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WO2004059339A1 - Dispositif d'interpolation pour un dispositif de formation d'images a partir de donnees acquises par des faisceaux d'exploration - Google Patents

Dispositif d'interpolation pour un dispositif de formation d'images a partir de donnees acquises par des faisceaux d'exploration Download PDF

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Publication number
WO2004059339A1
WO2004059339A1 PCT/EP2003/050983 EP0350983W WO2004059339A1 WO 2004059339 A1 WO2004059339 A1 WO 2004059339A1 EP 0350983 W EP0350983 W EP 0350983W WO 2004059339 A1 WO2004059339 A1 WO 2004059339A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuits
correction
devices
delay
sample
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
PCT/EP2003/050983
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English (en)
Inventor
Francesco Pomata
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales Ultrasonics SAS
Original Assignee
Thales Ultrasonics SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales Ultrasonics SAS filed Critical Thales Ultrasonics SAS
Priority to AU2003298353A priority Critical patent/AU2003298353A1/en
Publication of WO2004059339A1 publication Critical patent/WO2004059339A1/fr
Anticipated expiration legal-status Critical
Ceased legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
    • G01S7/52017—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00 particularly adapted to short-range imaging
    • G01S7/52023—Details of receivers
    • G01S7/52025—Details of receivers for pulse systems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
    • G01S15/88—Sonar systems specially adapted for specific applications
    • G01S15/89—Sonar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S15/8906—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques
    • G01S15/8909—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration
    • G01S15/8915—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration using a transducer array
    • G01S15/8918—Short-range imaging systems; Acoustic microscope systems using pulse-echo techniques using a static transducer configuration using a transducer array the array being linear

Definitions

  • the present invention relates to an interpolation device for a device for forming images from data acquired by scanning beams.
  • the echoes received by the probe following the emission of ultrasonic beams into the body to be explored by this same probe at variable focusing distances are sampled at a certain frequency to allow digital processing.
  • This sampling frequency is linked to the maximum frequency of the echo signal by Shannon's theorem.
  • the correct sampling frequency ensuring good focus should be at least three or four times the Shannon frequency.
  • the analog / digital converter generally operates at a frequency which is at least 1.5 times the Shannon frequency, which amounts to saying that the correct sampling frequency should be 2 to 3 times the actual minimum frequency of the converter.
  • Another requirement is to acquire “multiple line” images, that is, to increase the resolution of these images. This amounts to saying that it is necessary, from a set of sampled data, to apply one or more sets of relative delays, to obtain, after summation of these data, two or more additional lines.
  • FIG. 1 shows the simplified block diagram of a device for acquiring multiple lines.
  • the n incident channels to be sampled are referenced C1 to Cn, and the corresponding analog / digital converters are referenced CAN1 to CANn.
  • the output of each of the converters is connected to two delay production devices, respectively referenced R1-1 to R1-n and R2-1 to R2-n.
  • the outputs of all the first delay circuits are connected to a first adder A1, and the outputs of all the second delay circuits are connected to a second adder A2. From the data of each incident line, the first adder A1 provides line 1, while the second provides line 2.
  • a corresponding number of delay circuits and adders are used to obtain a corresponding number of delay circuits and adders.
  • FIG. 3 The circuit of FIG. 3 is identical to that of FIG. 2, with the only difference that each analog / digital converter receives its own clock signal, which is different from one converter to another, respectively CK1 to CKn.
  • the circuit of FIG. 4 comprises, at the output of each analog / digital converter CAN1 to CANn, the following cascade of circuits: a circuit for producing intermediate samples, called “padding” (respectively P1 to Pn), a pass filter -bas (F1 to Fn), and a delay generation circuit (R1 to Rn).
  • P1 to Pn a circuit for producing intermediate samples
  • F1 to Fn pass filter -bas
  • R1 to Rn delay generation circuit
  • the device of Figure 3 is less energy-hungry than that of Figure 2, but if one wants to acquire multiple line images, the number of analog / digital converters must be increased. The number of converters required is proportional to the number of lines to be produced per incident channel.
  • the device in Figure 4 inserts “0” into the sampled signal, which artificially increases the sampling frequency.
  • the signal is then transmitted to a low-pass filter, which selects the corrected interpolated samples, and then processed by the delay circuit.
