、これらの AD変換器 28の出力信号からキヤリァ信号を検出するディジタルバンドパスフィルタ 29_1〜29— 3 (以下、符号 29で総称することがある。）を備えている。シングルキヤリァ検出部 102は、自動利得調整部 24に入力するキヤリァ信号の検出を、図 3に示したミキサ 32を用いた周波数変換や、図 4に示したアナログパンドパスフィルタ 41zを用いた周波数検出では行わない。

その代わりに、検出部 102は、マルチキャリア信号 x (t)から、所定のキャリア信号以外の補正信号 yl〜y3を減算することにより、所定のキヤリァ信号を検出する。

そして、自動利得調整部 24は、キャリア信号毎に、検出したキャリア信号のレベルを後段の AD変換器 28の全ビットを有効に用いるようなレベルに調整している。すなわち、自動利得調整部 24が各キャリア毎に自動利得調整を行っている。補正信号生成部 101 においても、図 2に示したマルチキャリア受信装置 ΙΙΟχ と同様に、キャリア信号間で受信レベルに大きな差が有ると、レベルの小さなキャリァ信号に対する補正信号はやはり大きな誤差を持つ。

しかしながら、シングルキャリア検出部 102は誤差の大きな補正信号はもともとレベルが小さな信号を打消す為に用いるため、この誤差はキヤリァ検出に対しては問題にならない。

逆に、シングルキャリア検出部 102は精度の高い補正信号を用いて、レベルが大きなキヤリァ信号を打消すため、キヤリァ検出が有効に行われる。

また、フィルタ 15及びフィルタ 29はディジタルフィルタであるため、製作コスト及び調整コストが安く、図 3の従来例（その 2 ) のようなスプリアス問題は発生しない。

なお、ディジタルパンドパスフィルタ 15a〜15cの代わりにノツチフィルタを用いることも可能である。この場合、ノッチフィルタの出力信号を、例えば、捕正信号 y2 +補正信号 y3のようにすることができる。

本発明を以下に定性的に説明する。

図 1において、アンテナ 200を経由して、マルチキャリア受信装置 100に入力される複数のキヤリァ信号の総和である次式（1)で示すことができる。一 L 1 式（1)

一一

ここで、 n ：キヤリァ数、 k ：キヤリァ番号である。

本来は、フェージング等により時間関数となるが、本発明の効果を示すためには、各キャリア毎に定数として扱ってもよい。

この信号 x (t)に対して、自動利得調整部 10において自動利得制御（AGC)を掛けた後、 AD変換器 14でディジタル変換した信号の時刻 t = t。におけるサンプルは、次式（2)で示される。式 (2)

すなわち、サンプルは、最大振幅 ± 1/Lの量子化誤差を持つ。

ここで、 Lは、 AD変換器 14のフルスケールレンジであり、 Gは、自動利得制御回路 12が決定する AGC利得あり、次式（3)で示される。

G a_k=L 式（3) 任意に発生する最大振幅 ± 1/L の量子化誤差は、任意の周波数成分を持つ。この量子化誤差のキヤリァ番号 kのチャネル幅に存在する成分の振幅を a _kとし、最悪条件として量子化誤差の電力が受信帯域に集約しているものとすると、次式（4) が成り立つ。

'式 (4) 規格化のため、 G= l とすると、補正信号の各キャリア成分 y_k (t。）は、次式（5) で示すことができる。 y ）^, ' ·) ±L_k 式 (5)

[ 丄、ムノ J

ここで、 Cは、補正信号生成用ディジタルフィルタの演算ビット数と AD変換器のビット数との差分である。

このキヤリァ成分 y_k (t。）は、図 2に示したマルチキヤリァ受信装置 Ι Ι Οχによるシングルキヤリァ信号と等価であり、この信号の量子化による誤差率は次式（6) で示すことができる。ヽ

'式 (6)

、s八 k

200に入力されたマルチキヤリァ信号 x(t)から補正信号を減算した. 各キヤリァのアナログシングルキヤリァ信号は、次式（7)で示すことができる。 ) ひ。) -∑ „- ∑ 式（⁷⁾ 式（7)は、次式（8)のように示すことができる。

/;— 1

1 1 ^ 1

。 )= ^。）-∑ ,^e ∑ " Σ ⁺ ■ '+ ∑ ," + _n

しム L

j

'式 (8)

リァ検出部 102において、補正信号生成部 101と同一の回路構成の自動利得調整部 24、 AD変換器 28、及ぴディジタルバンドパスフィルタ 29によつて処理されたディジタルシングルキヤリァ信号は、次式（9)で示すことができる _c ゾ（(0 ₀+ ) ― 1 n—ム 1

+— 1- + - '式 (9)

' 2~ 2¹ L

ここで、 G_kは、次式（10)の時間平均である a_kに対し、 G_ka_k=Lとなるように AGC 回路 26によって決定される利得である。

η-ι

k^e 卞 i一 ,. '式（10)

2^C

最悪条件を考慮して、補正信号生成部 101によって発生する量子化誤差と、シングルキヤリァ検出部 102で発生する量子化誤差が同符号すると次式（11)が成立する。

'式（11)

したがって、シングルキャリア信号の量子化による誤差率は、次式（12)で示すと- NSが /ヽで I きる。

た

1 n -2 1 1

1 1一 ¾ +

2^C G_kL

'式（12) 図 2に示した従来のマルチキャリア受信装置 110_Xの誤差率（式 (6)参照）との比は、次式（13)で示される。

_1 η - ι ί 、 1

1 1 -^

,N、 • 2~ 2^C G_kL

Sノん - / 1 、 '式（13)

— ,.