  • n the original sampling frequency
  • this solution requires a low pass filter per channel.
  • the subject of the present invention is a device for producing multiple lines for a system for forming images from data originating from a device for exploring space or objects and providing information with insufficient resolution, this device production lines being the least expensive possible and having the lowest possible energy consumption
  • the device according to the invention for the production of p lines from each of the n lines corresponding to n incident channels supplied by n transducers, and comprising for each incident channel an analog / digital converter and p devices for producing delays and comprising p adders respectively connected to the outputs of the corresponding delay production devices, and it is characterized in that it comprises, for each channel, between the output of the analog / digital converter and the inputs of the p delay production circuits, a device for switching and correction, and in that the output of each of the p adders is connected to an interpolation device, the p interpolation devices being connected to an adder followed by a decimator.
  • This solution makes it possible to greatly reduce the number of low-pass filters required (from n to p).
  • the interpolation devices are one of the following devices: low-pass filters, delay circuits or filters with minimum quadratic error.
  • the correction circuits are each grouped with the corresponding switching circuit.
  • the correction devices include multiplication circuits by at least one correction coefficient, and, advantageously, by two correction coefficients. In the case of a single correction coefficient, this is approximately 0.5.
  • FIGS. 1 to 4 are block diagrams of interpolation devices of the prior art
  • FIG. 5 is a block diagram of an interpolation device according to the invention.
  • FIG. 6 is a partial table of an example of correction that can be performed by the device of the invention.
  • the present invention is described below with reference to the processing of data supplied by a medical ultrasound probe, but it is understood that it is not limited to this single application, and that it can be implemented in other beam-forming systems for exploring space or objects, these systems being responsible for producing images of this space or of these objects from the echoes received when these beams encounter changes in homogeneity and / or matter of the space or the objects explored, and the invention applies when the images thus produced do not have sufficient resolution. This can for example be the case for radars, lidars or other imaging devices.
  • the output of adder A1 is connected to a first low-pass filter PB1, and the output of adder A2 is connected to a second low-pass filter PB2.
  • the outputs of filters PB1 and PB2 are connected to a main adder A followed by a decimation circuit D. All the circuits S1 to Sn, RA1 to RAn and RB1 to RBn receive from a device (not shown) delay control data as a function of their rank (corresponding to the location of the transducer element considered of the probe by relative to the reference element, which is generally the central element of the probe) and as a function of the focusing depth of the ultrasonic beam.
  • This change leads to a second switching of the circuits S1 to Sn immediately after the sample 14, and the sample 15 arrives in RA at the same time as a filling 0 is sent to RB. Then, because the samples are switched to RA, two 0's fill RB each time. There is then a time difference between the arrival of the samples and the values of the corresponding delays ordered for RA (and which are preceded by a filling 0): the delay 15 is produced during the arrival of the sample 14, the delay 16 is produced during the arrival of the sample 15, etc., and therefore, during the arrival of the sample 18, 0's fill RA and RB.
  • the correction circuits (which are contained in the selection circuits S1 to Sn or are connected downstream, between these selection circuits and the adder-decimator AD) carry out the corrections described below , after the description of the phenomena caused by the phase jump.
  • the first interpolated values are produced by PB1, and the first of them results from the interpolation (made during the processing of sample 2) between samples 1 and 2. It has the value XA1, and so on until 'upon arrival of sample 8 in RB.
  • the filter PB1 contains twice the interpolated value XA7, because the sample 8 arrives in the delay circuit RB, and just before this instant, at the arrival of the sample 7, the filter PB2 produced, during the two half-periods corresponding to the processing of sample 7, twice the value XB7.
  • the delay circuits RB process sample 9 and the following ones by introducing a filling zero each time, while the circuits RA produce 0s at each half -clock period, and while the filter PB2 produces immediately after the arrival of each sample the corresponding interpolated value (for example, half a period after the arrival of the sample 12, it produces XB12), while the filter PB1 has only 0s.
  • the filters PB1 and PB2 respectively produce XA13 and XB13 for the second half-period of treatment of sample 13.
  • the circuit RB processes this sample during the first half-period
  • RA to which the following samples have just been switched, processes the sample 15 during the second half-period corresponding to sample 14.
  • PB1 produces the interpolated value XA14
  • PB2 transmits sample 14.