L

ここで、希望波帯域内の誤差成分である a _kに対し、さらに最悪条件として次式 (14)を適用すると、式（13)は、式（15)のようになる。

1

'式（14)

L

'式（15) s人八 sん

L

図 2に示したマルチキヤリァ受信装置 110x、及ぴ本発明の補正信号生成部 101 の入力信号を考慮すると、全てのキヤリァの振幅が最大である時も、 AD変換器 14 により波形を表現できなければならないため、次式（16)が成り立たなければならなレ、。

L

'式（16) の式（16)と、 a_k G_k=Lとから次式（17)が導かれる。

式（17)

式（17)を式（15)に代入すると次式（18)が成立する。

'式（18)

すなわち、システムに要求されるキヤリァ数 nに対して次式（19)が成り立つ。

したがって、それぞれ、 C=l及び C = 2になるように受信装置 100を構成した場合、次式（22)及び（23)が成り立つ。

Ν、 3-1 1 5

■\.6dB '式（22)

Sソ _/CJ ν S )_υ, 4¹ 3 6

Νへ

式（23)

ノ ι¾ 4² 3 24 すなわち、 C=lの場合、一 1.6dB、 C = 2の場合、 6.8dBだけマルチキヤリァ信号の AGCダイナミックレンジが拡大する。

Claims

求の範囲

1 . マルチキヤリァ信号を構成する各キヤリァ信号を抽出するための複数の補正信号を、該マルチキヤリァ信号からディジタルフィルタリングで生成する補正信号生成部と、

該マルチキヤリァ信号から該補正信号の内の少なくとも 1つを減算する減算器と、

該減算器の出力信号のレベルを冃所定レベルに調整して出力するシングルキヤリァ用自動利得調整部と、

該シングルキヤリァ用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換するシングルキヤリァ用 AD変換器と、

該シングルキャリア用 AD 変換器の出力信号から各キャリア信号を抽出するシングルキヤリァ用ディジタルフィルタと、

を備えたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。

2 . 請求の範囲 1において、

該補正信号生成部で生成された各補正信号が、各キヤリァ信号に対応していることを特徴としたマルチキヤリァ受信装置。

3 . 請求の範囲 1において、

該補正信号生成部で生成された各補正信号が、該マルチキヤリァ信号から各キャリァ信号を除いた信号であることを特徴としたマルチキヤリァ受信装置。

4 . 請求の範囲 1において、

該補正信号生成部は、

該マルチキヤリァ信号をディジタル信号に変換する補正用 AD変換器と、該補正用 AD 変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出する補正用ディジタルフィルタと、

で構成されていることを特徴としたマルチキャリア受信装置。

5 . 請求の範囲 1において、

該補正信号生成部は、

該マルチキヤリァ信号を所定レベルに利得調整して出力する補正用自動利得調整部と、

該補正用自動利得調整部の出力信号をディジタル信号に変換する補正用 AD 変換器と、

該補正用 AD 変換器のディジタル出力信号から該複数の補正信号を抽出するデイジタノレフイノレタと、

該複数の補正信号を補正用自動利得調整部の利得で除算する利得キャンセラと、で構成されていることを特徴としたマルチキヤリァ受信装置。

6 . 請求の範囲 5において、

該補正用自動利得調整部は、

該マルチキャリア信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、該補正用 AD 変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、

該利得をアナログ信号に変換して該増幅器に与える DA変換器と、

で構成されていることを特徴としたマルチキヤリァ受信装置。

7 . 請求の範囲 1において、

該シングルキヤリァ用自動利得調整部は、

該減算器の出力信号を所定レベルに、所定の利得で増幅する増幅器と、該シングルキヤリァ用 AD 変換器のディジタル出力信号に基づき該所定の利得を決定する自動利得制御回路と、

8 . 請求の範囲 1において、

該減算器の前段に該マルチキヤリァ信号を該補正信号生成部の処理時間だけ遅延させる遅延器を、さらに備えたことを特徴とするマルチキヤリァ受信装置。

9 . 無線マルチキヤリァ信号を受信するアンテナと、

受信したマルチキヤリァ信号を入力する請求の範囲 1から 3、並びに 4から 8 のいずれか 1つに記載のマルチキヤリァ受信装置と、

を備えたことを特徴とする無線通信装置。