  • PB1 transmits sample 15, while PB2 produces XB15 .
  • the main adder A simply performs, at each half-period, the sum of the data from PB1 and PB2.
  • the decimator D eliminates what it receives from the main adder A at each first half-period, and transmits what it receives from it at each second half-period. It follows that :
  • the invention simply provides for multiplying the samples concerned at the time of the jump of phase (i.e. before and after switching with 0.75, when the theoretical value is 0.707).
  • the approximate value of 0.75 was preferred because it is very easy to obtain with digital circuits. Tests have shown that even with such an approximation, the artifacts were greatly reduced, and that they were then not bothersome.

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Abstract

Le dispositif conforme à l'invention, pour la production de p lignes à partir de chacune des n lignes correspondant à n canaux incidents fournis par n transducteurs, et comportant pour chaque canal incident un convertisseur analogique / numérique et p dispositifs de production de retards et comportant p additionneurs reliés respectivement aux sorties des dispositifs de production de retards correspondants, et il est caractérisé en ce qu'il comporte pour chaque canal, entre la sortie du convertisseur analogique / numérique et les entrées des p circuits de production de retards un dispositif de commutation et de correction, et en ce que la sortie de chacun des p additionneurs est reliée à un dispositif d'interpolation, les p dispositifs d'interpolation étant reliés à un additionneur suivi d'un décimateur.

Description

DISPOSITIF D'INTERPOLATION POUR UN DISPOSITIF DE FORMATION D'IMAGES A PARTIR DE DONNEES ACQUISES PAR DES FAISCEAUX
D'EXPLORATION
La présente invention se rapporte à un dispositif d'interpolation pour un dispositif de formation d'images à partir de données acquises par des faisceaux d'exploration.
Dans un échographe à ultrasons, les échos reçus par la sonde à la suite de l'émission de faisceaux ultrasonores dans le corps à explorer par cette même sonde à des distances de focalisation variables sont échantillonnés à une certaine fréquence pour en permettre le traitement numérique. Cette fréquence d'échantillonnage est liée à la fréquence maximale du signal d'écho par le théorème de Shannon. En fait, la fréquence d'échantillonnage correcte assurant une bonne focalisation doit être d'au moins trois ou quatre fois la fréquence de Shannon. Dans la pratique, le convertisseur analogique / numérique fonctionne généralement à une fréquence qui est au minimum 1 ,5 fois la fréquence de Shannon, ce qui revient à dire que la fréquence d'échantillonnage correcte devrait être 2 à 3 fois la fréquence minimale réelle du convertisseur.
Une autre exigence est d'acquérir des images à « lignes multiples », c'est-à-dire d'augmenter la résolution de ces images. Ceci revient à dire qu'il faut, à partir d'un jeu de données échantillonnées, appliquer un ou plusieurs jeux de retards relatifs, pour obtenir, après sommation de ces données, deux ou plusieurs lignes supplémentaires.
On a représenté en figure 1 le bloc-diagramme simplifié d'un dispositif d'acquisition de lignes multiples. Les n canaux incidents à échantillonner sont référencés C1 à Cn, et les convertisseurs analogique/ numérique correspondants sont référencés CAN1 à CANn. La sortie de chacun des convertisseurs est reliée à deux dispositifs de production de retards, respectivement référencés R1-1 à R1-n et R2-1 à R2-n. Les sorties de tous les premiers circuits de retard sont reliées à un premier additionneur A1, et les sorties de tous les deuxièmes circuits de retard sont reliées à un deuxième additionneur A2. A partir des données de chaque ligne incidente, le premier additionneur A1 fournit la ligne 1, tandis que le deuxième fournit la ligne 2. Lorsque l'on doit obtenir plus de deux lignes, on utilise un nombre correspondant de circuits de retard et d'additionneurs. Les différentes solutions connues d'acquisition de lignes multiples sont décrites par exemple dans le document US-A-5 844 139 et dans les documents cités lors de son examen. On va décrire brièvement , en référence aux figures 2 à 4, les trois solutions les plus usitées. Dans ces figures, des éléments similaires sont affectés des mêmes références.
En figure 2 , le dispositif représenté comporte n convertisseurs analogique / numérique CAN1 à CANn qui échantillonnent les n canaux incidents C1 à Cn. Etant donné que ces convertisseurs fonctionnent tous à la fréquence d'horloge d'échantillonnage CK suffisamment élevée pour assurer une bonne focalisation, chacun de ces convertisseurs est suivi d'un seul circuit de retard, respectivement R1 à Rn. Les sorties de tous ces circuits de retard sont reliées à un unique additionneur A, qui est suivi d'un circuit D de décimation.
Le circuit de la figure 3 est identique à celui de la figure 2, à la seule différence que chaque convertisseur analogique/ numérique reçoit son propre signal d'horloge, qui est différent d'un convertisseur à l'autre, respectivement CK1 à CKn.
Le circuit de la figure 4 comporte, à la sortie de chaque convertisseur analogique/ numérique CAN1 à CANn la cascade de circuits suivante : un circuit de production d'échantillons intermédiaires, dit de « padding » (respectivement P1 à Pn), un filtre passe-bas (F1 à Fn) , et un circuit de génération de retard (R1 à Rn). Les sorties de tous les circuits de retard sont reliées à un additionneur A, lui-même relié à un circuit de décimation D.
Ces dispositifs connus présentent les inconvénients suivants :
- Le dispositif de la figure 2 nécessite des convertisseurs analogique / numérique fonctionnant à une fréquence d'horloge qui est égale à 2 à 3 fois la fréquence de Shannon, ce qui veut dire que ces convertisseurs sont onéreux et que leur consommation en énergie est 2 à 3 fois plus élevée que celle d'un convertisseur fonctionnant à la fréquence de Shannon (en première approximation, la consommation en énergie est proportionnelle à la fréquence d'horloge).
- Le dispositif de la figure 3 est moins gourmand en énergie que celui de la figure 2 , mais si l'on veut acquérir des images à lignes multiples, il faut augmenter le nombre de convertisseurs analogique / numérique. Le nombre de convertisseurs nécessaires est proportionnel au nombre de lignes à produire par canal incident.
- Le dispositif de la figure 4 insère des « 0 » dans le signal échantillonné, ce qui augmente artificiellement la fréquence d'échantillonnage. Le signal est ensuite transmis à un filtre passe- bas, qui sélectionne les échantillons interpolés corrigés, puis traité par le circuit de retard. Avec un tel dispositif, il est possible de diviser par un nombre entier n la fréquence d'échantillonnage d'origine (en général n=2 ou 3). Cependant, cette solution nécessite un filtre passe- bas par canal.
La présente invention a pour objet un dispositif de production de lignes multiples pour un système de formation d'images à partir de données provenant d'un dispositif d'exploration d'espace ou d'objets et fournissant des informations à résolution insuffisante, ce dispositif de production de lignes étant le moins onéreux possible et ayant la consommation en énergie la plus faible possible
Le dispositif conforme à l'invention, pour la production de p lignes à partir de chacune des n lignes correspondant à n canaux incidents fournis par n transducteurs, et comportant pour chaque canal incident un convertisseur analogique / numérique et p dispositifs de production de retards et comportant p additionneurs reliés respectivement aux sorties des dispositifs de production de retards correspondants, et il est caractérisé en ce qu'il comporte pour chaque canal, entre la sortie du convertisseur analogique / numérique et les entrées des p circuits de production de retards un dispositif de commutation et de correction, et en ce que la sortie de chacun des p additionneurs est reliée à un dispositif d'interpolation, les p dispositifs d'interpolation étant reliés à un additionneur suivi d'un décimateur. Cette solution permet de réduire fortement le nombre nécessaire de filtres passe-bas ( en passant de n à p ). Habituellement, le nombre n de canaux est très supérieur à p : typiquement, n est égal à 64 ou 128, alors que p est généralement égal à 1 ou 2 ou 4. Selon une caractéristique avantageuse de l'invention, les dispositifs d'interpolation sont l'un des dispositifs suivants : des filtres passe- bas, des circuits de retard ou des filtres à erreur quadratique minimale.
Selon une autre caractéristique de l'invention, les circuits de correction sont groupés chacun avec le circuit de commutation correspondant.
Selon une autre caractéristique de l'invention, les dispositifs de correction comportent des circuits de multiplication par au moins un coefficient de correction, et, avantageusement, par deux coefficients de correction. Dans le cas d'un seul coefficient de correction, celui-ci est d'environ 0,5.
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'un mode de réalisation, pris à titre d'exemple non limitatif et illustré par les dessin annexé, sur lequel : les figures 1 à 4 , déjà décrites ci-dessus, sont des blocs- diagrammes de dispositifs d'interpolation de l'art antérieur,
- la figure 5 est un bloc- diagramme d'un dispositif d'interpolation conforme à l'invention, et
- la figure 6 est un tableau partiel d'un exemple de correction pouvant être réalisée par le dispositif de l'invention.
La présente invention est décrite ci-dessous en référence au traitement des données fournies par une sonde d'échographie médicale, mais il est bien entendu qu'elle n'est pas limitée à cette seule application, et qu'elle peut être mise en oeuvre dans d'autres systèmes à formation de faisceaux pour l'exploration de l'espace ou d'objets , ces systèmes étant chargés de produire des images de cet espace ou de ces objets à partir des échos reçus lorsque ces faisceaux rencontrent des changements d'homogénéité et/ou de matière de l'espace ou des objets explorés, et l'invention s'applique lorsque les images ainsi produites n'ont pas une résolution suffisante. Ce peut être par exemple le cas pour des radars, des lidars ou d'autres appareils d'imagerie.
Le dispositif de la figure 5 comporte, pour chacun des n canaux fournis par une sonde d'échographie (non représentée) et référencés C1 à Cn, un convertisseur analogique / numérique, respectivement CAN1 à CANn, suivi d'un circuit de commutation et de correction, respectivement S1 à Sn, à deux sorties. La première de ces sorties est reliée à un premier circuit de retard, RA1 à RAn, tandis que la deuxième sortie est reliée à un deuxième circuit de retard, RB1 à RBn, respectivement. Les sorties de tous les premiers circuits de retard sont reliées à un premier additionneur primaire A1 , et les sorties de tous les deuxièmes circuits de retard sont reliées à un deuxième additionneur primaire A2. La sortie de l'additionneur A1 est reliée à un premier filtre passe-bas PB1 , et la sortie de l'additionneur A2 est reliée à un deuxième filtre passe-bas PB2. Les sorties des filtres PB1 et PB2 sont reliées à un additionneur principal A suivi d'un circuit D de décimation. Tous les circuits S1 à Sn, RA1 à RAn et RB1 à RBn reçoivent d'un dispositif (non représenté) des données de commande de retard en fonction de leur rang (correspondant à l'emplacement de l'élément transducteur considéré de la sonde par rapport à l'élément de référence, qui est généralement l'élément central de la sonde) et en fonction de la profondeur de focalisation du faisceau ultrasonore. Bien entendu, s'il fallait plus d'une ligne à partir des données d'une ligne incidente, il faudrait prévoir un nombre correspondant de sorties pour les circuits S1 à Sn, de circuits de retard (RC1 à RCn, ...), autant d'additionneurs primaires (A3,...), de filtres passe-bas (PB3,...) et prévoir un additionneur principal A à nombre d'entrées correspondant.
On va décrire maintenant, en référence au tableau de la figure 6, un exemple simplifié de problème survenant à l'occation d'un saut de phase (dû à la focalisation dynamique) et la correction effectuée par le dispositif de l'invention. Pour simplifier la présentation du tableau, on considère une série de dix-huit échantillons incidents, numérotés de 1 à 18, et on suppose que les retards à introduire ont les mêmes valeurs que les numéros d'échantillons correspondants. De façon classique, en vue d'augmenter artificiellement la fréquence d'échantillonnage, on introduit un « 0 » (zéro) pour chaque échantillon incident (opération dénommée « zéro padding » en anglais), ce qui fait que que l'on peut effectuer des corrections avec une précision d'une demi-période d'échantillonnage. Pour les sept premiers échantillons considérés, ces 0 sont introduits juste avant chaque échantillon, et on suppose que ces échantillons sont commutés (par les circuits S1 à Sn) vers les circuits de retard RA, et, simultanément, les circuits RB reçoivent deux zéros à chaque fois, afin de ne pas perturber leur fonctionnement. On suppose ensuite que, juste après l'échantillon 7, il se produit un changement de distance de focalisation, ce qui se traduit par la commutation des échantillons suivants vers les circuits RB et le remplissage par des 0 des circuits RA. De plus, du fait de ce changement brusque de distance de focalisation, les échantillons arrivent avant les 0 de remplissage dans les circuits RB. Ensuite, on suppose que, juste après l'arrivée de l'échantillon 14, il se produit un deuxième changement de distance de focalisation. Ce changement entraîne une deuxième commutation des circuits S1 à Sn aussitôt après l'échantillon 14, et l'échantillon 15 arrive dans RA en même temps qu'un 0 de remplissage est envoyé à RB. Ensuite, du fait que les échantillons sont commutés vers RA, deux 0 remplissent à chaque fois RB. Il se produit alors un décalage temporel entre l'arrivée des échantillons et les valeurs des retards correspondants commandés pour RA (et qui sont précédés d'un 0 de remplissage) : le retard 15 est produit pendant l'arrivée de l'échantillon 14, le retard 16 est produit pendant l'arrivée de l'échantillon 15, etc ..., et donc, pendant l'arrivée de l'échantillon 18, des 0 remplissent RA et RB.
Il résulte de ces deux changements de distance de focalisation l'apparition de valeurs incorrectes de retards pour les échantillons 7, 8, 14 et 15, et donc le risque d'apparition d'artefacts dans le signal restitué. Pour éviter ou atténuer fortement ces artefacts, les circuits de correction (qui sont contenus dans les circuits de sélection S1 à Sn ou sont branchés en aval , entre ces circuits de sélection et l'additionneur-décimateur A D) effectuent les corrections décrites ci-dessous, après la description des phénomènes provoqués par le saut de phase.
Les lignes suivantes du tableau de la figure 6 sont considérées en l'absence de corrections d'amplitude. Pour toutes ces lignes, on note XAn ou XBn (X étant la valeur interpolée, n étant le rang du premier échantillon incident correspondant, et A et B étant les retards produits par les circuits de retard RA et RB respectivement.), les différentes valeurs interpolées entre échantillons consécutifs, de façon connue en soi, par les circuits PB1 et PB2. Cette interpolation est faite, dans le présent exemple, en prenant la moyenne entre l'échantillon incident et l'échantillon précédent, mais il est bien entendu qu'elle peut être réalisée de toute autre façon connue. Après un saut de phase (se traduisant par la commutation des échantillons de l'un des circuits de retard vers l'autre), le nombre de valeurs interpolées ajoutées dépend de la longueur des filtres utilisés pour l'interpolation. Dans le présent exemple, la correction s'effectue sur deux demi-périodes d'échantillonnage Pour simplifier la description, on néglige le retard propre des filtres, qui est le même pour les deux filtres.
Les premières valeurs interpolées sont produites par PB1, et la première d'entre elles résulte de l'interpolation (faite pendant le traitement de l'échantillon 2) entre les échantillons 1 et 2. Elle a pour valeur XA1, et ainsi de suite jusqu'à l'arrivée de l'échantillon 8 dans RB. A l'arrivée de l'échantillon 8, le filtre PB1 contient deux fois la valeur interpolée XA7, du fait que l'échantillon 8 arrive dans le circuit de retard RB, et juste avant cet instant, à l'arrivée de l'échantillon 7, le filtre PB2 produisait, pendant les deux demi-périodes correspondant au traitement de l'échantillon 7, deux fois la valeur XB7. A l'arrivée de l'échantillon 9, une situation normale se rétablit : les circuits de retard RB traitent l'échantillon 9 et les suivants en introduisant à chaque fois un zéro de remplissage, tandis que les circuits RA produisent des 0 à chaque demi-période d'horloge, et tandis que le filtre PB2 produit aussitôt après l'arrivée de chaque échantillon la valeur interpolée correspondante (par exemple, une demi-période après l'arrivée de l'échantillon 12, il produit XB12), alors que le filtre PB1 n'a que des 0.
De façon analogue, à la suite du saut de phase se produisant entre les échantillons 13 et 14, les filtres PB1 et PB2 produisent respectivement XA13 et XB13 pour la deuxième demi-période de traitement de l'échantillon 13 . Lors de l'arrivée de l'échantillon 14, le circuit RB traite cet échantillon pendant la première demi-période, tandis que RA, vers lequel viennent d'être commutés les échantillons suivants, traite l'échantillon 15 pendant la seconde demi-période correspondant à l'échantillon 14. Toujours pendant la première demi-période, PB1 produit la valeur interpolée XA14, alors que PB2 transmet l'échantillon 14. Pendant la seconde demi-période, PB1 transmet l'échantillon 15, tandis que PB2 produit XB15. Ensuite, le processus se normalise : le circuit de retard RB ne contient que des 0 à chaque demi-période, et le circuit RA, à l'arrivée d'un échantillon de rang n, produit un 0 à la première demi-période et la valeur du retard correspondant à l'échantillon de rang n+1 pendant la seconde demi-période. En même temps, le filtre PB1 produit, pour la première demi-période une valeur inteφolée correspondant à l'échantillon de rang n, et transmet la valeur du retard de rang n+1 pendant la seconde demi-période.
L'additionneur principal A effectue simplement , à chaque demi- période, la somme des données issues de PB1 et PB2. Le décimateur D élimine ce qu'il reçoit de l'additionneur principal A à chaque première demi- période, et transmet ce qu'il en reçoit à chaque seconde demi-période. Il en résulte que :
- pour les six premiers échantillons incidents, on obtient à la sortie du décimateur ces mêmes échantillons retardés.
- pour les échantillons incidents 7 et 8, on obtient des valeurs incorrectes : 7+XB7 et XA8+XB8, respectivement, alors que les valeurs correctes sont 7 et XB8 respectivement.
- pour les échantillons incidents 9 à 12, on obtient les valeurs inteφolées correctes XB9 à XB12, respectivement.
- pour les échantillons incidents 13 et 14, on obtient respectivement : XA13+XB13 et 15+XB15, alors que les valeurs correctes sont : XB13 et 15.
- pour les échantillons incidents 15 à 18, on obtient respectivement les valeurs correctes suivantes : 16, 17, 18 et XA (on a supposé que l'on ne reçoit pas d'échantillon après l'échantillon 18).
Pour corriger les erreurs ainsi produites (l'erreur ajoutée, dans le cas d'une interpolation par moyenne entre deux échantillons consécutifs, vaut la moitié de la valeur suivante), l'invention prévoit simplement de multiplier les échantillons concernés au moment du saut de phase (c'est-à-dire avant et après commutation par 0,75, alors que la valeur théorique est de 0,707). La valeur approximative de 0,75 a été préférée parce qu'elle est très facile à obtenir avec des circuits numériques. Des essais ont montré que même avec une telle approximation, on réduisait fortement les artefacts, et qu'ils n'étaient alors pas gênants.
Bien entendu, d'autres méthodes de correction sont envisageables dans le cadre de l'invention, ces autres façons de corriger pouvant, par exemple, consister à multiplier par 0,5 le premier échantillon, avant d'appliquer aux échantillons les retards par les circuits RA ou RB et/ou de faire porter la correction sur un plus grand nombre d'échantillons.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif pour la production de p lignes à partir de chacune des n lignes correspondant à n canaux incidents fournis par n transducteurs, et comportant pour chaque canal incident un convertisseur analogique / numérique (CAN1 à CANn) et p dispositifs de production de retards (RA1, RB1 à Ran, RBn) et comportant p additionneurs (A1, A2) reliés respectivement aux sorties des dispositifs de production de retards correspondants, et il est caractérisé en ce qu'il comporte pour chaque canal, en aval du convertisseur analogique/ numérique, un circuit de commutation (S1 à Sn) et qu'il comporte entre la sortie du convertisseur analogique / numérique et les entrées des p circuits de production de retards un dispositif (S1 à Sn) de correction, et en ce que la sortie de chacun des p additionneurs est reliée à un dispositif d'inteφolation (PB1, PB2), les p dispositifs d'interpolation étant reliés à un additionneur (A) suivi d'un décimateur (D).
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que les circuits de correction sont groupés chacun avec le circuit de commutation correspondant (S1 à Sn).
3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2 , caractérisé par le fait que les dispositifs d'inteφolation sont l'un des dispositifs suivants : filtres passe- bas, circuits de retard ou filtres à erreur quadratique minimale.
4. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les dispositifs de correction comportent des circuits de multiplication par au moins un coefficient de correction.
5. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que les dispositifs de correction comportent des circuits de multiplication par deux coefficients de correction.
6. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le coefficient de correction est d'environ 0,5.
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